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CN105490548B - 开关电源装置 - Google Patents

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CN105490548B CN201410469608.9A CN201410469608A CN105490548B CN 105490548 B CN105490548 B CN 105490548B CN 201410469608 A CN201410469608 A CN 201410469608A CN 105490548 B CN105490548 B CN 105490548B
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Abstract

本发明的级联正激式开关电源，具备：主变压器，具有初级主线圈(Np)、次级主线圈(Ns1)；第1主开关(Q1)；第2主开关(Q2)；控制电路；第1整流元件(CR2)，其负极连接于第1主开关和初级主线圈的连接点，其正极连接于输入直流电压的低电位侧；第2整流元件(CR1)，其正极连接于第2主开关和初级主线圈的连接点，其负极连接于输入直流电压的高电位侧；以及同步整流方式的整流电路，在输出端存在电压的状态下，第1和第2主开关的开关动作停止时，第1主开关和第2主开关中任意一者的控制端子以被设为始终导通的方式被施加正偏电压。根据本发明，能够防止输出端存在电压(能量源)的状态下的自激振荡的持续。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及能够利用于各种电子设备的开关电源装置，该开关电源装置具有：具备多个主开关元件的级联自激转换器以及具有整流开关元件和换流开关元件的同步整流元件。
背景技术
大功率的开关电源中，达成高效率和部件发热量低是重要的。作为其对策的一种，作为主开关可以使用额定电流大且电阻小的MOS-FET等的开关元件，其能够降低主开关元件导通时的损失，因此很有用。然而，一般地，MOS-FET的导通阻抗相对于耐压以2～2.5次方的比例进行增加。因此，有必要使用耐压极低的MOS-FET。
从这点看，稳定时向主开关的施加电压为一半，另外伴随于开关动作而产生的浪涌电压被钳位于输入电压，因此，能够使用耐压低的MOS-FET的级联自激转换器作为电路方式被适用。
另外，输出电压低的大电流的开关电源中，将整流元件从二极管替换为MOS-FET的同步整流电路，能够降低整流部的导通损失，并在效率以及部件发热方面有利。具有整流开关元件(即整流侧MOS-FET)和换流开关元件(即换流侧MOS-FET)的同步整流电路的同步整流的动作中，整流侧MOS-FET与初级侧的主开关的ON驱动信号同步，而变为导通，另一方面，换流侧MOS-FET与初级侧的主开关的OFF驱动信号同步，而变为导通。绝缘型转换器中的主开关的驱动信号向次级侧同步整流部传递的方式中，虽然也有信号经过脉冲变压器或光耦等的绝缘元件而直接传递的他激方式，但是这样的方式的部件的数量较多而且电路复杂，另外，在安装空间的方面也有不利的因素。相对于此，存在使用主变压器的次级侧的主线圈自身或者独立设置的驱动线圈而传递的自激方式，该方式中，部件数量变少，电路比较简单，且在安装空间的方面也比较有利。
相对于现有的负载侧具有低电压、大电流的要求，假设在1个开关电源中额定输出电流不足的情况下，能够并联使用多个开关电源。
本发明所设想的是，DC-DC转换器部为级联自激转换器、次级侧的整流部为以自激方式驱动的同步整流电源的开关电源被多个并列使用的情况。
作为现有的例子，图1为表示开关电源的电路图，该开关电源中，DC-DC转换器部为级联正激转换器，次级侧的整流部为以自激方式驱动的同步整流电路，使用该电路图，而作如下说明。
图1中，对输入的交流电压进行滤波/整流/平滑的一般开关电源的构成部被省略而仅表示DC-DC转换器部。
图1中，主变压器T1为将初级侧和次级侧绝缘的主变压器，具有初级侧的主线圈Np、次级侧的主线圈Ns1和驱动换流侧MOS-FET Q4的辅助线圈Ns2。
主变压器T1的初级侧的主线圈Np和次级侧的主线圈Ns1以及辅助线圈Ns2的极性如图1中的点标记标示的那样，因此各个线圈中所感应的电压的相位关系如图1中的箭头所示。主开关Q1，Q2为MOS-FET等的开关元件。DC-DC转换器部为级联正激方式，输入直流电压Vin间的连接结构依次为高电位侧的+Vin、Q1的漏极端子、Q1的源极端子、主变压器T1的初级侧主线圈Np的标点侧、Np的无点侧、Q2的漏级端子、Q2的源极端子、低电位侧的-Vin。输入电流电压间连接有输入电容C1。
另外，整流元件CR2的负极连接于主开关Q1的源极端子，另一方面，正极连接于输入直流电压的Vin的低电位侧-Vin。
另外，整流元件CR1的正极连接于主开关Q2的漏极端子，另一方面，负极连接于输入直流电压的Vin的高电位侧+Vin。
虽然图1没有记载，具有输出电压Vout的检测电路，检测与设定电压的变动误差，并将该变动误差反馈到控制电路，为了补正该变动误差，从控制电路输出能够控制主开关Q1、Q2的导通和关断的时间比率的驱动脉冲，即进行PWM控制。
使来自控制电路的驱动脉冲输入至各主开关Q1、Q2的控制端子，从而主开关Q1、Q2同步进行开关切换动作(导通/关断动作)。
主开关Q1和Q2彼此的源电位不同。此情况下，Q2的源电位经由输入电压Vin的低电位侧-Vin而连接于输出驱动脉冲的控制电路的GND电位。另一方面，主开关Q1的源电位连接于由开关动作而大幅变动电位的主变压器。因此，Q1的驱动脉冲，相对于控制电路在传送路径的途中绝缘，相对于控制电路的GND电位处于浮动状态。
通过主开关Q1、Q2同步进行开关动作，输入直流电压Vin被断续地施加于主变压器T1的初级线圈Np。一方面，主变压器T1的次级侧中，由整流侧MOS-FET Q3、换流侧MOS-FETQ4、扼流圈L1、电容器C3构成的整流平滑电路连接于次级侧主线圈Ns1。
次级侧主线圈Ns1的标点侧端子上连接有换流侧MOS-FET Q4的漏极端子和扼流圈L1，扼流圈L1的另一端连接于输出端子+Vout。另一方面，次级主线圈Ns1的无点侧端子连接于整流侧MOS-FET Q3的漏极端子，而且，整流侧MOS-FET Q3的源极端子和换流侧的MOS-FETQ4的源极端子连接于输出端子-Vout。另外，输出端子+Vout和-Vout的两端间，连接有电容器C3。
主开关Q1，Q2导通的话，主变压器T1的初级侧主线圈Np以如图1的箭头所示的方向(点方向为高电位)施加输入直流电压Vin。此时，次级侧主线圈Ns1和辅助线圈Ns2中，产生与图示的箭头方向相同(点方向为高电位)的电压，这些电压与主变压器的初级侧主线圈Np和次级侧主线圈Ns1、初级侧主线圈Np和辅助线圈Ns2的各自的圈数成比例。同时，在次级侧主线圈Ns1产生的电压经由电容C2和电阻R1而作为正偏电压施加于整流侧MOS-FET Q3的栅极端子，从而整流侧MOS-FET Q3导通。另一方面，在辅助线圈Ns2产生的电压在换流侧的MOS-FET Q4的栅极端子成为反偏电压，换流侧的MOS-FET Q4的栅极存储电荷被放电而急剧地关断。
一方面，主开关Q1，Q2成为关断的话，主变压器的初级侧主线圈Np上所施加的输入直流电压Vin V被释放，流入的电流Ip被急剧截断。这样，在主变压器T1中，根据从在变压器中流动的电流除去流向次级侧的传送电流的感应电流，存储于变压器电感器中的感应能量，作为反激电压在主变压器T1的主线圈Np中产生与ON时施加的极性相反的电压。该电压被整流元件CR1、CR2最大钳制于输入直流电压。
此时，Ns1、Ns2中，与Np相同地产生与图示箭头相反(无点方向为高电位)的反激电压。该电压的峰值与各个线圈的圈数成比例。导通时，各线圈上所产生的电压反转，整流侧MOS-FET Q3的栅极成为反偏，栅极存储电荷被放电而急剧地关断。辅助线圈Ns2所产生的电压，经由电阻R2而作为正偏电压施加于换流侧的MOS-FET Q4的栅极端子，换流侧的MOS-FETQ4导通。
如以上那样，整流侧MOS-FET Q3在主开关Q1，Q2导通时同步导通。另一方面，换流侧的MOS-FET Q4在主开关Q1，Q2关断时同步导通。
在初级侧将输入直流电压Vin由主开关Q1，Q2斩波而从直流电压转换为交流电压，该交流电压经由主变压器T1从初级侧主线圈Np传送到次级侧主线圈Ns1，该交流电压由同步整流MOS-FET Q3，Q4进行整流，并由扼流圈L1和电容C3的平滑电路进行平滑化，此时，通过控制导通和关断的时间比率(脉冲宽度)，从而能够得到所期望的直流电压。
关于平滑电路的动作作如下说明。主开关Q1，Q2关断时，根据与此同步的整流侧MOS-FET Q3的关断，从次级侧主线圈Ns1的能量传递被断开，在此之前在主开关Q1，Q2导通期间存储于电感L1的能量，没有被经切换而变为导通的换流侧的MOS-FET Q4切断，而是被供给至电容器C3和负载，从而达成平滑化。
以上是，DC-DC转换器为级联正激式，次级侧的整流部为以自激方式驱动的同步整流电路的现有的开关电源的动作。
发明要解决的技术问题
作为上述开关电源的动作情况一般存在如下情况：对应于大功率的要求而并列连接多个开关电源而进行工作的情况；作为负载连接电池而进行工作的情况；或者，在负载侧连接大电容以包括无负载的轻负载进行工作的情况。
背景技术中所记载的次级侧的整流电路中采用自激方式的同步整理电路的开关电源在上述情况的动作中，以何种理由使主开关的开关切换动作停止时，虽然主开关已经停止切换，整流侧、换流侧的MOS-FET交互地反复进入导通/关断状态，从多个并列连接的其他正常工作的开关电源的输出、或从负载的电池、或从负载侧的大电容等，停止的电源的输入侧会有能量回流，从而成为自激振荡状态。
关于主开关的停止，可以假定为以下原因：过电压保护或加热保护等的各种保护功能的动作；多个电源并联连接动作中的各电源的输出电压Vout的电位差的偏差；一般的故障；或者遥控器控制等的电源功能的停止等。
自激振荡由以下的机理而产生。自激振荡有2个模式，以下使用图2来说明模式1，图3来说明模式2。
首先，主开关Q1，Q2的两者，或其中一者突然变为关断。由此，主变压器T1的各线圈如图2所示的箭头方向(无点侧为高电位)产生反激电压。反激电压，此时由整流元件CR1，CR2产生向初级侧输入的能量回流。由该反激电压，换流侧的MOS-FET Q4的栅极端子成为正偏，从而换流侧的MOS-FET Q4导通。该状态下，输出端存在电压(能量源)的情况下，在电感L1中流动的电感电流IL，与如图2所示的正常动作相反，即成为从输出侧流入的方向。电感电流IL中，电流的一部分向电感存储能量，随着时间的经过而增加。在主开关Q1，Q2导通时，根据主变压器T1中流过的电流中除去传送电流的感应电流成分，由存储于电感器的感应能量而产生反激电压。该能量被消耗枯竭后，反激电压降低，最终换流侧的MOS-FET Q4关断(以上为模式1)。
换流侧的MOS-FET Q4关断后，其漏极和电感器L1的连接点上，上升到如下电位：输出端子中存在的电压加上在换流侧的MOS-FET Q4的导通期间由电感L1所存储的能量而产生的电动势。该上升的电压，经由电阻R1、电容C2的串联电路而成为整流侧MOS-FET Q3的栅极端子的正偏电压，随着整流侧MOS-FET Q3导通，主变压器T1的次级线圈中，被施加如图3的箭头所示的方向(标点端子侧为高电位)的上述正偏电压。此时，电感L1中流动的电感电流IL，如图3所示与正常工作成相反方向，即从输出侧流入的方向不变，电感电流IL由于从电感放出能量，所以随着时间经过而减少。此时，主变压器T1的初级侧线圈Np上，产生与次级主线圈Ns1的绕线圈数成比例的峰值电压，且为图3所示的箭头的方向(标点端子侧为高电位)。主开关Q1，Q2虽然关断，但在主开关内部的体二级管相对于输入直流电压为正向，因此成为从次级侧输出向初级侧输入的能量回流状态。此时，在主变压器T1中，由感应电流在电感器存储感应能量。从电感L1中放出所存储的能量，当电感L1的电流和次级侧主线圈Ns1的感应电流相等时，电感的电动势降低，最终整流侧MOS-FET Q3被关断(以上为模式2)。
于是，主变压器T1中，由到此为止存储的感应能量，再度产生与图1所示的箭头相反的方向(无点侧为高电位)的反激电压，进入模式1。之后进入模式2和模式1交替重复的自激振荡状态。
该自激振荡状态为无控制状态，由输入电源端的阻抗产生预想之外的电压的上升的可能性存在。在该情况下，恐怕会超过主开关Q1、Q2的Vds耐压。另外，在输出电压加上电感L1的电动势的电压被施加到关断时的换流侧MOS-FET Q4的Vds间，也同样被施加到整流侧MOS-FET Q3的Vgs，可能会超过各自的耐压。
另外，可能存在如下各种各样的弊端：意想不到的电流流过，导致异常损耗的产生，并由此产生异常加热、对并联连接的成为能量源的其他电源产生影响，或者对电池产生影响。
实际上，主开关Q1、Q2停止后而引起自激振荡的情况如图4，5所示。此处，电感L1中流过的电感电流IL的平均值从正变为负，由此可知进入了自激振荡状态。
本发明着眼于上述问题点，其目的在于提供一种DC-DC转换器部为级联自激转换器且整流侧为以自激方式驱动的同步整流电路的开关电源中，在输出端存在电压(能量源)的情况下，能够防止主开关电源在关闭时产生的自激振荡的持续的开关电源。
发明内容
本发明是为了解决上述技术问题而作成的，其目的在于：提供一种一种级联正激式开关电源装置，其特征在于，具备：主变压器，具有初级主线圈(Np)、次级主线圈(Ns1)；第1主开关(Q1)，连接于输入直流电压的高电位和所述初级主线圈之间；第2主开关(Q2)，连接于所述初级主线圈和输入直流电压的低电位之间；控制电路，生成并输出驱动脉冲，所述驱动脉冲对所述第1和第2主开关同步进行导通/关断驱动；第1整流元件(CR2)，其负极连接于所述第1主开关和所述初级主线圈的连接点，其正极连接于输入直流电压的低电位侧；第2整流元件(CR1)，其正极连接于所述第2主开关和所述初级主线圈的连接点，其负极连接于输入直流电压的高电位侧；以及同步整流方式的整流电路，在输出端存在电压的状态下，所述第1和第2主开关的开关动作停止时，所述第1主开关和所述第2主开关中的任意一者的控制端子以被设为始终导通的方式被施加正偏电压。
根据上述本发明的开关电源装置，能够防止主开关电源在关闭时产生的自激振荡的持续。
另外，本发明的开关电源装置中，所述整流电路包含整流用开关(Q3)和换流用开关(Q4)，所述整流电路中，整流用开关的驱动为从所述次级侧主线圈(Ns1)自身得到的、所述主变压器中的正激电压，换流用开关的驱动为从所述次级侧主线圈(Ns1)自身得到的所述主变压器中的反激电压，或者从独立于所述主变压器的辅助线圈得到的、所述主变压器中的反激电压。
另外，本发明的开关电源装置中，还具备：第1电容器(C10)和第1电阻(R11)的串联电路，连接于所述控制电路的驱动脉冲输出端子和所述第2主开关的控制端子之间；第2电阻(R10)，连接于所述控制电路的驱动电源和所述第2主开关的控制端子之间；以及第1定压元件(CR10)和第3整流元件(CR11)的串联电路，所述第1定压元件的负极连接于所述第2主开关的控制端子，所述第3整流元件的负极接地。根据这样的结构，即使控制电路的驱动脉冲与现有的驱动脉冲相同，也能够防止主开关电源在关闭时产生的自激振荡的持续。
另外，本发明的开关电源装置中，还具备：第4整流元件(CR21)和第3电阻(R25)的串联电路，连接于所述控制电路的驱动脉冲输出端子和所述第2主开关Q2的控制端子之间，所述第4整流元件的正极连接于所述驱动脉冲输出端子；第2定压元件(CR22)和第4电阻(R26)的串联电路，连接于所述第4整流元件和所述第3电阻的连接点与地之间，所述第2定压元件的正极接地；PNP型双极型晶体管(Q21)，其基极连接于所述第2定压元件和所述第4电阻的连接点，集电极接地，发射极连接于所述第2主开关的控制端子；第2电容器(C21)，连接于所述第2定压元件和所述第4电阻的连接点与所述控制电路的所述驱动脉冲输出端子之间；第5整流元件(CR20)、第5电阻(R21)与第3电容(C20)依次连接的串联电路，其连接于所述驱动脉冲输出端子与地电位之间，所述第5整流元件的正极连接于所述驱动脉冲输出端子；NPN型双极型晶体管，其基极经由第7电阻(R23)连接于所述第5电阻与所述第3电容的连接点，集电极经由第6电阻(R24)连接于所述PNP型双极型晶体管的基极，发射极连接于所述驱动脉冲输出端子，并且，基极和发射级之间具备第8电阻(R22)；第9电阻(R20)，连接于所述控制电路的驱动电源和所述第2主开关的控制端子之间，以及第10电阻(R27)，连接于所述第2主开关的控制端子与地之间。根据这样的结构，即使控制电路的驱动脉冲与现有的驱动脉冲相同，也能够防止主开关电源在关闭时产生的自激振荡的持续。
发明的效果
根据本发明，在DC-DC转换器部为级联自激转换器且整流侧为以自激方式驱动的同步整流电路的开关电源中，在输出端存在电压(能量源)的情况下，能够防止主开关电源在关闭时产生的自激振荡的持续、并且不影响开关电源装置的通常动作的开关电源装置。
附图说明
图1是表示现有技术的开关电源装置的图。
图2是表示现有技术的开关电源装置中的自激振荡的模式1的图。
图3是表示现有技术的开关电源装置中的自激振荡的模式2的图。
图4是表示现有技术的开关电源装置的自激振荡时的波形图。
图5是表示现有技术的开关电源装置的自激振荡时的波形被放大的图。
图6是表示本发明的开关电源装置的第1实施方式的控制电路的输出脉冲的图。
图7是表示本发明的开关电源装置的第1实施方式的原理的电路图。
图8是表示本发明的开关电源装置的第2实施方式的图。
图9是表示本发明的开关电源装置的第3实施方式的图。
图10～12是表示本发明的开关电源装置的第3实施方式的等效电路的图。
图13是表示现有技术中的开关电源装置中的主开关停止时的波形图。
图14是本发明的开关电源装置的主开关停止时的波形图。
具体实施方式
以下，参照附图，详细地说明用于实施本发明的方式。
<第1实施方式>
本发明的第1实施方式的开关电源装置的电路结构与图1所示的开关电源装置相同，仅仅是控制电路输出脉冲不同。图6是表示本实施方式的控制电路的输出脉冲的图。图7是表示本实施方式的开关电源装置的原理的电路图。以下使用图1、图6、图7，说明第1实施方式的开关电源装置。
具体地，本实施方式的开关电源装置，具有将初级侧和次级侧绝缘的主变压器，即具有初级侧的主线圈Np、次级侧的主线圈Ns1和驱动换流侧MOS-FET Q4的辅助线圈Ns2。
主变压器T1的初级侧的主线圈Np和次级侧的主线圈Ns1以及辅助线圈Ns2的极性如图1中的点标记所示。主开关Q1，Q2为MOS-FET等的开关元件。DC-DC转换器部为级联正激方式，输入直流电压Vin间的连接结构依次为高电位侧的+Vin、Q1的漏极端子、Q1的源极端子、主变压器T1的初级侧主线圈Np的标点侧、Np的无点侧、Q2的漏级端子、Q2的源极端子、低电位侧的-Vin。输入电流电压间连接有输入电容C1。
另外，整流元件CR2的负极连接于主开关Q1的源极端子，另一方面，正极连接于输入直流电压的Vin的低电位侧-Vin。
另外，整流元件CR1的正极连接于主开关Q2的漏极端子，另一方面，负极连接于输入直流电压的Vin的高电位侧+Vin。
通过主开关Q1、Q2同步进行开关动作，输入直流电压Vin被断续地施加于主变压器T1的初级线圈Np。一方面，主变压器T1的次级侧中，由整流侧MOS-FET Q3、换流侧MOS-FETQ4、扼流圈L1、电容器C3构成的整流平滑电路连接于次级侧主线圈Ns1。
次级侧主线圈Ns1的标点侧端子上连接有换流侧MOS-FET Q4的漏极端子和扼流圈L1，扼流圈L1的另一端连接于输出端子+Vout。另一方面，次级主线圈Ns1的无点侧端子连接于整流侧MOS-FET Q3的漏极端子，而且，整流侧MOS-FET Q3的源极端子和换流侧的MOS-FETQ4的源极端子连接于输出端子-Vout。另外，输出端子+Vout和-Vout的两端间，连接有电容器C3。
如上述那样，DC-DC转换器部为级联自激方式，整流电路为以自激方式驱动的同步整流电路的开关电源中，在输出端存在电压(能量源)的情况下，由任意原因导致主开关元件的切换停止时，主变压器的初级侧主线圈中所产生的反激电压，在主变压器所设置的换流侧开关的驱动用辅助线圈中感应出正偏电压，从而使换流用开关导通，由于从输出端侧涌入电流(能量)，从而进入持续的自激振荡的模式。
以下，参照图6、7，说明使用控制电路的驱动脉冲的输出来防止进入持续这样的自激振荡的模式的本发明的实施方式。
首先，开关电源或DC-DC转换器正常工作时，从控制电路输出驱动脉冲至多个主开关Q1，Q2的控制端子，该驱动脉冲将输出电压维持在规定电压。这一情况下，输出至主开关Q2的驱动脉冲以GND为基准生成正电压的脉冲信号。此外，控制电路的驱动脉冲的输出也可为由控制芯片预先设定的输出波形。此处，上述那样由任意原因导致主开关元件的切换停止时，即主开关停止ON/OFF的斩波时，主开关Q1的控制端子被维持为低电平，而主开关Q2的控制端子被维持为高电平(参照图6)。
此时，本发明中的低电位侧的主开关Q2的驱动电路中设置的，低电位侧的主开关的控制端子中被施加直流偏压，通过使低电位侧的主开关Q2始终保持导通状态，如图7所示的那样，初级侧主线圈，通过低电位侧的主开关Q2与整流元件CR2强制短路，该整流元件CR2负极连接于高压侧的主开关Q1和主变压器的主线圈Np的连接点，正极接地。由此，次级侧辅助线圈Ns2中不生成驱动换流侧开关Q4的电压。由此，换流用开关Q4不能导通，所以电流的涌入不可能发生，从而自激振荡不能够持续因而消失。
此外，本实施方式中，也可以设置为，高电位侧的主开关Q1的驱动电路中设置的、高电位侧的主开关的控制端子中被施加直流偏压，从而使高电位侧的主开关Q1始终保持导通状态。即，主开关停止ON/OFF的斩波时，主开关Q2的控制端子被维持为低电平，而主开关Q1的控制端子被维持为高电平。这样，初级侧主线圈，通过高电位侧的主开关Q1与整流元件CR1强制短路，该整流元件CR1负极连接于低压侧的主开关Q2和主变压器的主线圈Np的连接点，正极连接于输入直流电压的高电位侧。由此，次级侧辅助线圈Ns2中不生成驱动换流侧开关Q4的电压。由此，换流用开关Q4也不能导通，所以电流的涌入不可能发生，从而自激振荡不能够持续因而消失。
<第2实施方式>
图8是表示本发明的开关电源装置的第2实施方式的图。图8中，为了容易说明本实施方式，省略了整流元件CR1，CR2等的元件。
图8所示的开关电源装置，相对于开关电源装置的第1实施方式，作为追加电路，还具备：第1电容器(C10)和第1电阻(R11)的串联电路，连接于所述控制电路的驱动脉冲输出端子和所述第2主开关的控制端子之间；第2电阻(R10)，连接于所述控制电路的驱动电源和所述第2主开关的控制端子之间；以及第1定压元件(CR10)和第3整流元件(CR11)的串联电路，所述第1定压元件的负极连接于所述第2主开关的控制端子，所述第3整流元件的负极接地。
此处，对追加电路不影响正常工作，并对如何防止自激振荡的发生进行说明。另外如背景技术所记载的那样，DC-DC转换器部为级联自激转换器的情况下，高压侧的主开关的驱动电路与低压侧驱动电路隔离绝缘(浮动)，所以低压侧的主开关的驱动电路上附加其他电路也不会造成对开关电源装置的通常动作的影响。
如上述那样，开关电源或DC-DC转换器正常工作时，为了在输出电压维持规定的电压，从控制电路输出驱动脉冲至多个主开关Q1、Q2的控制端子，该驱动脉冲将输出电压维持为规定电压。该情况下，输出至主开关Q2的驱动脉冲以GND为基准生成正电压的脉冲信号。
使用图8来说明开关电源装置的第2实施方式的通常动作。
如图8所示，该驱动脉冲的传送路径中串联设置有电容器C10。通常工作时，电容器C10能够传输交流信号，但由于不能传输直流信号，因此转换为以GND为中心的正负脉冲信号。此时，电容器C10插入时和非插入时，驱动脉冲的峰值降低，但通过相对于主开关的控制端子间的电容而适当调整所插入的电容容量，便能够防止这样的情况发生。
在本发明中，驱动脉冲消失的情况下，由于控制电路的驱动电源Vcc使低电位侧的主开关Q2的控制端子始终被施加正向偏压，使低电位侧的主开关Q2始终保持导通，与第1实施方式中参照图7所说明的相同，初级侧主线圈，通过低电位侧的主开关Q2与整流元件CR2强制短路，该整流元件CR2负极连接于高压侧的主开关Q1和主变压器的主线圈Np的连接点，正极接地。由此，次级侧辅助线圈Ns1中不生成驱动换流侧开关Q4的电压。由此，换流用开关Q4不能导通，所以电流的涌入不可能发生，从而自激振荡不能够持续因而消失。
根据本实施方式，能够不影响开关电源装置的通常动作，并防止进入自激振荡持续的情况。而且，本实施方式中，由于采用和现有技术相同的控制电路，从而不改变控制电路的结构，只追加少量的电路元件，便能够抑制自激振荡。
<第3实施方式>
图9是表示本发明的开关电源装置的第3实施方式的图。图9中，为了容易说明本实施方式，省略了整流元件CR1，CR2等的元件。
图9所示的开关电源装置，相对于开关电源装置的第1实施方式，作为追加电路，还具备：第4整流元件(CR21)和第3电阻(R25)的串联电路，连接于所述控制电路的驱动脉冲输出端子和所述第2主开关的控制端子之间，所述第4整流元件的正极连接于所述驱动脉冲输出端子；第2定压元件(CR22)和第4电阻(R26)的串联电路，连接于所述第4整流元件和所述第3电阻的连接点与地之间，所述第2定压元件的正极接地；PNP型双极型晶体管(Q21)，其基极连接于所述第2定压元件和所述第4电阻的连接点，集电极接地，发射极连接于所述第2主开关的控制端子；第2电容器(C21)，连接于所述第2定压元件和所述第4电阻的连接点与所述控制电路的所述驱动脉冲输出端子之间；第5整流元件(CR20)、第5电阻(R21)与第3电容(C20)依次连接的串联电路，其连接于所述驱动脉冲输出端子与地电位之间，所述第5整流元件的正极连接于所述驱动脉冲输出端子；NPN型双极型晶体管，其基极经由第7电阻(R23)连接于所述第5电阻与所述第3电容的连接点，集电极经由第6电阻(R24)连接于所述PNP型双极型晶体管的基极，发射极连接于所述驱动脉冲输出端子，并且，基极和发射级之间具备第8电阻(R22)；第9电阻(R20)，连接于所述控制电路的驱动电源和所述第2主开关的控制端子之间，以及第10电阻(R27)，连接于所述第2主开关的控制端子与地之间。
下面使用图10～图12说明该第3实施方式的通常动作。
本实施方式的电路中，正常状态下，驱动脉冲为高电平时，电路的等效电路为图10。驱动脉冲经由整流元件CR21和电阻R25而被施加到低电位侧的主开关Q2的控制端子。此时，同时地，经由整流元件CR20和第5电阻R21以及第8电阻R22和第7电阻R23的串联电路而对第3电容器C20进行充电。另外，根据驱动脉冲的高电平和第2定压元件CR22的钳位电压的电压差，以第2定压元件CR22的负极侧为高电位，对第2电容器CR21进行充电。
其次，正常状态下，驱动脉冲为低电平的时候，该情况下，控制电路的驱动脉冲的输出端子成为低阻抗。此时，电路的等效电路为图11。首先，根据第2电容器C21的存储电荷，低电位侧的主开关Q2的控制端子成为反偏，主开关Q2急剧关断。另外，由于第2电容C20的存储电荷经由电阻R23而向NPN型双极性晶体管Q20的基极流入基极电流，从而晶体管Q20变为导通。其次，双极性晶体管Q20的集电极经由第6电阻R24向PNP型双极性晶体管Q21的基极流入电流，从而晶体管Q21变为导通。其结果，低电位侧主开关Q2的控制端子由晶体管Q21短路而持续为关断状态。
如以上所示，通常动作时控制电路的驱动脉冲没有问题而正常工作。
其次，本发明中，控制电路的驱动脉冲的输出端子为低阻抗的状态下，停止产生驱动脉冲的状态下，随着时间的经过，第3电容器C20的电荷通过使晶体管Q20导通而作为基极电流而消耗，晶体管Q20如果成为不能维持导通的状态，则等效电路如图12所示。此时，由控制电路的驱动电源Vcc使低电位侧的主开关Q2的控制端子始终被施加正向偏压，从而低电位侧的主开关Q2成为导通状态。控制端子电位被钳位于晶体管Q21的基极-发射极之间的电压与第2定压元件CR22的钳位电压的和。因此，通过使低电位侧的主开关Q2始终为导通状态，与第1实施方式中参照图7所说明的相同，初级侧主线圈，通过低电位侧的主开关Q2与整流元件CR2强制短路，该整流元件CR2负极连接于高压侧的主开关Q1和主变压器的主线圈Np的连接点，正极接地。由此，次级侧辅助线圈Ns1中不生成驱动换流侧开关Q4的电压。由此，换流用开关Q4不能导通，所以电流的涌入不可能发生，从而自激振荡不能够持续因而消失。如上述那样，根据本实施方式，能够不影响开关电源装置的通常动作，并防止进入自激振荡的情况。而且，本实施方式中，由于采用和现有技术相同的控制电路，从而不改变控制电路的结构，只追加少量的电路元件，便能够抑制自激振荡。
根据本发明的上述第1～第3实施方式，能够起到几乎相同的效果。该动作的效果如图13、14所示。图13是表示现有的控制下的主开关停止时自激振荡持续进行的波形。图14是适用本发明的开关电源装置中主开关停止时不进入自激振荡状态的波形。由图14可知，根据本发明，能够不影响开关电源装置的通常动作，并防止进入自激振荡的情况。
虽然以上结合附图和实施例对本发明进行了具体说明，但是可以理解，上述说明不以任何形式限制本发明。本领域技术人员在不偏离本发明的实质精神和范围的情况下可以根据需要对本发明进行变形和变化，这些变形和变化均落入本发明的范围内。例如，上述实施方式中，换流侧MOS-FET Q4的驱动为，从独立于主变压器而设置的辅助线圈得到的所述主变压器的反激电压。但是，换流侧MOS-FET Q4的驱动也可为从次级侧主线圈自身得到的、主变压器中的反激电压。这一情况下，整流侧MOSFET Q3的驱动和换流侧MOS-FET Q4均连接于次级侧主线圈，此时，也可省略辅助线圈。

Claims (4)

1.一种级联正激式开关电源装置，其特征在于，
具备：
主变压器，具有初级主线圈和次级主线圈；
第1主开关，连接于输入直流电压的高电位和所述初级主线圈之间；
第2主开关，连接于所述初级主线圈和输入直流电压的低电位之间；
控制电路，生成并输出驱动脉冲，所述驱动脉冲对所述第1和第2主开关同步进行导通/关断驱动；
第1整流元件，其负极连接于所述第1主开关和所述初级主线圈的连接点，其正极连接于输入直流电压的低电位侧；
第2整流元件，其正极连接于所述第2主开关和所述初级主线圈的连接点，其负极连接于输入直流电压的高电位侧；以及
同步整流方式的整流电路，
在输出端存在电压的状态下，所述第1和第2主开关的开关动作停止时，所述第1主开关和所述第2主开关中的仅一个的控制端子以被设为始终导通的方式被施加正偏电压。
2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
所述整流电路包含整流用开关和换流用开关，
所述整流电路中，整流用开关的驱动为从所述次级侧主线圈自身得到的、所述主变压器中的正激电压，
换流用开关的驱动为从所述次级侧主线圈自身得到的所述主变压器中的反激电压，或者从独立于所述主变压器的辅助线圈得到的、所述主变压器中的反激电压。
3.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
还具备：
第1电容器和第1电阻的串联电路，连接于所述控制电路的驱动脉冲输出端子和所述第2主开关的控制端子之间；
第2电阻，连接于所述控制电路的驱动电源和所述第2主开关的控制端子之间；以及
第1定压元件和第3整流元件的串联电路，所述第1定压元件的负极连接于所述第2主开关的控制端子，所述第3整流元件的负极接地。
4.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
还具备：
第4整流元件和第3电阻的串联电路，连接于所述控制电路的驱动脉冲输出端子和所述第2主开关的控制端子之间，所述第4整流元件的正极连接于所述驱动脉冲输出端子；
第2定压元件和第4电阻的串联电路，连接于所述第4整流元件和所述第3电阻的连接点与地之间，所述第2定压元件的正极接地；
PNP型双极型晶体管，其基极连接于所述第2定压元件和所述第4电阻的连接点，集电极接地，发射极连接于所述第2主开关的控制端子；
第2电容器，连接于所述第2定压元件和所述第4电阻的连接点与所述控制电路的所述驱动脉冲输出端子之间；
第5整流元件、第5电阻与第3电容依次连接的串联电路，其连接于所述驱动脉冲输出端子与地电位之间，所述第5整流元件的正极连接于所述驱动脉冲输出端子；
NPN型双极型晶体管，其基极经由第7电阻连接于所述第5电阻与所述第3电容的连接点，集电极经由第6电阻连接于所述PNP型双极型晶体管的基极，发射极连接于所述驱动脉冲输出端子，并且，基极和发射级之间具备第8电阻；
第9电阻，连接于所述控制电路的驱动电源和所述第2主开关的控制端子之间，以及
第10电阻，连接于所述第2主开关的控制端子与地之间。
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