WO2020079828A1

WO2020079828A1 - 電力変換装置および空気調和機

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Publication number: WO2020079828A1
Application number: PCT/JP2018/038989
Authority: WO
Inventors: 渉初瀬; 正博田村; 勇紀江幡; 橋本　浩之; 貴郎上田; 浩二月井
Original assignee: 日立ジョンソンコントロールズ空調株式会社
Priority date: 2018-10-19
Filing date: 2018-10-19
Publication date: 2020-04-23

Abstract

小型、安価でありながら高効率な電力変換装置を実現する。そのため、電力変換装置（１００）は、リアクタ（１６）と、オン状態になると、交流電源（５０）をリアクタ（１６）を介して短絡する経路を形成し、オフ状態になると、経路を開放するスイッチング素子（１８）と、スイッチング素子（１８）のオン／オフ状態を制御するスイッチング信号（Ｓ₁）を出力するスイッチング制御部（４６）と、リアクタ（１６）の非線形特性に応じてスイッチング信号（Ｓ₁）のデューティ比（Ｄ）を設定するデューティ比設定部（４４）と、を備える。

Description

電力変換装置および空気調和機

　本発明は、電力変換装置および空気調和機に関する。

　交流電圧を直流電圧に変換する電力変換回路においては、リアクタへのエネルギの貯蔵と、リアクタからのエネルギの放出と、を繰り返すことによって、効率や力率等の改善を図ったものがある。その一例として、下記特許文献１には、「インダクタンス値が大きいが標準電流以上では飽和するリアクタとインダクタンス値が小さいが最大電流でも飽和しないリアクタを直列接続し、半導体スイッチとで交流電源を短絡し開放できるように構成し、電流が少ないときには、大きいインダクタンスによるインピーダンスで高調波電流を低減して直流側に接続された負荷を駆動し、電流が多い時には、半導体スイッチと小さいインダクタンスで電源電流が正弦波状になるように制御して直流側に接続された負荷を駆動する。」と記載されている（要約参照）。

特開２００９－１３１１２６号公報

　しかし、上記特許文献１に記載された技術では、複数のリアクタを設ける必要があるため、回路が大型化し、高価格化するという問題があった。
　この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、小型、安価でありながら高効率な電力変換装置および空気調和機を提供することを目的とする。

　上記課題を解決するため本発明の電力変換装置は、リアクタと、オン状態になると、交流電源を前記リアクタを介して短絡する経路を形成し、オフ状態になると、前記経路を開放するスイッチング素子と、前記スイッチング素子のオン／オフ状態を制御するスイッチング信号を出力するスイッチング制御部と、前記リアクタの非線形特性に応じて前記スイッチング信号のデューティ比を設定するデューティ比設定部と、を備えることを特徴とする。

　本発明によれば、小型、安価でありながら高効率な電力変換装置および空気調和機を実現できる。

本発明の第１実施形態によるコンバータの回路図である。インダクタンス予想部が出力するインダクタンス予想値の例を示す図である。リアクタが空芯コイルであるときの電源電流瞬時値の波形である。リアクタがコアコイルであるときの電源電流瞬時値の波形である。比較例における電源電流瞬時値の波形である。本発明の第２実施形態による空気調和機のブロック図である。

［第１実施形態］
〈第１実施形態の構成〉
（全体構成）
　図１は、本発明の第１実施形態によるコンバータ１００（電力変換装置）の回路図である。コンバータ１００は、ＡＣ／ＤＣコンバータであり、商用電源等の交流電源５０から供給された交流電力を直流電力に変換し、負荷装置６０に供給する。
　コンバータ１００は、一対の入力端子１０Ａ，１０Ｂと、電流検出器１２と、電圧検出器１４，１５と、リアクタ１６と、スイッチング素子１８と、ブリッジ回路２０と、コンデンサ２４と、一対の出力端子３０Ａ，３０Ｂと、コンバータ制御部４０と、を備えている。

　入力端子１０Ａ，１０Ｂは、交流電源５０に接続されている。ブリッジ回路２０は、ブリッジ接続された４個のダイオード２０Ａ，２０Ｂ，２０Ｃ，２０Ｄを有している。ダイオード２０Ａ，２０Ｂは、接続点２０Ｐを介して直列接続され、接続点２０Ｐは入力端子１０Ａに接続されている。また、ダイオード２０Ｃ，２０Ｄは、接続点２０Ｑを介して直列接続されており、接続点２０Ｑはリアクタ１６を介して入力端子１０Ｂに接続されている。ダイオード２０Ａ，２０Ｃのカソードは出力端子３０Ａに接続され、ダイオード２０Ｂ，２０Ｄのアノードは、出力端子３０Ｂに接続されている。また、出力端子３０Ａ，３０Ｂの間には、平滑用のコンデンサ２４が接続されている。

　スイッチング素子１８は、接続点２０Ｐ，２０Ｑの間に接続されており、オン状態になると、接続点２０Ｐ，２０Ｑ間を短絡し、オフ状態になると、接続点２０Ｐ，２０Ｑ間を開放する。スイッチング素子１８は、コンバータ制御部４０から供給されたスイッチング信号Ｓ₁によって、そのオン／オフ状態が切り替えられる。スイッチング信号Ｓ₁の周期をスイッチング周期Ｔ₁と呼ぶ。電流検出器１２は、リアクタ１６を流れる電流すなわち電源電流瞬時値を検出する。この電源電流瞬時値の、スイッチング周期Ｔ₁を窓とする移動平均値を電源電流値ｉ_sと呼ぶ。電圧検出器１４は、入力端子１０Ａ，１０Ｂ間の電源電圧瞬時値を検出する。この電源電圧瞬時値の、スイッチング周期Ｔ₁を窓とする移動平均値を電源電圧値ｖ_sと呼ぶ。また、電圧検出器１５は、コンデンサ２４の端子電圧瞬時値を検出する。この端子電圧瞬時値の、スイッチング周期Ｔ₁を窓とする移動平均値を端子電圧値ｖ_dと呼ぶ。

（コンバータ制御部４０の構成）
　コンバータ制御部４０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）等、一般的なコンピュータとしてのハードウエアを備えており、ＲＯＭには、ＣＰＵによって実行される制御プログラム、ＤＳＰによって実行されるマイクロプログラムおよび各種データ等が格納されている。図１において、コンバータ制御部４０の内部は、制御プログラムおよびマイクロプログラム等によって実現される機能を、ブロックとして示している。

　すなわち、コンバータ制御部４０は、インダクタンス予想部４２と、デューティ比設定部４４と、スイッチング制御部４６と、を備えている。インダクタンス予想部４２は、電源電流値ｉ_sの絶対値に基づいて、リアクタ１６のインダクタンスの予想値であるインダクタンス予想値Ｌ^*を計算する。また、デューティ比設定部４４は、インダクタンス予想値Ｌ^*等に基づいて、スイッチング信号Ｓ₁のデューティ比Ｄを演算する。また、スイッチング制御部４６は、指定されたデューティ比Ｄを実現するように、所定のスイッチング周波数を有するスイッチング信号Ｓ₁を出力する。

（インダクタンス予想部４２）
　ここで、インダクタンス予想部４２の詳細を説明する。
　図２は、インダクタンス予想部４２が出力するインダクタンス予想値Ｌ^*の例を示す図である。インダクタンス特性Ｌ₁は、リアクタ１６が空芯コイルであるときのインダクタンス予想値Ｌ^*の一例である。また、インダクタンス特性Ｌ₂は、リアクタ１６がコアコイルであるときのインダクタンス予想値Ｌ^*の一例である。インダクタンス特性Ｌ₁,Ｌ₂は、何れも電源電流絶対値|ｉ_s|（電流絶対値）が０であるとき、インダクタンス値Ｌ₀である点で共通している。

　そして、インダクタンス特性Ｌ₁は、電源電流絶対値|ｉ_s|が変化しても、ほぼ一定である。一方、インダクタンス特性Ｌ₂は、電源電流絶対値|ｉ_s|が大きくなるほど小さくなる、単調減少関数になる。インダクタンス予想部４２は、電源電流値ｉ_s（より正確には、後述する電源電流指令値ｉ_s ^*）と、インダクタンス特性Ｌ₁,Ｌ₂の何れかと、に基づいて、インダクタンス予想値Ｌ^*を出力する。

　図２において、黒塗りの矩形または菱形は、実際のリアクタ１６の特性を計測したサンプリング点であり、サンプリング点以外の値は、前後のサンプリング点を直線補完して求めた値である。上述したように、インダクタンス特性Ｌ₂は、電源電流絶対値|ｉ_s|に対する単調減少関数であるが、図中の電流値ｉ_aの箇所が変曲点になっている。これは、実際のコアコイルの特性の多くが変曲点を有することに基づく。従って、変曲点を有するインダクタンス特性Ｌ₂によって、実際のコアコイルの特性を正確に再現することができる。

（デューティ比設定部４４）
　次に、デューティ比設定部４４の詳細について説明する。上述のように、スイッチング素子１８のオン／オフ状態は、スイッチング信号Ｓ₁によって設定される。スイッチング信号Ｓ₁のデューティ比をＤとすると、電源電流値ｉ_sの傾きは、下式（１）によって表される。

　式（１）において、インダクタンス値Ｌは、リアクタ１６のインダクタンス値である。Ｅ_dは、端子電圧値ｖ_dの直流成分であり、ΔＥ_dは、端子電圧値ｖ_dの変動成分である。ここで、デューティ比Ｄを下式（２）のように決定すると、電源電流値ｉ_sを正弦波化することができる。

　式（２）において、電圧制御ゲインＫ_pvは所定の定数である。また、電源電流指令値ｉ_s ^*は、正弦波状に変化する、電源電流値ｉ_sの指令値である。上述したように、インダクタンス値Ｌは、リアクタ１６のインダクタンス値の真値であり、リアクタ１６の鎖交磁束をΦとすると、インダクタンス値Ｌは、「Ｌ＝ｄΦ（ｉ_s）／ｄｉ_s」になる。そこで、式（２）を書き換えると、下式（３）が得られる。

　式（３）に基づいてスイッチング信号Ｓ₁のデューティ比Ｄを求めると、理想的なデューティ比Ｄを求めることができる。しかし、以下の理由により、式（３）をそのまま実際に適用することは困難である。まず、リアクタ１６の鎖交磁束Φを直接計測することは、煩雑である。そして、ｖ_s、Ｅ_d、ΔＥ_d等の値は、実際には、あるサンプリングタイミングに計測された値であり、そのサンプリングタイミングと、デューティ比Ｄを計算しようとするタイミングとの間には誤差が生じる。そこで、本実施形態におけるデューティ比設定部４４は、下式（４）に基づいて、デューティ比Ｄを求める。

　式（４）において、電源電圧指令値ｖ_s ^*および電源電流指令値ｉ_s ^*は、電流検出器１２および電圧検出器１４の検出結果に基づいて、電源電圧の振幅、電源電圧の位相、電源電流の振幅および電源電流の位相を検出し、電源電圧および電源電流の各基本波成分を求めた結果である。電源電圧指令値ｖ_s ^*および電源電流指令値ｉ_s ^*は、例えば、下式（５）によって求められる。

　式（５）において、Ｖ_s-1st ^*は電源電圧基本波成分の振幅であり、Ｉ_s-1st ^*は電源電流基本波成分の振幅である。また、式（４）において、インダクタンス予想値Ｌ^*は、インダクタンス予想部４２が出力した値である。直流成分指令値Ｅ_d ^*は、電源周期の過去１周期における端子電圧値ｖ_dの平均値によって求めることができる。また、変動成分指令値ΔＥ_d ^*は、電源周期の１周期前のタイミングにおける端子電圧値ｖ_dから直流成分指令値Ｅ_d ^*を減算することによって求めることができる。

（実際の波形例）
　図３は、本実施形態においてリアクタ１６が空芯コイルであるときの電源電流瞬時値の波形である。また、図４は、本実施形態においてリアクタ１６がコアコイルであるときの電源電流瞬時値の波形である。
　図３、図４に示す波形は、何れも正弦波に近い波形になっている。これにより、本実施形態によれば、リアクタ１６として空芯コイル、コアコイルの何れを採用しても、高効率を実現することができる。

〈比較例〉
　次に、本実施形態の比較例について説明する。
　比較例の構成は、上記第１実施形態のものと同様であるが、リアクタ１６としてコアコイルを適用しながら、インダクタンス予想値Ｌ^*を一定値にした点が上記第１実施形態とは異なる。
　図５は、比較例における電源電流瞬時値の波形である。図５に示す波形は、図３、図４に示した波形と比較すると、大きく歪んでおり、電源電流の高調波成分が高くなっている。これにより、電力損失が増大し効率が悪化する。

〈第１実施形態の効果〉
　以上のように本実施形態によれば、スイッチング素子（１８）のオン／オフ状態を制御するスイッチング信号（Ｓ₁）を出力するスイッチング制御部（４６）と、リアクタ（１６）の非線形特性に応じてスイッチング信号（Ｓ₁）のデューティ比（Ｄ）を設定するデューティ比設定部（４４）と、を備える。

　リアクタ（１６）の非線形特性に応じてデューティ比（Ｄ）を設定することにより、小型、安価でありながら高効率な電力変換装置（１００）を実現できる。なお、「非線形特性に応じてスイッチング信号（Ｓ₁）のデューティ比（Ｄ）を設定する」とは、インダクタンス値Ｌが一定であると見做してデューティ比（Ｄ）を設定する場合と比較して、より歪の少ない波形を実現するように、デューティ比（Ｄ）を設定することを指している。

　また、デューティ比設定部（４４）は、リアクタ（１６）の特性対応値（Ｌ^*）に基づいてデューティ比（Ｄ）を設定するものであり、リアクタ（１６）に流れる電流絶対値（|ｉ_s|）に対する単調減少関数になるように、特性対応値（Ｌ^*）を出力する特性対応値出力部（４２）をさらに備える。

　このように、電流絶対値（|ｉ_s|）に対する単調減少関数になるように、特性対応値（Ｌ^*）を出力することにより、特性対応値（Ｌ^*）を、実際のコアコイル等の特性に近づけることができる。また、変曲点を有する単調減少関数を適用したことにより、特性対応値（Ｌ^*）を、実際のコアコイル等の特性に一層近づけることができる。

［第２実施形態］
　図６は、本発明の第２実施形態による空気調和機９００のブロック図である。
　図６に示すように、本実施形態の空気調和機９００は、室外機９６０と、室内機９７０と、を備えるとともに、両者を接続するガス配管９８２と、液配管９８４と、を備えている。

　そして、室外機９６０は、圧縮機９６１と、四方弁９６２と、室外熱交換器９６３と、室外膨張弁９６４と、を備えている。これらは、配管（符号なし）によって順次接続されている。また、室外機９６０は、室外ファン９６５と、室外ファンモータ９６６と、を備えている。室外ファン９６５は、室外ファンモータ９６６によって回転駆動され、室外熱交換器９６３を冷却する。

　また、室内機９７０は、室内熱交換器９７３と、室内膨張弁９７４と、を備えている。両者は、配管（符号なし）によって相互に接続されている。また、室内機９７０は、室内ファン９７５と、室内ファンモータ９７６と、を備えている。室内ファン９７５は室内ファンモータ９７６によって回転駆動され、室内熱交換器９７３を冷却する。室外機９６０に設けられた四方弁９６２は、冷媒の流れを切り替える弁であり、これにより冷房運転と暖房運転とが切り替わる。室外膨張弁９６４と室内膨張弁９７４とは、冷媒を減圧して低温低圧にする。

　図４において、ガス配管９８２、液配管９８４等の配管に沿って示した実線の矢印は、空気調和機９００の冷房運転における冷媒の流れを示している。
　冷房運転において、四方弁９６２は、実線で示すように、圧縮機９６１の吐出側と室外熱交換器９６３とを連通させ、圧縮機９６１の吸入側とガス配管９８２とを連通させる。圧縮機９６１から吐出される冷媒は、高温高圧のガス状であり、四方弁９６２を通過して、室外熱交換器９６３に流れる。室外熱交換器９６３に流入したガス状の冷媒は、室外ファン９６５によって供給される室外の空気と熱交換して凝縮され、液状の冷媒となる。この液状の冷媒は、全開状態の室外膨張弁９６４および液配管９８４を通過して、室内機９７０に流入する。

　室内機９７０に流入した液状の冷媒は、室内膨張弁９７４によって減圧され、低温低圧のガス液混合状の冷媒となる。この低温低圧のガス液混合状の冷媒は、室内熱交換器９７３に流入して、室内ファン９７５によって供給される室内の空気と熱交換されて蒸発し、ガス状の冷媒となる。この際、室内の空気は、ガス液混合状の冷媒の蒸発潜熱によって冷却され、冷風が部屋内に送られる。その後、室内機１２０から流出したガス状の冷媒は、ガス配管９８２を通過し、室外機９６０に戻される。室外機９６０に戻されたガス状の冷媒は、四方弁９６２を通過し、圧縮機９６１に吸入され、再度ここで圧縮されることによって、一連の冷凍サイクルが形成される。

　圧縮機９６１は、冷媒を圧縮する圧縮機構９６８と、圧縮機構９６８を回転駆動するモータ９６７と、を備えている。また、コンバータ１００は、交流電源５０から供給された交流電力を直流電力に変換しインバータ１２０に供給する。インバータ１２０は、供給された直流電力を任意の周波数の三相交流電力に変換し、モータ９６７を駆動する。なお、コンバータ１００の構成は、上述した第１実施形態のもの（図１参照）と同様である。
　これにより、本実施形態によれば、第１実施形態と同様にコンバータ１００の電力損失を抑制でき、高効率な空気調和機９００を実現することができる。

［変形例］
　本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、もしくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。また、図中に示した制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上で必要な全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。

（１）上記各実施形態においては、ブリッジ回路２０として、ダイオード２０Ａ～２０Ｄを備えたダイオードブリッジ回路を適用した。しかし、ブリッジ回路２０に代えて、スイッチング素子をブリッジ接続した同期整流回路を適用してもよい。また、同期整流回路を適用する場合、同期整流回路によってスイッチング素子１８の機能を実現させ、スイッチング素子１８を省略してもよい。

（２）上記各実施形態においては、本発明をＡＣ／ＤＣコンバータであるコンバータ１００に適用した例を説明したが、本発明は、昇圧チョッパ回路等のＤＣ／ＤＣコンバータ、交流負荷に対して並列に交流電源に接続される力率改善装置、または高調波抑制装置等に本発明を適用してもよい。力率改善装置や高調波抑制装置は、電力の吸収と放出を繰り返すことによって力率改善や高調波抑制を実現するため、これらも電力変換装置に相違ない。

１６　リアクタ
１８　スイッチング素子
２０　ブリッジ回路
２４　コンデンサ
３０Ａ，３０Ｂ　出力端子
４０　コンバータ制御部
４２　インダクタンス予想部（特性対応値出力部）
４４　デューティ比設定部
４６　スイッチング制御部
５０　交流電源
６０　負荷装置
１００　コンバータ（電力変換装置）
|ｉ_s|　電源電流絶対値（電流絶対値）
Ｄ　デューティ比
Ｌ^*　インダクタンス予想値（特性対応値）
Ｓ₁　スイッチング信号

Claims

　リアクタと、
　オン状態になると、交流電源を前記リアクタを介して短絡する経路を形成し、オフ状態になると、前記経路を開放するスイッチング素子と、
　前記スイッチング素子のオン／オフ状態を制御するスイッチング信号を出力するスイッチング制御部と、
　前記リアクタの非線形特性に応じて前記スイッチング信号のデューティ比を設定するデューティ比設定部と、を備える
　ことを特徴とする電力変換装置。
　前記デューティ比設定部は、前記リアクタの特性対応値に基づいて前記デューティ比を設定するものであり、
　前記リアクタに流れる電流絶対値に対する単調減少関数になるように、前記特性対応値を出力する特性対応値出力部をさらに備える
　ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
　前記単調減少関数は変曲点を有する
　ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
　請求項１ないし３の何れか一項に記載の電力変換装置を備える
　ことを特徴とする空気調和機。