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CN106558999B - Dc/dc转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的DC/DC转换装置(10)具有：直流电压源(1)；振荡电路(2)；多个开关元件Q1～Q4；开关控制部(6)；以及变换部(4)，振荡电路(2)中设有电感器，变换部(4)中设有变压器，且变压器的原边与振荡电路串联连接，开关控制部(6)在使施加于振荡电路(2)上的电压方向从第一方向切换至第二方向前，断开振荡电路(2)与直流电压源(1)的电连接，且由多个开关元件中的一部分与振荡电路(2)来形成第一谐振回路，在第一谐振回路中当流经电感器的电流等于变压器的原边上的励磁电流时，将第一谐振回路中的至少一个开关元件断开，由此形成第二谐振回路，在第二谐振回路中的电流振荡经过第一期间之后，再导通振荡电路与直流电压源(1)的电连接，且使施加于振荡电路(2)上的电压方向切换至所述第二方向。

Description

DC/DC转换装置
技术领域
本发明涉及一种采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置。
背景技术
在现有技术中，开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关闭合和断开的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，其中，DC/DC转换装置即直流-直流转换电路是一种将直流输入电压有效地转换成固定的直流输出电压的电压变换器。一般而言，DC/DC转换装置分为三类：升压型DC/DC变换器、降压型DC/DC变换器以及升降压型DC/DC变换器，根据需求可采用三类控制。具体而言，利用电容器、电感器的储能的特性，通过可控开关(MOSFET等)进行高频开关的动作，将输入的电能储存在电容器或电感器里，当开关断开时，将电能再释放给负载来提供能量。其输出的功率或电压的能力与占空比、即开关导通时间与整个开关的周期的比值有关。
然而，随着电力电子技术的高速发展，对开关电源提出了更加高频化、高转换效率、高功率密度以及低噪声等要求。
图10示出了现有的一种采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置100。如图10所示，DC/DC转换装置100具有：直流电压源V10，4个开关元件Q1～Q4，由电感器Lr和电容器Cr构成的振荡电路20，以及由变压器30和整流电路构成的变换部40。在该DC/DC转换装置100中，通过控制各个开关元件Q1～Q4的导通和断开，从而控制从变压器30的原边Tr1向副边Tr2所传输的能量。
在图10所示的DC/DC转换装置100中，开关元件Q1～Q4的开关频率fs与DC/DC转换装置100的增益G之间存在如图12所示的关系。如图12所示，当开关频率fs等于振荡电路20的谐振频率fr时，DC/DC转换装置100的增益最大，且当开关频率fs大于谐振频率fr时，随着开关频率fs的增大，DC/DC转换装置100的增益会降低。
因此，当DC/DC转换装置100的输出端为轻载时，为了防止大电流流过轻载而导致轻载受损，通常会提高各个开关元件的开关频率fs，来降低DC/DC转换装置100的增益，从而使轻载上流过的电流下降以防止其被损坏。
发明内容
发明所要解决的问题
然而，在上述情况下，随着开关元件的工作频率fs的提高，各种与开关元件的工作频率fs相关的损耗，比如每次MOSFET开关的关断损耗，由于积肤效应和临近效应等带来的导通损耗，磁芯的磁损等迅速上升。例如在一个单位时间1s内，各个开关元件Q1～Q4闭合/断开的次数会增多，导致在每个开关元件上的功率损耗增大，从而使得电源电压的转换效率降低。
对此，已知有一种使能量不连续输出的方法。具体而言，通过控制各个开关元件Q1～Q4的导通和断开，从而使变压器30的原边Tr1向副边Tr2所传输的能量不连续，即如图11所示，在t1－t2时刻，当流经振荡电路20的电流ILLC变为零之后再等待一段时间⊿t，然后再切换施加于振荡电路20上的电压方向，从而在不改变开关元件Q1～Q4的工作频率fs的情况下，能够降低DC/DC转换装置的增益，从而应对轻载的情况。
然而，在上述方法中，并未考虑与振荡电路20相连接的变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm较大而无法忽略流经寄生电感的电流ILm时的情况。
具体而言，图13示出了流经电感器Lr的电流ILr与流经寄生电感Lm的电流ILm之间的关系，图14示出了基于图13的电流ILr和电流ILm而得到的输出电流Iout。在图13中，实线表示流经振荡电路2的电流ILr，若负载越小则该电流ILr越小，而虚线表示流经寄生电感Lm的电流ILm，电流ILm是不会随着负载的轻重变化的。而且，如图13所示，电流ILr会沿着箭头A的方向朝着电流ILm靠近直至最后重合。与此相对应地，如图14所示，当ILr≠ILm时，输出电流Iout≠0，当ILr＝ILm时，输出电流Iout＝0。
在此情况下，如果当ILr＝ILm时不立刻切换施加于振荡电路20上的电压方向，即如图11所示的那样再继续等待一段时间⊿t，则如图13所示，虽然输出电流Iout为零，此时没有能量从变压器30的原边Tr1传输至副边Tr2，但是此时在振荡电路20中仍有电流ILm(即ILr)流过，而且该电流ILm会继续对电容器Cr进行充电。因此，如果在闭合开关元件Q2和Q4之后等到ILr＝ILm时还继续保持开关元件Q2和Q4闭合从而进行自由振荡，即再继续一个等待时间⊿t，则虽然此时没有能量从变压器30的原边Tr1传输至副边Tr2，但是因仍存在电流ILm而有一部分能量存储在了电容器Cr中。而且，当变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm较大而使得Ilm较大时，这部分能量也会变得较大。在这种情况下，当在t2时刻切换成开关元件Q2、Q3闭合且开关元件Q1、Q4断开时，这部分存储在电容器Cr中的能量会先经由变压器30的原边Tr1传输至副边Tr2。其结果是，总的输出能量Eout变大了。虽然，由于增加了等待时间⊿t而导致一个完整的周期的时长T变大了，但是输出功率Pout＝Eout/T与Eout和T这两者均有关，所以在这情况下，无法确定总的输出功率Pout是会降低还是会增大，从而也无法确认DC/DC转换装置100的增益是会降低还是会增大。
因而，在轻载时，我们的目标是要降低增益，但是利用如上述那样的能量不连续输出的方法是无法保证一定能降低增益的。
另一方面，在采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置中，还存在开关(MOSFET等)损耗的问题。对于开关损耗的问题，在本技术领域中，通常采用软开关技术。
软开关(Soft-Switching)是相对硬开关(Hard-Switching)而言的。一般而言，通过在开通和关断过程前后引入谐振，使开关开通前的电压先降到零，关断前的电流先降到零，就可以消除开关在开通和关断过程中电压、电流的重叠，降低它们的变化率，从而大大减小甚至消除开关损耗。同时，谐振过程限制了开关在开通和关断过程中电压和电流的变化率，这使得开关噪声也显著减小。
其中，对于开关的关断过程，理想的软关断过程是电流先降到零，电压再缓慢上升到断态值，此时开关的关断损耗近似为零。由于器件断开前的电流已下降到零，解决了感性断开问题。这就是通常所说的零电流开关ZCS(Zero Current Switch)。另外，对于开关的开通过程，理想的软开通过程是电压先降到零，电流再缓慢上升到通态值，此时开关的开通损耗近似为零。由于器件结电容的电压亦为零，解决了容性开通问题。这就是通常所说的零电压开关ZVS(Zero Voltage Switch)。
在现有技术中，为了降低开关导通时的损耗，甚至是实现零电流开关ZCS和/或零电压开关ZVS，必须对各个开关元件Q1～Q4的闭合和断开的时序进行适当的调整。
用于解决技术问题的技术手段
本发明是为了解决上述问题而设计的，本发明的第一目的在于提供一种DC/DC转换装置，通过控制开关元件的闭合和断开来形成一个新的谐振回路，使能量在该新的谐振回路中振荡规定的时间之后再切换施加于振荡电路的电压的方向，从而能够确实地使能量断续地输出，能够降低DC/DC转换装置的增益来应对轻载的情况。
本发明的第二目的在于提供一种DC/DC转换装置，通过控制能量在该新的谐振回路中振荡的规定时间，从而能够使新的谐振回路中的一部分能量对接下来被导通的开关上的寄生电容充电，从而来降低该开关在导通时的开关损耗，更进一步地能够实现零电压开关ZVS。
本发明第一方面所涉及的DC/DC转换装置，具有：直流电压源，输出直流电源电压；振荡电路，与所述直流电压源电连接；多个开关元件；开关控制部，通过切换所述多个开关元件的闭合和断开，可使所述直流电压源与所述振荡电路的电连接导通或断开，且可使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；以及变换部，将所述振荡电路中产生的电流输出并转换成直流电流，所述振荡电路中设置有电感器，所述变换部中设置有变压器，且所述变压器的原边与所述振荡电路串联连接，所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压方向从所述第一方向切换至所述第二方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且由所述多个开关元件中的一部分与所述振荡电路来形成第一谐振回路，在所述第一谐振回路中当流经所述电感器的电流等于所述变压器的原边上的励磁电流时，将所述第一谐振回路中的至少一个开关元件断开，由此形成第二谐振回路，在所述第二谐振回路中的电流振荡经过第一期间之后，再导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向。
本发明第二方面所涉及的DC/DC转换装置，将所述第二谐振回路的谐振频率设为F2，将所述第一期间设为T1，则满足如下公式：T1＝N/F2，其中，N为大于等于1的整数。
本发明第三方面所涉及的DC/DC转换装置，将所述第二谐振回路的谐振频率设为F2，将所述第一期间设为T1，则满足下述公式，N/F2≤T1≤(N+1/4)/F2，或者(N+3/4)/F2≤T1≤(N+1)/F2，其中，N为大于等于0的整数。
本发明第四方面所涉及的DC/DC转换装置，在所述变压器的原边上设置有检测部，该检测部用于检测所述变压器的原边上的励磁电流ILm，在所述第二谐振回路中，在N/F2≤T1≤(N+1/4)/F2，或者(N+3/4)/F2≤T1≤(N+1)/F2的期间内，将检测出的所述励磁电流ILm大于零且小于等于第一阈值的时刻作为所述第一期间T1。
本发明第五方面所涉及的DC/DC转换装置，所述第一阈值是指使将施加于所述振荡电路上的电压的方向切换至所述第二方向时要闭合的开关元件的导通电压等于零的电流值。
本发明第六方面所涉及的DC/DC转换装置，在所述第一谐振回路中当流经所述电感器的电流等于所述变压器的原边上的励磁电流之后，在保持所述第一谐振回路不变的情况下，再经过第三期间之后，再形成所述第二谐振回路。
发明的效果
根据本发明，通过控制开关元件的闭合和断开来形成一个新的谐振回路，使能量在该新的谐振回路中振荡规定的时间之后再切换施加于振荡电路的电压的方向，从而能够确实地使能量断续地输出，能够降低DC/DC转换装置的增益来应对轻载的情况。
进一步地，根据本发明，通过控制能量在该新的谐振回路中振荡的规定时间，从而能够使新的谐振回路内的一部分能量对接下来被导通的开关上的寄生电容充电，从而来降低该开关在导通时的开关损耗，更进一步地能够实现零电压开关ZVS。
附图说明
图1是表示本发明第一实施方式的DC/DC转换装置的电路结构的框图。
图2示出了图1中的各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时刻、流经电感器Lr的电流ILr、以及振荡电路2的高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-之间的电压之间的关系图。其中，图2－1示出了第一控制方法，图2－2示出了第二控制方法，图2－3示出了第三控制方法。
图3是示出了现有技术中电流ILr和ILm的曲线图、与第一实施方式中电流ILr和ILm的曲线图的比较图。其中，图3(A)是现有技术中电流ILr与ILm的曲线图，图3(B)是第一实施方式中电流ILr与ILm的曲线图，且实现表示电流ILr，虚线表示电流ILm。
图4是表示本发明第二实施方式的DC/DC转换装置的电路结构的框图。
图5是对图3(B)所示的第二谐振回路LLC2的一个谐振周期t2-t3、以及第三谐振回路LLC3的一个谐振周期t5-t6内电流Ilr与电流ILm之间关系的局部说明图。其中，实线表示电流ILr，虚线表示电流ILm。
图6是对图3(B)所示的第二谐振回路LLC2的一个谐振周期t2-t3、以及第三谐振回路LLC3的一个谐振周期t5-t6内电流Ilr与电流ILm之间关系的局部说明图。其中，实线表示电流ILr，虚线表示电流ILm局部说明图。
图7是与图6相对应的开关元件Q1～Q4的闭合断开的时序图。
图8是第四实施方式的DC/DC转换装置10的电路结构图。
图9是第四实施方式中DC/DC转换装置10中电流ILr和ILm的曲线图。
图10是表示现有技术中的采用了LLC全桥电路的DC/DC转换装置100的电路结构的框图。
图11是表示现有技术中的各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时刻、流经振荡电路20的电流ILLC、以及振荡电路20的高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-之间的电压之间的关系图。
图12是表示开关元件Q1～Q4的开关频率fs与DC/DC转换装置100的增益G之间的关系。
图13是示出了流经电感器Lr的电流ILr与流经寄生电感Lm的电流ILm之间的关系的图。
图14是示出了基于图13的电流ILr和电流ILm而得到的输出电流Iout的图。
具体实施方式
第一实施方式
(DC/DC转换装置的结构)
下面，参照附图1对本发明第一实施方式所涉及的DC/DC转换装置进行说明。
图1是表示本发明第一实施方式的DC/DC转换装置的电路结构的框图。如图1所示，DC/DC转换装置10具有：输出直流电源电压Vin的直流电压源V1；与直流电压源V1电连接的振荡电路2；多个开关元件Q1～Q4；开关控制部6，通过切换多个开关元件Q1～Q4的闭合和断开，可使直流电压源V1与振荡电路2的电连接导通或断开，且可使施加于振荡电路2上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；以及变换部4，将振荡电路2中产生的电流输出并转换成直流电流。
具体而言，直流电压源V1的正极侧连接至开关元件Q1和开关元件Q3的漏极侧，直流电压源V1的负极侧连接至开关元件Q2和开关元件Q4的源极侧。在本发明中，直流电压源V1是能为负载提供稳定直流电源电压Vin的电子装置，例如可以采用干电池、蓄电池、直流发电机等。
变换部4中设置有变压器3，整流二极管D1、D2，以及输出电容器Co。变压器3中包括原边Tr1和副边Tr2，其中，原边Tr1具有线圈n1，副边Tr2具有线圈n2和线圈n3，而且，所述变压器3的原边Tr1上存在寄生电感Lm。整流二极管D1的阳极连接在副边Tr2的线圈n3的一端，且整流二极管D1的阴极经由输出电容Co连接至副边Tr2的线圈n3的另一端。另外，整流二极管D2的阳极连接至变副边Tr2的线圈n2一端，且整流二极管D2的阴极连接至整流二极管D1的阴极。
振荡电路2中设置有电感器Lr和电容器Cr，且设置有高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-。而且，上述变压器3的原边Tr1与振荡电路2串联连接。高电位侧端子Vc+与开关元件Q1和开关元件Q2的连接点相连接，且低电位侧端子Vc-与开关元件Q3和开关元件Q4的连接点相连接。而且，电感器Lr和电容器Cr经由变压器3的原边Tr1，串联连接在高电位侧端子Vc+与低电位侧端子Vc-之间。
多个开关元件Q1～Q4的连接关系如图1所示。开关元件Q1设置于直流电压源V1的正极侧与振荡电路2的高电位侧端子Vc+之间，开关元件Q3设置于直流电压源V1的正极侧与振荡电路2的低电位侧端子Vc-之间，开关元件Q2设置于直流电压源V1的负极侧与振荡电路2的高电位侧端子Vc+之间，以及开关元件Q4设置于直流电压源V1的负极侧与振荡电路2的低电位侧端子Vc-之间。
另外，上述多个开关元件Q1～Q4可以采用被广泛使用于模拟电路与数字电路的场效晶体管(field-effect transistor)，例如是金属-氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)。其中，MOSFET依照其工作载流子的极性不同，可分为“N型”与“P型”的两种类型，通常又称为NMOSFET与PMOSFET。在本发明中，对于多个开关元件Q1～Q4没有具体的限制，可以采用“N型”MOSFET，也可以采用“P型”MOSFET，当然也可以是本领域其它类型的开关元件。
在将变压器3的原边Tr1的寄生电感Lm上所产生的励磁电流设为ILm，且将电感器Lr上所产生的电流设为ILr的情况下，开关控制部6根据ILm与Ilr之间的关系，来切换多个开关元件Q1～Q4的闭合和断开。具体而言，当利用开关控制部6的控制来使开关元件Q1和开关元件Q4闭合、且开关元件Q2和开关元件Q3断开时，在振荡电路2的两端所施加的电压Vc+－与直流电源电压Vin同向，即会施加正向的电压。当利用开关控制部6的控制来使开关元件Q2和开关元件Q3闭合、且开关元件Q1和开关元件Q4断开时，在振荡电路2的两端所施加的电压Vc+－与直流电源电压Vin反向，即会施加负向的电压。另外，当开关元件Q1和开关元件Q3均断开时，或者当开关元件Q2和开关元件Q4均断开时，振荡电路2不与直流电压源V1电连接，即不会有电压施加在振荡电路2的两端。
(DC/DC转换装置的控制方法)
图2示出了图1中的各个开关元件Q1～Q4的闭合/断开的时刻、流经电感器Lr的电流ILr、以及振荡电路2的高电位侧端子Vc+和低电位侧端子Vc-之间的电压之间的关系图。图2－1示出了开关控制部6的第一控制方法的关系图，图2－2示出了开关控制部6的第二控制方法的关系图，图2－3示出了开关控制部6的第三控制方法的关系图。其中，实线表示流经电感器Lr的电流ILr，虚线表示变压器3的原边Tr1的寄生电感Lm上的励磁电流ILm。
首先，根据图2－1来说明开关控制部6的第一控制方法。如图2－1所示，t0-t5期间为一个周期。
在t0时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，流经电感器Lr的电流ILr变为正值，且逐渐变大。而且，变压器3的原边Tr1的寄生电感Lm上的励磁电流ILm也变为正值，且逐渐变大。
在t1时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为零，但流经电感器Lr的电流ILr仍为正值。此时，由开关元件Q2和开关元件Q4、电感器Lr、电容器Cr以及变压器3的原边Tr1形成了第一谐振回路LLC1，且使上述电流ILr在该第一谐振回路LLC1中进行自由振荡，同时对电容器Cr进行充电，并且直至流经电感器Lr的电流ILr等于变压器3的原边Tr1的寄生电感Lm上的励磁电流ILm为止，电感器Cr一直对变压器3的原边Tr1传输能量，从而使能量通过变压器3的原边Tr1传输到副边Tr2。
在t2时刻，流经电感器Lr的电流ILr等于寄生电感Lm上的励磁电流ILm，此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1～Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+－继续为零，且流经电感器Lr的电流ILr、即寄生电感Lm上的励磁电流ILm仍为正值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4两端分别存在着寄生电容Cm2和Cm4，所以由寄生电容Cm2、寄生电容Cm4、电容器Cr、电感器Lr、以及变压器3的原边Tr1形成了第二谐振回路LLC2，上述电流ILr、即电流ILm在该第二谐振回路LLC2中进行自由振荡。
在t3时刻，上述电流ILr、即电流ILm在该第二谐振回路LLC2中自由振荡了一个完整的谐振周期。此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为负值。此时，由于在振荡电路2上施加了负向的电压Vc+－，因此，流经电感器Lr的电流ILr从ILr＝ILm这一电流值起负向减小，即变为负值。
如上所述，假设第二谐振回路LLC2的谐振频率为F2，则t2-t3期间的时长为1/F2，即一个完整的谐振周期。在t2-t3期间，由于流经电感器Lr的电流ILr等于寄生电感Lm上的励磁电流ILm、即ILr＝ILm，所以没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，而且，虽然ILr、即ILm会对电容器Cr进行充电，但是由于t2-t3的时长为1/F2，所以在t2-t3期间内对电容器Cr的正向充电与反向充电正好相互抵消，所以在t3时刻，电容器Cr上的能量为零，从而不仅在t2-t3期间内没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，而且在t3时刻也没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，即确实地实现了能量的断续输出。
在t4时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为零，但流经电感器Lr的电流ILr仍为负值。此时，再次由开关元件Q2和开关元件Q4、电感器Lr、电容器Cr以及变压器3的原边Tr1形成了上述第一谐振回路LLC1，且使上述电流ILr在该第一谐振回路LLC1中进行自由振荡，同时对电容器Cr进行充电，并且直至流经电感器Lr的电流ILr等于变压器3的原边Tr1的寄生电感Lm上的励磁电流ILm为止，电感器Cr一直对变压器3的原边Tr1传输能量，从而使能量通过变压器3的原边Tr1传输到副边Tr2。
在t5时刻，流经电感器Lr的电流ILr等于寄生电感Lm上的励磁电流ILm，此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，流经电感器Lr的电流ILr从ILr＝ILm这一电流值起正向增大，即变为正值。
接着，根据图2－2来说明开关控制部6的第二控制方法。如图2－2所示，t0-t5期间为一个周期。
在t0时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，流经电感器Lr的电流ILr变为正值，且逐渐变大。而且，变压器3的原边Tr1的寄生电感Lm上的励磁电流ILm也变为正值，且逐渐变大。
在t1时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为零，但流经电感器Lr的电流ILr仍为正值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4、电感器Lr、电容器Cr以及变压器3的原边Tr1形成了第一谐振回路LLC1，且使上述电流ILr在该第一谐振回路LLC1中进行自由振荡，同时对电容器Cr进行充电，并且直至流经电感器Lr的电流ILr等于变压器3的原边Tr1的寄生电感Lm上的励磁电流ILm为止，电感器Cr一直对变压器3的原边Tr1传输能量，从而使能量通过变压器3的原边Tr1传输到副边Tr2。
在t2时刻，流经电感器Lr的电流ILr等于寄生电感Lm上的励磁电流ILm，此时利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为负值。此时，由于在振荡电路2上施加了负向的电压Vc+－，因此，流经电感器Lr的电流ILr从ILr＝ILm这一电流值起负向减小，即变为负值。
在t3时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为零，但流经电感器Lr的电流ILr仍为负值。此时，再次由于开关元件Q2和开关元件Q4、电感器Lr、电容器Cr以及变压器3的原边Tr1形成了上述第一谐振回路LLC1，且使上述电流ILr在该第一谐振回路LLC1中进行自由振荡，同时对电容器Cr进行充电，并且直至流经电感器Lr的电流ILr等于变压器3的原边Tr1的寄生电感Lm上的励磁电流ILm为止，电感器Cr一直对变压器3的原边Tr1传输能量，从而使能量通过变压器3的原边Tr1传输到副边Tr2。
在t4时刻，流经电感器Lr的电流ILr等于寄生电感Lm上的励磁电流ILm，此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1～Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+－继续为零，且流经电感器Lr的电流ILr、即寄生电感Lm上的励磁电流ILm仍为负值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4两端分别存在着寄生电容Cm2和Cm4，所以由寄生电容Cm2、寄生电容Cm4、电容器Cr、电感器Lr、以及变压器3的原边Tr1形成了第三谐振回路LLC3，上述电流ILr、即电流ILm在该第三谐振回路LLC3中进行自由振荡。
在t5时刻，上述电流ILr、即电流ILm在该第三谐振回路LLC3中自由振荡了一个完整的谐振周期。此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，流经电感器Lr的电流ILr从ILr＝ILm这一电流值起正向增大，即变为正值。
如上所述，假设第三谐振回路LLC3的谐振频率为F3，则t4-t5期间的时长为1/F3，即一个完整的谐振周期。在t4-t5期间，由于流经电感器Lr的电流ILr等于寄生电感Lm上的励磁电流ILm、即ILr＝ILm，所以没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，而且，虽然ILr、即ILm会对电容器Cr进行充电，但是由于t4-t5的时长为1/F3，所以在t4-t5期间内对电容器Cr的反向充电与正向充电正好相互抵消，所以在t5时刻，电容器Cr上的能量为零，从而不仅在t4-t5期间内没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，而且在t5时刻也没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，即确实地实现了能量的断续输出。
最后，根据图2－3来说明开关控制部6的第三控制方法。如图2－3所示，t0-t6期间为一个周期。
在t0时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，流经电感器Lr的电流ILr变为正值，且逐渐变大。而且，变压器3的原边Tr1的寄生电感Lm上的励磁电流ILm也变为正值，且逐渐变大。
在t1时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为零，但流经电感器Lr的电流ILr仍为正值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4、电感器Lr、电容器Cr以及变压器3的原边Tr1形成了第一谐振回路LLC1，且使上述电流ILr在该第一谐振回路LLC1中进行自由振荡，同时对电容器Cr进行充电，并且直至流经电感器Lr的电流ILr等于变压器3的原边Tr1的寄生电感Lm上的励磁电流ILm为止，电感器Cr一直对变压器3的原边Tr1传输能量，从而使能量通过变压器3的原边Tr1传输到副边Tr2。
在t2时刻，流经电感器Lr的电流ILr等于寄生电感Lm上的励磁电流ILm，此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1～Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+－继续为零，且流经电感器Lr的电流ILr、即寄生电感Lm上的励磁电流ILm仍为正值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4两端分别存在着寄生电容Cm2和Cm4，所以由寄生电容Cm2、寄生电容Cm4、电容器Cr、电感器Lr、以及变压器3的原边Tr1形成了第二谐振回路LLC2，上述电流ILr、即电流ILm在该第二谐振回路LLC2中进行自由振荡。
在t3时刻，上述电流ILr、即电流ILm在该第二谐振回路LLC2中自由振荡了一个完整的谐振周期。此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q3同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为负值。此时，由于在振荡电路2上施加了负向的电压Vc+－，因此，流经电感器Lr的电流ILr从ILr＝ILm这一电流值起负向减小，即变为负值。
如上所述，假设第二谐振回路LLC2的谐振频率为F2，则t2-t3这个时间段的时长为1/F2，即一个完整的谐振周期。在t2-t3期间，由于流经电感器Lr的电流ILr等于寄生电感Lm上的励磁电流ILm、即ILr＝ILm，所以没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，而且，虽然ILr、即ILm会对电容器Cr进行充电，但是由于t2-t3的时长为1/F2，所以在t2-t3期间内对电容器Cr的正向充电与反向充电正好相互抵消，所以在t3时刻，电容器Cr上的能量为零，从而不仅在t2-t3期间内没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，而且在t3时刻也没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，即确实地实现了能量的断续输出。
在t4时刻，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q2和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q1和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为零，但流经电感器Lr的电流ILr仍为负值。此时，再次由于开关元件Q2和开关元件Q4、电感器Lr、电容器Cr以及变压器3的原边Tr1形成了上述第一谐振回路LLC1，且使上述电流ILr在该第一谐振回路LLC1中进行自由振荡，同时对电容器Cr进行充电，并且直至流经电感器Lr的电流ILr等于变压器3的原边Tr1的寄生电感Lm上的励磁电流ILm为止，电感器Cr一直对变压器3的原边Tr1传输能量，从而使能量通过变压器3的原边Tr1传输到副边Tr2。
在t5时刻，流经电感器Lr的电流ILr等于寄生电感Lm上的励磁电流ILm，此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1～Q4同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接断开，所以施加在振荡电路2上的电压Vc+－继续为零，且流经电感器Lr的电流ILr、即寄生电感Lm上的励磁电流ILm仍为负值。此时，由于开关元件Q2和开关元件Q4两端分别存在着寄生电容Cm2和Cm4，所以由寄生电容Cm2、寄生电容Cm4、电容器Cr、电感器Lr、以及变压器3的原边Tr1形成了第三谐振回路LLC3，上述电流ILr、即电流ILm在该第三谐振回路LLC3中进行自由振荡。
在t6时刻，上述电流ILr、即电流ILm在该第三谐振回路LLC3中自由振荡了一个完整的谐振周期。此时，利用开关控制部6的控制，使开关元件Q1和开关元件Q4同时闭合，且使开关元件Q2和开关元件Q3同时断开，由此，振荡电路2与直流电压源V1的电连接导通，且施加在振荡电路2上的电压Vc+－瞬间变为正值。此时，由于在振荡电路2上施加了正向的电压Vc+－，因此，流经电感器Lr的电流ILr从ILr＝ILm这一电流值起正向增大，即变为正值。
如上所述，假设第三谐振回路LLC3的谐振频率为F3，则t5-t6期间的时长为1/F3，即一个完整的谐振周期。在t5-t6期间，由于流经电感器Lr的电流ILr等于寄生电感Lm上的励磁电流ILm、即ILr＝ILm，所以没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，而且，虽然ILr、即ILm会对电容器Cr进行充电，但是由于t5-t6的时长为1/F3，所以在t5-t6期间内对电容器Cr的反向充电与正向充电正好相互抵消，所以在t6时刻，电容器Cr上的能量为零，从而不仅在t5-t6期间内没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，而且在t6时刻也没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，即确实地实现了能量的断续输出。
另外，对于各个开关元件Q1～Q4而言，本领域的普通技术人员均应知晓实际上由于存在死区，因此无法做到完全同时闭合或断开，即断开和闭合均有一个时间差。虽然在本发明的说明中并未描述死区，而以开关元件Q1～Q4同时闭合或断开的情况进行描述，但是并不表示不存在“死区”这个概念。
再者，在图2－1和图2－3的t2-t3期间形成了第二谐振回路，图2－2的t4--t5期间和图2－3的t5-t6期间形成了第三谐振回路，此时Vc+-严格来讲并非为零，而具有一些波动。然而本申请为了进行简化，在附图中将其示出为零，但是本领域的普通技术人员均应知晓实际上并非严格地为零。
另外，如上所述，在图2－1和图2－3的t2-t3期间，流经电感器Lr的电流Ilr(即ILm)在第二谐振回路LLC2中振荡了一个完整的谐振周期。而且，在图2－2的t4-t5期间和图2－3的t5-t6期间，流经电感器Lr的电流ILr(即ILm)在第三谐振回路LLC2中也振荡了一个完整的谐振周期。然而，本发明并不仅限于此，在图2－1和图2－3的t2-t3期间，电流ILr(即ILm)在第二谐振回路LLC2中也可以振荡整数倍个谐振周期。同理，在图2－2的t4-t5期间和图2－3的t5-t6期间，流经电感器Lr的电流ILr(即ILm)在第三谐振回路LLC3中也可以振荡整数倍个谐振周期。
综上所述，在本发明第一实施方式的DC/DC转换装置10中，若将图2－1和图2－3的t2-t3期间的时长设为第一期间T1，将图2－2的t4-t5期间和图2－3的t5-t6期间的时长设为第二期间T2，且第二谐振回路LLC2的谐振频率为F2，第三谐振回路LLC3的谐振频率为F3，则第一期间T1满足如下公式1，第二期间T2满足如下公式2。
公式1：
T1＝M/F2，(M≥1，且M为整数)；
公式2：
T2＝M/F3，(M≥1，且M为整数)。
如上所述，根据第一实施方式的DC/DC转换装置10，如图2－1、图2－2、图2－3所示，闭合开关元件Q2和开关元件Q4，且断开开关元件Q1和开关元件Q3，从而由开关元件Q2、开关元件Q4、电容器Cr、电感器Lr、以及变压器3的原边Tr1来形成上述第一谐振回路LLC1。
而且，在图2－1和图2－3的t2-t3期间，当ILr＝ILm时，利用开关控制部6来使开关元件Q1～Q4同时断开，从而由开关元件Q2的寄生电容Cm2、开关元件Q4的寄生电容Cm4、电容器Cr、电感器Lr、以及变压器3的原边Tr1形成了第二谐振回路LLC2。然而，也可以仅使开关元件Q1、Q3、Q4断开而开关元件Q2闭合，从而由开关元件Q2、开关元件Q4的寄生电容Cm4、电容器Cr、电感器Lr、以及变压器3的原边Tr1形成了第二谐振回路LLC2，也可以仅使开关元件Q1、Q2、Q3断开而开关元件Q4闭合，从而由开关元件Q2的寄生电容Cm2、开关元件Q4、电容器Cr、电感器Lr、以及变压器3的原边Tr1形成了第二谐振回路LLC2。
同样地，在图2－2的t4-t5期间和图2－3的t5-t6期间，当ILr＝ILm时，利用开关控制部6来使开关元件Q1～Q4同时断开，从而由开关元件Q2的寄生电容Cm2、开关元件Q4的寄生电容Cm4、电容器Cr、电感器Lr、以及变压器3的原边Tr1形成了第三谐振回路LLC3。然而，也可以仅使开关元件Q1、Q3、Q4断开而开关元件Q2闭合，从而由开关元件Q2、开关元件Q4的寄生电容Cm4、电容器Cr、电感器Lr、以及变压器3的原边Tr1形成了第三谐振回路LLC3，也可以仅使开关元件Q1、Q2、Q3断开而开关元件Q4闭合，从而由开关元件Q2的寄生电容Cm2、开关元件Q4、电容器Cr、电感器Lr、以及变压器3的原边Tr1形成了第三谐振回路LLC3。
(第一实施方式所涉及的DC/DC转换装置的效果)
图3是示出了图12的现有技术中电流ILr和ILm的曲线图、与图2－3的第一实施方式中电流ILr和ILm的曲线图的比较图。其中，图3(A)是现有技术中电流ILr与ILm的曲线图，图3(B)是本发明第一实施方式中电流ILr与ILm的曲线图，且实现表示电流ILr，虚线表示电流ILm。下面，基于图3来说明第一实施方式的DC/DC转换装置10的效果。
如图3(A)所示，在t2-t3期间，ILr＝ILm，虽然此时因输出电流Iout为零从而没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，但是该电流ILm(即ILr)会对电容器Cr继续充电。所以，在切换施加于振荡电路2上的电压方向时，电容器Cr上存储的能量会先经由变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，导致能量输出并不断续。而且，由于振荡电路20中的电容器Cr的电容值较大，所以根据谐振频率公式f＝1/(2π×√LC)可知：当电容器Cr的电容值较大时，上述第一谐振回路LLC1的谐振频率fr较小，则周期Tr的时长较长。所以，如图3(A)所示，由于电容器Cr的电容值较大，所以在ILr＝ILm之后，若由电流ILm在第一谐振回路LLC1中进行自由振荡的周期Tr、即t2-t6期间的时长比较长，如果在电流ILm经过一个周期Tr之后再切换施加于振荡电路21上的电压方向，则会使总的输出周期变得过长，从而导致DC/DC转换装置100的增益急剧下降。
与此相对地，如图3(B)所示，在t2-t3期间，ILr＝ILm，此时形成了一个新的谐振回路、即第二谐振回路LLC2，此时输出电流Iout为零，从而使得没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2。而且，在t2-t3期间，虽然ILm(即ILr)会对电容器Cr进行充电，但是由于t2-t3期间的时长为第二谐振回路LLC2的一个完整的谐振周期，所以对电容器Cr的正向充电与反向充电正好相互抵消，所以在t3时刻，电容器Cr上的能量为零，因而不仅在t2-t3期间内没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，，而且在t3时刻也没有能量从变压器3的原边Tr1传输至副边Tr2，因而能够确实地实现能量的断续输出。而且，由于在t2-t3期间没有能量输出，所以通过适当地调整t2-t3期间的时长、即第二谐振回路LLC2的谐振频率F2来改变总的输出周期，能够调整DC/DC转换装置10的增益。
并且，由于开关元件Q2和Q4上的寄生电容Cm2和Cm4的电容值较小，所以根据谐振频率公式f＝1/(2π×√LC)可知：当寄生电容Cm2和Cm4的电容值较小时，第二谐振回路LLC2的谐振频率F2较大，则其谐振周期1/F2的时长较短。因此，不会因总的输出周期变得过长而导致DC/DC转换装置100的增益急剧下降。
同样地，对于图3(A)和图3(B)的t5-t6期间，也能实现如上效果。
综上所述，根据第一实施方式的DC/DC转换装置10，通过控制开关元件Q1～Q4的闭合和断开来形成一个新的谐振回路、即第二谐振回路LLC2和/或第三谐振回路LLC3，从而使能量在该新的谐振回路中振荡其谐振周期的整数倍时间之后再切换施加于振荡电路2上的电压方向，从而确切地使能量断续地输出，能够降低DC/DC转换装置的增益来应对轻载的情况。
另外，对于DC/DC转换装置的增益的影响有如下两个方面。
第一方面，若电感器Lr的电感与变压器3的原边Tr1上的寄生电感Lm的电感之比、即Lr/Lm较大，则意味着流经振荡电路2的电流ILLC的归零时间会较长，而且，电流ILLC归零时间增加，也就意味着单位周期的时间增加，从而会导致每个周期内的平均输出能量减少，其结果是会降低增益。
第二方面，若电感器Lr的电感与电容器Cr的电容之比、即Lr/Cr较大，则意味着在电流ILLC归零时间内对电容器Cr充电的时间增加，而且，电容器Cr上的电压增加，也就意味着在切换施加于振荡电路2上的电压的方向时，电流ILLC上升的斜率会增加，从而使得输入至变压器3的原边Tr1上的能量就增加，其结果是会提高增益。
如上所述，根据本发明第一实施方式的DC/DC转换装置，在开关元件的工作频率不变的情况下，增益的变化情况要看“电流ILLC归零时间”和“电容器Cr上的充电电压”这两个方面同时对增益的影响。
另外，在本技术领域中，若负载越大，则电流ILLC归零时间增加就意味着会有更多的能量在归零时刻流出，其结果是增益会降低。反之，若负载越小，则电容器Cr上的充电电压的影响越大，其结果是增益会提高。
因此，在本发明的第一实施方式中，根据负载的大小，通过对“Lr/Lm”和“Lr/Cr”这两个参数进行合理的设置，从而能够调整“电流ILLC归零时间”和“电容器Cr上的充电电压”这两者对增益的影响，所以能够根据负载的大小来合理地调整增益的大小，即提高增大或降低增益。
第二实施方式
在第一实施方式中，在开关元件Q1、Q3断开、且开关元件Q2、Q4闭合的情况下，在ILr＝ILm时立刻从第一谐振回路LLC1切换至第二谐振回路LLC2，再经过第二期间T2之后，切换成开关元件Q2、Q3闭合且开关元件Q1、Q4断开。此时，开关元件Q3从断开切换至闭合。另一方面，在开关元件Q1、Q3断开、且开关元件Q2、Q4闭合的情况下，在ILr＝ILm时立刻从第一谐振回路LLC1切换至第三谐振回路LLC3，再经过第三期间T3之后，切换成开关元件Q1、Q4闭合且开关元件Q2、Q3断开。此时，开关元件Q1从断开切换至闭合。但是，在第一实施方式中并未考虑在上述情况下闭合开关元件Q3和Q1时的开关损耗。
图4示出了本发明第二实施方式所涉及的DC/DC转换装置10的电路结构。图4与图1的区别点在于，在图4中考虑了开关元件Q1和开关元件Q3上各自的寄生电容Cm1和Cm3。
图5是对图3(B)所示的第二谐振回路LLC2的一个谐振周期t2-t3、以及第三谐振回路LLC3的一个谐振周期t5-t6内电流Ilr与电流ILm之间关系的局部说明图。其中，实线表示电流ILr，虚线表示电流ILm。
如图5所示，t2-t3期间的时长＝1/F2，且在t2+1/4F2至t2+1/2F2的期间、以及t2+3/4F2至t2+1/F2的期间，电流ILm(即ILr)为正值。而且，如图2-3所示，在紧接着的t3时刻，使开关元件Q2和开关元件Q3闭合、且开关元件Q1和开关元件Q4断开，此时，在被闭合的开关元件Q3上会施加一个与直流电源电压Vin同向即正向的电压。因此，若不是在t3时刻，而是在t2+1/4F2至t2+1/2F2的期间、或者t2+3/4F2至t2+1/F2的期间，利用开关控制部6的控制，提前使开关元件Q2和开关元件Q3闭合、且开关元件Q1和开关元件Q4断开，由此，流经电感器Lr的电流ILm(即ILr)会以与此时闭合开关元件Q3时施加在开关元件Q3上的电压方向相反的方向、即负向方向，对开关元件Q3的寄生电容Cm3进行充电，因此，在导通开关元件Q3时施加在该开关元件Q3两端的总电压会减小，从而能够降低开关元件Q3导通时的开关损耗。更进一步地，通过调整t2-t3期间、即上述第一期间T1，甚至能使闭合开关元件Q3时施加在开关元件Q3两端的总电压为零，此时能够使开关元件Q3闭合时的开关损耗为零，即使开关元件Q3实现零电压开关ZVS。
同样地，如图5所示，t5-t6期间的时长＝1/F2，且在t5+1/4F2至t5+1/2F2的期间、以及t5+3/4F2至t5+1/F2的期间，电流ILm(即ILr)为负值。而且，如图2-3所示，在紧接着的t6时刻，使开关元件Q1和开关元件Q4闭合、且开关元件Q2和开关元件Q3断开，此时，在被闭合的开关元件Q1上会施加一个与直流电源电压Vin同向即正向的电压。因此，若在t5+1/4F2至t5+1/2F2的期间、或者t5+3/4F2至t5+1/F2的期间，利用开关控制部6的控制，提前使开关元件Q1和开关元件Q4闭合、且开关元件Q2和开关元件Q3断开，由此，流经电感器Lr的电流ILm(即ILr)会以与此时闭合开关元件Q1时施加在开关元件Q1上的电压方向相反的方向、即负向方向，对开关元件Q1的寄生电容Cm1进行充电，因此，在导通开关元件Q1时施加在该开关元件Q1两端的总电压会减小，从而能够降低开关元件Q1闭合时的开关损耗。更进一步地，通过调整t5-t6期间、即上述第二期间T2，甚至能使闭合开关元件Q1时施加在开关元件Q1两端的总电压为零，此时能够使开关元件Q1闭合时的开关损耗为零，即使开关元件Q1实现零电压开关ZVS。
综上所述，在本发明第二实施方式的DC/DC转换装置10中，若将图5和图2－3的t2-t3期间的时长设为第一期间T1，将图5和图2－3的t5-t6期间的时长设为第二期间T2，且第二谐振回路LLC2的谐振频率为F2，且第三谐振回路LLC3的谐振频率为F3，则第一期间T1满足如下公式3，第二期间T2满足如下公式4。
公式3：
N/F2≤T1≤(N+1/4)/F2，或者(N+3/4)/F2≤T1≤(N+1)/F2，(N≥0，且N为整数)；
公式4：
N/F3≤T2≤(N+1/4)/F3，或者(N+3/4)/F3≤T2≤(N+1)/F3，(N≥0，且N为整数)。
同理，上述公式3也适用于第一实施方式中图2－1的t2-t3期间、即第一期间T1，上述公式4也适用于第一实施方式中图2－2的t4-t5期间、即第二期间T2。
因此，根据本发明的第二实施方式，利用开关控制部6的控制，通过使第二谐振回路LLC2和/或第三谐振回路LLC3结束时电流ILr的电流方向与使紧接着要被闭合的开关元件Q3和/或开关元件Q1的导通电压变小的电流的方向相同，由此能够降低开关元件Q3和/或开关元件Q1的开关损耗。
更进一步地，为了使开关元件Q3和/或开关元件Q1实现零电压开关ZVS，如图4所示，在变压器3的原边Tr1上设置有检测部5，该检测部5用于检测变压器3的原边Tr1上的励磁电流ILm，在导通第二谐振回路LLC2时，在N/F2≤T1≤(N+1/4)/F2，或者(N+3/4)/F2≤T1≤(N+1)/F2的期间内，将检测出的励磁电流ILm大于零且小于等于第一阈值的时刻作为上述第一期间T1。另一方面，在导通第三谐振回路LLC3时，在N/F3≤T2≤(N+1/4)/F3，或者(N+3/4)/F3≤T2≤(N+1)/F3的期间内，将检测出的励磁电流ILm等于第二阈值的时刻作为上述第二期间T2。其中，上述第一阈值是指使将施加于振荡电路2上的电压的方向切换至负向、即闭合开关元件Q2Q3且断开开关元件Q1Q4时所闭合的开关元件Q3的导通电压等于零的电流值，而上述第二阈值是指使将施加于振荡电路2上的电压的方向切换至正向、即闭合开关元件Q1Q4且断开开关元件Q2Q3时所闭合的开关元件Q1的导通电压等于零的电流值。
因此，根据本发明的第二实施方式，不仅能够降低开关元件Q3和/或开关元件Q1的开关损耗，而且甚至能够进一步地使开关元件Q3和/或开关元件Q1实现零电压开关ZVS。
第三实施方式
根据第一实施方式和第二实施方式，在开关元件Q1、Q3断开、且开关元件Q2、Q4闭合的情况下，在ILr＝ILm时立刻从第一谐振回路LLC1切换至第二谐振回路LLC2，再经过第一期间T1之后，切换成开关元件Q2、Q3闭合且开关元件Q1、Q4断开。此时，开关元件Q3从断开切换至闭合。另一方面，在开关元件Q1、Q3断开、且开关元件Q2、Q4闭合的情况下，在ILr＝ILm时立刻从第一谐振回路LLC1切换至第三谐振回路LLC3，再经过第二期间T2之后，切换成开关元件Q1、Q4闭合且开关元件Q2、Q3断开。也就是说，在第一实施方式和第二实施方式的DC/DC转换装置10中，在ILr＝ILm时立刻从第一谐振回路LLC1切换至第二谐振回路LLC2或者第三谐振回路LLC3。
图6是对图3(B)所示的第二谐振回路LLC2的一个谐振周期t2-t3、以及第三谐振回路LLC3的一个谐振周期t5-t6内电流Ilr与电流ILm之间关系的局部说明图。其中，实线表示电流ILr，虚线表示电流ILm局部说明图。图7是与图6相对应的开关元件Q1～Q4的闭合断开的时序图。
如图6所示，在t2-t3期间增加一个t2’时刻，而且t2-t2’期间的时长为T3，t2’-t3期间的时长为T1，也就是说，在t2-t3期间内插入了一个第三期间T3。而且，在上述第三期间T3内，保持流经电感器Lr的电流ILr等于变压器3的原边Tr1上的励磁电流ILm、即ILr＝ILm。因此，如图7所示，在t2时刻，继续闭合开关元件Q2和Q4、且断开开关元件Q1和Q3，即导通第一谐振回路LLC1，再经过了第三期间T3之后，再断开关元件Q1Q3以及开关元件Q2Q4中的至少一个来形成第二谐振回路LLC2。
同样地，如图6所示，在t5-t6期间增加一个t5’时刻，而且t5-t5’期间的时长为T4，t5’-t6期间的时长为T2，也就是说，在t5-t6期间内插入了一个第四期间T4。而且，在上述第四期间T4内，保持流经电感器Lr的电流ILr等于变压器3的原边Tr1上的励磁电流ILm、即ILr＝ILm。因此，如图7所示，在t5时刻，继续闭合开关元件Q2和Q4、且断开开关元件Q1和Q3，即导通第一谐振回路LLC1，再经过了第四期间T4之后，再断开关元件Q1Q3以及开关元件Q2Q4中的至少一个来形成第三谐振回路LLC3。
综上所述，在本发明第三实施方式的DC/DC转换装置10中，若将图6的t2-t2’期间的时长设为第三期间T3，将图6的t5-t5’期间的时长设为第四期间T4，且第一谐振回路LLC1的谐振频率为F1，则第三期间T3和第四期间T4分别满足如下公式5和公式6。
公式5：
0≤T3<1/F1；
公式6：
0≤T4<1/F1。
根据第三实施方式的DC/DC转换装置10，由于在ILr＝ILm时使电流ILm(即ILr)在第一谐振回路LLC1中继续振荡第三期间T3和/或第四期间T4，从而能够根据第三期间T3和/或第四期间T4的时长来调整DC/DC转换装置10的总输出能量，从而使得对DC/DC转换装置10的增益可以连续地变化。
第四实施方式
图8是第四实施方式的DC/DC转换装置10的电路结构图。第四实施方式的DC/DC转换装置10与第一至第三实施方式的DC/DC转换装置10的区别在于，在开关元件Q1和Q3的两端分别存在不可忽略的寄生二极管Dm1和Dm3。然而，在第一至第三实施方式的DC/DC转换装置中，在存在不可忽略的寄生二极管Dm1和Dm3的情况下，并未考虑变压器3的原边Tr1上的励磁电流ILm较大或者开关元件Q2、Q4的寄生电容Cm2、Cm4较小时的情况。
图9是第四实施方式中DC/DC转换装置10中电流ILr和ILm的曲线图。如图8所示，在ILm过大或开关元件Q2、Q4的寄生电容Cm2、Cm4较小时，寄生电感Lm上的能量持续供给寄生电容Cm2、Cm4，可能会导致寄生电容Cm2、Cm4上的电压大于电源电压Vin，此时开关元件Q1、Q3上的寄生二极管Dm1、Dm3会被导通，相当于直流电压源1的直流电源电压Vin直接施加在振荡电路2上，这是励磁电流ILm持续下降直到归零，寄生二极管Dm1、Dm3不再导通，励磁电流ILm开始反向振荡。由于在形成第二谐振回路LLC2的t2-t3期间，多了一段因导通开关元件Q3上的寄生二极管Dm3而使直流电源电压Vin直接施加在振荡电路2上的期间，导致振荡电路2中的励磁电流ILr有损耗，所以t2-t3期间并不满足上述公式1。同理，由于在形成第三谐振回路LLC3的t5-t6期间，多了一段因导通开关元件Q1上的寄生二极管Dm1而使直流电源电压Vin直接施加在振荡电路2上的期间，导致振荡电路2中的励磁电流ILr有损耗，所以t5-t6期间并不满足上述公式2。
如上所述，在第四实施方式中，如图8所示，在变压器3的原边Tr1上设置有检测部5，该检测部5用于检测变压器3的原边Tr1上的励磁电流ILm，在检测出的励磁电流ILm较大，或者开关元件Q2和/或开关元件Q4的寄生电容较小的情况下，在第一谐振回路LLC1中当ILr＝ILm时，同时断开开关元件Q2和Q4来形成第二谐振回路LLC2。此时，开关控制部6根据励磁电流ILm的电流值或变化率、或者开关元件Q3上的电压大小，可以计算并控制从第二谐振回路LLC2切换至闭合第三开关元件Q3的时间，从而不会产生因导通开关元件Q3上的寄生二极管Dm3而使直流电源电压Vin直接施加在振荡电路2上的期间。
同样地，在检测出的励磁电流ILm较大，或者开关元件Q2和/或开关元件Q4的寄生电容较小的情况下，在第一谐振回路LLC1中当ILr＝ILm时，同时断开开关元件Q2和Q4来形成第三谐振回路LLC3。此时，开关控制部6根据励磁电流ILm的电流值或变化率、或者开关元件Q1上的电压大小，可以计算并控制从第三谐振回路LLC3切换至闭合开关元件Q1的时间，从而不会产生因导通开关元件Q1上的寄生二极管Dm1而使直流电源电压Vin直接施加在振荡电路2上的期间。
根据第四实施方式的DC/DC转换装置10，能够防止因励磁电流ILm较大，或者开关元件Q2和/或开关元件Q4的寄生电容较小而导致第二谐振回路LLC2和/或第三谐振回路LLC3无法满足上述公式1和/或上述公式2的情况。
第五实施方式
如上所述，在本发明第一至第四实施方式中，DC/DC转换装置10的变换部4中均采用了整流二极管D1、D2。但是，在本领域中，由于整流二极管在导通和断开时会产生损耗，一般市面流通的整流二极管的压降通常为0.7V，所以会导致本发明的DC/DC转换装置10的增益下降。针对这一点，由于整流开关的压降比整流二极管要小，一般市面流通的整流开关的压降通常为0.1V，所以采用整流开关能够降低损耗。根据这一点，也可以利用整流开关来替换整流二极管来实现降低损耗的要求。
然而，若采用开关占空比各50％的LLC全桥转换方式，由于使直流电压源V1以第一方向施加于振荡电路2的时间结束之后，会立即通过开关控制部6的控制来使直流电压源V1以第二方向施加于振荡电路2，此时，参考图9的A-B时间段，这段时间内虽然Vc+－的电压方向会改变，但电流ILLC的方向需要延迟到时间点B之后才转换，即振荡电路2中的电流方向需要经过一段时间后才会变换，因此，在此情况下，若使用整流开关代替二极管，只能通过检测整流开关上的电流或者估算开关元件Q1～开关元件Q4闭合/断开后的延迟时间，然后再导通整流二极管，这样会使得控制方法变得更为复杂，并且会提高成本。针对这一点，可以使同步整流开关Q5、Q6分别在开关元件Q1和开关元件Q3闭合时同步地导通，且分别在开关元件Q4和开关元件Q2断开时同步地断开，由于在本发明的第一至第四实施方式中，此时ILLC已为零，因此可以与Q1～Q4同步地对同步整流开关Q5、Q6进行控制。其结果是，能够使控制变得非常简便且准确。
本发明在不脱离本发明的广义精神与范围的情况下，可进行各种实施方式和变形。另外，上述实施方式仅用来对本发明进行说明，而不对本发明的范围进行限定。即，本发明的范围由权利要求的范围来表示，而不由上述实施方式来表示。并且，在权利要求的范围内及与其同等发明意义的范围内所实施的各种变形也视为在本发明的范围内。
标号说明
1、10DC/DC转换装置，V1、V10直流电压源，2、20振荡电路，Cr电容器，Lr电感器，Q1～Q4开关元件，3、30变压器，Tr1变压器的原边，Tr2变压器的副边，4、40变换部，5检测部，6开关控制部，D1、D2整流二极管，Q5、Q6同步整流开关。

Claims (23)

1.一种DC/DC转换装置，其特征在于，具有：
直流电压源，输出直流电源电压；
振荡电路，与所述直流电压源电连接；
多个开关元件；
开关控制部，通过切换所述多个开关元件的闭合和断开，可使所述直流电压源与所述振荡电路的电连接导通或断开，且可使施加于所述振荡电路上的电压的方向在第一方向和第二方向之间切换；以及
变换部，将所述振荡电路中产生的电流输出并转换成直流电流，
所述振荡电路中设置有电感器，所述变换部中设置有变压器，且所述变压器的原边与所述振荡电路串联连接，
所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压方向从所述第一方向切换至所述第二方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且由所述多个开关元件中的一部分与所述振荡电路来形成第一谐振回路，在所述第一谐振回路中当流经所述电感器的电流等于所述变压器的原边上的励磁电流时，将所述第一谐振回路中的至少一个开关元件断开，由此形成第二谐振回路，在所述第二谐振回路中的电流振荡经过第一期间之后，再导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第二方向。
2.如权利要求1所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
将所述第二谐振回路的谐振频率设为F2，将所述第一期间设为T1，则满足如下公式，
T1＝M/F2，其中，M为大于等于1的整数。
3.如权利要求1所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
将所述第二谐振回路的谐振频率设为F2，将所述第一期间设为T1，则满足下述公式，
N/F2≤T1≤(N+1/4)/F2，或者(N+3/4)/F2≤T1≤(N+1)/F2，其中，N为大于等于0的整数。
4.如权利要求3所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
在所述变压器的原边上设置有检测部，该检测部用于检测所述变压器的原边上的励磁电流ILm，
在所述第二谐振回路中，在N/F2≤T1≤(N+1/4)/F2，或者(N+3/4)/F2≤T1≤(N+1)/F2的期间内，将检测出的所述励磁电流ILm大于零且小于等于第一阈值的时刻作为所述第一期间T1。
5.如权利要求4所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述第一阈值是指使将施加于所述振荡电路上的电压的方向切换至所述第二方向时要闭合的开关元件的导通电压等于零的电流值。
6.如权利要求1至5中任一项所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
在所述第一谐振回路中当流经所述电感器的电流等于所述变压器的原边上的励磁电流之后，在保持所述第一谐振回路不变的情况下，再经过第三期间之后，再形成所述第二谐振回路。
7.如权利要求6所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
将所述第一谐振回路的谐振频率设为F1，将所述第三期间设为T3，则满足下述公式，
0≤T3<1/F1。
8.如权利要求1所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述开关控制部在使施加于所述振荡电路上的电压的方向从所述第二方向切换至所述第一方向之前，断开所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且由所述多个开关元件中的一部分与所述振荡电路来形成所述第一谐振回路，在所述第一谐振回路中当流经所述电感器的电流等于所述变压器的原边上的励磁电流时，将所述第一谐振回路中的至少一个开关元件断开，由此形成第三谐振回路，在所述第三谐振回路中的电流振荡经过第二期间之后，再导通所述振荡电路与所述直流电压源的电连接，且使施加于所述振荡电路上的电压方向切换至所述第一方向。
9.如权利要求8所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
将所述第三谐振回路的谐振频率设为F3，将所述第二期间设为T2，则满足如下公式，
T2＝M/F3，其中，M为大于等于1的整数。
10.如权利要求8所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
将所述第三谐振回路的谐振频率设为F3，将所述第二期间设为T2，则满足如下公式，
N/F3≤T2≤(N+1/4)/F3，或者(N+3/4)/F3≤T2≤(N+1)/F3，其中，N为大于等于0的整数。
11.如权利要求10所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
在所述变压器的原边上设置有检测部，该检测部用于检测所述变压器的原边上的励磁电流ILm，
在所述第三谐振回路中，在N/F3≤T2≤(N+1/4)/F3，或者(N+3/4)/F3≤T2≤(N+1)/F3的期间内，将检测出的所述励磁电流ILm大于零且小于等于第二阈值的时刻作为所述第二期间T2。
12.如权利要求11所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述第二阈值是指使将施加于所述振荡电路上的电压的方向切换至所述第一方向时要闭合的开关元件的导通电压等于零的电流值。
13.如权利要求8至12中任一项所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
在所述第一谐振回路中当流经所述电感器的电流等于所述变压器的原边上的励磁电流之后，在保持所述第一谐振回路不变的情况下，再经过第四期间之后，再形成所述第二谐振回路。
14.如权利要求13所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
将所述第一谐振回路的谐振频率设为F1，将所述第四期间设为T4，则满足下述公式，
0≤T4<1/F1。
15.如权利要求8至12中任一项所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述多个开关元件包括：第一开关元件Q1、第二开关元件Q2、第三开关元件Q3、以及第四开关元件Q4，其中，
所述第一开关元件Q1和所述第三开关元件Q3的连接点与所述直流电压源的正极侧相连接，
所述第二开关元件Q2和所述第四开关元件Q4的连接点与所述直流电压源的负极侧相连接，
所述第一开关元件Q1和所述第二开关元件Q2的连接点与所述振荡电路的一端相连接，并且
所述第三开关元件Q3和所述第四开关元件Q4的连接点与所述振荡电路的另一端相连接。
16.如权利要求15所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
闭合所述第二开关元件Q2和所述第四开关元件Q4，且断开所述第一开关元件Q1和所述第三开关元件Q3，由此形成所述第一谐振回路。
17.如权利要求16所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
在所述第一谐振回路中当流经所述电感器的电流等于所述变压器的原边上的励磁电流时，形成所述第二谐振回路的情况下，
若断开所述第二开关元件Q2，则所述第二谐振回路包括所述第二开关元件Q2的寄生电容和所述第四开关元件Q4，
若断开所述第四开关元件Q4，则所述第二谐振回路包括所述第二开关元件Q2和所述第四开关元件Q4的寄生电容，
若断开所述第二开关元件Q2和所述第四开关元件Q4，则所述第二谐振回路包括所述第二开关元件Q2的寄生电容和所述第四开关元件Q4的寄生电容。
18.如权利要求16所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
在所述第一谐振回路中当流经所述电感器的电流等于所述变压器的原边上的励磁电流时，形成所述第三谐振回路的情况下，
若断开所述第二开关元件Q2，则所述第三谐振回路包括所述第二开关元件Q2的寄生电容和所述第四开关元件Q4，
若断开所述第四开关元件Q4，则所述第三谐振回路包括所述第二开关元件Q2和所述第四开关元件Q4的寄生电容，
若断开所述第二开关元件Q2和所述第四开关元件Q4，则所述第三谐振回路包括所述第二开关元件Q2的寄生电容和所述第四开关元件Q4的寄生电容。
19.如权利要求17所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
在检测出的所述励磁电流ILm较大，或者所述开关元件Q2和/或所述开关元件Q4的寄生电容较小的情况下，在所述第一谐振回路中当流经所述电感器的电流等于所述变压器的原边上的励磁电流时，同时断开所述第二开关元件Q2和所述第四开关元件Q4来形成所述第二谐振回路。
20.如权利要求19所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述开关控制部根据所述励磁电流ILm的电流值或变化率、或者所述第三开关元件Q3上的电压大小，来计算并控制从所述第二谐振回路切换至闭合所述第三开关元件Q3的时间。
21.如权利要求18所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
在检测出的所述励磁电流ILm较大，或者所述开关元件Q2和/或所述开关元件Q4的寄生电容较小的情况下，在所述第一谐振回路中当流经所述电感器的电流等于所述变压器的原边上的励磁电流时，同时断开所述第二开关元件Q2和所述第四开关元件Q4来形成所述第三谐振回路。
22.如权利要求21所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
所述开关控制部根据所述励磁电流ILm的电流值或变化率、或者所述第一开关元件Q1上的电压大小，来计算并控制从所述第三谐振回路切换至闭合所述第一开关元件Q1的时间。
23.如权利要求15所述的DC/DC转换装置，其特征在于，
在所述变换部中具有变压器，所述变压器的副边两端分别连接有同步整流开关，所述同步整流开关分别在所述第一开关元件Q1和所述第三开关元件Q3闭合时被闭合，且分别在所述第四开关元件Q4和所述第二开关元件Q2断开时被断开。
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