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WO2021124415A1 - 光受信装置及び伝送特性推定方法 - Google Patents

光受信装置及び伝送特性推定方法 Download PDF

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Publication number
WO2021124415A1
WO2021124415A1 PCT/JP2019/049232 JP2019049232W WO2021124415A1 WO 2021124415 A1 WO2021124415 A1 WO 2021124415A1 JP 2019049232 W JP2019049232 W JP 2019049232W WO 2021124415 A1 WO2021124415 A1 WO 2021124415A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
optical
coefficient
unit
signal
dispersion
Prior art date
Application number
PCT/JP2019/049232
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
健生 笹井
福太郎 濱岡
政則 中村
聖司 岡本
Original Assignee
日本電信電話株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日本電信電話株式会社 filed Critical 日本電信電話株式会社
Priority to US17/782,957 priority Critical patent/US11728889B2/en
Priority to JP2021565177A priority patent/JP7303459B2/ja
Priority to PCT/JP2019/049232 priority patent/WO2021124415A1/ja
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/25—Arrangements specific to fibre transmission
    • H04B10/2507—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion
    • H04B10/2543—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion due to fibre non-linearities, e.g. Kerr effect
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
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    • H04B10/25—Arrangements specific to fibre transmission
    • H04B10/2507—Arrangements specific to fibre transmission for the reduction or elimination of distortion or dispersion
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    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H04B10/6161—Compensation of chromatic dispersion
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    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
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    • H04B10/61—Coherent receivers
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    • H04B10/6163—Compensation of non-linear effects in the fiber optic link, e.g. self-phase modulation [SPM], cross-phase modulation [XPM], four wave mixing [FWM]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/04—Control of transmission; Equalising

Definitions

  • the present invention relates to an optical receiver and a transmission characteristic estimation method.
  • OTDR Optical Time Domain Reflectometer
  • OTDR has several problems as follows. First, it is costly because it requires a special device for performing OTDR. Secondly, since it is necessary for an engineer who knows how to use this special device to go to the site, the operating cost of personnel is high. Thirdly, since the optical amplifier allows light to pass only in the forward direction, separate (two) transmission lines are required for the going and returning of the optical pulse when diagnosing the transmission line beyond the optical amplifier. (See, for example, Non-Patent Document 2). As described above, when OTDR is used, there is a problem that the optical transmission characteristics cannot be easily estimated. Such a problem is not limited to the case of using OTDR, but is a problem common to all diagnostic methods that require a special device for diagnosing optical transmission characteristics.
  • an object of the present invention is to provide a technique capable of easily estimating optical transmission characteristics.
  • One aspect of the present invention is a dispersion coefficient used for compensating for the wavelength dispersion of a received signal obtained by receiving an optical signal by a coherent detection method and a coefficient for optimizing the amount of phase rotation used for compensating for the nonlinear optical effect of the received signal.
  • An optical receiver including an update unit and a transmission characteristic estimation unit that estimates transmission characteristics of a transmission line using the optimized dispersion coefficient and the phase rotation amount.
  • One aspect of the present invention is a dispersion coefficient used for compensating for the wavelength dispersion of a received signal obtained by receiving an optical signal by a coherent detection method and a coefficient for optimizing the amount of phase rotation used for compensating for the nonlinear optical effect of the received signal. It is a transmission characteristic estimation method including an update step and a transmission characteristic estimation step of estimating a transmission characteristic of a transmission line using the optimized dispersion coefficient and the phase rotation amount.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining an outline of the present invention.
  • DBP Digital Back Propagation
  • a set of a linear compensation unit and a non-linear compensation unit is executed in N (N is an integer of 1 or more) steps.
  • N is an integer of 1 or more
  • the dispersion coefficient ⁇ k of each linear compensation unit and the phase rotation amount ⁇ k of the non-linear compensation unit are optimized so that, for example, the signal-to-noise ratio (SNR) of the signal is maximized.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • Diagnose optical transmission characteristics are a loss distribution and a dispersion distribution.
  • the loss distribution is a distribution in which the phase rotation amount ⁇ k corresponding to the position in the longitudinal direction of the fiber is shown.
  • the dispersion distribution is a distribution in which a dispersion coefficient ⁇ k representing the amount of dispersion corresponding to the position in the longitudinal direction of the fiber is shown.
  • the SNR of the signal can be increased if the reverse of the non-linear phase rotation amount generated in the optical transmission line can be given to the received signal. Therefore, in one aspect of the present invention, the anti-phase rotation amount ⁇ k is optimized so that the SNR of the signal becomes the highest. As a result, the amount of non-linear rotation in the transmission line can be estimated, and as a result, the optical power can be estimated. In one aspect of the present invention, the optimized phase rotation amount ⁇ k is the desired phase rotation amount (the above-mentioned non-linear rotation amount).
  • the inverse dispersion coefficient ⁇ k is optimized so that the SNR of the signal is the highest. This makes it possible to estimate the amount of dispersion in the transmission line.
  • the optimized dispersion coefficient ⁇ k is the desired dispersion coefficient (the above-mentioned dispersion amount).
  • the optical transmission characteristics can be diagnosed by estimating the non-linear rotation amount and the dispersion amount in the transmission line as described above. Hereinafter, a specific configuration will be described.
  • FIG. 2 is a diagram showing a system configuration of the optical transmission system 100 according to the first embodiment.
  • the optical transmission system 100 includes an optical transmission device 1 and an optical reception device 2.
  • the optical transmission device 1 and the optical reception device 2 are communicably connected via an optical transmission line 3.
  • the optical transmission line 3 transmits an optical signal transmitted by the optical transmission device 1 to the optical reception device 2.
  • the optical transmission line 3 is composed of an optical fiber that connects the optical transmission device 1 and the optical reception device 2.
  • the optical transmission device 1 encodes transmission information given from an external information source to generate an electric signal, converts the generated electric signal into an optical signal, and transmits the generated electric signal to the optical reception device 2 via an optical transmission line 3. ..
  • the optical receiver 2 includes a coherent receiver 21 and a digital signal processing unit 22.
  • the coherent receiver 21 separates the baseband optical signal into two optical signals whose planes of polarization are orthogonal to each other.
  • a set of output lights, orthogonal (90 °), in which these optical signals and local light emitted from a local light source (not shown) are input to a 90 ° hybrid circuit (not shown) and both lights interfere with each other in the same phase and opposite phase.
  • a set of output lights interfered with each other at an inverse orthogonality ( ⁇ 90 °), for a total of four output lights.
  • Each of these output lights is converted into an analog signal by a photodiode (not shown).
  • the optical coherent receiver 11 converts these analog signals into digital signals.
  • the digital signal processing unit 22 captures the digital signal output by the coherent receiver 21 as a reception signal, and performs nonlinear optical compensation for the captured reception signal.
  • the digital signal processing unit 22 includes a nonlinear optical compensation unit 23, an adaptive equalization unit 24, a frequency offset compensation unit 25, a carrier phase noise compensation unit 26, a coefficient update unit 28, a transmission characteristic estimation unit 29, and an estimation result output unit 30. ..
  • the nonlinear optical compensation unit 23 has the configuration shown in FIG. 3, and performs nonlinear optical compensation for each digital signal.
  • FIG. 3 is a schematic block diagram showing the functional configuration of the nonlinear optical compensation unit 23 in the first embodiment.
  • the nonlinear optical compensation unit 23 includes a plurality of linear compensation units 231-1 to 231-N and a plurality of nonlinear compensation units 232-1 to 232-N.
  • One linear compensation unit 231 and one nonlinear compensation unit 232 are one set that performs linear compensation and nonlinear compensation, and the nonlinear optical compensation unit 23 includes N sets for performing processing by this set in N steps. There is.
  • the linear compensation unit 231-1 includes a Fourier transform unit 233-1, a wavelength dispersion compensation unit 234-1 and an inverse Fourier transform unit 235-1.
  • the Fourier transform unit 233-1 converts the received signal in the time domain into the received signal in the frequency domain by performing FFT on the received signal in the time domain.
  • the wavelength dispersion compensation unit 234-1 performs wavelength dispersion compensation by multiplying the received signal in the frequency domain by a predetermined value (for example, exp ⁇ ( ⁇ j ⁇ k ⁇ 2)).
  • exp ⁇ ( ⁇ j ⁇ k ⁇ 2) for example, exp ⁇ ( ⁇ j ⁇ k ⁇ 2 .
  • the wavelength dispersion compensating unit 234-1 performs wavelength dispersion compensation using the dispersion coefficient ⁇ k set as an initial value at the start of processing, and each time the dispersion coefficient ⁇ k is updated from the coefficient updating unit 28, the distributed dispersion is updated. Wavelength dispersion compensation is performed using the coefficient ⁇ k.
  • the inverse Fourier transform unit 235-1 converts the wavelength dispersion compensated received signal into a time domain received signal by performing IFFT on the signal output from the wavelength dispersion compensating unit 234-1.
  • the nonlinear optical compensation unit 23 compensates for the nonlinear optical effect by multiplying the signal sequence output from the inverse Fourier transform unit 235 by a predetermined value (for example, exp ⁇ ( ⁇ j ⁇ k)). Specifically, the nonlinear optical compensation unit 23 compensates for the nonlinear optical effect using the phase rotation amount ⁇ k set as an initial value at the start of processing , and the phase rotation amount ⁇ k is updated from the coefficient updating unit 28. The non-linear optical effect is compensated by using the updated phase rotation amount ⁇ k each time.
  • the linear compensation unit 231-N performs the same processing as the linear compensation unit 231-1. Further, the non-linear compensation unit 232-N performs the same processing as the non-linear compensation unit 232-1.
  • the adaptive equalization unit 24 is a functional unit that compensates for distortions that occur in the waveform of an optical signal in the optical transmission line 3. That is, the adaptive equalization unit 24 is a functional unit that corrects code errors that occur in optical signals due to intersymbol interference (intersymbol interference) in the optical transmission line 3.
  • the adaptive equalization unit 24 executes the adaptive equalization process by the FIR filter (finite impulse response filter) according to the set tap coefficient.
  • the frequency offset compensation unit 25 executes a process of compensating the frequency offset for the four digital signals for which the adaptive equalization process has been executed.
  • the carrier phase noise compensation unit 26 executes a process of compensating the phase offset for the four digital signals whose frequency offsets have been compensated.
  • the coefficient updating unit 28 updates all the coefficients (for example, dispersion coefficient ⁇ k , phase rotation amount ⁇ k, etc.) used in the nonlinear optical compensation unit 23 in all steps.
  • the coefficient updating unit 28 uses a total coefficient (for example, dispersion coefficient ⁇ ) used in the nonlinear optical compensation unit 23 based on the output signal from the carrier phase noise compensation unit 26 and the training signal. (k , phase rotation amount ⁇ k, etc.) is updated in all steps.
  • the coefficient updating unit 28 sets the updated coefficient in each functional unit of the nonlinear optical compensation unit 23.
  • the training signal to be compared with the output signal in the first embodiment is a transmission signal converted into an electrical signal.
  • the transmission characteristic estimation unit 29 estimates the transmission characteristics of the optical transmission line 3. For example, the transmission characteristic estimation unit 29 estimates the loss distribution using the optimized phase rotation amount ⁇ k. Further, for example, the transmission characteristic estimation unit 29 estimates the variance distribution using the optimized variance coefficient ⁇ k.
  • the estimation result output unit 30 outputs the loss distribution and the dispersion distribution estimated by the transmission characteristic estimation unit 29 to the outside.
  • FIG. 4 is a flowchart showing a flow of transmission characteristic estimation processing by the optical receiver 2 according to the first embodiment.
  • the compensation coefficient used by the functional units other than the nonlinear optical compensation unit 23 included in the digital signal processing unit 22, for example, the adaptive equalization unit 24, the frequency offset compensation unit 25, and the carrier phase noise compensation unit 26 is estimated in advance, and the estimated compensation coefficient is calculated.
  • the estimation method a conventional technique may be used.
  • an appropriate initial value is set for all the coefficients (for example, dispersion coefficient ⁇ k , phase rotation amount ⁇ k, etc.) used in the nonlinear optical compensation unit 23.
  • the initial values of all the coefficients used in the nonlinear optical compensation unit 23 are arbitrary.
  • the initial value may be 0, or that value may be used for the known phase rotation amount ⁇ k (dispersion coefficient ⁇ k ) such as the input power.
  • the above is the initial setting.
  • the coherent receiver 21 of the optical receiver 2 receives the optical signal transmitted from the optical transmitter 1 (step S101).
  • the coherent receiver 21 converts the received optical signal into a digital signal and outputs it to the digital signal processing unit 22.
  • the nonlinear optical compensation unit 23 performs nonlinear optical compensation for each of the digital signals output from the coherent receiver 21 (step S102).
  • the Fourier transform unit 233-1 converts the received signal in the time domain into the received signal in the frequency domain by performing FFT on the received signal in the time domain.
  • the Fourier transform unit 233-1 outputs the received signal converted into the frequency domain to the wavelength dispersion compensation unit 234-1.
  • the wavelength dispersion compensation unit 234-1 performs wavelength dispersion compensation for the received signal in the frequency domain. At this time, the wavelength dispersion compensation unit 234-1 uses the dispersion coefficient ⁇ k set as the initial value.
  • the wavelength dispersion compensating unit 234-1 outputs the wavelength dispersion compensated received signal to the inverse Fourier transform unit 235-1.
  • the inverse Fourier transform unit 235-1 converts the wavelength dispersion compensated received signal into a time domain received signal by performing IFFT on the signal output from the wavelength dispersion compensating unit 234-1.
  • the inverse Fourier transform unit 235-1 outputs the received signal converted into the time domain to the nonlinear compensation unit 232-1.
  • the nonlinear compensation unit 232-1 compensates for the nonlinear optical effect on the received signal converted into the time domain. At this time, the nonlinear compensation unit 232-1 uses the phase rotation amount ⁇ k set as the initial value. The non-linear compensation unit 232-1 outputs the received signal compensated for the non-linear optical effect to the subsequent Fourier transform unit 233.
  • the adaptive equalization unit 24 When the process of step 102 is executed for N steps, the adaptive equalization unit 24 performs an adaptive equalization process for compensating for the distortion generated in the waveform of the output signal output from the nonlinear optical compensation unit 23 (step). S103). Since the method of adaptive equalization processing is the same as the conventional method, the description thereof will be omitted.
  • the adaptation equalization unit 24 outputs the signal after the adaptation equalization processing to the frequency offset compensation unit 25.
  • the frequency offset compensation unit 25 executes a frequency offset compensation process for compensating for the frequency offset with respect to the signal output from the adaptive equalization unit 24 (step S104). Since the method of frequency offset compensation processing is the same as the conventional method, the description thereof will be omitted.
  • the frequency offset compensation unit 25 outputs the signal after the frequency offset compensation processing to the carrier phase noise compensation unit 26.
  • the carrier phase noise compensation unit 26 executes a carrier phase compensation process for compensating the phase offset for the digital signal whose frequency offset has been compensated (step S105). Since the method of carrier phase compensation processing is the same as the conventional method, the description thereof will be omitted.
  • the carrier phase noise compensation unit 26 outputs the signal after the carrier phase compensation processing to the coefficient updating unit 28.
  • the coefficient updating unit 28 compares the output signal output from the carrier phase noise compensation unit 26 with the training signal acquired in advance, and creates a predetermined evaluation function (step S106). Any evaluation function may be used as the evaluation function. For example, as the evaluation function, a residual sum of squares shown in the following equation (1) or an equation obtained by adding a regularization term to the residual sum of squares shown in the following equation (2) may be used.
  • Is J in formula (1) represents an evaluation function
  • x i is i (i is an integer of 1 or more) represents a th sample of a received signal
  • t i represents the i th sample of the correct signal.
  • the two items on the right side are regularization terms.
  • ⁇ k in the regularization term represents the amount of nonlinear phase rotation at the kth step.
  • the coefficient updating unit 28 uses an optimization algorithm so as to minimize the created evaluation function, and the total coefficient used in the nonlinear optical compensation unit 23 (for example, dispersion coefficient ⁇ k , phase rotation amount ⁇ ). k etc.) is updated (step S107).
  • the optimization algorithm a method of optimizing the variance coefficient ⁇ k and the phase rotation amount ⁇ k one by one, or an existing method existing in the machine learning field such as the error back propagation method and the steepest descent method may be used. Good.
  • the coefficient updating unit 28 performs the processes shown in the following (1) to (3).
  • phi 2 from phi N one by one point optimization (3) optimizes the re phi 2, repeated until all coefficients from phi 1 phi N converges
  • the phi k optimizing The order may be arbitrary. Further, the processes shown in (1) to (3) above are also executed with the phase rotation amount ⁇ k.
  • the coefficient updating unit 28 updates all the coefficients (for example, dispersion coefficient ⁇ k and phase rotation amount ⁇ k ) used in the nonlinear optical compensation unit 23 based on the following equation (3). To do.
  • the coefficient updating unit 28 can update all the dispersion coefficients ⁇ k and the phase rotation amount ⁇ k at the same time, so that the estimation time can be shortened. Furthermore, there is a possibility of improving the estimation accuracy.
  • ⁇ represents the step size.
  • the evaluation function J needs to be differentiated by ⁇ k and ⁇ k.
  • this derivative is calculated using an error back propagation method (see, for example, Reference 1), a numerical differentiation, or the like, which is often used in the field of machine learning. (Reference 1: R.P. Lippmann., “An introduction to computing with neural nets,” IEEE ASSP Mag., 4 (2) 1987.)
  • the coefficient updating unit 28 sets the updated coefficient in the nonlinear optical compensation unit 23. After that, the optical receiver 2 repeatedly executes the processes of steps S102 to S107 using the newly set coefficients until the coefficients converge (step S108).
  • the transmission characteristic estimation unit 29 acquires all the optimized coefficients (for example, dispersion coefficient ⁇ k , phase rotation amount ⁇ k, etc.). For example, the transmission characteristic estimation unit 29 may acquire the optimized total coefficients (for example, dispersion coefficient ⁇ k , phase rotation amount ⁇ k, etc.) from the nonlinear optical compensation unit 23, or from the coefficient update unit 28. You may get it directly.
  • the transmission characteristic estimation unit 29 estimates the transmission characteristics using the acquired optimized total coefficients (for example, dispersion coefficient ⁇ k , phase rotation amount ⁇ k, etc.) (step S109). Specifically, the transmission characteristic estimation unit 29 estimates the loss distribution by plotting all the optimized phase rotation amounts ⁇ k ( ⁇ 1 to ⁇ N) as shown in FIG.
  • the transmission characteristic estimation unit 29 estimates the dispersion distribution by plotting all the optimized dispersion coefficients ⁇ k ( ⁇ 1 to ⁇ N) as shown in FIG. In addition, in FIG. 5 and FIG. 6, the horizontal axis Z represents a distance.
  • the transmission characteristic estimation unit 29 outputs the estimation result to the estimation result output unit 30.
  • the estimation result output unit 30 outputs the estimation result (loss distribution and dispersion distribution) output from the transmission characteristic estimation unit 29 to the outside.
  • the transmission characteristics can be estimated in the optical receiving device 2.
  • the optical receiving device 2 optimizes the dispersion coefficient ⁇ k and the phase rotation amount ⁇ k used at the time of nonlinear optical compensation of the received signal.
  • the optical receiving device 2 optimizes the dispersion coefficient ⁇ k and the phase rotation amount ⁇ k used at the time of nonlinear optical compensation of the received signal so that the SNR of the signal becomes the highest. This makes it possible to estimate the transmission characteristics showing the non-linear rotation amount and dispersion amount in the transmission line.
  • the optical receiver 2 does not require a special device such as an OTDR, so that the cost of the device can be reduced.
  • the optical receiver 2 can perform automatic diagnosis, it is possible to reduce the operating cost of personnel as in the case of using a conventional special device such as an OTDR. Further, the optical receiver 2 can make a diagnosis even in an optical transmission line spanning a plurality of optical amplifiers without a special configuration, and can remotely diagnose not only the loss distribution but also the dispersion distribution. In this way, the optical receiver 2 can easily estimate the optical transmission characteristics.
  • FIG. 7 is a diagram showing a system configuration of the optical transmission system 100a according to the second embodiment.
  • the optical transmission system 100a is the same as that of the first embodiment except that the configuration of the optical receiving device 2a is different. Hereinafter, only the differences will be described.
  • the optical receiver 2a includes a coherent receiver 21 and a digital signal processing unit 22a.
  • the digital signal processing unit 22a includes a nonlinear optical compensation unit 23a, an adaptive equalization unit 24, a frequency offset compensation unit 25, a carrier phase noise compensation unit 26, a demodulation unit 27, a coefficient update unit 28a, a transmission characteristic estimation unit 29, and an estimation result output.
  • the unit 30 is provided.
  • a coefficient updating unit 28a is provided between the nonlinear optical compensation unit 23a and the adaptive equalization unit 24.
  • the optical receiver 2a uses the signal output from the nonlinear optical compensation unit 23 to use all the coefficients used in the nonlinear optical compensation unit 23 (for example, dispersion coefficient ⁇ k , phase rotation amount ⁇ k, etc.). Is updated in all steps.
  • the demodulation unit 27 acquires the demodulated signal by demodulating and decoding the four digital signals output from the carrier phase noise compensation unit 26.
  • FIG. 8 is a flowchart showing the flow of signal compensation processing by the optical receiver 2a according to the second embodiment.
  • the same processing as in FIG. 4 is designated by the same reference numerals as in FIG. 4, and the description thereof will be omitted.
  • the coefficient updating unit 28a compares the output signal output from the inverse Fourier transform unit 235 with the training signal and creates a predetermined evaluation function (step S201). ..
  • the transmission signal cannot be used as it is as the training signal.
  • the optical receiver 2a needs to create a training signal which is a correct signal after the digital back propagation method is performed, but the estimated carrier phase noise, frequency offset, and the inverse of the adaptive equalization filter are reversed.
  • the correct answer signal can be created by giving the characteristics to the transmission signal in order.
  • the coefficient updating unit 28a uses an optimization algorithm so as to minimize the created evaluation function, and the total coefficient used in the nonlinear optical compensation unit 23 (for example, dispersion coefficient ⁇ k , phase rotation amount ⁇ ). k etc.) is updated (step S202).
  • the update of the coefficient by the optimization algorithm is the same as that of the first embodiment.
  • the coefficient updating unit 28a sets the coefficient obtained by the above equation (2) in the nonlinear optical compensation unit 23. After that, the optical receiver 2a repeatedly executes the processes of steps S101 to S202 using the newly set coefficients until the coefficients converge (step S203).
  • the coefficient updating unit 28a outputs the output signal obtained by the optimized coefficient to the adaptive equalization unit 24.
  • the transmission characteristic estimation unit 29 acquires all the optimized coefficients (for example, dispersion coefficient ⁇ k , phase rotation amount ⁇ k, etc.).
  • the transmission characteristic estimation unit 29 may acquire the optimized total coefficients (for example, dispersion coefficient ⁇ k , phase rotation amount ⁇ k, etc.) from the nonlinear optical compensation unit 23, or from the coefficient update unit 28. You may get it directly.
  • the transmission characteristic estimation unit 29 estimates the transmission characteristics using all the acquired optimized coefficients (for example, dispersion coefficient ⁇ k , phase rotation amount ⁇ k, etc.) (step S204).
  • the transmission characteristic estimation unit 29 outputs the estimation result to the estimation result output unit 30.
  • the estimation result output unit 30 outputs the estimation result (loss distribution and dispersion distribution) output from the transmission characteristic estimation unit 29 to the outside.
  • the adaptive equalization unit 24 performs adaptive equalization to compensate for the distortion generated in the waveform of the output signal output from the coefficient updating unit 28a (step S205).
  • the adaptation equalization unit 24 outputs the signal after the adaptation equalization processing to the frequency offset compensation unit 25.
  • the frequency offset compensation unit 25 executes a frequency offset compensation process for compensating the frequency offset for the signal output from the adaptive equalization unit 24 (step S206).
  • the frequency offset compensation unit 25 outputs the signal after the frequency offset compensation processing to the carrier phase noise compensation unit 26.
  • the carrier phase noise compensation unit 26 executes a carrier phase compensation process for compensating the phase offset for the digital signal whose frequency offset has been compensated (step S207).
  • the carrier phase noise compensation unit 26 outputs the signal after the carrier phase compensation processing to the demodulation unit 27.
  • the demodulation unit 27 acquires the demodulated signal by demodulating and decoding the digital signal output from the carrier phase noise compensation unit 26 (step S208).
  • the demodulation unit 27 outputs the acquired demodulation signal to the subsequent stage.
  • the optical transmission characteristics can be easily estimated as in the first embodiment.
  • the optical receiver 2a compares the received signal with the training signal immediately after the digital back propagation method. As a result, the feedback loop for updating is small, and learning can be made faster than in the first embodiment.
  • FIG. 9A and 9B are diagrams showing the results of simulation using the optical receiver 2 of the present invention.
  • FIG. 9A is a diagram showing a simulation result when there is no failure point
  • FIG. 9B is a diagram showing a simulation result when there is a failure point (for example, 50 km).
  • the length of the optical transmission line 3 was 200 km
  • the number of spans was 2
  • the number of steps of the digital back propagation method was 40
  • the regularization term was an exp barrier.
  • FIG. 9A it can be seen that the nonlinear optical compensation is performed with high accuracy when there is no failure point.
  • the coefficient updating units 28 and 28a may compare the output signal with the training signal at another location. Specifically, the optical receivers 2 and 2a may compare the output signal with the training signal between the adaptive equalization unit 24 and the frequency offset compensation unit 25, or may perform the comparison with the frequency offset compensation unit 25. It may be performed between the carrier phase noise compensating unit 26 or between the carrier phase noise compensating unit 26 and the demodulation unit 27. When comparing the output signal and the training signal between the carrier phase noise compensation unit 26 and the demodulation unit 27 in the first embodiment, the digital signal processing unit 22 needs to newly include the demodulation unit 27. There is.
  • the transmission characteristic estimation unit 29 may estimate the transmission characteristic at another location. Specifically, the transmission characteristic estimation unit 29 may estimate the transmission characteristics after the processing of the adaptive equalization unit 24, the processing of the frequency offset compensation unit 25, or the carrier phase noise. It may be performed after the processing of the compensation unit 26.
  • the configuration for optimizing the parameters at the time of system construction is shown, but the optical receivers 2 and 2a may be configured to optimize the parameters even during actual operation.
  • the optical receivers 2 and 2a mix the known pilot signals between the optical transmitters 1 and the optical receivers 2 and 2a in the transmission signal sequence, and use the pilot signal as the correct answer signal.
  • a method of updating the coefficient on the receiving side can be considered. This makes it possible to maintain or improve the compensation accuracy during operation.
  • the estimation of the transmission characteristics may be physically created in the chip constituting the digital signal processing unit 22 in the optical receiving device 2 and performed by online processing, or the received signal is taken out from the optical receiving device 2 and processed offline. It may be done at.
  • all the functional units included in the digital signal processing unit 22 are provided in an external device such as an external computer.
  • the external device acquires the signal immediately before entering the nonlinear optical compensation unit 23, and performs the same processing as the processing shown in each of the above embodiments.
  • the above-mentioned optical receivers 2 and 2a may be realized by a computer.
  • the program for realizing this function may be recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on the recording medium may be read by the computer system and executed.
  • the term "computer system” as used herein includes hardware such as an OS and peripheral devices.
  • the "computer-readable recording medium” refers to a portable medium such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, or a CD-ROM, or a storage device such as a hard disk built in a computer system.
  • a "computer-readable recording medium” is a communication line for transmitting a program via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line, and dynamically holds the program for a short period of time.
  • a program may be held for a certain period of time, such as a volatile memory inside a computer system serving as a server or a client.
  • the above program may be for realizing a part of the above-mentioned functions, and may be further realized for realizing the above-mentioned functions in combination with a program already recorded in the computer system. It may be realized by using a programmable logic device such as FPGA (Field Programmable Gate Array).
  • the present invention is applicable to an optical transmission system that performs nonlinear optical compensation.

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Abstract

光信号をコヒーレント検波方式により受信して得られる受信信号の波長分散の補償に用いる分散係数及び前記受信信号の非線形光学効果の補償に用いる位相回転量を最適化する係数更新部と、最適化された前記分散係数及び前記位相回転量を用いて、伝送路の伝送特性を推定する伝送特性推定部と、を備える光受信装置。

Description

光受信装置及び伝送特性推定方法
　本発明は、光受信装置及び伝送特性推定方法に関する。
　従来、光伝送路の保守及び監視を行うため、光伝送路の特性（損失分布や障害点の位置等）を遠隔で診断可能にする技術が研究されている。このような技術として、代表的な技術としてＯＴＤＲ（Optical Time Domain Reflectometer）が知られている（例えば、非特許文献２参照）。ＯＴＤＲは、光パルスを光ファイバ中に射出し、戻り光のパワーを取得することで光ファイバ中の損失分布を測定する技術である。
M. K. Barnoski et al., "Fiber waveguides: a novel technique for investigating attenuation characteristics," Applied Optics, 15(9), pp. 2112-2115, 1976. S. Furukawa et al., "Enhanced Coherent OTDR for Long Span Optical Transmission Lines Containing Optical Fiber Amplifiers," IEEE Photon. Technol. Lett., 7(5), pp.540-542, 1995.
　しかしながら、ＯＴＤＲには以下のように複数の問題が挙げられる。１つ目として、ＯＴＤＲを行うための特殊な装置が必要になるためコストがかかる。２つ目として、この特殊な装置の使用方法を知る技術者が現場に向かう必要があるため、人員の稼働コストがかかる。３つ目として、光増幅器が順方向にしか光を通さないため、光増幅器を越えて伝送路を診断する場合には光パルスの行きと帰りで別々（２本）の伝送路が必要となる（例えば、非特許文献２参照）。
　上記のように、ＯＴＤＲを利用する場合には、光伝送特性を簡便に推定することができないという問題があった。このような問題は、ＯＴＤＲを利用する場合に限らず、光伝送特性を診断する特殊な装置を必要とする診断方法全てに共通する問題である。
　上記事情に鑑み、本発明は、光伝送特性を簡便に推定することができる技術の提供を目的としている。
　本発明の一態様は、光信号をコヒーレント検波方式により受信して得られる受信信号の波長分散の補償に用いる分散係数及び前記受信信号の非線形光学効果の補償に用いる位相回転量を最適化する係数更新部と、最適化された前記分散係数及び前記位相回転量を用いて、伝送路の伝送特性を推定する伝送特性推定部と、を備える光受信装置である。
　本発明の一態様は、光信号をコヒーレント検波方式により受信して得られる受信信号の波長分散の補償に用いる分散係数及び前記受信信号の非線形光学効果の補償に用いる位相回転量を最適化する係数更新ステップと、最適化された前記分散係数及び前記位相回転量を用いて、伝送路の伝送特性を推定する伝送特性推定ステップと、を有する伝送特性推定方法である。
　本発明により、光伝送特性を簡便に推定することが可能となる。
本発明の概要を説明するための図である。 第１の実施形態における光伝送システムのシステム構成を示す図である。 第１の実施形態における非線形光学補償部の機能構成を表す概略ブロック図である。 第１の実施形態における光受信装置による伝送特性推定処理の流れを示すフローチャートである。 第１の実施形態における損失分布推定の実現方法を説明するための図である。 第１の実施形態における分散分布推定の実現方法を説明するための図である。 第２の実施形態における光伝送システムのシステム構成を示す図である。 第２の実施形態における光受信装置による信号補償処理の流れを示すフローチャートである。 故障点なしの場合のシミュレーション結果を示す図である。 故障点ありの場合のシミュレーション結果を示す図である。
　以下、本発明の一実施形態を、図面を参照しながら説明する。
　図１は、本発明の概要を説明するための図である。
　本発明では、従来のデジタル逆伝搬法（ＤＢＰ：Digital Back Propagation）と同様に、線形補償部と、非線形補償部とのセットをＮ（Ｎは１以上の整数）ステップ実行する。さらに本発明では、各線形補償部の分散係数βｋと、非線形補償部の位相回転量φｋを、例えば信号のＳＮＲ（Signal-to-Noise ratio）が最大になるように最適化することによって光伝送特性を診断する。ここで、光伝送特性は、損失分布や分散分布である。損失分布は、ファイバ長手方向の位置に対応する位相回転量φｋが示された分布である。分散分布は、ファイバ長手方向の位置に対応する分散量を表す分散係数βｋが示された分布である。
　デジタル逆伝搬法の構成において、光伝送路中で生じる非線形位相回転量の逆を受信信号に与えることができれば信号のＳＮＲを高くすることができる。そこで、本発明の一態様では、信号のＳＮＲが最も高くなるように、逆位相回転量φｋの最適化を行う。これにより、伝送路中における非線形回転量を推定することができ、その結果として光パワーの推定が可能になる。本発明の一態様では、最適化された位相回転量φｋが求めたい位相回転量（上記の非線形回転量）である。また、デジタル逆伝搬法の構成において、光伝送路中で生じる分散量の逆を受信信号に与えることができれば信号のＳＮＲを高くすることができる。そこで、本発明の一態様では、信号のＳＮＲが最も高くなるように、逆分散係数βｋの最適化を行う。これにより、伝送路中における分散量を推定することができる。本発明の一態様では、最適化された分散係数βｋが求めたい分散係数（上記の分散量）である。
　本発明では、上記のようにして伝送路中における非線形回転量及び分散量を推定することで光伝送特性を診断可能にする。
　以下、具体的な構成について説明する。
（第１の実施形態）
　図２は、第１の実施形態における光伝送システム１００のシステム構成を示す図である。光伝送システム１００は、光送信装置１と、光受信装置２とを備える。光送信装置１と、光受信装置２は、光伝送路３を介して通信可能に接続される。光伝送路３は、光送信装置１が送信する光信号を光受信装置２に伝送する。光伝送路３は、光送信装置１と光受信装置２とを接続する光ファイバで構成される。
　光送信装置１は、外部の情報源から与えられる送信情報を符号化して電気信号を生成し、生成した電気信号を光信号に変換して光伝送路３を介して光受信装置２に送信する。
　光受信装置２は、コヒーレント受信器２１及びデジタル信号処理部２２を備える。
　コヒーレント受信器２１は、ベースバンド光信号を偏波面が直交する２つの光信号に分離する。これらの光信号と局発光源（不図示）の局発光が９０°ハイブリッド回路（不図示）に入力され、両光を互いに同相及び逆相で干渉させた１組の出力光、直交（９０°）及び逆直交（－９０°）で干渉させた１組の出力光の計４つの出力光が得られる。これらの出力光はフォトダイオード（不図示）によりそれぞれアナログ信号に変換される。光コヒーレント受信機１１は、これらのアナログ信号をデジタル信号に変換する。
　光伝送路３中を光信号が伝搬する際に、信号の光パワーに比例して信号の位相が回転する非線形光学効果によって信号波形が歪む。デジタル信号処理部２２は、コヒーレント受信器２１が出力するデジタル信号を受信信号として取り込み、取り込んだ受信信号に対して非線形光学補償を行う。
　デジタル信号処理部２２は、非線形光学補償部２３、適応等化部２４、周波数オフセット補償部２５、キャリア位相雑音補償部２６、係数更新部２８、伝送特性推定部２９及び推定結果出力部３０を備える。
　非線形光学補償部２３は、図３に示す構成を有しており、デジタル信号それぞれに対して非線形光学補償を行う。
　図３は、第１の実施形態における非線形光学補償部２３の機能構成を表す概略ブロック図である。
　非線形光学補償部２３は、複数の線形補償部２３１－１～２３１－Ｎ及び複数の非線形補償部２３２－１～２３２－Ｎを備える。１つの線形補償部２３１及び１つの非線形補償部２３２が線形補償及び非線形補償を行う１つのセットであり、非線形光学補償部２３はこのセットによる処理をＮステップ行うためにＮ個のセットを備えている。
　線形補償部２３１－１は、フーリエ変換部２３３－１、波長分散補償部２３４－１及び逆フーリエ変換部２３５－１を備える。
　フーリエ変換部２３３－１は、時間領域の受信信号に対してＦＦＴを行うことによって、時間領域の受信信号から周波数領域の受信信号に変換する。
　波長分散補償部２３４－１は、周波数領域の受信信号に対して、所定の値（例えば、ｅｘｐ＾（－ｊβｋω２））を乗算することによって波長分散補償を行う。なお、“＾”の記号は、“＾”以降の値がｅｘｐの上付きであることを意味する。例えば、ｅｘｐ＾（－ｊβｋω２）の場合には、（－ｊβｋω２）がｅｘｐの上付きであることを意味する。“＾”については以降の説明においても同様である。波長分散補償部２３４－１は、処理開始時には初期値として設定された分散係数βｋを用いて波長分散補償を行い、係数更新部２８から分散係数βｋが更新される度に更新後の分散係数βｋを用いて波長分散補償を行う。
　逆フーリエ変換部２３５－１は、波長分散補償部２３４－１から出力された信号に対してＩＦＦＴを行うことによって、波長分散補償された受信信号を時間領域の受信信号に変換する。
　非線形光学補償部２３は、逆フーリエ変換部２３５から出力された信号系列に対して、所定の値（例えば、ｅｘｐ＾（－ｊφｋ））を乗算することによって非線形光学効果の補償を行う。具体的には、非線形光学補償部２３は、処理開始時には初期値として設定された位相回転量φｋを用いて非線形光学効果の補償を行い、係数更新部２８から位相回転量φｋが更新される度に更新後の位相回転量φｋを用いて非線形光学効果の補償を行う。
　線形補償部２３１－Ｎは、線形補償部２３１－１と同様の処理を行う。また、非線形補償部２３２－Ｎは、非線形補償部２３２－１と同様の処理を行う。
　図２に戻って、光受信装置２の説明を続ける。
　適応等化部２４は、光伝送路３において光信号の波形に生じた歪みを補償する機能部である。すなわち、適応等化部２４は、光伝送路３において符号間干渉（シンボル間干渉）によって光信号に生じた符号誤りを訂正する機能部である。適応等化部２４は、設定されたタップ係数に応じて、ＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ）によって適応等化処理を実行する。
　周波数オフセット補償部２５は、適応等化処理が実行された４つのデジタル信号に対して、周波数オフセットを補償する処理を実行する。
　キャリア位相雑音補償部２６は、周波数オフセットが補償された４つのデジタル信号に対して、位相オフセットを補償する処理を実行する。
　係数更新部２８は、非線形光学補償部２３において使用される全係数（例えば、分散係数βｋ、位相回転量φｋ等）を全ステップにおいて更新する。第１の実施形態では、例えば係数更新部２８は、キャリア位相雑音補償部２６からの出力信号と、トレーニング信号とに基づいて、非線形光学補償部２３において使用される全係数（例えば、分散係数βｋ、位相回転量φｋ等）を全ステップにおいて更新する。係数更新部２８は、更新した係数を、非線形光学補償部２３の各機能部に設定する。第１の実施形態において出力信号と比較されるトレーニング信号は、電気信号に変換された送信信号である。
　伝送特性推定部２９は、光伝送路３の伝送特性を推定する。例えば、伝送特性推定部２９は、最適化された位相回転量φｋを用いて損失分布を推定する。また、例えば、伝送特性推定部２９は、最適化された分散係数βｋを用いて分散分布を推定する。
　推定結果出力部３０は、伝送特性推定部２９によって推定された損失分布及び分散分布を外部に出力する。
　図４は、第１の実施形態における光受信装置２による伝送特性推定処理の流れを示すフローチャートである。
　まず、図４の処理を開始する前の初期設定について説明する。
　デジタル信号処理部２２が備える非線形光学補償部２３以外の機能部、例えば適応等化部２４、周波数オフセット補償部２５及びキャリア位相雑音補償部２６が用いる補償係数を予め推定し、推定した補償係数を設定する。なお、推定の方法は従来の技術が用いられてもよい。次に、非線形光学補償部２３において使用される全係数（例えば、分散係数βｋ、位相回転量φｋ等）に適当な初期値を設定する。なお、非線形光学補償部２３において使用される全係数の初期値は任意である。例えば、初期値を０としてもよいし、入力パワーなど、判明している位相回転量φｋ(分散係数βｋ)はその値を使用しても良い。以上が初期設定である。
　初期設定が完了すると、光受信装置２のコヒーレント受信器２１は、光送信装置１から送信された光信号を受信する（ステップＳ１０１）。コヒーレント受信器２１は、受信した光信号をデジタル信号に変換してデジタル信号処理部２２に出力する。非線形光学補償部２３は、コヒーレント受信器２１から出力されたデジタル信号それぞれに対して非線形光学補償を行う（ステップＳ１０２）。具体的には、フーリエ変換部２３３－１は、時間領域の受信信号に対してＦＦＴを行うことによって、時間領域の受信信号から周波数領域の受信信号に変換する。フーリエ変換部２３３－１は、周波数領域に変換された受信信号を波長分散補償部２３４－１に出力する。
　波長分散補償部２３４－１は、周波数領域の受信信号に対して波長分散補償を行う。この際、波長分散補償部２３４－１は、初期値として設定された分散係数βｋを用いる。波長分散補償部２３４－１は、波長分散補償された受信信号を逆フーリエ変換部２３５－１に出力する。逆フーリエ変換部２３５－１は、波長分散補償部２３４－１から出力された信号に対してＩＦＦＴを行うことによって、波長分散補償された受信信号を時間領域の受信信号に変換する。逆フーリエ変換部２３５－１は、時間領域に変換された受信信号を非線形補償部２３２－１に出力する。非線形補償部２３２－１は、時間領域に変換された受信信号に対して非線形光学効果の補償を行う。この際、非線形補償部２３２－１は、初期値として設定された位相回転量φｋを用いる。非線形補償部２３２－１は、非線形光学効果が補償された受信信号を後段のフーリエ変換部２３３に出力する。
　上記のステップ１０２の処理がＮステップ分実行されると、適応等化部２４は、非線形光学補償部２３から出力された出力信号の波形に生じた歪みを補償する適応等化処理を行う（ステップＳ１０３）。なお、適応等化処理の方法は、従来と同じであるため説明を省略する。適応等化部２４は、適応等化処理後の信号を周波数オフセット補償部２５に出力する。
　周波数オフセット補償部２５は、適応等化部２４から出力された信号に対して、周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償処理を実行する（ステップＳ１０４）。なお、周波数オフセット補償処理の方法は、従来と同じであるため説明を省略する。周波数オフセット補償部２５は、周波数オフセット補償処理後の信号をキャリア位相雑音補償部２６に出力する。
　キャリア位相雑音補償部２６は、周波数オフセットが補償されたデジタル信号に対して、位相オフセットを補償するキャリア位相補償処理を実行する（ステップＳ１０５）。なお、キャリア位相補償処理の方法は、従来と同じであるため説明を省略する。キャリア位相雑音補償部２６は、キャリア位相補償処理後の信号を係数更新部２８に出力する。
　係数更新部２８は、キャリア位相雑音補償部２６から出力された出力信号と、予め取得したトレーニング信号とを比較し、所定の評価関数を作成する（ステップＳ１０６）。評価関数は、どのような評価関数が用いられてもよい。例えば、評価関数として、下記の式（１）に示す残差平方和や、下記の式（２）に示す残差平方和に正則化項を付けた式が用いられてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式（１）においてＪは評価関数を表し、ｘｉはｉ（ｉは１以上の整数）サンプル目の受信信号を表し、ｔｉはｉサンプル目の正解信号を表す。また、式（２）において右辺の２項目が正則化項である。正則化項におけるφｋはｋステップ目の非線形位相回転量を表す。正則化項をつけることによって、損失(推定)分布の推定精度を高めることができる。なお、損失分布の推定精度を高めることができれば正則化項は任意の関数で良い。
　次に、係数更新部２８は、作成した評価関数を最小化するように、最適化アルゴリズムを用いて、非線形光学補償部２３において使用される全係数（例えば、分散係数βｋ、位相回転量φｋ等）を更新する（ステップＳ１０７）。最適化アルゴリズムとしては、分散係数βｋ及び位相回転量φｋを１点ずつ最適化する方法や、誤差逆伝搬法や最急降下法等の機械学習分野に存在する既存の手法が用いられてもよい。
　分散係数βｋ及び位相回転量φｋを１点ずつ最適化する方法を用いる場合、係数更新部２８は以下の（１）から（３）に示す処理を行う。
（１）評価関数が最小になるようにφ１を最適化（他のφｋは固定）
（２）同様に、φ２からφＮを１点ずつ最適化
（３）再度φ２から最適化を行い、φ１からφＮの全係数が収束するまで繰り返す
　なお、最適化するφｋの順番は任意で良い。また、位相回転量φｋにおいても上記の（１）から（３）に示す処理が実行される。
　最急降下法を用いる場合、係数更新部２８は以下の式（３）に基づいて、非線形光学補償部２３において使用される全係数（例えば、分散係数βｋ及び位相回転量φｋ等）を更新する。最急降下法を用いることにより、係数更新部２８は全ての分散係数βｋ及び位相回転量φｋの更新を同時に実行することができるため、推定時間を短縮することができる。さらに、推定精度の改善の可能性がある。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式（３）において、μはステップサイズを表す。式（３）のように、評価関数Ｊのβｋやφｋによる微分が必要となる。この微分の求め方は様々想定されるが、どのような方法が用いられてもよい。例えば、この微分は、機械学習分野でよく使用される誤差逆伝搬法（例えば、参考文献１参照）や数値微分等を用いて算出される。
（参考文献１： R. P. Lippmann., “An introduction to computing with neural nets,” IEEE ASSP Mag., 4(2)1987.）
　係数更新部２８は、更新後の係数を非線形光学補償部２３に設定する。その後、光受信装置２は、新たに設定された係数を用いて、ステップＳ１０２～Ｓ１０７の処理を係数が収束するまで繰り返し実行する（ステップＳ１０８）。
　伝送特性推定部２９は、最適化された全係数（例えば、分散係数βｋ、位相回転量φｋ等）を取得する。例えば、伝送特性推定部２９は、最適化された全係数（例えば、分散係数βｋ、位相回転量φｋ等）を、非線形光学補償部２３から取得してもよいし、係数更新部２８から直接取得してもよい。伝送特性推定部２９は、取得した最適化された全係数（例えば、分散係数βｋ、位相回転量φｋ等）を用いて、伝送特性を推定する（ステップＳ１０９）。具体的には、伝送特性推定部２９は、最適化された全ての位相回転量φｋ（φ１からφＮ）を、図５に示すようにプロットすることによって損失分布を推定する。また、伝送特性推定部２９は、最適化された全ての分散係数βｋ（β１からβＮ）を、図６に示すようにプロットすることによって分散分布を推定する。なお、図５及び図６において横軸Ｚは距離を表す。伝送特性推定部２９は、推定結果を推定結果出力部３０に出力する。推定結果出力部３０は、伝送特性推定部２９から出力された推定結果（損失分布及び分散分布）を外部に出力する。
　以上のように構成された光受信装置２によれば、光受信装置２内で伝送特性を推定することができる。具体的には、光受信装置２は、受信信号の非線形光学補償時に用いられる分散係数βｋ、位相回転量φｋを最適化する。例えば、光受信装置２は、受信信号の非線形光学補償時に用いられる分散係数βｋ、位相回転量φｋを、信号のＳＮＲが最も高くなるように最適化する。これにより、伝送路中の非線形回転量及び分散量等が示された伝送特性を推定することが可能になる。特に、光受信装置２では、ＯＴＤＲ等の特殊装置は不要になるため、装置のコストを削減することができる。また、光受信装置２は、自動診断が可能であるため、従来のＯＴＤＲ等の特殊装置を用いた場合のように人員の稼働コストを削減することができる。さらに、光受信装置２は、複数の光増幅器にまたがる光伝送路でも特殊な構成不要で診断可能であり、損失分布のみならず分散分布まで遠隔で診断可能である。このように、光受信装置２は、光伝送特性を簡便に推定することが可能になる。
（第２の実施形態）
　第１の実施形態では、受信信号と、トレーニング信号との比較を、適応等化処理、周波数オフセットの補償及び位相オフセットの補償後に行っていた。第２の実施形態では、受信信号と、トレーニング信号との比較を非線形光学補償部２３と、適応等化部２４との間で行う。
　図７は、第２の実施形態における光伝送システム１００ａのシステム構成を示す図である。
　光伝送システム１００ａは、光受信装置２ａの構成が異なる点を除けば第１の実施形態と同様である。以下、相違点についてのみ説明する。
　光受信装置２ａは、コヒーレント受信器２１及びデジタル信号処理部２２ａを備える。デジタル信号処理部２２ａは、非線形光学補償部２３ａ、適応等化部２４、周波数オフセット補償部２５、キャリア位相雑音補償部２６、復調部２７、係数更新部２８ａ、伝送特性推定部２９及び推定結果出力部３０を備える。
　光受信装置２ａでは、係数更新部２８ａが、非線形光学補償部２３ａと適応等化部２４の間に備えられている。このように、光受信装置２ａは、非線形光学補償部２３から出力された信号を用いて、非線形光学補償部２３において使用される全係数（例えば、分散係数βｋ、位相回転量φｋ等）を全ステップにおいて更新する。
　復調部２７は、キャリア位相雑音補償部２６から出力される４つのデジタル信号に対して復調及び復号を行うことにより復調信号を取得する。
　図８は、第２の実施形態における光受信装置２ａによる信号補償処理の流れを示すフローチャートである。図８において、図４と同様の処理については図４と同様の符号を付して説明を省略する。
　ステップＳ１０２の処理がＮステップ分実行されると、係数更新部２８ａは、逆フーリエ変換部２３５から出力された出力信号と、トレーニング信号とを比較し、所定の評価関数を作成する（ステップＳ２０１）。第２の実施形態では、第１の実施形態と異なり、トレーニング信号として送信信号をそのまま利用することができない。この場合、光受信装置２ａは、デジタル逆伝搬法がなされた後の正解信号であるトレーニング信号を作成する必要があるが、推定して求めたキャリア位相雑音、周波数オフセット及び適応等化フィルタの逆特性を順に送信信号に与えることで正解信号を作成可能である。
　次に、係数更新部２８ａは、作成した評価関数を最小化するように、最適化アルゴリズムを用いて、非線形光学補償部２３において使用される全係数（例えば、分散係数βｋ、位相回転量φｋ等）を更新する（ステップＳ２０２）。最適化アルゴリズムによる係数の更新については第１の実施形態と同様である。係数更新部２８ａは、上式（２）により得られた係数を非線形光学補償部２３に設定する。その後、光受信装置２ａは、新たに設定された係数を用いて、ステップＳ１０１～Ｓ２０２の処理を係数が収束するまで繰り返し実行する（ステップＳ２０３）。
　係数が収束すると、係数更新部２８ａは最適化された係数により得られた出力信号を適応等化部２４に出力する。一方で、伝送特性推定部２９は、最適化された全係数（例えば、分散係数βｋ、位相回転量φｋ等）を取得する。例えば、伝送特性推定部２９は、最適化された全係数（例えば、分散係数βｋ、位相回転量φｋ等）を、非線形光学補償部２３から取得してもよいし、係数更新部２８から直接取得してもよい。伝送特性推定部２９は、取得した最適化された全係数（例えば、分散係数βｋ、位相回転量φｋ等）を用いて、伝送特性を推定する（ステップＳ２０４）。伝送特性推定部２９は、推定結果を推定結果出力部３０に出力する。推定結果出力部３０は、伝送特性推定部２９から出力された推定結果（損失分布及び分散分布）を外部に出力する。
　適応等化部２４は、係数更新部２８ａから出力された出力信号の波形に生じた歪みを補償する適応等化を行う（ステップＳ２０５）。適応等化部２４は、適応等化処理後の信号を周波数オフセット補償部２５に出力する。
　周波数オフセット補償部２５は、適応等化部２４から出力された信号に対して、周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償処理を実行する（ステップＳ２０６）。周波数オフセット補償部２５は、周波数オフセット補償処理後の信号をキャリア位相雑音補償部２６に出力する。キャリア位相雑音補償部２６は、周波数オフセットが補償されたデジタル信号に対して、位相オフセットを補償するキャリア位相補償処理を実行する（ステップＳ２０７）。キャリア位相雑音補償部２６は、キャリア位相補償処理後の信号を復調部２７に出力する。復調部２７は、キャリア位相雑音補償部２６から出力されるデジタル信号に対して復調及び復号を行うことにより復調信号を取得する（ステップＳ２０８）。復調部２７は、取得した復調信号を後段に出力する。
　以上のように構成された光受信装置２ａによれば、第１の実施形態と同様に、光伝送特性を簡便に推定することができる。
　また、光受信装置２ａは、受信信号と、トレーニング信号との比較をデジタル逆伝搬法直後に行っている。これにより、更新のためのフィードバックループが小さく、学習を第１の実施形態よりも高速にすることができる。
　図９Ａ及び図９Ｂは、本発明における光受信装置２を用いてシミュレーションを行った結果を示す図である。図９Ａは故障点なしの場合のシミュレーション結果を示す図であり、図９Ｂは故障点あり（例えば、５０ｋｍ）の場合のシミュレーション結果を示す図である。
　シミュレーションの条件として、光伝送路３の長さを２００ｋｍ、スパン数を２、デジタル逆伝搬法のステップ数を４０、正則化項をｅｘｐバリアとした。図９Ａに示すように、故障点なしの場合には、精度よく非線形光学補償がなされていることがわかる。
　＜第１の実施形態及び第２の実施形態に共通する変形例＞
　係数更新部２８，２８ａは、出力信号と、トレーニング信号との比較を他の場所で行ってもよい。具体的には、光受信装置２，２ａは、出力信号と、トレーニング信号との比較を、適応等化部２４と周波数オフセット補償部２５の間で行ってもよいし、周波数オフセット補償部２５とキャリア位相雑音補償部２６の間で行ってもよいし、キャリア位相雑音補償部２６と復調部２７の間で行ってもよい。なお、第１の実施形態においてキャリア位相雑音補償部２６と復調部２７の間で出力信号と、トレーニング信号との比較を行う場合には、デジタル信号処理部２２は復調部２７を新たに備える必要がある。
　伝送特性推定部２９は、伝送特性の推定を他の場所で行ってもよい。具体的には、伝送特性推定部２９は、伝送特性の推定を適応等化部２４の処理の後に行ってもよいし、周波数オフセット補償部２５の処理の後に行ってもよいし、キャリア位相雑音補償部２６の処理の後に行ってもよい。
　各実施形態では、システム構築時にパラメータの最適化を行う構成を示したが、光受信装置２，２ａは実運用中にもパラメータの最適化を行うように構成されてもよい。このように構成される場合、光受信装置２，２ａは、送信信号系列に光送信装置１と光受信装置２，２ａとの間で既知のパイロット信号を混ぜておき、パイロット信号を正解信号として受信側で係数更新を行う方法が考えられる。
　これにより、運用中に補償精度を維持又は向上させることが可能になる。
　伝送特性の推定は、光受信装置２内のデジタル信号処理部２２を構成するチップ内に物理的に作成しオンライン処理で行われても良いし、光受信装置２から受信信号を取り出してオフライン処理で行われても良い。オフライン処理で行われる場合、デジタル信号処理部２２が備える全ての機能部が外部のコンピュータ等の外部装置に設けられる。外部装置は、非線形光学補償部２３に入る直前の信号を取得し、上記の各実施形態で示した処理と同様の処理を行う。
　上述した光受信装置２及び２ａをコンピュータで実現するようにしてもよい。その場合、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することによって実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ－ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含んでもよい。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよく、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであってもよく、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のプログラマブルロジックデバイスを用いて実現されるものであってもよい。
　以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。
　本発明は、非線形光学補償を行う光伝送システムに適用可能である。
１…光送信装置，　２，２ａ…光受信装置，　２１…コヒーレント受信器，　２２，２２ａ…デジタル信号処理部，　２３…非線形光学補償部，　２４…適応等化部，　２５…周波数オフセット補償部，　２６…キャリア位相雑音補償部，　２７…復調部，　２８，２８ａ…係数更新部，　２９…伝送特性推定部，　３０…推定結果出力部，　２３１－１～２３１－Ｎ…線形補償部，　２３２－１～２３２－Ｎ…非線形補償部，　２３３－１～２３３－Ｎ…フーリエ変換部，　２３４－１～２３４－Ｎ…波長分散補償部，　２３５－１～２３５－Ｎ…逆フーリエ変換部

Claims (8)

  1. 　光信号をコヒーレント検波方式により受信して得られる受信信号の波長分散の補償に用いる分散係数及び前記受信信号の非線形光学効果の補償に用いる位相回転量を最適化する係数更新部と、
    　最適化された前記分散係数及び前記位相回転量を用いて、伝送路の伝送特性を推定する伝送特性推定部と、
    　を備える光受信装置。
  2. 　前記係数更新部は、前記受信信号の評価関数が所定の閾値以上となるように、Ｎ（Ｎは１以上の整数）ステップ繰り返し実行される前記非線形光学効果の補償に使用される複数の前記位相回転量それぞれを最適化する、請求項１に記載の光受信装置。
  3. 　前記係数更新部は、前記受信信号の評価関数が所定の閾値以上となるように、Ｎステップ繰り返し実行される前記波長分散の補償に使用される複数の前記分散係数それぞれを最適化する、請求項１又は２に記載の光受信装置。
  4. 　前記係数更新部は、前記波長分散の補償及び前記非線形光学効果の補償がなされた信号と、トレーニング信号とを比較して評価関数を作成し、前記評価関数を最小化するように前記分散係数及び前記位相回転量を更新する、請求項１から３のいずれか一項に記載の光受信装置。
  5. 　前記係数更新部は、前記評価関数として残差平方和又は前記残差平方和に所定の正則化項を付けた評価関数を作成する、請求項４に記載の光受信装置。
  6. 　前記係数更新部は、前記トレーニング信号として、光送信器が送信した送信信号又は光送信器が送信した送信信号にキャリア位相雑音、周波数オフセット及び適応等化フィルタの逆特性を与えることによって生成される信号を用いる、請求項４又は５に記載の光受信装置。
  7. 　前記係数更新部は、前記分散係数及び前記位相回転量を最適化するアルゴリズムとして、複数の前記分散係数及び前記位相回転量を１つずつ最適化する手法又は最急降下法を用いる、請求項１から６のいずれか一項に記載の光受信装置。
  8. 　光信号をコヒーレント検波方式により受信して得られる受信信号の波長分散の補償に用いる分散係数及び前記受信信号の非線形光学効果の補償に用いる位相回転量を最適化する係数更新ステップと、
    　最適化された前記分散係数及び前記位相回転量を用いて、伝送路の伝送特性を推定する伝送特性推定ステップと、
    　を有する伝送特性推定方法。
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