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CN107404229A - 用于零电压转变功率转换器的自适应计时的方法及设备 - Google Patents

用于零电压转变功率转换器的自适应计时的方法及设备 Download PDF

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CN107404229A CN201710251868.2A CN201710251868A CN107404229A CN 107404229 A CN107404229 A CN 107404229A CN 201710251868 A CN201710251868 A CN 201710251868A CN 107404229 A CN107404229 A CN 107404229A
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Abstract

本申请案涉及用于零电压转变功率转换器的自适应计时的方法及设备。所描述实例包含一种控制功率转换器的方法，所述方法包含执行多个循环。每一循环包含：在第一周期期间接通第一开关(图7，702)，所述第一开关耦合在电力供应器(712)与输出电感(706)之间；在第二周期期间接通第二开关(704)，所述第二开关耦合在输出电感与接地之间；在所述第二周期期间的第一时间处接通第三开关(720)，所述第三开关耦合在所述电力供应器(712)与辅助电感(716)之间；及在所述第二时间之后的第三时间处接通第四开关(722)，所述第四开关耦合所述辅助电感及接地。基于重叠时间与穿过连接到第二开关电流处置端子的开关的电流超过阈值电流的时间中的较晚者，所述第二周期在所述第一时间之后的第三时间周期处结束。

Description

用于零电压转变功率转换器的自适应计时的方法及设备
相关申请案的交叉参考
本申请案依据35U.S.C.§119(e)主张发明人为拉贝拉(LaBella)等人的于2016年4月14日提出申请的标题为“用于零电压转变功率转换器的自适应计时方法(AdaptiveTiming Method for Zero Voltage Transition Power Converters)”的共同拥有的第62/322,512号美国临时专利申请案的优先权的益处，所述申请案特此以其全文引用的方式并入本文中。另外，本申请案与发明人为拉贝拉等人的标题为“用于零电压转变功率转换器中的共振能量最小化的方法及设备(Methods and Apparatus for Resonant EnergyMinimization in Zero Voltage Transition Power Converters)”的第14/982,750号美国专利申请案(“‘750申请案”)有关，所述申请案也特此以全文引用的方式并入本文中。
技术领域
本发明一般来说涉及电子器件，且明确地说，涉及用于功率转换的电路。
背景技术
称作切换式电力供应器的一类电力供应器始于数十年前且当前着重用于电子工业中。切换式电力供应器常见于许多类型的电子装备中，例如工业机械、汽车电子器件、计算机与服务器、移动消费型电子器件(移动电话、平板计算机等)、移动电子器件的电池充电器以及例如无线耳机及钥匙链闪光灯的低成本/轻量型物项。许多应用包含用于便携式电池供电装置的切换式电力供应器，在便携式电池供电装置中，初始电压逐步降低到经减小电压以用于给装置的部件(例如以相当低电压直流(DC)电平操作的集成电路)供电。切换式供应器是受欢迎的，这是因为这些电力供应器可是轻量型且低成本的。当与使用非切换式电力供应器(例如线性电力供应器)的先前方法相比时，切换式供应器在电力的电压及电流电平的转换中是高度高效的。
切换式电力供应器中通过仅在需要时使用高速低损耗开关(例如MOSFET晶体管)来将能量从输入电源(举例来说，电池)转移到被供电的电子装备(负载)以维持负载所需的电压及电流电平而实现高效率。
执行从在特定电压及电流范围内供应电能的DC输入(例如电池)到不同DC电压及电流范围的转换的切换式电力供应器称作“DC-DC”转换器。许多现代DC-DC转换器通过采用零电压转变(ZVT)而能够实现接近90％或90％以上的效率。ZVT技术由华(Hua)等人开发且描述于1994年发表的论文中(“新颖零电压转变PWM转换器(Novel Zero-Voltage-Transition PWM Converters)”，G.华(G.Hua)、C.-S.吕(C.-S.Leu)、Y.江(Y.Jiang)及F.C.李(F.C.Lee)，IEEE电力电子学报(IEEE Trans.Power Electron.)，第9卷，第2期，213-219页，1994年3月)，所述论文以其全文引用的方式并入本文中。在DC-DC转换器中使用ZVT功能会减小否则将因切换损失而发生的能量损失。ZVT还具有减小DC-DC转换器的主要电力开关上的电压应力的额外益处。开关上的电压应力的减小允许开关具有较低电压容差额定值，且因此，可能地，开关可是较小且成本较低的。
先前DC-DC转换器所采用的ZVT电路引入额外开关以及切换元件上的对应额外能量损失及电压应力。然而，与采用ZVT功能性的切换转换器的总体性能改进相比，ZVT功能的能量损失及电压应力的影响不太显著。仍需要用以减小ZVT功能的能量损失及电压应力的进一步改进。这些改进将准许电子装备在增加电池寿命、降低操作成本及改进热管理方面得以改进。
发明内容
在所描述实例中，一种控制功率转换器的方法包含执行多个循环。每一循环包含：在第一周期期间接通第一开关，所述第一开关具有耦合到电力供应器的第一端子的第一电流处置端子及耦合到第一电感器的一端子的第二电流处置端子，所述第一电感器具有耦合到输出负载的第一端子的另一端子。每一循环还包含：在第二周期期间接通第二开关；所述第二周期发生于所述第一周期之后，使得所述第一开关及所述第二开关不同时接通；所述第二开关具有耦合到所述第一开关的所述第二电流处置端子的第一电流处置端子；且所述第二开关具有耦合到所述电力供应器的第二端子及所述输出负载的第二端子的第二电流处置端子。每一循环还包含：在所述第二周期期间的第一时间处接通第三开关；在所述第二周期之后但在后一循环的所述第一周期开始之前的第二时间处关断所述第三开关；所述第三开关具有耦合到所述电力供应器的所述第一端子的第一电流处置端子；且所述第三开关具有耦合到第二电感器的第一端子的第二电流处置端子；且所述第二电感器的第二端子耦合到所述第一开关的所述第二电流处置端子。每一循环还包含：在所述第二时间之后的第三时间处接通第四开关；在所述后一循环的所述第一周期期间关断所述第四开关；所述第四开关具有耦合到所述第二电感器的所述第一端子的第一电流处置端子；且所述第四开关具有连接到所述电力供应器的所述第二端子的第二电流处置端子。基于重叠时间与穿过连接到所述第二开关电流处置端子的开关的电流超过阈值电流的时间中的较晚者，所述第二周期在所述第一时间之后的第三时间周期处结束。
附图说明
图1是图解说明ZVT DC-DC降压功率转换器的电路图。
图2是用以操作ZVT功能性的开关转变事件的序列的时序图。
图3是针对本申请案的实例性布置的用以操作ZVT功能性的开关转变事件的序列的时序图。
图4是一组波形图，其中具有图3的时序图。
图5是ZVT共振电路的理想等效电路图的电路图。
图6是替代布置中的ZVT共振电路的理想等效电路图的电路图。
图7是包含控制元件的ZVT降压转换器电路的电路图。
图8是展示在不同调整电平下对开关节点电压的影响的一系列曲线。
图9是展示输入电压对ZVT过程的影响的曲线图。
图10是环路检测单元的电路图。
图11是展示图7的电路的零电压转变(ZVT)功能性的两个环路的操作的流程图。
图12是包含控制器的电路图，所述控制器提供并入有本申请案的布置的降压电路拓扑中的ZVT功率转换器。
具体实施方式
不同图中的对应编号及符号通常是指对应部分，除非另有指示。所述各图未必按比例绘制。
术语“经耦合”可包含利用介入元件做出的连接，且在“经耦合”的任何元件之间可存在额外元件及各种连接。
为更好地图解说明先前ZVT方法的缺点，图1的电路100图解说明布置成降压转换器电路拓扑的ZVT DC-DC转换器。降压DC-DC转换器提供处于比输入电压低的电压的输出电压。可受益于ZVT切换的使用的其它类型的DC-DC转换器包含但不限于：升压转换器，其将到负载的电压增大到大于输入电压的电压；及降压-升压DC-DC转换器，其在降压与升压功能之间动态地转变以适于各种输入电压电平(具有可能大于或小于输出电压的输入电压)以将输出电压提供到负载。
图1以简化电路图图解说明ZVT DC-DC降压转换器电路100的切换元件、关键无源组件及关键寄生元件。为使阐释简单化，图1省略了次要组件、次要寄生元件、用于监视输出电压的电路及用于控制实例性ZVT DC-DC降压功率转换器中利用的开关计时的控制电路。
在图1中，电路100包含连同输出电感器106(Lo)及电容器108(Co)一起执行降压转换器的主要功能的两个主要电力开关102(S1)及104(S2)。降压转换器电路100以输出电压电平Vo向负载(表示为电阻器110(Ro))供应能量，所述输出电压电平Vo是来自DC输入电压供应器112(Vin)的经减小电压。Vin表示以下两者：为到ZVT功率转换器的输入电压源(例如，电池或另一电力供应器)的外部元件，及跨越Vin输入电压源的正及负端子的电压电平。
辅助开关Sa1及Sa2以及辅助电感器La是为实现ZVT功能性而添加到常规切换转换器拓扑的组件。促成开关S2上的电压应力的主要寄生电感在图1中由寄生电感114(Lbyp)表示。晶体管102的源极端子、晶体管104的漏极端子以及每一辅助电感器116(La)及输出电感器106(Lo)的一个端子耦合到共同开关节点118(开关节点)，如图1中所图解说明。第一辅助开关120(Sa1)、第二辅助开关122(Sa2)及辅助电感器116一起耦合在辅助节点124(Aux节点)处。图1的实例性电路100中的全部四个开关(S1、S2、Sa1及Sa2)展示为实施为增强模式n沟道MOSFET。开关S1及S2的漏极到源极寄生电容对于电路描述是重要的且在图1中分别图解说明为电容126(Cds1)及电容128(Cds2)。MOSFET开关的固有体二极管还展示为连接在图1的所有开关(S1、S2、Sa1及Sa2)的源极与漏极之间。
虽然通常使用增强模式n沟道MOSFET作为DC-DC转换器中的开关，如图1中的实例中所展示，但其它类型的晶体管开关以及二极管开关已被采用且可用于形成电路100。图1中的开关还可用于形成其它类型的切换式功率转换器。
电路100通过在两种主要状态之间交替地进行切换而向负载供应经减小电压(使输出电压跨越电阻器110(Ro))。在主要状态中的一者(通过将开关S1闭合且将开关S2断开而定义，此意指开关S1是被接通的晶体管，而开关S2是被关断的晶体管)中，输入电压源(Vin)向负载供应能量，且在电感器Lo中存储用以维持或增加磁能的能量。在另一主要状态(通过将开关S1断开且将开关S2闭合而定义，此意指开关S1是被关断的晶体管，而开关S2是被接通的晶体管)中，来自输入电压(Vin)的电流流动被阻断。在此状态中，先前存储于电感器Lo中的磁能被转换为电能，且将能量供应给负载(电阻器Ro)。通过使电路在主要状态中的每一者中花费的相对时间量变化而使跨越负载Ro的输出电压维持处于预定义范围内。
在上文中所描述的两种状态之间进行交替的转换器有时描述为经脉冲宽度调制(PWM)切换转换器。使用此描述是因为输出电压Vo与输入电压Vin乘以开关S1的工作循环(开关S1的接通时间与总循环周期的比率)成比例。通常，先前已知的降压转换器在这些状态之间进行循环(通常以例如数百kHz到1MHz及1MHz以上的频率进行)。除两种主要状态之外，在两种主要状态之间的转变期间存在短暂空载时间。在空载时间期间，开关S1及S2同时断开，即，实施开关S1及S2的晶体管被同时关断。空载时间用于确保不存在跨越输入电压源(Vin)直接到接地的高电流路径，所述高电流路径可在开关S1及S2两者被同时闭合的情况下发生。常规PWM切换式电力供应器在每一操作循环期间采用两个空载时间：第一空载时间在开关S1断开时发生且在开关S2闭合时结束；且第二空载时间在开关S2断开时发生且在开关S1闭合时结束。
在ZVT转换器(例如电路100)中，ZVT功能在第二空载时间随S2断开而开始之前开始，且ZVT功能在第二空载时间随开关S1闭合而结束之后结束。ZVT功能在上文所描述的降压转换器循环的第一空载时间(开关S1断开与S2闭合之间的时间)中不操作。
图2以时序图图解说明用于操作降压转换器电路100中的ZVT功能性的开关转变事件的序列。在图2中，切换事件标示为t0、t1、t3及t4。(注意，在将常规ZVT DC-DC降压转换器的切换事件序列与本申请案的实例性布置的切换事件序列进行比较时，为增加阐释的简单性，图2中不存在标示为t2的事件。)在图2中，上文中所描述的在开关S2断开与开关S1闭合之间的时间间隔期间的空载时间在事件t1处开始且在事件t3处结束。
图1中所图解说明的四个开关(主要S1、S2以及辅助开关Sa1及Sa2)中的每一者的断开及闭合状态在图2中由施加到开关栅极的电压(分别为Vg1、Vg2、Vga1及Vga2)表示且以四个曲线232、234、236及238展示。曲线232图解说明开关S1的栅极上的电压，曲线234图解说明开关S2的栅极上的电压，曲线236图解说明开关Sa1的栅极上的电压，且曲线238图解说明开关Sa2的栅极上的电压。施加到开关栅极的标注为Von的电压指示开关是闭合的(对应晶体管接通)，且标注为Voff的电压指示开关是断开的(对应晶体管关断)。图2图解说明切换事件的序列且不图解说明特定电压电平、波形形状及时间增量。
先前已知方法的ZVT功能性在图2中标示为t0的事件处开始，其中开关Sa1接通，如曲线236中所展示。在事件t0之前的时间中，开关S2已闭合且开关S1及Sa2已断开达当前降压转换器循环的显著部分。时间从图2中所图解说明的事件t0前进到事件t1。在时间t1处，开关S2断开，如曲线234中所展示。在下一事件t3处，开关S1及Sa2闭合，如曲线232、238两者中所展示。开关Sa1在时间t3处断开，如曲线236中所展示，且在用以提供空载时间的短延迟之后，Sa2仅在事件t3之后闭合，如曲线238中所展示。在事件t4处，Sa2断开，如曲线238中所展示，以在降压转换器的当前循环内实现ZVT功能性。
图1中所图解说明的实例性常规ZVT降压转换器电路100在主要电力开关S1于图2中所图解说明的标示为t3的事件处从断开转变为闭合(S1接通，如曲线232中所展示)时实现ZVT。开关S1在t3处接通，其中跨越开关S1为零伏或接近零伏。对于电路100，为在S1接通(或闭合)之前达到跨越开关S1为零伏或接近零伏的条件，使用L-C共振电路。所述L-C共振电路增加开关S1的源极端子(耦合到图1的节点“开关节点”)处的电压，直到所述电压大约等于S1的漏极端子处的电压为止，所述漏极端子耦合到输入电压Vin且大约等于输入电压Vin。所述L-C共振电路包含辅助电感器La以及电容Cds1与Cds2(分别为开关S1及S2的漏极到源极寄生电容)的并联组合(参见图1)。此L-C共振电路在本文中称为“ZVT共振电路”。ZVT共振电路是电路100的一部分。在一些方法中，ZVT共振电路仅在开关Sa1闭合且开关S1、S2及Sa2断开时发生共振，此发生于图2中的事件t1与t3之间的时间跨度期间。对于一些方法，事件t1与t3之间的时间跨度等于ZVT共振电路的共振频率的四分之一循环。
虽然在与经形成不具有ZVT功能的DC-DC转换器相比时，并入有ZVT功能的一些常规DC-DC转换器在晶体管开关上通常具有较低能量损失及较低电压应力，但ZVT功能本身引入额外能量损失及电压应力。
存在两个促成先前已知ZVT功能的能量损失的关键因素，所述能量损失通过使用本申请案的布置得以减小。首先，在辅助开关Sa1关断时正传导峰值电流时能量被损耗，这是因为峰值电流穿过MOSFET线性区域而转变。在ZVT操作期间促成能量损失的第二关键因素是穿过辅助开关Sa1、Sa2、主要开关S1及电感器La的传导损失的总和。
因ZVT功能而产生的电压应力的最显著影响是对开关S2所需的电压容差的影响。开关S2上的电压应力影响S2晶体管大小及潜在成本。开关S2上的电压应力是在开关Sa1关断时有峰值电流流动穿过开关Sa1从而产生由寄生电感114(Lbyp)诱发的跨越开关S2的电压尖峰的结果。另外，在Sa1关断时有电流流动穿过Sa1的情况下跨越Sa1存在电压尖峰，此归因于因寄生电感而发生的振铃。然而，为实现较高电压容差而对Sa1进行大小设定不会对潜在转换器成本造成显著影响，这是因为当与主要功率晶体管S1及S2相比时，Sa1已是相对小的晶体管。
如上文所论述，图1以简化电路图图解说明ZVT DC-DC降压功率转换器的切换元件、关键无源组件及关键寄生元件。出于简化目的，图1省略了次要组件、次要寄生元件以及用于监视输出电压及控制先前方法及本申请案的实例性布置中存在的开关计时的电路。本申请案的布置的一方面是对电路100中所描绘的开关的转变的排序及计时。因此，本文中使用电路100来阐释ZVT DC-DC降压功率转换器的切换事件以及图解说明本申请案的布置。
在本申请案的布置中，所采用的开关转变排序及计时产生经改进功率效率。使用所述布置还实现开关实施方案的具有经减小半导体裸片面积的经改进ZVT功率转换器。
本申请案的布置中所采用的开关转变排序及计时发生于ZVT功能的操作期间且并不显著影响电路100在电力供应器循环的其余部分期间的操作。因此，不包含对完整电力供应器循环的描述。
图3以时序图图解说明针对‘750申请案的实例性布置的用以操作ZVT功能性的开关转变事件的序列。在图3中，切换事件标示为t0、t1、t2、t3及t4。
图1中所图解说明的四个开关(S1、S2、Sa1及Sa2)中的每一者的断开及闭合状态在图3中由施加到开关栅极的电压(分别为Vg1、Vg2、Vga1及Vga2)表示。曲线332图解说明开关S1的栅极端子处的电压Vg1。曲线334图解说明开关S2的栅极端子处的电压Vg2。曲线336图解说明开关Sa1的栅极端子处的电压。曲线338图解说明开关Sa2的栅极端子处的电压。施加到开关栅极的标注为Von的电压指示开关是闭合的，这是因为晶体管是接通的，且标注为Voff的电压指示开关是断开的，这是因为晶体管是关断的。图3中的曲线332、334、336及338图解说明切换事件的序列。图3不图解说明特定电压电平、波形形状及时间增量。对于本申请案的布置及其它ZVT方法两者，开关Sa1关断与开关Sa2接通之间存在短暂空载时间。此空载时间用于确保跨越输入电压源Vin不存在高电流路径。开关Sa1关断与开关Sa2接通之间的空载时间不显著影响电路100的功能性。因此，为使阐释进一步简单化，开关Sa1关断、介入空载时间及开关Sa2接通在图3中图解说明为发生于单个事件中(时间t2处)。
‘750申请案的实例性布置的ZVT功能性在图3中以标示为t0的事件开始，其中开关Sa1接通，如曲线336中所展示，而开关S2保持闭合(接通)且开关S1及Sa2保持断开。在图3中，时间前进到事件t1。在事件t1处，开关S2断开，如曲线334中所展示。在下一事件t2处，如图3中所展示，开关Sa1断开，如曲线336中所图解说明，且在满足空载时间要求的短延迟之后，开关Sa2闭合，如曲线338中所展示。(与本申请案的布置形成鲜明对比，在先前方法中，ZVT电路在时间t2处不采用切换事件，如先前所述。)如图3中所展示，针对本申请案的布置，在事件t3处，开关S1闭合，如曲线332中所图解说明。在事件t4处，开关Sa2断开，如曲线338中所展示，以在降压转换器的当前循环内实现ZVT功能性。
另外，本文中所提供的波形及时序图未标注有电压及电流值以及时间增量，这是因为特定值取决于如何实施特定实例性布置。当在本文中对波形进行比较时，使用相同相对电压、电流及时间标度。
针对上述切换事件之间的每一连续时间跨度，接着描述在相应时间跨度内本申请案的布置所采用的ZVT功能性以及开关转变排序及计时以及本布置与先前方法的比较。另外，下文中提供对用以控制本申请案的布置的开关排序及计时的电路功能性的描述。
在ZVT功能的操作期间的第一时间跨度介于事件t0与t1之间，如图3中所展示。ZVT功能在每一降压转换器循环期间于事件t0处开始。在t0之前的时间中，ZVT功能以如下状态开始：开关S1断开且开关S2闭合，并且开关Sa1及Sa2断开。在事件t0处，开关Sa1闭合，从而允许电流流动穿过辅助电感器La，所述电流从零安培斜升直到电感器La中流动的电流大约等于流动穿过电感器Lo的电流为止。同时，闭合开关S2中流动的电流斜升到零或接近零。针对所述本申请案的布置及其它ZVT方法两者的电路100的行为对于在事件t0处开始且在事件t1处结束的时间间隔是类似的，只不过事件t1在事件t0之后发生的时间由本申请案的布置的控制电路调整。下文中进一步描述所述调整。
对事件t1发生的时间的调整可经执行以修改ZVT共振电路的共振轨线，使得开关节点电压在事件t3处将等于或几乎等于输入电压Vin(以下描述后续事件的ZVT功能性)。持续地调整共振轨线允许ZVT功能适于负载中的动态改变及其它操作条件。对t1(在t0处的事件之后)发生的时间的调整在所述布置中通过监视及调整在S2于事件t1处被关断时流动穿过开关S2的电流Is2而间接实现。为实现对S2关断电流的调整，在事件t3处测量开关节点电压。如果开关节点电压在时间t3处等于或大于Vin，那么S2关断电流的目标值(在S2关断时穿过S2的电流或IS2-off)逐步减小。如果开关节点电压在时间t3处小于Vin，那么Is2-off逐步增加。在紧跟着的降压转换器循环的ZVT功能的操作期间，在事件t0与t1之间监视开关S2中的电流且将所述电流与Is2-off(前一循环中所设定)进行比较。在所述布置中，当电流Is2等于或小于Is2-off时，开关S2关断。
如图3中所展示，在ZVT功能的操作期间的第二时间跨度介于事件t1与t2之间。针对本申请案的布置及其它ZVT方法两者，开关S2在事件t1处断开，其中流动穿过开关S2的电流为零或接近零，如曲线334中所展示。开关S1及Sa2在t1处保持断开。在仅闭合开关Sa1的情况下，电感器La与开关S1及S2分别的寄生漏极到源极电容Cds1及Cds2的并联组合共振(ZVT共振电路)。在本申请案的实例性布置中，事件t2在事件t1之后的1/6tr的时间处发生(其中“tr”是ZVT共振电路的共振周期)。在1/6tr处，开关节点达到大于1/2 Vin的电压。在时间t2处，Sa1断开且Sa2闭合(在断开Sa1与闭合Sa2之间的短空载时间延迟之后)，如图3中的曲线336、338中所展示。
图4以曲线440、442及444图解说明针对‘750申请案的实例性布置的标示为I(La)的辅助电感器116(La，图1)中的电流且还呈现将所获得的电流与针对常规ZVT转换器以其它方法获得的对应电流进行比较的曲线。为图解的清晰起见，图4中所展示的切换事件t0、t1、t2、t3及t4分别从图3复制于曲线432、434、436及438中。图4的针对I(La)波形的时间标度对于本申请案的布置及出于比较目的所图解说明的先前方法两者是相同的。
图4的曲线432、434、436及438分别对应于图3中的曲线332、334、336及338，且分别描绘关于图1中的电路100的开关S1、S2、Sa1及Sa2上的栅极电压。在图4中，以事件t0、t1、t2、t3及t4图解说明‘750申请案的实例性排序布置。
在图4中，电感器La(图1中标示为116)中流动的电流展示于针对在进行事件时间t2调整情况下的I(La)的单独曲线440及针对在不进行t2调整情况下的I(La)的单独曲线442以及将两种布置组合于相同轴系上的曲线444上。曲线444经呈现以图解说明其中进行t2调整的布置在事件t2与t4之间的时间跨度期间以较低电感器La电流操作达较短时间周期。针对曲线444中的重叠波形图，使用虚线来图解说明在不进行t2调整情况下的电流I(La)以展示波形显著不同的位置。在图4的曲线440、442及444中，穿过Lo的电流由标示为I(Lo)的固定网格线表示。实际上，I(Lo)并非固定值且是负载相依的。为使阐释简单化，I(Lo)展示为固定值。
调整t2或不调整t2的方法之间的额外差异在于：在其中调整t2的布置中，在于事件t2处断开开关Sa1时有电流流动穿过开关Sa1的情况下发生电压尖峰，此归因于因寄生电感而发生的振铃。在其中t2与t3一致的其它ZVT降压转换器中，此电压尖峰仅跨越开关S2而出现，这是因为在尖峰发生时开关S2断开且开关S1闭合。相比之下，在其中调整t2的布置中，所述布置通过在S1及S2两者均断开的情况下且在S1的漏极到源极电容(Cds1)被完全放电之前断开开关Sa1而操作，从而跨越串联的开关S1及S2两者分布电压尖峰。具体来说，在其中调整t2的方法中，开关S1及S2分别的寄生漏极到源极电容Cds1及Cds1的串联组合形成跨越其发生电压尖峰的电容式分压器。跨越S1及S2两者分配电压尖峰会减小开关S2的电压容差要求(当与在其它方法中针对相同开关的电压容差要求相比时)。在进行t2调整情况下不增大开关S1的电压容差要求，这是因为在实例性布置中发生于Sa1断开时的跨越S1的尖峰小于在降压转换器的操作期间的其它时间处跨越S1的电压。
针对其中进行t2调整的方法，在ZVT功能的操作期间的第三时间跨度介于事件t2与t3之间。如上文中所述，在对图3的描述中，‘750申请案的布置的事件t2发生于发生开关Sa1从闭合到断开的转变及随后发生的开关Sa2从断开到闭合的转变时，其中开关S1及S2保持断开。当开关Sa1断开且开关Sa2闭合时，ZVT共振电路配置被改变且跨越电感器La的电压发生反向。穿过电感器La的电流流动将沿相同方向继续进行，且共振将在不同轨线上继续进行，其中La中的电流朝向零共振，从而致使开关节点继续进行充电。在事件t2处存储于La中的能量继续对开关节点进行充电直到其变得大约等于输入电压Vin为止，假设时间t2处的事件在开关节点电压仍充分高于Vin电压电平的1//2的情况下发生。应注意，对于理想电路，如果t2将发生于开关节点恰好为1//2 Vin时，那么存储于电感器La中的能量将把开关节点电压充电到Vin。然而，在实例性布置中，t2应在开关节点处于大于1/2 Vin的电压的情况下发生以适应组件参数变化及非理想电路特性。开关节点电压在事件t2之后的1/12tr的时间处变得大约等于Vin，此时，事件t3发生，其中S1闭合。此序列展示于时间t3处的曲线432、434、436及438中。
图5以简化电路图图解说明在上文中所描述的从事件t1到t2的时间跨度期间操作的实例性配置的等效理想ZVT共振电路500。图6以另一简化电路图图解说明在上文中所描述的从事件t2到t3的时间跨度内的实例性配置的等效理想ZVT共振电路600。等效电路500及600两者均图解说明图1的电路100的一部分，其中开关S1、S2、Sa1及Sa2在相应时间跨度内呈上文中所描述的状态。为简单起见，在电路500及600的图式中，开关Sa1及Sa2被视为理想的且在闭合时展示为互连导体，且简单地未展示断开时。
如上文中所描述，针对本申请案的布置在事件t2与t3之间的时间周期期间，电感器La中的所存储能量用于将开关节点从大于1/2 Vin的电平充电到Vin。与本布置形成鲜明对比，针对使用其它方法的ZVT转换器，转换器利用来自功率转换器输入电压源Vin的能量来将开关节点充电到大约等于输入电压Vin。因此，较多能量被存储于La中且La中的电流在开关S1于先前方法的操作期间的t3处闭合时较高(与针对本申请案的布置相比)。针对其它方法，La中的较大所存储能量及穿过La的较高电流产生较大能量损失。
如上文中所述，本布置的事件t2并非其它方法转换器的操作的一部分。因此，其它方法ZVT共振电路继续在相同轨线上进行共振达从t1到t3的整个时间跨度。相比之下，针对本文中所描述的实例性布置，共振轨线在事件t2处被修改，如上文中所描述。
如图4中所图解说明，与其它方法相比，在‘750申请案的实例性布置的操作期间，穿过开关Sa1的电流在Sa1关断时较低。由于使开关节点电压斜升到大于1/2 Vin的电平，因此穿过Sa1的电流较低。开关Sa1的关断被提早执行(当与其它方法相比时)，而非等到开关节点电压变得大约等于Vin之后执行。因此，针对本申请案的布置，当能量在晶体管线性区域中传导时(在从接通到关断的转变期间)被开关Sa1损失的能量低得多。
在ZVT功能的操作期间的第四及最后时间跨度介于事件t3与t4之间。在事件t3与t4之间的时间周期期间，开关S1在事件t3处接通且电感器La中的电流斜降到零，此时，Sa2在事件t4处关断，从而结束ZVT功能在当前降压转换器循环内的操作。在开关S1闭合之后，存储于电感器La中的电流的超过Lo中的电流的部分被传回到源极，且La中的电流的其余部分流动到Lo中以给负载供电。
在事件t3与t4之间的时间周期中其它方法的操作与‘750申请案的布置的操作之间存在至少三个差异。第一差异是：在其它方法中，在t3处，开关Sa1断开且开关Sa2闭合。对于‘750申请案的方法，在事件t3之前(在t2处)，Sa1断开且Sa2闭合，如上文中所描述。第二差异是：存储于电感器La中的能量的较小部分被传回到源极(当与其它方法相比时)，从而减小能量损失。第三差异是：对于其它方法，电感器La的电流在t3处达到其峰值。替代地，对于‘750申请案的方法，穿过La的峰值电流较低且在较早时间(在事件t2处)实现峰值电流，从而致使从t3到t4的时间周期针对所描述布置显著较短。另外，针对所描述布置的从t2到t4的时间比针对其它方法的从t3到t4的时间短。
上文中所描述的‘750申请案的实例性布置的操作致使开关Sa1、Sa2及S1以及电感器La各自以较低RMS电流电平传导电流达较短时间量(当与其它方法相比时)，从而产生显著较低能量损失。通过使用所述布置可获得的益处包含：穿过Sa1、Sa2、S1及La的RMS电流被降低，这是因为Sa1在开关节点电压达到Vin之前关断，从而在La、Sa1及Sa2中产生较低峰值电流；开关Sa1的传导时间被减少，这是因为开关Sa1比在先前方法中更早关断，从而在开关节点电压达到Vin之前关断；及由于La中的峰值电流针对上文中所描述的布置较低，因此La中的电流在较少时间内斜升到零，从而在开关S1中产生较低RMS电流。另外，由于La中的电流较迅速地斜升到零，因此开关Sa2、开关S1及电感器La的传导时间也被减少。
图7是包含控制元件的ZVT降压转换器电路700的图式，所述控制元件用于控制ZVT降压转换器中的开关的操作以形成本申请案的布置。图7的类似地标示的元件执行与图1的元件类似的功能。即，元件702、704、706、708、710、712、716、718、720、722、724、726及728分别执行与图1中的元件102、104、106、108、110、112、116、118、120、122、124、126及128类似的功能。电路700在从S2关断时直到S1接通的间隔期间的操作的时序展示于图3中。元件750到768控制开关S1(702)、Sa1(720)及S2(704)的栅极，如下文中进一步所描述。
元件750到768包含实施控制开关S1、S2及Sa1的计时的两个反馈环路的组件。第一反馈环路包含开关节点监视器750、自适应阈值单元752、Vin前馈单元756、Is2-off参考758、电流监视器760及比较器762。此反馈环路基于穿过开关S2的电流Is2而确定何时将关掉开关S2(图3中的事件t1)。第二反馈环路包含开关节点监视器750及自适应重叠延迟单元754。此环路基于自适应时间延迟而确定何时将关掉开关S2。当负载710(Ro)正汲取极小的电流以至于无法使用第一环路来准确地设定电路700的时序时，使用第二反馈环路。环路检测单元764确定这两个反馈环路中的哪一者设定控制时序，如下文中进一步阐释。
关于第一反馈环路，当在S2接通到S1接通间隙(在图3中，从t1到t3)结束时接通S1时，开关节点监视器750俘获开关节点处的电压。目标是此时使开关节点电压Vsw尽可能接近Vin。自适应阈值单元752将Vin与开关节点电压Vsw进行比较。如果Vsw小于Vin，那么将基础Is2-off参考增高。如果Vsw大于Vin，那么将基础Is2-off参考减低。接着在S2接通到S1接通间隙结束时使用新的基础Is2-off参考用于转换器电路700的下一循环。
Vin前馈单元756补偿输入电压Vin的波动。使用电压Vin的前馈会避免其中Vin的临时波动导致对Is2-off参考进行大调整的情况。举例来说，此些波动可发生于小汽车的起动电机从电池或利用其它临时侧负载将大量电流汲取到供应器712时。当波动过大时，此时电路700必须回调到接近Is2-off参考的原始值。对回调到原始值的需要将致使电路700具有其中Is2-off参考对于电路700的适当操作不正确的多次循环。在这段时间期间，开关节点电压将显著高于Vin或低于Vin。在这段时间期间，电路700将无效率地进行操作，从而需要较稳健规格的开关S1。
图8是展示在不同调整电平下对开关节点电压Vsw的影响的一系列曲线846到849。为清楚起见，仅展示时间t1、t2及t3(图3)处的事件。在这些曲线中，假设Vin为10V且因此Vsw在t3处的目标为10V。曲线846展示S2关断的时间及S1接通的时间。曲线847展示其中Vsw在t3处达到10V的对于电压Vsw理想的情形。在曲线848中，Vsw太早达到10V，从而会因Vsw超越目标电压10V而浪费能量。曲线848仅展示t3处的轻微过电压，这是因为所述电压受S1的体二极管箝位。然而，当开关节点电压在t2之前达到Vin时，此导致S2上的过量电压应力。在曲线849中，开关S2太早被关断。因此，ZVT电路没有时间达到Vsw的所要电平。此因穿过S1的电流浪涌(此由Vin与Vsw的差异所致)而增加功率损失。
如上文中所述，Vin前馈单元756(图7)补偿Vin的波动。图9是展示Vin对ZVT过程的影响的曲线图900。当开关Sa1(图7中的720)在t0(图3)处接通时，穿过电感器La(716，图7)的电流开始按与Vin成比例的一斜率上升。在图9中，tprop表示包含电流比较器及S2驱动器关断的经组合延迟的传播延迟。tprop在电流比较器需要跳闸时开始。tprop在S2中的电流等于IS2-off时结束。在图9中，Vin3>Vin2>Vin1。因此，Vin3/La具有比Vin2/La大的斜率，且Vin2/La具有比Vin1/La大的斜率。此时，上文所论述的共振效应将使穿过电感La的电流继续上升以达到图9中所展示的Is2的目标电流，此将使开关节点(图7中的718)处的电压处于所要电压。
开关S2的关掉通过穿过S2的电流与Is2-thres参考的比较而确定。Sa1在S2被关掉之后的1/6tr被关掉。图9中展示针对每一Vin值的适当电流Is2-thres，其中每一线的斜率与tprop的开始相交(即，在t2处)。这些电流值标示为Is2-thres1、Is2-thres2及Is2-thres3，其等分别对应于电压Vin1、Vin2及Vin3。如由图9所展示，Is2-thres的适当值随Vin的电平而改变。可使用方程式1中的公式在数学上确定校正：
其中tprop是包含电流比较器及S2驱动器关断的经组合延迟的传播延迟。此调整由Vin前馈单元756执行且被提供到Is2-off参考758。
图7的实例性布置中的第二环路利用开关节点监视器750而开始，所述监视器监视在时间开关702(S1)接通时开关节点718处的电压。自适应重叠延迟单元754包含从t0到t1的重叠时间。即，S2及Sa1两者被接通的时间(即，晶体管按时重叠)。如下文中进一步阐释，仅在穿过负载710(Ro)的负载电流较小使得第一反馈控制环路无法准确地确定t0与t1之间的时间时应用第二反馈控制环路。开关节点监视器750将在S1接通时开关节点718处的电压(Vsw)与电压Vin进行比较，且自适应重叠延迟单元754基于开关节点监视器750的输出而调整重叠时间。如果Vsw小于Vin，那么增加重叠时间。如果Vsw超过Vin，那么减少重叠时间。自适应重叠延迟单元接着将重叠时间与t0之后的所计时时间进行比较。比较器将t0之后的时间与重叠延迟进行比较，如下文中关于图10进一步阐释。
如上文中所述，图7的第二反馈控制环路仅在极轻负载(此意指电流Is2极小)下控制电路。环路检测单元764确定哪一环路进行控制。图10是可用于环路检测单元764的实例性实施方案的电路图。事件t1由ZVT_BEGIN信号触发，ZVT_BEGIN信号是“与”门1072的输出。“与”门1072的输入中的一者是比较器762的输出，所述比较器在Is2大于(负性小于)Is2-thres时提供高或“1”输出。到“与”门1072的另一输入来自比较器1070，所述比较器是重叠延迟单元754的一部分。比较器1070在t0之后的时间(t到t0)大于tovlp-thres时提供高或“1”输出。因此，在比较器762及1070提供高或“1”输出时触发t1。在大部分负载下，电流Is2将恰好在t0之后的时间超过tovlp-thres之后与Is2-thres相交。因此，ZVT操作开始(ZVT_BEGIN为高或“1”)的时间基本上受比较器762控制。然而，在极轻负载下，Is2电流始终低于(即，负性小于或绝对值小于)Is2-thres。当负载极轻时，穿过电感器716La(图7)的极小电流向Vin驱动开关节点718(图7)。在这些极轻负载下，电流Is2始终高于(负性小于)Is2-thres。在此情形中，比较器762在比较器1070之前提供“1”输出。因此，ZVT_BEGIN信号受比较器1070控制。另外，到“与”门1074的输入是比较器762的输出及比较器1070的被反相器1076反相的输出。“与”门1074的输出是OVLP_TRIP信号。因此，在比较器762的输出为高而比较器1070的输出为低时，即，在重叠延迟单元754及第二环路进行控制时，此信号仅为“1”。在比较器1070的输出为低时，OVLP_TRIP将仅为“1”。因此，在大部分应用中应锁存OVLP_TRIP信号(使得所述信号可被提供用于其它控制功能)。
返回图7，环路检测单元764根据所确定控制环路(在图3中，事件t1处)而提供用以关断开关704(S2)的信号。此信号还使针对延迟766的计时器开始运行。在实例性布置中，延迟766提供1/6tr的延迟；即，图5中所展示的共振电路的共振频率的循环时间的1/6。在延迟766的延迟周期之后，开关720(Sa1)被关断(图3中的事件t2)且针对延迟768的计时器开始运行。在实例性布置中，延迟单元768提供1/12tr的延迟；即，图6中所展示的共振电路的共振频率的循环时间的1/12。未展示控制开关722的接通的延迟766的输出的短延迟。如上文中所阐释，此空载时间延迟将防止在开关720(Sa1)及开关722(Sa2)同时接通的情况下可能发生的直接短路。在此时间周期之后，开关702(S1)被接通(在事件t3处)且再次开始降压转换器循环。
图11是展示电路700(参见图7)的零电压转变(ZVT)功能性的两个环路的操作的流程图1100。在步骤1102处，ZVT过程以接通开关Sa1(图7中的720)而开始。如所述，在步骤1104中，在t0(在图3中)处接通Sa1。在步骤1106中，环路检测单元764确定哪一环路将进行控制，如上文中所阐释。如上文所阐释，在极轻负载状况下，所测量电流Is2当下大于(负性小于)Is2-thres。在此情形中，tovlp-thres确定何时关断开关S2(图7中的704)，如步骤1108中所展示。接着关断开关Sa1(图7中的720)且在相应时间延迟之后接通开关S1(图7中的702)，如步骤1110中所展示。在步骤1112中，将开关节点电压Vsw与Vin进行比较。如果Vsw大于Vin，那么在下一循环内递减tovlp-thres，如步骤1114中所展示。如果Vsw小于Vin，那么在下一循环内递增tovlp-thres，如步骤1116中所展示。在步骤1118中，根据电路700(图7)的工作循环，关断开关S1且接通开关S2。在图11中的流程图中的方法接着返回到步骤1102。
如上文中所阐释，当负载状况不为轻时，所测量电流Is2在tovlp-thres之后将变得大于Is2_thres。在此情形中，在步骤1106中，由比较器762(在图7中)做出的对电流Is2与Is2-thres的比较确定何时关断开关S2(图7中的704)，如步骤1120中所展示。接着关断开关Sa1(图7中的720)且在相应时间延迟之后接通开关S1(图7中的702)，如步骤1122中所展示。在步骤1124中，将开关节点电压Vsw与Vin进行比较。如果Vsw大于Vin，那么在下一循环内递减Is2_thres，如步骤1126中所展示。如果Vsw小于Vin，那么在下一循环内递增Is2_thres，如步骤1128中所展示。接着，在步骤1118中，根据电路700(图7)的工作循环，关断开关S1且接通开关S2。流程图中的方法接着返回到步骤1102。
图11仅图解说明对功率转换器循环的ZVT部分的开关排序及计时控制的方面，且未图解说明对整个ZVT功能或对功率转换器的其余操作的排序及计时控制。
图12描绘包含控制器1280的电路1200的另一框图，所述控制器提供并入有本申请案的布置的降压电路拓扑中的ZVT功率转换器。在一方面中，控制器1280可形成为单片集成电路或多芯片封装，其可或可不包含图12中所展示的其它组件。图12的类似地标示的元件执行与图7的元件类似的功能。即，元件1202、1204、1206、1208、1210、1212、1216、1218、1220、1222、1224、1226及1228分别执行与图7中的元件702、704、706、708、710、712、716、718、720、722、724、726及728类似的功能。在电路1200中，再次展示图1的实例性降压转换器，所述降压转换器具有输入电压Vin、一对主要开关S1、S2，所述开关与输出电感器Lo、电容器Co及电阻Ro一起将电压Vout提供到耦合到输出的负载Ro。为提供转换器的零电压转变功能，使用辅助开关Sa1及Sa2以及电感器La来控制开关S1的源极端子处的电压且允许开关S1在源极到漏极电压约为零时被接通。
在图12中，控制器1280将栅极控制电压Vg1、Vg2提供到主要开关S1、S2并且将栅极控制电压Vga1、Vga2提供到辅助开关Sa1、Sa2。控制器1280实施用以操作电路1200的降压转换器的切换序列，所述切换序列包含辅助开关Sa1的经延迟关断及在所述事件之后开关S1的经延迟接通，即，本申请案的布置中用于改进ZVT转换器的性能的切换序列。控制器1280还控制转换器操作循环的其它部分的栅极电压以调节输出电压。到控制器1280的输入包含输入电压Vin、输出电压Vout、开关节点电压Vsw及由电流监视器1260提供的电流Is2(或等效电压)。除其它功能外，控制器1280还执行上文中所描述的图7的元件750、752、754、756、758、762、764、766及768的功能。
控制器1280可以多种方式实施(举例来说，如电路，作为非限制性实例，所述电路包含微控制器、微处理器、CPU、DSP或其它可编程逻辑，如专用逻辑功能，例如状态机)，且可包含固定或用户可编程指令。此外，作为替代布置，控制器1280可实施于单独集成电路上，其中开关S1、S2、Sa1、Sa2及其余无源模拟组件实施于独立集成电路上。在替代方案中，开关S1、S2、Sa1、Sa2中的一或多者及其余无源模拟组件可与控制器1280实施于同一衬底中。控制器1280可使用现场可编程门阵列(FPGA)或复杂可编程逻辑装置(CPLD)等等实施为专用集成电路(ASIC)。新颖布置的排序及计时控制可实施为软件、固件或硬编码指令。可使用延迟线及计数器等等来确定如由特定硬件设计者所确定的延迟1/6tr、1/12tr。由于本文中的布置实施为施加到转换器的晶体管的栅极信号的序列的改变，因此在现有转换器电路中可通过修改软件及某一感测硬件而利用所述布置，且因此可使用所述布置来改进先前现有系统的性能而不需要全部替换转换器硬件。
在一实例性方面中，一种集成电路包含第一开关控制输出、第二开关控制输出、第三开关控制输出、第四开关控制输出及开关节点电压输入。计时电路在所述第二开关控制输出上的信号从第二闭合信号改变为第一断开信号之前在所述第三开关控制输出上引起第一闭合信号。所述计时电路致使所述第三开关控制输出在第二开关控制输出从所述第二闭合信号改变为所述第一断开信号之后的第一选定时间之后提供第二断开信号。所述计时电路致使所述第一开关控制输出在第三开关控制信号从所述第一闭合信号改变为第三断开信号之后的第二选定时间提供第三闭合信号。所述计时电路基于重叠时间与穿过连接到所述第二开关控制输出的开关的电流超过阈值电流的时间中的较晚者确定从所述第三开关控制输出上的所述第一闭合信号的开始到所述第二开关控制输出上的所述第一断开信号的开始的计时。
在另一实例性方面中，所述集成电路基于对连接到所述第一开关控制输出的第一开关的一个电流处置端子处的供应器电压电平与所述开关的第二电流处置端子处在所述第三闭合信号之前的所测量电压的比较而调整所述重叠时间。
在另一实例性方面中，所述集成电路基于对连接到所述第一开关控制输出的第一开关的一个电流处置端子处的供应器电压电平与所述开关的第二电流处置端子处在所述第三闭合信号之前的所测量电压的比较而调整所述阈值电流。
在又一实例性方面中，所述计时电路在所述第二断开信号之后的第三选定时间在所述第四开关控制输出上引起第四闭合信号。
在另一实例性方面中，所述第二及第三选定时间是基于共振电路的共振循环时间，所述共振电路包含辅助电感、连接到所述第一开关控制输出的第一开关的固有电容及连接到所述第二开关控制输出的第二开关的固有电容。
在又一实例性方面中，所述集成电路控制降压转换器。
在另一实例性方面中，受所述第一、第二、第三及第四开关控制输出中的一者控制的至少一个开关与所述集成电路形成于同一衬底中。
在另一实例性方面中，耦合到所述第一开关控制输出、所述第二开关控制输出、所述第三开关控制输出及所述第四开关控制输出中的至少一者的开关是场效应晶体管。
在另一实例性方面中，一种集成电路包含第一开关控制输出、第二开关控制输出、第三开关控制输出、第四开关控制输出及开关节点电压输入。计时电路在所述第二开关控制输出上的信号从第二闭合信号改变为第一断开信号之前在所述第三开关控制输出上引起第一闭合信号。所述计时电路致使所述第三开关控制输出在第二开关控制输出从所述第二闭合信号改变为所述第一断开信号之后的第一选定时间之后提供第二断开信号。所述计时电路致使第一开关控制输出在第三开关控制信号从所述第一闭合信号改变为第三断开信号之后的第二选定时间提供第三闭合信号。所述计时电路基于穿过连接到所述第二开关控制输出的开关的电流超过阈值电流而确定从所述第三开关控制输出上的所述第一闭合信号的开始到所述第二开关控制输出上的所述第一断开信号的开始的计时，其中所述阈值电流是依据电压供应器的电压电平而调整。
在另一实例性方面中，所述电压供应器具有耦合到受所述第一开关控制输出控制的开关的第一电流处置端子的一个端子，且所述电压供应器具有耦合到受所述第二开关控制输出控制的开关的第二电流处置端子的第二端子。
在又一实例性方面中，所述计时电路基于重叠时间与穿过连接到所述第二开关控制输出的所述开关的所述电流超过所述阈值电流的时间中的较晚者确定从所述第三开关控制输出上的所述第一闭合信号的开始到所述第二开关控制输出上的所述第一断开信号的开始的所述计时。
在另一实例性方面中，所述计时电路在所述第二断开信号之后的第三选定时间在所述第四开关控制输出上引起第四闭合信号。
在又一实例性方面中，所述第一、第二及第三选定时间是基于共振电路的共振循环时间，所述共振电路包含辅助电感、及连接到所述第一开关控制输出的第一开关的固有电容、以及连接到所述第二开关控制输出的第二开关的固有电容。
在另一实例性方面中，所述集成电路控制降压转换器。
在另一实例性方面中，受所述第一、第二、第三及第四开关控制输出中的一者控制的至少一个开关与所述集成电路形成于同一衬底中。
在又一实例性方面中，耦合到所述第一开关控制输出、所述第二开关控制输出、所述第三开关控制输出及所述第四开关控制输出中的至少一者的开关是场效应晶体管。
在另一实例性方面中，一种控制功率转换器的方法包含执行多个循环。每一循环包含：在第一周期期间接通第一开关，所述第一开关具有耦合到电力供应器的第一端子的第一电流处置端子及耦合到第一电感器的一端子的第二电流处置端子，所述第一电感器具有耦合到输出负载的第一端子的另一端子。每一循环还包含：在第二周期期间接通第二开关，所述第二周期发生于所述第一周期之后，使得所述第一开关及所述第二开关不同时接通，所述第二开关具有耦合到所述第一开关的所述第二电流处置端子的第一电流处置端子以及耦合到所述电力供应器的第二端子及所述输出负载的第二端子的第二电流处置端子。每一循环还包含：在所述第二周期期间的第一时间处接通第三开关且在所述第二周期之后但在后一循环的所述第一周期开始之前的第二时间处关断所述第三开关，所述第三开关的第一电流处置端子耦合到所述电力供应器的所述第一端子，且第二电流处置端子耦合到第二电感器的第一端子，所述第二电感器的第二端子耦合到所述第一开关的所述第二电流处置端子。每一循环还包含：在所述第二时间之后的第三时间处接通第四开关且在所述后一循环的所述第一周期期间关断所述第四开关，所述第四开关具有耦合到所述第二电感器的所述第一端子的第一电流处置端子及连接到所述电力供应器的所述第二端子的第二电流处置端子。基于重叠时间与穿过连接到所述第二开关电流处置端子的开关的电流超过阈值电流的时间中的较晚者，所述第二周期在所述第一时间之后的第三时间周期处结束。
在另一实例性方面中，响应于由所述电力供应器提供的电压的改变而调整所述阈值电流。
在另一实例性方面中，基于对所述第一开关的所述第二电流处置端子上在所述第一周期开始时的电压与由所述电力供应器提供的电压的比较而调整所述重叠时间。
在又一实例性方面中，基于对所述第一开关的所述第二电流处置端子上在所述第一周期开始时的电压与由所述电力供应器提供的电压的比较而调整所述阈值电流。

Claims (20)

1.一种集成电路，其包括：
第一开关控制输出；
第二开关控制输出；
第三开关控制输出；
第四开关控制输出；
开关节点电压输入；及
计时电路，其用以在所述第二开关控制输出上的信号从第二闭合信号改变为第一断开信号之前在所述第三开关控制输出上引起第一闭合信号；用以致使所述第三开关控制输出在第二开关控制输出从所述第二闭合信号改变为所述第一断开信号之后的第一选定时间之后提供第二断开信号；且用以致使所述第一开关控制输出在第三开关控制信号从所述第一闭合信号改变为第三断开信号之后的第二选定时间提供第三闭合信号，所述计时电路基于重叠时间与穿过连接到所述第二开关控制输出的开关的电流超过阈值电流的时间中的较晚者确定从所述第三开关控制输出上的所述第一闭合信号的开始到所述第二开关控制输出上的所述第一断开信号的开始的计时。
2.根据权利要求1所述的集成电路，其中基于对连接到所述第一开关控制输出的第一开关的一个电流处置端子处的供应器电压电平与所述第一开关的第二电流处置端子处在所述第三闭合信号之前的所测量电压的比较而调整所述重叠时间。
3.根据权利要求1所述的集成电路，其中基于对连接到所述第一开关控制输出的第一开关的一个电流处置端子处的供应器电压电平与所述开关的第二电流处置端子处在所述第三闭合信号之前的所测量电压的比较而调整所述阈值电流。
4.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述计时电路在所述第二断开信号之后的第三选定时间在所述第四开关控制输出上引起第四闭合信号。
5.根据权利要求4所述的集成电路，其中所述第一、第二及第三选定时间是基于共振电路的共振循环时间，所述共振电路包含辅助电感、连接到所述第一开关控制输出的第一开关的固有电容及连接到所述第二开关控制输出的第二开关的固有电容。
6.根据权利要求1所述的集成电路，其中所述集成电路控制降压转换器。
7.根据权利要求1所述的集成电路，其中受所述第一、第二、第三及第四开关控制输出中的一者控制的至少一个开关与所述集成电路形成于同一衬底中。
8.根据权利要求1所述的集成电路，其中耦合到所述第一开关控制输出、所述第二开关控制输出、所述第三开关控制输出及所述第四开关控制输出中的至少一者的开关是场效应晶体管。
9.一种集成电路，其包括：
第一开关控制输出；
第二开关控制输出；
第三开关控制输出；
第四开关控制输出；
开关节点电压输入；及
计时电路，其用以在所述第二开关控制输出上的信号从第二闭合信号改变为第一断开信号之前在所述第三开关控制输出上引起第一闭合信号；用以致使所述第三开关控制输出在第二开关控制输出从所述第二闭合信号改变为所述第一断开信号之后的第一选定时间之后提供第二断开信号；且用以致使所述第一开关控制输出在第三开关控制信号从所述第一闭合信号改变为第三断开信号之后的第二选定时间提供第三闭合信号，所述计时电路基于穿过连接到所述第二开关控制输出的开关的电流超过阈值电流而确定从所述第三开关控制输出上的所述第一闭合信号的开始到所述第二开关控制输出上的所述第一断开信号的开始的计时，其中所述阈值电流是依据电压供应器的电压电平而调整。
10.根据权利要求9所述的集成电路，其中所述电压供应器具有耦合到受所述第一开关控制输出控制的开关的第一电流处置端子的一个端子，且所述电压供应器具有耦合到受所述第二开关控制输出控制的开关的第二电流处置端子的第二端子。
11.根据权利要求9所述的集成电路，其中所述计时电路基于重叠时间与穿过连接到所述第二开关控制输出的所述开关的所述电流超过所述阈值电流的时间中的较晚者确定从所述第三开关控制输出上的所述第一闭合信号的开始到所述第二开关控制输出上的所述第一断开信号的所述开始的所述计时。
12.根据权利要求9所述的集成电路，其中所述计时电路在所述第二断开信号之后的第三选定时间在所述第四开关控制输出上引起第四闭合信号。
13.根据权利要求12所述的集成电路，其中所述第一、第二及第三选定时间是基于共振电路的共振循环时间，所述共振电路包含辅助电感、及连接到所述第一开关控制输出的第一开关的固有电容、以及连接到所述第二开关控制输出的第二开关的固有电容。
14.根据权利要求9所述的集成电路，其中所述集成电路控制降压转换器。
15.根据权利要求9所述的集成电路，其中受所述第一、第二、第三及第四开关控制输出中的一者控制的至少一个开关与所述集成电路形成于同一衬底中。
16.根据权利要求9所述的集成电路，其中耦合到所述第一开关控制输出、所述第二开关控制输出、所述第三开关控制输出及所述第四开关控制输出中的至少一者的开关是场效应晶体管。
17.一种控制功率转换器的方法，其包括：
执行多个循环，每一循环包含：
在第一周期期间接通第一开关，所述第一开关具有耦合到电力供应器的第一端子的第一电流处置端子及耦合到第一电感器的一端子的第二电流处置端子，所述第一电感器具有耦合到输出负载的第一端子的另一端子；
在第二周期期间接通第二开关，所述第二周期发生于所述第一周期之后，使得所述第一开关及所述第二开关不同时接通，所述第二开关具有耦合到所述第一开关的所述第二电流处置端子的第一电流处置端子以及耦合到所述电力供应器的第二端子及所述输出负载的第二端子的第二电流处置端子；
在所述第二周期期间的第一时间处接通第三开关且在所述第二周期之后但在后一循环的所述第一周期开始之前的第二时间处关断所述第三开关，所述第三开关的第一电流处置端子耦合到所述电力供应器的所述第一端子，且第二电流处置端子耦合到第二电感器的第一端子，所述第二电感器的第二端子耦合到所述第一开关的所述第二电流处置端子；
在所述第二时间之后的第三时间处接通第四开关且在所述后一循环的所述第一周期期间关断所述第四开关，所述第四开关具有耦合到所述第二电感器的所述第一端子的第一电流处置端子及连接到所述电力供应器的所述第二端子的第二电流处置端子；及
基于重叠时间与穿过所述第二开关的电流超过阈值电流的时间中的较晚者，所述第二周期在所述第一时间之后的第三时间周期处结束。
18.根据权利要求17所述的方法，其中响应于由所述电力供应器提供的电压的改变而调整所述阈值电流。
19.根据权利要求17所述的方法，其中基于对所述第一开关的所述第二电流处置端子上在所述第一周期开始时的电压与由所述电力供应器提供的电压的比较而调整所述重叠时间。
20.根据权利要求17所述的方法，其中基于对所述第一开关的所述第二电流处置端子上在所述第一周期开始时的电压与由所述电力供应器提供的电压的比较而调整所述阈值电流。
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