NO180320B - Universelt elektronisk ballastsystem - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse vedrører et universelt, elektronisk ballastsystem for kopling til en kraftkilde for aktivering av minst én gassutladningslampe som har en hvilken som helst av et flertall av forutbestemte wattstyrker og som har et par oppvarmerfilamenter, der nevnte ballastsystem innbefatter: filterinnretning for kobling til nevnte kraftkilde for i alt vesentlig å undertrykke uvedkommende signaler fra å komme inn i eller ut fra nevnte kraftkilde, regulert kraftforsyningsinnretning koplet til nevnte filterinnretning for å opprettholde en i alt vesentlig konstant, sinusformet belastningsstrøm fra nevnte kraftkilde, og å tilveiebringe en regulert likespenningsutgang, innretning for å generere en regulert, pulserende strøm koplet til nevnte regulerte utgang på nevnte regulerte kraftforsyningsinnretning, idet nevnte innretning for generering av pulserende strøm innbefatter svitsjingsinnretning som har respektive styrings-, inngangs-og utgangsterminaler, der nevnte utgangsterminal er koplet til en returledning hos nevnte regulerte kraftforsyningsinnretning for generering av nevnte pulserende strøm, og induksjonsinnretning koplet til nevnte svitsjingsinnretning for å aktivere nevnte gassutladningslampe, idet nevnte induksjonsinnretning innbefatter en utgangstransformator koplet til nevnte gassutladningslampe.

Elektroniske ballastsystemer for gassutladningslamper eller lysstoffrør er velkjente på dette fagområdet. I noen tidligere kjente elektroniske ballastsystemer fører imidlertid fråkopling av gassutladningslampen eller lysstoffrøret fra ballastkretsen til for høye spenningsutganger ved lampens forbindelseskontakter. Dette forhold kan ha en skadelig virkning på levetiden for komponentene i ballastsystemet.

Andre tidligere kjente systemer utligner tomgangsforholdene ved at de omfatter innviklede induktive kretser hvis impedans varierer omvendt proporsjonalt med laststrømmen eller ved alternativt å forskyve arbeidsfrekvensen for ballastsystemet for å fremtvinge frembringelse av en lavere spenning. Imidlertid er slike systemer vanskelige å fremstille og de krever stram kontroll med komponentenes egenskaper. Problemer oppstår når noen av de kritiske komponenter ikke kan holdes innenfor de snevre toleranser som kreves og dermed vil en viss prosentdel av ballastsystemene ikke funksjonere tilstrekkelig godt til å gi den nødvendige tomgangs-beskyttelse.

Publisert europeisk patentsøknad EP-A-0 359860 som tilsvarer US patent US-A-5049790 vedrører et ballastsystem som omfatter de innledningsvis nevnte trekk ved et universelt, elektronisk ballastsystem for betjening av en gassutladningslampe. Det kjente systemet gjør bruk av en integrert krets for å styre høyfrekvensoperasjonen av lampens drivkrets som følge av driftsparametre for lampen. Nærmere bestemt måler kretsen utgangsstrømmen og spenningen som leveres til lampen og anvender dette til å styre driftsfrekvensen for utgangs-signalene, hvilket i kombinasjon med en resonanskrets koblet til gassutladningslampen tilveiebringer operasjon innenfor forutbestemte parametre. Særlig når det avføles at lampen ikke opererer går systemet tilbake til sin forvarmingsfase der driftsfrekvensen er større enn den normale driftsfre-kvens. Dersom lampen etter en forutbestemt tidsforsinkelse ikke har tent når frekvensen bringes ned til sin normale verdi, slik som det bestemmes ved lampestrømmålingene, blir utgangsfrekvensen ytterligere senket til en verdi som er mindre enn resonansfrekvensen for den ubelastede lampeoscil-leringskretsen, hvilket gir en lavere utgangsspenning, hvorved svitsjingstransistorene beskyttes.

Til ytterligere belysning av teknikkens stilling skal det vises til de publiserte europeiske patentsøknader 0351012 og 0399613, samt US-patentene 4277726, 4808887 og 4902938.

Selv om tidligere kjente elektroniske ballastsystemer kan konstrueres til å operere over et område av inngangs-spenninger, uten behovet for å endre transformatoruttak eller komponentverdier, er slike systemer konstruert til å drive en lampe med bestemt wattstyrke.

Det innledningsvis nevnte elektroniske ballastsystemet kjennetegnes, ifølge oppfinnelsen ved at nevnte innretning for generering av pulserende strøm innbefatter reguleringsinnretning koplet til nevnte svitsjingsinnretning for regulering av nevnte pulserende strøm som reaksjon på en bestemt forsterkningsverdi hos nevnte svitsjingsmiddel og en belastningsstrøm definert av nevnte gassutladningslampe som har en bestemt av nevnte flertall av forutbestemte wattstyrker og at nevnte kraftforsyningsinnretning innbefatter innretning for å opprettholde nevnte i alt vesentlig konstante, sinusformede belastningsstrøm i alt vesentlig i fase med en sinusspenning fra nevnte kraftkilde for derved i alt vesentlig å hindre generering av signaler med harmonisk f rekvens.

Et ballastsystem i henhold til den foreliggende oppfinnelse vil ikke bare operere på et bredt område av AC spenninger, men vil også muliggjøre at lamper som har en hvilken som helst av et bredt område av wattstyrker, rørdiametre og lengder effektivt kan betjenes. Denne forbedring gir store fordeler for produsenter av belysningssystemer der et enkelt ballastsystem kan anvendes innenfor et bredt område av lysarmaturer, i motsetning til tidligere kjente systemer som nødvendiggjorde en bestemt ballast å bli tilpasset en lampe med bestemt wattstyrke og fysisk karakteristika.

En utførelsesform av oppfinnelsen tilveiebringer således et universelt, elektronisk ballastsystem som er egnet for fluorescerende lamper som opererer over et bredt spennings-inngangsområde på enten 50 eller 60 Hz, og kan anvendes for å drive fluorescerende lamper som har en hvilken som helst av nevnte flertall av wattstyrkespesifikasjoner, rørdiametre og lengder. Dessuten tilveiebringer en utførelsesform av oppfinnelsen et elektronisk ballastsystem som gjør bruk av en svitsjende kraftforsyning som trekker en i alt vesentlig konstant, sinusformet strøm fra AC kraftforsyningskilden. En utførelsesform av oppfinnelsen innbefatter en induksjonskrets som er koblet i tilbakekoblet forhold med svitsjingskretsen for å avslutte svitsjingskretsens operasjon som følge av at gassutladningslampen elektrisk frakobles utgangstransformatoren .

I en utførelsesform av oppfinnelsen blir både laststrømmen og svitsjingstransistorens kollektorstrøm i en svitsjingskrets overvåket for å tilveiebringe positiv tilbakekobling til basisdrivkretsen. I tillegg blir emitterstrømmen for en svitsjende transistor i svitsjingskretsen overvåket for hurtig å sperre svitsjingstransistoren som følge av at emitterstrømmen når en forutbestemt verdi. Emitterstrømmens overvåkningskrets tilveiebringer et middel hvorved svitsjingskretsen kompenserer for transistorkarakteristikker som varierer fra en svitsjingstransistor til en annen. Dessuten er svitsjingskretsen tilbakekoblet til den regulerte kraftforsyningskretsen for å avslutte genereringen av den forsterkede spenning som tilveiebringes av denne, som følge av elektrisk fråkopling av gassutladningslampen fra ballastsystemet.

Oppfinnelsen kjennetegnes forøvrig ved de i kravene gjengitte trekk og vil i det følgende bli forklart nærmere under henvisning til tegningene, der: figur 1 er et blokkskjema som viser hvorledes de elektroniske kretser på figur 2—5 er satt sammen med hverandre, figur 2 er et koplingsskjerna for filter- og likeretterdelen i det elektroniske ballastsystem,

figur 3 er et koplingsskjema for den regulerte strøm-tilførselsdel i det elektroniske ballastsystem,

figur 4 er et koplingsskjema for koplingskretsdelen i det elektroniske ballastsystem, og

figur 5 er et koplingsskjema for utgangsdelen i det elektroniske ballastsystem.

På figurene er det vist et universelt elektronisk ballastsystem 10 for kopling til en strømkilde og for drift av minst en gassutladningslampe 1900. Gassutladningslampen 1900 kan være et hvilket som helst av mange systemer av den fluorescerende type med første og andre filameter 1870 og 1880. Gassutladningslampen, f.eks. et lysstoffrør 1900 kan være et hvilket som helst av mange forskjellige stilarter på wattstyrker med en lengde stort sett innenfor området 60—150 cm med diametere mellom 16 og 40 mm samt wattstyrker fra omtrent 20—50 watt. Selv om disse forskjellig oppbyggede lysstoffrør 1900 har arbeidskarakteristikker som avviker fra hverandre, er det universelle elektroniske ballastsystem 10 i stand til automatisk å utligne for disse forskjeller i arbeidskarakteristikkene og i stand til å sørge for effektiv drift av lyststoffrørene.

Generelt sett er man kommet frem til et universelt elektronisk ballastsystem 10 for optimalisering av virknings-graden for lysutgangen fra gassutladningslampen 1900 sett i forhold til strømtilførselen til det elektroniske ballastsystem 10 med spenninger innenfor vide grenser. I tillegg vil det universale elektroniske ballastsystem 10 trekke en stort sett sinusformet laststrøm i fase med spenningen fra strømkilden samtidig med at det opprettholder et stort sett enhetlig faseforhold mellom strømkildenes spenning og laststrøm som trekkes fra vekselstrømnettet.

I tillegg innbefatter det universelle elektroniske ballastsystem 10 en regulert koplingskrets 16 der en elektronisk bryter eller svitsj 1590 betjenes for å gi en regulert pulserende strøm. Strømmen som passerer gjennom den elek troniske koplingsanordning overvåkes for at den skal ligge på en stort sett konstant forsterkningsverdi for koplingskretsen. Videre blir laststrømmen overvåket for å gi et tilbakekoplingssignal til den elektroniske svitsj for dermed å frembringe et proporsjonalt drivsignal. Dessuten innbefatter det universelle elektroniske ballastsystem 10 en beskyttelseskrets både i koplingskretsen og i den regulerte strømtilførsel for å avbryte driften av ballastsystemet 10 som resultat av at bestemte parametere overskrider på forhånd bestemte verdier.

Det er særlig av viktighet at det universelle elektroniske ballastsystem 10 er i stand til å arbeide innenfor et bredt område av vekselspenninger fra kilder med frekvenser på enten 50 eller 60 Hz uten behov for omstilling av transformatoruttak, komponenter eller komponentverdier. Tilsvarende er det universelle elektroniske ballastsystem 10 i stand til automatisk å utligne forskjeller i de elektriske karakteristika for gassutladningslamper av forskjellige størrelser og wattstyrker.

På figur 2 har det universelle elektroniske ballastsystem 10 et par ledere 100 og 110 for kopling til en vekselstrømkilde og en leder 120 for kopling til en jordforbindelse. Lederne 100, 110 og 120 danner forbindelse til en filterkrets 12 i ballastsystemet. Formålet med filterkretsen er å hindre høyfrekvente signaler som oppstår i ballastsystemet 10 i å bli tilbakekoplet gjennom vekselstrømledningene og også å hindre høyfrekvente vandrebølger fra å forstyrre kretsene i ballastsystemet. Inngangen til filterkretsen 12 er forsynt med en standard kapasitansfilteranordning der en kapasitans 140 er koplet mellom lederen 100 og lederen 120 ved hjelp av forbindelsesledere 130 og 150. Likeledes er en kapasitans 160 koplet mellom strømlederen 110 og jordlederen 120 og en kapasitans 180 er koplet parallelt med begge kapasitanser 140 og 160 ved kapasitansen 180, ved sine motstående ender, forbundet med henholdsvis lederen 100 og 110. Kapasitansene 140 og 160 er på 470 pF, 250 V, og kapasitansen 180 er på 0,luF, 250 V. Lederne 100 og 110 strekker seg fra shunt-filterkapasitansen 180 til en drossel 190 som er felles for lederne 100 og 110 og danner en serieinduktans i hver av disse. Den felles drosselen 190 er en kommersielt tilgjengelig komponent og kan ha produksjonsbetegnelsen B82723—A2102—NI som fåes fra Siemens Components,Inc. i Mt. Laurel, N.J.

Utgangen fra den felles drosselen 190 er koplet til en kapasitansfilteranordning svarende til den som finnes ved inngangen til drosselen 190. Kapasitansen 210 som er på 1000 pF og 250 V er koplet mellom drosselutgangslederen 280 og en jordforbindelse 50 mens kapasitansen 230 som er identisk med kapasitansen 210 er koplet mellom drosselutgangslederen 285 og jordforbindelsen 250. Kapasitansen 330 som er på 0,33 jjF, og 250 V er koplet i et parallellforhold til seriekombinasjonen av kapasitansene 210 og 230 for ytterligere filtrering av uønskede signaler som kan komme fra strømtilførselen og for dessuten å filtrere eventuelle tilfeldige uønskede signaler som frembringes av kretsene i ballastsystemet.

For å beskytte mot høyspenningsstøt som kan overføres fra vekselstrømnettet f.eks. støt som oppstår ved lynnedslag eller ut og innkopling av store laster er en metalloksid-varistor 240 koplet i parallell med kapasitansen 330 over utgangslederne 280 og 285 for den felles drosselen. Varis-toren 240 kan være en hvilken som helst av de kommersielt tilgjengelige komponenter, f.eks. en vari stor av typen TNR9G471KM som er tilgjengelig fra Marcon America Corp. i Vernon Hills, 111. , USA.

Utgangslederne 280 og 285 for den felles drosselen er koplet til en helbølgelikerettende brokrets dannet av diodene 300, 310, 350 og 370 og har til formål å likerette den vekselspenning som tilføres. Diodene 300, 310, 350 og 370 kan være en hvilken som helst type av et antall standard diode-elementer og en utførelse av det universelle elektroniske ballastsystem 10 har diodeelementene 300, 310, 350 og 370 en standard betegnelse som er 1N4006.

Den likerettede spenning som tilføres fra diodene 300, 310, 350 og 370 utgjør et uregulert pulserende likespenningssignal over lederne 370 og 1175. Seriekoplet med likestrømutgangs-lederen 360 finnes det en strømbegrensende motstand 380 med en motstandsverdi på 5,0 ohm mot innfallende strøm når det elektroniske ballastsystem 10 først settes i virksomhet. Motstanden 380 er koplet i serie med likeretterens utgangsleder 370 og inngangslederen 450 til den regulerte strøm-tilførsel skre ts .

Filterkapasitansen 430 er koplet mellom inngangslederen 450 for den regulerte strømtilførsel og likeretterens returleder 1175 for å frembringe en vanlig glattefunksjon for den pulserende likespenning. Kapasitansen 430 er på 0,1 uF og 450 V. Parallelt med kapasitansen 430 står det en diode 400 til beskyttelse mot vandrebølger og dermed til undertrykkelse av vandrende spenningstopper. Dioden 400 til beskyttelse mot vandrebølger gir ekstra beskyttelse mot spenningsstøt og selv om hensikten er å undertrykke vandrebølger med lavere verdi enn metalloksydvaristoren 240 er dens koplingshastighet betydelig hurtigere, slik at det ytes beskyttelse mot spenningsstøt med steil bølgefront. Beskyttelse mot vandre-bølger kan oppnås med en kommersielt tilgjengelig komponent med betegnelsen BZW04—376 som kan fåes fra General Instruments i Hicksville, N.Y., USA.

Figur 3 viser den regulerte strømtilførselskrets 14 for det universelle elektroniske ballastsystem 10. Som det vil bli forklart i det følgende er den regulerte strømtilførselskrets for sin drift avhengig av driften av koplingskretsen 16 på figur 4. Til å begynne med blir imidlertid den uregulerte likespenning fra inngangslederen 450 for regulert strøm- tilførsel tilført koplingskretsen 16. En diode 510 som er koplet i serie med inngangslederen 450 for den regulerte strømtilførsel og utgangslederen 1640 for den samme regulerte strømtilførsel danner banen for den uregulerte spenning under den første oppstarting av ballastsystemet 10. Dioden 510 er en kommersielt tilgjengelig diode av typen 1N4006.

På figur 4 er koplingskretsen 16 for det elektroniske ballastsystem 10 vist. Under den første oppstarting blir den uregulerte spenning som tilføres på lederen 1640 ført til lederen 1660, transformatorviklingen 1740, utgangs-transformatorens primærvikling 1730 og transformatorviklingen 1710 til kollektoren 1610 i koplingstransistoren 1590. Til å begynne med er transistoren 1590 i en "av" tilstand, mens motstand 1620 som er på 360 Kohm og har en ende koplet til lederen 1660 og den motstående ende koplet til basis 1630 i transistoren 1590 danner en ledende bane som til å begynne med setter transistoren 1590 "på". Idet transistoren 1590 settes "på", begynner strøm å flyte gjennom viklingene 1740, 1730 og 1710. Strømmen flyter gjennom transistoren 1590 fra kollektoren 1610 til emitteren 1600 gjennom de seriekoplede dioder 1580 og 1560, gjennom motstanden 1540 som har en verdi på omtrent 0,64 ohm og tilbake til returlederen 1175. Strømmen gjennom viklingene 1740, 1730 og 1710 induserer spenninger i disse. En slik transistor 1590 som med hell har vært benyttet har betegnelsen MJE8502, levert av Motorola, Inc. i Tempe, Az. , USA Diodene 1580 og 1560 kan ha en kommersiell betegnelse lik 1N4001.

Basisdrivkretsen for transistoren 1590 omfatter en sekundærvikling 1340 på transformatoren Tl med en første ende koplet til returlederen 1175 og den motstående ende koplet til en kapasitans 1320 på 0,22 jjF og 100 V. Den motstående ende av kapasitansen 1320 er koplet i serie med sekundærviklingen 1300 i transformatoren T3. Den motstående ende av viklingen 1300 er koplet i serie med en motstand 1290 som har en verdi på 300 ohm og som på sin side er koplet til basis 1630 i transistoren 1590. På grunn av den magnetiske kopling mellom primærviklingen 1710 og transformatoren T3 og sekundærviklingen 1300, blir en spenning indusert i viklingen 1300 som resultatet av den spenning som induseres ved forandring av strømmen gjennom primærviklingen 1710. På samme måte er sekundærviklingen 1340 i transformatoren Tl magnetisk koplet til primærviklingen 1740 for å indusere en spenning over sekundærviklingen 1340 som resultat av den induserte spenning i primærviklingen 1740, noe som er velkjent på transformator-området. Transformatoren Tl er bygget på en ringkjerne med betegnelsen F41206 som fåes fra Magnetics, Inc. i East Butler, Pa., USA. Viklingen 1740 har 1 vinding og viklingen 1340 har 10 vindinger.

Som vist med prikkene på fig. 4 er spenningene som induseres i viklingene 1300 og 1340 av en polaritet som bidrar til aktiviseringen av transistoren 1590. Når så strøm begynner å flyte i kollektorkretsen blir en positiv tilbakekoplings-spenning frembragt i viklingene 1300 og 1340 for å sette transistoren 1590 i full "på" tilstand. Spenningene som induseres i viklingene er additive og hastigheten på forandringen i basisstrømmen er en funksjon av LC tidskonstanten i basisdrivkretsen.

LC tidskonstanten er en funksjon av induktansen i viklingene 1340 og 1300 i kombinasjon med kapasiteten i kapasitansen 1320. Motstand 1290 som er koplet i serie mellom viklingen 1300 og basis 1630 i transistoren 1590 virker som en strømbegrensende motstand til frembringelse av en nominell basisstrøm med på forhånd bestemt verdi, slik at det oppstår tilstrekkelig basisstrøm for den bestemte type transistor 1590 som benyttes i kretsen.

Transformatoren T3 er bygget opp med en kommersielt tilgjengelig kjerne med betegnelsen P43524 som kan fåes fra Magnetics, Inc. og som har primærvikling med uttak fra viklingsdeler 1710 og 1680 med henholdsvis 268 og 134 vindinger. Uttaket mellom viklingene 1710 og 1680 er koplet til kollektoren 1610 i transistoren 1590. Forbindelsen til primærviklingen i transistoren T3 på denne måte danner en autotransformator på den påfølgende frembringelse av den høyspenning som er nødvendig for å starte gassutladningslampen 1900.

Etter at transistoren 1590 er blitt drevet til en "på" tilstand, vil kollektorstrømmen som flyter gjennom viklingene 1740, 1730 og 1710 nærme seg en stabil tilstandsverdi der forandringen i strømmen stort sett blir lineær. Når strømmen flyter gjennom viklingen 1710 blir en spenning indusert i viklingen 1680, men den induserte spenning øker eksponensielt på grunn av den seriekoplede kapasitans 1700 som står mellom en ende av viklingen 1680 og returlederen 1175. Kapasitansen 1700 er på 3,3 nF og 1600 V. Kollektorstrømmen når sin stabile tilstandsverdi i en tidsperiode som styres av LC tidskonstanten for kollektorkretsen og denne blir styrende etter den første oppstarting. Denne tidskonstant er en funksjon av induktansen i viklingene 1710 og 1680 samt den tilsynelatende induktans i viklingen 1730 og kapasiteten for kapasitansen 1700. Induktansen for viklingen 1730 er en funksjon både av induktansen i selve viklingen 1730 og den reflekterte impedans fra sekundærkretsen der den mest fremtredende impedans er kapasiteten for kapasitansen 1940 som er vist på figur 5.

Som vel kjent fra klassisk teori finner en transformator-aksjon bare sted når det oppstår en forandring i den strøm som flyter. Når så den stabile tilstand for kollektorstrømmen blir nådd, vil spenningspolaritetene for transformatorens primærviklinger 1740, 1730 og 1680 vende om, noe som også gjelder sekundærviklingene 1300 og 1340. Vendingen i viklingene 1300 og 1340 i basisdrivkretsen sørger for hurtig å sette transistoren 1590 i "av" tilstand. Denne hurtige sperring av transistoren 1590 skaper en hurtig hastighet for forandringen av strømmen som tidligere fløt gjennom tran sistoren 1590. Den energi som er lagret i magnetfeltene for hver ' av viklingene i kollektorkretsen utlades ved selv-induksjonen fra en spenning. Viklingen 1680 og viklingen 1710 avgir en høyspenning som benyttes til drift av gassutladningslampe som forklart nærmere i det følgende. Som tilfellet var for den første halve periode da forandrings-hastigheten i strømmen som flyter nærmer seg en stabil tilstandsverdi, vil spenningspolariteten for viklingene 1300 og 1340 vendes om og sette transistoren 1590 i en "på" tilstand, slik at perioden gjentar seg.

Hvis man nå går tilbake til figur 3, kan driften av den regulerte strømtilførselskrets 14 og dens tilknytning til koplingskretsen 16 bli beskrevet. Kontrollkretsen 660 er en integrert krets som inneholder alle essensielle elementer til oppbygning av en koplende strømtilførsel med et sinusformet linjestrømforbruk. Den integrerte krets 660 har produsent-betegnelsen TDA4814A og kan fåes fra Siemens Components, Inc. i Santa Clara, Calif. I den vanlige anvendelse av kontrollkretsen 660 vil den integrerte krets 660 være koplet til den uregulerte likespenningstilførsel for å gi drivkraft for denne. Imidlertid sørger det universelle elektroniske ballastsystem 10 på en egenartet måte for en tilbakekoplings-spenning som oppstår som resultatet av svingninger i koplingskretsen 16 for strømtilførsel til den integrerte krets 660 og de utenforliggende forsterkerkretser 1120 og 1125. Dette trekk gjør det mulig å bryte den støttespenning som frembringes av den regulerte strømtilførsel samtidig med driften av de beskyttende kretser som avslutter oscillasjonen i koplingskretsen som forklart nærmere i det følgende.

Sekundærvikl ingen 820 for transformatoren T3 som har 12 vindinger er koplet i serie med dioden 810 for å frembringe en likerettet spenning av den vekselspenning som ble frembragt i viklingen 820 etter den gjentatte drift av koplingskretsen 16 da en vekslende strøm flyter gjennom primærviklingene 1710 og 1680 i transformatoren. Viklingen 820 er ved en ende koplet både til strømtilførselens fellesleder 50 og en stift 650 i kontrollkretsen 660, mens klemmen 670 danner jordforbindelsen for den integrerte krets. Den motstående ende av viklingen 820 er koplet til anoden i dioden 810 og dennes katode er koplet i serie med den strømbegrensende motstand 800. Dioden 810 er av typen 1N4148 og motstanden 800 har en verdi på 270 ohm. Den motstående ende av motstanden 800 er koplet til klemmen 680 for kontrollkretsen 660 og strømtilførselslederen 790 for sammenligningsenhetene 1120 og 1125 i den integrerte krets. Den halvbølgelikerettede spenning som tilføres fra seriekombinasjonen av viklingen 820, dioden 810 og motstanden 800 filtreres med en 10 uF lagerkapasitans 830 som er koplet i parallell med seriekombinasjonen av de tidligere nevnte komponenter. I et shuntforhold til lagerkapasitansen 830 finnes det en 0,1 jjF omledningskapasitans 840 som skal sørge for høyfrekvensfiltrering av den spenning som tilføres den integrerte krets 660 og sammenligningsenhetene 1120 og 1125. Sammenligningsenhetene 1120 og 1125 er koplet til retursiden av halvbølgestrømkilden ved hjelp av returlederen 795. Sammenligningsenhetene 1120 og 1125 er begge del av en enkel integrert krets med betegnelsen LM393N som fåes fra National Semiconductor Corp. i Santa Clara, California.

Etter at den får strøm avgir den integrerte krets 660 et pulserende drivsignal til transistoren 540 ved hjelp av koplingen mellom portelektrode 930 og klemme 740. Transistoren 540 er en felteffekts krafttransistor med produsent-betegnelsen MTP2N50 som fåes fra Motorola, Inc. i Tempe, Az. Ved påtrykning av spenningen på porten 930 i transistoren 540 går transistoren 540 i "på" tilstand og danner en ledende bane mellom uttakselektroden 550 og inntakselektroden 560. Inntakselektroden 560 i transistoren 540 er koplet i serie med en motstand 1020 med en lav motstandsverdi på omtrent 0,33 ohm og motstandens funksjon vil fremgå tydeligere i det følgende. Lavimpedansbanen mellom lederen 520 og strømtil-førselens fellesleder 50 bidrar til en betydelig strøm fra inngangslederen 450 for uregulert kraftspenning gjennom lederen 530 og gjennom den primære vikling 500 i transformatoren T4 for støttespenning. Som forklart tidligere er drivsignalet som avgis fra klemmen 700 for den integrerte krets 660 et pulserende signal med en frekvens på tilnærmet 30 kHz for avvekslende kopling av transistoren 540 mellom "på" og "av" tilstander. Transformatoren T4 er bygget på en kommersielt tilgjengelig kjerne med betegnelsen P42510 som kan fåes fra Magnetics, Inc., med 180 vindinger i viklingen 500 og 36 vindinger i viklingen 900.

Som resultat av det plutselige avbrudd av strømmen gjennom transistoren 540 når transistoren koples ut, blir det indusert en spenning i primærviklingen 500 i transformatoren T4 som erstatter den uregulerte spenning som tidligere ble tilført dioden 510. Spenningen som frembringes av viklingen 500 føres til utgangslederen 1640 for regulert spenning ved hjelp av dioden 990. Anoden i dioden 990 er koplet til lederen 520 for tilførsel av den induserte spenning til denne. Katoden i dioden 990 er koplet til utgangslederen 1640 og danner dermed en seriekombinasjon av viklingen 500 og dioden 990 koplet i et parallellforhold med dioden 510. Ved nå å tilpasse viklingen 500 til å frembringe en spenning som er større enn den uregulerte spenning tilført lederen 450, vil dioden 510 som har omvendte forspenninger erstatte den uregulerte spenning som tidligere var koplet til utgangslederen 1640 ved dioden 510 med den spenning som er indusert i viklingen 500. Dioden 990 er kommersielt tilgjengelig og har betegnelsen 1N4937.

For å regulere denne induserte spenning må man ha et antall tilbakekoplingssignaler som føres til kontrollkretsen 660. De første av disse tilbakekoplingssignaler fåes fra spenningsdeleren som dannes av de seriekoplede motstander 470 og 870. Motstanden 470 som har en verdi på 1,0 megaohm er koplet ved en ende til inngangslederen 450 for den uregulerte strøm-tilførsel , mens den motstående ende er koplet til inngangs klemmen 770 og en ende av motstanden 870 som er på 7,5 Kohm, mens den motstående ende av motstanden 870 er koplet til strømtilførselens returleder 50. Motstanden 870 er shunt-koplet med en filterkapasitans 850 på 10 nF som er anordnet for avkopling av vandrebølgevariasjoner i tilbakekoplings-signalet som tilføres inngangsklemmen 770. Dermed vil den spenning som tilføres av spenningsdelere til inngangsklemmen 770 være proporsjonal med den uregulerte likespenning som tilføres fra inngangslederen 450 for den regulerte strøm-tilførsel. Som resultat av forandringer i den uregulerte inngangsspenning som tilføres ved lederen 450 vil den integrerte krets 660 modulere pulsbredden av det pulserende drivsignal som tilføres fra klemmen 700 for å forandre de relative "på"— og "av" tider for transistoren 540, hvorved den induserte spenning fra viklingen 500 blir justert for å utligne enhver forandring i inngangsspenningen.

For å få til en finere regulering av den frembragte spenning, finnes det en ytterligere overvåkende spenningsdeler ved utgangen fra den regulerte strømtilførselskrets. En motstand 1210 med en verdi på omtrent 1,1 megaohm er ved en ende koplet til utgangslederen 1640 for den regulerte strømtil-førsel og den motstående ende er koplet til inngangslederen 1170 for sammenligningsenheten ved hjelp av forbindelses-lederen 110 på en ende av en motstand 1230 på 4,99 Kohm, der den motstående ende av motstanden 1230 er koplet til strømtilførselens returleder 50. Dermed vil den spenning som tilføres inngangslederen 1170 for sammenligningsenheten fra koplingspunktet 1240 mellom motstandene 1210 og 1230 gi en spenning som er proporsjonal med den som opptrer ved utgangslederen 1640 for den regulerte spenning. Den motstående inngangsleder 1160 for sammenligningsenheten 1120 er koplet til en referansespenning som tilføres fra klemmen 740 i kontrollkretsen 660 til bruk for sammenligningsenheten 1120 ved frembringelse av et feilsignal på utgangslederen 1130 for sammenligningsenheten, noe som danner tilbakekopling til kontrollkretsen 660. Kapasitansen 1140 med en verdi på 0,1 jjF er koplet mellom referansespenningens klemme 740 og strømtil-førselens returleder 50 for avkopling av eventuelle høy-frekvente signaler. På lignende måter er en kapasitans 1100 på 0,01 uF koplet mellom inngangsklemmene 1170 og 1160 for sammenligningsenheten 1120.

Utgangen fra sammenligningsenheten 1120 er koplet til inngangsklemmen 770 i den integrerte del 660 for ytterligere å innvirke på pulsbreddemodulasjonen av utgangsdrivsignalet som resultatet av forandringer i belastningstilstandene som ellers ville virke inn på utgangsspenningen som tilføres lederen 1640.

Kontrollkretsen 660 danner en last som trekker sinusformet linjestrøm fra vekselstrømnettet og den vil derfor stort sett eliminere frembringelsen av harmoniske frekvenser som oppstår i typiske strømkilder av den koplende type. For å kontrollere koplingen av transistoren 540 for å forhindre gap i strømmen som flyter gjennom viklingen 500, må den integrerte krets 660 overvåke strømmen gjennom viklingen 500, strømmen som flyter gjennom transistoren 540 og faseforholdet mellom den frembragte spenning og strømmen.

Strømmen gjennom viklingen 500 i transformatoren T4 overvåkes med sekundærvikl ingen 900 som er koplet til klemmen 790 for den integrerte krets 660 ved hjelp av den seriekoplede motstand 890 på 47 Kohm. Dermed blir sekundærviklingen 900 ved en ende koplet til strømtilførselens returleder 50 og ved den motstående ende til en ende av motstanden 890 hvis annen ende er koplet til inngangsklemmen 760. I et parallellforhold til seriekombinasjonen av viklingen 900 og motstanden 890 står det en spenningsdeler som er dannet av serie-kombinasj onen med motstander 920 og 910 med verdier på henholdsvis 150 Kohm og 2,2 Kohm. Koplingspunktet mellom disse er forbundet med inngangsklemmen 750 til frembringelse av et "start" signal til bruk innenfor den integrerte krets. Strømmen som flyter gjennom transistoren 540 overvåkes ved hjelp av inntaksmotstanden 1020 over hvilken det oppstår en spenning som er proporsjonal med den gjennomgående strøm. Denne spenning mates tilbake til den integrerte krets 660 ved hjelp av koplingslederen 635 mellom inntakselektroden 570 i transistoren 540 og inngangsklemmen 690 for kontrollkretsen 660.

I tillegg blir den strøm som flyter gjennom transistoren 540 overvåket ytterligere av sammenligningsenheten 1125. Spenningen over inntaksmotstanden 1020 koples til en motstand 630 på 3,32 Kohm som på sin side er tilknyttet sammen-1igningsenhetens leder 610 for sammenligning med en på forhånd bestemt referansespenning som tilføres sammen-1igningsenhetens inngang 620. Denne på forhånd bestemte referansespenning for sammenligningen frembringes av en spenningsdeler som dannes av seriekombinasjonen av motstandene 600 og 580 der en ende av motstanden 600 på 10 Kohm er koplet til utgangsklemmen 740 for referansespenning og den motstående ende av motstanden 600 er koplet til en ende av motstanden 580 på 4,99 Kohm der den annen ende av motstanden 580 er koplet til strømtilførselens returleder 50. Koplingspunktet mellom motstandene 580 og 600 er koplet til sammen-1 igningsenhetens inngangsleder 620 for å føre frem den på forhånd bestemte referansespenning til denne leder. En omledningskapasitans 590 på 0,001 uF er koplet mellom sammenligningsenhetens inngangsledere 610 og 620 for å shuntkople eventuelle høyfrekvente vandrebølgesignaler fra disse ledere. Utgangen fra sammenligningsenheten 1125 er koplet til inngangsklemmen 770 noe som også gjelder sammenligningsenheten 1120 for dermed å sørge for forsterknings-avhengig regulering av driften av transistoren 540.

Reguleringskretsen 660 overvåker rippelen på utgangsspenningen ved hjelp av en spenningsdeler som er dannet av motstanden 1070 med en verdi på omtrent 1,1 megaohm og en motstand 1090 på 4,99 Kohm koplet i serie mellom like-spenningsutgangslederen og strømtilførselens fellesleder 50. Koplingspunktet mellom motstandene 1070 og 1090 avgir en spenning proporsjonal med utgangsspenningen som tilføres lederen 1640. Den proporsjonale spenning tilføres kontrollkretsen 660 ved hjelp av spenningsdelernettverket og en frekvenskilde som omfatter motstandene 1040, 1050 med verdiene henholdsvis 20 Kohm og 200 Kohm og kapasitansen 1060 på 0,1 jjF. Motstanden 1050 er koplet i parallell med kapasitansen 1060 mellom klemmene 720 og 730 for den integrerte krets 660. Filterfellen avgir et feilsignal som representerer rippelspenningen som er uønsket i den regulerte 1ikestrømutgang som tilføres ved lederen 1640. Signalinn-gangen til klemmene 720 og 730 sørger for ekstra utløser-styring av drivsignalet som er pulsbreddemodulert og tilføres fra klemmen 700 til porten 930 i transistoren 540.

Kontrollkretsen 660 krever også en logisk inngang for å sette i gang driften av de interne kretser, noe som frembringes av en spenningsinngang ved klemmen 710 for kontrollkretsen 660. Denne spenningsinngang fåes fra motstandsdiodekretsen som dannes av motstandene 960, 970 og dioden 980. Motstanden 960 har en verdi på 1,0 megaohm og er koplet ved en ende til utgangslederen 1640 for regulert spenning og den motstående ende er koplet til klemmen 710 ved hjelp av koplingslederne 940 og til en ende av motstanden 970 som er på 470 ohm. Den motstående ende av motstanden 970 er koplet i et serieforhold til anoden i dioden 980 mens diodens katode er koplet til anoden i dioden 990. Inngangsklemmen 710 er koplet til en omledningskapasitans 950 på 0,001 jjF ved hjelp av koplingslederen 940, hvorved høyfrekvente vandrebølger koples til strømtilførselens returleder 50. Dioden 980 kan være av typen 1N4937.

Den regulerte spenning som fremkommer ved strømtilførselens utgangsleder 1640 føres til koplingskretsens inngangsleder 1660 til frembringelse av en pulserende, regulert strøm ved gjentatt veksling mellom "på" og "av" for transistoren 1590, som beskrevet tidligere. Koplingskretsen 16 innbefatter beskyttelseskretser mot overstrøm og ved tomgang, hvilke kretser sørger for å kople ut den gjentatte veksling for transistoren 1590 under på forhånd "bestemte betingelser. Videre tjener disse kretser også til å regulere den pulserende strøm og på grunnlag av denne frembringes drivspenningen for lampen. I tillegg til den strømtilbakekopling som fåes ved primærviklingen 1680, 1710 i induksjonstransformatoren T3 blir strømmen overvåket ved hjelp av motstanden 1540 som er koplet i et serieforhold til emitteren 1600 i transistoren 1590. Emitteren 1600 er koplet i serie med et par seriekoplede dioder 1560 og 1580 som danner beskyttelse mot sammenbruddspenning, som på sin side er koplet til en ende av motstanden 1540 hvis motstående ende er forbundet med returlederen 50. En omledningskapasitans 1550 på 10 uF shuntkopler de to dioder 1580 og 1560 for fråkopling av emitteren 1600 i transistoren 1590.

Spenningsfallet over motstanden 1540 er proporsjonalt med den emitterstrøm som flyter gjennom motstanden og danner derved et middel til overvåkning av driften av koplingskretsen. Koplingspunktet 1535 mellom dioden 1560 og motstanden 1540 er koplet til en transistor 1382 gjennom en motstand 1530 på 200 ohm som ved en ende er forbundet med koplingspunktet 1535 og ved den motstående ende med basis 1470 i transistoren 1382. En kapasitans 1500 på 2200 pF er koplet mellom basis og emitter i transistoren 1382 for avkopling av denne. Transistoren 1382 er en NPN type transistor med betegnelsen 2N2222Å fremstilt av National Semiconductor i Santa Clara, Ca., USA. Kollektoren i transistoren 382 er koplet til en motstand 1390 på 270 ohm og til basis 1510 i transistoren 1440 med koplingslederen 1520. Motstanden 1390 som er koplet med koplingslederen 1520 ved en ende er forbundet med basisdrivlederen 1430 ved den motstående ende. Transistoren 1440 er en PNP type transistor med betegnelsen 2N3906 fremstilt av National Semiconductor i Santa Clara, Ca. Emitteren 1450 i transistoren 1440 er koplet til basisdrivlederen 1430 og kollektoren 1460 er forbundet med basis 1470 i transistoren 1382. Dermed er kollektor—til—emitterbanen for transistoren 1440 koplet i et shuntforhold til seriekombinasjonen av basis-til—emitterpunktet for transistoren 1590, diodene 1580 og 1560 og motstanden 1530.

Når emitterstrømmen i transistoren 1590 når en på forhånd bestemt verdi, vil spenningsfallet over motstanden 1540 være tilstrekkelig til å kople transistoren 1382 "på" og dermed kople basis 1510 i transistoren 1440 til et potensiale som er betydelig under emitteren 1450 som setter transistoren 1440 "på". Når transistoren 1440 settes "på", vil dette trekke basispotensialet for transistoren 1590 under spenningen på emitteren 1600 og dermed tvinge transistoren 1590 til en "av" tilstand. Selv om en slik kretsoppbygning kunne anvendes bare som overstrømbeskyttelse, vil man ved valg av den maksimalt tillatte strøm som en funksjon av arbeidsparameterne for det elektroniske ballastsystem 10 kunne la denne "utkoplings" krets virke som hjelp ved reguleringen av den pulserende koplingsstrøm.

Mens LC tidskonstantene som skapes i basis— og kollektor-kretsene sørger for å styre den samlede oscillasjonsfrekvens og transistorens "på" tid vil utkoplingstiden bli betydelig påvirket av transistorens lagringstid og dens forsterkning. Ved å reagere på emitterstrømmen kan transistoren 1590 bli slått av tidligere i forhold til den oscillasjonsfrekvens som er etablert i basisdrivkretsen og derved kompensere for disse transistorers karakteristikker som ville ha tilbøyelighet til å forlenge transistorens "på" tid. På denne måte er det elektroniske ballastsystem 10 i stand til å utligne for variasjoner mellom en transistor 1590 og en annen. Basis 1630 i transistoren 1590 er beskyttet mot negative spenningstopper med en omvendt forspent diodestreng, noe som er velkjent på dette området. Diodene 1350, 1360 og 1370 står i serie for shuntkopling av eventuelle negative spenningstopper fra basis i transistoren 1590. Anoden i dioden 1370 er koplet til strømtilførselens returleder 50 og katoden i dioden 1350 er koplet til basisdrivlederen 1430. Hver av diodene 1350, 1360 og 1370 er av typen 1N4148.

Som forklart tidligere vil, når transistoren 1590 leder, strøm flyte gjennom primærviklingen som har uttak og er dannet av viklingene 1710 og 1680 i induksjonstransformator T3, slik at energi lagres i dens magnetfelt. En plutselig forandring i strømmen når transistoren 1590 stilles "av", induserer en høy spenning i viklingen 1680 og denne tilføyes den spenning som induseres i viklingen 1710 for å bringe en strøm til å flyte og denne er stort sett lik den som fløt gjennom viklingene like før transistoren ble slått "av". Spenningene som frembringes ved dette induktive "slag" har polaritet som er motsatt den som sto over de induktive impedanser da transistoren var i en "på" tilstand og vil dermed forandre polariteten på den spenning som induseres i basisdrivkretsen, noe som forsterker "av" tilstanden. Her ser man igjen at når strøm flyter mellom lederen 1660 og strømtilførselens returleder 50 gjennom viklingene 1740, 1730, 1710 og 1680 og kapasitansen 1700 nærmer seg en stabil tilstandsverdi, vil "på tilstands"—forløpet gjentas.

Spenningene som induseres koples til gassutladningslampen 1900 ved hjelp av utgangstransformatoren T2 gjennom den magnetiske kopling til primærviklingen 1730. Transformatoren T2 er bygget opp på en kommersiell tilgjengelig kjerne med betegnelsen P43007 som fåes fra Magnetics, Inc. i East Butler, Pa., USA. Primærviklingen 1730 har 90 vindinger, mens sekundærviklingen 1765 har 180 vindinger, sekundærviklingen 2040 har 3 vindinger og sekundærvikl ingen 1790 har 7 vindinger. Som vist på figur 5 blir drivspenningen som tilføres gassutladningslampen 1900 indusert i den avstemte sekundærviklingen 1765 i utgangstransformatoren T2. Sekundærviklingen 1765 er avstemt med kapasitansen 1940 på 15 nf koplet i parallell med viklingen 1765 til frembringelse av en sinusformet spenning. Denne sinusformede spenning blir koplet til gassutladningslampen gjennom en seriekoplet kapasitans 2010 på 0,1 uF. I tillegg Innbefatter utgangstransformatoren T2 et par filamentspenningsviklinger 1790 og 2040 hver koplet til et tilhørende filament 1870 og 1880. Filamentspenningen fra viklingen 1790 er koplet til filamentet 1870 gjennom en diode 1810 med betegnelsen 1N4934 for isolasjon av filament-følestrømmen fra filamentviklingen 1790.

Påvisning av en tomgangstilstand når gassutladningslampen 1900 koples fra kretsen oppnås ved føring av en liten likestrøm gjennom filamentet 1870. En spenningsdeler dannes av seriekombinasjonen av motstandene 1270, 1830 og filamentet 1870. Motstanden 1270 har en verdi på 470 Kohm og er ved en ende forbundet med koplingskretsens inngangsleder 1660 og ved den motstående ende til koplingslederen 1280. Motstanden 1830 har en verdi på 10 Kohm og er ved en ende forbundet med koplingslederen 1280 og ved den motstående ende til enden av filamentet 1870 som har sin motstående ende forbundet med strømtilførselens returleder 50. Når så gassutladningslampen 1900 blir elektrisk forbundet med det elektroniske ballastsystem 10, vil en strøm flyte gjennom motstandene 1270 og 1830 og gjennom filamentet 1870. En zenerdiode 1490 med betegnelsen 1N5256B er forbundet med koplingspunktet 1840 for koplingslederen 1280 til føling av spenningsfallet over motstanden 1830 og filamentet 1870. Spenningsfallet over motstanden 1830 og filamentet 1870 er forhåndsbestemt til å være lavere enn zenerspenningen for dioden 1490. Anoden i dioden 1490 er koplet til basis i en transistor 1380 som står i et parallellforhold med transistoren 1382 der kollektorene i begge transistorer 1380 og 1382 er forbundet med koplingslederen 1520 og begge emittere er forbundet med en koplings-leder 1480. Man ser derfor at enten transistoren 1380 eller 1382 når de stilles "på" vil forspenne transistoren 1440 til en "på" tilstand, noe som avslutter ledningen gjennom transistoren 1590. Transistoren 1380 er av samme type som transistoren 1382 og har samme produksjonsbetegnelse.

Når gassutladningslampen 1900 blir elektrisk frakoplet fra det elektroniske ballastsystem 10, vil strømmen som flyter gjennom motstandene 1270 og 1830 opphøre og derved heve potensialet for koplingspunktet 1840 stort sett til inngangsspenningen på lederen 1660. Denne spenning forspenner zenerdioden 1490 til ledning og dermed stilles transistoren 1380 "på". Når transistoren 1380 stilles "på" vil dette også stille transistoren 1440 på noe som på sin side avkopler koplingstransistoren 1590. Denne beskyttelseskrets for tomgangstilstanden forhindrer frembringelsen av den høyspen-ning som normalt driver gassutladningslampen når lampen frakoples kretsen, noe som gjør utskiftning av lysstoffrør betydelig tryggere enn tidligere kjente systemer. I tillegg vil denne avbrytelse av høyspenningsfrembringelsen også avbryte induksjonen av spenning i sekundærviklingen 820 i induksjonstransformatoren T3. Dette vil på sin side avbryte frembringelsen av støttespenning fra den regulerte strøm-tilførsel og vil tilføre bare den meget lavere likerettede spenning som fremkommer ved inngangen til den regulerte strømtilførsel.

Man vil derfor se at sammenstillingen av komponenter som utgjør det universelle elektroniske ballastsystem 10 danner en meget effektiv og særlig velregulert anordning for drift av en gassutladningslampe. Den regulerte strømtilførselsdel i kretsen er tilpasset for å gi en støttespenning på tilnærmet 430 V og muliggjør drift med veksel spenningsinnganger i området fra 85 til 275 V. Da støttespenningen blir frembragt av en koplende strømtilførsel med sin egen frekvensstyring i tillegg det elektroniske ballastsystem arbeider like godt i 50 Hz system som systemer med 60 Hz. Til slutt er man kommet frem til en forbedret drift av koplingskretsen ved hjelp av hvilke transistoren 1590 hurtig stilles "av" ved en på forhånd bestemt strømverdi for opprettholdelse av sammen-hengende kretsdrift uavhengig av karakteristikkene for en bestemt transistor 1590. Denne regulering i kombinasjon med resonanskollektorkretsen muliggjør drift av mange forskjel lige gassutladningslamper med varierende elektriske karakteristikker og wattstyrker som ligger fra omtrent 20—50 watt.

Claims (16)

1. Universelt, elektronisk ballastsystem for kopling til en kraftkilde for aktivering av minst én gassutladningslampe som har en hvilken som helst av et flertall av forutbestemte wattstyrker og som har et par oppvarmerfilamenter, der nevnte ballastsystem innbefatter a) filterinnretning (12) for kobling til nevnte kraftkilde (100, 110) for i alt vesentlig å undertrykke uvedkommende signaler fra å komme inn i eller ut fra nevnte kraftkilde, b) regulert kraftforsyningsinnretning (14) koplet til nevnte filterinnretning for (1) å opprettholde en i alt vesentlig konstant, sinusformet belastningsstrøm fra nevnte kraftkilde, og (2) å tilveiebringe en regulert likespenningsutgang (1640, 1180), c) innretning (16) for å generere en regulert, pulserende strøm koplet til nevnte regulerte utgang på nevnte regulerte kraftforsyningsinnretning, idet nevnte innretning for generering av pulserende strøm innbefatter svitsjingsinnretning (1590) som har respektive styrings-, inngangs- og utgangsterminaler (1630, 1610, 1600), der nevnte utgangsterminal er koplet til en returledning (1180) hos nevnte regulerte kraftforsyningsinnretning for generering av nevnte pulserende strøm, og d) induksjonsinnretning koplet til nevnte svitsjingsinnretning for å aktivere nevnte gassutladningslampe, idet nevnte induksjonsinnretning innbefatter en utgangstransformator (T2) koplet til nevnte gassutladningslampe (1900),karakterisert ved at nevnte innretning for generering av pulserende strøm innbefatter reguleringsinnretning koplet til nevnte svitsjingsinnretning for regulering av nevnte pulserende strøm som reaksjon på en bestemt forsterkningsverdi hos nevnte svitsjingsmiddel og en belastningsstrøm definert av nevnte gassutladningslampe som har en bestemt av nevnte flertall av forutbestemte wattstyrker og at nevnte kraftforsyningsinnretning innbefatter innretning (540, 660, 470, 870, 900, 1020, 1120, 1125 ) for å opprettholde nevnte i alt vesentlig konstante, sinusformede belastningsstrøm i alt vesentlig i fase med en sinusspenning fra nevnte kraftkilde for derved i alt vesentlig å hindre generering av signaler med harmonisk frekvens.

2. System som angitt i krav 1,karakterisert vedat nevnte svitsjingsinnretning innbefatter første transistorinnretning (1590) som har basis (1630), kollektor (1610) og emitter (1600), idet nevnte kollektor er koplet til en primærvikling (1730) på nevnte utgangstransformator for å indusere en spenning i denne som reaksjon på nevnte pulserende strøm.

3. System som angitt i krav 2,karakterisert vedat nevnte reguleringsinnretning innbefatter basisdrivinnretning (1340, 1300) koplet til nevnte basis på nevnte første transistorinnretning for å generere et svitsjingssignal som reaksjon på nevnte pulserende strøm.

4. System som angitt i et hvilket som helst av kravene 2 eller 3,karakterisert vedat nevnte svitsjingsinnretning innbefatter beskyttelseinnretning (1380, 1382,

1440) koplet til nevnte første transistorinnretning for å regulere forsterkningsverdien i nevnte svitsjingsinnretning som reaksjon på at nevnte pulserende strøm overskrider en bestemt verdi og å avslutte nevnte svitsjingssignal som reaksjon på et tilbakekoplet signal (1840) fra nevnte induksjonsinnretning som indikerer elektrisk fråkopling av nevnte gassutladningslampe.

5. System som angitt i krav 4,karakterisert vedat nevnte beskyttelseinnretning innbefatter andre transistor-innretninger (1440) som har basis, kollektor og emitter for å shuntkople svitsjingssignal fra nevnte basis på nevnte første transistorinnretning, idet nevnte andre transistorinnretning har en kollektor-til-emitter vei koplet i parallelt forhold til en basis-til-emitter overgang i nevnte første transistorinnretning .

6. System som angitt i krav 5,karakterisert vedat nevnte beskyttelseinnretning innbefatter innretninger (1270, 1490, 1830, 1380) for å detektere elektrisk fråkopling av nevnte gassutladningslampe som er koplet til nevnte andre transistorinnretning og nevnte induksjonsinnretning.

7. System som angitt i krav 6,karakterisert vedat nevnte detekteringsinnretning innbefatter tredje transistorinnretning (1380) koplet til nevnte andre transistorinnretning (1440) for å endre en forspenningstilstand for nevnte basis på nevnte andre transistorinnretning, som reaksjon på nevnte tilbakekoplede signal (1840).

8. System som angitt i krav 6 eller 7,karakterisert vedat nevnte beskyttelseinnretning innbefatter strømavfølende innretning (1540, 1382) for å endre en forspenningstilstand for nevnte basiselement på nevnte andre transistorinnretning som reaksjon på en emitterstrøm i nevnte første transistorinnretning som overskrider en forutbestemt verdi.

9. System som angitt i et hvilket som helst av kravene 4-7,karakterisert vedat nevnte induksjonsinnretning innbefatter spenningsdelerinnretning (1830, 1270) koplet til ett (1870) av gassutladningslampens (1900) oppvarmer filamenter (1870, 1880) for å tilveiebringe nevnte tilbakekoplingssignal (1840) som reaksjon på at en forutbestemt strømflyt gjennom nevnte filament faller under en bestemt verdi.

10. System som angitt i krav 3, eller et hvilket som helst av kravene 4 - 10, underordnet krav 3,karakterisert vedat nevnte basisdrivinnretning innbefatter en belastningsstrømavfølende transformator (Tl) som har en primærvikling (1740) koplet i serieforhold med nevnte primærvikling (1730) hos nevnte utgangstransformator, idet nevnte belastningsstrømavfølende transformator har en sekundærvikling (1340) koplet i serieforhold med nevnte basis på nevnte første transistorinnretning for å regulere størrelsen av nevnte svitsjingssignal som reaksjon på nevnte pulserende strøm.

11. System som angitt i krav 10,karakterisertved at nevnte basisdrivinnretning dessuten innbefatter en kollektorstrøm avfølende transformator (T3) som har en uttakforsynt primærvikling (1710, 1680) koplet i serieforhold med den nevnte primærvikling på nevnte utgangstransformator, idet nevnte uttak på nevnte uttaksforsynte primærvikling er koplet til nevnte kollektorelement på nevnte første transistorinnretning, idet nevnte kollektorstrøm avfølende transformator har en første sekundærvikling (1300) koplet i serieforhold med nevnte basis på nevnte første transistorinnretning for kopling av et signal som er proporsjonalt med nevnte kollektorstrøm til nevnte basis på nevnte første transistorinnretning.

12. System som angitt i krav 11,karakterisertved at nevnte kollektorstrømavfølende transformator dessuten innbefatter en sekundærvikling (820) koplet til nevnte regulerte kraftforsyningsinnretning, hvorved en spenning genereres for å kraftforsyne minst ett av et flertall av aktive elementer (660, 1120, 1125) i nevnte regulerte kraftforsyningsinnretning som reaksjon på generering av nevnte pulserende strøm ved hjelp av nevnte svitsj ingsinnretning.

13. System som angitt i et hvilket som helst foregående krav,karakterisert vedat nevnte regulerte kraftforsyningsinnretning innbefatter styrekretsinnretning (660) koplet til nevnte filterinnretning for å drive en spenningsforsterkningskrets som reaksjon på et inngangssignal (770) som representerer en størrelse av en spenning som tilføres fra nevnte kraftkilde.

14. System som angitt i krav 13,karakterisertved at nevnte regulerte kraftforsyningsinnretning dessuten innbefatter første forsterkerinnretning (1120) som har en inngangsterminal (1170) koplet til nevnte regulerte likespenningsutgang for å generere et første tilbakekoplet signal som reaksjon på en størrelse av nevnte regulerte likespenningsutgang, idet nevnte første forsterkerinnretning har en utgangsterminal (1130) koplet til nevnte styrekretsinnretning for å kople nevnte første tilbakekoplingssignal til denne.

15 . System som angitt i krav 13 eller 14,karakterisert vedat nevnte regulerte krafttilførsels-innretning dessuten innbefatter andre forsterkerinnretninger (1125) som har en inngang (610) koplet til nevnte spenningsforsterkningskrets for å generere et andre tilbakekoplingssignal som reaksjon på en drivstrøm i nevnte spenningsforsterkningskrets, idet nevnte andre forsterkerinnretning har en utgang (480) koplet til nevnte styrekretsinnretning for å kople nevnte andre tilbakekoplingssignal til denne.

16. System som angitt i krav 15, underordnet krav 14,karakterisert vedat nevnte spenningsforsterkningskrets innbefatter drivtransistorinnretning (540) koplet til nevnte styrekretsinnretning for å svitsje en strøm som reaksjon på et modulert svitsjingssignal fra nevnte styrekretsinnretning, idet nevnte modulerte svitsjing er pulsbreddemodulert som følge av (1) nevnte størrelse av nevnte spenning som tilføres fra nevnte kraftkilde, (2) nevnte første tilbakekoplingssignal og (3) nevnte andre tilbakekoplingssignal .