CN109067206B - 一种ac-dc电源及其同步整流管的控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种AC‑DC电源及其同步整流管的控制电路，所述同步整流管的控制电路包括原边伏秒积分器电路、积分比较器电路、电流源调节电路、最小关断时间产生电路以及逻辑电路，所述原边伏秒积分器电路、积分比较器电路、电流源调节电路、最小关断时间产生电路和逻辑电路依次连接。本发明通过利用原边伏秒积分器电路产生的积分信号的大小来间接检测AC‑DC电源的负载，并且根据不同的负载而产生大小不同的最小关断时间信号，在轻载或者空载时，最小关断时间信号足够大来屏蔽由于谐振而引起的同步整流管连续误开启现象，解决了由于同步整流管误开启而引起的轻载时发生电感电流连续倒灌现象最终导致输出无法起电的问题。

Description

一种AC-DC电源及其同步整流管的控制电路

技术领域

本发明涉及AC-DC开关电源技术，特别涉及一种AC-DC电源及其同步整流管的控制电路。

背景技术

随着开关电源对效率的需求日趋严苛，利用同步整流MOS管来替代续流二极管成为了不可避免的技术趋势。

但是在同步整流MOS管和原边主开关信号没有通信的情况下，如何正确开启及关闭同步整流MOS管，成为关键技术；关断技术相对简单，目前也很成熟，难点主要在于开启技术。

目前市面上同步整流管主流的开启技术是，通过检测同步整流管漏源电压Vds是否小于某设定阈值Vth_on(此阈值一般会设置为大于-0.5V而小于-0.1V的某个值)，若是小于Vth_on则开启功率管。当原边功率管关闭，次级同步整流管开始续流时，续流电流首先通过同步整流管的体二极管，此时同步整流管漏源两端会产生-Vdiode的压降，如图1中t1时间点所示，此电压可以满足上述开启阈值的条件。但是此开启技术存在的缺点是，同步整流管会被错误开启。在次边续流结束之后同步管关断，原边功率管漏极的寄生电容及原边电感产生的谐振波形，引起同步管漏源两端产生同样频率的谐振电压波形，此电压也同样会从正电压振荡为负电压，如图1中t4时间点所对应的波形，其仍然可能满足上述开启条件。对于隔离型的AC-DC系统来说，次边无法得到原边功率管的开启关断信号，故在这种情况下，同步管也就无法区分其Vds电压变为负压是由于原边功率管关断后次边续流引起的还是由于谐振而引起的。故同步整流器存在由于谐振而错误开启的风险。

为了解决上述谐振引起的错误开启现象。有一种办法是，在同步管关闭之后的一定时间(toff_min)内屏蔽对同步管的开启。但是此屏蔽时间的设计非常关键，若太长则存在将正常的开启信号屏蔽的风险，若太短则无法起到完全的屏蔽作用。市面上的同步整流产品会将上述屏蔽时间toff_min设置为某一个特定的值，用来满足一定参数范围的系统。但是这种将屏蔽时间设置为特定值的同步整流控制器无法全面的兼容AC-DC开关电源系统。尤其是对于某些AC-DC系统，其负载为轻载时电流倒灌现象会非常严重，如图2所示，当同步整流管关断后，由于谐振引起的同步管的错误开启导致其两端的电压振荡幅度在一段时间保持不变，进一步引起连续好几个周期出现了误开启及电流倒灌现象，这种现象会进一步导致系统在轻载或者空载时无法启机。

可见，上述同步管开启控制技术存在很大的风险，有很大的改进空间。

因而现有技术还有待改进和提高。

发明内容

鉴于上述现有技术的不足之处，本发明的目的在于提供一种AC-DC电源及其同步整流管的控制电路，可解决目前由于同步整流管误开启而引起的轻载时发生电感电流连续倒灌现象最终导致输出无法起电的问题。

为了达到上述目的，本发明采取了以下技术方案：

一种同步整流管的控制电路，包括：

原边伏秒积分器电路，用于在AC-DC电源的原边功率管开启时对同步整流管的漏端电压在原边功率管的导通时间内进行积分，并在每个导通周期均输出积分电压信号；

积分比较器电路，用于将积分电压信号与积分比较器电路输入的参考电压进行比较得到比较信号，并将比较信号输出至电流源调节电路；

电流源调节电路，用于根据积分比较器电路输入的比较信号调节输出电流信号，并将输出电流信号输出至最小关断时间产生电路；

最小关断时间产生电路，用于产生最小关断时间信号并将其输出至逻辑电路；

逻辑电路，用于根据输入的同步整流管关断信号、同步整流管开启信号以及最小关断时间信号产生同步整流管的控制信号；

所述原边伏秒积分器电路、积分比较器电路、电流源调节电路、最小关断时间产生电路和逻辑电路依次连接。

所述的同步整流管的控制电路中，所述原边伏秒积分器电路包括第一电阻、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管、第七MOS管、第八MOS管、第九MOS管、第一电流源、第一反相器、第二反相器和第一电容；

所述第一电阻的一端输入同步整流管的漏端电压，所述第一电阻的另一端连接第一MOS管的源极，所述第一MOS管的栅极连接第二MOS管的栅极、第二MOS管的漏极和第四MOS管的漏极，所述第一MOS管的漏极连接第三MOS管的漏极、第三MOS管的栅极、第四MOS管的栅极、第五MOS管的栅极和第六MOS管的栅极，所述第二MOS管的源极连接第一电流源的一端、VDD电源、第七MOS管的源极和第八MOS管的源极，所述第一电流源的另一端连接第五MOS管的漏极和第一反相器的输入端，所述第六MOS管的漏极连接第七MOS管的漏极、第七MOS管的栅极和第八MOS管的栅极，所述第一反相器的输出端连接第二反相器的输入端，所述第二反相器的输出端连接第九MOS管的栅极，所述第九MOS管的漏极连接第八MOS管的漏极、第一电容的一端和积分比较器电路，所述第一电容的另一端、第九MOS管的源极、第六MOS管的源极、第五MOS管的源极、第四MOS管的源极和第三MOS管的源极均接地。

所述的同步整流管的控制电路中，所述积分比较器电路包括第一比较器、第二比较器、第三比较器和第四比较器，所述第一比较器的同相输入端、第二比较器的同相输入端、第三比较器的同相输入端和第四比较器的同相输入端均连接第九MOS管的漏极，所述第一比较器的反相输入端输入第一参考电压，所述第二比较器的反相输入端输入第二参考电压，所述第三比较器的反相输入端输入第三参考电压，所述第四比较器的反相输入端输入第四参考电压，所述第一比较器的输出端、第二比较器的输出端、第三比较器的输出端和第四比较器的输出端均连接所述电流源调节电路。

所述的同步整流管的控制电路中，所述电流源调节电路包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第二电流源、第三电流源、第四电流源和第五电流源，所述第一开关的控制端连接第一比较器的输出端，所述第二开关的控制端连接第二比较器的输出端，所述第三开关的控制端连接第三比较器的输出端，所述第四开关的控制端连接第四比较器的输出端，所述第一开关的一端、第二开关的一端、第三开关的一端和第四开关的一端均连接最小关断时间产生电路，所述第一开关的另一端、第二开关的另一端、第三开关的另一端和第四开关的另一端均连接电流源。

所述的同步整流管的控制电路中，所述最小关断时间产生电路包括第三反相器、第四反相器、第二电容、第十MOS管和第十一MOS管，所述第十MOS管的源极连接第一开关的一端、第二开关的一端、第三开关的一端和第四开关的一端，所述第十MOS管的漏极连接第三反相器的输入端、第十一MOS管的漏极和第二电容的一端，所述第三反相器的输出端连接第四反相器的输入端，所述第四反相器的输出端连接逻辑电路，所述第二电容的另一端和第十一MOS管的源极接地，所述第十MOS管的栅极和第十一MOS管的栅极均输入PWM调节信号。

所述的同步整流管的控制电路中，所述逻辑电路包括第一或非门、第二或非门、第一与非门、第二与非门、第五反相器和第六反相器，所述第一或非门的第一输入端连接第四反相器的输出端，所述第一或非门的输出端连接第二或非门的第一输入端，所述第二或非门的第二输入端用于输入同步整流管关断信号，所述第二或非门的输出端连接第一或非门的第二输入端、PWM调节信号输入端和第一与非门的第一输入端，所述第一与非门的第二输入端连接第二与非门的输出端，所述第一与非门的输出端连接第六反相器的输入端和第二与非门的第一输入端，所述第六反相器的输出端输出PWM控制信号，所述第五反相器的输入端用于输入同步整流管开启信号，所述第五反相器的输出端连接第二与非门的第二输入端。

所述的同步整流管的控制电路中，所述第一MOS管、第二MOS管、第七MOS管和第八MOS管均为PMOS管，所述第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管和第九MOS管均为NMOS管。

一种AC-DC电源，至少包括变压器及同步管输出级电路、驱动电路以及如上所述的同步整流管的控制电路，所述同步整流管的控制电路、驱动电路和变压器及同步管输出级电路依次连接。

所述的AC-DC电源中，所述变压器及同步整流管输出级电路包括原边变压器、原边功率管、原边采样电阻、次边变压器、输出电容和同步整流管，所述原边变压器的一端连接输入电压，所述原边变压器的另一端连接所述原边功率管的漏极，所述原边功率管的源极通过所述原边采样电阻接地，所述原边功率管的栅极接收主驱动信号，所述次边变压器的一端输出输出电压，并连接输出电容的一端，所述次边变压器的另一端连接所述同步整流管的漏极，所述同步整流管的源极连接所述输出电容的另一端和地，所述同步整流管的栅极连接所述驱动电路。

相较于现有技术，本发明提供的AC-DC电源及其同步整流管的控制电路中，所述同步整流管的控制电路包括原边伏秒积分器电路、积分比较器电路、电流源调节电路、最小关断时间产生电路以及逻辑电路，所述原边伏秒积分器电路、积分比较器电路、电流源调节电路、最小关断时间产生电路和逻辑电路依次连接。本发明通过利用原边伏秒积分器电路产生的积分信号的大小来间接检测AC-DC电源的负载，并且根据不同的负载而产生大小不同的最小关断时间信号，在轻载或者空载时，最小关断时间信号足够大来屏蔽由于谐振而引起的同步整流管连续误开启现象，解决了由于同步整流管误开启而引起的轻载时发生电感电流连续倒灌现象最终导致输出无法起电的问题。

附图说明

图1为目前的同步整流管正常开启及关断时对应的电流及电压波形示意图。

图2为目前的AC-DC电源在轻载或空载时同步功率管出现连续误开启时对应的电流及电压波形示意图。

图3为本发明提供的同步整流管的控制电路的控制原理图。

图4为本发明控制同步功率管在轻载工作时的电流及电压波形示意图。

图5为本发明提供的同步整流管的控制电路中，最小导通时间与负载电流的关系图。

图6为本发明提供的同步整流管的控制电路中，所述原边伏秒积分器电路的原理图。

图7为本发明提供的同步整流管的控制电路中，所述积分比较器电路的原理图。

图8为本发明提供的同步整流管的控制电路中，所述电流源调节电路的原理图。

图9为本发明提供的同步整流管的控制电路中，所述最小关断时间产生电路的原理图。

图10为本发明提供的同步整流管的控制电路中，所述逻辑电路的原理图。

图11为本发明提供的AC-DC电源的原理图。

具体实施方式

本发明提供一种AC-DC电源及其同步整流管的控制电路，为使本发明的目的、技术方案及效果更加清楚、明确，以下参照附图并举实施例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

请参阅图3，本发明提供的同步整流管的控制电路，包括原边伏秒积分器电路101、积分比较器电路102、电流源调节电路103、最小关断时间产生电路104和逻辑电路105，所述原边伏秒积分器电路101、积分比较器电路102、电流源调节电路103、最小关断时间产生电路104和逻辑电路105依次连接。

具体来说，所述原边伏秒积分器电路101用于在图11所示的AC-DC电源的原边功率管开启时对同步整流管的漏端电压在原边功率管的导通时间内进行积分，并在每个导通周期均输出积分电压信号；所述积分比较器电路102用于将积分电压信号与积分比较器电路输入的参考电压进行比较得到比较信号，并将比较信号输出至电流源调节电路103；所述电流源调节电路103用于根据根据积分比较器电路102输入的比较信号调节输出电流信号，并将输出电流信号输出至最小关断时间产生电路104；所述最小关断时间产生电路104用于产生最小关断时间信号并将其输出至逻辑电路105；所述逻辑电路105用于根据输入的同步整流管关断信号、同步整流管开启信号以及最小关断时间信号产生同步整流管的控制信号。

换而言之，本发明通过利用原边伏秒积分器电路101在AC-DC电源的原边功率管开启时对同步整流管的漏端电压在原边功率管的导通时间内进行积分，来间接检测AC-DC电源的负载，并且根据不同的负载而产生不同的最小关断时间信号toff_min，如图5所示，最小关断时间信号toff_min与负载成反比例关系，所以在轻载或空载时，最小关断时间信号toff_min足够大来屏蔽由于谐振而引起的同步整流管连续误开启现象，解决了由于同步整流管误开启而引起的轻载时发生电感电流连续倒灌现象最终导致输出无法起电的问题。

进一步来说，请参阅图6，所述原边伏秒积分器电路101包括第一电阻R1、第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3、第四MOS管M4、第五MOS管M5、第六MOS管M6、第七MOS管M7、第八MOS管M8、第九MOS管M9、第一电流源I1、第一反相器A1、第二反相器A2和第一电容C1；

所述第一电阻R1的一端输入同步整流管的漏端电压，所述第一电阻R1的另一端连接第一MOS管M1的源极，所述第一MOS管M1的栅极连接第二MOS管M2的栅极、第二MOS管M2的漏极和第四MOS管M4的漏极，所述第一MOS管M1的漏极连接第三MOS管M3的漏极、第三MOS管M3的栅极、第四MOS管M4的栅极、第五MOS管M5的栅极和第六MOS管M6的栅极，所述第二MOS管M2的源极连接第一电流源I1的一端、VDD电源、第七MOS管M7的源极和第八MOS管M8的源极，所述第一电流源I1的另一端连接第五MOS管M5的漏极和第一反相器A1的输入端，所述第六MOS管M6的漏极连接第七MOS管M7的漏极、第七MOS管M7的栅极和第八MOS管M8的栅极，所述第一反相器A1的输出端连接第二反相器A2的输入端，所述第二反相器A2的输出端连接第九MOS管M9的栅极，所述第九MOS管M9的漏极连接第八MOS管M8的漏极、第一电容C1的一端和积分比较器电路102，所述第一电容C1的另一端、第九MOS管M9的源极、第六MOS管M6的源极、第五MOS管M5的源极、第四MOS管M4的源极和第三MOS管M3的源极均接地。

具体来说，对于隔离型AC-DC系统而言，负载越大原边需要输入的能量就越大，相反负载越小，原边需要输入的能量就越小。那么对于次级的同步整流器来说，若是能够判断工作周期内原边输入能量，也就可以判断出系统负载的大小。当图11所示的原边功率管202开启的时候，图11所示的同步整流管的漏端的电压Vd2的波形如图1中所示的t0到t1所示，而影音面积A1表示同步管漏端电压Vd2对原边导通时间tonp的积分，可以简单表示为A1＝Vd2*tonp＝VIN/NPS*tonp，其中VIN是系统线电压大小，NPS是原次边变压器扎比，tonp是原边功率管导通时间。由上述分析可知，图1中所示Vd2影音面积A1与原边功率管储存的能量成正比，也就是与系统的负载成正比。故本发明只要得到与A1正相关的变量即可检测出系统的负载大小，也就可以实现在不同负载下，对最小关断时间toff_min的调节。

进一步来说，原边伏秒积分器电路101的第一电阻R1的作用是将同步整流管的漏端的电压Vd2与VDD电源电压的差转换为电流Im1，其中Im1表示流入第一MOS管M1的源极的电流，电流Im1经过第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管和第六MOS管组成的第一级电流镜以及第七MOS管M7和第八MOS管M8组成的第二级电流镜转换为所述第一电容C1充电的电流Im8，其中Im8为流入第八MOS管M8的源极的电流。而Im8为第一电容弄C1充电的时间为tonp，最终根据第一电容C1两端的伏秒关系可以得到积分电压Vinteg＝Im8*tonp/C1。此处得到的积分电压Vinteg与原边每个周期输入的能量成正比，也就是跟AC-DC系统的负载大小成正比，所以本发明可通过在原边功率管开启时对同步整流管的漏端电压在原边功率管的导通时间内进行积分，积分电压越大，则AC-DC电源的负载越大，从而可以根据原边伏秒积分器电路101输出的积分电压信号来相应产生不同的最小关断时间信号toff_min，进一步避免出现由于同步整流管误开启而引起的轻载时发生电感电流连续倒灌现象最终导致输出无法起电的问题。

优选的，所述第一MOS管M1、第二MOS管M2、第七MOS管M7和第八MOS管M8均为PMOS管，所述第三MOS管M3、第四MOS管M4、第五MOS管M5、第六MOS管M6和第九MOS管M9均为NMOS管。

请参阅图7，所述积分比较器电路102包括第一比较器comp1、第二比较器comp2、第三比较器comp3和第四比较器comp4，所述第一比较器comp1的同相输入端、第二比较器comp2的同相输入端、第三比较器comp3的同相输入端和第四比较器comp4的同相输入端均连接第九MOS管M9的漏极，所述第一比较器comp1的反相输入端输入第一参考电压vref1，所述第二比较器comp2的反相输入端输入第二参考电压vref2，所述第三比较器comp3的反相输入端输入第三参考电压vref3，所述第四比较器comp4的反相输入端输入第四参考电压vref4，所述第一比较器comp1的输出端、第二比较器comp2的输出端、第三比较器comp3的输出端和第四比较器comp4的输出端均连接所述电流源调节电路103。

具体来说，在所述原边伏秒积分器电路101输出积分电压信号后，该积分电压信号分别输入积分比较器电路102的各个比较器中，该积分电压信号分别与积分比较器电路102中的多个比较器输入的参考电压进行比较，输入的参考电压数量越多，需要的比较器越多，本实施例中将比较器的数量设置为4个，当然在其它实施例中，比较器的数量可以设置为其余数量，本发明对此不作限定。本实施例中输入有四个参考电压，分别与积分电压信号进行比较得到四个比较信号S1-G、S2-G、S3-G和S4-G，然后将四个比较信号S1-G、S2-G、S3-G和S4-G输出至电流源调节电路103，从而控制电流源调节电路103进行输出电流信号的调节，当所述积分电压信号越大时，所述积分比较器电路102中输出信号为高电平信号的比较器越多。

请参阅图8，所述电流源调节电路103包括第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3、第四开关S4、第二电流源I2、第三电流源I3、第四电流源I4和第五电流源I5，所述第一开关S1的控制端连接第一比较器comp1的输出端，所述第二开关S2的控制端连接第二比较器comp2的输出端，所述第三开关S3的控制端连接第三比较器comp3的输出端，所述第四开关S4的控制端连接第四比较器comp4的输出端，所述第一开关S1的一端、第二开关S2的一端、第三开关S3的一端和第四开关S4的一端均连接最小关断时间产生电路104，所述所述第一开关S1的另一端、第二开关S2的另一端、第三开关S3的另一端和第四开关S4的另一端均连接VDD电源。

具体来说，积分比较器电路102产生的四个比较信号S1-G、S2-G、S3-G和S4-G分别控制第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4，第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4又分别控制着四个电流源I2、I3、I4和I5的导通和关闭，当所述积分电压信号越大时，所述积分比较器电路102中输出信号为高电平信号的比较器越多，即比较信号S1-G、S2-G、S3-G和S4-G中的高电平信号越多，第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4四个开关中导通的开关也越多，使得接入电路中的电流源的数量越多，从而使得电流源调节电路103产生的电流Ic也就越大，即输入最小关断时间产生电路104中的电流也越大，由于积分电压信号与AC-DC电源的负载呈正比，所以换而言之，如果AC-DC电源的负载越大，则输入最小关断时间产生电路104中的电流就越大，反之则越小。

请参阅图9，所述最小关断时间产生电路104包括第三反相器A3、第四反相器A4、第二电容C2、第十MOS管M10和第十一MOS管M11，所述第十MOS管M10的源极连接第一开关S1的一端、第二开关S2的一端、第三开关S3的一端和第四开关S4的一端，所述第十MOS管M10的漏极连接第三反相器A3的输入端、第十一MOS管M11的漏极和第二电容C2的一端，所述第三反相器A3的输出端连接第四反相器A4的输入端，所述第四反相器A4的输出端连接逻辑电路105，所述第二电容C2的另一端和第十一MOS管M11的源极接地，所述第十MOS管M10的栅极和第十一MOS管M11的栅极均输入PWM调节信号。

具体来说，所述电流源调节电路103产生的电流Ic输入至所述最小关断时间产生电路104后，电流Ic即对所述第二电容C2进行充电，如果电流Ic越大，则第二电容C2的充电时间越短，那么产生的最小关断时间信号toff_min也就越小，如果电流Ic越小，则第二电容C2的充电时间越长，那么产生的最小关断时间信号toff_min也就越大，换而言之，AC-DC电源的负载越大，则最小关断时间信号toff_min越小，AC-DC电源的负载越小，则最小关断时间信号toff_min越大。如图5所示，通过设计可以保证最小关断时间信号toff_min的最小值也可以屏蔽至少一个谐振信号周期，而最大值可以屏蔽轻载情况下连续好几个周期的谐振信号，从而使得图10所示的逻辑电路可以产生准确无误的PWM信号来控制图11中所示的同步整流管的导通与关断，从而能够在轻载或者空载时，产生足够大的最小关断时间信号来屏蔽由于谐振而引起的同步整流管连续误开启现象，解决了由于同步整流管误开启而引起的轻载时发生电感电流连续倒灌现象最终导致输出无法起电的问题。

请参阅图10，所述逻辑电路105包括第一或非门A5、第二或非门A6、第一与非门A7、第二与非门A8、第五反相器A9和第六反相器A10，所述第一或非门A5的第一输入端连接第四反相器A4的输出端，所述第一或非门A5的输出端连接第二或非门A6的第一输入端，所述第二或非门A6的第二输入端用于输入同步整流管关断信号SR_OFF，所述第二或非门A6的输出端连接第一或非门A5的第二输入端、PWM调节信号输入端和第一与非门A7的第一输入端，所述第一与非门A7的第二输入端连接第二与非门A8的输出端，所述第一与非门A7的输出端连接第六反相器A10的输入端和第二与非门A8的第一输入端，所述第六反相器A10的输出端输出PWM控制信号，所述第五反相器A9的输入端用于输入同步整流管开启信号SR_ON，所述第五反相器A9的输出端连接第二与非门A8的第二输入端。

具体来说，所述同步整流管关断信号SR_OFF用于将PWM控制信号置为高电平，所述同步整流管开启信号SR_ON用于将PWM控制信号置为低电平，所述第一或非门的第一输入端输入最小关断时间信号toff_min，所述最小关断时间信号toff_min用于在当PWM控制信号从高电平转为低电平时，在最小关断时间toff_min的时间内屏蔽同步整流管开启信号SR_ON对同步整流管的开启。

基于上述同步整流管的控制电路，本发明还相应的提供一种AC-DC电源，请参阅图11，所述AC-DC电源至少包括变压器及同步管输出级电路20、驱动电路30以及如上述实施例中所述的同步整流管的控制电路10，所述同步整流管的控制电路10、驱动电路30和变压器及同步管输出级电路20依次连接。

具体实施时，请继续参阅图11，所述变压器及同步整流管输出级电路20包括原边变压器L1、原边功率管202、原边采样电阻Rcs、次边变压器L2、输出电容Cout和同步整流管201，所述原边变压器L1的一端连接输入电压Vin，所述原边变压器L1的另一端连接所述原边功率管202的漏极，所述原边功率管202的源极通过所述原边采样电阻Rcs接地，所述原边功率管202的栅极接收主驱动信号，所述次边变压器L2的一端输出输出电压Vout，并连接输出电容Cout的一端，所述次边变压器L2的另一端连接所述同步整流管201的漏极，所述同步整流管201的源极连接所述输出电容Cout的另一端和地，所述同步整流管201的栅极连接所述驱动电路20。

进一步来说，图1所示的是图11实施例的AC-DC电源的负载较大时的工作电流电压波形，其中Isec表示副边变压器L2的电流，Vd2表示同步整流管漏源两端的电压，Vg表示同步整流管的栅极电压。由图1知，虽然在t4时刻，Vd2的电压仍然会小于前文所述的同步整流管的开启电压Vth_on，但是由于t2到t4之间的时间间隔小于同步整流控制电路所设置的默认最小关断时间toff_min，所以开启信号SR_ON会被屏蔽，PWM信号保持为低电平，同步管不开启；图2所示的是，目前的同步整流控制器在轻载或者空载时，同步整流管由于谐振而连续误开启的工作电流电压波形。由图可得，同步整流管关断之后谐振信号需要经过一段时间的延时tdelay后才发生，故从同步整流管关断到谐振引起Vd2电压低于同步管开启阈值Vth间的时间隔，即图2中所示的t2到t3的时间间隔大于所述的最小关断时间toff_min，所以在t3时刻toff_min信号已经失效，图11所示的同步整流管的开启信号SR_ON会再次被置为高电平，栅极信号Vg会被驱动为高电平，图11所示的同步整流管201会再次开启，此时电感电流发生倒灌，从Vout流向大地。在电感电流倒灌的过程中，Vd2电压为正电压，远大于同步整流管的关断阈值电压Vth_off(一般情况此阈值电压为接近0伏的负电压，比如-5mV)，故在最小导通时间ton_min结束之后同步管立即关断。但是而此电感电流的倒灌会引起如图2所示Vd2电压的谐振幅度连续几个周期不衰减，也就会导致同步整流管连续几个周期误开启，如图2所示的t5、t7时刻同步管会被再次打开并导通最小导通时间ton_min，此时间段内电感电容同样会发生倒灌。由于在谐振过程中，电感电流连续发生倒灌，但是图11所示的原边功率管202并没有开启为次边储能，从而导致输出电容Cout放电过多而无法正常起电。

请参阅图4，本发明通过设计新的同步整流管的控制电路，由于最小关断时间信号toff_min足够大，在轻载或者空载时，可以将开启信号SR_ON屏蔽，使得PWM控制信号保持为低电平，从而使同步整流管不开启，如图4所示，在t3时刻到t8时刻，同步整流管的栅极电压Vg一直为低电平，同步整流管一直不会开启，从而解决了由于同步整流管误开启而引起的轻载时发生电感电流连续倒灌现象最终导致输出无法起电的问题。

综上所述，本发明提供的AC-DC电源及其同步整流管的控制电路中，所述同步整流管的控制电路包括原边伏秒积分器电路、积分比较器电路、电流源调节电路、最小关断时间产生电路以及逻辑电路，所述原边伏秒积分器电路、积分比较器电路、电流源调节电路、最小关断时间产生电路和逻辑电路依次连接。本发明通过利用原边伏秒积分器电路产生的积分信号的大小来间接检测AC-DC电源的负载，并且根据不同的负载而产生大小不同的最小关断时间信号，在轻载或者空载时，最小关断时间信号足够大来屏蔽由于谐振而引起的同步整流管连续误开启现象，解决了由于同步整流管误开启而引起的轻载时发生电感电流连续倒灌现象最终导致输出无法起电的问题。

可以理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，而所有这些改变或替换都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (8)

1.一种同步整流管的控制电路，其特征在于，包括：

原边伏秒积分器电路，用于在AC-DC电源的原边功率管开启时对同步整流管的漏端电压在原边功率管的导通时间内进行积分，并在每个导通周期均输出积分电压信号；

积分比较器电路，用于将积分电压信号与积分比较器电路输入的参考电压进行比较得到比较信号，并将比较信号输出至电流源调节电路；

电流源调节电路，用于根据积分比较器电路输入的比较信号调节输出电流信号，并将输出电流信号输出至最小关断时间产生电路；

最小关断时间产生电路，用于产生最小关断时间信号并将其输出至逻辑电路；

逻辑电路，用于根据输入的同步整流管关断信号、同步整流管开启信号以及最小关断时间信号产生同步整流管的控制信号；

所述原边伏秒积分器电路、积分比较器电路、电流源调节电路、最小关断时间产生电路和逻辑电路依次连接；

其中，所述积分比较器电路包括第一比较器、第二比较器、第三比较器和第四比较器，所述第一比较器的同相输入端、第二比较器的同相输入端、第三比较器的同相输入端和第四比较器的同相输入端均连接原边伏秒积分器电路，所述第一比较器的反相输入端输入第一参考电压，所述第二比较器的反相输入端输入第二参考电压，所述第三比较器的反相输入端输入第三参考电压，所述第四比较器的反相输入端输入第四参考电压，所述第一比较器的输出端、第二比较器的输出端、第三比较器的输出端和第四比较器的输出端均连接所述电流源调节电路。

2.根据权利要求1所述的同步整流管的控制电路，其特征在于，所述原边伏秒积分器电路包括第一电阻、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管、第七MOS管、第八MOS管、第九MOS管、第一电流源、第一反相器、第二反相器和第一电容；

所述第一电阻的一端输入同步整流管的漏端电压，所述第一电阻的另一端连接第一MOS管的源极，所述第一MOS管的栅极连接第二MOS管的栅极、第二MOS管的漏极和第四MOS管的漏极，所述第一MOS管的漏极连接第三MOS管的漏极、第三MOS管的栅极、第四MOS管的栅极、第五MOS管的栅极和第六MOS管的栅极，所述第二MOS管的源极连接第一电流源的一端、VDD电源、第七MOS管的源极和第八MOS管的源极，所述第一电流源的另一端连接第五MOS管的漏极和第一反相器的输入端，所述第六MOS管的漏极连接第七MOS管的漏极、第七MOS管的栅极和第八MOS管的栅极，所述第一反相器的输出端连接第二反相器的输入端，所述第二反相器的输出端连接第九MOS管的栅极，所述第九MOS管的漏极连接第八MOS管的漏极、第一电容的一端和积分比较器电路，所述第一电容的另一端、第九MOS管的源极、第六MOS管的源极、第五MOS管的源极、第四MOS管的源极和第三MOS管的源极均接地。

3.根据权利要求2所述的同步整流管的控制电路，其特征在于，所述电流源调节电路包括第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、第二电流源、第三电流源、第四电流源和第五电流源，所述第一开关的控制端连接第一比较器的输出端，所述第二开关的控制端连接第二比较器的输出端，所述第三开关的控制端连接第三比较器的输出端，所述第四开关的控制端连接第四比较器的输出端，所述第一开关的一端、第二开关的一端、第三开关的一端和第四开关的一端均连接最小关断时间产生电路，所述第一开关的另一端、第二开关的另一端、第三开关的另一端和第四开关的另一端均连接电流源。

4.根据权利要求3所述的同步整流管的控制电路，其特征在于，所述最小关断时间产生电路包括第三反相器、第四反相器、第二电容、第十MOS管和第十一MOS管，所述第十MOS管的源极连接第一开关的一端、第二开关的一端、第三开关的一端和第四开关的一端，所述第十MOS管的漏极连接第三反相器的输入端、第十一MOS管的漏极和第二电容的一端，所述第三反相器的输出端连接第四反相器的输入端，所述第四反相器的输出端连接逻辑电路，所述第二电容的另一端和第十一MOS管的源极接地，所述第十MOS管的栅极和第十一MOS管的栅极均输入PWM调节信号。

5.根据权利要求4所述的同步整流管的控制电路，其特征在于，所述逻辑电路包括第一或非门、第二或非门、第一与非门、第二与非门、第五反相器和第六反相器，所述第一或非门的第一输入端连接第四反相器的输出端，所述第一或非门的输出端连接第二或非门的第一输入端，所述第二或非门的第二输入端用于输入同步整流管关断信号，所述第二或非门的输出端连接第一或非门的第二输入端、PWM调节信号输入端和第一与非门的第一输入端，所述第一与非门的第二输入端连接第二与非门的输出端，所述第一与非门的输出端连接第六反相器的输入端和第二与非门的第一输入端，所述第六反相器的输出端输出PWM控制信号，所述第五反相器的输入端用于输入同步整流管开启信号，所述第五反相器的输出端连接第二与非门的第二输入端。

6.根据权利要求5所述的同步整流管的控制电路，其特征在于，所述第一MOS管、第二MOS管、第七MOS管和第八MOS管均为PMOS管，所述第三MOS管、第四MOS管、第五MOS管、第六MOS管和第九MOS管均为NMOS管。

7.一种AC-DC电源，其特征在于，至少包括变压器及同步管输出级电路、驱动电路以及如权利要求1-6任意一项所述的同步整流管的控制电路，所述同步整流管的控制电路、驱动电路和变压器及同步管输出级电路依次连接。

8.根据权利要求7所述的AC-DC电源，其特征在于，所述变压器及同步整流管输出级电路包括原边变压器、原边功率管、原边采样电阻、次边变压器、输出电容和同步整流管，所述原边变压器的一端连接输入电压，所述原边变压器的另一端连接所述原边功率管的漏极，所述原边功率管的源极通过所述原边采样电阻接地，所述原边功率管的栅极接收主驱动信号，所述次边变压器的一端输出输出电压，并连接输出电容的一端，所述次边变压器的另一端连接所述同步整流管的漏极，所述同步整流管的源极连接所述输出电容的另一端和地，所述同步整流管的栅极连接所述驱动电路。

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