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WO2020116501A1 - 絶縁抵抗検出装置 - Google Patents

絶縁抵抗検出装置 Download PDF

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Publication number
WO2020116501A1
WO2020116501A1 PCT/JP2019/047398 JP2019047398W WO2020116501A1 WO 2020116501 A1 WO2020116501 A1 WO 2020116501A1 JP 2019047398 W JP2019047398 W JP 2019047398W WO 2020116501 A1 WO2020116501 A1 WO 2020116501A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
average value
moving average
insulation resistance
voltage
range
Prior art date
Application number
PCT/JP2019/047398
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
真和 幸田
竜太 久保川
進藤　祐輔
脇本　亨
Original Assignee
株式会社デンソー
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社デンソー filed Critical 株式会社デンソー
Priority to CN201980080501.6A priority Critical patent/CN113167824B/zh
Publication of WO2020116501A1 publication Critical patent/WO2020116501A1/ja
Priority to US17/340,906 priority patent/US11921138B2/en

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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
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    • B60L3/00—Electric devices on electrically-propelled vehicles for safety purposes; Monitoring operating variables, e.g. speed, deceleration or energy consumption
    • B60L3/0023—Detecting, eliminating, remedying or compensating for drive train abnormalities, e.g. failures within the drive train
    • B60L3/0046—Detecting, eliminating, remedying or compensating for drive train abnormalities, e.g. failures within the drive train relating to electric energy storage systems, e.g. batteries or capacitors
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
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    • G—PHYSICS
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    • G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
    • G01R31/50—Testing of electric apparatus, lines, cables or components for short-circuits, continuity, leakage current or incorrect line connections
    • G01R31/52—Testing for short-circuits, leakage current or ground faults

Definitions

  • the present disclosure relates to an insulation resistance detection device.
  • an insulation resistance detection device that determines a leak based on a decrease in insulation resistance between an electric system mounted on the vehicle and a grounding portion (for example, Patent Document 1).
  • This insulation resistance detection device outputs a predetermined frequency signal to the connection line connected to the electrical system, detects the voltage (peak value) on the connection line at a predetermined cycle, and calculates the moving average value of the detected voltage. Based on this, the insulation resistance is detected.
  • the effective range is set based on the detection voltage detected up to the previous cycle, and the moving average value is calculated using the detection voltage within this effective range. Thereby, the accuracy of the insulation resistance detection is improved.
  • the moving average value is used to detect the insulation resistance, it is possible to detect the insulation resistance accurately regardless of noise, etc. There is a problem that the period until converges becomes long. For example, when an electric leakage occurs, the detected voltage suddenly changes and pulsates. If the moving average value pulsates along with the pulsation of the detection voltage, the pulsation of the moving average value cannot be suppressed until the pulsation of the detection voltage attenuates. If the number of detection voltages used to calculate the moving average value is increased in order to suppress the pulsation of the moving average value, the period required for the moving average value to change corresponding to the change in the detected voltage becomes longer.
  • the present disclosure has been made to solve the above problems, and an object thereof is to provide an insulation resistance detection device that can appropriately detect insulation resistance.
  • the present disclosure discloses a DC power supply, a coupling capacitor having one end connected to a power supply path connected to the DC power supply and insulated from a grounding portion, a resistor connected to the other end of the coupling capacitor, and the resistor. Is applied to a power supply system including an oscillating unit that outputs a predetermined frequency signal to the resistor, and the coupling capacitor and the resistor when the oscillating unit outputs the frequency signal to the resistor.
  • An insulation resistance detection device that detects a voltage at a connection point in a predetermined cycle and detects an insulation resistance between the ground portion and the power supply path based on a moving average value of the detection voltage, wherein the detection voltage is a predetermined value.
  • a first determination unit that determines whether or not the value has changed by a value or more, and a first moving average calculated by using the detection voltage in a first range when it is determined that the detection voltage has changed by the predetermined value or more.
  • a resistance detection unit that detects the insulation resistance based on a value, and a second determination unit that determines whether or not the pulsation of the detection voltage is attenuated after it is determined that the detection voltage has changed by the predetermined value or more. And the resistance detection unit, when it is determined that the pulsation of the detection voltage is attenuated, replaces the first moving average value and has a smaller number of the detection voltages included in the first range.
  • the insulation resistance is detected based on the second moving average value calculated using the detection voltage in the second range.
  • the insulation resistance is detected using the moving average value, it is possible to accurately detect the insulation resistance regardless of noise. Further, when an electric leakage occurs between the ground portion and the power supply path, the detected voltage changes by a predetermined value or more and pulsates. Therefore, when it is determined that the detected voltage has changed by a predetermined value or more, the first moving average value is calculated using a relatively large number of detected voltages, and the insulation resistance is detected based on the first moving average value. The configuration. Thereby, the pulsation of the first moving average value due to the pulsation of the detected voltage can be suppressed.
  • a relatively small detection voltage is used instead of the first moving average value.
  • Two moving averages are calculated, and the insulation resistance is detected based on the second moving averages.
  • the second moving average value can be stabilized at the voltage after the occurrence of the electric leakage at an early stage.
  • the insulation resistance can be converged at an early stage even when the electric leakage occurs, and the insulation resistance can be appropriately detected.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of a vehicle power supply system
  • FIG. 2 is a flowchart of the insulation resistance detection process according to the first embodiment
  • FIG. 3 is a time chart showing the transition of the detected voltage and the moving average value according to the first embodiment
  • FIG. 4 is a time chart showing the transition of the first acquisition period
  • FIG. 5 is a time chart showing the transition between the detected voltage and the moving average value according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a flowchart of the insulation resistance detection process according to the third embodiment
  • FIG. 7 is a time chart showing the transition between the detected voltage and the moving average value according to the third embodiment
  • FIG. 8 is a time chart showing the transition of the moving average value according to another embodiment.
  • the insulation resistance detection device 50 of the present embodiment is mounted on an electric vehicle having a rotating electric machine, for example, a hybrid vehicle.
  • the vehicle power supply system 100 of this embodiment includes a rotating electric machine 10, an inverter 20, a converter 30, a DC power supply 40, and an insulation resistance detection device 50.
  • the rotating electric machine 10 is a motor including a three-phase winding 11 that is star-connected.
  • the rotor of the rotary electric machine 10 is connected to the drive wheels of the vehicle so that power can be transmitted.
  • the rotary electric machine 10 is, for example, a synchronous machine.
  • the rotating electric machine 10 is connected to a DC power supply 40 via an inverter 20 and a converter 30.
  • the DC power supply 40 is a chargeable/dischargeable storage battery, and is configured by connecting a plurality of battery cells 42 in series.
  • the battery cell for example, a lithium ion storage battery or a nickel hydrogen storage battery can be used.
  • the inverter 20 includes a series connection body of an upper arm switch SIH and a lower arm switch SIL for each of the U, V and W phases.
  • the switches SIH and SIL unipolar elements and SiC N-channel MOSFETs are used.
  • the upper arm switch SIH has an upper arm diode DIH as a body diode
  • the lower arm switch SIL has a lower arm diode DIL as a body diode.
  • the inverter 20 is connected to the rotary electric machine 10 and the converter 30. Specifically, in each phase, the first end of the winding wire 11 of the rotary electric machine 10 is connected to the connection point between the source of the upper arm switch SIH and the drain of the lower arm switch SIL. The second end of the winding 11 of each phase is connected at the neutral point.
  • the converter 30 is a step-up DC-DC converter that boosts the power supply voltage Vbat of the DC power supply 40 and outputs it to the inverter 20.
  • the converter 30 includes a series connection body 31 of an upper arm transformation switch SCH and a lower arm transformation switch SCL, and a smoothing reactor 32.
  • a SiC N-channel MOSFET which is a unipolar element is used as each of the transformation switches SCH and SCL.
  • the upper arm transformer switch SCH has an upper arm transformer diode DCH as a body diode
  • the lower arm transformer switch SCL has a lower arm transformer diode DCL as a body diode.
  • the drain of the upper arm switch SI is connected to the drain of the upper arm switch SIH in each phase of the inverter 20.
  • a first end of the smoothing reactor 32 is connected to a connection point between the source of the upper arm transformer switch SCH and the drain of the lower arm transformer switch SCL.
  • the positive terminal of the DC power supply 40 is connected to the second end of the smoothing reactor 32.
  • the negative arm terminal of the DC power supply 40 and the source of the lower arm switch SIH in each phase of the inverter 20 are connected to the source of the lower arm transformer switch SCL.
  • the vehicle power supply system 100 includes a smoothing capacitor 22 and a power supply voltage detection unit 24.
  • the smoothing capacitor 22 is arranged between the drain of the upper arm transformer switch SCH and the source of the lower arm transformer switch SCL in the converter 30.
  • the power supply voltage detection unit 24 detects the terminal voltage of the smoothing capacitor 22 as the power supply voltage Vbat.
  • a positive-side power supply path L1 connected to the positive-side terminal of the DC power supply 40 is connected to a positive-side terminal of an electric load such as the converter 30 (for example, the drain of the upper arm transformer switch SCH).
  • a negative-side power supply path L2 connected to the negative-side terminal of the DC power supply 40 is connected to a negative-side terminal of an electric load such as the converter 30 (for example, the source of the lower arm transformer switch SCL).
  • the positive electrode side power supply path L1 and the negative electrode side power supply path L2 are electrically insulated from the ground portion G1 of the vehicle body or the like.
  • the resistance between these power supply paths L1 and L2 and the ground portion G1 can be represented as an insulation resistance Rn. Also.
  • a capacitance for grounding such as a noise removing capacitor and a stray capacitance, and these capacitances are collectively expressed as an insulating capacitance Cn.
  • the rotary electric machine 10 is electrically connected to the power supply paths L1 and L2. Therefore, the resistance between the rotary electric machine 10 and the ground portion G1 is also referred to as an insulation resistance Rn, and the capacitance between the rotary electric machine 10 and the ground portion G1 is also referred to as an insulation capacitance Cn.
  • the insulation resistance detection device 50 is connected to either the positive power supply path L1 or the negative power supply path L2, and detects the insulation resistance Rn between the ground part G1 and the power supply paths L1 and L2. Hereinafter, the insulation resistance detection device 50 will be described.
  • the insulation resistance detection device 50 includes a circuit section 52, a filter circuit 54, and a control section 56.
  • the circuit unit 52 includes an oscillating unit 53 that outputs an AC signal having a predetermined frequency, a resistor R1, and a coupling capacitor C1.
  • the oscillator 53, the resistor R1, and the coupling capacitor C1 are serially connected in this order, and the first end of the oscillator 53 is connected to the coupling capacitor C1 via the resistor R1.
  • the second end of the oscillating section 53 is connected to the ground section G1.
  • the coupling capacitor C1 is connected to the connection point M1 of the negative power supply path L2.
  • the coupling capacitor C1 blocks the DC component of the input between the insulation resistance detection device 50, which is a low voltage circuit, and the DC power supply 40, the converter 30, the inverter 20, and the rotary electric machine 10, which are high voltage circuits. , To pass the AC component.
  • the circuit section 52 when the oscillating section 53 outputs an AC signal via the resistor R1 and the coupling capacitor C1, the voltage at the connection point M2 finally changes the AC signal output by the oscillating section 53 to that of the resistor R1. It is a value obtained by dividing the resistance value and the resistance value of the insulation resistance Rn.
  • the detection voltage VD is input to the filter circuit 54.
  • the AC signal corresponds to the “frequency signal”.
  • the filter circuit 54 is connected to a connection point M2 between the resistor R1 and the coupling capacitor C1.
  • the filter circuit 54 converts the voltage (analog signal) at the connection point M2 when the oscillating unit 53 outputs an AC voltage to the resistor R1 into a digital signal suitable for the processing of the control unit 56 and outputs the digital signal. It is a conversion circuit.
  • the control unit 56 detects the voltage of the connection point M2 via the filter circuit 54 in a predetermined cycle, and based on the moving average value VA of the detection voltage VD, the insulation resistance Rn between the ground unit G1 and the power supply paths L1 and L2. To detect.
  • the predetermined cycle is equal to the cycle of the AC voltage and is approximately 2 Hz.
  • the control unit 56 uses the detected insulation resistance Rn to determine the insulation state of the high voltage circuit, that is, the presence/absence of leakage.
  • control unit 56 determines that the leakage has occurred, it executes various processes according to the leakage. For example, an alarm is output.
  • the function provided by the control unit 56 can be provided by, for example, software recorded in a substantive memory device, a computer that executes the software, hardware, or a combination thereof.
  • the output signals of various sensors are input to the control unit 56.
  • the current sensor 60 that detects the charging/discharging current of the DC power supply 40 acquires the power supply amount PW of the DC power supply 40.
  • the power supply amount PW is the amount of power supplied from the DC power supply 40 to the rotary electric machine 10 and an air conditioning system (not shown).
  • the accelerator sensor 62 acquires the accelerator operation amount associated with the accelerator operation (operation of the accelerator pedal), and the vehicle speed sensor 64 acquires the vehicle speed YM.
  • the moving average value VA if a plurality of detection voltages VD are required to calculate the moving average value VA, if the moving average value VA is used to detect the insulation resistance Rn, the insulation resistance Rn can be accurately detected regardless of noise or the like.
  • the problem that the period until the insulation resistance Rn converges becomes long occurs. For example, when a leakage occurs, the detection voltage VD changes rapidly and pulsates.
  • the moving average value VA pulsates along with the pulsation of the detection voltage VD, the pulsation of the moving average value VA cannot be suppressed until the pulsation of the detection voltage VD attenuates.
  • the period required for the moving average value VA to change in response to the change in the detection voltage VD. Will be prolonged. In either case, the period required for the moving average value VA to stabilize becomes longer. As a result, the period until the insulation resistance Rn converges becomes long, and there is a problem that the leakage determination is delayed. There is a demand for a technique capable of promptly converging the insulation resistance Rn and appropriately detecting the insulation resistance Rn.
  • the first moving average value VA1 is calculated using a relatively large number of detection voltages VD and the first The insulation resistance Rn is detected based on the moving average value VA1. Further, when it is determined that the pulsation of the detection voltage VD is attenuated after it is determined that the detection voltage VD has changed by a predetermined value or more, a relatively small detection voltage VD is used instead of the first moving average value VA1. Then, the second moving average value VA2 is calculated, and the insulation resistance detection process of detecting the insulation resistance Rn is performed based on the second moving average value VA2. As a result, the insulation resistance Rn can be converged earlier than in the case where the insulation resistance Rn is detected based on only the first moving average value VA1 or only the second moving average value VA2. The resistance Rn can be detected appropriately.
  • FIG. 2 shows a flowchart of the insulation resistance detection process of this embodiment.
  • the control unit 56 repeatedly performs the insulation resistance detection process at a predetermined cycle during system driving of the vehicle power supply system 100, that is, while the ignition switch of the vehicle on which the insulation resistance detection device 50 is mounted is switched on. ..
  • step S10 the voltage at the connection point M2 is detected.
  • step S12 it is determined whether or not the detection voltage VD detected in step S10 has changed from the detection voltage VD detected in the previous cycle by the first predetermined value Vtg1 or more.
  • the first predetermined value Vtg1 is a value corresponding to the voltage difference between the insulation voltage VF and the short circuit voltage VN (see FIG. 3).
  • the insulation voltage VF is the voltage at the connection point M2 under the condition that no short circuit has occurred between the ground part G1 and the power supply paths L1, L2, that is, under the condition that no leakage has occurred.
  • the short-circuit voltage VN is the voltage at the connection point M2 under the condition that a short circuit occurs between the ground portion G1 and the power supply paths L1, L2, that is, under the condition that the leakage occurs.
  • the first predetermined value Vtg1 corresponds to the “predetermined value”
  • the process of step S12 corresponds to the “first determination unit”.
  • step S12 If an affirmative determination is made in step S12, the accelerator operation amount is acquired based on the output signal of the accelerator sensor 62, and the drive state of the rotary electric machine 10 is determined in step S14.
  • the driving state of the rotary electric machine 10 indicates the vehicle traveling state, and for example, the acceleration state in which the rotational speed of the rotary electric machine 10 is accelerated corresponds to the vehicle acceleration state of the vehicle.
  • the deceleration state in which the rotation speed of the rotating electrical machine 10 is decelerated corresponds to the vehicle deceleration state of the vehicle.
  • the process of step S14 corresponds to a "drive determination unit.”
  • step S16 the range HS of the detection voltage VD used to calculate the moving average value VA is set.
  • the range HS is defined by the effective voltage range HV of the detection voltage VD and the acquisition period HT.
  • the effective voltage range HV is a voltage range in which the detection voltage VD is acquired
  • the acquisition period HT is a period in which the detection voltage VD is acquired.
  • the moving average value VA is calculated using the detection voltage VD within the effective voltage range HV and within the acquisition period HT, and the detection voltage VD outside the effective voltage range HV or outside the acquisition period HT is calculated as the moving average value VA. It is not used (see Figure 3 x mark).
  • the effective voltage range HV is set to a constant voltage range that is predetermined based on the first predetermined value Vtg1. Therefore, in step S20, only the acquisition period HT is set, and specifically, the first acquisition period HT1 (see FIG. 3) is set based on the drive state of the rotary electric machine 10 determined in step S14. As a result, the first range HS1 used for calculating the first moving average value VA1 is set. In addition, in this embodiment, the process of step S16 corresponds to a "setting part.”
  • the first moving average value VA1 is calculated using the first range HS1 set in step S16. Specifically, in step S18, the first fluctuation limiting process is performed. In the first fluctuation limiting process, when the noise included in the detection voltage VD is reduced by using the moving average, the effective voltage range HV is set with respect to the detection voltage VD in the first acquisition period HT1 to reduce the power supply voltage. This is processing for suppressing the influence of changes in Vbat. In this embodiment, the upper limit value HU and the lower limit value HD of the effective voltage range HV are set based on the detection voltage VD detected by the previous cycle. In the following step S20, the first moving average value VA1 is calculated. The first moving average value VA1 is an average value of the detection voltage VD detected from the current time point to the point before the first acquisition period HT1.
  • step S22 the power supply amount PW of the DC power supply 40 is acquired based on the output signal of the current sensor 60.
  • step S24 it is determined whether or not the power supply amount PW acquired in step S22 is smaller than the predetermined amount Ptg.
  • the predetermined amount Ptg is the power supply amount PW that causes the power supply voltage Vbat to generate noise equal to or higher than the second predetermined value Vtg2 (see FIG. 3) that is smaller than the first predetermined value Vtg1.
  • the process of step S22 corresponds to the "information acquisition unit".
  • step S26 it is decided in step S26 whether or not the pulsation of the detection voltage VD has been attenuated. That is, after it is determined in step S12 that the detection voltage VD has changed by the first predetermined value Vtg1 or more, it is determined whether or not the pulsation of the detection voltage VD has attenuated. Specifically, it is determined whether the variation amount ⁇ V of the first moving average value VA1 is smaller than the second predetermined value Vtg2. In addition, in this embodiment, the process of step S26 corresponds to a "2nd determination part.”
  • the insulation resistance Rn is detected based on the first moving average value VA1 in step S28. That is, when it is determined that the detection voltage VD has changed by the first predetermined value Vtg1 or more and the pulsation of the detection voltage VD is not attenuated, it is calculated using the detection voltage VD of the first range HS1.
  • the insulation resistance Rn is detected based on the first moving average value VA1.
  • the control unit 56 detects the insulation resistance Rn from the first moving average value VA1 using the conversion information stored in the storage unit 57 (see FIG. 1) of the control unit 56.
  • the storage unit 57 is composed of, for example, a ROM, a rewritable nonvolatile memory, or the like.
  • step S24 the insulation resistance Rn is detected based on the first moving average value VA1 in step S28 without making the determination in step S26. That is, it is determined in step S26 whether or not the pulsation of the detected voltage VD is attenuated, on condition that the power supply amount PW of the DC power supply 40 is smaller than the predetermined amount Ptg.
  • a second range HS2 of the detection voltage VD used for calculating the second moving average value VA2 is set in step S30.
  • the effective voltage range HV of the second range HS2 is predetermined, and the second acquisition period HT2 (see FIG. 3) of the second range HS2 is set.
  • the second acquisition period HT2 is set shorter than the first acquisition period HT1. Therefore, the second range HS2 is narrower than the first range HS1 and the number of the detection voltages VD included therein is smaller than that of the first range HS1.
  • the second moving average value VA2 is calculated using the second range HS2 set in step S30. Specifically, in step S32, the second fluctuation limiting process is performed. The second variation limiting process performed in step S32 is different from the first variation limiting process performed in step S18 in that the effective voltage range HV is set for the detection voltage VD in the second acquisition period HT2. In the following step S34, the second moving average value VA2 is calculated. The second moving average value VA2 is an average value of the detection voltage VD detected from the current time point to the point before the second acquisition period HT2.
  • step S36 the insulation resistance Rn is detected based on the second moving average value VA2. That is, when it is determined that the pulsation of the detection voltage VD is attenuated, instead of the first moving average value VA1, based on the second moving average value VA2 calculated using the detection voltage VD in the second range HS2. , The insulation resistance Rn is detected.
  • the processing of steps S28 and S36 corresponds to the "resistance detection unit".
  • step S42 the leakage determination process is performed using the insulation resistance Rn detected in steps S28 and S36.
  • the presence or absence of leakage is determined by comparing the insulation resistance Rn detected in steps S28 and S36 with a reference value. Further, for example, the presence or absence of leakage is determined based on the ratio of the insulation resistance Rn detected in steps S28 and S36 to the power supply voltage Vbat.
  • step S44 it is determined based on the processing result of step S42 whether or not a leakage has occurred.
  • step S42 If the negative determination is made in step S42, the insulation resistance detection process is ended. On the other hand, if an affirmative decision is made in step S42, then in step S44 a warning of occurrence of electric leakage is output, and the insulation resistance detection processing ends.
  • the control unit 56 may perform a process of stopping the power supply and the charging from the DC power supply 40 and shutting off the energization between the high voltage circuit and the DC power supply 40 together with the warning of the occurrence of the leakage. Specifically, in order to cut off the energization between the high voltage circuit and the DC power supply 40, the drive signals corresponding to the upper and lower arm transformer switches SCH and SCL are output to the upper and lower arm transformer switches SCH and SCL, etc. You may implement the process of.
  • FIG. 3 shows an example of insulation resistance detection processing.
  • FIG. 3 shows changes in the detected voltage VD and the moving average value VA when a leakage occurs.
  • 3A shows the transition of the detection voltage VD
  • FIG. 3B shows the transition of the moving average value VA
  • FIG. 3C shows the transition of the acquisition period HT.
  • the moving average value VA of the present embodiment that uses the first moving average value VA1 and the second moving average value VA2 in combination is indicated by a solid line, and only the first moving average value VA1 is used.
  • the moving average value VA of the comparative example is shown by a chain double-dashed line
  • the moving average value VA of the comparative example using only the second moving average value VA2 is shown by a chain line.
  • the effective voltage range HV is not set, and the moving average value VA is calculated using all the detection voltages VD in the first acquisition period HT1 and the second acquisition period HT2. To be done.
  • the second range HS2 has a smaller number of detection voltages VD included in the second range HS1. Therefore, the second moving average value VA2 calculated using the second range HS2 has better responsiveness than the first moving average value VA1 calculated using the first range HS1, but lacks stability. , Has a characteristic of easily pulsating.
  • the detection voltage VD changes from the insulation voltage VF to the short-circuit voltage VN and pulsates. Therefore, when the second moving average value VA2 is calculated as the moving average value VA when a leakage occurs, the moving average value VA pulsates with the pulsation of the detection voltage VD. As a result, the moving average value VA cannot be stabilized from time t3 when the pulsation of the detected voltage VD subsides to time t4 after a certain period.
  • the first moving average value VA1 In order to suppress the pulsation of the moving average value VA, it is possible to calculate the first moving average value VA1 as the moving average value VA.
  • the first moving average value VA1 has better stability than the second moving average value VA2, it lacks responsiveness and has a characteristic that it takes a long time to change. Therefore, the period required for the moving average value VA to change from the insulation voltage VF to the short-circuit voltage VN becomes long, and the moving average value VA cannot be stabilized until time t4. That is, as the moving average value VA, even when only the first moving average value VA1 is used or when only the second moving average value VA2 is used, the moving average value VA is stabilized at the short-circuit voltage VN after the occurrence of the leakage. Requires a transitional period TA from time t1 to time t4, and the period until the insulation resistance Rn converges is prolonged.
  • the first moving average value VA1 when it is determined that the detection voltage VD has changed by the first predetermined value Vtg1 or more at time t1, the first moving average value VA1 is calculated using a relatively large number of detection voltages VD, and the first moving average value VA1 is calculated.
  • the insulation resistance Rn is detected based on the 1 moving average value VA1. Since the first moving average value VA1 has good stability, it is possible to preferably suppress the pulsation of the first moving average value VA1 due to the pulsation of the detection voltage VD.
  • the second moving average value VA2 is replaced with the relatively small detection voltage VD instead of the first moving average value VA1.
  • the second moving average value VA2 Since the second moving average value VA2 has good responsiveness, the moving average value VA can be stabilized at the short-circuit voltage VN after the occurrence of leakage immediately after the time t2. As a result, when the leakage occurs, the period until the insulation resistance Rn converges can be shortened to the determination period TB from time t1 to time t2, and the insulation resistance Rn can be appropriately detected.
  • the detection voltage VD is changing due to the vehicle running state and the like in the period up to time t3.
  • the moving average value VA2 in which the effective voltage range HV is not set, the moving average value VA changes due to the vehicle running state and the like, and the insulation resistance Rn is appropriately adjusted. Cannot be detected.
  • an effective voltage range HV determined based on the first predetermined value Vtg1 is set in the second range HS2 used for calculating the second moving average value VA2, and the effective voltage range HV is set to the second range. Fluctuation restriction processing is implemented.
  • the second moving average value VA2 can be calculated using the detection voltage VD within the properly set effective voltage range HV. As a result, it is possible to suppress the change in the second moving average value VA2 due to the vehicle traveling state and the like, and it is possible to appropriately detect the insulation resistance Rn.
  • FIG. 4 shows an example of the setting method of the first range HS1.
  • FIG. 4 shows the transition of the first acquisition period HT1.
  • FIG. 4A shows a transition of the accelerator operation
  • FIG. 4B shows a transition of the vehicle speed YM
  • FIG. 4C shows a transition of noise and the like generated in the power supply voltage Vbat due to the accelerator operation.
  • 4D shows the transition of the first acquisition period HT1.
  • the state where the accelerator is operated is shown as an “on” state
  • the state where the accelerator is not operated is shown as an “off” state.
  • the vehicle speed YM increases from zero.
  • the boosting operation of the converter 30 for boosting the power supply voltage Vbat and the like are performed, and noise and the like generated in the power supply voltage Vbat increase.
  • the first acquisition period HT1 is set to the relatively long long-side acquisition period HT1L.
  • the accelerator operation is switched from the on state to the off state, and the vehicle state is switched from the vehicle acceleration state to the vehicle deceleration state.
  • the vehicle deceleration state continues until time t13, and switches to the vehicle stop state at time t13.
  • the boosting operation of the converter 30 and the like are stopped, and the noise and the like generated in the power supply voltage Vbat are reduced.
  • the first acquisition period HT1 is set to the relatively short short side acquisition period HT1S.
  • the first acquisition period HT1 when it is determined that the vehicle is in the acceleration state, the first acquisition period HT1 is set longer than when it is determined that the vehicle is in the deceleration state, and the first range HS1 is accordingly set. Widely set.
  • the first range HS1 By setting the first range HS1 according to the magnitude of noise or the like generated due to the vehicle running state, it is possible to suppress the influence of noise or the like on the first moving average value VA1, and to reduce the insulation resistance Rn. It can be detected properly.
  • the insulation resistance Rn is detected using the moving average value VA, the insulation resistance Rn can be accurately detected regardless of noise or the like. Further, when an electric leakage occurs between the ground portion G1 and the power supply paths L1 and L2, the detection voltage VD changes by the first predetermined value Vtg1 or more and pulsates. Therefore, when it is determined that the detection voltage VD has changed by the first predetermined value Vtg1 or more, the first moving average value VA1 is calculated using a relatively large number of detection voltages VD, and the first moving average value VA1 is calculated. Based on this, the insulation resistance Rn is detected. Thereby, the pulsation of the first moving average value VA1 due to the pulsation of the detection voltage VD can be suppressed.
  • the second moving average value VA2 is calculated using the detection voltage VD, and the insulation resistance Rn is detected based on the second moving average value VA2.
  • the second moving average value VA2 can be stabilized at the short-circuit voltage VN after the occurrence of the leakage at an early stage.
  • the insulation resistance Rn can be converged at an early stage even when the leakage has occurred, and the insulation resistance Rn can be appropriately detected.
  • the present embodiment it is determined whether or not the pulsation of the detection voltage VD is attenuated by using the first moving average value VA1. Accordingly, it is possible to accurately determine that the pulsation of the detection voltage VD is attenuated by using the first moving average value VA1 having good stability.
  • the second acquisition period HT2 used to calculate the second moving average value VA2 is set shorter than the first acquisition period HT1 used to calculate the first moving average value VA1. Therefore, the influence of the pulsation of the detection voltage VD can be suppressed by using the first moving average value VA1, and the insulation resistance Rn can be converged at an early stage by using the second moving average value VA2.
  • the first acquisition period HT1 is set based on the vehicle running state, and the first range HS1 is set accordingly, so that the influence of noise and the like due to the vehicle running state is suppressed and the insulation resistance Rn is set appropriately. Can be detected.
  • the first acquisition period HT1 is set to be longer and the first range HS1 is set to be wider than when it is determined that the vehicle is in the deceleration state. It is possible to preferably suppress the influence of noise and the like.
  • the larger the power supply amount PW of the DC power supply 40 that is, the larger the amount of power supplied from the DC power supply 40 to the rotary electric machine 10 and the air conditioning system, the greater the noise and the like generated in the power supply voltage Vbat. ..
  • the first moving average value VA1 changes. Therefore, even if the pulsation of the detection voltage VD is attenuated and the pulsation of the first moving average value VA1 is also attenuated accordingly, if the first moving average value VA1 changes due to the power supply amount PW, It is not possible to properly determine that the pulsation of the detection voltage VD is attenuated.
  • the pulsation of the detection voltage VD is attenuated, on condition that the power supply amount PW of the DC power supply 40 is smaller than the predetermined amount Ptg.
  • the pulsation of the detection voltage VD is attenuated because the attenuation of the pulsation of the detection voltage VD is determined in a state where the power supply amount PW of the DC power supply 40 is less than the predetermined amount Ptg and the first moving average value VA1 does not change much. That can be appropriately determined.
  • the second embodiment will be described with reference to FIG. 5, focusing on the differences from the first embodiment.
  • the acquisition period HT is set to a predetermined fixed period, and the effective voltage range HV can be set. Different from the first embodiment.
  • the first effective voltage range HV1 (see FIG. 5) is set based on the driving state of the rotary electric machine 10, and thus the first range HS1 used for calculating the first moving average value VA1 is set. ..
  • the second effective voltage range HV2 (see FIG. 5) used for calculating the second moving average value VA2 is set narrower than the first effective voltage range HV1. Therefore, the second range HS2 is narrower than the first range HS1 and the number of the detection voltages VD included therein is smaller than that of the first range HS1.
  • FIG. 5 shows an example of the insulation resistance detection process of this embodiment. Note that in FIG. 5, the same content as that shown in FIG. 3 above is denoted by the same reference numeral for convenience, and description thereof will be omitted.
  • the first upper limit value HU1 and the first lower limit value HD1 of the first effective voltage range HV1 are set. It Then, the first moving average value VA1 is calculated using the detection voltage VD within the first effective voltage range HV1, and the insulation resistance Rn is detected based on the first moving average value VA1. Since the first moving average value VA1 has good stability, it is possible to preferably suppress the pulsation of the first moving average value VA1 due to the pulsation of the detection voltage VD.
  • the second upper limit value HU2 and the second lower limit value HD2 of the second effective voltage range HV2 are set. Then, the second moving average value VA2 is calculated using the detection voltage VD within the second effective voltage range HV2, and the insulation resistance Rn is detected based on the second moving average value VA2. Since the second moving average value VA2 has good responsiveness, the moving average value VA can be stabilized at the short-circuit voltage VN after the occurrence of leakage immediately after the time t2. As a result, it is possible to shorten the period until the insulation resistance Rn converges when a leakage occurs, and it is possible to properly detect the insulation resistance Rn.
  • the first moving average value is calculated using the detection voltage VD within the first effective voltage range HV1.
  • VA1 is calculated, and the insulation resistance Rn is detected based on the first moving average value VA1.
  • the second moving average value VA2 is calculated using the detected voltage VD within the second effective voltage range HV2, and the second moving average value VA2 is calculated. Based on this, the insulation resistance Rn is detected.
  • the second effective voltage range HV2 used to calculate the second moving average value VA2 is set narrower than the first effective voltage range HV1 used to calculate the first moving average value VA1. Therefore, the influence of the pulsation of the detected voltage VD can be suppressed by using the first moving average value VA1, and the insulation resistance Rn can be converged at an early stage by using the second moving average value VA2. As a result, the insulation resistance Rn can be properly detected even when the electric leakage occurs.
  • the third embodiment will be described with reference to FIGS. 6 and 7, focusing on the differences from the first embodiment.
  • the second moving average value VA2 is calculated after it is determined that the detection voltage VD has changed by the first predetermined value Vtg1 or more and before it is determined that the pulsation of the detection voltage VD has attenuated. Different from the first embodiment.
  • FIG. 6 shows a flowchart of the insulation resistance detection process in the second embodiment. Note that in FIG. 6, the same processes as those shown in FIG. 2 above are given the same step numbers for convenience, and description thereof will be omitted.
  • the first range HS1 and the second range HS2 are set in step S50.
  • the first acquisition period HT1 is set based on the drive state of the rotary electric machine 10 determined in step S14, and thus the first range HS1 used for calculating the first moving average value VA1 is set. ..
  • the second acquisition period HT2 of the second range HS2 is set shorter than the first acquisition period HT1 of the first range HS1, and thus the second range HS2 used for calculation of the second moving average value VA2 is set.
  • the second moving average value VA2 is calculated in steps S52 and S54 using the second range HS2 set in step S50. That is, in the present embodiment, when it is determined in step S12 that the detected voltage VD has changed by the first predetermined value Vtg1 or more, the first moving average value VA1 and the second moving average value VA2 are repeatedly calculated in a predetermined cycle. To be done. Note that the processes of steps S52 and S54 are the same as the processes of steps S32 and S34, and duplicate description will be omitted.
  • the determination condition for determining the attenuation of the pulsation in the detected voltage VD is different from that in the first embodiment.
  • step S56 a moving average value difference ⁇ VA between the first moving average value VA1 calculated in step S20 and the second moving average value VA2 calculated in step S54 is calculated.
  • the moving average value difference ⁇ VA is represented by (Equation 1).
  • ⁇ VA VA1-VA2 (Formula 1)
  • a succeeding step S58 it is determined whether or not the moving average value difference ⁇ VA is larger than the reference difference ⁇ Vtg.
  • the reference difference ⁇ Vtg is a voltage difference indicating attenuation of pulsation in the detection voltage VD.
  • step S58 it is determined whether or not the state where the moving average value difference ⁇ VA is larger than the reference difference ⁇ Vtg continues for a predetermined period TC.
  • step S58 If an affirmative decision is made in step S58, the operation proceeds to step S28. On the other hand, if a negative decision is made in step S58, the operation proceeds to step S36.
  • the second range HS2 is set in step S30 without setting the first range HS1.
  • the second acquisition period HT2 of the second range HS2 is set to the shortest acquisition period HT among the acquisition periods HT in which the second acquisition period HT2 can be set.
  • FIG. 7 shows an example of insulation resistance detection processing.
  • FIG. 7 shows the transition of the detected voltage VD and the moving average value VA when a leakage occurs
  • FIG. 7C shows the transition of the moving average value difference ⁇ VA. Note that in FIG. 7, the same content as that shown in FIG. 3 above is denoted by the same reference numeral for convenience, and description thereof will be omitted.
  • the first moving average value VA1 and the second moving average value VA2 are calculated in a predetermined cycle. Is used to calculate the moving average value difference ⁇ VA in a predetermined cycle. Then, when the state where the moving average value difference ⁇ VA is larger than the reference difference ⁇ Vtg continues for the predetermined period TC, it is determined that the pulsation of the detection voltage VD is attenuated.
  • the present embodiment described above it is determined whether or not the pulsation of the detection voltage VD is attenuated using the first moving average value VA1 and the second moving average value VA2 calculated using the detection voltage VD. To do. Therefore, it is possible to appropriately determine the attenuation of the pulsation of the detection voltage VD.
  • the moving average value difference ⁇ VA which is the difference between the first moving average value VA1 and the second moving average value VA2.
  • the second moving average value VA2 has better responsiveness than the first moving average value VA1, and is likely to pulsate with the pulsation of the detection voltage VD. Therefore, when the state where the moving average value difference ⁇ VA is larger than the reference difference ⁇ Vtg continues for a predetermined period TC, pulsation occurs among the first moving average value VA1 and the second moving average value VA2.
  • the pulsation of the easy second moving average value VA2 is suppressed, and in this case, the pulsation of the first moving average value VA1 is naturally suppressed. Therefore, it is possible to appropriately determine the attenuation of the pulsation of the detection voltage VD using the moving average value difference ⁇ VA.
  • the insulation resistance detection device 50 is not limited to a hybrid vehicle, but may be mounted on an engine vehicle.
  • the insulation resistance detection device 50 is connected to the negative power supply path L2, but may be connected to the positive power supply path L1.
  • a sinusoidal AC signal or a rectangular wave AC signal may be used.
  • the second acquisition period HT2 of the second range HS2 is set shorter than the first acquisition period HT1 of the first range HS1
  • the second effective voltage range HV2 of the second range HS2 is set to the first range HS1. It may be set narrower than the first effective voltage range HV1.
  • the determination condition may be that the first moving average value VA1 continues to decrease over a predetermined period TC, it may be over the predetermined period TC.
  • the determination condition may be that the first moving average value VA1 continues to increase. In this case, since the first moving average value VA1 continues to increase or decrease, and the increase and the decrease are not repeated alternately, it can be determined that the pulsation of the detection voltage VD has attenuated.
  • the determination condition may be that the absolute value of the slope ⁇ of the first moving average value VA1 is smaller than a threshold value over a predetermined period TC.
  • the inclination ⁇ of the first moving average value VA1 can be used to suitably determine that the pulsation of the detection voltage VD has been attenuated.
  • the case where the detection voltage VD may change may be the time when the electric leakage occurs, but the present invention is not limited thereto.
  • the change in the detection voltage VD may occur even when the leakage is eliminated after the occurrence of the leakage.
  • the calculated moving average value VA is not limited to two and may be three or more.
  • the insulation resistance Rn is detected based on the first moving average value VA1 calculated using the first range HS1.
  • the second moving average value VA2 is calculated using the second range HS2 in which the number of the detection voltages VD included is smaller than the first range HS1. ..
  • the third moving average value VA3 is calculated using the third range HS3 in which the number of included detection voltages VD is smaller than the first range HS1. Then, the insulation resistance Rn may be detected based on at least one of the second moving average value VA2 and the third moving average value VA3.
  • the first moving average value VA1 calculated in the first state and the insulation resistance Rn detected based on the first moving average value VA1 may be converted.
  • a process of converting into the second moving average value VA2 and the insulation resistance Rn detected based on the second moving average value VA2 is further performed using the predetermined conversion information stored in the storage unit 57. May be done.
  • control unit and the method described in the present disclosure are realized by a dedicated computer provided by configuring a processor and a memory programmed to execute one or a plurality of functions embodied by a computer program. May be done.
  • control unit and the method described in the present disclosure may be realized by a dedicated computer provided by configuring a processor with one or more dedicated hardware logic circuits.
  • control unit and the method thereof described in the present disclosure are based on a combination of a processor and a memory programmed to execute one or more functions and a processor configured by one or more hardware logic circuits. It may be realized by one or more configured dedicated computers.
  • the computer program may be stored in a computer-readable non-transition tangible recording medium as an instruction executed by a computer.

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Abstract

絶縁抵抗検出装置は、抵抗（Ｒ１）に周波数信号を出力した場合におけるカップリングコンデンサ（Ｃ１）と抵抗との接続点での電圧を検出し、検出電圧（ＶＤ）の移動平均値（ＶＡ）に基づき、接地部と電源経路との間の絶縁抵抗（Ｒｎ）を検出する。絶縁抵抗検出装置では、検出電圧が所定値（Ｖｔｇ１）以上変化したか否かを判定する第１判定部と、所定値以上変化したと判定された場合に、第１範囲（ＨＳ１）の検出電圧を用いて算出された第１移動平均値（ＶＡ１）に基づき、絶縁抵抗を検出する抵抗検出部と、所定値以上変化したと判定された後、検出電圧の脈動が減衰したか否かを判定する第２判定部と、を備える。抵抗検出部は、減衰したと判定された場合に、第１移動平均値に代えて、第１範囲よりも含まれる検出電圧の個数が少ない第２範囲（ＨＳ２）の検出電圧を用いて算出された第２移動平均値（ＶＡ２）に基づき、絶縁抵抗を検出する。

Description

絶縁抵抗検出装置 関連出願の相互参照
　本出願は、２０１８年１２月７日に出願された日本出願番号２０１８－２２９８９７号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、絶縁抵抗検出装置に関する。
　従来、例えば車両において、車両に搭載された電気系統と接地部との間における絶縁抵抗の低下に基づいて、漏電を判定する絶縁抵抗検出装置が知られている（例えば、特許文献１）。この絶縁抵抗検出装置では、電気系統に接続される接続線に対して所定の周波数信号を出力するとともに、その接続線における電圧（波高値）を所定周期で検出し、検出電圧の移動平均値に基づいて絶縁抵抗を検出する。特許文献１の絶縁抵抗検出装置では、前周期までに検出された検出電圧に基づいて有効範囲を設定し、この有効範囲内の検出電圧を用いて移動平均値を算出する。これにより、絶縁抵抗検出の精度向上を図っている。
特開２００９－３００４００号公報
　しかし、移動平均値の算出には複数の検出電圧が必要であるため、絶縁抵抗の検出に移動平均値を用いると、ノイズ等に関係なく正確な絶縁抵抗の検出が可能である反面、絶縁抵抗が収束するまでの期間が長くなる、という問題が生じる。例えば、漏電発生時には、検出電圧は急激に変化するとともに脈動する。検出電圧の脈動に伴って移動平均値が脈動すると、検出電圧の脈動が減衰するまでは移動平均値の脈動を抑制することができない。移動平均値の脈動を抑制するために、移動平均値の算出に用いる検出電圧の個数を多くすると、検出電圧の変化に対応して移動平均値が変化するのに必要な期間が長期化する。いずれの場合にも、移動平均値が安定するまでに必要な期間が長期化する。この結果、絶縁抵抗が収束するまでの期間が長くなり、漏電判定が遅れる問題が生じる。早期に絶縁抵抗を収束させて、絶縁抵抗を適切に検出可能な技術が望まれている。
　本開示は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、絶縁抵抗を適切に検出可能な絶縁抵抗検出装置を提供することにある。
　本開示は、直流電源と、前記直流電源に接続されかつ接地部から絶縁された電源経路に一端が接続されたカップリングコンデンサと、前記カップリングコンデンサの他端に接続された抵抗と、前記抵抗に接続され、前記抵抗に所定の周波数信号を出力する発振部と、を備える電源システムに適用され、前記発振部が前記抵抗に前記周波数信号を出力した場合における前記カップリングコンデンサと前記抵抗との接続点での電圧を所定周期で検出し、検出電圧の移動平均値に基づき、前記接地部と前記電源経路との間における絶縁抵抗を検出する絶縁抵抗検出装置であって、前記検出電圧が所定値以上変化したか否かを判定する第１判定部と、前記検出電圧が前記所定値以上変化したと判定された場合に、第１範囲の前記検出電圧を用いて算出された第１移動平均値に基づき、前記絶縁抵抗を検出する抵抗検出部と、前記検出電圧が前記所定値以上変化したと判定された後、当該検出電圧の脈動が減衰したか否かを判定する第２判定部と、を備え、前記抵抗検出部は、前記検出電圧の脈動が減衰したと判定された場合に、前記第１移動平均値に代えて、前記第１範囲よりも含まれる前記検出電圧の個数が少ない第２範囲の前記検出電圧を用いて算出された第２移動平均値に基づき、前記絶縁抵抗を検出する。
　移動平均値を用いて絶縁抵抗を検出するため、ノイズ等に関係なく正確な絶縁抵抗の検出を実施できる。また、接地部と電源経路との間に漏電が発生した場合には、検出電圧が所定値以上変化するとともに脈動する。そのため、検出電圧が所定値以上変化したと判定された場合には、比較的多くの検出電圧を用いて第１移動平均値を算出し、その第１移動平均値に基づいて絶縁抵抗を検出する構成とする。これにより、検出電圧の脈動に起因する第１移動平均値の脈動を抑制することができる。また、検出電圧が所定値以上変化したと判定された後、当該検出電圧の脈動が減衰したと判定された場合には、第１移動平均値に代えて、比較的少ない検出電圧を用いて第２移動平均値を算出し、その第２移動平均値に基づいて絶縁抵抗を検出する構成とする。これにより、早期に第２移動平均値を、漏電発生後の電圧で安定させることができる。この結果、漏電が発生している場合でも早期に絶縁抵抗を収束させることができ、絶縁抵抗を適切に検出することができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、車両電源システムの全体構成図であり、 図２は、第１実施形態に係る絶縁抵抗検出処理のフローチャートであり、 図３は、第１実施形態に係る検出電圧と移動平均値との推移を示すタイムチャートであり、 図４は、第１取得期間の推移を示すタイムチャートであり、 図５は、第２実施形態に係る検出電圧と移動平均値との推移を示すタイムチャートであり、 図６は、第３実施形態に係る絶縁抵抗検出処理のフローチャートであり、 図７は、第３実施形態に係る検出電圧と移動平均値との推移を示すタイムチャートであり、 図８は、その他の実施形態に係る移動平均値の推移を示すタイムチャートである。
　（第１実施形態）
　以下、本開示に係る絶縁抵抗検出装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態の絶縁抵抗検出装置５０は、回転電機を有する電動車両、例えばハイブリット車に搭載されている。
　図１に示すように、本実施形態の車両電源システム１００は、回転電機１０と、インバータ２０と、コンバータ３０と、直流電源４０と、絶縁抵抗検出装置５０とを備えている。本実施形態において、回転電機１０は、星形結線された３相の巻線１１を備えたモータである。回転電機１０のロータは、車両の駆動輪と動力伝達が可能なように接続されている。回転電機１０は、例えば同期機である。
　回転電機１０は、インバータ２０及びコンバータ３０を介して、直流電源４０に接続されている。本実施形態において、直流電源４０は、充放電可能な蓄電池であり、複数の電池セル４２が直列接続されて構成されている。電池セルとして、例えば、リチウムイオン蓄電池や、ニッケル水素蓄電池を用いることができる。
　インバータ２０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相それぞれについて、上アームスイッチＳＩＨと下アームスイッチＳＩＬとの直列接続体を備えている。本実施形態では、各スイッチＳＩＨ，ＳＩＬとして、ユニポーラ素子であってかつＳｉＣのＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。上アームスイッチＳＩＨは、ボディダイオードとしての上アームダイオードＤＩＨを有し、下アームスイッチＳＩＬは、ボディダイオードとしての下アームダイオードＤＩＬを有している。
　インバータ２０は、回転電機１０及びコンバータ３０に接続されている。具体的には、各相において、上アームスイッチＳＩＨのソースと下アームスイッチＳＩＬのドレインとの接続点には、回転電機１０の巻線１１の第１端が接続されている。各相の巻線１１の第２端は、中性点で接続されている。
　コンバータ３０は、直流電源４０の電源電圧Ｖｂａｔを昇圧させて、インバータ２０に出力する昇圧型のＤＣ－ＤＣコンバータである。コンバータ３０は、上アーム変圧スイッチＳＣＨと下アーム変圧スイッチＳＣＬとの直列接続体３１と、平滑リアクトル３２とを備えている。本実施形態では、各変圧スイッチＳＣＨ，ＳＣＬとして、ユニポーラ素子であってかつＳｉＣのＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。上アーム変圧スイッチＳＣＨは、ボディダイオードとしての上アーム変圧ダイオードＤＣＨを有し、下アーム変圧スイッチＳＣＬは、ボディダイオードとしての下アーム変圧ダイオードＤＣＬを有している。
　上アーム変圧スイッチＳＣＨのドレインには、インバータ２０の各相における上アームスイッチＳＩＨのドレインが接続されている。上アーム変圧スイッチＳＣＨのソースと下アーム変圧スイッチＳＣＬのドレインとの接続点には、平滑リアクトル３２の第１端が接続されている。平滑リアクトル３２の第２端には、直流電源４０の正極端子が接続されている。下アーム変圧スイッチＳＣＬのソースには、直流電源４０の負極端子及びインバータ２０の各相における下アームスイッチＳＩＨのソースが接続されている。
　車両電源システム１００は、平滑コンデンサ２２と、電源電圧検出部２４とを備えている。平滑コンデンサ２２は、コンバータ３０における上アーム変圧スイッチＳＣＨのドレインと、下アーム変圧スイッチＳＣＬのソースとの間に配置されている。電源電圧検出部２４は、平滑コンデンサ２２の端子電圧を電源電圧Ｖｂａｔとして検出する。
　直流電源４０の正極端子に接続される正極側電源経路Ｌ１には、コンバータ３０等の電気負荷の正極側端子（例えば、上アーム変圧スイッチＳＣＨのドレイン）が接続されている。同様に、直流電源４０の負極端子に接続される負極側電源経路Ｌ２には、コンバータ３０等の電気負荷の負極側端子（例えば、下アーム変圧スイッチＳＣＬのソース）が接続されている。
　正極側電源経路Ｌ１及び負極側電源経路Ｌ２は、車体などの接地部Ｇ１に対して電気的に絶縁されている。これら電源経路Ｌ１，Ｌ２と、接地部Ｇ１との間における抵抗を絶縁抵抗Ｒｎとして表すことができる。また。電源経路Ｌ１，Ｌ２と、接地部Ｇ１との間には、ノイズ除去用のコンデンサや浮遊容量等の対地静電容量が存在し、これらの容量をまとめて絶縁容量Ｃｎとして表す。
　なお、回転電機１０は、電源経路Ｌ１，Ｌ２に電気的に接続されている。そのため、回転電機１０と、接地部Ｇ１との間における抵抗も絶縁抵抗Ｒｎと示し、回転電機１０と、接地部Ｇ１との間における容量も絶縁容量Ｃｎと示すこととする。
　絶縁抵抗検出装置５０は、正極側電源経路Ｌ１と負極側電源経路Ｌ２のうちいずれかに接続されており、接地部Ｇ１と電源経路Ｌ１，Ｌ２との間における絶縁抵抗Ｒｎを検出する。以下、絶縁抵抗検出装置５０について説明する。
　絶縁抵抗検出装置５０は、回路部５２と、フィルタ回路５４と、制御部５６とを備えている。回路部５２は、所定周波数の交流信号を出力する発振部５３と、抵抗Ｒ１と、カップリングコンデンサＣ１を備えている。発振部５３と抵抗Ｒ１とカップリングコンデンサＣ１とは、この順に直列接続されており、発振部５３の第１端は、抵抗Ｒ１を介してカップリングコンデンサＣ１に接続されている。発振部５３の第２端は、接地部Ｇ１に接続されている。
　カップリングコンデンサＣ１は、負極側電源経路Ｌ２の接続点Ｍ１に接続されている。カップリングコンデンサＣ１は、低電圧回路である絶縁抵抗検出装置５０と、高電圧回路である直流電源４０、コンバータ３０、インバータ２０、及び回転電機１０との間で、入力の直流成分を遮断する一方、交流成分を通過させるものである。
　回路部５２では、発振部５３が抵抗Ｒ１及びカップリングコンデンサＣ１を介して交流信号を出力する場合、接続点Ｍ２の電圧は、最終的に、発振部５３が出力した交流信号を、抵抗Ｒ１の抵抗値と絶縁抵抗Ｒｎの抵抗値とで分圧した値となる。フィルタ回路５４には、この検出電圧ＶＤが入力される。なお、本実施形態において、交流信号が「周波数信号」に相当する。
　フィルタ回路５４は、抵抗Ｒ１とカップリングコンデンサＣ１との間の接続点Ｍ２に接続されている。フィルタ回路５４は、発振部５３が抵抗Ｒ１に交流電圧を出力した場合における接続点Ｍ２での電圧（アナログ信号）を、制御部５６の処理に適したデジタル信号に変換して出力するＡ／Ｄ変換回路である。
　制御部５６は、フィルタ回路５４を介して接続点Ｍ２の電圧を所定周期で検出し、検出電圧ＶＤの移動平均値ＶＡに基づき、接地部Ｇ１と電源経路Ｌ１，Ｌ２との間における絶縁抵抗Ｒｎを検出する。所定周期は、交流電圧の周期と等しく、略２Ｈｚである。制御部５６は、検出した絶縁抵抗Ｒｎを用いて高電圧回路の絶縁状態、すなわち、漏電の有無を判定する。
　制御部５６は、漏電が生じていると判定した場合、漏電に応じた各種処理を実施する。例えば、警報の出力を実施する。なお、制御部５６が提供する機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実施するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。
　制御部５６には、各種のセンサの出力信号が入力される。例えば直流電源４０の充放電電流を検出する電流センサ６０によって、直流電源４０の電力供給量ＰＷが取得される。例えば電力供給量ＰＷは、直流電源４０から回転電機１０や図示しない空調システム等に供給される電力量である。また、アクセルセンサ６２によってアクセル操作（アクセルペダルの操作）に伴うアクセル操作量が取得され、車速センサ６４によって車速ＹＭが取得される。
　ところで、移動平均値ＶＡの算出には複数の検出電圧ＶＤが必要であるため、絶縁抵抗Ｒｎの検出に移動平均値ＶＡを用いると、ノイズ等に関係なく正確な絶縁抵抗Ｒｎの検出が可能である反面、絶縁抵抗Ｒｎが収束するまでの期間が長くなる、という問題が生じる。例えば、漏電発生時には、検出電圧ＶＤは急激に変化するとともに脈動する。検出電圧ＶＤの脈動に伴って移動平均値ＶＡが脈動すると、検出電圧ＶＤの脈動が減衰するまでは移動平均値ＶＡの脈動を抑制することができない。移動平均値ＶＡの脈動を抑制するために、移動平均値ＶＡの算出に用いる検出電圧ＶＤの個数を多くすると、検出電圧ＶＤの変化に対応して移動平均値ＶＡが変化するのに必要な期間が長期化する。いずれの場合にも、移動平均値ＶＡが安定するまでに必要な期間が長期化する。この結果、絶縁抵抗Ｒｎが収束するまでの期間が長くなり、漏電判定が遅れる問題が生じる。早期に絶縁抵抗Ｒｎを収束させて、絶縁抵抗Ｒｎを適切に検出可能な技術が望まれている。
　本実施形態の絶縁抵抗検出装置５０では、検出電圧ＶＤが所定値以上変化したと判定された場合に、比較的多くの検出電圧ＶＤを用いて第１移動平均値ＶＡ１を算出し、その第１移動平均値ＶＡ１に基づき絶縁抵抗Ｒｎを検出する。また、検出電圧ＶＤが所定値以上変化したと判定された後、検出電圧ＶＤの脈動が減衰したと判定された場合に、第１移動平均値ＶＡ１に代えて、比較的少ない検出電圧ＶＤを用いて第２移動平均値ＶＡ２を算出し、その第２移動平均値ＶＡ２に基づき絶縁抵抗Ｒｎを検出する絶縁抵抗検出処理を実施する。これにより、第１移動平均値ＶＡ１のみに基づいて、又は、第２移動平均値ＶＡ２のみに基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出する場合に比べて、早期に絶縁抵抗Ｒｎを収束させることができ、絶縁抵抗Ｒｎを適切に検出することができる。
　図２に本実施形態の絶縁抵抗検出処理のフローチャートを示す。制御部５６は、車両電源システム１００のシステム駆動時、すなわち、絶縁抵抗検出装置５０が搭載された車両のイグニッションスイッチがオンに切り替えられている期間に、絶縁抵抗検出処理を所定周期で繰り返し実施する。
　絶縁抵抗検出処理を開始すると、まずステップＳ１０において、接続点Ｍ２の電圧を検出する。続くステップＳ１２において、ステップＳ１０で検出された検出電圧ＶＤが、前周期で検出された検出電圧ＶＤから第１所定値Ｖｔｇ１以上変化したか否かを判定する。第１所定値Ｖｔｇ１は、絶縁電圧ＶＦと短絡電圧ＶＮ（図３参照）との電圧差に相当する値である。ここで、絶縁電圧ＶＦは、接地部Ｇ１と電源経路Ｌ１，Ｌ２との間に短絡が発生していない状況下、すなわち、漏電が発生していない状況下における接続点Ｍ２の電圧である。また、短絡電圧ＶＮは、接地部Ｇ１と電源経路Ｌ１，Ｌ２との間に短絡が発生している状況下、すなわち、漏電が発生している状況下における接続点Ｍ２の電圧である。なお、本実施形態において、第１所定値Ｖｔｇ１が「所定値」に相当し、ステップＳ１２の処理が「第１判定部」に相当する。
　ステップＳ１２で肯定判定すると、ステップＳ１４において、アクセルセンサ６２の出力信号に基づいてアクセル操作量を取得し、回転電機１０の駆動状態を判定する。上述したように、回転電機１０のロータは、車両の駆動輪に接続されており、回転電機１０の駆動により車両が走行する。そのため、回転電機１０の駆動状態は、車両走行状態を示している、ということができ、例えば回転電機１０の回転速度を加速させる加速状態は、車両の車両加速状態に相当する。また、回転電機１０の回転速度を減速させる減速状態は、車両の車両減速状態に相当する。なお、本実施形態において、ステップＳ１４の処理が「駆動判定部」に相当する。
　続くステップＳ１６において、移動平均値ＶＡの算出に用いられる検出電圧ＶＤの範囲ＨＳを設定する。範囲ＨＳは、検出電圧ＶＤの有効電圧範囲ＨＶと取得期間ＨＴとにより規定される。有効電圧範囲ＨＶは、検出電圧ＶＤを取得する電圧範囲であり、取得期間ＨＴは、検出電圧ＶＤを取得する期間である。移動平均値ＶＡは、有効電圧範囲ＨＶ内、且つ取得期間ＨＴ内の検出電圧ＶＤを用いて算出され、有効電圧範囲ＨＶ外、または取得期間ＨＴ外の検出電圧ＶＤは、移動平均値ＶＡの算出に用いられない（図３×印参照）。
　本実施形態では、有効電圧範囲ＨＶと取得期間ＨＴとのうち、有効電圧範囲ＨＶは第１所定値Ｖｔｇ１に基づいて予め定められた一定の電圧範囲に設定されている。そのため、ステップＳ２０では、取得期間ＨＴのみが設定され、具体的には、ステップＳ１４で判定された回転電機１０の駆動状態に基づいて第１取得期間ＨＴ１（図３参照）が設定される。これにより、第１移動平均値ＶＡ１の算出に用いられる第１範囲ＨＳ１が設定される。なお、本実施形態において、ステップＳ１６の処理が「設定部」に相当する。
　続くステップＳ１８，Ｓ２０において、ステップＳ１６で設定された第１範囲ＨＳ１を用いて第１移動平均値ＶＡ１を算出する。具体的には、ステップＳ１８において、第１変動制限処理を実施する。第１変動制限処理では、移動平均を用いて検出電圧ＶＤに含まれるノイズ等を低減する際に、第１取得期間ＨＴ１の検出電圧ＶＤに対して有効電圧範囲ＨＶを設定することで、電源電圧Ｖｂａｔの変化の影響を抑制する処理である。本実施形態では、有効電圧範囲ＨＶの上限値ＨＵと下限値ＨＤとを、前周期までに検出された検出電圧ＶＤに基づいて設定する。続くステップＳ２０において、第１移動平均値ＶＡ１を算出する。第１移動平均値ＶＡ１は、現時点から第１取得期間ＨＴ１前までに検出された検出電圧ＶＤの平均値である。
　ステップＳ２２において、電流センサ６０の出力信号に基づいて直流電源４０の電力供給量ＰＷを取得する。続くステップＳ２４において、ステップＳ２２で取得された電力供給量ＰＷが所定量Ｐｔｇよりも少ないか否かを判定する。所定量Ｐｔｇは、第１所定値Ｖｔｇ１よりも小さい第２所定値Ｖｔｇ２（図３参照）以上のノイズを電源電圧Ｖｂａｔに生じさせる電力供給量ＰＷである。なお、本実施形態において、ステップＳ２２の処理が「情報取得部」に相当する。
　ステップＳ２４で肯定判定すると、ステップＳ２６において、検出電圧ＶＤの脈動が減衰したか否かを判定する。すなわち、ステップＳ１２で検出電圧ＶＤが第１所定値Ｖｔｇ１以上変化したと判定された後、当該検出電圧ＶＤの脈動が減衰したか否かを判定する。具体的には、第１移動平均値ＶＡ１の変化量ΔＶが第２所定値Ｖｔｇ２よりも小さくなっているか否かを判定する。なお、本実施形態において、ステップＳ２６の処理が「第２判定部」に相当する。
　ステップＳ２６で否定判定すると、ステップＳ２８において、第１移動平均値ＶＡ１に基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出する。すなわち、検出電圧ＶＤが第１所定値Ｖｔｇ１以上変化したと判定され、且つ検出電圧ＶＤの脈動が減衰していないと判定された場合には、第１範囲ＨＳ１の検出電圧ＶＤを用いて算出された第１移動平均値ＶＡ１に基づき、絶縁抵抗Ｒｎが検出される。制御部５６は、制御部５６の記憶部５７（図１参照）に記憶された換算情報を用いて、第１移動平均値ＶＡ１から絶縁抵抗Ｒｎを検出する。なお、記憶部５７は、例えば、ＲＯＭ、書き換え可能な不揮発性メモリ等によって構成されている。
　なお、ステップＳ２４で否定判定すると、ステップＳ２６の判定をすることなく、ステップＳ２８で第１移動平均値ＶＡ１に基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出する。すなわち、直流電源４０の電力供給量ＰＷが所定量Ｐｔｇよりも少ないことを条件に、ステップＳ２６で検出電圧ＶＤの脈動が減衰したか否かが判定される。
　一方、ステップＳ１２で否定判定、またはステップＳ２６で肯定判定すると、ステップＳ３０において、第２移動平均値ＶＡ２の算出に用いられる検出電圧ＶＤの第２範囲ＨＳ２を設定する。具体的には、第２範囲ＨＳ２の有効電圧範囲ＨＶは予め定められており、第２範囲ＨＳ２の第２取得期間ＨＴ２（図３参照）が設定される。本実施形態では、第２取得期間ＨＴ２が第１取得期間ＨＴ１よりも短く設定される。そのため、第２範囲ＨＳ２は、第１範囲ＨＳ１よりも狭く、含まれる検出電圧ＶＤの個数が第１範囲ＨＳ１よりも少ない。
　続くステップＳ３２，Ｓ３４において、ステップＳ３０で設定された第２範囲ＨＳ２を用いて第２移動平均値ＶＡ２を算出する。具体的には、ステップＳ３２において、第２変動制限処理を実施する。ステップＳ３２で実施される第２変動制限処理は、第２取得期間ＨＴ２の検出電圧ＶＤに対して有効電圧範囲ＨＶを設定する点で、ステップＳ１８で実施される第１変動制限処理と異なる。続くステップＳ３４において、第２移動平均値ＶＡ２を算出する。第２移動平均値ＶＡ２は、現時点から第２取得期間ＨＴ２前までに検出された検出電圧ＶＤの平均値である。
　ステップＳ３６において、第２移動平均値ＶＡ２に基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出する。すなわち、検出電圧ＶＤの脈動が減衰したと判定された場合には、第１移動平均値ＶＡ１に代えて、第２範囲ＨＳ２の検出電圧ＶＤを用いて算出された第２移動平均値ＶＡ２に基づき、絶縁抵抗Ｒｎが検出される。なお、本実施形態において、ステップＳ２８，３６の処理が「抵抗検出部」に相当する。
　続くステップＳ４２において、ステップＳ２８，Ｓ３６で検出された絶縁抵抗Ｒｎを用いて漏電判定処理を実施する。例えば、漏電判定処理では、ステップＳ２８，Ｓ３６で検出された絶縁抵抗Ｒｎと基準値を比較して、漏電の有無を判定する。また例えば、ステップＳ２８，Ｓ３６で検出された絶縁抵抗Ｒｎと電源電圧Ｖｂａｔとの比に基づいて漏電の有無を判定する。続くステップＳ４４において、ステップＳ４２の処理結果に基づいて漏電が生じているか否かを判定する。
　ステップＳ４２で否定判定すると、絶縁抵抗検出処理を終了する。一方、ステップＳ４２で肯定判定すると、ステップＳ４４において、漏電発生の警告を出力し、絶縁抵抗検出処理を終了する。制御部５６は、漏電発生の警告とともに、例えば、直流電源４０からの電力供給や充電を停止し、高電圧回路と直流電源４０との通電を遮断する処理を実施してもよい。具体的には、高電圧回路と直流電源４０との通電を遮断すべく、上，下アーム変圧スイッチＳＣＨ，ＳＣＬそれぞれに対応する駆動信号を、上，下アーム変圧スイッチＳＣＨ，ＳＣＬに出力する等の処理を実施してもよい。
　続いて、図３に、絶縁抵抗検出処理の一例を示す。図３は、漏電発生時における検出電圧ＶＤと移動平均値ＶＡとの推移を示す。図３（ａ）は、検出電圧ＶＤの推移を示し、図３（ｂ）は、移動平均値ＶＡの推移を示し、図３（ｃ）は、取得期間ＨＴの推移を示す。なお、図３（ｂ）では、第１移動平均値ＶＡ１と第２移動平均値ＶＡ２とを組み合わせて用いる本実施形態の移動平均値ＶＡが実線で示され、第１移動平均値ＶＡ１のみを用いる比較例の移動平均値ＶＡが二点鎖線で示され、第２移動平均値ＶＡ２のみを用いる比較例の移動平均値ＶＡが一点鎖線で示されている。なお、比較例の移動平均値ＶＡでは、有効電圧範囲ＨＶが設定されておらず、第１取得期間ＨＴ１及び第２取得期間ＨＴ２内の全ての検出電圧ＶＤを用いて、移動平均値ＶＡが算出される。
　上述したように、第２範囲ＨＳ２は、第１範囲ＨＳ１よりも含まれる検出電圧ＶＤの個数が少ない。そのため、第２範囲ＨＳ２を用いて算出される第２移動平均値ＶＡ２は、第１範囲ＨＳ１を用いて算出される第１移動平均値ＶＡ１に比べて、応答性がよい反面、安定性に欠け、脈動しやすい特性を有する。
　図３に示すように、時刻ｔ１に漏電が発生すると、検出電圧ＶＤは絶縁電圧ＶＦから短絡電圧ＶＮに変化するとともに脈動する。そのため、漏電発生時に移動平均値ＶＡとして第２移動平均値ＶＡ２が算出されると、検出電圧ＶＤの脈動に伴って移動平均値ＶＡが脈動する。この結果、検出電圧ＶＤの脈動等が収まる時刻ｔ３から一定期間後の時刻ｔ４まで移動平均値ＶＡを安定させることができない。
　移動平均値ＶＡの脈動を抑制するために、移動平均値ＶＡとして第１移動平均値ＶＡ１を算出することが考えられる。しかし、第１移動平均値ＶＡ１は、第２移動平均値ＶＡ２に比べて、安定性がよい反面、応答性に欠け、変化にかかる時間が長い特性を有する。そのため、移動平均値ＶＡが絶縁電圧ＶＦから短絡電圧ＶＮに変化するのに必要な期間が長期化し、時刻ｔ４まで移動平均値ＶＡを安定させることができない。つまり、移動平均値ＶＡとして、第１移動平均値ＶＡ１のみを用いた場合でも、第２移動平均値ＶＡ２のみを用いた場合でも、移動平均値ＶＡが漏電発生後の短絡電圧ＶＮで安定するまでには、時刻ｔ１から時刻ｔ４までの過渡期間ＴＡが必要とされ、絶縁抵抗Ｒｎを収束させるまでの期間が長期化していた。
　本実施形態では、時刻ｔ１に検出電圧ＶＤが第１所定値Ｖｔｇ１以上変化したと判定された場合には、比較的多くの検出電圧ＶＤを用いて第１移動平均値ＶＡ１を算出し、その第１移動平均値ＶＡ１に基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出する。第１移動平均値ＶＡ１は安定性がよいため、検出電圧ＶＤの脈動に起因する第１移動平均値ＶＡ１の脈動を好適に抑制することができる。また、時刻ｔ１後の時刻ｔ２に検出電圧ＶＤの脈動が減衰したと判定された場合には、第１移動平均値ＶＡ１に代えて、比較的少ない検出電圧ＶＤを用いて第２移動平均値ＶＡ２を算出し、その第２移動平均値ＶＡ２に基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出する。第２移動平均値ＶＡ２は応答性がよいため、移動平均値ＶＡを時刻ｔ２直後に漏電発生後の短絡電圧ＶＮで安定させることができる。この結果、漏電発生時において、絶縁抵抗Ｒｎが収束するまでの期間を、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの判定期間ＴＢに短縮することができ、絶縁抵抗Ｒｎを適切に検出することができる。
　図３に示すように、検出電圧ＶＤの脈動が減衰した後、時刻ｔ３までの期間において、検出電圧ＶＤは車両走行状態等に起因して変化している。図３に二点鎖線で示すように、有効電圧範囲ＨＶが設定されていない第２移動平均値ＶＡ２では、車両走行状態等に起因して移動平均値ＶＡが変化し、絶縁抵抗Ｒｎを適切に検出することができない。
　本実施形態では、第２移動平均値ＶＡ２の算出に用いる第２範囲ＨＳ２に、第１所定値Ｖｔｇ１に基づいて定められた有効電圧範囲ＨＶが設定されており、この有効電圧範囲ＨＶに第２変動制限処理が実施されている。これにより、適切に設定された有効電圧範囲ＨＶ内の検出電圧ＶＤを用いて第２移動平均値ＶＡ２を算出することができる。この結果、車両走行状態等に起因する第２移動平均値ＶＡ２の変化を抑制することができ、絶縁抵抗Ｒｎを適切に検出することができる。
　図４に、第１範囲ＨＳ１の設定方法の一例を示す。図４は、第１取得期間ＨＴ１の推移を示す。図４（ａ）は、アクセル操作の推移を示し、図４（ｂ）は、車速ＹＭの推移を示し、図４（ｃ）は、アクセル操作に伴い電源電圧Ｖｂａｔに生じるノイズ等の推移を示し、図４（ｄ）は、第１取得期間ＨＴ１の推移を示す。なお、図４（ａ）では、アクセル操作されている状態が「オン」状態として示され、アクセル操作されていない状態が「オフ」状態として示されている。
　図４に示すように、時刻ｔ１１にアクセル操作がオフ状態からオン状態に切り替わり、車両の状態が車両停止状態から車両加速状態に切り替わると、車速ＹＭがゼロから上昇する。アクセル操作のオン状態への切り替えに伴い、電源電圧Ｖｂａｔを昇圧するコンバータ３０の昇圧動作等が実施され、電源電圧Ｖｂａｔに生じるノイズ等が大きくなる。本実施形態では、アクセルセンサ６２の出力信号に基づいて車両加速状態であると判定された場合には、第１取得期間ＨＴ１が比較的長い長側取得期間ＨＴ１Ｌに設定される。
　また、時刻ｔ１２に車速ＹＭが閾値速度Ｙｔｇに達すると、アクセル操作がオン状態からオフ状態に切り替わり、車両の状態が車両加速状態から車両減速状態に切り替わる。車両減速状態は、時刻ｔ１３まで継続し、時刻ｔ１３に車両停止状態に切り替わる。アクセル操作のオフ状態への切り替えに伴い、コンバータ３０の昇圧動作等が停止され、電源電圧Ｖｂａｔに生じるノイズ等が小さくなる。本実施形態では、アクセルセンサ６２の出力信号に基づいて車両減速状態であると判定された場合には、第１取得期間ＨＴ１が比較的短い短側取得期間ＨＴ１Ｓに設定される。
　すなわち、本実施形態では、車両加速状態であると判定された場合、車両減速状態であると判定された場合に比べて、第１取得期間ＨＴ１が長く設定され、これに伴い第１範囲ＨＳ１が広く設定される。車両走行状態に起因して生じるノイズ等の大きさに応じて第１範囲ＨＳ１が設定されることで、ノイズ等が第１移動平均値ＶＡ１に及ぼす影響を抑制することができ、絶縁抵抗Ｒｎを適切に検出することができる。
　以上説明した本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
　・本実施形態では、移動平均値ＶＡを用いて絶縁抵抗Ｒｎを検出するため、ノイズ等に関係なく正確な絶縁抵抗Ｒｎの検出を実施できる。また、接地部Ｇ１と電源経路Ｌ１，Ｌ２との間に漏電が発生した場合には、検出電圧ＶＤが第１所定値Ｖｔｇ１以上変化するとともに脈動する。そのため、検出電圧ＶＤが第１所定値Ｖｔｇ１以上変化したと判定された場合には、比較的多くの検出電圧ＶＤを用いて第１移動平均値ＶＡ１を算出し、その第１移動平均値ＶＡ１に基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出する。これにより、検出電圧ＶＤの脈動に起因する第１移動平均値ＶＡ１の脈動を抑制することができる。また、検出電圧ＶＤが第１所定値Ｖｔｇ１以上変化したと判定された後、当該検出電圧ＶＤの脈動が減衰したと判定された場合には、第１移動平均値ＶＡ１に代えて、比較的少ない検出電圧ＶＤを用いて第２移動平均値ＶＡ２を算出し、その第２移動平均値ＶＡ２に基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出する。これにより、早期に第２移動平均値ＶＡ２を、漏電発生後の短絡電圧ＶＮで安定させることができる。この結果、漏電が発生している場合でも早期に絶縁抵抗Ｒｎを収束させることができ、絶縁抵抗Ｒｎを適切に検出することができる。
　・特に、本実施形態では、第１移動平均値ＶＡ１を用いて検出電圧ＶＤの脈動が減衰したか否かを判定する。これにより、安定性のよい第１移動平均値ＶＡ１を用いて、検出電圧ＶＤの脈動が減衰したことを精度よく判定することができる。
　・移動平均値ＶＡの算出に用いる検出電圧ＶＤの取得期間ＨＴが長いほど、移動平均値ＶＡの算出に用いる検出電圧ＶＤの範囲ＨＳが広くなり、移動平均値ＶＡの算出に用いられる検出電圧ＶＤの個数が多くなる。本実施形態では、第２移動平均値ＶＡ２の算出に用いる第２取得期間ＨＴ２が、第１移動平均値ＶＡ１の算出に用いる第１取得期間ＨＴ１よりも短く設定されている。そのため、第１移動平均値ＶＡ１を用いて検出電圧ＶＤの脈動の影響を抑制することができるとともに、第２移動平均値ＶＡ２を用いて早期に絶縁抵抗Ｒｎを収束させることができる。
　・車両電源システム１００では、回転電機１０の駆動状態、すなわち、車両走行状態により電源電圧Ｖｂａｔにノイズ等が生じる。本実施形態では、車両走行状態に基づいて第１取得期間ＨＴ１を設定し、これにより第１範囲ＨＳ１を設定するので、車両走行状態に起因するノイズ等の影響を抑制し、絶縁抵抗Ｒｎを適切に検出することができる。
　・具体的には、車両加速状態では、アクセル操作に伴うコンバータ３０の昇圧動作等により電源電圧Ｖｂａｔにノイズ等が生じやすく、車両減速状態では、コンバータ３０の昇圧動作等が停止されるため、ノイズ等が生じにくい。本実施形態では、車両加速状態であると判定された場合に、車両減速状態であると判定された場合に比べて、第１取得期間ＨＴ１を長く設定し、第１範囲ＨＳ１を広く設定するため、ノイズ等の影響を好適に抑制することができる。
　・直流電源４０では、直流電源４０の電力供給量ＰＷが多いほど、すなわち、直流電源４０から回転電機１０や空調システムに供給される電力量が多いほど、電源電圧Ｖｂａｔに生じるノイズ等が大きくなる。この結果、第１移動平均値ＶＡ１が変化する。そのため、検出電圧ＶＤの脈動が減衰し、これに伴い第１移動平均値ＶＡ１の脈動が減衰していても、電力供給量ＰＷに起因して第１移動平均値ＶＡ１が変化している場合、検出電圧ＶＤの脈動が減衰していることを適切に判定することができない。本実施形態では、直流電源４０の電力供給量ＰＷが所定量Ｐｔｇよりも少ないことを条件に、検出電圧ＶＤの脈動が減衰したか否かを判定する。直流電源４０の電力供給量ＰＷが所定量Ｐｔｇよりも少なく、第１移動平均値ＶＡ１があまり変化しない状態で検出電圧ＶＤの脈動の減衰を判定するので、検出電圧ＶＤの脈動が減衰していることを適切に判定することができる。
　（第２実施形態）
　以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図５を参照しつつ説明する。本実施形態では、範囲ＨＳを規定する有効電圧範囲ＨＶと取得期間ＨＴとのうち、取得期間ＨＴが予め定められた一定の期間に設定されており、有効電圧範囲ＨＶが設定可能である点で第１実施形態と異なる。
　本実施形態では、回転電機１０の駆動状態に基づいて第１有効電圧範囲ＨＶ１（図５参照）が設定され、これにより第１移動平均値ＶＡ１の算出に用いられる第１範囲ＨＳ１が設定される。また、第２移動平均値ＶＡ２の算出に用いる第２有効電圧範囲ＨＶ２（図５参照）が、第１有効電圧範囲ＨＶ１よりも狭く設定される。そのため、第２範囲ＨＳ２は、第１範囲ＨＳ１よりも狭く、含まれる検出電圧ＶＤの個数が第１範囲ＨＳ１よりも少ない。
　図５に、本実施形態の絶縁抵抗検出処理の一例を示す。なお、図５において、先の図３に示した内容と同一の内容については、便宜上、同一の符号を付して説明を省略する。
　本実施形態では、時刻ｔ１に検出電圧ＶＤが第１所定値Ｖｔｇ１以上変化したと判定された場合には、第１有効電圧範囲ＨＶ１の第１上限値ＨＵ１と第１下限値ＨＤ１とが設定される。そして、第１有効電圧範囲ＨＶ１内の検出電圧ＶＤを用いて第１移動平均値ＶＡ１を算出し、その第１移動平均値ＶＡ１に基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出する。第１移動平均値ＶＡ１は安定性がよいため、検出電圧ＶＤの脈動に起因する第１移動平均値ＶＡ１の脈動を好適に抑制することができる。
　また、時刻ｔ１後の時刻ｔ２に検出電圧ＶＤの脈動が減衰したと判定された場合には、第２有効電圧範囲ＨＶ２の第２上限値ＨＵ２と第２下限値ＨＤ２とが設定される。そして、第２有効電圧範囲ＨＶ２内の検出電圧ＶＤを用いて第２移動平均値ＶＡ２を算出し、その第２移動平均値ＶＡ２に基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出する。第２移動平均値ＶＡ２は応答性がよいため、移動平均値ＶＡを時刻ｔ２直後に漏電発生後の短絡電圧ＶＮで安定させることができる。この結果、漏電発生時において、絶縁抵抗Ｒｎが収束するまでの期間を短縮することができ、絶縁抵抗Ｒｎを適切に検出することができる。
　・以上説明した本実施形態によれば、検出電圧ＶＤが第１所定値Ｖｔｇ１以上変化したと判定された場合には、第１有効電圧範囲ＨＶ１内の検出電圧ＶＤを用いて第１移動平均値ＶＡ１を算出し、その第１移動平均値ＶＡ１に基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出する。また、検出電圧ＶＤの脈動が減衰したと判定された場合には、第２有効電圧範囲ＨＶ２内の検出電圧ＶＤを用いて第２移動平均値ＶＡ２を算出し、その第２移動平均値ＶＡ２に基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出する。
　・移動平均値ＶＡの算出に用いる検出電圧ＶＤの有効電圧範囲ＨＶが広いほど、移動平均値ＶＡの算出に用いる検出電圧ＶＤの範囲ＨＳが広くなり、移動平均値ＶＡの算出に用いられる検出電圧ＶＤの個数が多くなる。本実施形態では、第２移動平均値ＶＡ２の算出に用いる第２有効電圧範囲ＨＶ２が、第１移動平均値ＶＡ１の算出に用いる第１有効電圧範囲ＨＶ１よりも狭く設定されている。そのため、第１移動平均値ＶＡ１を用いて検出電圧ＶＤの脈動の影響を抑制することができるとともに、第２移動平均値ＶＡ２を用いて早期に絶縁抵抗Ｒｎを収束させることができる。この結果、漏電が発生している場合でも絶縁抵抗Ｒｎを適切に検出することができる。
　（第３実施形態）
　以下、第３実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図６、図７を参照しつつ説明する。本実施形態では、検出電圧ＶＤが第１所定値Ｖｔｇ１以上変化したと判定された後、検出電圧ＶＤの脈動が減衰したと判定される前に、第２移動平均値ＶＡ２が算出される点で第１実施形態と異なる。
　図６に、第２実施形態における絶縁抵抗検出処理のフローチャートを示す。なお、図６において、先の図２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一のステップ番号を付して説明を省略する。
　図６に示すように、本実施形態の絶縁抵抗検出処理では、ステップＳ１４で回転電機１０の駆動状態を判定すると、ステップＳ５０において、第１範囲ＨＳ１及び第２範囲ＨＳ２を設定する。具体的には、ステップＳ１４で判定された回転電機１０の駆動状態に基づいて第１取得期間ＨＴ１が設定され、これにより第１移動平均値ＶＡ１の算出に用いられる第１範囲ＨＳ１が設定される。また、第２範囲ＨＳ２の第２取得期間ＨＴ２が、第１範囲ＨＳ１の第１取得期間ＨＴ１よりも短く設定され、これにより第２移動平均値ＶＡ２の算出に用いられる第２範囲ＨＳ２が設定される。
　また、ステップＳ２０で第１移動平均値ＶＡ１が算出されると、ステップＳ５２，Ｓ５４において、ステップＳ５０で設定された第２範囲ＨＳ２を用いて第２移動平均値ＶＡ２を算出する。すなわち、本実施形態では、ステップＳ１２で検出電圧ＶＤが第１所定値Ｖｔｇ１以上変化したと判定された場合には、第１移動平均値ＶＡ１と第２移動平均値ＶＡ２とが所定周期で繰り返し算出される。なお、ステップＳ５２，Ｓ５４の処理は、ステップＳ３２，Ｓ３４の処理と同一の処理であり、重複した説明を省略する。
　ステップＳ５２，Ｓ５４で第２移動平均値ＶＡ２が算出されると、検出電圧ＶＤの脈動が減衰したか否かを判定する。本実施形態では、検出電圧ＶＤにおける脈動の減衰を判定する判定条件が第１実施形態と異なる。
　具体的には、ステップＳ５６において、ステップＳ２０で算出された第１移動平均値ＶＡ１と、ステップＳ５４で算出された第２移動平均値ＶＡ２との移動平均値差ΔＶＡが算出される。移動平均値差ΔＶＡは、（式１）のように表される。
　ΔＶＡ＝ＶＡ１－ＶＡ２・・・（式１）
　続くステップＳ５８において、移動平均値差ΔＶＡが基準差ΔＶｔｇよりも大きいか否かを判定する。基準差ΔＶｔｇは、検出電圧ＶＤにおける脈動の減衰を示す電圧差である。具体的には、ステップＳ５８では、所定期間ＴＣに亘って、移動平均値差ΔＶＡが基準差ΔＶｔｇよりも大きい状態が継続しているか否かが判定される。
　ステップＳ５８で肯定判定すると、ステップＳ２８に進む。一方、ステップＳ５８で否定判定すると、ステップＳ３６に進む。
　なお、本実施形態の絶縁抵抗検出処理では、ステップＳ３０において、第１範囲ＨＳ１が設定されることなく第２範囲ＨＳ２が設定される。この場合、例えば第２範囲ＨＳ２の第２取得期間ＨＴ２は、第２取得期間ＨＴ２を設定可能な取得期間ＨＴのうち、最も短い取得期間ＨＴに設定される。
　続いて、図７に、絶縁抵抗検出処理の一例を示す。図７は、漏電発生時における検出電圧ＶＤと移動平均値ＶＡとの推移を示し、図７（ｃ）は、移動平均値差ΔＶＡの推移を示す。なお、図７において、先の図３に示した内容と同一の内容については、便宜上、同一の符号を付して説明を省略する。
　本実施形態では、時刻ｔ１に検出電圧ＶＤが第１所定値Ｖｔｇ１以上変化したと判定された場合には、第１移動平均値ＶＡ１と第２移動平均値ＶＡ２とが所定周期で算出され、これらを用いて移動平均値差ΔＶＡが所定周期で算出される。そして、移動平均値差ΔＶＡが基準差ΔＶｔｇよりも大きい状態が、所定期間ＴＣに亘って継続している場合には、検出電圧ＶＤの脈動が減衰したと判定する。
　・以上説明した本実施形態によれば、検出電圧ＶＤを用いて算出される第１移動平均値ＶＡ１及び第２移動平均値ＶＡ２を用いて、検出電圧ＶＤの脈動が減衰したか否かを判定する。そのため、検出電圧ＶＤの脈動の減衰を適切に判定することができる。
　・特に、本実施形態では、第１移動平均値ＶＡ１と第２移動平均値ＶＡ２との差分である移動平均値差ΔＶＡを用いて、検出電圧ＶＤの脈動が減衰したか否かを判定する。第２移動平均値ＶＡ２は、第１移動平均値ＶＡ１よりも応答性がよく、検出電圧ＶＤの脈動に伴って脈動しやすい。そのため、移動平均値差ΔＶＡが基準差ΔＶｔｇよりも大きい状態が、所定期間ＴＣに亘って継続している場合には、第１移動平均値ＶＡ１と第２移動平均値ＶＡ２とのうち、脈動しやすい第２移動平均値ＶＡ２の脈動が抑制されており、この場合には、第１移動平均値ＶＡ１の脈動も当然に抑制されている。したがって、移動平均値差ΔＶＡを用いて検出電圧ＶＤの脈動の減衰を適切に判定することができる。
　（その他の実施形態）
　なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
　・絶縁抵抗検出装置５０は、ハイブリット車に限らず、エンジン車に搭載されてもよい。
　・上記各実施形態において、絶縁抵抗検出装置５０は負極側電源経路Ｌ２に接続されているが、正極側電源経路Ｌ１に接続されてもよい。
　・周波数信号として、正弦波状の交流信号を用いてもよければ、矩形波状の交流信号を用いてもよい。
　・上記各実施形態において、検出電圧ＶＤの範囲ＨＳを設定する際に、有効電圧範囲ＨＶと取得期間ＨＴとの一方を設定する例を示したが、これらの両方を設定してもよい。この場合に、第２範囲ＨＳ２の第２取得期間ＨＴ２が、第１範囲ＨＳ１の第１取得期間ＨＴ１よりも短く設定され、且つ第２範囲ＨＳ２の第２有効電圧範囲ＨＶ２が、第１範囲ＨＳ１の第１有効電圧範囲ＨＶ１よりも狭く設定されてもよい。
　・上記各実施形態において、検出電圧ＶＤの脈動が減衰したか否かを判定する判定条件として、第１移動平均値ＶＡ１の変化量ΔＶが第２所定値Ｖｔｇ２よりも小さくなることを用いる例を示したが、これに限られない。
　例えば、図８（ａ）に矢印ＹＡで示すように、所定期間ＴＣに亘って、第１移動平均値ＶＡ１が減少を継続していることを判定条件としてもよければ、所定期間ＴＣに亘って、第１移動平均値ＶＡ１が増加を継続していることを判定条件としてもよい。この場合、第１移動平均値ＶＡ１が増加または減少を継続しており、増加と減少とを交互に繰り返さないため、検出電圧ＶＤの脈動が減衰したと判定することができる。
　また例えば、図８（ｂ）に示すように、所定期間ＴＣに亘って、第１移動平均値ＶＡ１の傾きθの絶対値が、閾値よりも小さくなっていることを判定条件としてもよい。この場合、第１移動平均値ＶＡ１の傾きθを用いて、検出電圧ＶＤの脈動が減衰したことを好適に判定することができる。
　・上記各実施形態において、検出電圧ＶＤの変化が生じうる場合として、漏電発生時を例示したが、これらに限られない。例えば、漏電が発生した後に漏電が解消した場合にも、検出電圧ＶＤの変化が生じうる。
　・上記各実施形態において、第１移動平均値ＶＡ１と第２移動平均値ＶＡ２とを算出する例を示したが、算出される移動平均値ＶＡは２つに限られず、３つ以上でもよい。例えば、検出電圧ＶＤが第１所定値Ｖｔｇ１以上変化したと判定された場合には、第１範囲ＨＳ１を用いて算出された第１移動平均値ＶＡ１に基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出する。そして、検出電圧ＶＤの脈動が減衰したと判定された場合には、含まれる検出電圧ＶＤの個数が第１範囲ＨＳ１よりも少ない第２範囲ＨＳ２を用いて、第２移動平均値ＶＡ２を算出する。また、含まれる検出電圧ＶＤの個数が第１範囲ＨＳ１よりも少ない第３範囲ＨＳ３を用いて、第３移動平均値ＶＡ３を算出する。そして、第２移動平均値ＶＡ２と第３移動平均値ＶＡ３との少なくとも一方に基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出してもよい。
　・上記各実施形態において、第１移動平均値ＶＡ１に基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出する第１状態から、第２移動平均値ＶＡ２に基づいて絶縁抵抗Ｒｎを検出する第２状態に切り替わった後に、第１状態で算出された第１移動平均値ＶＡ１、及び第１移動平均値ＶＡ１に基づいて検出された絶縁抵抗Ｒｎを換算してもよい。具体的には、記憶部５７に記憶された所定の換算情報を用いて、第２移動平均値ＶＡ２、及び第２移動平均値ＶＡ２に基づいて検出された絶縁抵抗Ｒｎに換算する処理が更に実施されてもよい。
　本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (9)

  1. 　直流電源（４０）と、
    　前記直流電源に接続されかつ接地部（Ｇ１）から絶縁された電源経路（Ｌ１，Ｌ２）に一端が接続されたカップリングコンデンサ（Ｃ１）と、
    　前記カップリングコンデンサの他端に接続された抵抗（Ｒ１）と、
    　前記抵抗に接続され、前記抵抗に所定の周波数信号を出力する発振部（５３）と、
    を備える電源システム（１００）に適用され、前記発振部が前記抵抗に前記周波数信号を出力した場合における前記カップリングコンデンサと前記抵抗との接続点での電圧を所定周期で検出し、検出電圧（ＶＤ）の移動平均値（ＶＡ）に基づき、前記接地部と前記電源経路との間における絶縁抵抗（Ｒｎ）を検出する絶縁抵抗検出装置であって、
    　前記検出電圧が所定値（Ｖｔｇ１）以上変化したか否かを判定する第１判定部（Ｓ１２）と、
    　前記検出電圧が前記所定値以上変化したと判定された場合に、第１範囲（ＨＳ１）の前記検出電圧を用いて算出された第１移動平均値（ＶＡ１）に基づき、前記絶縁抵抗を検出する抵抗検出部（Ｓ２８，Ｓ３６）と、
    　前記検出電圧が前記所定値以上変化したと判定された後、当該検出電圧の脈動が減衰したか否かを判定する第２判定部（Ｓ２６）と、を備え、
    　前記抵抗検出部は、前記検出電圧の脈動が減衰したと判定された場合に、前記第１移動平均値に代えて、前記第１範囲よりも含まれる前記検出電圧の個数が少ない第２範囲（ＨＳ２）の前記検出電圧を用いて算出された第２移動平均値（ＶＡ２）に基づき、前記絶縁抵抗を検出する絶縁抵抗検出装置。
  2. 　前記第１範囲及び前記第２範囲は、前記検出電圧の有効電圧範囲（ＨＶ）を用いて規定され、
    　前記抵抗検出部は、前記有効電圧範囲内の前記検出電圧を用いて前記第１移動平均値及び第２移動平均値を算出し、
    　前記第２移動平均値の算出に用いる前記有効電圧範囲（ＨＶ１）は、前記第１移動平均値の算出に用いる前記有効電圧範囲（ＨＶ２）よりも狭い請求項１に記載の絶縁抵抗検出装置。
  3. 　前記第１範囲及び前記第２範囲は、前記検出電圧の取得期間（ＨＴ）を用いて規定され、
    　前記抵抗検出部は、前記取得期間内の前記検出電圧を用いて前記第１移動平均値及び第２移動平均値を算出し、
    　前記第２移動平均値の算出に用いる前記取得期間（ＨＴ１）は、前記第１移動平均値の算出に用いる前記取得期間（ＨＴ２）よりも短い請求項１または請求項２に記載の絶縁抵抗検出装置。
  4. 　前記電源システムは、前記直流電源に接続されるモータ（１０）を有する電動車両に搭載され、
    　前記モータの駆動状態を判定する駆動判定部（Ｓ１４）と、
    　前記モータの駆動状態に基づいて前記第１範囲を設定する設定部（Ｓ１６）と、を備える請求項１に記載の絶縁抵抗検出装置。
  5. 　前記設定部は、前記モータの回転速度を加速させる加速状態であると判定された場合、前記モータの回転速度を減速させる減速状態であると判定された場合に比べて、前記第１範囲を広く設定する請求項４に記載の絶縁抵抗検出装置。
  6. 　前記第２判定部は、所定期間（ＴＣ）に亘って、前記第１移動平均値が増加または減少を継続している場合に、前記検出電圧の脈動が減衰したと判定する請求項１から請求項５までのいずれか一項に記載の絶縁抵抗検出装置。
  7. 　前記第２判定部は、所定期間（ＴＣ）に亘って、前記第１移動平均値の傾き（θ）の絶対値が閾値よりも小さくなっている場合に、前記検出電圧の脈動が減衰したと判定する請求項１から請求項６までのいずれか一項に記載の絶縁抵抗検出装置。
  8. 　前記直流電源の電力供給量（ＰＷ）に関する情報を取得する情報取得部（Ｓ２２）を備え、
    　前記第２判定部は、前記直流電源の電力供給量が所定量（Ｐｔｇ）よりも少ないことを条件に、前記検出電圧の脈動が減衰したか否かを判定する請求項１から請求項７までのいずれか一項に記載の絶縁抵抗検出装置。
  9. 　前記抵抗検出部は、前記第１移動平均値と前記第２移動平均値とを前記所定周期で繰り返し算出しており、
    　前記第２判定部は、所定期間（ＴＣ）に亘って、前記第１移動平均値と前記第２移動平均値との差（ΔＶＡ）が基準値（ΔＶｔｇ）よりも大きい状況が継続した場合に、前記検出電圧の脈動が減衰したと判定する請求項１から請求項８までのいずれか一項に記載の絶縁抵抗検出装置。
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