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CN104143909B - 消除dc/dc转换器中的转换损耗的系统和方法 - Google Patents

消除dc/dc转换器中的转换损耗的系统和方法 Download PDF

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CN104143909B CN201410192921.2A CN201410192921A CN104143909B CN 104143909 B CN104143909 B CN 104143909B CN 201410192921 A CN201410192921 A CN 201410192921A CN 104143909 B CN104143909 B CN 104143909B
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Abstract

本发明的多个实施例在无需谐振设计的情况下，减小了与现有的DC/DC转换器中非零电压开关和非零电流开关相关的开关损耗。本发明的某些实施例通过减小与同时存在横跨高功率开关器件的电流和电压有关的开关损耗来提供改进的效率。在某些实施例中，这通过将相对小的电感器和两个开关元件增加到多种开关调节器拓扑结构来是实现。储存在电感器中的能量用于转换开关转换器的输出，以实现零电压开关和零电流开关。

Description

消除DC/DC转换器中的转换损耗的系统和方法
技术领域
本发明涉及电感开关转换器，更具体地，涉及利用零电流开关和零电压开关来减小DC/DC转换器中转换损耗的系统、设备和方法。
背景技术
电子工业不断地需要更高的开关调节器效率。开关调节器将来自给定输入电压电平的能量转换为更高或更低的输出电压电平，以便传送给负载。电感开关转换器利用电感器的重要物理特性：对电感器所传送的电流的任何改变的电阻，以便将输入电压变换为所期望的输出电压。通过控制开关调节器内有源开关元件的操作来调整输出电压的电平。
DC/DC转换器的典型效率已经达到了约96％，以使得额外的百分之一或二的功率损耗减小能够将现有功率损耗减小多达50％。除了在典型地是晶体管功率开关的接通有源器件中的传导损耗以外，在开关调节器中的功率耗散的一个主要来源是转换损耗。在开关过程中会出现两类转换损耗，第一类是电容损耗，它由在转换器的开关节点的寄生电容的充电和放电所产生。第二类转换损耗是传导损耗，它与在大电压和非零电感器电流存在的同时接通功率开关相关联。由于开关中体二极管被正向偏置，这个第二类转换损耗被功率开关中的反向恢复电流加重。
一些现有方案通过避免从低电压到高电压的转变并通过应用零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)方法来减小开关功率损耗。为了执行ZVS，根据定义，横跨开关的电压在接通开关时需要在接近于零的值。但现有ZVS或ZCS拓扑结构存在严重缺陷。例如，ZVS或ZCS降压转换器拓扑结构需要(有损的)间断的电流模式操作，具有必须比输出电流大几乎两倍的平均电感器电流值，因为电感器需要达到零以便开关调节器实际上执行ZVS或ZCS。例如，10A输出电流典型地需要20A峰值电流。根据定义，现有ZVS或ZCS拓扑结构需要接近零的电感器电流，因而传导损耗典型地高达具有极低纹波成分的连续电流降压转换器中的两倍以上。可替换的方案通过使用谐振或者临界传导拓扑结构来处理这个问题。但这些方案产生了比它们所解决的更多的问题，并且不会在较高纹波电流情况下产生较高的系统效率，由于与谐振或临界传导拓扑结构相关的增大的传导损耗。所需要的是用于开关调节器设计者来克服上述限制的工具。
发明内容
本发明的实施例利用连续电流转换器开关在多个开关调节器拓扑结构中有效地消除了与功率MOSFET的硬开关有关的损耗。本发明的某些实施例通过采用允许任意的电压转换而不启动功率MOSFET开关的创新的ZVS方法；允许在启动开关前，功率MOSFET开关中的电流接近于零，从而当横跨开关的电压存在时，在进行转换的同时去除开关中电流的损耗因素的创新型ZCS开关；本文中将其称为负电流开关转换(NCS)(该术语不是本领域技术人员常用的)的创新型开关来提供减小的转换损耗。NCS通过当电流在与开关试图移动耦合到开关的电压节点的相同方向上流动时进行开关切换，而允许开关损耗的进一步减小。
本发明的某些实施例允许消除与功率MOSFET体二极管中体二极管反向恢复电流相关的损耗，从而消除了对用以使得体二极管反向恢复电流最小化的额外的且相当复杂的电路的需要。
具体地，在某些实施例中，通过以下方式来实施零电压开关和零电流开关：在开关调节器内增加与高值电感器串联的相对低值的电感器；将两个开关器件增加到输出路径；以及以一方式来为所有开关器件定时以使得在没有与电阻性开关相关的功率损耗的情况下，储存在低值电感器中的能量能够实现ZCS、NCS或输出节点从一个电压到另一个电压的转换。在某些实施例中，操作一个高侧开关以执行ZVS，同时操作第二高侧开关以选择性地执行ZVS、NCS或ZCS的其中之一。
在此总体上说明了本发明的某些特征和优点；但基于其附图、说明书和权利要求书，本文中所呈现的另外的特征、优点和实施例对于本领域技术人员来说将是显而易见的。因此，应当理解，本发明的范围不受该发明内容部分所公开的特定实施例的限制。
附图说明
将参考本发明的实施例，在附图中例示本发明的实施例的示例。这些附图旨在说明，而非进行限制。尽管在这些实施例的内容中大致说明了本发明，但应当理解，其并非旨在将本发明的范围局限于这些特定实施例。
图1A是现有技术的降压转换器的示意图。
图1B例示了用于图1A的现有技术的降压转换器的典型现有技术时序图。
图2是根据本发明多个实施例的利用零电流开关或负电流开关的例示的降压转换器的示意图。
图3例示了根据本发明多个实施例的用于图2中降压转换器电路的典型时序图的理想化形式。
图4A到4E例示了根据本发明的多个实施例的、在图2中降压转换器电路的两个串联电感器之间的示例性电流分配。
图5显示了图3中时序图的局部视图。
图6是根据本发明的多个实施例的、用于零电压开关、零电流开关或负电流开关的例示的过程的流程图。
图7是根据本发明多个实施例的利用零电压开关、零电流开关或负电流开关的例示的升压转换器电路的示意图。
图8例示了根据本发明多个实施例的用于图7中的升压转换器电路的典型时序图。
图9是根据本发明多个实施例的利用零电压开关、零电流开关或负电流开关的例示的升压－降压转换器电路的示意图。
图10例示了根据本发明多个实施例的用于图9中的升压－降压转换器电路的典型时序图。
图11例示了根据本发明多个实施例的用于利用零电压开关和零电流开关的图2中的降压电路的典型时序图。
具体实施方式
在以下说明中，出于解释的目的，阐述了特定细节，从而提供对本发明的理解。然而，可以实施本发明而无需这些细节对于本领域技术人员来说是显而易见的。本领域技术人员应当认识到，可以以各种方式并使用各种手段来执行下述的本发明的实施例。本领域技术人员还应当认识到，额外的变型、应用和实施例也在其范围内，因为本发明可以提供实用性的额外的领域也在其范围内。因此，下述实施例是本发明的特定实施例的例示，且意图避免使本发明模糊不清。
在本说明书中对“一个实施例”或“实施例”的提及表示结合该实施例所说明的特定的特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。术语“在一个实施例中”、“在实施例中”等在说明书中多处出现不一定都指代同一实施例。
而且，在附图中的组件之间或方法步骤之间的连接不限于直接起作用的连接。作为替代，在不脱离本发明的教导的情况下，可以通过向其增加中间组件或方法步骤来修改或改变附图中所示的在组件或方法步骤之间的连接。
在本文献中，术语“电感器”指代能够储存磁能的任何感性元件，术语“电容器”指代本领域技术人员认知的能够储存电能的任何容性元件，术语“开关”指代本领域技术人员认知的任何类型的开关器件。应当注意，本文的时序图并没有按比例绘制，相对于栅源电压绘制的栅极电压，仅仅表示在通断状态之间的定性转换。有时可互换地参考开关及其栅极电位。尽管仅显示并论述了选定数量的电路设计，但可以预见到，本发明同等地适用于其他开关调节器拓扑结构，例如正激转换器、双开关H桥、四开关正激转换器等。进一步应当注意，对ZCS的所有参考同样适用于NCS。
图1A是现有技术的降压转换器的示意图。降压转换器100是通常只要在输入电压大于所期望的负载电压时就使用的减压(step-down)转换器。降压转换器100包括电压输入端102、高侧开关(high-side switch)DH104、低侧开关(low-side switch)DL106、电感器110和输出电容器COUT114。高侧开关DH104、低侧开关DL106和电感器110经由电压节点LX108彼此耦合。由于降压转换器100中的开关过程产生不想要的AC纹波噪声，就将输出电容器COUT114设置在输出，以使得输出电容器COUT114和电感器110构成低通滤波器，其运行以去除来自降压转换器100的输出端VOUT112的噪声，以便在耦合到输出端VOUT112的负载获得DC电压。选择电感器L110的电感值和输出电容器COUT114的电容值COUT，以将VOUT112上的纹波限制在可接受的范围，该范围由负载的要求和降压转换器100的反馈来确定。
控制电路(未示出)通过例如借助PWM控制器对开关104、106的接通时间和关断时间进行控制来控制流过电感器110的电流。在输出端VOUT112处的信号典型地反馈到PWM控制器的输入端，从而相应地调整VOUT。
如接下来解释的，在开关事件期间，开关104耗散功率，由于在节点LX108处的电压从地电位上升到电源电压VIN102的整个时间期间都存在横跨开关104的电流和电压。另外，低侧体二极管反向恢复电流导致开关104中的本征二极管内的损耗和由于以连续模式接通和关断开关104和106的序列引起的大电源电流尖脉冲。因此，除了耗散由开关引起的热以外，降压转换器100还在二极管自身中耗散热。
图1B示出了用于图1A的现有技术的降压转换器的典型现有技术时序图。在这种传统降压转换器中，高侧开关156在时间t1160关断，这导致在节点LX154处的电压减小到零，电感器电流IL152相对缓慢地减小。在节点LX154处的电压达到零的短时间后，在时间t2170，低侧开关158接通。由于在节点LX154处的电压已经接近零，低侧开关158就以由于降压转换器的特性的零电压而进行开关。
然而，在高侧开关156的“关断时间”结束时，在时间t4190处，当开关调节器的输出节点从低态切换到高态时，以等于电感器电流IL152的正电流IDH151接通高侧开关156，同时节点LX154仍处于地电位。在高侧开关156接通的这个转换过程中，在t4190与时间t5192之间，电流IDH151(典型地是平均输出电流)流过电感器和高侧开关156。结果，开关156由于横跨它的电流和电压的同时存在而耗散功率。这不必要地导致开关156中的功率耗散。因此，为了增大效率并避免与高侧功率MOSFET的硬开关相关的开关损耗，期望在没有同时使得电压和电流施加到功率MOSFET开关的情况下进行转换。
图2是根据本发明多个实施例的利用零电压开关、零电流开关或负电流开关的例示的降压转换器的示意图。降压转换器200包括高侧开关DHA202和DHB206、低侧开关DLA204和DLB208、电感器210、电感器232、电压输入端216和输出电容器COUT234。高侧开关DHA202与低侧开关DLA204在电压节点LXA230处彼此耦合，而高侧开关DHB206与低侧开关DLB208在电压节点LXB220处彼此耦合。电感器L2232和电感器L2210以串联配置耦合并包括公共电压节点，所述公共电压节点在此是LXA230。输出电容器COUT234耦合到输出端240和电感器L1232。
在一个实施例中，电感器210是感应元件，其电感值足够低从而被实施到与降压转换器200耦合的引线框或PCB迹线中。这减小了电感器设计的复杂性以及成本。电感器210的电感可以是20nH或者例如电感器232的电感值的10％。开关DHA202和DLA204可以分别设计为开关器件DHB206和DLB208的尺寸的1/10。在一个实施例中，低侧开关DLA204和DLB208可以实施为肖特基二极管。接下来，将解释如何以使得储存在电感器210中的能量能够用于实现LXA230和LXB220的零电流开关或零电压开关的方式来操作降压转换器200。
图3例示了用于图2中所示的降压转换器电路的典型时序图的理想化形式。时序图300显示了示例性电感器电流IL1302、IL2304和节点电压LXB306和LXA308，以及栅极310－316的逻辑电平。在一个实施例中，如图3中示例中所示的，在时间t1320，通过电感器L1和L2(未示出)的电流IL1302和IL2304分别大致相等(例如15A)。首先关断在节点LXB306上的高侧开关DHB312，随后接通低侧开关DLA314和DLB316，保持在节点LXA308上的高侧开关DHA310关断。结果，开关DLA314和DLB316将传送IL2304的电感器的两端短接到地，并由于通过电感器L2的电压及因而的di/dt等于零，而导致流入电感器L2的明显恒定的循环电流。换言之，在高侧开关DHA314的关断期间，较小电感器的两侧短接到地导致较小电感器中的电流仅相对轻微地减小(例如从15A到14.5A)，同时电感器上的电压接近零。
相反，由于电感器L1仅有一个节点接地，这允许电流IL1302连续减小一代表系统纹波的量(例如从15A到12A)，以使得在接近高侧开关DHA310的关断时间结束时，在时间t2330，较小电感器L2传送比较大电感器L1(例如12A)更大的电流IL2304(例如，14.5A)。一旦借助关断低侧开关DLA314而释放在两个电感器之间的公共节点LXA308，由于存储在较小电感器中的能量，在节点LXA308的电压自动上升，例如到达上干线电压，即达到施加到降压转换器的电源电压。换言之，通过打开开关DLA314，电感器L2中的电流IL2304迫使节点LXA308上的电压上升。
当在节点LXA308处的电压达到上干线(top rail)电压时，这里该上干线电压是VIN，高侧开关DHA310在无任何横跨它的电压的情况下(即，在零电压开关的情况下)被接通。由于在没有在电压和电流存在同时接通任何开关的情况下节点LXA308上的电压达到上干线电压，就实现了零电压开关，并避免了开关损耗。在时间t2330之后，电感器L2中的电流IL2304迅速减少到0A或者更低。
在一个实施例中，一旦电流IL2304在时间t4350达到零，开关DLB316的状态就从闭合改变为打开。这将输入电压经由电感器L1232耦合到输出电压，这允许节点LXB306上升并在时间t5360达到等于上干线电压的值。由于在时间t5360接通开关DHB312之前在节点LXB306的电压上升，就在无任何电压降落或电流存在的情况下，进行开关DHB312的转换。结果，同样在开关DHB312上实现了零电压开关，并成功地避免了开关损耗。在接通开关DHB312之后，关断开关DHA310，允许节点LXA308由于两个电感器中电流的不平衡而下降。在一个实施例中，在LXB306上升之前，实施本发明的另一种方法将在LXB接近地的同时接通DHB312，并强制执行ZCS或NCS。
在时间t6370，一旦电流IL2304达到与电流IL1302相同的值(例如12.5A)，在节点LXA308处的电压就增大到略微低于节点LXB306处的电压的值。此时，两个电感器与输出串联，流过两个电感器的电流斜升，同时向输出传送增大的电流。在时间t7380，开关DHB312关断，使从降压转换器的输入通过串联电感器到输出的直流路径开路。接通低侧开关DLA314和DLB316允许两个节点电压LXA308和LXB306降低到地电位。在LXB306降低到地电位以下，且随后正向偏置开关DLB316的体二极管后，DLB316和DLA314接通，将电感器L2短路。电流IL2304保持相对恒定，同时电流IL1302开始减小，以使得两个电流都开始再次逐渐分开并重新循环。
在一个实施例中，图3中未示出，当DHB312接通并采用ZCS代替ZVS时，LXB306转换为高。在时间t4340，开关DHB312接通，由于两个电感器中电流的总和大于或等于零，节点LXB306的开关转换使用ZCS。在这个ZCS示例中，由于电流的总和为负(例如，12A-14.5A＝-2.5A)，开关转换是NCS。NCS确实提供了ZCS的益处，即使开关转换不是准确地在零电流进行。在转换过程中，开关DHB312以寄生电流充电本征寄生电容，并传送负载电流IL1302。负电流IL2304从与充电和放电寄生电容相关的寄生电流扣除。但总系统损耗不一定由于使用NCS的开关中的损耗的额外减小而减小，因为电流IL2304和寄生电流没有完全彼此抵消，其原因是实现负电流开关以将寄生电流转变为负的所需的能量的量等于从寄生电容的充电或放电所得到的损耗的减小。因此，采用NCS和ZCS的损耗方面的减小是基本上相等的。
应当注意，从图3和本文的其他时序图中排除了任何电平移动电压(levelshifting voltage)。栅极电压310-316表示在每一个开关的通断状态之间的定性转换。由于没有按比例绘制时序图，电流IL1302和IL2304在时间t6370和t8390之间显得不同，但实际上是相等的。在实践中，电流IL2304可以转变为相对大的负值。例如，电流304可以达到幅度等于其正幅度的负值。电流IL2304可以假定适合于导致电压节点LXB306上升的任何值。
本领域技术人员应当理解，例如借助电平移动设备能够操控绝对值。应当理解，可以使用额外的电路组件，例如噪声抑制元件或控制器，例如占空比控制器，以辅助本发明的操作。本领域技术人员还应当理解，控制器可以以多种方法来控制输出电压，包括高侧开关和低侧开关的占空比控制和频率控制。
图4A到4E例示了根据本发明多个实施例的图2中降压转换器电路的两个串联电感器之间的示例性电流分配。示意图显示了降压转换器402呈现的多个状况。箭头410指示状况如何与图5中的时序图对应。图5显示了图3中时序图的局部视图。为了清楚，图5中仅显示了用于电流和栅极电压的时序事件。
图6是根据本发明多个实施例的用以执行零电压开关、零电流开关或负电流开关的例示的过程的流程图。过程在步骤601开始，此时提供了以串联配置耦合的两个电感器L1和L2。每一个电感器都包括典型的彼此不同的电感值。
在步骤602，接通第二高侧开关以在两个电感器中建立相对相等的电流。
在步骤603，例如响应于调节输出电压的控制回路而关断第二高侧开关。
在步骤604，接通两个低侧开关，这实际上使得电感器L2例如经由地被短路，以便保持通过电感器来的相对恒定的电流流动。
在步骤606，例如响应于调节输出电压的控制回路而关断第一低侧开关。
在步骤608，例如响应于在第一高侧开关的一端处的电压达到输入电压而接通第一高侧开关，由此使得开关事件为零电压开关。
最后，在步骤610，关断第二低侧开关，实现零电流开关或零电压开关，随后通过返回到步骤602而继续循环。
本领域技术人员应当理解，在不脱离本发明的范围的情况下，较少或额外的步骤可以与本文所示的步骤相结合。本文的流程图或说明中的块的布置并不暗示任何特定顺序。
图7是根据本发明多个实施例的利用零电压开关、零电流开关或负电流开关的例示的升压转换器电路的示意图。升压转换器700是通常只要输入电压低于所期望的负载电压时就使用的增压(step-up)转换器。升压转换器700包括高侧开关DHA706和DHB702、低侧开关DLA708和DLB704、电感器710、输入端716、输出端740和输出电容器COUT734。高侧开关DHA706与低侧开关DLA708在电压节点LXA720处彼此耦合，而高侧开关DHB702与低侧开关DLB704在电压节点LXB730处彼此耦合。电感器L1732耦合到输入端716。输出电容器COUT734耦合到输出端740。电感器L1732和电感器L2710以串联配置耦合，并包括公共电压节点LXA230。在一个实施例中，高侧开关DHA706和DHB702可以实施为肖特基二极管。本领域技术人员应当理解，在升压转换器700中，节点LXA720和LXB730处的电压高于输入端716处的电压。
图8例示了根据本发明多个实施例的用于图7中的升压转换器电路的典型时序图。图8示出了比图3中的时序图更为实际的时序图。时序图800显示了示例性电感器电流IL1802、IL2804、LXB806和LXA808，及栅极电压810－816。由借助开关关断流入电感器中的电流的影响而产生了多个假信号，例如正好在时间t1820之前出现在LXA808和LXB806上的假信号818。由于体二极管使电感器中的电流停止继续流动，电流仅能够达到输入电压VIN以上的一个体二极管电压，或者地电位(典型地为0V)以下的一个体二极管电压。
在时间t1820的转换之前，仅在输入电压VIN与地电位之间运行的开关是开关DLB816，以使得在VIN与地之间的唯一连接是开关DLB816与电感器L1和L2(未示出)。当在时间t1820关断在节点LXB806处的低侧开关DLB816时，通过电感器L1和L2的电流IL1802和IL2804基本上相等，同时接通两个高侧开关DHA810和DHB812，在节点LXA808上的高侧开关DHA810保持关断。结果，开关DHA810和DHB812将传送IL2804的电感器短路，并导致流入电感器L2中的明显恒定的循环电流，同时IL1802相对迅速地减小。应当注意，与以前一样，IL1802仅是纹波电流且没有按照与IL2804相同的比例绘制。
接下来，在时间t2830，关断开关DHA810，即，关断在两个电感器L1与L2之间的节点LXA808。由于在较小电感器中的电流IL2804大于在较大电感器L1中的电流IL1802，电感器L2将存储在较小电感器中的能量转移到节点LXB上的寄生电容，并迫使在节点LXA808的电压低于地。当在电压节点LXA808的电压达到零时，低侧开关DLA814在没有横跨它的任何电压的情况下在时间t3840接通，即以零电压开关。由于在节点LXA808处的电压达到了降低为零而不接通与此同时存在电压或电流的任何开关，实现了零电压开关并成功地避免了开关损耗。
在一个实施例中，当在时间t5860接通开关DHA810时，采用ZCS或NCS，因为两个电感器中的电流使得IL2804等于或小于零。在与ZVS相比时，ZCS和NCS提供了类似的效率节省，因为由NCS引起的电感器L1中的功率损耗类似于由利用ZCS的转换引起的功率损耗。
如同在降压配置中的，在时间t2830后，电感器L2中的电流IL2804迅速减少到0A或更低。一旦电流IL2804达到零，在时间t4850，就允许开关DHB812的状况从闭合变为打开，此后，在LXB806上的电压相对较小地衰减，直至在时间t5860，开关DLB816接通并将LXB808连接到地电位为止。在该点，LXB806上的电压向零迅速下降且采用ZCS或NCS，由于电流IL2804等于或小于零。
在t6870与t7880之间，接通DLA814。一旦在时间t7880关断DLA814，就允许电流IL11002和IL21004相等。存在于电感器中的杂散电容可以导致暂时的激振效应872，其如图8所示地相对迅速地衰减，直至节点电压LXA808稳定于公共电压874，它略低于电压862，因为节点电压LXA808不依赖于开关DHA1010或DLA1014，而是在两个串联电感器L1与L2之间浮动的事实。电压874的幅度，即电压节点LXA808调整到的低于电源电压VIN的值，由L1和L2的电感的比率来确定。例如，如果比率是10:1，那么节点电压LXA808就会相对于地增大10％。如果电感器L1和L2具有相等的电感，那么增大就会是50％等。随后在时间t8890，当电流IL1802和IL2804再次基本上相等时，循环重复。
图9是根据本发明多个实施例的利用零电压开关、零电流开关或负电流开关的例示的升压-降压转换器电路的示意图。升压－降压转换器900包括高侧开关DHA902和DHB906、低侧开关DLA904和DLB908、电感器910、电压输入端916、和输出电容器COUT934。高侧开关DHA902与低侧开关DLA904在电压节点LXA930处彼此耦合，而高侧开关DHB906与低侧开关DLB908在电压节点LXB920处彼此耦合。电感器L1932和电感器L2910以串联配置耦合，并包括公共电压节点LXA930。输出电容器COUT934耦合到输出电容器934的输出端940。在图9的示例中，升压-降压转换器900操作为反相转换器。
图10示出了根据本发明多个实施例的用于图9中的升压-降压电路的典型时序图。类似于图3中的降压转换器时序图，图10中的时序图1000显示了示例性的电感器电流IL11002和IL21004及栅极电压1006－1016。在图10中的示例中，在时间t11020之前，唯一运行的开关是开关DHB1012，以使得在VIN与地之间唯一的连接是与电感器L1和L2串联的开关DHB1012。结果，电流从VIN流过两个电感器，以使得通过两个电感器的电流相等。
在时间t11020，通过电感器L1和L2的电流IL11002和IL21004大致相等。在LXA1006和LXB1008中比地电位低大约一个二极管电压的假信号1018之后，关断高侧开关DHB1012，并接通低侧开关DLA1014和DLB1016。结果，将电流IL21004短路，并以相对恒定的幅度通过电感器L2循环，如图10所示。如同在图2中的降压转换器配置中，由于电感器L1仅有一个节点接地，电流IL11002以比IL21004相对更快的速度连续衰减，以使得到时间t21030时，电感器L2比电感器L1传送更大的电流IL21004。
当通过打开低侧开关DLA1014而释放在两个电感器之间的公共节点LXA1008时，在时间t21030，储存在较小电感器L2中的能量使得在节点LXA1008处的电压上升到VIN，同时电感器L2中的电流IL21004迅速较小到0A或更低。从电感器L2转移能量允许节点LXA1008向上干线电压上升。结果，在时间t31040，在高于VIN约一个二极管电压的另一个短的假信号之后，开关DHA1010以零电压开关接通，没有经受到开关损耗。在一个实施例中，在时间t21030之后不久接通DHA1010以采用NCS，因为在时间t21030节点LXA1008具有负电流。
接下来，在时间t41040，当电流IL21004达到零时，关断开关DLB1030。这允许电压节点LXB1006上升到VIN，这允许当LXA1008下降到地电位以下时，DHB1012在t51060之后不久以零电压开关转换。换言之，每一个高侧开关DHA1010和DHB1012都在其各自的电压节点以零电压开关进行转换。
当DHA1010在t71080被关断时，L1和L2中的电流IL11002和IL21004可以相等。与电感器L1和L2相关的杂散电容可以导致暂时的激振效应1074，直至在节点LXA1008的电压稳定于公共电压1074。公共电压1074比在时间t71080之前略低，因为节点电压LXA1008不依赖于开关DHA1010或DLA1014，而是在两个串联电感器L1与L2之间浮动。类似于图7中的升压转换器，由L1和L2的电感的比率来确定电压节点LXA1008调整到的低于电源电压VIN的值。最后，在时间t81090，当电流IL11002和IL21004再次基本上相等时，循环重复。
图11示出了根据本发明多个实施例的用于利用零电压开关和零电流开关的图2中的降压电路的典型时序图。从时间t11118到时间t61123的开关时间段采用ZVS。在这个阶段期间，当横跨开关DHA1110和DHB1112的电压接近或等于零时，开关DHA1110和DHB1112分别在时间t21130和t41121向高态转换。从时间t71124到时间t101127的开关转换期间使用NCS和ZCS。在这个阶段过程中，当流过开关DHA1110的电流由于电感器电流IL11102和IL21104中的差而为负时，开关DHA1110转换为高。如图11所示，当开关DHB1112中的电流IL21104过零时，DHB1112在时间t81125以ZCS转换为高。这两个不同类型的开关转换的系统效率具有相似的超过现有开关方案的效率。
应当理解，在前的示例和实施例是示例性的且出于清楚和理解的目的，而并非限制本发明的范围。其意图是，对于本领域技术人员在阅读了说明书并研究了附图之后是显而易见的其所有置换、增强、等同、组合和改进都包括在本发明的范围内。因此其意图是，权利要求书包括所有这些落入本发明的真实精神和范围内的变型、置换和等同。

Claims (20)

1.一种开关调节器，包括：
第一电感器，所述第一电感器包括第一端和第二端，所述第一端耦合到第一电压节点，并且所述第二端耦合到所述开关调节器的输出；
第二电感器，所述第二电感器包括第一端，其耦合到所述第一电压节点以与所述第一电感器形成串联配置，所述第二电感器还包括第二端；
第一低侧开关，所述第一低侧开关耦合到所述第一电感器的所述第一端；
第一高侧开关，所述第一高侧开关耦合到所述第一电感器的所述第一端；
第二低侧开关，所述第二低侧开关耦合到所述第二电感器的所述第二端；以及
第二高侧开关，所述第二高侧开关耦合到所述第二电感器的所述第二端，一个或多个所述开关由控制器控制以使得所述第二电感器向所述第一电压节点释放能量以促使零电压开关。
2.根据权利要求1所述的开关调节器，进一步包括耦合到所述第二电感器的第二电压节点，以一方式来控制所述第一低侧开关和所述第二低侧开关以及所述第一高侧开关和所述第二高侧开关，从而促使在所述第一电压节点的零电压开关，以及在所述第二电压节点的零电压开关与零电流开关的其中之一。
3.根据权利要求1所述的开关调节器，其中，所述第一低侧开关耦合在所述第一电感器与地电位之间，所述第一低侧开关响应于所述第一电感器中的第一电流下降到在所述第二电感器中流动的第二电流以下而关断。
4.根据权利要求1所述的开关调节器，其中，所述第一高侧开关耦合在所述第一电感器与输入电压之间，所述第一高侧开关响应于在所述第一高侧开关的第一端处的第一电压达到所述输入电压而接通。
5.根据权利要求1所述的开关调节器，其中，以降压、升压、或降压－升压配置的其中之一的方式来耦合所述第一电感器、所述第一低侧开关和所述第一高侧开关。
6.根据权利要求1所述的开关调节器，其中，所述第一低侧开关、所述第二低侧开关、所述第一高侧开关和所述第二高侧开关的至少其中之一是肖特基二极管。
7.一种执行无转换损耗开关的方法，所述方法包括：
通过第一电感器将第一电压转换为第二电压，所述第一电感器与第二电感器以串联配置相耦合，并且所述第一电感器和所述第二电感器共用电压节点；
通过使所述第二电感器短路以保持基本上恒定的电流流过所述第二电感器来将能量储存在所述第二电感器中；以及
对一个或多个开关进行操作，从而将能量从所述第二电感器释放到所述电压节点，以促使在所述电压节点处的零电压开关。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述电压节点耦合在所述第一电感器与所述第二电感器之间。
9.根据权利要求7所述的方法，其中，响应于所述电压节点从低电压转换为高电压而对所述一个或多个开关进行操作。
10.根据权利要求7所述的方法，其中，响应于流过所述一个或多个开关的电流小于等于零而对所述一个或多个开关进行操作。
11.根据权利要求7所述的方法，其中，对所述一个或多个开关进行操作进一步包括：
关断第一低侧开关；
接通第一高侧开关以驱动所述第二电感器；
关断第二低侧开关；以及
接通第二高侧开关以驱动所述第一电感器。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，响应于在所述第二电感器中流动的第二电流明显等于零而进行所述第二低侧开关的所述关断。
13.根据权利要求11所述的方法，其中，响应于流过所述第一电感器的第一电流下降到流过所述第二电感器的第二电流以下而进行所述第一低侧开关的所述关断。
14.根据权利要求11所述的方法，其中，响应于在所述第一高侧开关的第一端处的第一电压达到第一输入电压而进行所述第一高侧开关的所述接通。
15.根据权利要求11所述的方法，其中，响应于在所述第二高侧开关的第二端处的第二电压达到第二输入电压而进行所述第二高侧开关的接通。
16.一种用于执行无转换损耗开关的开关调节器系统，所述系统包括：
第一电感器，所述第一电感器包括第一端和第二端，所述第一端耦合到第一电压节点，并且所述第二端耦合到所述开关调节器系统的输出；
第二电感器，所述第二电感器包括第一端，其耦合到所述第一电压节点以与所述第一电感器形成串联配置，所述第二电感器还包括第二端；
第一低侧开关，所述第一低侧开关耦合到所述第一电感器的所述第一端；
第一高侧开关，所述第一高侧开关耦合到所述第一电感器的所述第一端；
第二低侧开关，所述第二低侧开关耦合到所述第二电感器的所述第二端；
第二高侧开关，所述第二高侧开关耦合到所述第二电感器的所述第二端，第一低侧开关、第一高侧开关、第二低侧开关和第二高侧开关中的每一个开关都包括栅极；
所述第一电压节点，其耦合到所述第一电感器和所述第二电感器，对一个或多个所述开关进行控制，以使得所述第二电感器向所述第一电压节点释放能量以促使零电压开关；
电压源，其被耦合以向所述第一电感器和所述第二电感器中的至少一个电感器提供电压；以及
开关控制器，所述开关控制器用于控制所述第一低侧开关、所述第一高侧开关、所述第二低侧开关和所述第二高侧开关的栅极中的至少一个栅极。
17.根据权利要求16所述的开关调节器系统，其中，所述第二高侧开关响应于调节输出电压的控制回路而被关断。
18.根据权利要求16所述的开关调节器系统，其中，所述第一低侧开关响应于所述第一电压节点处的电流流动而被关断。
19.根据权利要求16所述的开关调节器系统，其中，以降压、升压或降压－升压配置的其中之一来耦合所述第一电感器、所述第一低侧开关和所述第一高侧开关。
20.根据权利要求16所述的开关调节器系统，其中，所述第一低侧开关、所述第一高侧开关、所述第二低侧开关及所述第二高侧开关的至少其中之一是MOSFET器件。
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