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WO2023222282A1 - Dispositif a ondes acoustiques de surface integrant une couche mince de materiau metallique - Google Patents

Dispositif a ondes acoustiques de surface integrant une couche mince de materiau metallique Download PDF

Info

Publication number
WO2023222282A1
WO2023222282A1 PCT/EP2023/057115 EP2023057115W WO2023222282A1 WO 2023222282 A1 WO2023222282 A1 WO 2023222282A1 EP 2023057115 W EP2023057115 W EP 2023057115W WO 2023222282 A1 WO2023222282 A1 WO 2023222282A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
layer
thickness
dielectric layer
metal layer
wave device
Prior art date
Application number
PCT/EP2023/057115
Other languages
English (en)
Inventor
Sylvain Ballandras
Thierry LAROCHE
Alexandre CLAIRET
Eric MICHOULIER
Original Assignee
Soitec
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Soitec filed Critical Soitec
Publication of WO2023222282A1 publication Critical patent/WO2023222282A1/fr

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    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
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    • H03H9/02535—Details of surface acoustic wave devices
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Definitions

  • the field of the invention is that of surface elastic wave devices (SAW for Surface Acoustic Wave in English terminology) with composite structures integrating a thin layer of piezoelectric material resting on a semiconductor substrate.
  • SAW Surface Acoustic Wave
  • SAW devices Surface elastic wave devices, or SAW devices, are used in many applications, and in particular in electronic applications where they form the central element of filters, oscillators, delay lines and even transformers.
  • Piezoelectric materials generate an electrical voltage when they are deformed under the action of mechanical stress, and, conversely, deform when an electrical voltage is applied to them.
  • the mechanical signal translated into the piezoelectric material has a frequency dependence on the alternating electrical signal, which dependence is a function of the characteristics of the electrode(s), the properties of the piezoelectric material and other factors such as the shape of the wave device elastics and other structures constituting the device.
  • Elastic wave devices exploit this frequency dependence to provide one or more functions by means of surface elastic wave (SAW) resonators or SAW transducers, which are increasingly used to form, for example, so-called filters.
  • SAW surface elastic wave
  • SAW implemented in the transmission and reception of RF signals for applications in telecommunications.
  • a SAW filter comprises at least one SAW transducer, potentially connected to other transducers so as to perform a filtering function between an input port and an output port.
  • a SAW filter typically comprises an input SAW transducer and an output SAW transducer formed on the same piezoelectric element, the input SAW transducer generating elastic surface waves from an arriving electrical signal, the output SAW transducer receiving the surface elastic wave and converting it into an outgoing electrical signal.
  • the geometry and dimensions of the transducers, the types and shapes of the materials used determine the characteristics of the SAW filter such as the coupling and reflection factors, the Q quality factors at resonance or anti-resonance, the band bandwidth, parasitic responses, the suppression of high orders of resonance, or even temperature dependence.
  • the interdigitated SAW transducer 100 comprises a piezoelectric layer 140 resting on a substrate 110, a pair of electrodes 150A and 150B in contact with a surface of the piezoelectric layer 140, a metal layer 120 interposed between the substrate 110 and the piezoelectric layer 140, and a dielectric layer 130 interposed between the metal layer 120 and the piezoelectric layer 140.
  • the electrodes 150A and 150B respectively comprise fingers 152A and 152B extending in the same direction D so as to form a periodic structure of period 2p in a direction perpendicular to the direction D, in which the fingers of the two electrodes are placed alternately , in a conventional way.
  • Such a device represents the outcome of a compromise capable of being implemented as an elastic wave device benefiting from the positive electromagnetic shielding effects of a metallic layer interposed between the piezoelectric layer and the substrate of the latter, while maintaining excellent performance in terms of phase speed, reflection coefficient and electromechanical coupling coefficient k S 2 in the device structure.
  • the dielectric layer may have a thickness of between 250 nm and 400 nm;
  • the dielectric layer may have a thickness greater than five times the thickness of the metal layer
  • the dielectric layer and the optional dielectric layer can each have a thickness of less than 300 nm;
  • the sum of the thickness of the dielectric layer and the thickness of the optional dielectric layer is less than 200 nm;
  • the ratio of the thickness of the optional dielectric layer to the sum of the thickness of the dielectric layer and the thickness of the optional dielectric layer may be between 15% and 30%;
  • the piezoelectric layer may comprise a juxtaposition of a layer of lithium tantalate LiTaO 3 and a layer of lithium niobate LiNbO 3 ;
  • the metallic layer comprises metallized surfaces separated by a distance less than or equal to the interdigital distance.
  • the invention extends to a filtering device comprising the surface elastic wave device.
  • the invention also relates to a method of manufacturing the device comprising a direct bonding step.
  • acoustic wave device comprising two transducers corresponding to that of the or to that of the ;
  • the inventors of the present invention started from a generic SAW interdigitated transducer structure, and carried out numerous numerical modelings in order to determine certain parameters critically influencing the performance of an interdigitated SAW transducer and to define rules of design of such a transducer.
  • A a plan view of a SAW 200 interdigitated transducer according to the invention, and in B) a section of this transducer along the plane passing through the segment YY' and perpendicular to the plan view.
  • the interdigitated SAW transducer 200 includes a piezoelectric layer 240 resting on a substrate 210; a pair of electrodes comprising a first electrode 250A and a second electrode 250B each in contact with a surface of the piezoelectric layer 240 located on top thereof such that the piezoelectric layer 240 is interposed between the substrate 210 and the pair of electrodes; a metal layer 220 interposed between the substrate 210 and the piezoelectric layer 240; and a dielectric layer 230 interposed between the metal layer 220 and the piezoelectric layer 240.
  • the piezoelectric layer 240 is in direct contact with the dielectric layer 230
  • the dielectric layer 230 is in direct contact with the metal layer 220
  • the metal layer 220 is in direct contact with the substrate 210.
  • the acoustic wavelength ⁇ of the operated mode is equal to the period 2p, and in a non-limiting manner the transducer operating under Bragg conditions (the electrode period p of the transducer is twice less than the wavelength ⁇ ) for that particular wavelength.
  • This period 2p is understood as the distance separating the central axes of extension of two adjacent fingers of the same electrode, that is to say axes each forming an axis of symmetry of the corresponding finger, this axis being parallel to the direction D of finger extension.
  • the metal layer 220 and the electrodes 250A and 250B are preferably made independently of a light metal known to be a good electrical conductor such as aluminum or of an aluminum alloy such as Al-Cu, Al-Si or Al-Ti , this in order to limit the effect of the mass of the layer (mass loading effect in English terminology) and the resistive losses on the frequency response of the transducer.
  • a light metal known to be a good electrical conductor such as aluminum or of an aluminum alloy such as Al-Cu, Al-Si or Al-Ti , this in order to limit the effect of the mass of the layer (mass loading effect in English terminology) and the resistive losses on the frequency response of the transducer.
  • the metal layer 220 may be made of a material different from that constituting the electrodes 250A and 250B.
  • the metal layer can optionally be in contact with, for example, a fixed potential such as ground. This contact requires additional manufacturing steps, but makes the layer less sensitive to environmental RF signals.
  • dielectric materials can be in any crystalline form, for example polycrystalline or amorphous, as they are obtained using the usual deposition methods of microelectronics.
  • the distance between two corresponding parts of a first finger 252A and a second finger 252B adjacent to this first finger defines an electrode period p of the interdigitated SAW transducer 200.
  • the resulting elastic waves, translated from the input electrical signal, are mainly surface elastic waves that we seek to obtain in the context of the operation of a SAW transducer.
  • This frequency dependence is often described in terms of changes in harmonic admittance, therefore in terms of harmonic conductance and harmonic susceptance, between the first electrode 252A and the second electrode 252B, varying as a function of frequency. of the alternating electrical input signal.
  • the elastic waves translated from the input alternating electrical signal travel through the piezoelectric layer 240 and finally reach the second electrode 252B where they are converted into an output alternating electrical signal.
  • the elastic waves can also remain confined under the interdigitated transducer when the latter is surrounded by reflecting mirrors consisting of a network of electrodes similar to those of the transducer, preferably, without having to be limited to this embodiment, brought to the electrical mass, of mechanical period close to or identical to that of the transducer and reflecting towards the latter the incident waves in phase, thus creating a surface wave resonator.
  • This resonator can constitute the basic element of a so-called “impedance element” filter combining poles and zeros to form the targeted transfer function.
  • the inventors have carried out numerous digital modeling in order to determine the parameters to be set in order to be able to obtain interdigitated SAW transducers meeting precise specifications, and in particular the thicknesses of the metal layer 220 and the dielectric layer 230.
  • coefficients a 0 to a 3 and b 0 to b 2 depend on the working frequency, the materials chosen as well as the other thicknesses of this stack, apart from the thickness of the dielectric layer present between the piezoelectric layer and the layer metallic.
  • the thicknesses of the metal layer 220 and the dielectric layer 230 being at least approximately determined, the person skilled in the art will therefore know how to choose and adjust the thicknesses and the materials (including their respective orientations) in order to optimize the operation of the device in depending on the technical specifications of the latter.
  • a first series of modeling made it possible to verify the relevance of this generic structure, and in particular the interest and possible disadvantages of the metal layer 220.
  • This metal layer structure is illustrated in B) of the , the classical structure corresponding to the structure of the of which the metallic layer 220 would have been omitted.
  • the classic structure consisted of a piezoelectric layer of LiTaO 3 (YXl) / 42° according to the nomenclature of the IEEE Std-176 standard, 600 nm thick fixed on a substrate made of a silicon wafer orientation (100) and residual conductivity of 100 Sm -1 via a layer of silicon oxide (modeled as fused quartz) 500 nm thick, corresponding respectively to layers 240, 210 and 230 of the .
  • the electrodes were modeled as consisting of an infinite array of 2% copper aluminum alloy electrodes with an electrode period p of 1 ⁇ m, a metallization ratio M of 50%, and a relative thickness h/ ⁇ (thickness normalized in relation to the acoustic wavelength ⁇ ) of 5%.
  • the metal layer structure was identical to the classic structure, except that it additionally included the metal layer 220 of the , consisting of an aluminum alloy with 2% copper 50 nm thick between the silicon substrate and the silicon oxide layer, structure corresponding to the sectional view of the .
  • the harmonic admittances of these two structures were calculated using calculation methods by coupling finite elements and boundary elements, more specifically a method called FEM-BIM (Finite Element Method-Boundary Integral Method).
  • the losses translated by a finite conductance are due solely to parasitic conductance effects in the silicon substrate: the electric field associated with the mechanical displacement penetrates the structure to a depth of more than 2 ⁇ (the typical value can reach 10 ⁇ or more for pure shear waves ) and therefore generates leakage currents which capture the excitation energy provided by the input signal and convert it into heat.
  • the silicon substrate even of high resistivity, has electrical charge carriers with sufficiently long lifetimes to induce the creation of a parasitic capacitance at the interface between the silicon substrate 210 and the dielectric layer 230 of silicon oxide.
  • the reason for the harmonic conductance weakening is that the metal layer provides an electromagnetic shield between the piezoelectric layer and the substrate, eliminating any electric field penetration into the volume of the silicon substrate, thereby suppressing the appearance of parasitic conductance .
  • the suppression of leaks by the metal layer is effective for any type of metal and any thickness of the metal layer, but it is preferable to limit this thickness in order to avoid the appearance of new modes degrading the spectral purity of the confining structure. the elastic wave on the surface.
  • the metallic layer (i) in particular aluminum or an alloy containing more than 90% aluminum such as Al -Cu, Al-Si or Al-Ti and (ii) a metal thickness between 5nm and 100nm, or even between 5nm and 10nm.
  • the distance d separating two contiguous metallized surfaces should ideally be less than ⁇ , preferably less than ⁇ /2, more preferably less than ⁇ /4, as illustrated by the , with a metal layer 220 consisting of a two-dimensional matrix of metallized surfaces 222 separated from each other by a distance d.
  • This condition is in no way limiting but favors the reduction of the mean free path of the charges induced at the oxide/silicon (and more generally dielectric/semiconductor) interface.
  • any kind of geometry and distribution (square, triangular, hexagonal, other) can be used for the elements of this matrix.
  • a second series of modeling made it possible to evaluate the effect of the thickness of the metallic layer 220 on the characteristic quantities of surface waves as well as the dielectric permittivity.
  • the metal layer is made up of a layer of titanium with a thickness varying between 1 nm and 50 nm.
  • the mass effect of the metal layer is more significant, with a variation of approximately -2 ms -1 .nm -1 or -50 ppm.nm -1 .
  • the thickness of the metal layer greater than 0.25% of the acoustic wavelength ⁇ in order to maintain the electromagnetic shielding effect provided by the metal layer.
  • the loss angle tg( ⁇ ) was set at 10 -2 for SiO 2 , 10 -3 for silicon and 10 -4 for LiTaO 3 .
  • this coefficient makes it possible to calculate the imaginary parts of the dielectric constants from their real value according to the process well known to those skilled in the art.
  • the aluminum layer was configured to be representative of the metallization of a SAW filter in the frequency range 1 to 2 GHz, i.e. considered to occupy an area of 1 mm2 maximum.
  • the metallization of the piezoelectric layer for example by limiting the surface occupied by the layer defining the electrodes of the resonators and their respective connection pads to values less than 10 4 ⁇ m2.
  • connection pads Preferably, the only cumulative surface area of the connection pads must remain less than 10 4 ⁇ m2, each connection pad being defined as a region of the layer defining the electrodes forming a rectangle of sufficient surface area, designed to allow micro-welding by crushing wire or ball, “wedge bonding” and “ball bonding”, respectively, in English terminology.
  • the presence of the dielectric layer 230 is necessary in order to reduce the HBAR effect (High Overtone Bulk Acoustic Resonator in English terminology) due to the presence of the metal layer 220, and thereby to reduce the responses parasites thus induced at the level of the SAW 200 interdigitated resonator.
  • a fifth series of modeling made it possible to evaluate the effect of the thickness of the dielectric layer 230 on the characteristic quantities of the surface waves as well as the dielectric permittivity.
  • An alternative to placing the metal layer 220 directly in contact with the substrate 210 consists of interposing an optional dielectric layer 330 between them, so as to obtain the layer structure illustrated by the , called “optional dielectric layer structure”.
  • the mass effect is linked to the increase in mass per unit volume of the place of propagation of the wave.
  • the more the metallic layer is comparatively heavy eg 10.22 g.cm - 3 for a metallic layer of molybdenum compared to 2.65 g.cm - 3 for a dielectric layer of silica
  • the more the phase speed will be slowed down by said mass effect eg 10.22 g.cm - 3 for a metallic layer of molybdenum compared to 2.65 g.cm - 3 for a dielectric layer of silica
  • the mass effect of all the two dielectric layers (e.g. silica) still present in the stack is naturally taken into account with a constant sum of thicknesses from a calculation to the other, only the position of the metal layer changing and therefore its influence on the phase speed in the same way.
  • a sixth series of modeling made it possible to evaluate the effect of the thicknesses of the dielectric layer 230 interposed between the piezoelectric layer 240 and the metal layer 220 and of the optional dielectric layer 330 interposed between the substrate 210 and the metal layer 220 on the characteristics of the SAW 200 interdigitated transducer.
  • a dielectric layer 230 and an optional dielectric layer 330 each having a thickness of less than 300 nm, preferably less than 100 nm.
  • the ratio of the thickness of the optional dielectric layer to the sum of the thickness of the dielectric layer and the thickness of the optional dielectric layer is between 15% and 30%.
  • One application of the surface wave device according to the invention is a filtering device comprising a pair of transducers such as that illustrated by the .
  • one of the two SAW transducers is an input SAW transducer and the other is an output SAW transducer.
  • the devices illustrated in Figures 2 and 8 can be manufactured according to processes each including one or more direct bonding steps, in particular by molecular bonding, between two of the layers constituting the structures of the devices.

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Abstract

L'invention porte sur un dispositif (200) à ondes de surface comprenant un substrat (210); une couche piézoélectrique (240) au-dessus d'une face supérieure du substrat; une paire d'électrodes (250A, 250B) en contact avec la couche piézoélectrique, les deux électrodes comprenant des doigts (252A, 252B) s'étendant selon une même direction de manière à former une structure périodique dans laquelle les doigts des deux électrodes alternent les uns avec les autres, et présentant une distance interdigitale (2p) séparant des centres de deux doigts adjacents d'une même électrode; une couche métallique (220) interposée entre le substrat et la couche piézoélectrique; et une couche diélectrique (230) interposée entre la couche métallique et la couche piézoélectrique, dispositif dans lequel la couche métallique présente une épaisseur comprise entre 5 nm et 100 nm et la couche diélectrique présente une épaisseur comprise entre 25 nm et 600 nm.

Description

DISPOSITIF A ONDES ACOUSTIQUES DE SURFACE INTEGRANT UNE COUCHE MINCE DE MATERIAU METALLIQUE
Le domaine de l’invention est celui des dispositifs à ondes élastiques de surface (SAW pour Surface Acoustic Wave en terminologie anglaise) à structures composites intégrant une couche mince de matériau piézoélectrique reposant sur un substrat semi-conducteur.
Les dispositifs à ondes élastiques de surfaces, ou dispositifs SAW, sont employés dans de nombreuses applications, et en particulier dans les applications électroniques où ils forment l’élément central de filtres, d’oscillateurs, de lignes de retard ou encore de transformateurs.
Les matériaux piézoélectriques génèrent une tension électrique lorsqu'ils sont déformés sous l’action d’une contrainte mécanique, et, réciproquement, se déforment lorsqu'une tension électrique leur est appliquée.
Par conséquent, lorsqu'un signal électrique alternatif est appliqué à une ou plusieurs électrodes en contact avec le matériau piézoélectrique, un signal mécanique correspondant (c'est-à-dire une oscillation ou une vibration) est généré au niveau de ce matériau piézoélectrique : le signal électrique est traduit en un signal mécanique.
Le signal mécanique traduit dans le matériau piézoélectrique présente une dépendance en fréquence par rapport au signal électrique alternatif, dépendance qui est fonction des caractéristiques de la ou des électrodes, des propriétés du matériau piézoélectrique et d'autres facteurs tels que la forme du dispositif à ondes élastiques et d'autres structures constituant le dispositif.
Les dispositifs à ondes élastiques exploitent cette dépendance en fréquence pour fournir une ou plusieurs fonctions au moyen de résonateurs à ondes élastiques de surface (SAW) ou transducteurs SAW, qui sont de plus en plus utilisés pour former, par exemple, des filtres dits « filtres SAW » mis en œuvre dans la transmission et la réception de signaux RF pour des applications dans la télécommunication.
Un filtre SAW comprend au moins un transducteur SAW, connecté potentiellement à d’autres transducteurs de façon à réaliser une fonction de filtrage entre un port d’entrée et un port de sortie.
De manière non limitative, un filtre SAW comprend typiquement un transducteur SAW d’entrée et un transducteur SAW de sortie formés sur un même élément piézoélectrique, le transducteur SAW d’entrée générant des ondes élastiques de surface à partir d’un signal électrique arrivant, le transducteur SAW de sortie recevant l’onde élastique de surface et la convertissant en un signal électrique sortant.
La géométrie et les dimensions des transducteurs, les types et les formes des matériaux utilisés conditionnent les caractéristiques du filtre SAW telles que les facteurs de couplage et de réflexion, les facteurs de qualité Q à la résonance ou à l’anti-résonance, la bande passante, les réponses parasites, la suppression de hauts ordres de résonances, ou encore la dépendance en température.
Le brevet US 10,938,367 B2 divulgue un transducteur SAW interdigité 100 (IDT en terminologie anglaise, pour Inter Digital Transducer), illustré par la , avec une vue d’en haut en A) et une vue en coupe selon le plan XX’ en B).
Le transducteur SAW interdigité 100 comprend une couche piézoélectrique 140 reposant sur un substrat 110, une paire d’électrodes 150A et 150B en contact avec une surface de la couche piézoélectrique 140, une couche métallique 120 interposée entre le substrat 110 et la couche piézoélectrique 140, et une couche diélectrique 130 interposée entre la couche métallique 120 et la couche piézoélectrique 140.
Les électrodes 150A et 150B comprennent respectivement des doigts 152A et 152B s’étendant selon une même direction D de manière à former une structure périodique de période 2p selon une direction perpendiculaire à la direction D, dans laquelle les doigts des deux électrodes sont placés en alternance, de manière conventionnelle.
La couche diélectrique et la couche métallique interposées entre la couche piézoélectrique et son substrat permettent d’améliorer le comportement du transducteur, et plus particulièrement de limiter l’apparition de réponses parasites, les pertes induites liés aux propriétés du substrat et des effets d’interfaces au sein de l’empilement.
Cependant, les informations divulguées par le brevet US 10,938,367 B2 restent insuffisantes en vue d’applications pratiques requérant des caractéristiques particulières et/ou de hauts niveaux de performance pour un transducteur SAW.
Un but de l’invention est de caractériser des dispositifs à ondes de surface de manière à leur donner des paramètres opérationnels suffisants pour les mettre en œuvre dans des applications pratiques, au-delà des simples principes de fonctionnement de l’art antérieur.
A cet effet, l’invention concerne un dispositif à ondes élastiques de surface comprenant un substrat ; une couche piézoélectrique au-dessus d’une face supérieure du substrat ; une paire d’électrodes en contact avec la couche piézoélectrique, les deux électrodes comprenant des doigts s’étendant selon une même direction de manière à former une structure périodique dans laquelle les doigts des deux électrodes alternent les uns avec les autres, et présentant une distance interdigitale séparant les centres de deux doigts adjacents d’une même électrode ; une couche métallique interposée entre le substrat et la couche piézoélectrique ; et au moins une couche diélectrique interposée entre la couche métallique et la couche piézoélectrique, dispositif dans lequel la couche métallique présente une épaisseur comprise entre 5 nm et 100 nm et la (ou les) couche(s) diélectrique(s) présente(nt) une épaisseur comprise entre 25 nm et 600 nm.
Un tel dispositif représente l’aboutissement d’un compromis apte à être mis en œuvre en tant que dispositif à ondes élastiques bénéficiant des effets positifs de blindage électromagnétique d’une couche métallique interposée entre la couche piézoélectrique et le substrat de cette dernière, tout en maintenant d’excellentes performances en termes de vitesse de phase, de coefficient de réflexion et de coefficient de couplage électromécanique kS² dans la structure du dispositif.
Selon d'autres caractéristiques non limitatives de l'invention, prises seules, ou selon toute combinaison techniquement réalisable :
- la couche métallique peut présenter une épaisseur comprise entre 0,25% et 5% de la distance interdigitale ;
- la couche diélectrique peut présenter une épaisseur comprise entre 250 nm et 400 nm ;
- la couche diélectrique peut présenter une épaisseur supérieure à cinq fois l’épaisseur de la couche métallique ;
- la couche diélectrique peut présenter une épaisseur inférieure à 200 nm ;
- une couche diélectrique optionnelle peut être interposée entre le substrat et la couche métallique ;
- la couche diélectrique et la couche diélectrique optionnelle peuvent avoir chacune une épaisseur inférieure à 300 nm ;
- la somme de l’épaisseur de la couche diélectrique et de l’épaisseur de la couche diélectrique optionnelle est inférieure à 200 nm ;
- le rapport de l’épaisseur de la couche diélectrique optionnelle sur la somme de l’épaisseur de la couche diélectrique et de l’épaisseur de la couche diélectrique optionnelle peut être compris entre 15% et 30% ;
- la couche piézoélectrique peut comprendre une juxtaposition d’une couche de tantalate de lithium LiTaO3 et d’une couche de niobate de lithium LiNbO3 ; et
- la couche métallique comprend des surfaces métallisées séparées d’une distance inférieure ou égale à la distance interdigitale.
L’invention s’étend à un dispositif de filtrage comprenant le dispositif à ondes élastiques de surface.
L’invention porte également sur un procédé de fabrication du dispositif comprenant une étape de collage direct.
 BREVE DESCRIPTION DES FIGURES
D’autres caractéristiques et avantages de l’invention ressortiront de la description détaillée de l’invention qui va suivre en référence aux figures annexées sur lesquelles :
La illustre schématiquement un transducteur SAW interdigité déjà connu, en vue plane et en coupe ;
La illustre schématiquement un transducteur SAW interdigité selon l’invention, en vue plane et en coupe ;
La comprend deux graphes illustrant l’effet de la présence d’une couche métallique dans un transducteur SAW interdigité ;
La comprend quatre graphes illustrant des grandeurs caractéristiques du transducteur de la en fonction de l’épaisseur de la couche métallique 220 ;
La comprend quatre graphes illustrant chacun la conductance et l’admittance d’une structure similaire à celle de la en fonction des surfaces métalliques en vis-à-vis ;
La comprend six graphes illustrant l’admittance harmonique pour différentes épaisseurs de la couche diélectrique du transducteur de la  ;
La comprend quatre graphes illustrant des grandeurs caractéristiques du transducteur de la en fonction de l’épaisseur de la couche de diélectrique 230 ;
La illustre une variante dans la structure du transducteur de la , avec une couche diélectrique optionnelle 330 ;
La illustre un dispositif à ondes acoustiques comprenant deux transducteurs correspondant à celui de la ou à celui de la  ;
La comprend six graphes illustrant l’admittance harmonique pour différentes combinaisons d’épaisseurs des couches diélectriques 230 et 330 du transducteur de la  ; et
La illustre un procédé de fabrication des dispositifs des figures 2 et 8.
La illustre une couche métallique discontinue.
 DESCRIPTION DETAILLEE DE L’INVENTION
Les inventeurs de la présente invention sont partis d’une structure de transducteur interdigité SAW générique, et ont procédé à de nombreuses modélisations numériques afin de déterminer certains paramètres influant de manière critique sur les performances d’un transducteur SAW interdigité et de définir des règles de conception d’un tel transducteur.
Structure 1 – Simple couche diélectrique
La illustre en A) une vue plane d’un transducteur interdigité SAW 200 selon l’invention, et en B) une coupe de ce transducteur selon le plan passant par le segment YY’ et perpendiculaire à la vue plane.
Le transducteur SAW interdigité 200 comprend une couche piézoélectrique 240 reposant sur un substrat 210 ; une paire d’électrodes comprenant une première électrode 250A et une deuxième électrode 250B chacune en contact avec une surface de la couche piézoélectrique 240 située sur le dessus de celle-ci de sorte que la couche piézoélectrique 240 est interposée entre le substrat 210 et la paire d’électrodes ; une couche métallique 220 interposée entre le substrat 210 et la couche piézoélectrique 240 ; et une couche de diélectrique 230 interposée entre la couche métallique 220 et la couche piézoélectrique 240.
Dans cet exemple, la couche piézoélectrique 240 est en contact direct avec la couche diélectrique 230, la couche diélectrique 230 est en contact direct avec la couche métallique 220, et la couche métallique 220 est en contact direct avec le substrat 210.
Les électrodes 250A et 250B comprennent respectivement des doigts 252A et 252B s’étendant selon une même direction D, de manière à former une structure périodique de période p selon une direction perpendiculaire à la direction D, dans laquelle les doigts des deux électrodes sont placés en alternance, comme visible en particulier en B), de manière à former une structure interdigitée conventionnelle.
La longueur d’onde acoustique λ du mode exploité est égale à la période 2p, et de manière non limitative le transducteur fonctionnant dans les conditions de Bragg (la période d’électrode p du transducteur est deux fois inférieure à la longueur d’onde λ) pour cette longueur d’onde particulière.
Cette période 2p s’entend comme la distance séparant les axes centraux d’extension de deux doigts adjacents d’une même électrode, c’est-à-dire des axes formant chacun un axe de symétrie du doigt correspondant, cet axe étant parallèle à la direction D d’extension des doigts.
Le substrat 210 est préférablement constitué de silicium, et encore plus préférablement d’un silicium de haute qualité acoustique, mais peut également être constitué, par exemple, de verre ou de céramique ou d’un autre matériau semi-conducteur.
La couche métallique 220 et les électrodes 250A et 250B sont préférablement constituées indépendamment d’un métal léger et réputé bon conducteur électrique tel que l’aluminium ou d’un alliage d’aluminium tel que Al-Cu, Al-Si ou Al-Ti, ceci dans le but de limiter l’effet de la masse de la couche (mass loading effect en terminologie anglaise) et les pertes résistives sur la réponse en fréquence du transducteur.
Cependant, en raison de son point de fusion relativement bas, l’aluminium pourrait entraîner des complications lors de la manufacture du transducteur, en particulier lorsque des traitements thermiques à une température supérieure à ce point de fusion sont appliqués, par exemple pour permettre à une couche piézoélectrique de LiTaO3 de recouvrer ses propriétés piézoélectriques.
Dans une telle situation, on pourra utiliser des métaux plus lourds que l’aluminium en dépit de leurs effets négatifs sur l’effet de charge : le molybdène, le tungstène, le platine ou le titane, mais aussi le chrome, le cuivre et le nickel ; alternativement, le scandium et le vanadium ou même du carbone conducteur peuvent être employés au regard de leur masse volumique avantageuse.
Il est entendu que la couche métallique 220 peut être constituée d’un matériau différent de celui constituant les électrodes 250A et 250B. En outre, la couche métallique peut optionnellement être en contact avec, par exemple, un potentiel fixe tel que la masse. Cette mise en contact impose des étapes de fabrication supplémentaires, mais permet rendre la couche moins sensible aux signaux RF environnementaux.
La couche diélectrique 230 est constituée d’un matériau diélectrique tel que de la silice, de préférence du dioxyde de silicium SiO2.
D’autres matériaux peuvent être envisagés, comme le ZrO2, le Ta2O5, le Si3N4 et les combinaisons de ces matériaux entre eux.
La combinaison graduelle de SiO2 et Si3N4 est également envisageable sous forme dite de SiON pour oxy-nitrure de silicium.
Ces matériaux diélectriques peuvent se présenter sous toute forme cristalline, par exemple polycristalline ou amorphe, tels qu’ils sont obtenus selon les méthodes de dépôt usuelles de la microélectronique.
La couche piézoélectrique 240 est préférablement constituée de tantalate de lithium LiTaO3, de niobate de lithium LiNbO3 ou d’une juxtaposition d’une couche de tantalate de lithium LiTaO3 et d’une couche de niobate de lithium LiNbO3 ; on peut également utiliser par exemple du niobate de potassium, du nitrure de gallium, du nitrure d’aluminium, de l’oxyde de zinc ou du quartz ou tout autre matériau piézoélectrique pour former la couche piézoélectrique 240.
La distance entre deux parties correspondantes d’un premier doigt 252A et d’un deuxième doigt 252B adjacent à ce premier doigt définit une période d'électrode p du transducteur SAW interdigité 200.
Le rapport entre la largeur a des doigts 252A et 252B et la période d'électrode p définit un rapport de métallisation M du transducteur 200.
La période d'électrode p et le rapport de métallisation M caractérisent ensemble le transducteur SAW interdigité 200 et peuvent déterminer, avec d'autres facteurs tels que les propriétés de la couche piézoélectrique 240, de la couche diélectrique 230, de la couche métallique 220 ou encore du substrat 210, l’épaisseur h des électrodes (ou sa forme relative h/2p), les paramètres opérationnels du résonateur SAW.
En effet, au cours du fonctionnement du résonateur SAW, un signal d'entrée électrique alternatif fourni à la première électrode 250A est converti en un signal mécanique dans la couche piézoélectrique 240, ce qui génère une ou plusieurs ondes élastiques dans celle-ci.
Les ondes élastiques résultantes, traduites du signal électrique d’entrée, sont principalement des ondes élastiques de surface que l’on cherche à obtenir dans le cadre du fonctionnement d’un transducteur SAW.
L'amplitude et la phase des ondes élastiques ainsi générées dans la couche piézoélectrique dépendent de la fréquence du signal électrique alternatif d'entrée, de la période d'électrode p, de l’épaisseur relative de métal h/2p et du rapport de métallisation M ainsi que des paramètres opérationnels du résonateur SAW 200.
Cette dépendance vis-à-vis de la fréquence est souvent décrite en termes de changements d’admittance harmonique, donc en termes de conductance harmonique et de susceptance harmonique, entre la première électrode 252A et la deuxième électrode 252B, variant en fonction de la fréquence du signal d'entrée électrique alternatif.
Les ondes élastiques traduites du signal électrique alternatif d'entrée se déplacent dans la couche piézoélectrique 240 et atteignent finalement la deuxième électrode 252B où elles sont converties en un signal électrique alternatif de sortie.
Les ondes élastiques peuvent également rester confinées sous le transducteur interdigité lorsque celui-ci est entouré de miroirs réflecteurs constitués d’un réseau d’électrodes similaires à celles du transducteur, préférentiellement, sans pour autant devoir se limiter à ce mode de réalisation, portées à la masse électrique, de période mécanique proche ou identique à celle du transducteur et réfléchissant vers ce dernier les ondes incidentes en phase, créant ainsi un résonateur à ondes de surface. Ce résonateur peut constituer l’élément de base d’un filtre dit à « éléments d’impédance » combinant des pôles et des zéros pour former la fonction de transfert visée.
Sur la base de la structure générique décrite ci-dessus, les inventeurs ont procédé à de nombreuses modélisations numériques afin de déterminer les paramètres à fixer pour être en mesure d’obtenir des transducteurs SAW interdigités répondant à des cahiers des charges précis, et en particulier les épaisseurs de la couche métallique 220 et de la couche diélectrique 230.
D’autres paramètres, influençant par exemple la vitesse de phase, le coefficient de réflexion, la permittivité diélectrique ou encore le couplage électromécanique suivent une loi empirique en fonction de l’épaisseur de la couche diélectrique présente entre la couche piézoélectrique et la couche métallique, loi suivant l’équation 1 suivante :

Eq. 1
Les coefficients a0 à a3 et b0 à b2 dépendent de la fréquence de travail, des matériaux choisis ainsi que des autres épaisseurs de cet empilement, mise à part l’épaisseur de la couche diélectrique présente entre la couche piézoélectrique et la couche métallique.
Les épaisseurs de la couche métallique 220 et de la couche diélectrique 230 étant au moins approximativement déterminées, l’homme de métier saura donc choisir et ajuster les épaisseurs et les matériaux (y compris leurs orientations respectives) afin d’optimiser le fonctionnement du dispositif en fonction des spécifications techniques de ce dernier.
Modélisations 1 - couche métallique, intérêt
Une première série de modélisations a permis de vérifier la pertinence de cette structure générique, et en particulier l’intérêt et les éventuels inconvénients de la couche métallique 220.
A cette fin, deux structures équipées d’électrodes SAW interdigitées ont été comparées via des modélisations : d’une part, une structure classique avec un empilement piézoélectrique / oxyde de silicium / silicium et, d’autre part, une structure similaire à la structure classique dite « structure à couche métallique » mais dans laquelle une couche métallique était introduite à l’interface entre le silicium et l’oxyde de silicium, résultant en un empilement de type piézoélectrique / oxyde de silicium / métal / silicium.
Cette structure à couche métallique est illustrée en B) de la , la structure classique correspondant à la structure de la dont la couche métallique 220 aurait été omise.
Plus spécifiquement, la structure classique était constituée d’une couche piézoélectrique de LiTaO3 (YXl)/42° selon la nomenclature de la norme IEEE Std-176, de 600 nm d’épaisseur fixée sur un substrat constitué d’un wafer de silicium d’orientation (100) et de conductivité résiduelle de 100 S.m-1 via une couche d’oxyde de silicium (modélisée comme du quartz fondu) de 500 nm d’épaisseur, correspondant respectivement aux couches 240, 210 et 230 de la .
Les électrodes étaient modélisées comme constituées d’un réseau infini d’électrodes d’alliage d’aluminium à 2% de cuivre avec une période d’électrode p de 1 µm, un rapport de métallisation M de 50% et une épaisseur relative h/λ (épaisseur normalisée par rapport à la longueur d’onde acoustique λ) de 5%.
La structure à couche métallique était identique à la structure classique, sauf en ce qu’elle comportait en plus la couche métallique 220 de la , constituée d’un alliage d’aluminium à 2% de cuivre de 50 nm d’épaisseur entre le substrat de silicium et la couche d’oxyde de silicium, structure correspondant à la vue en coupe de la .
Les admittances harmoniques de ces deux structures ont été calculées au moyen de méthodes de calcul par couplage d’éléments finis et d’éléments de frontière, plus spécifiquement une méthode dite FEM-BIM (Finite Element Method-Boundary Integral Method).
On peut se référer à la publication de la méthode de calcul par P. Ventura, J. M. Hode, M. Solal, J. Desbois, J. Ribbe « Numerical Method for SAW propagation characterization » dans Proc. of the IEEE Ultrasonics Symposium, pp. 175-186, 1998, et son application aux matériaux multi-couches par S. Ballandras, A. Reinhardt, V. Laude, A. Soufyane, S. Camou, W. Daniau, T. Pastureaud, W. Steichen, R. Lardat, M. Solal, P. Ventura, « Simulations of surface acoustic wave devices built on stratified media using a mixed finite element/boundary element integral formulation » dans Journal of Applied Physics, vol. 96, N°12, pp.7731-7741, 2004.
La montre les conductances et susceptances harmoniques (respectivement Gharmo en traits pleins exprimée en dB/S.m-1 sur les axes des ordonnées du côté gauche de chaque graphe et susceptance Bharmo en pointillés exprimée en S.m-1 sur les axes des ordonnés du côté droit de chaque graphe) de la structure classique en A) et de la structure à couche métallique en B).
En ce qui concerne la structure classique, il apparaît que la conductance G est toujours supérieure à zéro et que les résonances principales et parasites présentent une valeur G finie contrairement aux modes vrais (sans pertes) pour lesquels G peut être assimilé à une fonction de Dirac.
Les pertes traduites par une conductance finie (inférieure à -150 dB sur la ) sont uniquement dues à des effets de conductance parasite dans le substrat de silicium : le champ électrique associé au déplacement mécanique pénètre dans la structure sur une profondeur de plus de 2λ (la valeur typique peut atteindre 10 λ ou plus pour des ondes de cisaillement pures) et génère donc des courants de fuite qui captent l'énergie d’excitation fournie par le signal d’entrée et la convertissent en chaleur.
En effet, on peut démontrer que le substrat de silicium, même de haute résistivité, a des porteurs de charges électriques de durées de vie suffisamment longues pour induire la création d’une capacitance parasite à l’interface entre le substrat 210 de silicium et la couche diélectrique 230 d’oxyde de silicium.
La montre en B) que l’introduction de la couche métallique 220 entre le substrat 210 de silicium et la couche diélectrique 230 d’oxyde de silicium amène les valeurs de la conductance harmonique à ne pas dépasser le niveau du bruit, jusqu’à ce que la fréquence atteigne le point de branchement dit SSBW (Surface Skimming Bulk Wave) à partir duquel les ondes élastiques ne sont plus confinées aux couches supérieures de la structure mais pénètrent le volume du substrat de silicium sous forme d’ondes rayonnées (le modèle suppose un volume de silicium illimité selon la profondeur, voir la figure 2B).
La raison de l’affaiblissement de conductance harmonique est que la couche métallique constitue un blindage électromagnétique entre la couche piézoélectrique et le substrat, éliminant toute pénétration de champ électrique dans le volume du substrat de silicium, ce qui supprime l’apparition de la conductance parasite.
Ceci se traduit par la minimisation voire l’annulation du libre parcours moyen des charges, limitant notablement voire interdisant ainsi l’existence de courants de fuite dus à une propagation cohérente des charges à l’interface.
La suppression des fuites par la couche métallique est effective pour tout type de métal et toute épaisseur de la couche de métal, mais il est préférable de limiter cette épaisseur afin d’éviter l’apparition de nouveaux modes dégradant la pureté spectrale de la structure confinant l’onde élastique en surface.
En outre, utiliser des métaux denses et augmenter l’épaisseur de la couche métallique provoque un effet de masse de la couche (mass loading effect en terminologie anglaise), réduisant les vitesses de propagation des ondes élastiques et modifiant la réponse en fréquence du transducteur.
Ainsi, afin de limiter les inconvénients mentionnés dans les deux paragraphes précédents, on recommande d’utiliser pour la couche métallique (i) des métaux légers, en particulier de l’aluminium ou un alliage à plus de 90% d’aluminium tel que Al-Cu, Al-Si ou Al-Ti et (ii) une épaisseur de métal comprise entre 5 nm et 100 nm, ou même entre 5 nm et 10 nm.
Il est à noter que d’autres modélisations ont permis de confirmer que la présence d’une couche métallique ne modifie pas significativement la vélocité du mode et la capacité de réflexion de ce dernier par la structure, et que son coefficient de couplage électromécanique ks 2 n’est que légèrement inférieur dans le cas où la couche métallique est présente comparé à une structure démunie de celle-ci.
On peut aussi noter que la couche métallique 220 ne se limite pas à une couche continue, mais peut aussi consister en un motif constitué de surfaces métallisées séparées, qui jouent le même rôle de blindage qu’une couche continue, mais permettant de limiter l’effet de masse.
Dans ce contexte, la distance d séparant deux surfaces métallisées contiguës devrait être idéalement inférieure à λ, préférablement inférieure à λ/2, plus préférablement inférieure à λ/4, comme illustré par la , avec une couche métallique 220 constituée d’une matrice bidimensionnelle de surfaces métallisées 222 séparées l’une de l’autre d’une distance d. Cette condition n’est nullement limitative mais favorise la réduction du libre parcours moyen des charges induites à l’interface oxyde/silicium (et plus généralement diélectrique/semi-conducteur).
De manière non-limitative, toute sorte de géométrie et de distribution (carrée, triangulaire, hexagonale, autre) peut être utilisée pour les éléments de cette matrice.
Modélisations 2 – couche métallique et ondes de surface
Une deuxième série de modélisations a permis d’évaluer l’effet de l’épaisseur de la couche métallique 220 sur les grandeurs caractéristiques des ondes de surface ainsi que la permittivité diélectrique.
A cette fin, on a considéré des structures similaires à celle de la , correspondant à la structure à couche métallique de la première série de modélisations, à la différence près que cette fois la couche métallique est constituée d’une couche de titane d’épaisseur variant entre 1 nm et 50 nm.
La montre quatre graphes illustrant les évolutions de grandeurs caractéristiques des ondes de surface ainsi que la permittivité diélectrique dans de telles structures en fonction de l’épaisseur de la couche métallique indiquée en abscisse, variant de 1 nm à 50 nm, avec en A) la vitesse de phase exprimée en m.s-1 et variant entre 4036 et 4048, en B) le coefficient de réflexion exprimé en pourcentage et variant entre 8,86 et 9,06, en C) le coefficient de couplage électromécanique k²s exprimé en pourcentage et variant entre 9,94 et 10,08, et en D) la permittivité diélectrique relative, sans dimension, variant entre 48,499 et 48,5006.
Il apparaît de ces graphes que l’augmentation de l’épaisseur de la couche métallique n’entraîne qu’une très légère dégradation des grandeurs caractéristiques des ondes de surface (vitesse de phase, coefficient de réflexion, coefficient de couplage électromécanique).
La perméabilité relative n’est presque pas affectée par cette augmentation avec moins d’1% de variation, et les variations du coefficient de réflexion et du coefficient de couplage électromécanique restent de l’ordre de 1%, l’ensemble de ces variations peut donc être considéré comme négligeable.
Pour la vitesse de phase, l’effet de masse de la couche métallique est plus important, avec une variation d’environ -2 m.s-1.nm-1 soit -50 ppm.nm-1.
On peut déduire de ces constatations que l’épaisseur de la couche de métal a un impact, et qu’il est avantageux de limiter cet impact en maintenant l’épaisseur de la couche métallique inférieure à 100 nm, ou encore inférieure à 5%, plus préférablement 2,5%, de la longueur d’onde acoustique λ.
En revanche, il est préférable de maintenir l’épaisseur de la couche métallique supérieure à 0,25% de la longueur d’onde acoustique λ afin de conserver l’effet de blindage électromagnétique procuré par la couche métallique.
Modélisations 3 – couche métallique et capacitance parasite
Dans une troisième série de modélisation, au moyen d’un modèle fondé sur une fonction de Green (décrit en détail dans A. Reinhardt, ≪ Simulation, conception et réalisation de filtres à ondes de volume dans des couches minces piézoélectriques ≫, Thèse de Doctorat de l’Université de Franche-Comté en Sciences pour l’Ingénieur, 2005), on a calculé l’admittance, c’est-à-dire la conductance et la susceptance, d’un empilement de matériaux comprenant, du haut vers le substrat, 100 nm d’aluminium, 600 nm de LiTaO3, 500 nm de SiO2 (modélisé comme du quartz fondu), 50 nm de molybdène, 650 µm de silicium, et un support semi-infini de polyimide (kapton) pour amortir les ondes rayonnées de la surface vers le cœur de l’empilement.
Pour le calcul, le facteur de qualité Q des couches métalliques était fixé à 100, à 1000 pour le SiO2, et à 10000 pour le LiTO3 et le silicium. Ce facteur de qualité sert à calculer la partie imaginaire des constantes élastiques Cij (partie non conservative du problème) comme Partie Imaginaire (Cij) = Partie Réelle (Cij)/Q.
En ce qui concerne l’aspect électrique, l’angle de perte tg(δ) était fixé à 10-2 pour le SiO2, 10-3 pour le silicium et 10-4 pour le LiTaO3. Comme précédemment, ce coefficient permet de calculer les parties imaginaires des constantes diélectriques à partir de leur valeur réelle selon le processus bien connu de l’homme de l’art.
La couche d’aluminium était configurée de manière à être représentative de la métallisation d’un filtre SAW dans le domaine de fréquences allant de 1 à 2 GHz, c’est-à-dire considérée comme occupant une surface de 1 mm² au maximum.
La comprend quatre graphes A) à D) illustrant chacun la conductance G, l’admittance B et la capacité statique C0 d’une structure similaire à celle de la et correspondant respectivement à des surfaces d’aluminium de 500, 250, 100 et 50 µm².
En plus de montrer un effet HBAR (High Overtone Bulk Acoustic Resonator en terminologie anglaise) au-delà de 3GHz, on constate la linéarité de l’effet sur la conductance de la capacité statique C0 constituée par les éléments électriquement conducteurs en regard (couche métallique 120 et électrodes 150A et 150B) et la couche diélectrique 130 les séparant.
Ainsi, afin de limiter la capacitance parasite, il convient de limiter la métallisation de la couche piézoélectrique, par exemple en limitant la surface occupée par la couche définissant les électrodes des résonateurs et leurs plots de connexions respectifs à des valeurs inférieures à 104 µm².
De préférence, la seule surface cumulée des plots de connexion doit rester inférieure à 104 µm², chaque plot de connexion étant défini comme une région de la couche définissant les électrodes formant un rectangle de surface suffisante, prévu pour permettre une micro-soudure par écrasement de fil ou de boule, « wedge bonding » et « ball bonding », respectivement, en terminologie anglaise.
Couche diélectrique
Initialement, il convient de noter que la présence de la couche diélectrique 230 est nécessaire afin de diminuer l’effet HBAR (High Overtone Bulk Acoustic Resonator en terminologie anglaise) dû à la présence de la couche métallique 220, et par là de réduire les réponses parasites ainsi induites au niveau du résonateur interdigité SAW 200.
Modélisations 4 – couche diélectrique et admittance
Toujours dans la structure à couche métallique illustrée par la , une quatrième série de modélisations a permis d’évaluer l’effet de l’épaisseur de la couche de diélectrique 230 interposée entre la couche piézoélectrique 240 et la couche métallique 220 sur les caractéristiques du résonateur interdigité SAW 200.
A cette fin d’évaluation, on a considéré des structures similaires à celle de la , correspondant à la structure à couche métallique de la première série de modélisations, aux différences près que la couche métallique est constituée de molybdène et que la couche diélectrique est constituée d’une couche d’oxyde de silicium SiO2 dont on a fait varier l’épaisseur.
Pour les calculs, on a considéré un facteur de qualité Q de 10000 pour la couche de LiTaO3 et le substrat de silicium, de 1000 pour le SiO2, et de 100 pour le molybdène.
La montre six graphes illustrant l’évolution, en fonction de la fréquence indiquée en abscisse, du module et de la susceptance de l’admittance harmonique (module harmonique |Y|harmo en trait plein exprimé en dB/S.µm-1 sur les axes des ordonnées du côté gauche de chaque graphe et susceptance Bharmo en pointillés exprimée en S.m-1 sur les axes des ordonnés du côté droit de chaque graphe), pour des épaisseurs de SiO2 de 0, 20, 50, 100, 200 et 500 nm, respectivement sur les graphes indiqués A) à F).
On peut constater de ces graphes que la distance entre la fréquence de résonance (maximum de la conductance harmonique) et la fréquence d’anti-résonance (minimum de la conductance harmonique) augmente avec l’épaisseur de SiO2.
Ces deux fréquences augmentent en raison de la diminution de l’effet de masse, le couplage entre la couche métallique et la couche piézoélectrique diminuant avec l’augmentation de l’épaisseur de SiO2.
On peut donc avoir avantage à maximiser l’épaisseur de la couche de SiO2.
On constate également que des réponses parasites proches de 2,7 GHz n’apparaissent que pour des épaisseurs de SiO2 supérieures à 200 nm, comme visible sur les graphes E) et F) mais pas sur les graphes A) à D).
Ainsi, on peut avoir avantage à utiliser une couche d’oxyde d’épaisseur inférieure à 200 nm, par exemple comprise entre 50 m et 200 nm, préférablement entre 100 nm et 200 nm, pour éviter l’apparition de telles réponses parasites.
Modélisations 5 – couche diélectrique et ondes de surface
Une cinquième série de modélisations a permis d’évaluer l’effet de l’épaisseur de la couche diélectrique 230 sur les grandeurs caractéristiques des ondes de surface ainsi que la permittivité diélectrique.
A cette fin d’évaluation, on a considéré des structures similaires à celle de la , correspondant à la structure à couche métallique de la première série de modélisations, à la différence près qu’un alliage d’aluminium à 2% de cuivre Al-Cu, du titane Ti, du molybdène Mo, du cuivre Cu et du nickel Ni ont été employés pour la couche métallique, l’épaisseur de la couche diélectrique variant entre 0 et 400 nm.
La montre quatre graphes illustrant les évolutions de grandeurs caractéristiques des ondes de surface ainsi que la permittivité diélectrique dans de telles structures en fonction de l’épaisseur de la couche diélectrique indiquée en abscisse, variant de 0 à 0,4 µm, avec en A) la vitesse de phase exprimée en m.s-1 et variant entre 4050 et 4140, en B) le coefficient de réflexion exprimé en pourcentage et variant entre 8 et 9,6, en C) le coefficient de couplage électromécanique k²s exprimé en pourcentage et variant entre 6,5 et 10, et en D) la permittivité diélectrique relative, sans dimension, variant entre 51 et 48,5.
Chaque graphe contient cinq courbes, correspondant respectivement à la nature de la couche métallique considérée (Al-Cu, Ti, Mo, Cu, Ni).
On peut constater de ces graphes que la vitesse de phase, le coefficient de réflexion et le coefficient de couplage électromécanique kS² présentent chacun un maximum pour une épaisseur de SiO2 inférieure à 600 nm, et même inférieure à 400 nm : autour de 50 nm pour la vitesse de phase, entre 80 nm et 180 nm pour le coefficient de réflexion selon la nature de la couche métallique, et entre 250 nm et 400 nm pour le coefficient de couplage électromécanique kS².
Ainsi, afin de trouver un équilibre entre l’intérêt de maximiser l’épaisseur de SiO2 et celui de maximiser l’un ou plusieurs des paramètres mentionnés dans le paragraphe précédent, on peut avantageusement choisir une épaisseur de SiO2 comprise entre 25 nm et 2 µm, préférablement entre 50 nm et 600 nm, plus préférablement entre 50 nm et 400 nm, encore plus préférablement entre 250 nm et 400 nm.
Alternativement, on peut exprimer des valeurs préférentielles pour l’épaisseur de SiO2 en termes relatifs par rapport à l’épaisseur de la couche métallique, auquel cas on peut avantageusement choisir une épaisseur de la couche diélectrique 230 comprise entre 0,5 et 40 fois, préférablement entre 10 et 40 fois, encore plus préférablement entre 20 et 40 fois l’épaisseur de la couche métallique 220.
On peut également chercher à exploiter l’existence des maxima, par exemple pour maximiser le couplage électromécanique kS² en choisissant une épaisseur de SiO2 comprise entre 250 nm et 400 nm, pour maximiser la vitesse de phase en choisissant une épaisseur de SiO2 comprise entre 25 nm et 100 nm, ou encore pour maximiser le coefficient de réflexion en choisissant une épaisseur de SiO2 comprise entre 80 nm et 180 nm.
Structure 2 – Double couche diélectrique
Une alternative à placer la couche métallique 220 directement en contact avec le substrat 210 consiste à interposer une couche diélectrique optionnelle 330 entre eux, de manière à obtenir la structure en couche illustrée par la , dite « structure à couche diélectrique optionnelle ».
L’effet de masse est lié à l’augmentation de la masse par unité de volume du lieu de propagation de l’onde.
On peut considérer que l’onde est d’autant plus sensible aux propriétés du milieu que celui-ci coïncide avec la localisation de sa densité d’énergie maximum.
Ainsi, plus la couche métallique est comparativement lourde (e.g. 10,22 g.cm-³ pour une couche métallique de molybdène contre 2,65 g.cm-³ pour une couche diélectrique de silice) et se trouve proche de la couche piézoélectrique qui est le siège du maximum d’énergie de l’onde, plus la vitesse de phase sera ralentie par ledit effet de masse.
Éloigner cette couche métallique de forte masse volumique de la couche piézoélectrique par la présence d’une couche diélectrique de masse volumique plus faible se traduit de fait par une augmentation de ladite vitesse de phase.
Dans le cas d’une couche diélectrique optionnelle, il est naturellement tenu compte de l’effet de masse de l’ensemble des deux couches diélectriques (e.g. silice) toujours présentes dans l’empilement avec une somme d’épaisseurs constante d’un calcul à l’autre, seule la position de la couche métallique changeant et donc son influence sur la vitesse de phase au même titre.
On pourra se référer aux descriptions précédentes pour les éléments communs aux figures 2 et 8.
Modélisations 6
En ce qui concerne cette structure à couche diélectrique optionnelle illustrée par la , une sixième série de modélisations a permis d’évaluer l’effet des épaisseurs de la couche de diélectrique 230 interposée entre la couche piézoélectrique 240 et la couche métallique 220 et de la couche de diélectrique optionnelle 330 interposée entre le substrat 210 et la couche métallique 220 sur les caractéristiques du transducteur interdigité SAW 200.
A cette fin d’évaluation, on a considéré des structures similaires à celle de la , correspondant à la structure à couche métallique de la série de modélisations 1, aux différences près que cette fois la couche métallique est constituée de molybdène, que la couche diélectrique optionnelle 330 est présente, et que la couche diélectrique 230 et la couche diélectrique optionnelle 330 sont chacune constituées d’une couche d’oxyde de silicium SiO2 dont on a fait varier l’épaisseur.
Pour les calculs, on a considéré un facteur de qualité Q de 10000 pour la couche de LiTaO3 et le substrat de silicium, de 1000 pour le SiO2, et de 100 pour le molybdène.
La montre six graphes illustrant l’évolution de l’admittance harmonique (conductance Gharmo en traits pleins exprimé en dB/S.µm-1 sur les axes des ordonnées du côté gauche de chaque graphe et susceptance Bharmo en pointillés exprimée en S.m-1 sur les axes des ordonnés du côté droit de chaque graphe), pour des épaisseurs de SiO2 de 0, 20, 50, 100, 200 et 500 nm pour la couche diélectrique 230 et des épaisseurs de SiO2 de 520, 500, 470, 420, 320 et 20 nm pour la couche diélectrique optionnelle 330, respectivement sur les graphes indiqués A) à F).
On observe que l’effet combiné des deux couches d’oxyde 230 et 330 permet d’obtenir des résultats similaires à ceux d’une couche d’oxyde unique, avec la possibilité de contenir les épaisseurs de ces deux couches.
Ainsi, on peut avoir avantage à interposer une couche de diélectrique 230 et une couche de diélectrique optionnelle 330, chacune ayant une épaisseur inférieure à 300 nm, préférablement inférieure à 100 nm.
On peut également avantageusement interposer ces couches 230 et 330 de manière à ce que la somme de leurs épaisseurs respectives reste inférieure à 600 nm.
En outre, on observe une disparition de l’une des réponses parasites, correspondant à un deuxième mode situé à environ 2,7 GHz dans la structure correspondant au graphe D).
Ainsi, afin d’éliminer ce deuxième mode, on peut avantageusement choisir des épaisseurs des couches d’oxyde telles que le rapport de l’épaisseur de la couche diélectrique optionnelle sur la somme de l’épaisseur de la couche diélectrique et de l’épaisseur de la couche diélectrique optionnelle est compris entre 15% et 30%.
Dispositifs et filtres à ondes élastiques de surface
Une application du dispositif à ondes de surface selon l’invention est un dispositif de filtrage comprenant une paire de transducteurs tels que celui illustré par la .
L’homme de métier est capable de combiner de tels résonateurs pour obtenir des fonctions de filtrage.
La illustre de manière non limitative un dispositif quadripôle 900 intégrant deux transducteurs SAW 200_1 et 200_2 tels que celui de la ou de la , en contact avec une même couche piézoélectrique 940 supportée par un substrat commun.
Comme expliqué plus haut, l’un des deux transducteurs SAW est un transducteur SAW d’entrée et l’autre est un transducteur SAW de sortie.
Procédé de fabrication
Les dispositifs illustrés par les figures 2 et 8 peuvent être fabriqués selon des procédés incluant chacun une ou plusieurs étapes de collage direct, en particulier par collage moléculaire, entre deux des couches constituant les structures des dispositifs.
Ainsi, la illustre un procédé 1100 de fabrication de l’un ou l’autre des dispositifs illustrés par les figures 2 et 8 avec le collage direct 1150 de deux éléments A et B, A pouvant être la couche diélectrique 230 et B la couche métallique 220, A la couche piézoélectrique 240 et B la couche diélectrique 230, A la couche métallique 220 et B le substrat 210, A la couche métallique 220 et B la couche diélectrique optionnelle 330, A la couche diélectrique optionnelle 330 et B le substrat 210.
Chacun des éléments A et B peut être un élément individuel, ou déjà lié à d’autres couches, on peut par exemple coller un premier ensemble comprenant la couche piézoélectrique 240 et la couche diélectrique 230, cette dernière représentant l’élément A, à un deuxième ensemble comprenant le substrat 210 et la couche métallique 220, cette dernière représentant l’élément B.
Bien entendu l'invention n'est pas limitée à la description ci-dessus, et on peut y apporter des variantes de réalisation sans sortir du cadre de l'invention tel que défini par les revendications.

Claims (13)

  1. Dispositif (200) à ondes élastiques de surface comprenant :
    - un substrat (210) ;
    - une couche piézoélectrique (240) au-dessus d’une face supérieure du substrat (210) ;
    - une paire d’électrodes (250A, 250B) en contact avec la couche piézoélectrique, les deux électrodes comprenant des doigts (252A, 252B) s’étendant selon une même direction (D) de manière à former une structure périodique dans laquelle les doigts des deux électrodes alternent les uns avec les autres, et présentant une distance interdigitale (2×p) séparant des centres de deux doigts adjacents d’une même électrode ;
    - une couche métallique (220) interposée entre le substrat et la couche piézoélectrique ; et
    - au moins une couche diélectrique (230) interposée entre la couche métallique et la couche piézoélectrique,
    le dispositif étant caractérisé en ce que :
    - la couche métallique (220) présente une épaisseur comprise entre 5 nm et 100 nm ; et
    - la au moins une couche diélectrique (230) présente une épaisseur comprise entre 25 nm et 600 nm.
  2. Le dispositif à ondes élastiques de surface selon la revendication 1, dans lequel la couche métallique présente une épaisseur comprise entre 0,25% et 5% de la distance interdigitale.
  3. Le dispositif à ondes élastiques de surface selon l’une quelconque des revendications précédentes 1 et 2, dans lequel la couche diélectrique présente une épaisseur comprise entre 250 nm et 400 nm.
  4. Le dispositif à ondes élastiques de surface selon l’une quelconque des revendications précédentes 1 et 2, dans lequel la couche diélectrique présente une épaisseur supérieure à cinq fois l’épaisseur de la couche métallique.
  5. Le dispositif à ondes élastiques de surface selon l’une quelconque des revendications précédentes 1 et 2, dans lequel la couche diélectrique présente une épaisseur inférieure à 200 nm.
  6. Le dispositif à ondes élastiques de surface selon l’une quelconque des revendications précédentes 1 à 5, comprenant en outre une couche diélectrique optionnelle (330), interposée entre le substrat (210) et la couche métallique (220).
  7. Le dispositif à ondes élastiques de surface selon la revendication 6, dans lequel la couche diélectrique (230) et la couche diélectrique optionnelle (330) ont chacune une épaisseur inférieure à 300 nm.
  8. Le dispositif à ondes élastiques de surface selon la revendication 6, dans lequel la somme de l’épaisseur de la couche diélectrique (230) et de l’épaisseur de la couche diélectrique optionnelle (330) est inférieure à 200 nm.
  9. Le dispositif à ondes élastiques de surface selon la revendication 6, dans lequel le rapport de l’épaisseur de la couche diélectrique optionnelle (330) sur la somme de l’épaisseur de la couche diélectrique (230) et de l’épaisseur de la couche diélectrique optionnelle (330) est compris entre 15% et 30%.
  10. Le dispositif à ondes élastiques de surface selon l’une quelconque des revendications précédentes 1 à 9, dans lequel la couche piézoélectrique comprend une juxtaposition d’une couche de tantalate de lithium LiTaO3 et d’une couche de niobate de lithium LiNbO3.
  11. Le dispositif à ondes élastiques de surface selon l’une quelconque des revendications précédentes 1 à 10, dans lequel la couche métallique (220) comprend des surfaces métallisées séparées d’une distance inférieure ou égale à la distance interdigitale.
  12. Dispositif (900) de filtrage à ondes élastiques de surface comprenant le dispositif à ondes élastiques de surface selon l’une quelconque des revendications précédentes 1 à 11.
  13. Procédé (1100) de fabrication du dispositif selon l’une quelconque des revendications précédentes 1 à 12, comprenant une étape (1150) de collage direct.
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