CN105281673A

CN105281673A - 一种多频段可重构方法及混频器

Info

Publication number: CN105281673A
Application number: CN201510720170.1A
Authority: CN
Inventors: 韩琪
Original assignee: Zhuzhou Hongda Tiancheng Microwave Co Ltd
Current assignee: Zhuzhou Hongda Tiancheng Microwave Co Ltd
Priority date: 2015-10-30
Filing date: 2015-10-30
Publication date: 2016-01-27

Abstract

一种多频段可重构混频方法及混频器，混频器最主要的性能指标为线性度，同时需要一定的变频增益与较好的噪声系数减少前级低噪声放大器的压力，以及可重构工作于多个不同频段时，对其频带内和频带间的增益平坦度也有相应的要求的原则；在折叠式混频器的基础上，加入开关选频可调谐网络，通过调节外加的控制电压以及调节可变元件，使电路工作在多频段同时达到性能最优化。混频器在负载电感上并联了可控的可变电容，增加了混频器频段的调节范围；连续可变电阻（60），原来此位置的电阻，是一个开关器件控制一个固定阻值电阻是否接入电路，与另一个固定电阻形成两种阻值。改为连续可调电阻后，减少了元件数量，增加了调谐的连续性。

Description

一种多频段可重构方法及混频器

技术领域

本发明涉及到一种电子元器件及其工作方法，具体涉及一种应用于多模多频段无线通信系统中的通过开关选频可调谐网络使混频器可工作在多个频段的方法及其多频段可重构混频器，该方法及多频段可重构混频器利用可调负载电阻，从而根据需要平衡可变增益与噪声系数，同时也可优化增益平坦度，在实现多频段工作的同时，本发明的多频段可重构混频器也具有良好的噪声系数、增益、输入输出匹配等技术指标，属无线通信系统技术领域。

背景技术：

目前，移动通信的发展中出现了多种多样的通信标准，比如第三代（3G）蜂窝移动通信系统、蓝牙(Bluetooth)和无线局域网（WirelessLocalAreaNetworks，WLAN）等无线通信系统都在各自应用领域发挥着至关重要的作用。移动通信发展的一个重要趋势是单个通信终端可以兼容多种通信标准，并且也已经有相关的无线通信系统的典型案例。兼容多个通信标准如GSM（GlobalSystemforMobileCommunications）、UMTS（UniversalMobileTelecommunicationsSystem）、蓝牙（Bluetooth）或无线局域网（WLAN）等的通信终端，既可以用作移动通信终端，又可收发其他无线通信信号。兼容多种通信标准的通信系统具有多频多通道与可重构特性。从而，多频可重构器件的设计成为移动通信技术发展中一个极为关键的问题。

目前移动终端收发器中应用最为广泛研究也最为深入的是基于Gilbert单元的双平衡混频器，该电路结构来自于BarrieGilbert提出的高精度乘法器。经过良好设计的Gilbert混频器具有较好的隔离度和噪声抑制性能，因此该结构的混频器有很多改进的版本，用于特别优化其中的某项性能。现有的优化版本中主要分为如下3种拓扑结构：

1.有源负载以及电流注入结构。该结构可以有效的提升变频增益与线性度。

2.折叠式结构。该结构减少晶体管堆叠，减小工作电压。

3.源极负反馈结构。该结构牺牲增益而增加线性度。

其中，有源负载技术采用工作于线性区的晶体管来代替无源电阻；电流注入技术将大部分跨导级电流用额外电流源分担，而不再经过开关管。这两种技术均可以在维持跨导级gm值不变的前提下，增加负载阻值，从而提高转换增益。但是有源负载与电流注入技术均会引入新的噪声增加整体的噪声系数，并且还会一定程度上造成混频器线性度恶化。

折叠式结构可以有效的减少晶体管堆叠，使低电压工作成为可能。另外折叠结构也使开关级和负载部分不受跨导级电流影响，改善了开关管的工作性能，并且可以最大范围内提高阻抗从而提高增益。但是折叠式结构消耗电流几乎是传统结构的两倍，功耗增加。

负反馈技术通过在跨导级源极加入电阻或者电感负反馈使减小gm与频率的相关性，增加线性度。但是这种技术减小了射频输入级的跨导，混频器增益降低。

而多频段下工作的混频器其设计难度更大，如何使混频器能够在多个不同频段上可重构工作并且达到性能最优化，将是一个巨大的挑战。现有的解决办法中，主要为设计宽带的混频器来覆盖所有的工作频段。但是实际电路设计中，宽带混频器是以牺牲其他性能为代价，比如线性度、噪声系数，来达到足够的工作带宽从而覆盖多个工作频段的。并且在不同工作频段之间宽带混频器性能指标相差较大，对可重构系统的其他器件设计带来了巨大的困难。

为了解决这一问题，人们提出了带宽扩展与增益平坦技术。该技术一定程度内使增益在工作带宽内更为平坦，但是变频增益被进一步降低。另外因为额外增加了2个电感元件，引入了额外的噪声，噪声系数恶化。并且电路复杂度增加，成本增加，尤其是现有的多频段混频器在重构后，调节范围很小，尤其是可变增益与噪声系数平衡不是很好的问题得不到很好解决，因此仍有待进一步加以改进。

通过检索没发现有与本发明相同技术的专利文献报道，与本发明有一定关系的专利和论文主要有以下几个：

1、专利号为CN200810301135，名称为“高线性多频段双增益模式下变频混频器”的发明专利，该专利公开了一种变频混频器由带合适的片外匹配电路的可旁路低噪声放大器，带射极跟随缓冲器的吉尔伯特混频器通过交流耦合连接构成。电路的偏置采用另外的带隙基准电流及电压模块来提供。可旁路的低噪声放大器采用场效应管为输入级，电阻做负载，并应用较大的偏置电流以获得高线性和平稳的增益及合适的噪声系数。当该电路被开关切换到旁路模式时，其相当于一个无源网络，不再对信号有放大作用但具备更高的线性度。变频功能取决于吉尔伯特混频器，其输入级采用场效应管，并加入源极负反馈，开关部分采用双极性管，以保证高线性和较低的噪声。其负载采用电阻并电容，保证频率变化时仍有恒定的增益，并过滤不需要的高频信号。中频部分的射极跟随缓冲器可以降低输出阻抗，并使电路在同后面模块相连时性能不受影响。

2、专利号为CN200480015037，名称为“多频段混频器”的发明专利，该专利公开了一种用于频率转换的设备，包括正好一个多频段混频器，该多频段混频器具有一种用于将施加到所述多频段混频器信号的信号输入处的信号从所述信号的源频段一次变换到多个目标子频段中的一个的装置，并且在所述多频段混频器的信号输出处产生变换的信号，其中所述多个目标子频段定义了至少第一目标频段和第二目标频段，并且该设备还包括一组可切换可变增益放大器(VGA)，用于放大所述变换的信号，其中对于每个所述目标频段，提供一个适配到所述目标频段中的并且连接到所述多频段混频器的信号输出的可切换VGA。

3、专利号为CN201210544211，名称为“一种可重构无源混频器”的发明专利，该专利公开了一种可重构无源混频器，包括跨导级、双平衡开关级以及跨阻级，跨导级将输入射频信号转化成射频电流，射频电流经过双平衡开关级实现电流下变频，下变频之后的电流通过跨阻级转换为中频电压输出。其中跨导级的跨导值由一位控制字（VC）控制，跨阻级的跨阻值由另一位控制字(VC1)控制。无源混频器通过这2位控制字（VC、VC1）配置其4种增益模式，其他性能如噪声系数、线性度和功耗也得到相应配置。

4、专利号为CN201010022737，名称为“双频段可重构混频器集成电路芯片”的发明专利，该专利公开了一种可重构混频器集成电路芯片，特别是应用于高级国际移动通信(AdvancedInternationalMobileCommunications，IMT-Advanced)和超宽带(Ultra-WideBand，UWB)通信两种系统的一种双频段可重构混频器集成电路芯片，采用可调电容与电阻网络结构来实现两频段间的可重构，与目前报道的其他混频器结构相比，所述电路加入开关选频调谐网络，通过调节外加的控制电压，使电路在两种工作模式间切换。同时，通过调节所述电路中的元件参数，使电路在两频段同时达到性能最优化。

上述这些专利和论文虽然都涉及到多频段可重构混频器，也提出了一些技术性的改进，但是都没提出如何针对多频段可重构混频器可调范围小，可变增益与噪声系数平衡不好进行改进；因此在实现多频段工作的同时，多频段可重构混频器的噪声系数、增益、输入输出匹配等技术指标仍不理想，所以仍有待进一步加以改进。

发明内容

本发明的目的在于针对现有多频段可重构混频方法及混频器所存在的不足，提出一种新的多频段可重构混频方法及混频器，实现在多个带宽不同的频段内切换。该多频段可重构混频方法及混频器与原有多频段的宽带混频器相比较，在综合考虑线性度，可变增益平坦度，复杂度以及功耗等方面都有较大改善的提高，能使混频器线性度，增益噪声系数等指标在两个频段内同时达到最优。

为了达到这一目的，本发明提供了一种多频段可重构混频方法，根据混频器在接收机中的位置，混频器最主要的性能指标为线性度，同时需要一定的变频增益与较好的噪声系数减少前级低噪声放大器的压力，以及可重构工作于多个不同频段时，对其频带内和频带间的增益平坦度也有相应的要求的原则；在折叠式混频器的基础上，加入开关选频可调谐网络，通过调节外加的控制电压以及调节可变元件，使电路工作在多频段同时达到性能最优化。

进一步地，所述的加入开关选频可调谐网络是在混频器中加入可调电容网络，通过将可调电容从混频器电路中接入或断开，使电路在多种频段间切换，同时通过调节可调元件，特别是在负载电感上并入了可调电容器件，通过调节电容进而调节其谐振频率，实现在频段内性能的微调。

进一步地，所述的可调电容网络是包括电感L ₁和L ₂与电容C ₁、C ₂、C ₅、C ₆，可变电容VC ₁ 、VC ₂ 、VC ₃ 、VC ₄ 、VC ₅ 和VC ₆以及作为开关管的PM ₁和PM ₂一起构成开关选频调节网络；其中，电容C ₁、开关管的PM ₁的漏极源级、电容C ₅依次串联后并联在电感L ₁两端；可变电容VC ₅并联在电感L ₁两端，可变电容VC ₁ 、VC ₂串联后并联在电感L ₁两端；对称的，电容C ₂、开关管的PM ₂的漏极源级、电容C ₆依次串联后并联在电感L ₂两端；可变电容VC ₆并联在电感L ₂两端，可变电容VC ₃ 、VC ₄串联后并联在电感L ₂两端；控制电压V _b1控制开关管的PM ₁和PM ₂的通断，进而控制电容C ₁、C ₂、C ₅、C ₆，是否接入或从混频器电路中断开，从而控制混频器在相对较高和较低的频段之间切换；电感L ₁和L ₂与可变电容VC ₁ 、VC ₂ 、VC ₃ 、VC ₄ 、VC ₅ 和VC ₆一起构成开关选频可调谐网络，通过调节电容值调节谐振点，从而实现频带内微调。

进一步地，所述的通过调节外加的控制电压以及调节可变元件包括利用可调电阻作为负载，从而根据需要平衡可变增益与噪声系数，同时优化增益平坦度。

进一步地，所述的利用可调电阻作为负载是在中频输出端口V _if与接地之间设置可调电阻作为负载，直接通过连续可变电阻进行调谐，增加了调谐的连续性。

一种实现上述多频段可重构混频方法的混频器，为折叠式混频器，在混频器中包括开关选频可调谐网络，并通过调节外加的控制电压以及调节可变元件，使电路工作在多频段同时达到性能最优化。

进一步地，所述的开关选频可调谐网络包括电感L ₁和L ₂与电容C ₁、C ₂、C ₅、C ₆，可变电容VC ₁ 、VC ₂ 、VC ₃ 、VC ₄ 、VC ₅ 和VC ₆以及作为开关管的PM ₁和PM ₂，由电感L ₁和L ₂与电容C ₁、C ₂、C ₅、C ₆，可变电容VC ₁ 、VC ₂ 、VC ₃ 、VC ₄ 、VC ₅ 和VC ₆以及作为开关管的PM ₁和PM ₂一起构成开关选频调节网络；其中，电容C ₁、开关管的PM ₁的漏极源级、电容C ₅依次串联后并联在电感L ₁两端；可变电容VC ₅并联在电感L ₁两端，可变电容VC ₁ 、VC ₂串联后并联在电感L ₁两端；对称的，电容C ₂、开关管的PM ₂的漏极源级、电容C ₆依次串联后并联在电感L ₂两端；可变电容VC ₆并联在电感L ₂两端，可变电容VC ₃ 、VC ₄串联后并联在电感L ₂两端；控制电压V _b1控制开关管的PM ₁和PM ₂的通断，进而控制电容C ₁、C ₂、C ₅、C ₆，是否接入或从混频器电路中断开，从而控制混频器在相对较高和较低的频段之间切换；电感L ₁和L ₂与可变电容VC ₁ 、VC ₂ 、VC ₃ 、VC ₄ 、VC ₅ 和VC ₆一起构成开关选频可调谐网络，通过调节电容值调节谐振点，从而实现频带内微调。

进一步地，所述的V _b1为选频电压，V _b1控制混频器在两个相对较高和较低的频段之间切换。

进一步地，所述的可变元件包括以可调电阻作为负载，可调电阻根据需要平衡可变增益与噪声系数调节负载，同时优化增益平坦度。

进一步地，所述的可调电阻作为负载是在中频输出端口V _if与接地之间设置可调电阻作为负载，直接通过连续可变电阻进行调谐，增加了调谐的连续性。

本发明的优点在于，

本发明的多频段可重构混频方法及混频器提出在折叠式混频器的基础上，加入开关选频可调谐网络，通过调节外加的控制电压以及调节可变元件，使电路工作在多频段同时达到性能最优化。具有以下特点：

1、负载电感上并联了可控的可变电容，增加了混频器频段的调节范围。

2、连续可变电阻（60），原来此位置的电阻，是一个开关器件控制一个固定阻值电阻是否接入电路，与另一个固定电阻形成两种阻值。改为连续可调电阻后，减少了元件数量，增加了调谐的连续性。

与原有多频段的宽带混频器相比较，在综合考虑线性度，可变增益平坦度，复杂度以及功耗等方面都有较大改善的提高，能使混频器线性度，增益噪声系数等指标在两个频段内同时达到最优。

附图说明

图1是本设计电路的完整拓扑图；

图2混频器在两个工作频段上的变频增益；

图3混频器在两个工作频段上的噪声系数；

图4混频器在3.4-3.6GHz工作频段上的1dB压缩点；

图5混频器在3.4-3.6GHz工作频段上的3阶交调点；

图6混频器在4.2-4.8GHz工作频段上的1dB压缩点；

图7混频器在4.2-4.8GHz工作频段上的3阶交调点。

图1中：

10–晶体管NM ₁

11–晶体管NM ₂

12–晶体管NM ₃

13–晶体管NM ₄

20–晶体管PM ₁

21–晶体管PM ₂

22–晶体管PM ₃

23–晶体管PM ₄

24–晶体管PM ₅

25–晶体管PM ₆

30–可变电容VC ₁

31–可变电容VC ₂

32–可变电容VC ₃

33–可变电容VC ₄

34–可变电容VC ₅

35–可变电容VC ₆

40–电感L ₁

41–电感L ₂

50–电容C ₁

51–电容C ₂

52–电容C ₃

53–电容C ₄

54–电容C ₅

55–电容C ₆

60–可变电阻R ₁

63–可变电阻R ₄

64–电阻R ₅

65–电阻R ₆

66–电阻R ₇

67–电阻R ₈

70–电源电压V _DD

71–地GND

72–控制电压V _b1

74,75,76–偏置电压

80,81–射频输入端口±V _rf

82,83–本振输入端口±V _lo

84,85–中频输出端口±V _if。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例来进一步阐述本发明。

实施例一

通过附图1可以看出，本发明涉及一种实现上述多频段可重构混频方法的混频器，为折叠式混频器，在混频器中包括开关选频可调谐网络，并通过调节外加的控制电压以及调节可变元件，使电路工作在多频段同时达到性能最优化。

所述的开关选频可调谐网络包括电感L ₁和L ₂与电容C ₁、C ₂、C ₅、C ₆，可变电容VC ₁ 、VC ₂ 、VC ₃ 、VC ₄ 、VC ₅ 和VC ₆以及作为开关管的PM ₁和PM ₂，由电感L ₁和L ₂与电容C ₁、C ₂、C ₅、C ₆，可变电容VC ₁ 、VC ₂ 、VC ₃ 、VC ₄ 、VC ₅ 和VC ₆以及作为开关管的PM ₁和PM ₂一起构成开关选频调节网络；其中，电容C ₁、开关管的PM ₁的漏极源级、电容C ₅依次串联后并联在电感L ₁两端；可变电容VC ₅并联在电感L ₁两端，可变电容VC ₁ 、VC ₂串联后并联在电感L ₁两端；对称的，电容C ₂、开关管的PM ₂的漏极源级、电容C ₆依次串联后并联在电感L ₂两端；可变电容VC ₆并联在电感L ₂两端，可变电容VC ₃ 、VC ₄串联后并联在电感L ₂两端；控制电压V _b1控制开关管的PM ₁和PM ₂的通断，进而控制电容C ₁、C ₂、C ₅、C ₆，是否接入或从混频器电路中断开，从而控制混频器在相对较高和较低的频段之间切换；电感L ₁和L ₂与可变电容VC ₁ 、VC ₂ 、VC ₃ 、VC ₄ 、VC ₅ 和VC ₆一起构成开关选频可调谐网络，通过调节电容值调节谐振点，从而实现频带内微调。

所述的V _b1为选频电压，V _b1控制混频器在两个相对较高和较低的频段之间切换。

所述的可变元件包括以可调电阻作为负载，可调电阻根据需要平衡可变增益与噪声系数调节负载，同时优化增益平坦度。

所述的可调电阻作为负载是在中频输出端口V _if与接地之间设置可调电阻作为负载，直接通过连续可变电阻进行调谐，增加了调谐的连续性。

所述的混频器还设有晶体管NM ₁和NM ₂，晶体管NM ₁和NM ₂为电流源，两个晶体管栅极相连，由外部电压提供偏置。晶体管NM ₃和NM ₄构成混频器跨导级，射频输入信号栅源分别通过隔直电容C₄、C₃连接到晶体管NM ₃和NM ₄的栅极。电阻R5、R6分别连接电源以及晶体管NM ₃和NM ₄的栅极，为晶体管NM ₃和NM ₄提供偏置电压。晶体管NM ₃和NM ₄的漏极分别连接电感L ₁和L ₂。

所述的还设有晶体管PM ₃、PM ₄、PM ₅和PM ₆，晶体管PM ₃、PM ₄、PM ₅和PM ₆构成混频器开关级。晶体管PM ₃、PM ₄的源级相连，并与晶体管NM ₃漏极相连，晶体管PM ₅和PM ₆的源级相连，并与晶体管NM ₄漏极相连。外部电压依次连接电阻R₇以及晶体管晶体管PM ₃和PM ₆的栅极，为晶体管PM ₃和PM ₆提供偏置电压。对称的，外部电压依次连接电阻R₈以及晶体管PM ₄和PM ₅的栅极，为晶体管PM ₄和PM ₅提供偏置电压。晶体管PM ₃和PM ₆的栅极，以及晶体管PM ₄和PM ₅的栅极分别连接本振输入信号的正负端。晶体管PM ₃和PM ₅的漏极，以及晶体管PM ₄和PM ₆的漏极分别连接中频输出信号的正负端。晶体管PM ₃和PM ₅的漏极连接可变电阻R₁再接地，晶体管PM ₄和PM ₆的漏极连接可变电阻R₄再接地。在不同频段时通过调节电阻值，使总的负载电阻变化，优化线性度和增益平坦度。

上述所列实施例，只是结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整的描述；显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

通过上述实施例可以看出，本发明还涉及一种多频段可重构混频方法，根据混频器在接收机中的位置，混频器最主要的性能指标为线性度，同时需要一定的变频增益与较好的噪声系数减少前级低噪声放大器的压力，以及可重构工作于多个不同频段时，对其频带内和频带间的增益平坦度也有相应的要求的原则；在折叠式混频器的基础上，加入开关选频可调谐网络，通过调节外加的控制电压以及调节可变元件，使电路工作在多频段同时达到性能最优化。

本发明的优点在于：

为了证明本发明电路的可行性，我们利用仿真工具Cadence-SpectreRF进行仿真。

电路工作电压为1.2V，核心电路功耗小于9mW，整个电路功耗小于15mW。

电路的仿真在两频段内变频增益如图2所示；电路的仿真在两频段内噪声系数如图3所示；电路的仿真在3.4-3.6GHz频段内1dB压缩点与3阶交调点分别如图4，图5所示；电路仿真在4.2-4.8GHz频段内1dB压缩点与3阶交调点如图6，图7所示。

在3.4-3.6GHz频段内，1dB压缩点为-3.9dB，3阶交调点为5.13dB。变频增益为6.86-6.88（dB），带内波动小于0.05dB，噪声系数小于15dB。

在4.2-4.8GHz频段内，1dB压缩点为-4.78dB，3阶交调点为3.79dB。变频增益为6.53-6.97（dB），带内波动小于0.5dB，噪声系数小于13dB。

同其它已经发表的结果相比，本发明的性能列表如下。

表1与已发表混频器的性能比较

通过和对比例进行比较，我们发现本发明的多频段混频器结构的性能新颖性如下：本设计通过控制电压在3.4-3.6GHz和4.2-4.8GHz两频段之间切换，避免了不必要的频段，降低实际的工作带宽，设计难度减小。并且两不同频段能够分别进行优化，与对比例相比，避免了宽带混频器带宽过大对设计所带来的种种不利影响。与对比例1相比，本设计增益平坦度明显改善，线性度也有较大提升。由于增加了额外的电容与开关管，噪声系数方面略有下降，但是工作电压与功耗相接近，并没有其他额外的开销。与对比例2相比，本设计变频增益略高，增益平坦度近似，而在功耗与噪声系数方面有明显的优势。

Claims

1.一种多频段可重构混频方法，根据混频器在接收机中的位置，混频器最主要的性能指标为线性度，同时需要一定的变频增益与较好的噪声系数减少前级低噪声放大器的压力，以及可重构工作于多个不同频段时，对其频带内和频带间的增益平坦度也有相应的要求的原则；其特征在于：在折叠式混频器的基础上，加入开关选频可调谐网络，通过调节外加的控制电压以及调节可变元件，使电路工作在多频段同时达到性能最优化。

2.如权利要求1所述的多频段可重构混频方法，其特征在于：所述的加入开关选频可调谐网络是在混频器中加入可调电容网络，通过将可调电容从混频器电路中接入或断开，使电路在多种频段间切换，同时通过调节可调元件，特别是在负载电感上并入了可调电容器件，通过调节电容进而调节其谐振频率，实现在频段内性能的微调。

3.如权利要求2所述的多频段可重构混频方法，其特征在于：所述的可调电容网络是包括电感L ₁和L ₂与电容C ₁、C ₂、C ₅、C ₆，可变电容VC ₁ 、VC ₂ 、VC ₃ 、VC ₄ 、VC ₅ 和VC ₆以及作为开关管的PM ₁和PM ₂一起构成开关选频调节网络；其中，电容C ₁、开关管的PM ₁的漏极源级、电容C ₅依次串联后并联在电感L ₁两端；可变电容VC ₅并联在电感L ₁两端，可变电容VC ₁ 、VC ₂串联后并联在电感L ₁两端；对称的，电容C ₂、开关管的PM ₂的漏极源级、电容C ₆依次串联后并联在电感L ₂两端；可变电容VC ₆并联在电感L ₂两端，可变电容VC ₃ 、VC ₄串联后并联在电感L ₂两端；控制电压V _b1控制开关管的PM ₁和PM ₂的通断，进而控制电容C ₁、C ₂、C ₅、C ₆，是否接入或从混频器电路中断开，从而控制混频器在相对较高和较低的频段之间切换；电感L ₁和L ₂与可变电容VC ₁ 、VC ₂ 、VC ₃ 、VC ₄ 、VC ₅ 和VC ₆一起构成开关选频可调谐网络，通过调节电容值调节谐振点，从而实现频带内微调。

4.如权利要求1所述的多频段可重构混频方法，其特征在于：所述的通过调节外加的控制电压以及调节可变元件包括利用可调电阻作为负载，从而根据需要平衡可变增益与噪声系数，同时优化增益平坦度。

5.如权利要求4所述的多频段可重构混频方法，其特征在于：所述的利用可调电阻作为负载是在中频输出端口V _if与接地之间设置可调电阻作为负载，直接通过连续可变电阻进行调谐，增加了调谐的连续性。

6.一种实现权利要求1所述多频段可重构混频方法的混频器，为折叠式混频器，在混频器中包括开关选频可调谐网络，并通过调节外加的控制电压以及调节可变元件，使电路工作在多频段同时达到性能最优化。

7.如权利要求6所述的混频器，其特征在于：所述的开关选频可调谐网络包括电感L ₁和L ₂与电容C ₁、C ₂、C ₅、C ₆，可变电容VC ₁ 、VC ₂ 、VC ₃ 、VC ₄ 、VC ₅ 和VC ₆以及作为开关管的PM ₁和PM ₂，由电感L ₁和L ₂与电容C ₁、C ₂、C ₅、C ₆，可变电容VC ₁ 、VC ₂ 、VC ₃ 、VC ₄ 、VC ₅ 和VC ₆以及作为开关管的PM ₁和PM ₂一起构成开关选频调节网络；其中，电容C ₁、开关管的PM ₁的漏极源级、电容C ₅依次串联后并联在电感L ₁两端；可变电容VC ₅并联在电感L ₁两端，可变电容VC ₁ 、VC ₂串联后并联在电感L ₁两端；对称的，电容C ₂、开关管的PM ₂的漏极源级、电容C ₆依次串联后并联在电感L ₂两端；可变电容VC ₆并联在电感L ₂两端，可变电容VC ₃ 、VC ₄串联后并联在电感L ₂两端；控制电压V _b1控制开关管的PM ₁和PM ₂的通断，进而控制电容C ₁、C ₂、C ₅、C ₆，是否接入或从混频器电路中断开，从而控制混频器在相对较高和较低的频段之间切换；电感L ₁和L ₂与可变电容VC ₁ 、VC ₂ 、VC ₃ 、VC ₄ 、VC ₅ 和VC ₆一起构成开关选频可调谐网络，通过调节电容值调节谐振点，从而实现频带内微调。

8.如权利要求7所述的混频器，其特征在于：所述的V _b1为选频电压，V _b1控制混频器在两个相对较高和较低的频段之间切换。

9.如权利要求6所述的混频器，其特征在于：所述的可变元件包括以可调电阻作为负载，可调电阻根据需要平衡可变增益与噪声系数调节负载，同时优化增益平坦度。

10.如权利要求9所述的混频器，其特征在于：所述的可调电阻作为负载是在中频输出端口V _if与接地之间设置可调电阻作为负载，直接通过连续可变电阻进行调谐，增加了调谐的连续性。