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WO2023284665A1 - 电机控制方法、装置及系统 - Google Patents

电机控制方法、装置及系统 Download PDF

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Publication number
WO2023284665A1
WO2023284665A1 PCT/CN2022/104834 CN2022104834W WO2023284665A1 WO 2023284665 A1 WO2023284665 A1 WO 2023284665A1 CN 2022104834 W CN2022104834 W CN 2022104834W WO 2023284665 A1 WO2023284665 A1 WO 2023284665A1
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WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
control
axis component
motor
amount
voltage
Prior art date
Application number
PCT/CN2022/104834
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
李伟亮
廖波
刘亚川
李帅
李岩
陈晓娇
苏瑞涛
Original Assignee
中国第一汽车股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 中国第一汽车股份有限公司 filed Critical 中国第一汽车股份有限公司
Publication of WO2023284665A1 publication Critical patent/WO2023284665A1/zh

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/12—Stator flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control

Definitions

  • Embodiments of the present application relate to motor control technologies, for example, to a motor control method, device, and system.
  • the permanent magnet synchronous motor has the characteristics of wide speed range, low moment of inertia, high torque-current ratio, high power factor, small torque fluctuation, and easy to achieve high-speed operation, it has been widely used. Applications.
  • the related art lacks a solution to improve the output capability of the electric drive system from the perspective of motor control strategy.
  • the present application provides a motor control method, device and system, which can improve the maximum output power capability of the motor drive system without increasing the system cost.
  • the embodiment of the present application provides a motor control method, which determines the voltage control amount under the two-phase rotating coordinate system in the current loop, and the feedforward compensation amount of the current loop;
  • a control output is generated through the q-axis component of the first control amount and the q-axis component of the feedforward compensation amount based on a judgment result that the sign of the d-axis component and the q-axis component of the first control amount are the same.
  • the q-axis component in the quantity generates the d-axis component in the control output quantity through the set value and the q-axis component in the control output quantity;
  • a control output amount is generated through the set value and the voltage control amount under the two-phase rotating coordinate system
  • control output is used to generate a control command for controlling the periodic conduction of the switching tube in the motor.
  • the embodiment of the present application also provides a motor control device, including a voltage compensation module, and the voltage compensation module is configured to:
  • the voltage control quantity under the two-phase rotating coordinate system is summed with the feedforward compensation quantity of the current loop to generate the first control quantity;
  • a control output is generated through the q-axis component of the first control amount and the q-axis component of the feedforward compensation amount based on a judgment result that the sign of the d-axis component and the q-axis component of the first control amount are the same.
  • the q-axis component in the quantity generates the d-axis component in the control output quantity through the set value and the q-axis component in the first control quantity;
  • a control output amount is generated through the set value and the voltage control amount
  • control output is used to generate a control command for controlling the periodic conduction of the switching tube in the motor.
  • the embodiment of the present application further provides a motor control system configured with a controller configured to implement the motor control method described in the embodiment.
  • Fig. 1 is the flow chart of motor control method in the embodiment
  • Fig. 2 is another kind of motor control method flowchart in the embodiment
  • Fig. 3 is a schematic diagram of the motor control device in the embodiment.
  • Fig. 1 is the flow chart of motor control method in the embodiment, with reference to Fig. 1, motor control method comprises:
  • the general method of motor control is: generating three-phase sine waves by controlling the six-way inverter bridges of the inverter, and driving the motor to operate in a specified working state based on the three-phase sine waves.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • SPWM sinusoidal pulse width modulation
  • SPWM space vector pulse width modulation
  • SVPWM Space Vector Pulse Width Modulation
  • the closed loop for the motor can include the inner loop, the middle loop, the outer loop, etc.
  • the closed loop control is carried out sequentially from the inner loop to the outer loop.
  • the feedback control of the inner loop is given priority, and the feedback control of the middle loop is realized after the inner loop is stable. control, and then realize the feedback control of the outer loop after the middle loop is stable.
  • the current loop is used as the inner loop, and its function is to make the working state of the motor change with the change of the target current.
  • the above-mentioned voltage control quantities can be used to form two-phase sinusoidal control quantities (U ⁇ , U ⁇ ) through inverse Park transformation, or the two-phase sinusoidal control quantities can be converted into three-phase sinusoidal control quantities (U a , U ⁇ ) through inverse Clark transformation.
  • the voltage control quantity in the two-phase rotating coordinate system is generated in the following way: the current control quantity is converted into the voltage control quantity in the two-phase rotating coordinate system through a proportional-integral PI control method. That is, the voltage control quantity in the two-phase rotating coordinate system is the voltage control quantity (U d , U q ) generated by the PI controller.
  • the manner of determining the feedforward compensation amount of the current loop is the same as the manner of generating the control amount during the feedforward compensation control process of the current loop in the related art.
  • the feedforward compensation amount is also the voltage control amount (U d_c , U q_c ) in the two-phase rotating coordinate system.
  • the calculation formula of the feedforward compensation amount is the same as that used in the feedforward compensation control method for the current loop, which is:
  • R s is the equivalent resistance of the motor stator
  • L d is the d-axis (two-phase rotating coordinate system) inductance
  • i d is the d-axis current
  • pi d is the d-axis PI control parameter
  • L q is the q-axis inductance
  • i q is the q-axis current
  • pi q is the PI control parameter of the q-axis
  • ⁇ e is the motor speed, for the magnetic link.
  • the process of generating control output includes:
  • the voltage control quantity and the feedforward compensation quantity are summed to generate the first control quantity, namely:
  • the target current and the target voltage of the motor have a certain relationship.
  • the magnitude of the target voltage of the motor is judged, and different control output generation strategies are executed according to the magnitude of different target voltages, including:
  • the first control quantity is used as the control output quantity, that is:
  • the set value is determined based on the bus voltage of the motor.
  • the setting value may be ⁇ U dc , where ⁇ is a calibration value, which is used to reflect the field weakening depth of the motor.
  • ⁇ may be 0.636
  • U dc is the bus voltage of the inverter.
  • the bus voltage of the motor can be represented by the bus voltage of the inverter.
  • the q-axis component in the control output is generated by the q-axis component in the first control amount and the q-axis component in the feedforward compensation amount , the formula used is:
  • U q_c (t) represents the sampling value of U q_c at time t
  • U q_c (t- ⁇ t) represents the sampling value of U q_c at time (t- ⁇ t)
  • t can be the current time
  • ⁇ t can be set the sampling interval
  • the d-axis component in the control output is generated by the set value and the q-axis component in the control output.
  • the formula used is:
  • the control output is generated through the set value and the voltage control variable, and the formula used is:
  • control output (U d_o , U q_o ) is used as the voltage control quantity in the two-phase rotating coordinate system, which is used to form the two-phase sinusoidal control quantity (U ⁇ , U ⁇ ), or through inverse Clark transformation into three-phase sinusoidal control variables (U a , U b , U c ), and then generate six PWM signals for controlling the inverter bridge.
  • the motor control method proposed in this embodiment calculates the voltage control amount and the feedforward compensation amount in the two-phase rotating coordinate system, and determines the control used to generate the control command for the motor (inverter) based on the voltage control amount and the feedforward compensation amount
  • the output can be determined through experiments.
  • Using the motor control method proposed in this embodiment to control the motor can effectively increase the maximum output power of the motor drive system.
  • the dynamic response characteristics in the closed-loop control process of the motor are good, and the motor can run stably according to the expected working state.
  • Fig. 2 is the flow chart of motor control method in the embodiment, with reference to Fig. 2, motor control method comprises:
  • S201 Determine the current control target amount according to the torque target control amount, and determine the current control amount by using the current control target amount and three-phase current sampling values.
  • the torque is selected as the target control quantity in the motor control, and the control of the motor torque is realized by controlling the current during the control process.
  • the current control target quantity corresponding to the torque target control quantity may be determined through an intake pressure (Manifold Absolute Pressure, MAP) map.
  • MAP Manifold Absolute Pressure
  • the current control quantity is determined through the current control target quantity and the three-phase current sampling value, including: collecting the three-phase current of the motor, and converting the three-phase current sampling value into a two-phase rotating coordinate system through Clark transformation and Park transformation A two-phase direct current is formed, and the current control target quantity and the two-phase direct current are compared by a PI controller to generate a current control quantity.
  • step S101 the implementation of this step is the same as that described in step S101.
  • (U d_c , U q_c ) in the steady state of the current loop is used as the feedforward compensation amount.
  • step S102 the manner of generating the control output according to the voltage control amount and the feed-forward compensation amount is basically the same as that described in step S102.
  • this step also includes:
  • the first set value is a calibration value.
  • the strategy of determining whether the signs of the d-axis component and the q-axis component in the first control variable are the same through the sign of the motor speed includes:
  • the d-axis component threshold and the q-axis component threshold are calibration values.
  • control output is converted into the voltage control quantity in the two-phase stationary coordinate system through Park inverse transformation, and based on the voltage control quantity in the two-phase stationary coordinate system, the SVPWM method is used to generate pass PWM wave.
  • the SVPWM method adopted is the same as that of related technologies, and its specific implementation process will not be described in detail.
  • FIG. 3 is a schematic diagram of a motor control device in an embodiment.
  • this embodiment proposes a motor control device, including a voltage compensation module 100, and the voltage compensation module 100 is configured as:
  • the voltage control quantity (U d , U q ) under the two-phase rotating coordinate system and the feedforward compensation quantity (U d_c , U q_c ) of the current loop are summed to generate the first control quantity.
  • the magnitude of the target voltage of the motor is judged, and based on the judging result that the magnitude of the target voltage is smaller than the set value, the first control quantity is used as the control output quantity (U d_o , U q_o ).
  • the q-axis component in the control output is generated by the q-axis component in the first control amount and the q-axis component in the feedforward compensation amount , generate the d-axis component in the control output quantity through the set value and the q-axis component in the first control quantity;
  • the control output amount is generated by the set value and the voltage control amount.
  • the motor control device further includes a current conversion module 200 , a current closed-loop control module 300 , and a voltage conversion module 400 .
  • the current transformation module 200 is configured to collect the three-phase current ( ia, i b , ic ) of the motor U2, and convert the three-phase current into a two-phase direct current ( id , iq ).
  • the current closed-loop control module 300 includes a PI controller, which is configured to compare the target current (i d_ref , i q_ref ) with the two-phase direct current (i d , i q ), and output the voltage control quantity (U d , U q ).
  • the voltage transformation module 400 is configured to implement inverse Clark transformation and inverse Park transformation.
  • the motor control device is also equipped with a SVPWM module 500, and the SVPWM module 500 is configured to generate six PWM signals input to the inverter (Inverter, INV) to drive U1 according to the two-phase sinusoidal control values (U ⁇ , U ⁇ ). , at this time the voltage transformation module 400 is set to implement inverse Park transformation.
  • INV inverter
  • the voltage transformation module 400 is set to implement inverse Park transformation.
  • the motor control device is further configured with a torque control module 600 configured to receive a torque control target amount N and determine a target current according to the torque control target amount N.
  • a torque control module 600 configured to receive a torque control target amount N and determine a target current according to the torque control target amount N.
  • this embodiment provides a motor control system, which includes a controller, and the controller is configured as any one of the motor control methods described in the foregoing embodiments.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

本申请公开了一种电机控制方法、装置及系统，该方法包括：利用电压控制量与前馈补偿量生成第一控制量；判断电机的目标电压的幅值；基于目标电压的幅值小于设定值的判断结果，将第一控制量作为控制输出量；基于目标电压的幅值大于设定值的判断结果，判断第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号是否相同；基于第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号相同的判断结果，通过第一控制量中的q轴分量以及前馈补偿量中的q轴分量生成控制输出量中的q轴分量，通过设定值以及第一控制量中的q轴分量生成控制输出量中的d轴分量；基于第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号不同的判断结果，通过设定值以及电压控制量生成控制输出量。

Description

电机控制方法、装置及系统
本申请要求在2021年7月14日提交中国专利局、申请号为202110796108.6的中国专利申请的优先权，该申请的全部内容通过引用结合在本申请中。
技术领域
本申请实施例涉及电机控制技术，例如涉及一种电机控制方法、装置及系统。
背景技术
在新能源车动力电机系统中，由于永磁同步电机具有调速范围宽、转动惯量低、转矩电流比高、功率因数高、转矩波动小、易实现高速运行等特点，因此得到了广泛的应用。
为提升电驱动系统的输出能力，通常从电机本体设计入手，通过增大体积、减少损耗、提高效率等几个维度进行设计改进，此种方法通常会增加系统的设计制造成本。
相关技术中缺乏从电机控制策略的角度出发，提高电驱动系统的输出能力的方案。
发明内容
本申请提供一种电机控制方法、装置及系统，可以在不增加系统成本的前提下，提高电机驱动系统最大输出功率能力。
第一方面，本申请实施例提供了一种电机控制方法，确定电流环中两相旋转坐标系下的电压控制量，以及所述电流环的前馈补偿量；
将所述两相旋转坐标系下的电压控制量与所述前馈补偿量做和，生成第一控制量；
判断电机的目标电压的幅值；
基于所述目标电压的幅值小于设定值的判断结果，将所述第一控制量作为控制输出量；
基于所述目标电压的幅值大于所述设定值的判断结果，判断所述第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号是否相同；
基于所述第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号相同的判断结果，通过所述第一控制量中的q轴分量以及所述前馈补偿量中的q轴分量生成控制输 出量中的q轴分量，通过所述设定值以及控制输出量中的q轴分量生成控制输出量中的d轴分量；
基于所述第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号不同的判断结果，通过所述设定值以及所述两相旋转坐标系下的电压控制量生成控制输出量；
其中，所述控制输出量用于生成控制电机中开关管周期导通的控制指令。
第二方面，本申请实施例还提供了一种电机控制装置，包括电压补偿模块，所述电压补偿模块设置为：
将两相旋转坐标系下的电压控制量与电流环的前馈补偿量做和，生成第一控制量；
判断电机的目标电压的幅值；
基于所述目标电压的幅值小于所述设定值的判断结果，将所述第一控制量作为控制输出量；
基于所述目标电压的幅值大于所述设定值的判断结果，判断所述第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号是否相同；
基于所述第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号相同的判断结果，通过所述第一控制量中的q轴分量以及所述前馈补偿量中的q轴分量生成控制输出量中的q轴分量，通过所述设定值以及第一控制量中的q轴分量生成控制输出量中的d轴分量；
基于所述第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号不同的判断结果，通过所述设定值以及所述电压控制量生成控制输出量；
其中，所述控制输出量用于生成控制电机中开关管周期导通的控制指令。
第三方面，本申请实施例还提供了一种电机控制系统，配置有控制器，所述控制器设置为实现实施例记载的电机控制方法。
附图说明
图1为实施例中的电机控制方法流程图；
图2是实施例中的另一种电机控制方法流程图；
图3是实施例中的电机控制装置示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本申请作详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本申请，而非对本申请的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本申请相关的部分而非全部结构。
图1是实施例中的电机控制方法流程图，参考图1，电机控制方法包括：
S101，确定两相旋转坐标系下的电压控制量，确定电流环的前馈补偿量。
示例性的，电机控制的一般方式为：通过控制逆变器的六路逆变桥生成三相正弦波，基于三相正弦波驱动电机按指定的工作状态运行。
示例性的，可以基于脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)控制、正弦脉宽调制(Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM)控制或者空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)控制等方式实现对逆变桥的控制，使逆变桥输出驱动电机运行的三相正弦波。
为实现对电机工作状态的动态控制(例如稳定电机的工作状态或者改变电机的工作状态)，需要实现针对电机的闭环控制。
针对电机的闭环可以包括内环、中环、外环等，实现闭环控制过程中，由内环至外环依次进行闭环控制，例如优先实现内环的反馈控制，内环稳定后再实现中环的反馈控制，中环稳定后再实现外环的反馈控制。
在电机的闭环控制中，电流环作为内环，其作用是使电机的工作状态跟随目标电流的变化而变化。
示例性的，电流环的一般控制过程可以概括为：
采集电机的三相电流(i a，i b，i c)，通过Clark变换将三相电流转换至两相静止坐标系中，形成两相正弦波电流(i α，i β)，再通过Park变换将两相正弦波电流转换至两相旋转坐标系中，形成两相直流电流(i d，i q)；
通过比例积分(Proportion Integration，PI)控制器比较电机的目标电流与上述两相直流电流，再通过PI控制器输出两相旋转坐标系中的电压控制量(U d，U q)；
根据设计需要，可以利用上述电压控制量通过逆Park变换形成两相正弦控制量(U α，U β)，或通过逆Clark变换将两相正弦控制量转换成三相正弦控制量(U a，U b，U c)；
基于两相正弦控制量或者三相正弦控制量，相应的采用PWM控制、SPWM控制或者SVPWM控制生成输入至六路逆变桥的六路PWM信号，使逆变桥输出驱动电机运行的三相正弦波。
示例性的，本步骤中，两相旋转坐标系下的电压控制量通过以下方式生成：通过比例积分PI控制方法将电流控制量转换为所述两相旋转坐标系下的电压控制量。即两相旋转坐标系下的电压控制量为通过PI控制器生成的电压控制量(U d，U q)。
示例性的，本步骤中，确定电流环的前馈补偿量的方式与相关技术中针对电流环的前馈补偿控制过程中生成控制量的方式相同。其中，前馈补偿量同样为两相旋转坐标系下的电压控制量(U d_c，U q_c)。
例如，前馈补偿量的计算公式与针对电流环的前馈补偿控制方法中采用的公式相同，为：
Figure PCTCN2022104834-appb-000001
电流环稳态时，前馈补偿量为：
Figure PCTCN2022104834-appb-000002
式中，R s为电机定子等效电阻，L d为d轴(两相旋转坐标系)电感，i d为d轴电流，pi d为d轴PI控制参数，L q为q轴电感，i q为q轴电流，pi q为q轴PI控制参数，ω e为电机转速，
Figure PCTCN2022104834-appb-000003
为磁链。
S102，根据电压控制量以及前馈补偿量生成控制输出量。
例如，本步骤中，生成控制输出量的过程包括：
将电压控制量与前馈补偿量做和，生成第一控制量，即：
Figure PCTCN2022104834-appb-000004
Figure PCTCN2022104834-appb-000005
示例性的，电机的目标电流和目标电压具有一定的关联关系，本步骤中判断电机的目标电压的幅值，根据不同目标电压的幅值执行不同的控制输出量生成策略，包括：
响应于确定目标电压的幅值小于设定值，将第一控制量作为控制输出量，即：
Figure PCTCN2022104834-appb-000006
Figure PCTCN2022104834-appb-000007
示例性的，设定值基于所述电机的母线电压确定。设定值可以为μU dc，其中，μ为标定值，其用于反映电机的弱磁深度，本步骤中μ可以为0.636，U dc为逆变器的母线电压。本文中电机的母线电压可以采用逆变器的母线电压表示。
响应于确定目标电压的幅值大于设定值，判断第一控制量中的d轴分量
Figure PCTCN2022104834-appb-000008
与q轴分量
Figure PCTCN2022104834-appb-000009
的符号是否相同。
基于第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号相同的判断结果，通过第一控制量中的q轴分量以及前馈补偿量中的q轴分量生成控制输出量中的q轴分量，其采用的公式为：
Figure PCTCN2022104834-appb-000010
示例性的，U q_c(t)表示t时刻U q_c的采样值，U q_c(t-Δt)表示(t-Δt)时刻U q_c的采样值，其中t可以为当前时刻，Δt可以为设定的采样间隔。
通过设定值以及控制输出量中的q轴分量生成控制输出量中的d轴分量，其采用的公式为：
Figure PCTCN2022104834-appb-000011
基于第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号不同的判断结果，通过设 定值以及电压控制量生成控制输出量，其采用的公式为：
Figure PCTCN2022104834-appb-000012
Figure PCTCN2022104834-appb-000013
示例性的，本实施例中，控制输出量(U d_o，U q_o)作为两相旋转坐标系下的电压控制量，其用于通过逆Park变换形成两相正弦控制量(U α，U β)，或通过逆Clark变换成三相正弦控制量(U a，U b，U c)，进而生成控制逆变桥的六路PWM信号。
本实施例提出的电机控制方法计算两相旋转坐标系下的电压控制量以及前馈补偿量，基于电压控制量以及前馈补偿量确定用于生成针对电机(逆变器)的控制指令的控制输出量，经过试验可以确定采用本实施例提出的电机控制方法进行电机控制，可以有效提高电机驱动系统的最大输出功率。同时电机闭环控制过程中的动态响应特性良好，电机可以稳定的按照期望的工作状态运行。
图2是实施例中的电机控制方法流程图，参考图2，电机控制方法包括：
S201，根据扭矩目标控制量确定电流控制目标量，并通过电流控制目标量以及三相电流采样值确定电流控制量。
示例性的，本方案中，选择扭矩为电机控制中的目标控制量，在控制过程通过针对电流的控制实现电机扭矩的控制。
示例性的，电机的扭矩与电流存在关联性，本步骤中，当接收到扭矩目标控制量后，确定与之对应的电流控制目标量，其中，电流控制目标量为两相旋转坐标系下的直流电流量。
示例性的，本步骤中，可以通过进气压力(Manifold Absolute Pressure，MAP)图确定与扭矩目标控制量对应的电流控制目标量。
示例性的，通过电流控制目标量以及三相电流采样值确定电流控制量，包括：采集电机的三相电流，通过Clark变换以及Park变换将三相电流采样值转换成至两相旋转坐标系中形成两相直流电流，通过PI控制器比对电流控制目标量以及两相直流电流，以生成电流控制量。
S202，基于电流控制量确定两相旋转坐标系下的电压控制量，并确定电流环的前馈补偿量。
示例性的，本步骤实现的方式与步骤S101记载的内容相同，例如，本步骤中，采用电流环稳态时的(U d_c，U q_c)作为前馈补偿量。
S203，根据电压控制量以及前馈补偿量生成控制输出量。
示例性的，本步骤中，根据电压控制量以及前馈补偿量生成控制输出量的方式与步骤S102记载的方式基本相同。
例如，本步骤还包括：
判断第一控制量中d轴分量与q轴分量的大小，若第一控制量中的d轴分量与q轴分量大于第一设定值，则以第一控制量中d轴分量
Figure PCTCN2022104834-appb-000014
以及q轴分量
Figure PCTCN2022104834-appb-000015
本身的符号确定
Figure PCTCN2022104834-appb-000016
与
Figure PCTCN2022104834-appb-000017
的符号是否相同；
基于第一控制量中的d轴分量与q轴分量小于第一设定值的判断结果，通过电机转速符号确定第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号是否相同。
示例性的，本步骤中，第一设定值为标定值。
例如，通过电机转速符号确定第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号是否相同的策略包括：
响应于确定第一控制量中的d轴分量的绝对值小于d轴分量阈值，确定第一控制量中的d轴分量的符号与转速符号相反；
响应于确定第一控制量中的q轴分量的绝对值小于q轴分量阈值，确定第一控制量中的q轴分量的符号与转速符号相同。
示例性的，d轴分量阈值以及q轴分量阈值为标定值。
示例性的，本方案中，响应于确定第一控制量的数值较小，借助电机的转速符号判断第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号是否相同，再按照设定的策略生成控制输出量。通过试验可以确定，增设该步骤后，可以避免第一控制量的数值较小，直接采用d轴分量与q轴分量本身的符号判断d轴分量与q轴分量的符号是否相同，再按照设定的策略生成控制输出量并进行电机控制时，电机容易失控的问题。
S204，基于控制输出量，通过SVPWM方法生成电机(逆变器)的控制指令。
例如，本步骤中，将控制输出量经过Park逆变换转换成两相静止坐标系下的电压控制量，基于两相静止坐标系下的电压控制量，采用SVPWM方法生成用于控制开关管周期导通的PWM波。
示例性的，本实施例中，采用的SVPWM方法与相关技术相同，其具体实现过程不做详细阐述。
图3是实施例中的电机控制装置示意图，参考图3，本实施例提出一种电机控制装置，包括电压补偿模块100，电压补偿模块100设置为：
将两相旋转坐标系下的电压控制量(U d，U q)以及电流环的前馈补偿量(U d_c，U q_c)做和，生成第一控制量。
判断电机的目标电压的幅值，基于目标电压的幅值小于所述设定值的判断结果，将第一控制量作为控制输出量(U d_o，U q_o)。
基于目标电压的幅值大于设定值的判断结果，判断第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号是否相同。
基于第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号相同的判断结果，通过第 一控制量中的q轴分量以及前馈补偿量中的q轴分量生成控制输出量中的q轴分量，通过设定值以及第一控制量中的q轴分量生成控制输出量中的d轴分量；
基于第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号不同的判断结果，通过设定值以及电压控制量生成控制输出量。
示例性的，电机控制装置还包括电流变换模块200，电流闭环控制模块300，电压变换模块400。
示例性的，电流变换模块200设置为采集电机U2的三相电流(i a，i b，i c)，并将三相电流转换为两相直流电流(i d，i q)。
电流闭环控制模块300包括PI控制器，其设置为比较目标电流(i d_ref，i q_ref)与两相直流电流(i d，i q)，并输出两相旋转坐标系中的电压控制量(U d，U q)。
电压变换模块400设置为实现逆Clark变换、逆Park变换。
作为一种可实施方案，电机控制装置还配置有SVPWM模块500，SVPWM模块500设置为根据两相正弦控制量(U α，U β)生成输入变频器(Inverter，INV)驱动U1的六路PWM信号，此时电压变换模块400设置为实现逆Park变换。
例如，电机控制装置还配置有扭矩控制模块600，扭矩控制模块600设置为接收扭矩控制目标量N，并根据扭矩控制目标量N确定目标电流。
示例性，本实施例中，电机控制装置具备的有益效果与前述实施例中记载的对应方案的有益效果相同。
示例性的，本实施例提出一种电机控制系统，其包括控制器，控制器设置为现前述实施例记载的任意一种电机控制方法。

Claims (10)

  1. 一种电机控制方法，包括：
    确定电流环中两相旋转坐标系下的电压控制量，以及所述电流环的前馈补偿量；
    将所述两相旋转坐标系下的电压控制量与所述前馈补偿量做和，生成第一控制量；
    判断电机的目标电压的幅值；
    基于所述目标电压的幅值小于设定值的判断结果，将所述第一控制量作为控制输出量；基于所述目标电压的幅值大于所述设定值的判断结果，判断所述第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号是否相同；
    基于所述第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号相同的判断结果，通过所述第一控制量中的q轴分量以及所述前馈补偿量中的q轴分量生成控制输出量中的q轴分量，通过所述设定值以及控制输出量中的q轴分量生成控制输出量中的d轴分量；
    基于所述第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号不同的判断结果，通过所述设定值以及所述两相旋转坐标系下的电压控制量生成控制输出量；其中，所述控制输出量用于生成控制所述电机中开关管周期导通的控制指令。
  2. 如权利要求1所述的电机控制方法，其中，所述设定值基于所述电机的母线电压确定。
  3. 如权利要求1所述的电机控制方法，还包括：
    将所述控制输出量经过逆Park变换转换成两相静止坐标系下的电压控制量，基于所述两相静止坐标系下的电压控制量，采用空间矢量脉宽调制SVPWM方法生成用于控制所述电机中开关管周期导通的脉冲宽度调制PWM波。
  4. 如权利要求1所述的电机控制方法，其中，所述确定电流环中两相旋转坐标系下的电压控制量，包括：
    通过比例积分PI控制方法将所述电机的电流控制量转换为所述两相旋转坐标系下的电压控制量。
  5. 如权利要求4所述的电机控制方法，其中，所述电流控制量通过以下方式确定：
    根据扭矩控制目标量确定电流控制目标量；
    通过所述电流控制目标量以及三相电流采样值确定所述电流控制量。
  6. 如权利要求5所述的电机控制方法，其中，所述通过所述电流控制目标量以及三相电流采样值确定所述电流控制量，包括：
    将所述三相电流采样值转换至两相旋转坐标系中形成两相直流电流，通过所述电流控制目标量以及所述两相直流电流确定所述电流控制量。
  7. 如权利要求1所述的电机控制方法，还包括，判断所述第一控制量中d 轴分量与q轴分量的大小；
    基于所述第一控制量中的d轴分量与q轴分量小于第一设定值的判断结果，基于电机转速符号确定所述第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号是否相同；
    响应于确定所述第一控制量中的d轴分量的绝对值小于d轴分量阈值，确定所述第一控制量中的d轴分量的符号与所述电机转速符号相反；
    响应于确定所述第一控制量中的q轴分量的绝对值小于q轴分量阈值，确定所述第一控制量中的q轴分量的符号与所述电机转速符号相同。
  8. 如权利要求1所述的电机控制方法，其中，所述前馈补偿量为所述电流环稳态时确定的前馈补偿量。
  9. 一种电机控制装置，包括电压补偿模块，所述电压补偿模块设置为：
    将两相旋转坐标系下的电压控制量与电流环的前馈补偿量做和，生成第一控制量；
    判断电机的目标电压的幅值；
    基于所述目标电压的幅值小于所述设定值的判断结果，将所述第一控制量作为控制输出量；
    基于所述目标电压的幅值大于所述设定值的判断结果，判断所述第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号是否相同；
    基于所述第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号相同的判断结果，通过所述第一控制量中的q轴分量以及所述前馈补偿量中的q轴分量生成控制输出量中的q轴分量，通过所述设定值以及第一控制量中的q轴分量生成控制输出量中的d轴分量；
    基于所述第一控制量中的d轴分量与q轴分量的符号不同的判断结果，通过所述设定值以及所述电压控制量生成控制输出量；
    其中，所述控制输出量用于生成控制所述电机中开关管周期导通的控制指令。
  10. 一种电机控制系统，配置有控制器，所述控制器设置为实现权利要求1至8任一所述的电机控制方法。
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