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WO2018174636A2 - 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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Publication number
WO2018174636A2
WO2018174636A2 PCT/KR2018/003438 KR2018003438W WO2018174636A2 WO 2018174636 A2 WO2018174636 A2 WO 2018174636A2 KR 2018003438 W KR2018003438 W KR 2018003438W WO 2018174636 A2 WO2018174636 A2 WO 2018174636A2
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
csi
antenna
codewords
base station
channel state
Prior art date
Application number
PCT/KR2018/003438
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English (en)
French (fr)
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WO2018174636A3 (ko
Inventor
박해욱
김기준
이상림
Original Assignee
엘지전자 (주)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
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Priority to JP2019552525A priority patent/JP6942813B2/ja
Priority to CN201880026615.8A priority patent/CN110832789B/zh
Priority to EP18772024.8A priority patent/EP3605868A4/en
Priority to KR1020197029169A priority patent/KR102338306B1/ko
Priority to KR1020217040137A priority patent/KR102364258B1/ko
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Publication of WO2018174636A3 publication Critical patent/WO2018174636A3/ko
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    • H04L27/2634—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation
    • H04L27/2636—Inverse fast Fourier transform [IFFT] or inverse discrete Fourier transform [IDFT] modulators in combination with other circuits for modulation with FFT or DFT modulators, e.g. standard single-carrier frequency-division multiple access [SC-FDMA] transmitter or DFT spread orthogonal frequency division multiplexing [DFT-SOFDM]
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • H04L5/0051—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver of dedicated pilots, i.e. pilots destined for a single user or terminal

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a method for transmitting and receiving channel state information in a wireless communication system supporting a multi-antenna system (especially, a 2-dimensional active antenna system (2D AAS)). And a device supporting the same.
  • a wireless communication system supporting a multi-antenna system especially, a 2-dimensional active antenna system (2D AAS)
  • 2D AAS 2-dimensional active antenna system
  • Mobile communication systems have been developed to provide voice services while ensuring user activity.
  • the mobile communication system has expanded not only voice but also data service.As a result of the explosive increase in traffic, a shortage of resources and users are demanding higher speed services, a more advanced mobile communication system is required. have.
  • next-generation mobile communication systems can support the massive explosive data traffic, the dramatic increase in transmission rate per user, the greatly increased number of connected devices, the very low end-to-end latency, and the high energy efficiency. It should be possible.
  • Dual Connectivity Massive Multiple Input Multiple Output (MIMO), In-band Full Duplex, Non-Orthogonal Multiple Access (NOMA), Super Wideband (Super)
  • MIMO Massive Multiple Input Multiple Output
  • NOMA Non-Orthogonal Multiple Access
  • Super Super Wideband
  • Various technologies such as wideband) support and device networking (3 ⁇ 4) have been studied.
  • multiple antenna systems e.g., 2D AAS, 3D multi-input multi-output (3D-MIMO) system with a massive antenna port.
  • An object of the present invention is to propose a method for transmitting and receiving channel state information and a codebook design method in a wireless communication system supporting a linear combining codebook for combining beams in subband units.
  • An aspect of the present invention is a method for transmitting channel state information (CSI) by a user equipment (UE) in a wireless communication system, the channel state information reference signal from a base station through a multi-antenna port Receiving a Channel State Information Reference Signal (CSI-RS) and reporting a CSI to the base station, wherein the CSI is used to generate a precoding matrix in a codebook for reporting the CSKO.
  • CSI channel state information
  • Selection information indicating a plurality of codewords, set bandwidth Side "power-based ⁇ (power coefficient), phase offset (phase offset) and phase change (phase shift) contain a value, and the power factor, the phase offset and the phase shift applied to each of the code words of said plurality in
  • the precoding matrix may be generated in units of subbands within the set bandwidth based on a linear combination of the plurality of codewords to which a value is applied.
  • a user equipment for transmitting channel state information (CSI) in a wireless communication system, comprising: a radio frequency (RF) unit for transmitting and receiving a radio signal; A processor for controlling the RF unit, wherein the processor is configured to receive a Channel State Information Reference Signal (CSI-RS) from a base station through a multiple antenna port, and report the CSI to the base station;
  • CSI-RS Channel State Information Reference Signal
  • the CSI is selection information indicating a plurality of codewords used to generate a precoding matrix in a codebook for reporting the CSI, and power applied to each of the plurality of codewords in terms of a set bandwidth.
  • a power coefficient, a phase offset, and a phase shift value; A phase offset and a linear combination of sub-band units based on the (linear combination) the set range (bandwidth) of the plurality of code words the phase shift value is applied may be a precoding matrix generation.
  • said phase change value comprises said set in-band Fast Fourier Transform (FFT) magnitude, oversampling.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the value can be derived from the rate at which the phase of the range formed by each of the plurality of co-words changes.
  • the power coefficient, the phase offset, and the phase change value may be derived in the subband unit for each of the plurality of codewords by projecting the plurality of codewords into the channel matrix of the subband unit.
  • frequency domain samples for each of the plurality of codewords are calculated by projecting the plurality of codewords into a channel matrix on a subband basis, and an inverse fast Fourier transform (IFFT) on the frequency domain samples.
  • IFFT inverse fast Fourier transform
  • the phase shift value is derived in units of the subbands from one or more time domain samples for each of the plurality of codewords obtained by applying a Fourier Transform and the set in-band Fast Fourier Transform (FFT) magnitude. Can be.
  • a time domain sample having the strongest power value or the largest delay value may be used as the one or more time domain samples.
  • one or more time domain samples may be used that comprise one or more time domain samples comprising time domain samples having the strongest power value or the maximum delay value.
  • the number of time domain samples used for deriving the phase change value may be determined based on a delay spread of a channel.
  • the K time domain samples having a strong power value as the one or more time domain samples, and the K time domain samples are selected.
  • a time domain sample having the strongest power value or the maximum delay value among the remaining time domain samples may be used.
  • the linear combination may be applied independently for each precoding matrix for each layer.
  • an orthogonal process may be applied to the precoding matrix for each layer to maintain orthogonality for each layer.
  • the channel quality information may be calculated based on a coding matrix to which an orthogonal process is applied.
  • the first precoding matrix for any one layer l ayer is generated using the linear combination, and the second precoding matrix for the remaining layers is It can be generated by applying orthogonal code to the first precoding matrix.
  • quantization is performed or higher for reporting the power coefficient, the phase offset, and / or the phase change value only for a range of beams formed of the plurality of codewords that exceeds a particular power threshold. Quantization of granularity may be performed.
  • a precoding matrix can be independently generated by using the plurality of codewords for each subband group.
  • said plurality of codewords are combined with a low one codeword forming a reading range.
  • One or more second codewords forming a combining beam, wherein the combined beam is selected within a set of beams orthogonal to the leading beam, and the set of beams orthogonal to the leading beam It may be determined depending on the uplink payload size.
  • more accurate channel state information of a user device may be reported to a base station.
  • the feedback size of channel state information may be reduced.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 2 illustrates one downlink in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • a diagram illustrating a resource grid for a slot. 3 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 5 is a configuration diagram of a general multiple input / output antenna (MIMO) communication system.
  • 6 is a diagram illustrating a channel from a plurality of transmit antennas to one receive antenna.
  • MIMO multiple input / output antenna
  • FIG. 7 illustrates a basic concept of codebook based precoding in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 8 illustrates a reference signal pattern mapped to a downlink resource block pair in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a resource to which a reference signal is mapped in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 10 illustrates a two-dimensional active antenna system having 64 antenna elements in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 11 illustrates a system in which a base station or a terminal has a plurality of transmit / receive antennas capable of forming a 3D dimension based on AAS in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • FIG. 12 illustrates a two-dimensional antenna system having cross polarization # in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 13 is a transceiver unit in a wireless communication system to which the present invention can be applied. Illustrate the model.
  • FIG. 14 illustrates a self-contained subframe structure in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 15 is a diagram illustrating a hybrid bump forming structure in terms of TXRU and physical antenna in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • Figure 17 illustrates a panel antenna array that can be applied to the present invention.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a set of orthogonal bands according to one embodiment of the present invention.
  • 19 is a diagram illustrating multiple paths in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 20 is a diagram illustrating time domain male and female answers in the wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 21 is a diagram illustrating two subband groups according to an embodiment of the present invention.
  • 22 is a diagram comparing the performance of various codebook schemes.
  • 23 is a diagram illustrating a method for transmitting and receiving channel state information according to an embodiment of the present invention.
  • 23 is a diagram illustrating a method for transmitting and receiving channel state information according to an embodiment of the present invention.
  • 24 illustrates a block diagram of a wireless communication device according to an embodiment of the present invention.
  • a base station has a meaning as a terminal node of a network that directly communicates with a terminal. Certain operations described as being performed by the base station in this document may be performed by an upper node of the base station in some cases. That is, it is apparent that various operations performed for communication with a terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a base station may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an evolved-odeB (eNB), a base transceiver system (BTS), and an access point (AP).
  • eNB evolved-odeB
  • BTS base transceiver system
  • AP access point
  • UE User Equipment
  • MS Mobile Station
  • UT User Terminal
  • MSS Mobile Subscriber Station
  • SS Subscriber Station
  • AMS Advanced Mobile Station
  • WT Wireless terminal
  • MTC Machine-Type Communication
  • Device Machine-to-Machine
  • D2D Device-to-Device
  • downlink means communication from the base station to the terminal
  • uplink means communication from the terminal to the base station.
  • a transmitter may be part of a base station
  • a receiver may be part of a terminal.
  • a transmitter may be part of a terminal and a receiver may be part of a base station.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA single carrier frequency division multiple access
  • NOMA CDMA can be used in various radio access systems such as non-orthogonal multiple access (CDMA), radio technology such as universal terrestrial radio access (UT A) or CDMA2000. It may be implemented ⁇ .
  • TDMA is a wireless system such as global system for mobile communications (GSM) / general packet radio service (GPRS) / enhanced data rates for GSM evolution (EDGE). Technology can be implemented.
  • GSM global system for mobile communications
  • GPRS general packet radio service
  • EDGE enhanced data rates for GSM evolution
  • OFDMA can be implemented with wireless technologies such as IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, and evolved UTRA (Evolved UTRA) collapse.
  • UTRA is part of the Universal Mobile Telecommunications System (UMTS).
  • UMTS Universal Mobile Telecommunications System
  • E-UMTS evolved UMTS
  • 3GPP 3rd generation partnership project
  • 3GPP long term evolution
  • LTE Long term evolution
  • OFDMA is adopted in downlink and SC-FDMA is adopted in uplink.
  • -A evolution of 3GPP LTE.
  • Embodiments of the present invention may be supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802, 3GPP and 3GPP2. That is, the steps or parts which are not described in order to clarify the technical spirit of the present invention may be supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in the present document can be described by the above standard document.
  • FIG. 1 illustrates a structure of a radio frame in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 3GPP LTE / LTE-A supports a type 1 radio frame structure to which frequency division duplex (FDD) 1 is applicable and a type 2 radio frame structure to which time division duplex (TDD) is applicable.
  • FDD frequency division duplex
  • TDD time division duplex
  • Type 1A illustrates the structure of a type 1 radio frame.
  • Type 1 radio frames can be applied to both full duplex and half duplex FDD.
  • a radio frame consists of 10 subframes.
  • One subframe consists of two consecutive slots in the time domain, and subframe i consists of slot 2i and slot 2i + l.
  • the time taken to transmit one subframe is called a transmission time interval (TTI).
  • TTI transmission time interval
  • one subframe may have a length of 1 ms and one slot may have a length of 0.5 ms.
  • uplink transmission and downlink transmission are distinguished in the frequency domain. While metastasis FDD is not limited, the UE cannot transmit and receive at the same time in the half-duplex FDD operation.
  • One slot includes a plurality of resource blocks in the frequency domain comprises a plurality of OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) symbols in the time domain: include (RB Resource Block). Since 3GPP LTE uses OFDMA in downlink, the OFDM symbol is for representing one symbol period. The OFDM symbol may be referred to as one SC-FDMA symbol or symbol period. Resource blocks are resource allocation units, It includes a plurality of consecutive subcarriers (subcarriers) in one slot.
  • FIG. 1B illustrates a frame structure type 2.
  • an uplink-downlink configuration is a rule indicating whether A downlink and downlink are allocated (or reserved) for all subframes.
  • Table 1 shows an uplink-downlink configuration.
  • 'D' represents a subframe for downlink transmission
  • 'U' represents a subframe for uplink transmission
  • DwPTS Downlink Pilot Time Slot
  • It represents a special subframe consisting of three fields: Guard Period (GP) and Uplink Pilot Time Slot (UpPTS).
  • the DwPTS is used for initial cell discovery, synchronization, or channel estimation at the terminal.
  • UpPTS is used for channel estimation at the base station and synchronization of uplink transmission of the terminal.
  • GP is a section for removing interference caused in the uplink due to the multipath delay of the downlink signal between the uplink and the downlink.
  • the uplink-downlink configuration can be classified into seven types, and the location and / or number of downlink subframes, special subframes, and uplink subframes are different for each configuration.
  • Switch-point periodicity refers to a period in which a downlink subframe and a downlink subframe are repeatedly switched, and 5 ms or 10 ms are supported.
  • the special subframe S exists in every half-frame, and in the case of having a period of 5ms downlink-uplink switching time, it exists only in the first half-frame.
  • subframes 0 and 5 and DwPTS are sections for downlink transmission only.
  • the subframe immediately following the UpPTS and the subframe subframe is always an interval for uplink transmission.
  • the uplink-downlink configuration may be known to both the base station and the terminal as system information.
  • the base station transmits only the index of the configuration information to the uplink-downlink allocation state of the radio frame. The change can be informed to the terminal.
  • the configuration information is a kind of downlink control information and may be transmitted through PDCCH (Physical Downlink Control Channel) like other scheduling information, and is commonly transmitted to all terminals in a cell through broadcast channel as broadcast information. May be
  • PDCCH Physical Downlink Control Channel
  • Table 2 shows the configuration of the special subframe (length of DwPTS / GP / UpPTS).
  • the structure of a radio frame according to the example of FIG. 1 is just one example, and the number of subcarriers included in the radio frame or the number of slots included in the subframe and the number of OFDM symbols included in the slot may vary. Can be.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a resource grid for one downlink slot in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • one downlink slot includes a plurality of OFDM symbols in the time domain.
  • one downlink slot includes seven OFDM symbols.
  • One resource block specific example includes 12 subcarriers in the frequency domain, but is not limited thereto.
  • Each element on the resource grid is a resource element, and one resource block (RB: resource block) includes 12 ⁇ 7 resource elements.
  • the number N DL of resource blocks included in the downlink slot depends on the downlink transmission bandwidth.
  • the structure of the uplink slot may be the same as the structure of the downlink slot.
  • FIG. 3 shows a structure of a downlink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • up to three OFDM symbols in the first slot in a subframe are control regions to which control channels are allocated, and the remaining OFDM symbols are data regions to which PDSCH (Physical Downlink Shared Channel) is allocated. data region).
  • Examples of downlink control channels used in 3GPP LTE include PCFICH (Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH (Physical Downlink Control Channel), and PHI CH
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and carries information about the number of OFDM symbols (ie, the size of the control region) used for transmission of control channels within the subframe.
  • PHICH is a response channel for the uplink
  • PHICH is for a hybrid automatic repeat request (HARQ).
  • Control information transmitted through the PDCCH is downlink control information (DCI: downlink control information).
  • DCI downlink control information
  • the downlink control information includes uplink resource allocation information, downlink resource allocation information or an uplink transmission (Tx) power control command for a certain terminal group.
  • PDCCH is a resource allocation and transmission format of DL-SCH (Downl Shared Shared Channel) (also called downlink grant), resource allocation information of UL-SCH (Uplink Shared Channel) (this is also called uplink grant.), PCH Resource allocation for upper-layer control messages such as paging information on the paging channel, system information on the DL—SCH, random access response transmitted on the PDSCH, Carry a set of transmission power control commands for individual terminals in a terminal group, activation of Voice over IP (VoIP), etc.
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in a control region, and the terminal may monitor the plurality of PDCCHs.
  • a PDCCH is composed of a set of one or more consecutive control channel elements (CCEs), which are used to provide a PDCCH with a coding rate according to the state of a radio channel.
  • the CCE corresponds to a plurality of resource element groups
  • the format of the PDCCH and the number of bits of the available PDCCH are related to the number of CCEs and the coding rate provided by the CCEs. It depends on.
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI to be transmitted to the terminal, and attaches a CRC (Cyclic Redundancy Check) to the control information.
  • CRC Cyclic Redundancy Check
  • RNTI Radio Network Temporary Identif ier
  • RNTI Radio Network Temporary Identif ier
  • the PDCCH may be masked to the unique identification of the terminal ⁇ C-RNTI (Cell-RNTI) 7 ⁇ CRC.
  • a paging indication identifier for example, P-RNTI (Paging-RNTI) 7]-may be referred to the CRC.
  • the system information more specifically, the PDCCH for the system information block (SIB), the system information identifier and the system information RNTI (SI-R TI) may be masked to the CRC.
  • SIB system information block
  • SI-R TI system information RNTI
  • RA-RNTI RA-RNTI 7 ⁇ CRC.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • an uplink subframe may be divided into a control region and a data region in the frequency domain.
  • a physical uplink control channel (PUCCH) carrying uplink control information is allocated to the control region.
  • the data region is allocated a PUSCH (Physical Uplink Shared Channel) 0 ] carrying user data.
  • PUCCH Physical Uplink Control Channel
  • PUSCH Physical Uplink Shared Channel
  • a PUCCH for one UE is allocated a resource block (RB) pair in a subframe.
  • RBs belonging to the RB pair occupy different subcarriers in each of the two slots.
  • This RB pair allocated to the PUCCH is said to be frequency hopping at the slot boundary (slot boundary).
  • MIMO Mul ti-Input ulti -Output
  • MIMO technology generally uses multiple transmit (Tx) antennas and multiple receive (Rx) antennas, away from the one that uses one transmit antenna and one receive antenna.
  • the MIMO technology is a technique for increasing capacity or individualizing performance by using multiple input / output antennas at a transmitting end or a receiving end of a wireless communication system.
  • 'MIMO' will be referred to as 'multi-input / output antenna'.
  • the multi-input / output antenna technology does not rely on one antenna path to receive one total message, but collects a plurality of pieces of data received through several antennas to complete complete data.
  • multiple input / output antenna technology can increase the data rate within a specific system range, and can also increase the system range through a specific data rate.
  • MIMO communication technology is the next generation mobile communication technology that can be widely used in mobile communication terminals and repeaters, and attracts attention as a technology that can overcome the transmission limit of other mobile communication depending on the limit situation due to the expansion of data communication. have.
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a general MIMO communication system.
  • the theoretical channel transmission capacity is proportional to the number of antennas unlike the case where a plurality of antennas are used only in a transmitter or a receiver.
  • the transfer rate can be improved, and the frequency efficiency can be significantly improved.
  • the transmission rate according to the increase in the channel transmission capacity may theoretically increase as the maximum rate R_o multiplied by the following rate increase rate R_i when using one antenna.
  • This technique of multiple input / output antennas improves transmission rate by simultaneously transmitting a plurality of data symbols by using a spatial diversity scheme that improves transmission reliability by using symbols passing through various channel paths and by using a plurality of transmit antennas. It can be divided into spatial multiplexing method. In addition, researches on how to appropriately combine these two methods to obtain the advantages of each are being studied in recent years.
  • the space-time block code sequence there is a space-time Trelis code sequence system that uses both diversity gain and encoding gain.
  • the bit error rate improvement performance and the code generation freedom are excellent in the Tetris coding method, but the operation complexity is simple in space-time block code.
  • Such a spatial diversity gain can be obtained by the amount N_T X N_R multiplied by the number of transmit antennas N_T and the number of receive antennas N ⁇ R.
  • the spatial multiplexing technique is a method of transmitting different data strings at each transmitting antenna, and at the receiver, mutual interference occurs between data transmitted simultaneously from the transmitter.
  • the receiver removes this interference using an appropriate signal processing technique and receives it.
  • the noise cancellation schemes used here include a maximum likelihood detection (MLD) receiver, a zero-forcing (ZF) receiver, a minimum mean square error (SE) receiver, a D-BLAST (Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time), and a V-BLAST. (Vertical-Bell Laboratories Layered Space-Time).
  • MLD maximum likelihood detection
  • ZF zero-forcing
  • SE minimum mean square error
  • D-BLAST Diagonal-Bell Laboratories Layered Space-Time
  • V-BLAST Very-Bell Laboratories Layered Space-Time
  • N_T transmit antennas and N_R receive antennas as shown in FIG. 5.
  • each of the transmission information s_l, s_2, ..., s_N_l ⁇ can be different transmission power, and if each transmission power is ⁇ _1, ⁇ _2, ..., ⁇ _ ⁇ _ ⁇ , the transmission information is adjusted transmission power Can be represented by the following vector:
  • a diagonal matrix of the transmission power is transmitted by adjusting the transmission power of Equation 3 adjusted.
  • the information vector whose transmission power is adjusted in Equation 4 is then multiplied by the weight matrix W to form NT transmission signals X 1, X 2, and XNT that are actually transmitted.
  • the augmentation matrix plays a role of appropriately distributing transmission information to each antenna according to a transmission channel situation.
  • Such transmission signals x_l, ⁇ _2,. . . , ⁇ _ ⁇ _ ⁇ can be expressed as follows using vector X.
  • w_i j represents a weight between the i th transmit antenna and the j th transmission information
  • W represents this in a matrix.
  • W is called a weight matrix or a precoding matrix.
  • the above-described transmission signal (X) can be considered divided into the case of using the spatial diversity and the case of using the spatial multiplexing all.
  • N_R the received signal is determined by Received signal y_l, y_2,. . . , y—
  • N_R be represented by the vector y as [Equation 6]
  • each channel may be classified according to a transmit / receive antenna index, and a channel passing through a receive antenna i from a transmit antenna j will be denoted as h_ij. Note that the order of the index of h_i j is that of the receiving antenna index first, and that of the transmitting antenna later.
  • These channels can be grouped together and displayed in vector and matrix form.
  • An example of the vector display is described below.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a channel from a plurality of transmit antennas to one receive antenna.
  • a channel arriving from a total of N_T transmit antennas to a reception antenna i may be expressed as follows.
  • N_R receiving antennas When all channels passing through N_R receiving antennas are represented, they may be represented as follows.
  • the white channel (AWGN: Additive Whi Gaussian Noise) is added after passing through the channel matrix H as described above, the white noise n_l and n_2 n_N_R added to each of the N_R receiving antennas is expressed as a vector as follows. .
  • each of the multiple input / output antenna communication systems may be represented through the following relationship.
  • the number of rows and columns of the channel matrix H indicating the state of the channel is determined by the number of transmit and receive antennas.
  • the number of rows is equal to the number of receiving antennas N_R
  • the number of columns is equal to the number of transmitting antennas N_T.
  • the channel matrix H becomes an N RX _T matrix.
  • the rank of a matrix is defined as the minimum number of rows or columns that are independent of each other.
  • the tank of the matrix cannot be larger than the number of rows or columns.
  • a tank (rank (H)) of the channel matrix H is limited to the following.
  • the tank when the matrix is eigen value decomposition, the tank may be defined as the number of eigen values other than eigen values.
  • a tank when a tank is singular value decomposition (SVD), it can be defined as the number of non-zero singular values. Therefore, the physical meaning of the tank in the channel matrix is the maximum number that can send different information in a given channel.
  • 'tank' for MIMO transmission refers to the number of paths that can independently transmit a signal at a specific time point and a specific frequency resource, and 'number of layers' is transmitted through each path.
  • the tank since the transmitting end transmits the number of layers corresponding to the number of ranks used for signal transmission, unless otherwise specified, the tank has the same meaning as the number of layers.
  • FIG. 7 illustrates a basic concept of codebook based precoding in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices predetermined according to a transmission rank, the number of antennas, and the like.
  • the precoding-based codebook method may be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal, and feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information.
  • the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal in a maximum likelihood (ML) or minimum mean square error (MMSE) method.
  • ML maximum likelihood
  • MMSE minimum mean square error
  • the receiving end transmits the precoding matrix information for each codeword to the transmitting end, but it is not limited thereto.
  • the transmitter receiving feedback information from the receiver may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter that selects the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals corresponding to the transmission tank by the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal through the plurality of antennas.
  • the number of rows is equal to the number of antennas
  • the number of columns is equal to the tank value.
  • the tank value is equal to the number of layers, so the number of columns is equal to the number of layers.
  • the precoding matrix may be configured as a 4 X 2 matrix. Equation 12 below uses information pre-mapped in this case to transmit information mapped to each layer to each antenna. It represents the mapping operation.
  • information mapped to a layer is x_l, x_2, and each element P_ij of the 4X2 matrix is a weight used for precoding.
  • y_l, y_2, y_3, and y_4 are information mapped to antennas and may be transmitted through each antenna using each OFDM transmission scheme.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing may be performed by multiplying the received signal by the Hermit matrix P A H of the precoding matrix P used for the precoding of the transmitter.
  • the pre-coding is therefore required to have good performance with respect to, the antenna configuration of a number of ways, it is necessary to consider the performance for different antenna configurations in codebook design.
  • an exemplary configuration of the multiple antennas will be described.
  • a codebook for 4 transmit antennas is designed because up to 4 transmit antennas are supported in downlink.
  • the constant coefficient characteristic means a characteristic in which the amplitude of each channel component of the precoding matrix constituting the codebook is constant. According to this characteristic, the power level transmitted from each of all antennas can remain the same regardless of which precoding matrix is used. Accordingly, the efficiency of using a power amplifier can be improved.
  • the finite alphabet is, for example, in the case of two transmission antennas, the precoding matrices except for the scaling factor are Quadrature Phase Shift Keying (QPSK) alpha (ie, ⁇ 1, ⁇ j) means to construct using only. This can alleviate the complexity of the calculation in multiplication of the precoding matrix in the precoder.
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • the codebook size may be limited to a predetermined size or less.
  • the size of the codebook can be large, which can include precoding matrices for a variety of different cases, allowing more accurate reflection of channel conditions, but increasing the number of bits in the precoding matrix indicator (PMI). This may cause signaling overhead.
  • Nested property means that a portion of the high tank precoding matrix consists of a low rank precoding matrix.
  • the precoding matrix is configured in this way, even when the base station determines to perform downlink transmission to a transmission tank lower than the channel tank indicated by the RI (Rank Indicator) reported from the UE, proper performance can be guaranteed.
  • the complexity of channel quality information (CQI) calculation may be reduced according to this characteristic. This is because, in the operation of selecting a precoding matrix among precoding matrices designed for different tanks, the calculations for the precoding matrix selection can be shared in part.
  • RS Reference Signal
  • the signal Since data is transmitted over a wireless channel in a wireless communication system, the signal may be distorted during transmission. In order to correctly receive the distorted signal at the receiving end, the distortion of the received signal must be corrected using the channel information.
  • a signal transmission method known to both a transmitting side and a receiving side and a method of detecting channel information using a distorted degree when a signal is transmitted through a channel are mainly used.
  • the above-mentioned signal is called a pilot signal or a reference signal (RS).
  • RS reference signal
  • RS can be classified into two types according to its purpose. There is an RS for obtaining channel state information and an RS used for data demodulation. Since the former is intended for the UE to acquire channel state information on the downlink, it should be transmitted over a wide band, and a UE that does not receive downlink data in a specific subframe should be able to receive and measure its RS. It is also used for radio resource management (RRM) measurement such as handover.
  • RRM radio resource management
  • the latter is an RS that the base station sends along with the corresponding resource when the base station transmits the downlink, and the UE can estimate the channel by receiving the RS, and thus can demodulate the data.
  • This RS should be transmitted in the area where data is transmitted.
  • the downlink reference signal is one common reference signal (CRS: common RS) for acquiring information about the channel state shared by all terminals in the cell and measuring the handover, and a dedicated reference used for data demodulation only for a specific terminal.
  • CRS common reference signal
  • a dedicated reference used for data demodulation only for a specific terminal.
  • a signal dedicated RS.
  • Such reference signals may be used to provide information for demodulation and channel measurement. That is, DRS is used only for data demodulation, and CRS is used for two types of channel information acquisition and data demodulation. Used for all purposes.
  • the receiving side measures the channel state from the CRS and transmits an indicator related to the channel quality such as the channel quality indicator (CQI), the precoding matrix index ( ⁇ ) and / or the rank indicator (Rl). , Base station).
  • CRS is also referred to as cell-specific RS.
  • CSI-RS a reference signal related to feedback of channel state information
  • the DRS may be transmitted through resource elements when data demodulation on the PDSCH is needed.
  • the UE may receive the presence or absence of a DRS through a higher layer and is valid only when a corresponding PDSCH is mapped.
  • the DRS may be referred to as a UE-specific reference signal (UE- specific RS) or a demodulation reference signal (DMRS).
  • UE- specific RS UE-specific reference signal
  • DMRS demodulation reference signal
  • FIG. 8 illustrates a reference signal pattern mapped to a downlink resource block pair in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • a downlink resource block pair may be represented by 12 subcarriers in one subframe X frequency domain in a time domain in a unit in which a reference signal is mapped. That is, one resource block pair on the time axis (X axis) has a length of 14 OFDM symbols in the case of normal cyclic prefix (normal CP) (in case of FIG. 8 (a)), and an extended cyclic prefix ( extended CP: extended Cyclic Prefix) has a length of 12 OFDM symbols (in case of FIG. 8 (b)).
  • normal CP normal cyclic prefix
  • extended CP extended Cyclic Prefix
  • the resource elements (REs) described as' 0 ⁇ , '1', '2' and '3' in the resource block grid are the CRSs of the antenna port indexes' 0 ',' 1 ',' 2 'and' 3 ', respectively.
  • Location, Resource elements described as 'D' indicate the location of the DRS.
  • the CRS is used to estimate a channel of a physical antenna and is distributed in the entire frequency band as a reference signal that can be commonly received by all terminals located in a cell. That is, this CRS is a cel l-speci ic signal and is transmitted every subframe for the wideband.
  • CRS may be used for channel quality information (CSI) and data demodulation.
  • CSI channel quality information
  • CRS is defined in various formats depending on the antenna arrangement at the transmitting side (base station).
  • base station In a 3GPP LTE system (eg, Release-8), RS for up to four antenna ports is transmitted according to the number of transmit antennas of a base station.
  • the downlink signal transmitting side has three types of antenna arrangements such as a single transmit antenna, two transmit antennas, and four transmit antennas. For example, if the number of transmitting antennas of the base station is two, the CRS for the antenna ports 0 and 0 are transmitted, and the four CRSs for antenna ports 0 to 3 are transmitted, respectively.
  • the CRS pattern in one RB is shown in FIG. 8.
  • the reference signal for the single antenna port is arranged.
  • the reference for the two transmit antenna port signals is time division multiplexing: using (TDM Time Divi sion Mul t iplexing) and / or frequency division multiplexing (FDM Frequency Divi sion Multiplexing) scheme Are arranged. That is, the reference signals for the two antenna ports are assigned different time resources and / or different frequency resources so that each is distinguished. In addition, if the base station uses four transmit antennas, four transmit antennas Reference signals for the ports are arranged using TDM and / or FDM schemes.
  • the channel information measured by the receiving side (terminal) of the downlink signal may be transmitted by a single transmit antenna, transmit diversity, closed-loop spatial multiplexing, open-loop spatial multiplexing, or It can be used to demodulate data transmitted using a transmission scheme such as a multi-user MIMO.
  • a transmission scheme such as a multi-user MIMO.
  • DRS is used to demodulate data. Preceding weights used for a specific terminal in multiple I / O antenna transmission are used without change to estimate a channel combined with the transmission channel transmitted from each transmission antenna when the terminal receives the reference signal.
  • the 3GPP LTE system (eg, Release-8) supports up to four transmit antennas, and DRS for tank 1 beamforming is defined.
  • the DRS for Tank 1 beamforming all also represents the reference signal for antenna port index 5.
  • LTE system evolution In the advanced LTE-A system, it should be designed to support up to eight transmit antennas in the downlink of the base station. Therefore, RS for up to eight transmit antennas must also be supported. Downward in LTE Systems Since the link RS defines only RSs for up to four antenna ports, when the base station has four or more up to eight downlink transmission antennas in the LTE-A system, RSs for these antenna ports should be additionally defined and designed. RS for up to eight transmit antenna ports must be designed for both the RS for channel measurement and the RS for data demodulation described above.
  • an RS for an additional up to eight transmit antenna ports should be additionally defined in the time-frequency domain in which CRS defined in LTE is transmitted every subframe over the entire band.
  • the RS overhead becomes excessively large.
  • the newly designed RS in the LTE-A system is divided into two categories, RS for channel measurement purpose (CSI-RS: Channel State Infation-RS, Channel State Indication-RS, etc.) for selection of MCS, PMI, etc. a data demodulation-RS):) and RS (DM-RS for demodulating data transmitted to the eight transmitting antennas.
  • CSI-RS Channel State Infation-RS, Channel State Indication-RS, etc.
  • CSI-RS Channel State Infation-RS, Channel State Indication-RS, etc.
  • DM-RS demodulating data transmitted to the eight transmitting antennas.
  • CSI-RS for channel measurement purpose has a feature that is designed for channel measurement-oriented purpose, unlike the conventional CRS is used for data demodulation at the same time as the channel measurement, handover, and the like. Of course, this may also be used for the purpose of measuring handover and the like.
  • CSI-RS provides information about channel status Since it is transmitted only for the purpose of acquisition, unlike CRS, it is not necessary to transmit every subframe. In order to reduce the overhead of the CSI-RS, the CSI-RS is transmitted intermittently on the time axis.
  • the DM-RS is transmitted to the UE scheduled in the corresponding time-frequency domain for data demodulation. That is, the DM-RS of a specific UE is transmitted only in a region where the UE is scheduled, that is, a time-frequency region in which data is received.
  • LTE-A system up to eight transmit antennas are supported on the downlink of a base station.
  • the RS for up to 8 transmit antennas are transmitted in every subframe in the same manner as the CRS of the existing LTE, the RS overhead becomes excessively large. Therefore, in the LTE-A system, two RSs are added, separated into CSI-RS for CSI measurement and DM-RS for data demodulation for selecting MCS and PMI.
  • the CSI-RS can be used for purposes such as RRM measurement, but is designed for the purpose of obtaining CSI. Since the CSI-RS is not used for data demodulation, it does not need to be transmitted every subframe.
  • the intermittent transmission is performed on the time axis. That is, the CSI-RS may be periodically transmitted with an integer multiple of one subframe or may be transmitted in a specific transmission pattern. At this time, the period or pattern in which the CSI-RS is transmitted may be set by the eNB.
  • the DM-RS is transmitted to the UE scheduled in the corresponding time-frequency domain. That is, the DM-RS of a specific UE is transmitted only in a region where the UE is scheduled, that is, a time-frequency region in which data is received.
  • the UE In order to measure the CSI-RS, the UE must transmit the CSI-RS transmit subframe index of each CSI-RS antenna port of the cell to which it belongs, and the CSI-RS resource element (RE) time-frequency position within the transmit subframe. , And information about the CSI-RS sequence.
  • RE resource element
  • the eNB should transmit CSI-RS for up to eight antenna ports, respectively.
  • Resources used for CSI-RS transmission of different antenna ports should be orthogonal to each other.
  • the CSI-RSs for each antenna port may be mapped to different REs so that these resources may be orthogonally allocated in the FDM / TDM manner.
  • the CSI-RSs for different antenna ports may be transmitted in a CDM scheme that maps to orthogonal codes.
  • the eNB informs its cell UE of the information about the CSI-RS, it is necessary to first inform the information about the time-frequency to which the CSI-RS for each antenna port is mapped. Specifically, the subframe numbers through which the CSI-RS is transmitted, or the period during which the CSI-RS is transmitted, the subframe offset through which the CSI-RS is transmitted, and the OFDM symbol number where the CSI-RS RE of a specific antenna is transmitted, and the frequency interval (spacing), the RE offset or shift value on the frequency axis.
  • the CSI-RS sequence is As shown in Equation 13, it is mapped to a complex-valued modulation symbol a_k, l A (p) used as a reference symbol on each antenna port p. [Equation 13]
  • Table 4 illustrates the mapping of (k ', 1') from the CSI-RS configuration in the extended CP.
  • ICI inter-cell interference
  • HetNet heterogeneous network
  • the CSI-RS configuration is different depending on the number of antenna ports and CP in the cell, and adjacent cells may have different configurations as much as possible.
  • the CSI-RS configuration may be divided into a case of applying to both the FDD frame and the TDD frame and the case of applying only to the TDD frame according to the frame structure.
  • (k ', 1') and n_s are determined according to the CSI-RS configuration, and time-frequency resources used for CSI-RS transmission are determined according to each CSI-RS antenna port.
  • FIG. 9 shows a reference signal in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • Figure 9 (a) shows the 20 CSI-RS configurations available for CSI-RS transmission by one or two CSI-RS antenna ports
  • Figure 9 (b) shows four CSI-RS antenna ports 10 shows the CSI-RS configurations available for use
  • FIG. 9 (c) shows the five CSI-RS configurations available for CSI-RS transmission by eight CSI-RS antenna ports.
  • the radio resource (ie, RE pair) to which the CSI-RS is transmitted is determined according to each CSI-RS configuration.
  • CSI-RS is performed on a radio resource according to the configured CSI-RS configuration among the 10 CSI—RS configurations shown in FIG. 9 (b). Is sent.
  • CSI-RS is performed on a radio resource according to the configured CSI-RS configuration among the five CSI-RS configurations shown in FIG. Is sent.
  • CSI-RS for each antenna port is transmitted by CDM on the same radio resource per two antenna ports (i.e. ⁇ 15, 16 ⁇ , ⁇ 17,18 ⁇ , ⁇ 19, 20 ⁇ , ⁇ 21, 22 ⁇ ) do.
  • the respective CSI-RS complex symbols for antenna ports 15 and 16 are the same, but different orthogonal codes (e.g., Walsh codes) are multiplied to the same radio resource.
  • the complex symbol in the CSI-RS for antenna port 15 is multiplied by [1, 1], and the antenna port 16
  • the complex symbol of the CSI-RS is multiplied by [1 -1] and mapped to the same radio resource.
  • the UE can detect the CSI-RS for a particular antenna port by multiplying the transmitted multiplied code. That is, the multiplied code [1 1] to detect CSI-RS for antenna port 15 is multiplied, and the multiplied code [1 -1] to detect CSI-RS for antenna port 16.
  • the radio resources according to the CSI-RS configuration having a small number of CSI-RS antenna ports It includes radio resources.
  • the radio resource for the number of eight antenna ports includes both the radio resource for the number of four antenna ports and the radio resource for the number of one or two antenna ports.
  • Non-zero power (NZP) CSI-RS is used with only zero or one CSI-RS configuration
  • zero power (ZP) CSI—RS is zero or multiple CSI-RS Configuration can be used.
  • the UE For each bit set to 1 in ZP CSI-RS, a 16-bit bitmap set by the upper layer, the UE corresponds to the four CSI-RS columns of Tables 3 and 4 above. Assume zero transmit power in the REs (except in the case of overlapping with the RE assuming NZP CSI-RS set by the upper layer). Most Significant Bit (MSB) corresponds to the lowest CSI-RS configuration index, with the next bits in the bitmap in the following order: Corresponds to the CSI-RS configuration index.
  • MSB Most Significant Bit
  • the CSI-RS is transmitted only in a downlink slot and a CSI-RS subframe configuration satisfying the condition of (n_s mod 2) in Tables 3 and 4 above.
  • the CSI-RS is transmitted in subframes that conflict with special subframe, sync signal (SS), PBCH, or SIB 1 (Systemlnf ormationBlockTypel) message transmission, or in a subframe configured for paging message transmission. It doesn't work.
  • the CSI-RS is not configured to be transmitted every subframe, but is configured to be transmitted at a predetermined transmission period corresponding to a plurality of subframes. In this case, the CSI-RS transmission overhead may be much lower than in the case where the CSI-RS is transmitted every subframe.
  • T_CSI—RS 'CSI transmission period'
  • A_CSI-RS subframe offset
  • CSI-RS transmission period (T CSI-RS) and subframe offset ( ⁇ CSI-RS) are determined according to the CSI-RS subframe configuration ( ⁇ _CSI-RS).
  • the CSI-RS subframe configuration of Table 5 may be set to any one of the 'Subf RameConf ig' field and the 'zeroTxPowerSubframeConf ig' field.
  • the CSI-RS subframe configuration may be set separately for the NZP CSI-RS and the ZP CSI-RS language j.
  • the subframe including the CSI-RS satisfies Equation 14 below.
  • T— CSI-RS denotes a CSI-RS transmission period
  • ⁇ — CSI-RS denotes a subframe offset value
  • n_f denotes a system frame number
  • n_s denotes a slot number
  • one UE may configure one CSI-RS resource configuration.
  • the UE may be configured with one or more CSI-RS resource configuration (s).
  • the CSI-RS configuration consists of the number of antenna ports (antennaPortsCount), subframe configuration (subframeConfig), and resource configuration (resourceConf ig). It is transmitted on the port, how the period and offset of the subframe in which the CSI-RS is to be transmitted, and at which RE position (ie, frequency and OFDM symbol index) in the subframe.
  • each CSI-RS (resource) is configured through higher layer signaling.
  • CSI-RS port count A parameter indicating the number of antenna ports used for CSI-RS transmission (for example, 1 CSI-RS port, 2 CSI-RS port, 4 CSI-RS port, 8 CSI) RS port)
  • CSI-RS subframe configuration (subframeConig, ie, I_CSI-RS) (see Table 5): parameters relating to the subframe period and / or offset to which the CSI-RS will be transmitted
  • transmit power for CSI feedback (P_C): With respect to the UE's assumption about the reference PDSCH transmit power for feedback, the UE derives CSI feedback and scales it in 1 dB steps [-8, 15]. When taking values within the dB range, P—C is assumed to be the ratio of Energy Per Resource Element (EPRE) and CSI-RS EPRE per PDSCH RE.
  • EPRE Energy Per Resource Element
  • transmit power (P_C) for CSI feedback for each CSI process. If the CSI subframe sets C_CSI, 0 and C_CSI, 1 are set by the higher layer for the CSI process, P_C is set for each CSI subframe set of the CSI process. Pseudo-rnadom sequence generator parameter (n_ID)
  • P_C is assumed as the ratio of PDSCH EPRE to CSI-RS EPRE.
  • the PDSCH EPRE corresponds to a symbol in which the ratio of PDSCH EPRE to CRS EPRE is p_A.
  • the CSI-RS and the PMCH are not configured together in the same subframe of the serving cell.
  • the UE belongs to the [20—31] set for the general CP (see Table 3) or the [16-27] set for the extended CP (see Table 4).
  • the CSI-RS configuration index is not set.
  • UE has a CCL-RS antenna port in CSI-RS resource configuration with respect to delay spread, Doppler spread, Doppler shift, Doppler shift, average gain and average delay Can be assumed to have
  • a UE configured with transmission mode 10 and QCL type B has antenna ports 0-3 corresponding to CSI—RS resource configuration and antenna ports 15-227 ⁇ corresponding to CSI-RS resource configuration.
  • Doppler spread and Doppler shift. can be assumed to be a QCL relationship.
  • the UE has one ZP for a serving cell.
  • CSI-RS resource configuration may be set.
  • one or more ZP CSI-RS resource configurations may be configured for the serving cell.
  • the following parameters for ZP CSI-RS resource configuration may be configured through higher layer signaling.
  • ZP CSI-RS configuration list (zeroTxPowerResourceConf igList) (see Tables 3 and 4): Parameters for zero-power CSI-RS configuration
  • ZP CSI-RS subframe configuration (eroTxPowerSubframeConf ig, ie I_CSI-RS) (see Table 5): zero-power CSI—parameters related to the subframe period and / or offset at which the RS is transmitted
  • ZP CSI-RS and PMCH are not set at the same time.
  • one or more channel-state information-interference measurement (CSI-IM) resource configuration may be configured for a serving cell.
  • CSI-IM channel-state information-interference measurement
  • the following parameters for configuring each CSI-IM resource may be configured through higher layer signaling.
  • I_CSI-RS -ZP CSI RS Subframe Configuration
  • the CSI-IM resource configuration is the same as any one of the configured ZP CSI-RS resource configurations.
  • the CSI-IM resource and the PMCH in the same subframe of the serving cell are not configured at the same time.
  • a MIMO system with multiple antennas can be referred to as a Massive MIMO system and is a means for improving spectral ef f iciency, energy ef f iciency, and processing complexity. Is getting attention.
  • Massive MIMO is also referred to as Full-Dimension MIMO (FD-MIMO).
  • FD-MIMO Full-Dimension MIMO
  • AAS active antenna system
  • AAS eliminates the need for separate cables, connectors, and other hardware to connect amplifiers and antennas with active antennas, thus providing high efficiency in terms of energy and operating costs.
  • the AAS supports an electronic beam control scheme for each antenna, thereby enabling advanced MIMO technologies such as forming a precise beam pattern or a three-dimensional wide pattern in consideration of beam direction and width.
  • a three-dimensional wide pattern may be formed by an active antenna of the AAS.
  • a two-dimensional (2D: 2-Dimension) antenna array when a two-dimensional (2D: 2-Dimension) antenna array is formed, a three-dimensional wide pattern may be formed by an active antenna of the AAS.
  • . 10 illustrates a two-dimensional active antenna system having 64 antenna elements in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • N_h is the number of columns in the horizontal direction
  • the antenna N _ v is the number of antenna lines in the vertical direction.
  • the radio wave can be controlled both in the vertical direction (elevation) and in the horizontal direction (azimuth) to control the transmission beam in three-dimensional space.
  • This type of wavelength control mechanism may be referred to as three-dimensional bump forming.
  • FIG. 11 illustrates a system in which a base station or a terminal has a plurality of transmit / receive antennas capable of forming 3D (Dimension) beams based on AAS in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • 3D Dission
  • FIG. 11 is a diagram illustrating the example described above, and illustrates a 3D MIMO system using a 2D antenna array (ie, 2D-AAS).
  • a receiving beam is utilized to utilize a large receiving antenna.
  • the base station can receive a signal transmitted from the terminal through a plurality of antennas, the terminal can set its transmission power very low in consideration of the gain of the large receiving antenna to reduce the interference effect.
  • FIG. 12 illustrates a two-way antenna system with cross polarization 7 in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • systems based on active antennas gain the gain of the antenna element by weighting the active elements (e.g., amplifiers) attached (or included) to each antenna element.
  • the gain can be adjusted dynamically. Since the radiation pattern depends on the antenna arrangement such as the number of antenna elements, antenna spacing, etc., the antenna system can be modeled at the antenna element level.
  • An antenna array model such as the example of FIG. 12 may be represented by (M, N, P), which corresponds to a parameter characterizing the antenna array structure.
  • M is the number of antenna elements that have the same polarization in each column (ie in the vertical direction) (ie, the number of antenna elements that have a + 45 ° slant in each column, or Number of antenna elements with a 45 ° slant in each column).
  • N represents the number of columns in the horizontal direction (ie, the number of antenna elements in the horizontal direction).
  • An antenna port may be defined by a reference signal associated with the corresponding antenna port.
  • antenna port 0 may be associated with a cell-specific reference signal (CRS) and antenna port 6 may be associated with a positioning reference signal (PRS) in an LTE system.
  • CRS cell-specific reference signal
  • PRS positioning reference signal
  • antenna port 0 may be mapped to one physical antenna element, while antenna port 1 may be mapped to another physical antenna element. In this case, two downlink transmissions exist from the terminal point of view. One is associated with a reference signal for antenna port 0 and the other is associated with a reference signal for antenna port 1.
  • a single antenna port can be mapped to multiple physical antenna elements. This may be the case when used for beamforming. Beamforming uses multiple physical antenna elements so that downlink transmission can be directed to a particular terminal. Generally multiple cross polarizations This can be accomplished using an antenna array consisting of multiple columns of antenna elements. In this case, at the terminal, there is a single downlink transmission generated from a single antenna port. One relates to the CRS for antenna port 0 and the other relates to the CRS for antenna port 1.
  • the antenna port represents downlink transmission at the terminal's point of view, not actual downlink transmission transmitted from the physical antenna element at the base station.
  • multiple antenna ports are used for downlink transmission, but each antenna port may be mapped to multiple physical antenna elements.
  • the antenna array may be used for downlink MIMO or downlink diversity.
  • antenna ports 0 and 1 may each map to multiple physical antenna elements.
  • two downlink transmissions exist from the terminal point of view. One is associated with a reference signal for antenna port 0 and the other is associated with a reference signal for antenna port 1.
  • MIMO precoding of data streams may go through antenna port virtualization, transceiver unit (or transceiver unit) (TXRU) virtualization, and antenna element pattern.
  • TXRU transceiver unit
  • Antenna port, virtualization is the precoding on the streams on antennas ports TXRU.
  • TXRU virtualization allows the TXRU signal to be precoded on the antenna element.
  • the antenna element pattern may have a directional gain pattern ( €) of the signal radiated from the antenna element.
  • an antenna port is defined with a reference signal (or pilot).
  • the DMRS is transmitted in the same bandwidth as the data signal, and both the DMRS and the data are precoded with the same precoder (or the same TXRU virtualized precoding).
  • the CSI-RS is transmitted through multiple antenna ports.
  • the precoder characterizing the mapping between the CSI-RS port and TXRU can be designed with a unique matrix so that the UE can estimate the TXRU virtualization precoding matrix for the data precoding vector.
  • TXRU virtualization method is discussed with ID TXRU virtualization and ' 2D TXRU virtualization ' , which will be described with reference to the drawings below.
  • FIG. 13 illustrates a transceiver unit model in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • MJTXRU TXRUs are associated with M antenna elements that consist of a single column antenna array with the same polarization.
  • the TXRU model configuration corresponding to the antenna array model configuration (M, N, P) of FIG. 12 may be represented by (M—TXRU, N, P).
  • M—TXRU means the number of TXRUs in the same column and the same polarization in 2D and always satisfies M_TXRU ⁇ M. In other words, the total number of TXRUs is Same as M_TXRUXNXP.
  • the TXRU virtualization model is based on the correlation between the antenna element and the TXRU, as shown in FIG. 13 (a). As shown in FIG. 13 (a), the TXRU virtualization model in Action-1: the sub-array partition model and the FIG. 13 (b). TXRU virtualization model Option -2: Can be divided into full-connection model.
  • antenna elements are divided into multiple antenna element groups, and each TXRU is connected to one of the groups.
  • signals of multiple TXRUs are combined and delivered to a single antenna element (or an array of antenna elements).
  • q is a transmission signal vector of antenna elements having M equally polarized signals in one column.
  • w is the wideband TXRU virtualization weight vector and W is the wideband TXRU virtualization weight matrix.
  • x is the signal vector of M_TXRU TXRUs.
  • mapping between the antenna port and the TXRUs may be one-to-one (1-to-1) or one-to-many.
  • TXRU and antenna elements in FIG. 13 shows only one example.
  • the present invention is not limited thereto, and TXRU and antenna elements may be implemented in various forms from a hardware point of view.
  • the present invention can be equally applied to the mapping between them.
  • Massive Machine Type Communications which connects multiple devices and objects to provide various services anytime and anywhere, is also one of the major issues to be considered in next-generation communication.
  • communication system design considering service / UE that is sensitive to reliability and latency in next generation communication is being discussed.
  • next-generation RAT with advanced mobile broadband communication, massive MTC, Ultra-Reliable and Low Latency Communi- cation (URLLC), and the like, is being discussed.
  • URLLC Ultra-Reliable and Low Latency Communi- cation
  • NR new RAT
  • a NR-applied Radio Access Network may be collectively referred to as a NG-RA (New Generation—RAN) or a gNB, which may be collectively referred to as a base station.
  • NG-RA New Generation—RAN
  • gNB New Generation—RAN
  • Self-contained subframe structure In order to minimize data transmission delay in TDD system, in 5th generation new RAT, control channel and data channel are time-division multiplexed (TDM) as shown in FIG. Self-completed subframe (self-contained sub frame) structure is considered.
  • TDM time-division multiplexed
  • FIG. 14 illustrates a self-contained subframe structure in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • a hatched area indicates a transmission area of a physical channel (eg, PDCCH) for DCI transmission, and a black part shows a transmission area of a physical channel (eg, PUCCH) for uplink control information (UCI) transmission.
  • PDCCH physical channel
  • UCI uplink control information
  • the control information transmitted by the eNB to the UE through the DCI includes information on cell configuration that the UE needs to know, DL specific information such as DL scheduling, and / or UL specific such as UL grant. There may be information columns.
  • control information that the UE transmits to the eNB through UC may include ACK / NACK report of HARQ for DL data, CSI report for DL channel state, and / or SR (Scheduling Request).
  • a region without a shaded / hatched mark may be used as a physical channel (eg, PDSCH) transmission area for downlink data, or used as a physical channel (eg, PUSCH) transmission area for uplink data. It may be.
  • the feature of this structure is that DL transmission and UL transmission are sequentially performed in one subframe (SF) to transmit DL data in the corresponding SF, and may receive UL ACK / NACK. Therefore, according to the present structure, when the data transmission error occurs, it takes less time to retransmit data, thereby minimizing the latency of the final data transfer.
  • Base station and UE transmit in this self-contained subframe structure
  • a time gap is required for a process of switching from a mode to a reception mode or a process of switching from a reception mode to a transmission mode.
  • some OFDM symbols at the time of transmission from DL to UL in the subframe structure may be configured as a guard period (GP), and such a subframe type is a self-contained SF. It may be referred to as'.
  • GP guard period
  • mmW millimeter wave
  • the wavelength is shortened, allowing the installation of multiple antenna elements in the same area. That is, in the 30 GHz band, the wavelength is lcm, with a total of 64 (8X8) antenna elements in a two-dimensional array in 0.5 lambda (ie, wavelength) intervals on a panel 5 x 5 cm (or 5 by 5 cm). element) can be installed. Therefore, mmW uses multiple antenna elements to increase the beamforming (BF) gain to increase coverage ( or increase throughput).
  • BF beamforming
  • a TXRU transmitter unit
  • independent beamforming is possible for each frequency resource.
  • a method of mapping a plurality of antenna elements to one TXRU and adjusting the beam direction with an analog phase shifter is considered.
  • the analog beamforming method has a disadvantage in that only one directional direction can be made in the entire band, so that frequency selective beamforming cannot be performed.
  • a hybrid BF having B TXRUs having a smaller number than Q antenna elements may be considered as an incremental form of digital beamforming and analog BF. In this case, although there are differences depending on the connection scheme of the B TXRU and the Q antenna elements, the directions of the ranges that can be transmitted simultaneously are limited to B or less.
  • analog beamforming refers to an operation of performing precoding (or combining) in an RF terminal.
  • the baseband and RF stages each perform precoding (or combining), which reduces the number of RF chains and the number of D (digital) / A (analog) (or A / D) converters.
  • the hybrid beamforming structure may be represented by N transceiver units (TXRUs) and M physical antennas.
  • TXRUs transceiver units
  • M physical antennas.
  • the digital beamforming for the L data layers to be transmitted by the transmitting end may be represented by an N by L matrix, and then the converted N digital signals are converted into analog signals via TXRU and then represented by an M by N matrix. Foaming is applied.
  • 15 is a diagram illustrating a hybrid beamforming structure in terms of TXRU and physical antenna in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • the number of digital beams is L, and the number of analog beams is N.
  • the base station can change the analog bumpforming in units of symbols. It is designed to support more efficient bump forming for a terminal located in a specific area. Furthermore, when defining N TXRUs and M RF antennas as one antenna panel in FIG. 15, in the New RAT system, even a method of introducing a plurality of antenna panels capable of applying hybrid beamforming independent of each other is possible. Is being considered.
  • analog ranges advantageous for signal reception may differ from terminal to terminal, and thus, at least a plurality of analog beams to be applied by the base station in a specific SF for a synchronization signal, system information, and paging.
  • a beam sweeping operation that changes every symbol so that all terminals have a reception opportunity has been considered.
  • 16 is a diagram illustrating a beam sweeping operation on a synchronization signal and system information in a downlink transmission process in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • a physical resource (or physical channel) through which system information of a New RAT system is transmitted in a broadcasting manner is named as an xPBCH (physical broadcast channel).
  • analog bands belonging to different antenna panels in one symbol may be transmitted simultaneously.
  • a reference signal (RS: Refence Signal) 91 (RS) is transmitted to which a single analog beam (corresponding to a specific antenna panel) is applied. ) Is being discussed.
  • BRS can be defined for multiple antenna ports, with each antenna port in the BRS being assigned to a single analog beam. Can be grand.
  • the synchronization signal or the xPBCH may be transmitted by applying all the analog beams in the analog beam group to be well received by any terminal.
  • the LTE system supports RRM operations for power control, scheduling, cell search, cell reselection, handover, wireless link or connection monitoring, and connection establishment / reestablishment.
  • the serving cell may request RRM measurement information, which is a measurement value for performing an RRM operation, to the UE.
  • RRM measurement information is a measurement value for performing an RRM operation
  • the UE measures / acquires and reports information such as cell search information, reference signal received power (RSRP), and reference signal received quality (RSRQ) for each cell. can do.
  • the UE receives a measurement configuration ('measConfig') from the serving cell as a higher layer signal for RRM measurement.
  • the terminal may measure RSRP or RSRQ according to the information of the measurement configuration.
  • the definition of RSRP, RSRQ and Received Signal Strength Indicator (RSSI) according to TS 36.214 document of LTE system is as follows.
  • RSRP is defined as the linear average of the power contributions (in [W]) of the resource elements carrying CRS (cell-specific RS) within the considered measurement frequency bandwidth.
  • CRS R0 according to TS 36.211 [3] shall be used for RSRP determination.
  • UE has R1 available If it can be reliably detected, RS1 can be determined using R1 in addition to R0.
  • the reference point of RSRP should be the antenna connector of the UE.
  • the reported value should not be smaller than the RSRP corresponding to any individual diversity branch.
  • Reference signal reception quality is defined as the ratio NXRSRP / (E-UTRA carrier RSSI) (ie, E-UTRA carrier RSSI to NX RSRP), where N is the RB number of the E-UTRA carrier RSSI measurement bandwidth. Molecular and denominator measurements should be made on the same set of resource blocks.
  • the E-UTRA carrier received signal strength indicator is used for antenna port 0 for N resource blocks from all sources (including co-channel serving and non-serving cells) in the measurement bandwidth. Only the OFDM symbols including the reference symbols may include a linear average of the total received power (in [W]) observed / measured by the terminal, channel interference, thermal noise, and the like. If higher layer signaling indicates a particular subframe for performing RSRQ measurement, the RSSI may be measured for all OFDM symbols in the indicated subframes.
  • the reference point for RSRQ should be the antenna connector of the UE.
  • the reported value should not be smaller than the RSRQ for any individual diversity branch.
  • the RSSI may correspond to the received wideband power, including thermal noise and noise occurring at the receiver within the bandwidth defined by the receiver pulse shaping filter.
  • the reference point for the measurement shall be the antenna connector of the terminal.
  • the reported value should not be smaller than the UT A carrier RSS corresponding to any individual receive antenna branch.
  • a terminal operating in an LTE system includes an information element related to an allowed measurement bandwidth transmitted in a system information block type 3 (SIB3) in case of intra-frequency measurement.
  • Inter-frequency measurement 1 In this case, one of 6, 15, 25, 50, 75, and 100 RB (resource block) is allowed through the allowed measurement bandwidth transmitted from system information block type 5 (SIB5). It can be allowed to measure the RSRP at the bandwidth. Or, if there is no IE, the terminal can be measured in the frequency band of the entire DL system by default (Default). In this case, when the terminal receives the allowed measurement bandwidth, the terminal may regard the value as the maximum measurement bandwidth and may freely measure the value of RSRP within the corresponding bandwidth / value.
  • the terminal should calculate an RSRP value for the total allowed measurement bandwidth.
  • RSSI can be measured in the frequency band of the receiver of the terminal according to the definition of the RSSI bandwidth.
  • Figure 17 illustrates a panel antenna array that can be applied to the present invention.
  • the panel antenna array may include Mg panels in horizontal domains and Ng panels in vertical domains, and each panel may include M columns and N rows.
  • panels in this figure are shown with reference to an X-pol (cross polarization) antenna.
  • the total number of antenna elements in FIG. 17 may be 2 * M * N * Mg * Ng.
  • Wl comprises a set of L orthogonal beams taken from 2D Discrete Fourier Transform (DFT) ranges.
  • the set of L bumps is selected from a basis consisting of oversampled 2D DFT beams.
  • W2 L beams are combined within W2 having a common W1.
  • the beam coupling coefficient is phase quantization ⁇
  • Subband is reported.
  • Quadrature Phase Shift Keying (QPSK) and 8-PSK phase related information quantization can be selected.
  • W1 With respect to the orthogonal basis, a group of up to eight uniformly spaced orthogonal beams is selected, and two beams from the group are selected. Non-equal gain combinations (2 bits) are performed over broadband. Two pan selections are performed for broadband.
  • the bands are combined within W2 using QPSK. Independent encoding between layers is applied.
  • Equation 15 Equation 15 for W1 and W2 is shown in Equation 15 below. [Equation 15]
  • ⁇ and 0 2 are oversampling factors in the first and second dimensions, respectively.
  • Li and L2HT are defined as follows.
  • Second beam power is quantized to 2 bits.
  • an implicit based LC codebook in order to maximize the performance, it is also considered to combine (ie, amplitude and / or phase) beams in terms of subbands (SBs).
  • SBs subbands
  • the total feedback size reported increases linearly according to the number of combined elements, the granularity of the combined coefficients, the SB size, and the like, which causes a large burden in designing the feedback chain.
  • the present invention proposes a codebook design method for reducing feedback overhead of SB reporting.
  • NR supports multi-panel functionality, but for convenience of description, the present invention will be described on the assumption of a single panel. However, this is for convenience of description and the present invention may be applied in the same manner to multiple panels.
  • the first dimension (domain) / domain is mainly referred to as the horizontal dimension / domain
  • the second dimension / domain is mainly described as referring to the vertical dimension / domain, but the present invention is limited thereto. It doesn't happen.
  • a beam may be interpreted as a precoding matrix (or a precoding vector or a codeword) for generating a corresponding beam, and the beam group is a set of precoding matrices. (Or a set of precoding vectors).
  • Equation 16 a 2D DFT beam to be applied to a 2D antenna array in one panel is defined as in Equation 16 below.
  • m_l and m_2 are the indices of the 1D-DFT codebook of the first domain and the second domain, respectively.
  • N_l and N_2 are the number of antenna ports for each polarization (pol: polarization) in the first domain and the second domain in the panel, respectively.
  • o 2 is an over-sampling (oversampling) factor in the first domain and a second domain within each panel and
  • Frequency selectivity of the frequency axis is related to multi-path channel response along multiple paths. In general, when the delay caused by the multipath is large, the probability of f requency selectivity is increased. The delay on the time axis is interpreted as the phase change on the frequency axis, and the phase change on the frequency axis can be expressed as a function of frequency.
  • ⁇ ⁇ -j2nkS
  • k denotes an index (e.g., subcarrier index, subband index) corresponding to the frequency
  • delta () It can be understood as a coefficient representing a degree.
  • ⁇ phase shift value
  • the beam combining on the SB side is characterized by compensating in the form of a function of frequency and a phase change value ( ⁇ ) product as described above. Accordingly, according to the embodiment of the present invention, there is an effect that can significantly reduce the feedback bits due to the linear combination per phase (phase and / or amplitude).
  • W1 may be configured as follows.
  • W1 may be defined as in Equation 17 below.
  • the L value may be previously promised between the base station and the UE, or the base station may inform the UE by higher layer signaling (eg, RRC or MAC Control Element (CE)). Alternatively, the UE may feed back information about the L value to the base station.
  • higher layer signaling eg, RRC or MAC Control Element (CE)
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a set of orthogonal beams in accordance with an embodiment of the present invention.
  • each block diagonal matrix in W1 may be calculated from an orthogonal basis as shown in FIG. 18 . That is, ⁇ _1 ⁇ ⁇ _2 orthogonal bases consisting of ( ⁇ 1 ⁇ ⁇ 2-1) beams orthogonal to a given leading beam index (e.g., i—ll, i ⁇ 12 of the LTE codebook). (orthogonal basis)
  • the set black L beams may be selected in its subset.
  • the elements constituting W1 include leading beam selection, combining beam selection (e.g., L-1 range selection from ⁇ _1 ⁇ ⁇ _2 beams), power coefficient indicator and It can be composed of the phase change values ( ⁇ >) for each of the above-described categories.
  • elements of 8 [ 1) 1 , 1 ⁇ 2 , "",] ( ⁇ ( ⁇ show) constituting B are It may be configured as shown in Equation 18.
  • the granularity may be informed to the UE. Alternatively, the UE may feed back information on granularity of the power set value to the base station. In this case, power information may vary according to layer / polarization.
  • the variable of the phase change value in Equation 18 may be defined as in Equation 19 below.
  • Equation 19 the variables constituting can be defined as follows.
  • ⁇ Value is higher layer signaling (eg, RRC or MAC CE).
  • the UE may inform the UE or a previously promised value may be used according to numerology.
  • the number of Resource Blocks (RBs) and the number of subcarriers per RB are set for CSI reporting, respectively.
  • the base station may set a Fast Fourier Transform (FFT) size to the UE or the UE may additionally report the FFT size to the base station.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • Equation 19 the value of "is the oversanipling value (of FFT size), which may be the nature of a system parameter independent of a particular beam. It may have a value (eg, 1,2, 4 ..), which may be set automatically (i.e. in conjunction with the numerology) or set by the base station to the UE.
  • the value of ⁇ ' may have a certain integer value (e.g. 1,2, 4 ⁇ .),
  • the base station may set the UE or feed back to the base station for each category within the set that the ⁇ ' value may have. can do.
  • U and V are unitary matrices
  • ⁇ k is a diagonal matrix whose diagonal elements are eigenvalues.
  • the channel represented by tank 1 of the channel H k is v_kl and the eigen vector. I can express it. (If the tank is R, the r-th layer can use the r-th eigen vector (v_kr).)
  • Equation 21 C * may be expressed as Equation 22 below as a value corresponding to a phase and an amplitude for each beam of the k-th channel.
  • the best preferred category is assumed to be beam 1 or the best beam is the first re-ordering or each
  • the polarization order may be changed according to which polarization leading beam is large, which may be known as 1 bit.
  • Equation 25 IFFT: Inverse FFT
  • the amplitude and phase values of the complex scalar values of the corresponding time domain indexes can be calculated by ⁇ 'and ⁇ ' of the 1st range, respectively.
  • the value itself may be quantized, or the FFT size (which may be promised in advance between the UE and the base station or set by the base station to the UE or reported by the UE to the base station) and reported. May be used.
  • the values of ⁇ ', ⁇ ' are also promised (or set) by the UE in advance. It can also be quantized and fed back in granularity. Therefore, the expression method corresponds to a method of feeding back independently of polarization. remind
  • Equation 18 the method of calculating the delay parameters of the 2L beams for the structure of, i.e., having a different pan group for each polarization has been described. After calculating one polarization, a combination of opposite polarizations may be calculated through calculation of a phase-coincidence or the like.
  • the remaining parameters in Equation 18 may be defined / set as follows.
  • the k index is an index value corresponding to a frequency used for SB reporting, and may be set for a given subcarrier or SB, which may not be additionally reported.
  • the value of represents the phase of f set value of the 1st beam, for example
  • a phase of f set may be set to have a value of QPSK, 8PSK, etc., such as 4 4 4 8 8, and the UE may additionally feed back a phase offset value of each beam to the base station.
  • the feedback overhead can be reduced by ignoring the phase of f set (ie, setting to o).
  • the UE may report the difference between the offset of the leading beam and the offset of the second and third beams. That is, assuming, for example, that the offset of the leading range is 3-bit feedback, Dif ferential can be performed, for example with 1-bit feedback, with less granularity.
  • 19 is a diagram illustrating multiple paths in a wireless communication system to which the present invention can be applied.
  • the frequency selectivity (f requency selectivity) may be received by the UE with different delays due to diffraction / refraction caused by obstacles. If this beam is the dominant beam having the reception strength among the base beams constituting B, if only one dominant delay is considered, the UE configures the codebook with only a part of the power of the received band. Deterioration is expected.
  • an embodiment of the present invention proposes a method of constructing a codebook considering most of the power of beams corresponding to each base.
  • Equation 2 6 the general structure of the proposed codebook is expressed as Equation 2 6 below.
  • Equation 27 The structure is shown in Equation 27 below.
  • Equation 2 8 dividing by the relative size of the leading beam, Equation 2 8 below.
  • P corresponds to a parameter divided by the reading range parameter.
  • the above description has been mainly focused on rank 1, in the case of tank> 1, the above structure may be independently calculated for each layer to form a codebook. This is to better reflect the characteristics of the channel using a codebook.
  • Method N strong beams are selected, including the same range with different delays, where N can be set independently of 2L, ie less than 2L or greater than 2L.
  • Equation 29 When using the above method, it can be expressed as Equation 29 below.
  • Equation 29 S is a matrix for mapping 2L categories to N categories. That is, the following equation ( 30) .
  • the UE may select and feed back a number of taps selected by W consecutive or specific rules per category. This case may be effective when the power is concentrated mostly near the maximum delay tap. Alternatively, it may be advantageous to reflect most of the signal power when the IFFT is greatly oversampled by oversampling.
  • 20 is a diagram illustrating a time domain response in a wireless communication system to which the present invention can be applied. In FIG.
  • a dotted line 201 shows a maximum delay as a time domain signal obtained by IFFT of frequency domain samples.
  • the index ⁇ _ corresponding to the best tap per beam
  • the base station may configure the UE to select the size of W, that is, information about how many taps per category to feed back to the base station or what rule to select w taps.
  • the UE measures the channel, and if the delay spread is large, Feedback or delay spread 7 ⁇ If small, it can be set to feed back a smaller W value. At this time, the magnitude of w may also be fed back to the base station. Accordingly, the overhead of feedback can be effectively reduced.
  • This method is an effective way to properly reflect the feedback overhead and trade-off of performance, and the principle that most frequency selectivity is determined by the dominant specific category. As a straight-forward millimeter wave (mmwave), these properties are better matched. Except for the method of selecting the strong beam of K71], other parameters may be calculated by the method described above.
  • ⁇ ⁇ ⁇ 2 ' ⁇ ' ⁇ ⁇ 2 , for a particular channel
  • ⁇ uses one bit to predominate any polarization ( ⁇ slant or V slant).
  • ⁇ uses one bit to predominate any polarization ( ⁇ slant or V slant).
  • One may additionally inform the base station.
  • the base station may inform the UE of higher layer signaling through which of the above proposed schemes to use.
  • W2 may play a role of beam combining and co-phase composed of W1. Then, in the case of the tank 1 codebook, it may be configured as in Equation 31 below.
  • Equation 31 ⁇ ⁇ e (1, y, -1,-j) or 8 PSK, 1 L is all one vector with length L where
  • 1_ is a length L and a vector whose all elements constituting the vector are 1 ( all one vector). For example, ⁇ ⁇ 1 1 ⁇ !
  • Equation 33 The final codebook form is then shown in Equation 34 below.
  • Equation 34 2 (1 + ⁇ 2 is a normalizing term.
  • the tank 2 codebook is designed using the Tank 1 codebook by setting Walsh-code to reduce feedback bits while ensuring orthogonality.
  • the feedback bits are the same or diminished (co-phase Depending on granularity there are advantages.
  • the value of bl represents a leading beam index.
  • 1 can be used as is or independently set / applied.
  • ⁇ it can be understood as the value set according to ( ie, b / r) .
  • the constituting Wl power per group / beam
  • the final codebook is shown in Equation 37 below.
  • parameter quanti zation of higher granularity is performed for the dominant K beams.
  • the feedback through quantization may be set only for a pan-index that exceeds a specific threshold (eg, power level).
  • the threshold and / or ⁇ may be set to the UE in a higher layer (eg, RRC) or the UE may report the number of categories exceeding a certain threshold.
  • the SB CQI can be calculated using a method such as average and reported to the base station.
  • each subcarrier SB
  • N_R and N_T are antenna ports (or antenna elements, hereinafter referred to as antenna ports) of the UE and the base station, respectively.
  • the UE uses the H W for each subcarrier, the number of beams (L and / or N and / or W (the number of delay taps)) for the PMI configuration, the beam selection (the leading beam + the combined beam, Or beam arrangement (eg, arrangement according to the power of the beam), relative power indicator ⁇ ', and the phase change factor ⁇ ' and offset £ 'according to the frequency can be estimated.
  • the UE may feed back the above-described factors representing the WB to the base station integrated or independent, and the base station may configure ⁇ .
  • the UE may report to the base station a subset of the above-described factors for configuring the ⁇ , and the base station may use the information (assuming the rest of the information is defined in advance) to configure the ⁇ ⁇ .
  • ⁇ can be selectively set / applied to the RE I RB I SB level, and the corresponding CQI can also be reported with the same frequency granularity (f requency granularity).
  • f requency granularity the frequency granularity
  • CQI is SB or WB / sub-band: is calculated as (partial band PB) (for example, PB has a plurality of sets PRB) basis, we propose a scheme that is reported.
  • SB log or WB / PB log is conf igurable Can be set / applied Alternatively, the amount of feedback can be reduced by reporting the difference SB CQI (for example, 1 bit) to the WB CQI.
  • the codebook may be constructed by estimating the phase change factor ⁇ 'and the offset ⁇ ' per beam.
  • scalability characteristics can be used for the entire band of data transmission.
  • each SB or RB may be used for accurate channel feedback.
  • both layers 1 and 2 share the same beam group, and a codebook can be constructed by adjusting a portion of a phase (and / or amplitude) change that is combined per layer. It is shown in equation 39 or equation 40.
  • the case represents the case where polarization Hi group 0 is set.
  • the number of feedback bits can be doubled, but there is an advantage that more sophisticated feedback can be performed because different pan-couplings can be applied per polarization.
  • the extension may be applied similarly to a method of independently configuring each layer.
  • the report on the phase-coincidence per SB may be more precisely performed using the above-described W2 configuration. Or do not perform W2 reporting, Can be used.
  • the final tank 2 codebook may be configured as in Equation 42 below.
  • Equation 42 The orthogonalization process can be extended even in tank 2 or more, which is represented by Equation 43 below.
  • Equation 43 In Equation 43, k represents a k-th layer. Information about the orthogonalization process by the above scheme does not need to be additionally reported to the base station. That is, when the UE reports the parameters for configuring Equation 3 8 to the base station, the base station Equation 38 may be restored using the reported parameters, and the final codebook may be decoded by the proposed orthogonalization process.
  • the CQI reported to the base station by the UE corresponds to the CQI calculated using the final codebook which has undergone the orthogonalization process. That is, in this case, the orthogonalization process corresponds to a basic element of the codebook component, and thus, the UE and the base station may promise to perform the orthogonalization process.
  • the UE additionally reports whether or not to be orthogonalized (when not performing orthogonalization, CQI is a CQI calculated without orthogonalization), or assumes a certain layer as u_l and assumes orthogonality. Whether or not the processing is performed or which orthogonalization scheme is used, the UE may additionally feed back to the base station, or the UE and the base station may promise each other in advance.
  • the value of 2L or N (number of combining units) in the proposal is large.
  • the value of N may be previously promised between the UE and the base station by different values of L or N according to the numerology, or the base station may be configured / applied to the UE in accordance with the numerology.
  • the proposed codebook may consist of a group of SBs or a group of RBs.
  • 21 is a diagram illustrating two subband groups according to an embodiment of the present invention.
  • the proposed codebook can be applied independently according to two SBGs.
  • the number of ports X is advantageously large.
  • Whether to use a port wise codebook configuration scheme or an orthogonal basis using the codebook of the DFT round can be indicated by the base station to the UE by higher layer signaling.
  • a p value may be promised to determine an X ( ⁇ Y) -port to which a port wise codebook configuration scheme is applied between the UE and the base station in advance, or the base value may be set by the base station to higher layer signaling. It may inform the UE.
  • the proposed codebook has been described mainly for downlink, the same can be applied to uplink for sophisticated transmit PMI (TPMI) indication.
  • eFD-MIMO enhanced full dimension MIMO
  • ⁇ and 0 2 are oversampling factors in the first and second dimensions, respectively.
  • pi is (0 ⁇ P ( ' ⁇ 1) is a pan-power adjusting / scaling factor (beam power scaling factor) for the beam i.
  • Cr' f '' is a beam i, the polarization (polarization) r, beam coefficient on the layer 1 (beam combining coefficient).
  • Second beam power is quantized to 2 bits.
  • Wl it may be composed of leading beam selection + combining beam selection + (relative power indicator).
  • L # 1 and L_2 are the number of orthogonal categories included in the first domain and the second domain based on the reading range. The reason for setting the values of L_l and L_2 as above is to fit the LTE payload size.
  • the combination of (L_l, L_2) can be configurable / applied to achieve higher performance or flexible payload size.
  • the tie may be tied to an uplink payload size.
  • the UE sets a pattern for a combination of L_l, L_2 or a specific orthogonal beam set (for example, a W1 pattern constituting tanks 5-8 of the LTE class A codebook, that is, configurations 2, 3, and 4). ) Can be fed back / recommended to the base station.
  • the reading beam selection + combined beam selection + (relative power indicator) per layer may be differently applied to each other.
  • the relative power is set to the wideband (WB) based on the leading beam, but it is set to the subband (SB), the performance can be improved at the expense of the size of the payload.
  • WB wideband
  • SB subband
  • the power granularity of the combined range can be effectively increased.
  • the UE receives the SB power. Coefficients may not be reported. In order to prevent different operation of the UE according to the above power factor, 0 may be excluded from the WB power. That is, for example, the WB set is set to ⁇ , ⁇ , ⁇ ⁇ , ⁇ ⁇ , and the SB power set is 0, or
  • phase combining at W2 QPSK is considered in the above-described example eFD-MIMO.
  • using 8-PSK can improve its performance, but causes a very large increase in total payload.
  • a method of differently setting the phase granularity of the strong and weak combined beams can be considered.
  • 8-PSK phase coupling can be set / applied, assuming a strong coupling beam, and for other weak coupling beams, compared to a strong coupling beam.
  • Relatively low or equal granularity phase combinations eg QPSK
  • high granularity phase combining may be applied to the leading beam and / or the second beam
  • low granularity phase combining may be applied to the remaining combining ranges.
  • the base station may inform the UE of the number L of combined beams and the number L_S of strong combined beams by higher layer signaling (eg, RRC signaling).
  • the UE may feed back the granularity (gradation larity) for the combined beam to the base station.
  • This principle is equally applicable to situations where amplitude is reported at W2.
  • the base station instructs / sets K values to the UE by higher layer signaling (eg, RRC), or the UE combines channels.
  • the UE may report to the base station with a codebook parameter round about the metric calculated by the method such as projecting on the beam exceeds a certain threshold value (eg, power).
  • a certain threshold value eg, power
  • the specific threshold value may be indicated / configured by the base station to higher layer signaling (eg, RRC) to the UE.
  • K values are tied to a power combining value that is a component of the LC codebook, e.g., a beam of higher granularity for a beam having a value equal to or greater than p-1.
  • Phase and / or amplitude quantization may be performed.
  • the proposed dif ferent granularity setting method can be set / applied independently of polarization and / or layers.
  • One embodiment of the present invention proposes a new codebook design (ie, frequency selective precoding feedback (FSPF)) for category work to reduce the payload size of SB reporting.
  • FSPF frequency selective precoding feedback
  • the main idea of codebook design is to apply different levels of cyclic phase shift in the frequency domain. Therefore, SB phase combining may be omitted in the legacy LC codebook. Accordingly, the linear combined codebook structure may be configured as shown in Equation 46 below.
  • Pi is the power factor relative to the i th beam
  • k is the frequency domain index (eg, subcarrier index, RB index).
  • £ i is the phase offset for the i th range, and controls the degree of phase shift in relation to k. Is defined as in Equation 47 below.
  • Equation 47 "is” ⁇ N SC in the set ⁇ 6 4,128, 2 56,51 2 , 102 4 , 20 4 8,4096 ⁇
  • W of the tank 1 may be represented by Equation 48 below.
  • Equation 48 the first column is assumed to be the strongest range. (2L-1) To determine the parameter set,
  • Frequency domain samples can be computed by projecting the base beam (s) onto the dominant eigenvector or channel matrix of the k th subcarrier ⁇ and then for the first base beam.
  • IFFT can be taken on the obtained frequency domain sample to derive the maximum delay ().
  • the amplitude and phase offset ( ⁇ ) can be calculated using time domain samples corresponding to the maximum delay.
  • tank 2 a layer independent codebook configuration may be applied.
  • Table 7 illustrates a comparison of the feedback bits between the existing LC codebook of Tank 1 and the proposed frequency selective precoding feedback (FSPF).
  • Table 7 illustrates the feedback bits required between the existing LC codebook and the proposed FSPF.
  • rank 2 183 bits and 402 bits are required in the proposed scheme and in the existing LC codebook, respectively. This suggests that the proposed FSPF This means a 46% payload reduction.
  • 22 is a diagram comparing the performance of various codebook schemes.
  • the proposed scheme is 22% and 48% performance gains in terms of 5% UE UPT than the average A class Concord ig 1 (Config) 1 To provide.
  • the proposed scheme provides higher performance with a reduced payload size than conventional LC codebooks.
  • 23 is a diagram illustrating a method for transmitting and receiving channel state information according to an embodiment of the present invention.
  • a terminal receives a channel state information reference signal (CSI-RS) from a base station through a multi-antenna port (S2301).
  • CSI-RS channel state information reference signal
  • the terminal reports channel state information (CSI) to the base station (S2302).
  • CSI channel state information
  • the terminal is a channel state based on the CSI-RS received from the base station Information may be generated (calculated) and channel state information may be reported to the base station.
  • the channel state information may include CQI, PMI, RI, PTI, CRI, and the like.
  • the UE may periodically report the CSI to the base station (eg, on the PUCCH), and may report CSI to the base station (eg, on the PUSCH) aperiodically.
  • the terminal may select its most preferred precoding matrix in a Linear Combination Codebook (LC codebook), and report information for indicating this to the base station.
  • LC codebook Linear Combination Codebook
  • Linear Combination Codebook (LC codebook)-When used, the precoding matrix can be generated based on a linear combination of a plurality of codewords.
  • CSI is selected information indicating a plurality of codewords used to generate a precoding matrix in a codebook for reporting the CSI, and is applied to each of the plurality of codewords in terms of a set bandwidth. It may include a power coefficient, a phase offset, and a phase shift value.
  • a precoding matrix is performed in units of subbands within a bandwidth set based on a linear combination of the plurality of codewords to which a power coefficient ( ⁇ ), a phase offset (), and a phase change value ( ⁇ ) are applied. Can be generated.
  • the phase change value is determined by each of the set in-band FFT size, oversampling value, and a plurality of codewords. It can be derived from the speed at which the phase of the formed lobe changes.
  • the power coefficient, phase offset, and phase change value may be derived in subband units for each of the plurality of codewords by projecting the plurality of codewords into a channel matrix in subband units.
  • frequency domain samples for each of the plurality of codewords are calculated by projecting the plurality of codewords into a channel matrix on a subband basis, and each of the plurality of codewords obtained by applying an IFFT to the frequency domain samples.
  • a phase change value may be derived in subband units from one or more time domain samples for and the set in-band FFT size.
  • a time domain sample having the strongest power value or the maximum delay value may be used as one or more time domain samples.
  • consecutive one or more time domain samples may be used as one or more time domain samples, including time domain samples having the strongest power value or the largest delay value.
  • K time domain samples having a strong power value as one or more time domain samples, and a time domain sample having the strongest power value or the maximum delay value among the remaining time domain samples except the K time domain samples may be used.
  • the UE sends a time domain sample (i.e., an index for that sample (tap)) of its choice (or selected by a specified function) to the base station. You can report it.
  • the linear combination described above may be applied independently for each precoding matrix for each layer.
  • orthogonal processing e.g., QR decomposition, or j
  • the CQI may be calculated based on the final coding matrix applied to the orthogonal process 7 ⁇ .
  • a first precoding matrix for any one layer is generated using linear combining, and a second precoding matrix for the remaining layers is first precoding. Can be generated by applying orthogonal code to the matrix.
  • quantization may be performed to report parameters such as power coefficients, phase offsets, and / or phase change values only for beams formed of a plurality of codewords that exceed a specific power threshold, or relative As a result, higher granularity quantization may be performed compared to a beam lower than a specific power threshold.
  • the precoding matrix is independently for each subband group. May be generated.
  • the plurality of codewords may include a first codeword that forms a leading beam and one or more second codewords that form a combining beam.
  • the combined range is The set of beams orthogonal to the leading band is selected, and the set of beams orthogonal to the leading beam may be determined depending on the uplink payload size for CSI transmission.
  • FIG. 24 illustrates a block diagram of a wireless communication device according to an embodiment of the present invention.
  • a wireless communication system includes a base station 2410 and a plurality of terminals 2420 located in an area of a base station 2410.
  • the base station 2410 includes a processor 2411, a memory 2412, and a radio frequency unit 2413 (or transceiver 1).
  • the processor 2411 implements the functions, processes, and / or methods proposed in FIGS. 1 to 23. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 2411.
  • the memory 2412 is connected to the processor 2411 and stores various information for driving the processor 2411.
  • the RF unit 2413 is connected to the processor 2411 and transmits and / or receives a radio signal.
  • the terminal 2420 includes a processor 2421, a memory 2422, and an RF unit 2423 (or a transceiver).
  • the processor 2421 implements the functions, processes, and / or methods proposed in FIGS. 1 to 23. Layers of the air interface protocol may be implemented by the processor 2421.
  • the memory 2422 is connected to the processor 2421 and stores various information for driving the processor 2421.
  • the RF unit 2423 is connected to the processor 2 42 1 and transmits a radio signal. And / or receive.
  • the memories 2412 and 2422 may be internal or external to the processors 2411 and 2421 and may be connected to the processors 2411 and 2421 by various well-known means.
  • the base station 2410 and / or the terminal 2420 may have a single antenna (multiple antenna) or multiple antenna (multiple antenna).
  • each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment. It is obvious that the claims may be combined to form an embodiment by combining claims that do not have an explicit citation relationship in the claims or as new claims by post-application correction.
  • Embodiments according to the invention may be implemented by various means, for example hardware, firmware, software or combinations thereof.
  • an embodiment of the invention may include one or more application specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), programmable logic devices (PLDs), FPGAs ( field programmable gate arrays), processor, controller, microcontroller, microprocessor It may be implemented by such.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • processor controller, microcontroller, microprocessor It may be implemented by such.
  • an embodiment of the present invention is a module that performs the functions or operations described above . It can be implemented in the form of procedures, functions, and so on.
  • Software code may be stored in memory and driven by a processor.
  • the memory may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.

Landscapes

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Abstract

무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치가 개시된다. 구체적으로, 무선 통신 시스템에서 사용자 장치 (UE: User Equipment) 7} 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)를 전송하기 위한 방법에 있어서, 기지국으로부터 다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI-RS: Channel State Information Reference Signal)을 수신하는 단계 및 CSI를 상기 기지국에게 보고하는 단계를 포함하고, 상기 CSI는 상기 CSI의 보고를 위한 코드북 내에서 프리코딩 행렬을 생성하기 위해 이용되는 복수의 코드워드를 지시하는 선택 정보, 설정된 대역 (bandwidth) 측면에서 상기 복수의 코드워드의 각각에 적용되는 파워 계수 (power coefficient), 위상 오프셋 (phase offset) 및 위상 변화 (phase shift) 값을 포함하고, 상기 파워 계수, 상기 위상 오프셋 및 상기 위상 변화 값이 적용된 상기 복수의 코드워드의 선형 결합 (linear combination)을 기반으로 상기 설정된 대역 (bandwidth) 내 서브 대역 단위로 상기 프리코딩 행렬이 생성될 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 송수신 방법 및 이를 위한 장치 【기술분야】
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서 , 보다 상세하게 다중 안테나 시스템 (특히 , 2치 "원 능동 안테나 시스템 (2D AAS : 2 dimensional active antenna system)을 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 송수신하는 방법 및 이를 지원하는 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.
차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연 (End- to- End Latency) , 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성 (Dual Connectivity) , 대규모 다중 입출력 (Massive MIMO : Massive Multiple Input Multiple Output ) , 전이중 ( In-band Full Duplex) , 비직교 다중접속 (NOMA : Non-Orthogonal Multiple Access ) , 초광대역 (Super wideband) 지원, 단말 네트워 ¾ (Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다. 【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
본 발명의 목적은 다중 안테나 시스템 (예를 들어 , 2D AAS, 매시브 (massive)한 안테나 포트를 구비한 3 차원 다중 입출력 (3D-MIMO: 3 dimensional multi- input multi -output ) 시스템 등)을 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 송수신하는 방법과 코드북 설계 방법을 제안한다.
본 발명의 목적은 서브밴드 단위로 빔을 결합하는 선형 결합 (linear combining) 코드북을 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 송수신하는 방법 및 코드북 설계 방법을 제안한다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【기술적 해결방법】
본 발명의 일 양상은, 무선 통신 시스템에서 사용자 장치 (UE: User Equipment)가 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)를 전송하기 위한 방법에 있어서, 기지국으로부터 다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI-RS: Channel State Information Reference Signal)을 수신하는 단계 및 CSI를 상기 기지국에게 보고하는 단계를 포함하고, 상기 CSI는 상기 CS工의 보고를 위한 코드북 내에서 프리코딩 행렬을 생성하기 위해 이용되는 복수의 코드워드를 지시하는 선택 정보, 설정된 대역 (bandwidth) 측면에서 상기 복수의 코드워드의 각각에 적용되는 ' 파워 계宁 (power coefficient) , 위상 오프셋 (phase offset) 및 위상 변화 (phase shift) 값을 포함하고, 상기 파워 계수, 상기 위상 오프셋 및 상기 위상 변화 값이 적용된 상기 복수의 코드워드의 선형 결합 (linear combination)을 기반으로 상기 설정된 대역 (bandwidth) 내 서브 대역 단위로 상기 프리코딩 행렬이 생성될 수 있다.
본 발명의 다른 일 양상은, 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)를 전송하기 위한 사용자 장치 (UE: User Equipment)에 있어서 , 무선 신호를 송수신하기 위한 RF (Radio Frequency) 유닛 및 상기 RF 유닛을 제어하는 프로쎄서를 포함하고, 상기 프로세서는 기지국으로부터 다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI-RS: Channel State Information Reference Signal)을 수신하고, CSI를 상기 기지국에게 보고하도록 구성되고, 상기 CSI는 상기 CSI의 보고를 위한 코드북 내에서 프리코딩 행렬을 생성하기 위해 이용되는 복수의 코드워드를 지시하는 선택 정보, 설정된 대역 (bandwidth) 측면에서 상기 복수의 코드워드의 각각에 적용되는 파워 계수 (power coefficient) , 위상 오프셋 (phase offset) 및 위상 변화 (phase shift) 값을 포함하고, 상기 파워 계수, 상기 위상 오프셋 및 상기 위상 변화 값이 적용된 상기 복수의 코드워드의 선형 결합 (linear combination)을 기반으로 상기 설정된 대역 (bandwidth) 내 서브 대역 단위로 상기 프리코딩 행렬이 생성될 수 있다. 바람직하게, 상기 위상 변화 값은 상기 설정된 대역 내 고속 푸리에 변환 (FFT: Fast Fourier Transform) 크기, 오버샘들링 (oversampling) 값, 상기 복수의 코 H워드의 각각에 의해 형성되는 범의 위상이 변화되는 속도로부터 도출될 수 있다.
바람직하게, 상기 서브 대역 단위의 채널 행렬에 상기 복수의 코드워드를 투영시킴으로써 상기 복수의 코드워드의 각각에 대하여 상기 서브 대역 단위로 상기 파워 계수, 상기 위상 오프셋 및 상기 위상 변화 값이 도출될 수 있다. 바람직하게, 상기 서브 대역 단위의 채널 행렬에 상기 복수의 코드워드를 투영시킴으로써 상기 복수의 코드워드의 각각에 대한 주파수 도메인 샘플이 계산되고, 상기 주파수 도메인 샘풀에 역 -고속 푸리에 변환 ( IFFT : inverse Fast Fourier Transform)을 적용함으로써 획득된 상기 복수의 코드워드의 각각에 대한 하나 이상의 시간 도메인 샘플 그리고 상기 설정된 대역 내 고속 푸리에 변환 (FFT : Fast Fourier Transform) 크기로부터 상기 서브 대역 단위로 상기 위상 변화 값이 도출될 수 있다.
바람직하게 , 상기 하나 이상의 시간 도메인 샘플로서 가장 강한 파워 값 또는 최대의 지연 값을 가지는 시간 도메인 샘폴이 이용될 수 있다. 바람직하게, 상기 하나 이상의 시간 도메인 샘플로서 가장 강한 파워 값 또는 최대의 지연 값을 가지는 시간 도메인 샘플을 포함하는 연속된 하나 이상의 시간 도메인 샘플이 이용될 수 있다.
바람직하게, 상기 위상 변화 값의 도출을 위해 이용되는 상기 시간 도메인 샘플의 개수는 채널의 지연 스프레드 (delay spread)를 기반으로 결정될 수 있다.
바람직하게, 상기 하나 이상의 시간 £메인 샘플로서 강한 파워 값을 가지는 K 개의 시간 도메인 샘플, 그리고 상기 K 개의 시간 도메인 샘플을 제외한 나머지 시간 도메인 샘플 중 가장 강한 파워 값 또는 최대 지연 값을 가지는 시간 도메인 샘플이 이용될 수 있다.
바람직하게 , 탱크 ( rank) 2의 경우, 상기 선형 결합은 각 레이어 ( layer)에 대한 프리코딩 행렬 별로 독립적으로 적용될 수 있다.
바람직하게, 상기 각 레이어에 대한 프리코딩 행렬이 생성된 후, 상기 각 레이어 별 직교성 (orthogonality)을 유지하기 위해 상기 각 레이어에 대한 프리코딩 행렬에 직교 처리 (orthogonal process )가 적용될 수 있다.
바람직하게 , 채널 품질 정보 (CQI : Channel Quality Information) ^ 직교 처리 (orthogonal process )가 적용된 프로코딩 행렬올 기반으로 계산될 수 있다.
바람직하게 , 탱크 ( rank) 2의 경우, 상기 선형 결합을 이용하여 어느 하나의 레이어 ( layer)에 대한 제 l 프리코딩 행렬이 생성되고, 나머지 레이어 ( layer)에 대한 제 2 프리코딩 행렬은 상기 제 1 프리코딩 행렬에 직교 코드 (orthogonal code)를 적용함으로써 생성될 수 있다.
바람직하게, 상기 복수의 코드워드로 형성되는 빔 중 특정 파워 임계치를 초과하는 범에 대해서만 상기 파워 계수, 상기 위상 오프셋 및 /또는 상기 위상 변화 값의 보고를 위해 양자화 (quantization)가 수행되거나 또는 더 높은 세분성 (granularity)의 양자화 (quanti zation)가 수행될 수 있다.
바람직하게 , 상기 설정된 대역 (bandwidth)이 복수의 서브밴드 그룹 ( subband group)으로 구분되는 경우, 상기 각 서브밴드 그룹 별로 상기 복수의 코드워드를 이용하여 독립적으로 프리코딩 행렬이 생성될 수 있다.
바람직하게, 상기 복수의 코드워드는 리딩 범을 형성하는 저1 코드워드와 결합 범 ( combining beam)을 형성하는 하나 이상의 제 2 코드워드를 포함하고, 상기 결합 빔은 상기 리딩 범과 직교한 빔들의 세트 내에서 선택되며, 상기 리딩 빔과 직교한 빔들의 세트는 상기 CSI 전송을 위한 상향링크 페이로드 크기에 종속되어 결정될 수 있다.
【유리한 효과】
본 발명의 실시예에 따르면, 다중 안테나 시스템을 지원하는 무선 통신 시스템에서 사용자 장치의 보다 정확한 채널 상태 정보를 기지국에게 보고할 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예에 따르면, 다중 안테나 시스템을 지원하는 무선 통신 시스템에서 특히 , 서브밴드 단위로 범을 결합하는 선형 결합 ( linear combining) 코드북을 이용할 때, 채널 상태 정보의 피드백 크기를 줄일 수 있다.
본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며 , 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의 간단한 설명】
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다. 도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 일반적인 다중 입출력 안테나 (MIMO) 통신 시스템의 구성도이다. 도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다.
도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소 (antenna elements )를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다. 도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D ( 3 -Dimension) 범 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템을 예시한다.
도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 ( cross polari zation) # 가지는 2차원 안테나 시스템을 예시한다. 도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다 .
도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 자기 -완비 서브프레임 ( self -contained sub frame) 구조를 예시한다.
도 15는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 범포밍 구조를 도식화한 도면이다.
도 16은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 전송 과정에서 동기화 신호와 시스템 정보에 대한 빔 스위핑 (beam sweeping) 동작을 도식화 도면이다.
도 17은 본 발명에 적용될 수 있는 패널 안테나 어레이를 예시한다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 직교한 범들의 세트를 예시하는 도면이다.
도 19는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 다중 경로를 예시하는 도면이다.
도 20은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 시간 도메인 웅답을 예시하는 도면이다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 2개의 서브밴드 그룹을 예시하는 도면이다.
도 22는 다양한 코드북 방식의 성능을 비교하는 도면이다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 상태 정보 송수신 방법을 예시하는 도면이다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 상태 정보 송수신 방법을 예사하는 도면이다. 도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블특 구성도를 예시한다 .
【발명의 실시를 위한 형태】 이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다 . 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신올 수행하는 네트워크의 종단 노드 ( terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes )로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국 (BS : Base Station) '은 고정국 ( f ixed station) , Node B , eNB (evolved- odeB) , BTS (base transceiver system) , 액세스 포인트 (AP : Access Point ) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말 (Terminal ) '은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며 , UE (User Equipment ) , MS (Mobile Station) , UT (user terminal ) , MSS (Mobile Subscriber Station) , SS (Subscriber Station) , AMS (Advanced Mobile Station) , WT (Wireless terminal ) , MTC (Machine-Type Communication) 장치 , M2M (Machine-to— Machine ) 장치 , D2D (Device- to— Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.
이하에서 , 하향링크 (DL : downlink)는 기지국에서 단말로의 통신올 의미하며 , 상향링크 (UL : uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다 . 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다. 이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
이하의 기술은 CDMA ( code division multiple access ) , FDMA ( frequency division multiple access ) , TDMA ( time division multiple access ) , OFDMA (orthogonal frequency division multiple access ) , SC- FDMA ( single carrier frequency division multiple access) , NOMA (non-orthogonal multiple access ) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다, CDMA는 UT A (universal terrestrial radio access )나 CDMA2000과 같은 무선 기술 ( radio technology)≤. 구현될 수 ■ 있다. TDMA는 GSM (global system for mobile communications ) /GPRS (general packet radio service) /EDGE ( enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi) , IEEE 802.16 (WiMAX) , IEEE 802-20, E-UTRA (evolved UTRA) 등괴" 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS (universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP (3rd generation partnership project) LTE (long term evolution) E-UTRA를 사용하는 E- UMTS (evolved UMTS)의 일부로써 , 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A (advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.
본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 증 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
설명올 명확하게 하기 위해 , 3GPP LTE/LTE-A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다 . 본발명이 적용될 수 있는무선 통신 시스템 일반
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
3GPP LTE/LTE-A에서는 FDD (Frequency Division Duplex)어 1 적용 가능한 타입 1 무선 프레임 (radio frame) 구조와 TDD (Time Division Duplex) 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.
도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서의 크기는 T_S = 1/ (15000*2048)의 시간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 T_f = 307200*T_s = 10ms의 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다.
도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 타입 1 무선 프레임은 전이증 (full duplex) 및 반이중 (half duplex) FDD에 모두 적용될 수 있다.
무선 프레임 (radio frame)은 10개의 서브프레임 (subf rame)으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot = 15360*T_s = 0.5ms 길이의 20개의 , 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인텍스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역 (time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯 (slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i + l로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI (transmission time interval)이라 한다. 예를 들어 , 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.
FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다 . 전이증 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할 수 없다.
하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM (orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록 (RB: Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간 (symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록 (resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파 (subcarrier)를 포함한다.
도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조 (frame structure type 2)를 나타낸다.
타입 2 무선 프레임은 각 153600*T_s = 5ms의 길이의 2개의 하프 프레임 (half frame)으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720*T_s=lms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다.
TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크-하향링크 구성 (uplink- downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 A향링크와 하향링크가 할당 (또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.
표 1은 상향링크-하향링크 구성을 나타낸다 . '
【표 1】
Figure imgf000015_0001
표 1을 참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'U'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며, 는 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot) , 보호구간 (GP: Guard Period) , UpPTS (Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임 (special subframe)을 나타낸다. DwPTS는 단말에서의 초기 샐 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.
각 서브프레임 i는 각 T_slot = 15360*T_s = 0 . 5ms 길이의 슬롯 2 i 및 슬롯 2 i + l로 구성된다.
상향링크-하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및 /또는 개수가 다르다.
하향링크에서 상향링크로 변경되는 시점 또는 상향링크에서 하향링크로 전환되는 시점을 전환 시점 ( switching point )이라 한다. 전환 시점의 주기성 (Switch-point periodicity)은 ᄉ향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임이 전환되는 양상이 동일하게 반복되는 주기를 의미하며, 5ms 또는 10ms가 모두 지원된다. 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 스페셜 서브프레임 (S )은 하프-프레임 마다 존재하고, 5ms 하향링크- 상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 첫번째 하프 -프레임에만 존재한다. 모든 구성에 있어서, 0번, 5번 서브프레임 및 DwPTS는 하향링크 전송만을 위한 구간이다. UpPTS 및 서브프레임 서브프레임에 바로 이어지는 서브프레임은 항상 상향링크 전송을 위한 구간이다.
이러한, 상향링크-하향링크 구성은 시스템 정보로써 기지국과 단말이 모두 알고 있을 수 있다. 기지국은 상향링크-하향링크 구성 정보가 바뀔 때마다 구성 정보의 인텍스만을 전송함으로써 무선 프레임의 상향링크-하향링크 할당상태의 변경을 단말에 알려줄 수 있다. 또한, 구성 정보는 일종의 하향링크 제어정보로서 다른 스케줄링 정보와 마찬가지로 PDCCH ( Physical Downlink Control Channel )를 통해 전송될 수 있으며 , 방송 정보로서 브로드캐스트 채널 (broadcast channel )을 통해 샐 내의 모든 단말에 공통으로 전송될 수도 있다.
표 2는 스페셜 서브프레임의 구성 (DwPTS/GP/UpPTS의 길이)을 나타낸다.
【표 2】
Figure imgf000017_0001
도 1의 예시에 따른 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 ( resource grid)를 예시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블특은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.
자원 그리드 상에서 각 요소 (element )를 자원 요소 ( resource element )하고, 하나의 자원 블톡 (RB : resource block)은 12 X 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 N DL은 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 종속한다.
상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역 ( control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH (Physical Downlink Shared Channel )이 할당되는 데이터 영역 (data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH ( Physical Control Format Indicator Channel ) , PDCCH (Physical Downlink Control Channel ) , PHI CH ( Physical
Hybrid— ARQ Indicator Channel ) 등이 있다.
PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수 (즉, 제어 영역의 크기 )에 관한 정보를 나른다 . PHICH는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ (Hybrid Automatic Repeat Request )에 대한
ACK (Acknowledgement ) /NACK (Not -Acknowledgement ) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보 (DCI : downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 (Tx) 파워 제어 명령올 포함한다.
PDCCH는 DL- SCH (Downl ink Shared Channel )의 자원 할당 및 전송 포떳 (이를 하향링크 그랜트라고도 한다. ) , UL-SCH (Uplink Shared Channel )의 자원 할당 정보 (이를 상향링크 그랜트라고도 한다.〉 , PCH (Paging Channel )에서의 페이징 (paging) 정보, DL— SCH에서의 시스템 정보, PDSCH에서 전송되는 랜덤 액세스 응답 (random access response )과 같은 상위 레이어 (upper- layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 명령들의 집합, VoIP (Voice over IP)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH들은 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며 , 단말은 복수의 PDCCH들을 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 복수의 연속적인 CCE ( control channel elements )의 집합으로 구성된다. CCE는 무선 채널의 상태에 따른 부호화율 (coding rate )을 PDCCH에 제공하기 위하여 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹 ( resource element group)들에 대응된다 . PDCCH의 포맷 및 사용 가능한 PDCCH의 비트 수는 CCE들의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율 간의 연관 관계에 따라 결정된다.
기지국은 단말에게 전송하려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고 , 제어 정보에 CRC (Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH의 소유자 (owner)나 용도에 따라 고유한 식별자 (이를 RNTI (Radio Network Temporary Identif ier)라고 한다. )가 마스킹된다. 특정의 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유한 식별^ 예를 들어 C-RNTI (Cell-RNTI) 7} CRC에 마스킹될 수 있다. 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI (Paging-RNTI) 7]- CRC에 口스킹될 수 있다. 시스템 정보, 더욱 구체적으로 시스템 정보 블록 (SIB: system information block)를 위한 PDCCH라면 시스템 정보 식별자, SI-R TI (system information RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 응답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위하여 , RA-RNTI (random access- RNTI) 7} CRC에 마스킹될 수 있다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH (Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH (Physical Uplink Shared Channel) 0] 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.
하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록 (RB: Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다 . 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계 (slot boundary)에서 주파주 도약 (frequency hopping)된다고 한다.
MIMO ( Mul t i - Input ulti -Output) MIMO 기술은 지금까지 일반적으로 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여 , 다중 송신 (Tx) 안테나와 다중 수신 (Rx) 안테나를 사용한다. 다시 말해세, MIMO 기술은 무선 통신 시스템의 송신단 또는 수신단에서 다중 입출력 안테나를 사용하여 용량 증대 또는 성능 개성을 꾀하기 위한 기술이다. 이하에서는 ' MIMO '를 '다중 입출력 안테나 '라 칭하기로 한다.
더 구체적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 하나의 완전한 메시지 ( total message )를 수신하기 위하여 한 개의 안테나 경로에 의존하지 않으며 , 여러 개의 안테나를 통해 수신한 복수의 데이터 조각을 수집하여 완전한 데이터를 완성시킨다. 결과적으로, 다중 입출력 안테나 기술은 특정 시스템 범위 내에서 데이터 전송율을 증가시킬 수 있으며, 또한 특정 데이터 전송율을 통해 시스템 범위를 증가시킬 수 있다.
차세대 이동통신은 기존 이동통신에 비해 훨씬 높은 데이터 전송률을 요구하므로 효율적인 다중 입출력 안테나 기술이 반드시 필요할 것으로 예상된다. 이와 같은 상황에서 MIMO 통신 기술은 이동통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신 기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 따라 다른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 기술로서 관심을 모으고 있다.
한편, 현재 연구되고 있는 다양한 전송효율 향상 기술 중 다중 입출력 안테나 (MIMO) 기술은 추가적인 주파수 할당이나 전력증가 없이도 통신 용량 및 송수신 성능을 획기적으로 향상시킬 수 있는 방법으로서 현재 가장 큰 주목올 받고 있다. 도 5는 일반적인 다증 입출력 안테나 (MIMO) 통신 시스템의 구성도이다. 도 5를 참조하면, 송신 안테나의 수를 N_T개로, 수신 안테나의 수를 N_R개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가하므로, 전송 레이트 (transfer rate)를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 이 경우, 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송 레이트는 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트 (R_o)에 다음과 같은 레이트 증가율 (R_i )이 곱해진 만큼으로 이론적으로 증가할 수 있다.
【수학식 1】
Figure imgf000022_0001
즉 , 예를 들어 , 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.
이와 같은 다증 입출력 안테나의 기술은 다양한 채널 경로를 통과한 심볼들을 이용하여 전송 신뢰도를 높이는 공간 다이버시티 ( spatial diversity) 방식과, 다수의 송신 안테나를 이용하여 다수의 데이터 심볼을 동시에 송신하여 전송률을 향상시키는 공간 멀티플렉싱 ( spatial multiplexing) 방식으로 나눌 수 있다. 또한 이러한 두 가지 방식을 적절히 결합하여 각각의 장점을 적절히 얻고자 하는 방식에 대한 연구도 최근 많이 연구되고 있는 분야이다.
각각의 방식에 대해 좀더 구체적으로 살펴보면 다음과 같다.
첫째로, 공간 다이버시티 방식의 경우에는 시공간 블록 부호 계열과, 다이버시티 이득과 부호화 이득올 동시에 이용하는 시공간 트텔리스 (Trelis ) 부호 계열 방식이 있다. 일반적으로 비트 오류율 개선 성능과 부호 생성 자유도는 트텔리스 부호 방식이 우수하지만, 연산 복잡도는 시공간 블록 부호가 간단하다. 이와 같은 공간 다이버서티 이득은 송신 안테나 수 (N_T)와 수신 안테나 수 (Nᅳ R)의 곱 (N_T X N_R)에 해당되는 양을 얻을 수 있다.
둘째로, 공간 멀티플렉싱 기법은 각 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 열을 송신하는 방법인데, 이때 수신기에서는 송신기로부터 동시에 전송된 데이터 사이에 상호 간섭이 발생하게 된다. 수신기에서는 이 간섭을 적절한 신호처리 기법을 이용하여 제거한 후 수신한다. 여기에 사용되는 잡음 제거 방식은 MLD (maximum likelihood detection) 수신기 , ZF ( zero- forcing) 수신기 匪 SE (minimum mean square error) 수신기 , D- BLAST (Diagonal -Bell Laboratories Layered Space-Time) , V-BLAST (Vertical -Bell Laboratories Layered Space-Time ) 등이 있으며, 특히 송신단에서 채널 정보를 알 수 있는 경우에는 SVD ( singular value decomposition) 방식 등을 사용할 수 있다.
셋째로, 공간 다이버시티와 공간 멀티플렉싱의 결합된 기법을 들 수 있다. 공간 다이버시티 이득만을 얻을 경우 다이버시티 차수의 증가에 따른 성능개선 이득이 점차 포화되며, 공간 멀티플렉싱 이득만을 취하면 무선 채널에서 전송 신뢰도가 떨어진다. 이를 해결하면서 두 가지 이득을 모두 얻는 방식들이 연구되어 왔으며, 이 중 시공간 블록 부호 (Double -STTD) , 시공간 BICM (STBICM) 등의 방식이 있다.
상술한 바와 같은 다중 입출력 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.
먼저, 도 5에 도시된 바와 같이 N_T개의 송신 안테나와 N_R개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다 .
먼저 , 송신 신호에 대해 살펴보면 , 이와 같이 N T개의 송신 안테나가 있 경우 최대 전송 가능한 정보는 N T개 이므로, 이를 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.
【수학식 2]
S = iS* |， iS*^， · * ·， τ J
한편, 각각의 전송 정보 s_l, s_2, ... , s_N_l^ 있어 전송 전력을 달리 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을 Ρ_1, Ρ_2, ... , Ρ_Ν_Τ라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같은 백터로 나타낼 수 있다.
【수학식 3】
s = [s„ 2,---,sNr = [PIS1,P2S2,---,PNTSNT
또한, 수학식 3의 전송 전력이 조정된 전송 정보를 전송 전력의 대각 행렬
P로 다음과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 4】
Figure imgf000024_0001
한편, 수학식 4의 전송 전력이 조정된 정보 백터는 그 후 가중치 행렬 W가 곱해져 실제 전송되는 N T개의 전송 신호 X 1, X 2, , X N T를 구성한다 . 여기서, 가증치 행렬은 전송 채널 상황 등에 따라 전송 정보를 각 안테 에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송 신호 x_l , Χ_2 , . . . , Χ_Ν_Τ를 백터 X를 이용하여 다음과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 5】
Figure imgf000025_0001
여기서 , w_i j는 i번째 송신 안테나와 j번째 전송 정보간의 가중치를 나타내며, W는 이를 행렬로 나타낸 것이다. 이와 같은 행렬 W를 가중치 행렬 (Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬 ( Precoding Matrix)라 부른다. 한편 , 상술한 바와 같은 전송 신호 ( X )는 공간 다이버시티를 사용하는 경우와 공간 멀티플랙싱올 사용하는 경우로 나누어 생각해 볼 수 있다.
공간 멀티플랙성을 사용하는 경우는 서로 다른 신호를 다중화하여 보내게 되므로, 정보 백터 s의 원소들이 모두 다른 값을 가지게 되는 반면, 공간 다이버시티를 사용하게 되면 같은 신호를 여러 채널 경로를 통하여 보내게 되므로 정보 백터 s의 원소들이 모두 같은 값을 갖게 된다.
물론, 공간 멀티플랙성과 공간 다이버시티를 흔합하는 방법도 고려 가능하다ᅳ 즉, 예를 들어 3 개의 송신 안테나를 통하여 같은 신호를 공간 다이버시티를 이용하여 전송하고, 나머지는 각각 다른 신호를 공간 멀티플랙싱하여 보내는 경우도 고려할 수 있다.
다음으로, 수신신호는 N_R개의 수신 안테나가 있는 경우, 각 안테나의 수신신호 y_l , y_2 , . . . , y— N_R을 백터 y로 다음과 같이 나타내기로 한다. 【수학식 6】
y二 [계 "，시
한편, 다중 입출력 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링하는 경우, 각각의 채널은 송수신 안테나 인텍스에 따라 구분할 수 있으며, 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 h_ij로 표시하기로 한다. 여기서, h_i j의 인텍스의 순서가 수신 안테나 인텍스가 먼저, 송신안테나의 인텍스가 나중임에 유의한다:
이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 백터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 백터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다.
도 6은 다수의 송신 안테나에서 하나의 수신 안테나로의 채널을 나타낸 도이다.
도 6에 도시된 바와 같이 총 N_T개의 송신 안테나로부터 수신안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.
【수 7】
Figure imgf000026_0001
또한, 상기 수학식 7과 같은 행렬 표현을 통해 Ν_Τ개의 송신 안테나로부터
N_R개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 8】
Figure imgf000027_0001
한편, 실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H를 거친 후에 백색 잡음 (AWGN: Additive Whi e Gaussian Noise)가 더해지게 되므로, N_R개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색 잡음 n_l, n_2 n_N_R을 백터로 표현하면 다음과 같다.
【수학식 9】
n =
상술한 바와 같은 전송 신호, 수신 신호, 채널, 및 백색 잡음의 모델링을 통해 다중 입출력 안테나 통신 시스템에서의 각각은 다음과 같은 관계를 통해 나타낼 수 있다.
【수학식 10】
Figure imgf000027_0002
Figure imgf000027_0003
한편, 채널의 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나 수에 의해서 결정된다. 채널 행렬 H는 앞서 살펴본 바와 같이 행의 수는 수신 안테나의 수 N_R과 같아지고, 열의 수는 송신 안테나의 수 N_T와 같아 지게 된다. 즉, 채널 행렬 H는 N RX _T 행렬이 된다. 일반적으로, 행렬의 탱크 ( rank)는 서로 독립인 ( independent ) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 탱크는 행 또는 열의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면, 채널 행렬 H의 탱크 ( rank (H) )는 다음과 갈이 제한된다.
【수학식 11】
rank (H)< min (NT , N R )
또한, 행렬을 고유치 분해 (Eigen value decomposition) 하였을 때 , 탱크는 고유치 (eigen value)들 중에서 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 비슷한 방법으로, 탱크를 SVD ( singular value decomposition) 했을 때 0이 아닌 특이값 ( singular value)들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서 , 채널 행렬에서 탱크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.
본 명세서에 있어, MIMO 전송에 대한 '탱크 (Rank) '는 특정 시점 및 특정 주파수 자원에서 독립적으로 신호를 전송할 수 있는 경로의 수를 나타내며, '레이어 ( layer)의 개수'는 각 경로를 통해 전송되는 신호 스트림의 개수를 나타낸다. 일반적으로 송신단은 신호 전송에 이용되는 랭크 수에 대응하는 개수의 레이어를 전송하기 때문에 특별한 언급이 없는 한 탱크는 레이어 개수와 동일한 의미를 가진다.
이하, 앞서 설명한 MIMO 전송 기법들과 관련하여, 코드북 기반 프리코딩 기법에 대하여 보다 구체적으로 살펴본다.
도 7은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다. 코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다.
즉, 피드백 정보가 유한한 ( f inite ) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다.
수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보 (즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어 , 수신단에서는 ML (Maximum Likelihood) 또는 MMSE (Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다.
도 7에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.
수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 탱크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 전송할 수 있다 . 프리코딩 행렬에서 행 ( row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며 , 열 (column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 탱크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열 ( column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4이고 레이어의 개수가 2인 경우에는 프리코딩 행렬이 4 X 2 행렬로 구성될 수 있다. 아래의 수학식 12는 이러한 경우의 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어에 매핑된 정보를 각각의 안테나에 매핑시키는 동작을 나타내는 것이다.
【수학식 12]
Figure imgf000030_0001
수학식 12를 참조하면, 레이어에게 매핑된 정보는 x_l, x_2이고, 4X2 행렬의 각 요소 P_ij는 프리코딩에 사용되는 가중치이다. y_l, y_2, y_3, y_4는 안테나에 매핑되는 정보로서 각 OFDM 전송방식올 사용하여 각각의 안테나를 통하여 전송될 수 있다.
송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U · Ι Η = I (여기서 , i H는 행렬 U의 에르미트 (Hermit) 행렬을 의미함)와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르미트 (Hermit) 행렬 (PAH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
또한, 프리코딩은 '다양한 방식의 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 가질 것이 요구되므로, 코드북 설계에 있어서 다양한 안테나 구성에 대한 성능을 고려할 필요가 있다. 이하에서는 다중 안테나의 예시적인 구성에 대하여 설명한다 .
기존의 3GPP LTE 시스템 (예를 들어 , 3GPP LTE 릴리즈—8 또는 9 표준에 따른 시스템)에서는 하향링크에서 최대 4개의 전송 안테나를 지원하므로 4 전송 안테나에 대한 코드북이 설계되어 있다. 기존의 3GPP LTE의 진화인 3GPP LTE-A 시스템에서는 하향링크에서 최대 8 전송 안테나를 지원할 수 있다. 따라서, 최대 8 전송 안테나를 통한 하향링크 전송에 대하여 양호한 성능을 제공하는 프리코딩 코드북을 설계하는 것이 요구된다.
또한, 코드북 설계에 있어서는, 일정 계수 특성 ( constant modulus property) , 유한 알파벳 ( inf inite alphabet ) , 코드북 크기에 대한 제한, 네스티드 특성 (nested property) , 다양한 안테나 구성 (antenna conf iguration)에 대한 양호한 성능을 제공할 것 등이 일반적으로 요구된다. 일정 계수 특성이란, 코드북을 구성하는 프리코딩 행렬의 각각의 채널 요소 (channel component )의 크기 (amplitude )가 일정한 특성을 의미한다. 이러한 특성에 따르면, 어떤 프리코딩 행렬이 사용되는지에 무관하게, 모든 안테나 각각으로부터 전송되는 전력 레벨이 동일하게 유지될 수 있다. 이에 따라, 전력 증폭기 (Power Amplifier) 사용의 효율성을 높일 수 있다.
유한 알파벳 ( f inite alphabet)이란, 예를 들어 , 2 개의 전ᅳ송 안테나의 경우에 프리코딩 행렬들을 스케일링 인자 ( scaling factor)를 제외하고 QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) 알파 (즉, 土 1 , ± j ) 만을 사용하여 구성하는 것을 의미한다. 이에 따라, 프리코더에서 프리코딩 행렬을 승산 (multiplication)함에 있어서 계산의 복잡성올 완화할 수 있다 .
코드북 크기는 소정의 크기 이하로 제한될 수 있다. 코드북의 크기가 클수특 다양한 경우에 대한 프리코딩 행렬들을 포함할 수 있으므로 채널 상태를 보다 정밀하게 반영할 수 있지만, 그에 따라 프리코딩 행렬 지시자 ( PMI : Precoding Matrix 工 ndicator)의 비트수가 증가하게 되고 이는 시그널링 오버헤드를 야기할 수 있가 때문이다. 네스티드 특성 (nested property)이란, 높은 탱크 프리코딩 행렬의 일부분이 낮은 랭크 프리코딩 행렬로 구성되는 것을 의미한다. 이와 같이 프리코딩 행렬이 구성되면, 단말로부터 보고된 RI (Rank Indicator)에서 나타내는 채널 탱크보다 낮은 전송 탱크로 하향링크 전송을 하도록 기지국이 결정하는 경우에도, 적절한 성능올 보장할 수 있다. 또한, 이 특성에 따라 CQI (Channel Quality Information) 계산의 복잡성도 감소할 수 있다. 왜냐하면, 상이한 탱크에 대해 설계된 프리코딩 행렬들 중에서 프리코딩 행렬을 선택하는 동작을 할 때에, 프리코딩 행렬 선택을 위한 계산이 일부분 공유될 수 있기 때문이다.
다양한 안테나 구성 (antenna c if igurati i)에 대한 양호한 성능을 제공한다는 것은, 낮은 상관을 가진 안테나 구성, 높은 상관을 가진 안테나 구성 또는 크로스 -편극 안테나 구성 등의 다양한 경우에 대해서 일정 기준 이상의 성능을 제공할 것이 요구된다는 의미이다'. 참조신호 (RS : Reference Signal )
무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호 (RS : reference signal )라고 한다. 또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다증수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다. 이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 상태 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 상태 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 또한 이는 핸드 오버 등의 무선 자원 무선 자원 관리 (RRM : Radio Resource Management ) 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.
하향 참조 신호는 샐 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호 (CRS : common RS )와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호 (dedicated RS )가 있다. 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조 (demodulation)와 채널 측정 ( channel measurement )을 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용된다.
수신 측 (즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI (Channel Quality Indicator) , Ρ Ι (Precoding Matrix Index) 및 /또는 Rl (Rank Indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측 (즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 셀 특정 기준신호 (cell-specific RS)라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)의 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI-RS라고 정의할 수 있다.
DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들을 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상응하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다. DRS를 단말 특정 참조 신호 (UE- specif ic RS) 또는 복조 참조 신호 (DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.
도 8은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다 .
도 8을 참조하면, 참조 신호가 매핑되는 단위로 하향링크 자원 블록 쌍은 시간 영역에서 하나의 서브 프레임 X 주파수 영역에서 12개의 부 반송파로 나타낼 수 있다. 즉, 시간 축 (X축) 상에서 하나의 자원 블록 쌍은 일반 순환 전치 (normal CP: normal Cyclic Prefix) 인 경우 14개의 OFDM 심볼의 길이를 가지고 (도 8(a)의 경우) , 확장 순환 전치 (extended CP: extended Cyclic Prefix)인 경우 12개의 OFDM 심볼의 길이를 가진다 (도 8 (b)의 경우) . 자원 블톡 격자에서 '0· , '1' , '2' 및 ' 3'으로 기재된 자원 요소들 (REs)은 각각 안테나 포트 인텍스 '0' , '1' , '2' 및 '3'의 CRS의 위치를 의미하며, ' D '로 기재된 자원 요소들은 DRS의 위치를 의미한다.
이하 CRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, CRS는 물리적 안테나의 채널을 추정하기 위해 사용되고, 셀 내에 위치한모든 단말에 공통적으로 수신될 수 있는 참조 신호로써 전체 주파수 대역에 분포된다. 즉, 이 CRS는 cel l - speci f ic한 시그널로, 광대역에 대해서 매 서브 프레임마다 전송된다. 또한, CRS는 채널 품질 정보 (CSI ) 및 데이터 복조를 위해 이용될 수 있다.
CRS는 전송 측 (기지국)에서의 안테나 배열에 따라 다양한 포맷으로 정의된다. 3GPP LTE 시스템 (예를 들어 , 릴리즈 - 8 )에서는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS가 전송된다. 하향링크 신호 송신 측은 단일의 송신 안테나, 2개의 송신 안테나 및 4개의 송신 안테나와 같이 3 종류의 안테나 배열을 가진다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고, 네 개인 경우 0 ~3 번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 전송된다 . 기지국의 송신 안테나가 4개일 경우 한 RB 에서의 CRS 패턴은 도 8과 같다.
기지국이 단일의 송신 안테나를 사용하는 경우, 단일 안테나 포트를 위한 참조 신호가 배열된다.
기지국이 2개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 2개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 시분할 다중화 (TDM : Time Divi sion Mul t iplexing) 및 /또는 주파수 분할 다중화 ( FDM Frequency Divi sion Multiplexing) 방식을 이용하여 배열된다. 즉, 2개의 안테나 포트를 위한 참조 신호는 각각이 구별되기 위해 서로 다른 시간 자원 및 /또는 서로 다른 주파수 자원이 할당된다. 게다가, 기지국이 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 4개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 TDM 및 /또는 FDM 방식을 이용하여 배열된다. 하향링크 신호의 수신 측 (단말)에 의하여 측정된 채널 정보는 단일의 송신 안테나 전송, 송신 다이버시티 , 폐쇄 루프 공간 다중화 ( closed- loop spatial multiplexing) , 개방 루프 공간 다중화 (open- loop spatial multiplexing) 또는 다중 사용자 -다중 입출력 안테나 (Multi -User MIMO)와 같은 전송 방식을 이용하여 전송된 데이터를 복조하기 위하여 사용될 수 있다. 다중 입출력 안테나가 지원되는 경우 참조 신호가 특정의 안테나 포트로부터 전송될 때, 상기 참조 신호는 참조 신호의 패턴에 따라 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되며, 다른 안테나 포트를 위해 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되지 않는다. 즉, 서로 다른 안테나 사이의 참조 신호는 서로 겹치지 않는다.
이하 DRS에 대하여 좀 더 상세하게 기슬하면 , DRS는 데이터를 복조하기 위하여 사용된다. 다중 입출력 안테나 전송에서 특정의 단말을 위해 사용되는 선행 부호화 (preceding) 가중치는 단말이 참조 신호를 수신하였을 때 각 송신 안테나에서 전송된 전송 채널과 결합되어 상웅하는 채널을 추정하기 위하여 변경 없이 사용된다.
3GPP LTE 시스템 (예를 들어 , 릴리즈 - 8 )은 최대로 4개의 전송 안테나를 지원하고, 탱크 1 빔포밍 (beamforming)을 위한 DRS가 정의된다. 탱크 1 빔포밍올 위한 DRS는 또한 안테나 포트 인텍스 5 를 위한 참조 신호를 나타낸다.
LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있도록 디자인되어야 한다. 따라서 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서 하향 링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS만 정의되어 있으므로 , LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되고 디자인되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS는 위에서 설명한 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 디자인되어야 한다.
LTE-A 시스템올 디자인 함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 하위 호환성 (backward compatibi l ity) , 즉 LTE 단말이 LTE -A 시스템에서도 아무 무리 없이 잘 동작해야 하고, 시스템 또한 이를 지원해야 한다는 것이다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브 프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에서 추가적으로 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. LTE -A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS 패턴을 매 서브 프레임마다 전 대역에 추가하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서 LTE— A 시스템에서 새로이 디자인되는 RS는 크게 두 가지 분류로 나누게 되는데, MCS , PMI 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS ( CSI -RS : Channel State Inf ormation-RS , Channel State Indication-RS 등)와 8개의 전송 안테나로 전송되는 데이터 복조를 위한 RS (DM-RS : Data Demodulation-RS )이다.
채널 측정 목적의 CSI -RS는 기존의 CRS가 채널 측정, 핸드 오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리 채널 측정 위주의 목적을 위해서 디자인되는 특징이 있다. 물론 이 또한 핸드 오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI -RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로 CRS와 달리 매 서브 프레임마다 전송되지 않아도 된다. CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS는 시간 축 상에서 간헐적으로 전송된다.
데이터 복조를 위해서 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 전용적 (dedicated)으로 DM-RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM-RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송되는 것이다.
LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS를 매 서브 프레임마다 전 대역에 전송하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다. 따라서 LTE-A 시스템에서는 MCS, PMI 등의 선택을 위한 CSI 측정 목적의 CSI-RS와 데이터 복조를 위한 DM-RS로 분리되어 두 개의 RS가 추가되었다. CSI-RS는 RRM 측정 등의 목적으로도 사용될 수는 있지만 CSI 획득의 주목적을 위해서 디자인되었다. CSI-RS는 데이터 복조에 사용되지 않으므로 매 서브 프레임마다 전송될 필요는 없다. 그러므로 CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 시간 축 상에서 간헐적으로 전송하도록 한다 . 즉 , CSI-RS는 한 서브 프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다. 이 때 CSI-RS가 전송되는 주기나 패턴은 eNB가 설정할 수 있다.
데이터 복조를 위해서는 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 dedicated하게 DM-RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM-RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송된다. CSI-RS를 측정하기 위해서 UE는 반드시 자신이 속한 샐의 각각의 CSI-RS 안테나 포트에 대한 CSI-RS의 전송 서브 프레임 인텍스, 전송 서브 프레임 내에서 CSI-RS 자원 요소 (RE) 시간-주파수 위치 , 그리고 CSI-RS 시퀀스 등에 대한 정보를 알고 있어야 한다.
LTE-A 시스템에 eNB는 CSI-RS를 최대 8개의 안테나 포트에 대해서 각각 전송해야 한다. 서로 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송을 위해 사용되는 자원은 서로 직교 (orthogonal)해야 한다. 한 eNB가 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송할 때 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 다른 RE에 맵핑함으로써 FDM/TDM방식으로 이들 자원을 orthogonal하게 할당할 수 있다. 또는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 orthogonal한 코드에 맵핑시키는 CDM방식으로 전송할 수 있다.
CSI-RS에 관한 정보를 eNB가 자기 셀 UE에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 번호들, 또는 CSI-RS가 전송되는 주기, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 오프셋이며, 특정 안테나의 CSI-RS RE가 전송되는 OFDM 심볼 번호, 주파수 간격 (spacing) , 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 있다.
CSI-RS는 1개, 2개, 4개 또는 8개의 안테나 포트를 통해 전송된다. 이때, 사용되는 안테나 포트는 각각 p=15, p=15,16, p=15 ,18, p=15, ... ,22이다. CSI-RS는 서브캐리어 간격 Af = 15kHz에 대해서만 정의될 수 있다.
CSI-RS 전송을 위해 설정된 서브프레임 내에서, CSI-RS 시퀀스는 아래 수학식 13과 같이 각 안테나 포트 (p) 상의 참조 심볼 (reference symbol)로서 이용되는 복소 변조 심볼 (complex-valued modulation symbol) a_k,lA(p)에 매핑된다. 【수학식 13】
-0 for p G {l 5,16}， normal cyclic prefix
一 6 for p e (l 7,18}, normal cyclic prefix
-1 for p e {l 9,2θ}, normal cyclic prefix
ᅳ 7 for p e {21,22}, normal cyclic prefix
k = k'+\2m +
一 0 for p e {l 5,16}， extended cyclic prefix
-3 for p G {l 7,18}， extended cyclic prefix
ᅳ 6 for p G {l9,20}, extended cyclic prefix
ᅳ 9 for p e {21，22}, extended cyclic prefix
r CSI reference signal configurations 0-19, normal cyclic prefix l = /'+· 21" CSI reference signal configurations 20-31, normal cyclic prefix
l" CSI reference signal configurations 0-27, extended cyclic prefix
1 /?e {15,17,19,21}
/7e {16,18,20,22}
/"=0,1
m = 0,l,..., B L-l
DL DL
N ' -N, RB
m = m + 상기 수학식 13에서, (k' ,1') (여기서, k'는 자원 블록 내 부반송파 인텍스이고, 1'는 슬롯 내 OFDM 심볼 인텍스를 나타낸다.) 및 n_s의 조건은 아래 표 3 또는표 4와 같은 CSI-RS 설정 (configuration)에 따라 결정된다. 표 3는 일반 CP에서 CSI-RS 구성으로부터 (k' ,1')의 매핑을 예시한다. 【표 3】
CSI reference Number of CSI reference signals
signal configured
configuration 1 or 2 4 8
1 ns mod 2 (k ) 1 ns mod 2 (k r) 1 ns mod 2 tt Feram srucreu
υο Λ
d t 12ype an
Figure imgf000041_0001
표 4는 확장 CP에서 CSI-RS 구성으로부터 (k' ,1')의 매핑을 예시한다.
【표 4】
CSI reference Ni jmber o f CSI re f erence signal 3
signal conf i gured
configuration 1 o r 2 4 8
{k',r) ns mod 2 {k',l') ns mod 2 (k',r) ns mod 2
0 (11,4) 0 (11,4) 0 (11,4) 0
1 (9,4) 0 (9,4) 0 (9,4) 0
2 (10,4) 1 (10,4) 1 (10,4) 1
3 (9,4) 1 (9,4) 1 (9,4) 1
4 (5,4) 0 (5,4) 0
5 (3,4) 0 (3,4) 0
6 (4,4) 1 (4,4) 1
7 (3,4) 1 (3,4) 1
8 (8,4) 0
Figure imgf000042_0001
표 3 및 표 4를 참조하면, CSI-RS의 전송에 있어서, 이종 네트워크 (HetNet: heterogeneous network) 환경을 포함하여 멀티 샐 환경에서 샐간 간섭 (ICI: inter-cell interference)을 줄이기 위하여 최대 32개 (일반 CP 경우) 또는 최대 2S개 (확장 CP 경우)의 서로 다른 구성 (configuration)이 정의된다.
CSI-RS 구성은 샐 내의 안테나 포트의 개수 및 CP에 따라 서로 다르며, 인접한 셀은 최대한 서로 다른 구성을 가질 수 있다. 또한, CSI-RS 구성은 프레임 구조에 따라 FDD 프레임과 TDD 프레임에 모두 적용하는 경우와 TDD 프레임에만 적용하는 경우로 나눠질 수 있다.
표 3 및 표 4를 기반으로 CSI-RS 구성에 따라 (k' ,1') 및 n_s가 정해지고, 각 CSI-RS 안테나 포트에 따라 CSI-RS 전송에 이용하는 시간- 주파수 자원이 결정된다.
도 9는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 참조 신호가 매핑되는 자원을 예시하는 도면이다.
도 9 (a)는 1개 또는 2개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의한 CSI-RS 전송에 사용 가능한 20가지 CSI— RS 구성들을 나타낸 것이고, 도 9(b)는 4개의 CSI- RS 안테나 포트들에 의해 사용 가능한 10가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이며, 도 9 (c)는 8개의 CSI-RS 안테나 포트들에 의해 CSI-RS 전송에 사용 가능한 5가지 CSI-RS 구성들을 나타낸 것이다.
이와 같이 , 각 CSI-RS 구성에 따라 CSI-RS가 전송되는 무선 자원 (즉, RE 쌍)이 결정된다.
특정 샐에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 1개 혹은 2개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9 (a)에 도시된 20가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다.
마찬가지로, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 4개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9 (b)에 도시된 10가지 CSI— RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다. 또한, 특정 셀에 대하여 CSI-RS 전송을 위해 8개의 안테나 포트가 설정되면, 도 9 (c)에 도시된 5가지 CSI-RS 구성들 중 설정된 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원 상에서 CSI-RS가 전송된다.
2개의 안테나 포트 별 (즉, {15, 16} , {17,18}, {19, 20} , {21, 22})로 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS는 동일한 무선 자원에 CDM되어 전송된다. 안테나 포트 15 및 16를 예를 들면, 안테나 포트 15 및 16에 대한 각각의 CSI-RS 복소 심볼은 동일하나, 서로 다른 직교 코드 (예를 들어 , 왈시 코드 (walsh code)가 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다. 안테나 포트 15에 대한 CSI-RS의 복소 심볼에는 [1, 1]이 곱해지고, 안테나 포트 16에 대한 CSI-RS의 복소 심볼에는 [1 -1]이 곱해져서 동일한 무선 자원에 매핑된다. 이는 안테나포트 {17, 18} , {19,20} , {21, 22}도 마찬가지이다.
UE는 전송된 심볼에 곱해진 코드를 곱하여 특정 안테나 포트에 대한 CSI- RS를 검출할 수 있다. 즉, 안테나 포트 15에 대한 CSI— RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 1]을 곱하고, 안테나 포트 16에 대한 CSI-RS를 검출하기 위해서 곱해진 코드 [1 -1]을 곱한다.
도 9(a) 내지 (C)를 참조하면, 동일한 CSI-RS 구성 인텍스에 해당하게 되면, 안테나 포트 수가 많은 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원은 CSI-RS 안테나 포트 수가 적은 CSI-RS 구성에 따른 무선 자원을 포함한다. 예를 들어, CSI- RS 구성 0의 경우, 8개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원은 4개 안테나 포트 수에 대한 무선 자원과 1 또는 2개의 안테나 포트 수에 대한 무선 자원을 모두 포함한다.
하나의 셀에서 복수의 CSI-RS 구성이 사용될 수 있다. 넌 -제로 전력 (NZP: non-zero power) CSI-RS는 0개 또는 1개 CSI-RS 구성만이 이용되고, 제로 전력 (ZP: zero power) CSI— RS는 0개 또는 여러 개의 CSI-RS 구성이 이용될 수 있다.
상위 계층에 의해 설정되는 16 비트의 비트맵인 ZP CSI- RS(ZeroPowerCSI-RS)에서 1로 설정된 각 비트 별로, UE는 위의 표 3 및 표 4의 4개의 CSI-RS 열 (column)에 해당하는 RE들에서 (상위 계층에 의해 설정된 NZP CSI-RS를 가정하는 RE와 중복되는 경우를 제외) 제로 전송 전력을 가정한다. 최상위 비트 (MSB: Most Significant Bit)는 가장 낮은 CSI-RS 구성 인텍스에 해당하고, 비트맵 내에서 그 다음의 비트는 순서대로 다음의 CSI-RS 구성 인덱스에 해당한다.
CSI-RS는 위의 표 3 및 표 4에서 (n_s mod 2)의 조건을 만족하는 하향링크 슬롯 및 CSI-RS 서브프레임 구성올 만족하는 서브프레임에서만 전송된다.
프레임 구조 타입 2 (TDD)의 경우, 스페셜 서브프레임, 동기 신호 (SS) , PBCH 또는 SIB 1 (Systemlnf ormationBlockTypel) 메시지 전송과 충돌되는 서브프레임 또는 페이징 메시지 전송을 위해 설정된 서브프레임에서 CSI-RS는 전송되지 않는다.
또한, 안테나 포트 세트 S(S={15}, S={15, 16} , S={17, 18}, S={19,20} 또는 S={21,22}) 내 속하는 어떠한 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 전송되는 RE는 PDSCH 또는 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송에 사용되지 않는다.
CSI-RS 전송에 사용되는 시간-주파수 자원들은 데이터 전송에 사용될 수 없으므로, CSI-RS 오버헤드가 증가할수톡 데이터 처리량 (throughput)이 감소하게 된다. 이를 고려하여 CSI-RS는 매 서브프레임마다 전송되도록 구성되지 않고, 다수의 서브프레임에 해당하는 소정의 전송 주기마다 전송되도록 구성된다. 이 경우, 매 서브프레임마다 CSI-RS가 전송되는 경우에 비하여 CSI- RS 전송 오버헤드가 많이 낮아질 수 있다.
CSI-RS 전송을 위한 서브프레임 주기 (이하, 'CSI 전송 주기 '로 지칭함) (T_CSI— RS) 및 서브프레임 오프셋 (A_CSI-RS)은 아래 표 5과 같다. 표 5은 CSI-RS 서브프레임 구성을 예시한다.
【표 5】
Figure imgf000046_0001
표 5을 참조하면, CSI-RS 서브프레임 구성 (工 _CSI-RS)에 따라 CSI— RS 전송 주기 (T CSI-RS) 및 서브프레임 오프셋 (Δ CSI-RS)이 결정된다.
표 5의 CSI-RS 서브프레임 구성은 앞서 'Subf rameConf ig' 필드 및 ' zeroTxPowerSubframeConf ig' 필드 중 어느 하나로 설정될 수 있다. CSI- RS 서브프레임 구성은 NZP CSI-RS 및 ZP CSI-RS어 j 대하여 개별적으로 (separately) 설정될 수 있다.
CSI-RS를 포함하는 서브프레임은 아래 수학식 14를 만족한다.
【수학식 14]
(10"f + L«s /2j- ACSI_RS )mod rCSI_RS = 0
수학식 14에서 T— CSI-RS는 CSI-RS 전송 주기, ᅀ— CSI-RS는 서브프레임 오프셋 값, n_f는 시스템 프레임 넘버, n_s는 슬롯 넘버를 의미한디-.
서빙 샐에 대해 전송 모드 9 (transmission mode 9)가 설정된 UE의 경우, UE는 하나의 CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 서빙 셀에 대해 전송 모드 10 (transmission mode 10)이 설정된 UE의 경우, UE는 하나 또는 그 이상의 CSI-RS 자원 구성 (들)이 설정될 수 있다.
현재 LTE 표준에서 CSI-RS 구성은 안테나 포트 개수 (antennaPortsCount) , 서브프레임 구성 (subframeConfig) , 자원 구성 (resourceConf ig) 등으로 구성되어 있어 , CSI-RS가 몇 개의 안테나 포트에서 전송되는지, CSI-RS가 전송될 서브프레임의 주기 및 오프셋이 어떻게 되는지, 그리고 해당 서브프레임에서 어떤 RE 위치 (즉, 주파수와 OFDM 심볼 인텍스)에서 전송되는지 알려준다.
구체적으로 각 CSI-RS (자원 ) 구성을 위한 아래와 같이 파라미터가 상위 계층 시그널링을 통해 설정된다.
- 전송 모드 10이 설정된 경우, CSI-RS 자원 구성 식별자
- CSI-RS 포트 개수 (antennaPortsCount)： CSI-RS 전송을 위해 사용되는 안테나 포트의 개수를 나타내는 파라미터 (예를 들어 , 1 CSI-RS 포트, 2 CSI-RS 포트, 4 CSI-RS 포트, 8 CSI-RS 포트)
- CSI— RS 구성 (resourceConf ig) (표 3 및 표 4 참조)： CSI-RS 할당 자원 위치에 관한 파라미터
- CSI-RS 서브프레임 구성 (subframeConf ig, 즉 I_CSI-RS) (표 5 참조)： CSI-RS가 전송될 서브프레임 주기 및 /또는 오프셋에 관한 파라미터
- 전송 모드 9가 설정된 경우, CSI 피드백을 위한 전송 파워 (P_C) : 피드백을 위한 참조 PDSCH 전송 파워에 대한 UE의 가정과 관련하여, UE가 CSI 피드백을 도출하고 1 dB 단계 크기로 [-8, 15] dB 범위 내에서 값을 취할 때, P— C는 PDSCH RE 당 에너지 (EPRE: Energy Per Resource Element)와 CSI-RS EPRE의 비율로 가정된다.
- 전송 모드 10이 설정된 경우, 각 CSI 프로세스에 대하여 CSI 피드백을 위한 전송 파워 (P_C) . CSI 프로세스에 대하여 CSI 서브프레임 세트들 C_CSI,0 및 C_CSI,1가 상위 계층에 의해 설정되면, P_C는 CSI 프로세스의 각 CSI 서브프레임 세트 별로 설정된다. - 임의 랜덤 (pseudo-rnadom) 시퀀스 발생기 파라미터 (n_ID)
- 전송 모드 10이 설정된 경우, QCL (QuasiCo-Located) 타입 B UE 가정을 위한 QCL 스크램블링 식별자 (qcl-Scramblingldentity— rll) , CRS 포트 ? 1"운트 (crs-PortsCount-rll) , MBSFN 서브프레임 설정 리스트 (tnbsfn- SubframeConfigList-rll) 파라미터를 포함하는 상위 계층 파라미터 ( 1- CRS-Info-rll ' )
UE가 도출한 CSI 피드백 값이 [-8, 15] dB 범위 내의 값을 가질 때, P_C는 CSI-RS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율로 가정된다. 여기서 , PDSCH EPRE는 CRS EPRE에 대한 PDSCH EPRE의 비율이 p _A인 심볼에 해당한다 . 、 서빙 셀의 동일한 서브프레임에서 CSI-RS와 PMCH이 함께 설정되지 않는다. 프레임 구조 타입 2에서 4개의 CRS 안테나 포트가 설정된 경우, UE는 일반 CP의 경우 [20— 31] 세트 (표 3 참조〉 또는 확장 CP의 경우 [16-27]. 세트 (표 4 참조)에 속하는 CSI-RS 구성 인덱스가 설정되지 않는다 .
UE는 CSI-RS 자원 구성의 CSI-RS 안테나 포트가 지연 확산 (delay spread) , 도플러 확산 (Doppler spread) , 도플러 쉬프트 (Doppler shift) , 평균 이득 (average gain) 및 평균 지연 ( average delay 대하여 QCL 관계를 가진다고 가정할 수 있다.
전송 모드 10 그리고 QCL 타입 B가 설정된 UE는 CSI— RS 자원 구성에 해당하는 안테나 포트 0-3과 CSI-RS 자원 구성에 해당하는 안테나 포트 15- 227} 도플러 확산 (Doppler spread) , 도플러 쉬프트 (Doppler shift)에 대하여 QCL 관계라고 가정할 수 있다.
전송 모드 1-9가 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 UE는 하나의 ZP CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 전송 모드 10이 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 UE는 하나 또는 그 이상의 ZP CSI-RS 자원 구성이 설정될 수 있다. 상위 계층 시그널링을 통해 ZP CSI-RS 자원 구성을 위한 아래와 같은 파라미터가 설정될 수 있다.
- ZP CSI-RS 구성 리스트 (zeroTxPowerResourceConf igList) (표 3 및 표 4 참조)： 제로 -파워 CSI-RS 구성에 관한 파라미터
- ZP CSI-RS 서브프레임 구성 (eroTxPowerSubframeConf ig, 즉 I_CSI-RS) (표 5 참조) : 제로 -파워 CSI— RS가 전송되는 서브프레임 주기 및 /또는 오프셋에 관한 파라미터
서빙 셀의 동일한 서브프레임에서 ZP CSI-RS와 PMCH가 동시에 설정되지 않는다.
전송 모드 10이 설정된 UE의 경우, 서빙 셀에 대하여 하나 또는 그 이상의 CSI-IM (Channel-State Information - Interference Measurement) 자원 구성이 설정될 수 있다.
상위 계층 시그널링을 통해 각 CSI-IM 자원 구성을 위한 아래와 같은 파라미터가 설정될 수 있다.
- ZP CSI-RS 구성 (표 3 및 표 4 참조)
- ZP CSI RS 서브프레임 구성 (I_CSI-RS) (표 5 참조)
CSI-IM 자원 구성은 설정된 ZP CSI-RS 자원 구성 중 어느 하나와 동일하다.
서빙 샐의 동일한 서브프레임 내 CSI-IM 자원과 PMCH가 동시에 설정되지 않는다. 매시브 MIMO (Massive MIMO)
다수의 안테나를 가지는 MIMO 시스템을 매시브 MIMO (Massive MIMO) 시스템으로 지칭할 수 있으며, 스펙트럼 효율 ( spectral ef f iciency) , 에너지 효율 (energy ef f iciency) , 프로세싱 복잡도 (processing complexity)를 향상 시키기 위한 수단으로써 주목 받고 있다.
최근 3GPP에서는 미래의 이동 통신 시스템의 스펙트럼 효율성에 대한 요구사항을 만족시키기 위하여 매시브 MIMO 시스템에 대한 논의가 시작되었다. 매시브 . MIMO는 전 -차원 MIMO (FD-MIMO : Full -Dimension MIMO)로도 지칭된다.
LTE 릴리즈 (Rel : release) - 12 이후의 무선 통신 시스템에서는 능동 안테나 시스템 (AAS : Active Antenna System)의 도입이 고려되고 있다. 신호의 위상 및 크기를 조정할 수 있는 증폭기와 안테나가 분리되어 있는 기존의 수동 안테나 시스템과 달리 , AAS는 각각의 안테나가 증폭기와 같은 능동 소자를 포함하도록 구성된 시스템을 의미한다.
AAS는 능동 안테나 사용에 따라 증폭기와 안테나를 연결하기 위한 별도의 케이블, 커넥터, 기타 하드웨어 등이 필요하지 않고, 따라서 에너지 및 운용 비용 측면에서 효율성이 높은 특징을 갖는다. 특히, AAS는 각 안테나 별 전자식 빔 제어 (electronic beam control ) 방식올 지원하기 때문에 빔 방향 및 범 폭을 고려한 정교한 빔 패턴 형성 또는 3차원 범 패턴을 형성하는 등의 진보된 MIMO 기술을 가능하게 한다.
AAS 등의' 진보된 안테나 시스템의 도입으로 다수의 입출력 안테나와 다차원 안테나 구조를 갖는 대규모 MIMO 구조 또한 고려되고 있다. 일례로, 기존의 일자 형 안테나 배열과 달리 2차원 ( 2D : 2 -Dimension) 안테나 배열을 형성할 경우, AAS의 능동 안테나에 의해 3차원 범 패턴을 형성할 수 있다. . 도 10은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서, 64개의 안테나 요소 (antenna elements )를 가지는 2차원 능동 안테나 시스템을 예시한다. 도 10에서는 일반적인 2차원 ( 2D : 2 Dimension) 안테나 배열을 예시하고 있으며 , 도 10과 같이 N_t=N_v · N_h개의 안테나가 정방형의 모양을 갖는 경우를 고려할 수 있다. 여기서, N_h는 수평 방향으로 안테나 열의 개수를 N_v는 수직 방향으로 안테나 행의 개수를 나타낸다.
이러한 2D 구조의 안테나 배열을 이용하면, 3차원 공간에서 전송 빔을 제어할 수 있도톡 무선 파장 ( radio wave )이 수직 방향 (고도 ( elevation) ) 및 수평 방향 (방위각 (azimuth) )으로 모두 제어될 수 있다. 이러한 타입의 파장 제어 메커니즘을 3차원 범포밍으로 지칭할 수 있다.
도 11은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 기지국 또는 단말이 AAS 기반의 3D ( 3 -Dimension) 빔 형성이 가능한 다수의 송 /수신 안테나를 갖고 있는 시스템올 예시한다.
도 11은 앞서 설명한 예를 도식화한 것으로서, 2차원 안테나 배열 (즉, 2D-AAS )를 이용한 3D MIMO 시스템을 예시한다 .
송신 안테나 관점에서 상기 3차원 빔 패턴을 활용할 경우, 범의 수평 방향뿐만 아니라 수직 방향으로의 준 -정적 또는 동적인 빔 형성을 수행할 수 있으며 일례로 수직 방향의 섹터 형성 등의 응용을 고려할 수 있다.
또한, 수신 안테나 관점에서는 대규모 수신 안테나를 활용하여 수신 빔을 형성할 때 , 안테나 배열 이득 (antenna array gain)에 따른 신호 전력 상승 효과를 기대할 수 있다. 따라서, 상향링크의 경우, 기지국이 다수의 안테나를 통해 단말로부터 전송되는 신호를 수신할 수 있으며, 이때 단말은 간섭 영향을 줄이기 위해 대규모 수신 안테나의 이득을 고려하여 자신의 송신 전력을 매우 낮게 설정할 수 있는 장점이 있다.
도 12는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 교차 편파 ( cross polarization)를 7]·지는 2 ^원 안테나 시스템을 예시한다.
편파 ( Polari zation)를 고려한 2D 평면 배열 안테나 (pi anar antenna array) 모델의 경우, 도 12와 같이 도식화할 수 있다.
수동적 안테나 (passive antenna)에 따른 기존의 MIMO 시스템과 달리 , 능동 안테나에 기반한 시스템은 각 안테나 요소에 부착된 (또는 포함된) 능동 소자 (예를 들어 , 증폭기 )에 가중치를 적용함으로써 안테나 요소의 이득 (gain)올 동적으로 조절할 수 있다. 방사 패턴 ( radiation pattern)은 안테나 요소의 개수, 안테나 간격 ( spacing) 등과 같은 안테나 배치 (arrangement )에 의존하므로, 안테나 시스템은 안테나 요소 레벨에서 모델링될 수 있다.
도 12의 예시와 같은 안테나 배열 모델을 (M , N, P)로 나타낼 수 있으며 , 이는 안테나 배열 구조를 특징 짓는 파라미터에 해당된다.
M은 각 열 (즉, 수직 방향에서 )에서 같은 편파 (polari zation)를 가지고 있는 안테나 요소 (antenna element)의 개수 (즉, 각 열에서 +45° 경사 ( slant )를 가지고 있는 안테나 요소의 개수 또는 각 열에서 - 45° 경사 ( slant)를 가지고 있는 안테나 요소의 개수)를 나타낸다. N은 수평 방향의 열의 개수 (즉, 수평 방향에서 안테나 요소의 개수)를 나타낸다.
P는 편파 (polari zation)의 차원 (dimension)의 개수를 나타낸다 . 도 12의 경우와 같이 교차 편파 (cross polarization)의 경우 P=2이나, 동일 편파 (co-polarization)의 경우 P=l이다.
테 M" £H (antenna port ) ^ 리적 테 M" (physical antenna element )로 매핑될 수 있다. 안테나 포트 (antenna port )는 해당 안테나 포트와 관련된 참조 신호에 의해 정의될 수 있다. 예를 들어, LTE 시스템에서 안테나 포트 0는 CRS (Cell - specific Reference Signal )와 관련되고, 안테나 포트 6는 PRS ( Positioning Reference Signal )와 관련될 수 있다. 일례로, 안테나 포트와 물리적 안테나 요소 간은 일대일 매핑될 수 있다. 단일의 교차 편파 (cross polarization) 안테나 요소가 하향링크 MIMO 또는 하향링크 전송 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0는 하나의 물리적 안테나 요소에 매핑되는 반면, 안테나 포트 1은 다른 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.
다른 일례로, 단일의 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 범포밍 (beamforming)을 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 빔포밍은 다중의 물리적 안테나 요소를 이용함으로써, 하향링크 전송이 특정 단말에게 향하도톡 할 수 있다. 일반적으로 다중의 교차 편파 ( cross polarization) 안테나 요소의 다중의 열 ( column)로 구성되는 안테나 배열 (antenna array)를 사용하여 이를 달성할 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 단일의 안테나 포트로부터 발생된 단일의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 CRS와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 CRS와 관련된다.
즉, 안테나 포트는 기지국에서 물리적 안테나 요소로부터 전송된 실제 하향링크 전송이 아닌 단말 입장에서의 하향링크 전송을 나타낸다.
다른 일례로, 다수의 안테나 포트가 하향링크 전송을 위해 사용되나, 각 안테나 포트는 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우는 안테나 배열이 하향링크 MIMO 또는 하향링크 다이버시티를 위해 사용되는 경우 등이 이에 해당될 수 있다. 예를 들어, 안테나 포트 0 및 1은 각각 다중의 물리적 안테나 요소에 매핑될 수 있다. 이 경우, 단말 입장에서는, 2개의 하향링크 전송이 존재한다. 하나는 안테나 포트 0을 위한 참조 신호와 관련되고, 또 다른 하나는 안테나 포트 1을 위한 참조 신호와 관련된다.
FD- IMO 에서는, 데이터 스트림의 MIMO 프리코딩은 안테나 포트 가상화, 트랜스시버 유닛 (또는 송수신 유닛) (TXRU : transceiver unit ) 가상화, 안테나 요소 패턴을 거칠 수 있다.
안테나 · 포트 가상화는 안테나 포트 상의 스트림이 TXRU 상에서 프리코딩된다. TXRU 가상화는 TXRU 신호가 안테나 요소 상에서 프리코딩된다. 안테나 요소 패턴은 안테나 요소로부터 방사되는 신호는 방향성의 이득 € (directional gain pattern)을 가질 수 있다.
기존의 송수신기 ( transceiver) 모델링에서는, 안테나 포트와 TXRU 간의 정적인 일대일 매핑이 가정되고, TXRU 가상화 효과는 TXRU 가상화 및 안테나 요소 패턴의 효과 모두를 포함하는 정적인 (TXRU) 안테나 패턴으로 합쳐진다. 안테나 포트 가상화는 주파수-선택적인 방법으로 수행될 수 있다. LTE에서 안테나 포트는 참조 신호 (또는 파일럿)와 함께 정의된다. 예를 들어 , 안테나 포트 상에서 프리코딩된 데이터 전송을 위해, DMRS가 데이터 신호와 동일한 대역폭에서 전송되고, DMRS와 데이터 모두 동일한 프리코더 (또는 동일한 TXRU 가상화 프리코딩 )로 프리코딩된다. CSI 측정을 위해 CSI— RS는 다중의 안테나 포트를 통해 전송된다. CSI -RS 전송에 있어서, 단말에서 데이터 프리코딩 백터를 위한 TXRU 가상화 프리코딩 행렬을 추정할 수 있도록 CSI -RS 포트와 TXRU 간의 매핑을 특징짓는 프리코더는 고유한 행렬로 설계될 수 있다.
TXRU 가상화 방법은 1차원 TXRU 가상화 ( ID TXRU virtuali zation)와 '2차원 TXRU 가상화 ( 2D TXRU virtuali zation) °] 논의되며, 이에 대하여 아래 도면을 참조하여 설명한다 .
도 13은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 트랜스시버 유닛 모델을 예시한다 .
ID TXRU 가상화에 있어서, MJTXRU 개의 TXRU은 동일한 편파 (polari zation)을 가지는 단일의 열 ( column) 안테나 배열로 구성되는 M개의 안테나 요소와 관련된다.
2D TXRU 가상화에 있어서, 앞서 도 12의 안테나 배열 모델 구성 (M , N, P)에 상응하는 TXRU 모델 구성은 (M— TXRU , N, P)로 나타낼 수 있다. 여기서 , M— TXRU는 2D 같은 열 , 같은 편파 (polari zation)에 존재하는 TXRU의 개수를 의미하며 , M_TXRU < M을 항상 만족한다 . 즉 , TXRU의 총 개수는 M_TXRUXNXP와 같다.
TXRU 가상화 모델은 안테나 요소와 TXRU와의 상관 관계에 따라 도 13 (a)와 같이 TXRU 가상화 (virtualization) 모델 읍션 -1: 서브 -배열 분할 모델 (sub-array partition model)과 도 13 (b)와 같이 TXRU 가상화 모델 옵션 -2: 전역 연결 (full-connection) 모델로 구분될 수 있다.
도 13 (a)를 참조하면 , 서브 -배열 분할 모델 (sub-array partition model)의 경우, 안테나 요소는 다중의 안테나 요소 그룹으로 분할되고, 각 TXRU는 그룹 중 하나와 연결된다.
도 13(b)를 참조하면 , 전역 연결 (full-connection) 모델의 경우, 다중의 TXRU의 신호가 결합되어 단일의 안테나 요소 (또는 안테나 요소의 배열)에 전달된다.
도 13에서 q는 하나의 열 (column) 내 M개의 같은 편파 (co- polarized)를 가지는 안테나 요소들의 송신 신호 백터이다 . w는 광대역 TXRU 가상화 가중치 백터 (wideband TXRU virtualization weight vector)이며 W는 광대역 TXRU 가상화 가중치 행렬 (wideband TXRU virtualization weight matrix)이다. x는 M_TXRU 개의 TXRU들의 신호 백터이다.
여기서 , 안테나 포트와 TXRU들과의 매핑은 일대일 (1-to— 1) 또는 일대다 (1-to-many)일 수 있다.
도 13에서 TXRU와 안테나 요소 간의 매핑 (TXRU— to- element mapping)은 하나의 예시를 보여주는 것일 뿐이고, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며 하드웨어 관점에서 이 밖에 다양한 형태로 구현될 수 있는 TXRU와 안테나요소 간의 매핑에도 본 발명이 동일하게 적용될 수 있다. OFDM 뉴머를로지 (numerology)
더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 RAT (Radio Access Technology)에 비해 향상된 모바일 광대역 (mobile broadband) 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 매시브 TC (massive TC： massive Machine Type Communications ) 역시 차세대 통신에서 고려될 주요 이슈 증 하나이다. 뿐만 아니라, 차세대 통신에서 신뢰도 (reliability) 및 지연 ( latency)에 민감한 서비스 /UE를 고려한 통신 시스템 디자인이 논의되고 있다. 이와 같이, 진보된 모바일 광대역 통신 (enhanced mobile broadband communication) , massive MTC , URLLC (Ultra-Reliable and Low Latency Commun i ca t i on ) 등을 고려한 차세대 RAT의 도입이 논의되고 있으며, 이러한 기술을 "새로운 RAT (NR : new RAT)，이라 통칭할 수 있다.
이하, 본 명세서에서 NR이 적용된 무선 액세스 네트워크 (RAN : Radio Access Network) 통칭할 수 있으며 , NG-RA (New Generation— RAN) 또는 gNB로 지칭될 수 있으며, 이를 기지국으로 통칭할 수 있다. 자기 -완비 서브프레임 구조 (Self— contained sub frame structure) TDD 시스템에서 데이터 전송 지연을 최소화하기 위하여 5세대 new RAT에서는 도 14와 같이 제어 채널과 데이터 채널이 시간 분할 다증화 (TDM : Time Division Multiplexing)된 자기—완비 서브프레임 ( self - contained sub frame) 구조가 고려되고 있다.
도 14는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 자기 -완비 서브프레임 (self— contained sub frame) 구조를 예시한다.
도 14에서 빗금친 영역은 DCI 전달을 위한 물리채널 (예를 들어 , PDCCH)의 전송 영역을 나타내고, 검정색 부분은 UCI (Uplink Control Information) 전달을 위한 물리채널 (예를 들어 , PUCCH)의 전송 영역을 나타낸다.
DCI를 통해 eNB가 UE에게 전달하는 제어 정보로는, UE가 알아야 하는 셀 (cell) 구성에 관한 정보, DL 스케줄링 등의 DL 특정 (specific) 정보, 및 /또는 UL 승인 (grant) 등과 같은 UL 특정 정보 둥이 존재할 수 있다. 또한, UC工를 통해 UE가 eNB에게 전달하는 제어 장보로는, DL 데이터에 대한 HARQ의 ACK/NACK 보고 , DL 채널 상태에 대한 CSI 보고 , 및 /또는 SR (Scheduling Request) 등이 존재할 수 있다.
도 14에서 음영 /빗금 표시가 없는 영역은 하향링크 데이터를 위한 물리채널 (예를 들어 , PDSCH) 전송 영역으로 사용될 수도 있고, 상향링크 데이터를 위한 물리채널 (예를 들어, PUSCH) 전송 영역으로 사용될 수도 있다. 이러한 구조의 특징은 하나의 서브프레임 (SF: sub frame) 내에서 DL 전송과 UL 전송이 순차적으로 진행되어, 해당 SF 내에서 DL 데이터를 전송하고, UL ACK/NACK을 수신할 수도 있다. 따라서, 본 구조를 따를 경우, 데이터 전송 에러 발생 시 데이터 재전송까지 걸리는 시간이 줄어들게 되며, 이로 인해 최종 데이터 전달의 지연 (latency)이 최소화될 수 있다.
이러한 self-contained subframe 구조에서 기지국과 UE가 송신 모드에서 수신 모드로 전환되는 과정 또는 수신 모드에서 송신 모드로 전환되는 과정을 위한 시간 간격 (time gap)이 필요하다. 이를 위하여 서브프레임 구조에서 DL에서 UL로 전 되는 시점의 일부 OFDM 심볼이 가드 구간 (GP: Guard Period)로 설정될 수 있으며 , 이와 같은 서브프레임 타입은 '자기 -완비 서브프레임 (self-contained SF) '이라 지칭될 수 있다. 아날로그 빔포밍 (Analog beamf orming)
밀리미터파 (mmw: Millimeter Wave)에서는 파장이 짧아져서 동일 면적에 다수개의 안테나 요소의 설치가 가능해 진다. 즉 30GHz 대역에서 파장은 lcm로써 5 X 5 cm (또는, 5 by 5 cm)의 패널에 0.5 람다 (lambda) (즉, 파장) 간격으로 2-차원 배열 형태로 총 64 (8X8)개의 안테나 요소 (element) 설치가 가능하다. 그러므로 mmW에서는 다수개의 안테나 요소들을 사용하여 빔포밍 (BF: beamforming) 이득올 높여 커버리지를 ( 증가시키거나, 수율 (throughput)을 높이려고 한다.
이 경우에 안테나 요소 별로 전송 파워 및 위상 조절이 가능하도록 TXRU (transceiver unit)을 가지면 주파수 자원 별로 독립적인 빔포밍이 가능하다. 그러나 100여 개의 안테나 요소 모두에 TXRU를 설치하기에는 가격 측면에서 실효성이 떨어지는 문제를 갖게 된다. 그러므로 하나의 TXRU에 다수개의 안테나 요소를 매핑하고 아날로그 위상 시프터 (analog phase shifter)로 빔의 방향을 조절하는 방식이 고려되고 있다. 이러한 아날로그 범포밍 (analog beamforming) 방식은 전 대역에 있어서 하나의 범 방향만을 만들 수 있어 주파수 선택적 빔포밍을 해줄 수 없는 단점을 갖는다. 디지털 빔포밍 (Digital BF)과 아날로그 범포밍 ( analog BF )의 증간 형태로 Q개의 안테나 요소보다 적은 개수인 B개의 TXRU를 갖는 하이브리드 빔포밍 ( hybrid BF )을 고려할 수 있다. 이 경우에 B개의 TXRU와 Q개의 안테나 요소의 연결 방식에 따라서 차이는 있지만, 동시에 전송할 수 있는 범의 방향은 B개 이하로 제한된다.
또한, New RAT 시스템에서는 다수의 안테나가 사용되는 경우, 디지털 범포밍과 아날로그 범포밍을 결합한 하이브리드 빔포밍 기법이 대두되고 있다. 이때, 아날로그 빔포밍 (또는 RF (radio f requency) 빔포밍)은 RF 단에서 프리코딩 (또는 컴바이닝 )을 수행하는 동작을 의미한다. 하이브리드 범포밍에서 베이스밴드 ( Baseband) 단과 RF 단은 각각 프리코딩 (또는 컴바이닝 )을 수행하며 , 이로 인해 RF 체인 수와 D (digital ) /A ( analog) (또는 A/D) 컨버터 수를 줄이면서도 디지털 범포밍에 근접한 성능을 낼 수 있다는 장점이 있다. 편의상 하이브리드 빔포밍 구조는 N개 트랜시버 유닛 (TXRU)과 M개의 물리적 안테나로 표현될 수 있다. 그러면 송신단에서 전송할 L개 데이터 계층에 대한 디지털 빔포밍은 N by L 행렬로 표현될 수 있고, 이후 변환된 N개의 디지털 신호는 TXRU를 거쳐 아날로그 신호로 변환된 다음 M by N 행렬로 표현되는 아날로그 빔포밍이 적용된다.
도 15는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서 하이브리드 빔포밍 구조를 도식화한 도면이다.
도 15에서 디지털 빔의 개수는 L개 이며, 아날로그 빔의 개수는 N개인 경우를 예시한다.
New RAT 시스템에서는 기지국이 아날로그 범포밍을 심볼 단위로 변경할 수 있도록 설계하여, 특정 지역에 위치한 단말에게 보다 효율적인 범포밍을 지원하는 방향이 고려되고 있다 . 나아가, 도 15에서 특정 N개의 TXRU와 M개의 RF 안테나를 하나의 안테나 패널 (panel )로 정의할 때 , New RAT 시스템에서는 서로 독립적인 하이브리드 빔포밍의 적용이 가능한 복수의 안테나 패널들을 도입하는 방안까지 고려되고 있다.
기지국이 복수의 아날로그 빔을 활용하는 경우, 단말 별로 신호 수신에 유리한 아날로그 범이 다를 수 있으므로 적어도 동기화 신호 ( Synchroni zation signal ) , 시스템 정보, 페이징 등에 대해서는 특정 SF에서 기지국이 적용할 복수의 아날로그 빔들을 심볼 별로 변경하여 모든 단말이 수신 기회를 가질 수 있도록 하는 빔 스위핑 동작이 고려되고 있다.
도 16은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 전송 과정에서 동기화 신호와 시스템 정보에 대한 범 스위핑 (beam sweeping) 동작을 도식화 도면이다.
도 16에서 New RAT 시스템의 시스템 정보가 브로드캐스팅 방식으로 전송되는 물리적 자원 (또는 물리 채널)을 xPBCH (physical broadcast channel )으로 명명하였다.
도 16을 참조하면, 하나의 심볼 내에서 서로 다른 안테나 패널에 속하는 아날로그 범들은 동시에 전송될 수 있다. 아날로그 범 별로 채널을 측정하기 위해, 도 16에 도시한 바와 같이, (특정 안테나 패널에 대응되는) 단일 아날로그 빔이 적용되어 전송되는 참조 신호 (RS : Ref erence Signal ) 91 범 RS (BRS : Beam RS )를 도입하는 방안이 논의되고 있다. BRS는 복수의 안테나 포트에 대해 정의될 수 있으며, BRS의 각 안테나 포트는 단일 아날로그 빔에 대웅될 수 있다. 이때, BRS와는 달리 동기화 신호 또는 xPBCH는 임의의 단말이 잘 수신할 수 있도톡 아날로그 빔 그룹 내 모든 아날로그 빔이 적용되어 전송될 수 있다. 무선 자원 관리 (RR : Radio Resource Management ) 측정
LTE 시스템에서는 전력 제어, 스케줄링, 셀 검색, 셀 재선택, 핸드오버, 무선 링크 또는 연결 모니터링, 연결 확립 /재 -확립 등을 위한 RRM 동작을 지원한다. 서빙 셀은 단말에게 RRM 동작을 수행하기 위한 측정 값인 RRM 측정 정보를 요청할 수 있다. 대표적으로 LTE 시스템에서는, 단말이 각 Cell에 대해 셀 검색 정보, 참조 신호 수신 파워 (RSRP: reference signal received power) , 참조 신호 수신 품질 (RSRQ: reference signal received quality) 등의 정보를 측정 /획득하여 보고할 수 있다. 구체적으로, LTE 시스템에서 단말은 서빙 샐로부터 RRM 측정을 위한 상위 계층 신호로 측정 설정 ('measConfig' )을 전달받는다. 단말은 상기 측정 설정의 정보에 따라 RSRP 또는 RSRQ를 측정할 수 있다. 여기서 LTE 시스템의 TS 36.214 문서에 따른 RSRP, RSRQ 및 수신 신호 강도 지入 1자 (RSSI: Received Signal Strength Indicator)의 정의는아래와 같다.
1) RSRP
RSRP는 고려된 측정 주파수 대역폭 내에서 CRS (cell-specific RS)를 전달하는 자원 요소의 전력 기여도 (power contributions) ( [W]에서)에 대한 선형 평균 (linear average)으로 정의된다. RSRP 결정을 위해 TS 36.211 [3]에 따른 CRS R0가 사용되어야 한다. 단말이 R1이 유효 (available)하다는 것을 신뢰성 있게 (reliably) 검출할 수 있는 경우, R0에 추가하여 R1을 사용하여 RSRP를 결정할 수 있다.
RSRP의 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 되어야 한다.
만일, 단말이 수신기 다이버시티 (diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 다이버시티 브랜치 (branch)에 대응하는 RSRP보다 작아서는 안된다.
2) RSRQ
참조 신호 수신 품질 (RSRQ)은 비율 NXRSRP/ (E-UTRA 반송파 RSSI) (즉, E-UTRA 반송파 RSSI 대 NX RSRP)로 정의되며, 여기서 N은 E-UTRA 반송파 RSSI 측정 대역폭의 RB 수이다. 분자와 분모의 측정은 동일한 자원 블록 집합에 대해 이루어져야 한다.
E-UTRA 반송파 수신 신호 강도 지시자 (RSSI)는, 측정 대역폭에서 모든 소스들 (공동 -채널 (co-channel) 서빙 및 비 -서빙 셀들 포함)로부터의 N개의 자원 블록들에 대하여 안테나 포트 0에 대한 참조 심볼들을 포함하는 OFDM 심볼에서만 단말에 의해 관찰 /측정된 총 수신 전력 ( [W]에서 )의 선형 평균과 채널 간섭 , 열 잡음 등을 포함할 수 있다. 상위 계층 시그널링이 RSRQ 측정을 수행하기 위한 특정 서브 프레임을 지시하는 경우, RSSI는 지시된 서브 프레임들 내 모든 OFDM 심볼들에 대해 측정될 수 있다.
RSRQ에 대한 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 되어야 한다.
만일, 단말이 수신기 다이버시티 (diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 다이버시티 브랜치에 대웅하는 RSRQ보다 작아서는 안된다.
3) RSSI RSSI는 수신기 필스 정형 필터 (receiver pulse shaping filter)에 의해 정의된 대역폭 내에서 수신기에서 발생하는 열 잡음 및 잡음을 포함하여 수신된 광대역 전력에 해당할 수 있다.
측정을 위한 참조 포인트는 단말의 안테나 커넥터가 되어야 한다.
만일 , 단말이 수신기 다이버시티 (diversity)를 사용하는 경우, 보고된 값은 임의의 개별 수신 안테나 브랜치에 대응하는 UT A 반송파 RSS工보다 작아서는 안된다.
상기 정의에 따라, LTE 시스템에서 동작하는 단말은 내부 주파수 즉정 (Intra- frequency measurement)인 경우에는 SIB3 (system information block type 3)에서 전송되는 허용된 측정 대역폭 관련 정보 요소 (工 E: information element)를 통해 , 주파수 간 측정 (Inter- frequency measurement) 1 경우에는 SIB5 (system information block type 5)에서 전송되는 허용된 측정 대역폭을 통해 6, 15, 25, 50, 75, 100RB (resource block) 중 하나에 대웅되는 대역폭에서 RSRP를 측정하도톡 허용 받을 수 있다. 또는 상기 IE가 없을 경우, 단말은 기본 (Default)으로 전체 DL 시스템의 주파수 대역에서 측정할 수 있다. 이때, 단말이 허용된 측정 대역폭을 수신하는 경우, 단말은 해당 값을 최대 측정 대역폭으로 간주하고 해당 대역폭 /값 이내에서 자유롭게 RSRP의 값을 측정할 수 있다. 다만, 서빙 셀이 WB (wideband) -RSRQ로 정의되는 IE을 전송하고, 허용된 측정 대역폭을 50RB 이상으로 설정하면 단말은 전체 허용된 측정 대역폭에 대한 RSRP 값을 계산해야 한다. 한편 , RSSI는 RSSI 대역폭의 정의에 따라 단말의 수신기가 갖는 주파수 대역에서 측정될 수 있다. 도 17은 본 발명에 적용될 수 있는 패널 안테나 어레이를 예시한다 .
도 17을 참조하면 , 패널 안테나 어레이는 각각 수평 도메인으로 Mg개 및 수직 도메인으로 Ng개의 패널로 구성되며, 각 하나의 패널은 M개의 열과 N개의 행으로 구성될 수 있다. 특히 , 본 도면에서 패널은 X-pol (교차 편파 (cross polarization) ) 안테나를 기준으로 도시되었다. 따라서 , 도 17의 총 안테나 요소의 개수는 2*M*N*Mg*Ng개일 수 있다. 높은 분해능 (hiqh resolution) 코드북 설계 방법
- 타입 II 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information) 카테고리 I에 대하여 TS (Technical Specification) 38.802의 설명은 다음과 같다.
이중 -단겨 dual stage) = W1*W2 코드북
Wl은 2D 이산 푸리에 변환 (DFT: Discrete Fourier Transform) 범들로부터 취해진 L개의 직교한 (orthogonal) 빔들의 세트를 포함한다. L 범들의 세트는 오버샘플링된 (oversampled) 2D DFT 빔들로 구성되는 기저 (basis)로부터 선택된다. L ≡ {2, 3, 4, 6} (L은 설정될 수 있음) 이고, 광대역 (wideband)에 대한 빔 선택이 수행된다.
W2: 공통된 W1을 가지는 W2 내에서 L개의 빔들이 결합된다. 빔 결합 계수는 위상 양자화 (phase quantization) ^| 서브밴드 (subband) 보고된다. 직교 위상 편이 (QPSK: Quadrature Phase Shift Keying) 및 8—위상 편이 (8-PSK) 위상 관련 정보 양자화 중에 선택될 수 있다.
一 타입 II CSI ^"테고리 II에 대하여 TR (Technical Report)의 설명은 다음과 같다. 채널 공분산 행렬 (channel covariance matrix)의 피드백은 장기 (long term) 및 광대역 (wideband)을 수행된다. 공분산 행렬 (covariance matrix)의 양자화된 (quantized) /압축된 (compressed) 버전이 UE에 의해 보고된다. 양자화 (quantization)/압축 (compression)은 M개의 직교한 기저 백터 (basis vector)의 세트에 기반한다. 보고는 계수 (coefficient)의 세트와 M개의 기저 백터 (basis vector)의 지시자를 포함할 수 있다.
- W1에 대하여 : 직교한 기저 (orthogonal basis)와 관련하여 , 최대 8개까지 균일하게 이격된 (spaced) 직교한 빔들의 그룹이 선택되고, 그룹으로부터 2개의 빔이 선택된다. 동일하지 않은 (non— equal) 이득 결합 (2 비트)은 광대역에 대하여 수행된다. 2개의 범 선택은 광대역에 대하여 수행된다.
- W2에 대하여 :
QPSK를 이용하여 W2 내에서 범들이 결합된다. 계층 간 독립적인 인코딩이 적용된다.
- Wl, W2에 대하여 수학식으로 나타내면 아래 수학식 15와 같다. 【수학식 15】
Figure imgf000066_0001
• wr>i =∑£=06fe( fc(0■ P Cr,i,i； r = 0,1 , Z = 0,1 수학식 15에서 , L(=2)은 빔의 개수이다. 는 오버샘플링된 그리드 (oversampled grid)로부터 2D DFT 범이다 (여기서 , = , .·. - 1 , fc2 = 0.1,...¾O2-l ) _ Νι 및 ^은 각각 제 1 차원 및 제 2 차원에서 안테나 포트의 수이다. Οχ 및 02은 각각 제 1 차원 및 제 2 차원에서 오버샘플링 인자 (oversampling factor)이다. 는 ( 0≤Ρί≤ 1 ) 빔 i에 대한 범 파워 조정 /스케일링 인자 (beam power scaling factor)이다. ' " 는 빔 i, 편파 (polarization) r, 계층 1 ¾ "에서 범 결합 계수 (beam combining coefficient)이다.
i) Wl 빔 선택 (beam selection)
- Oi = 02 = 4 (만약, N2 = 1이면, 02 = 1)
- 2 ιΝ2 ≡ {4, 8, 12, 16, 20, 24, 28, 32}
- 리딩 (leading) (보다 강한) 빔 인텍스: 0) = 0, 1, xd-l; k2 A (0) = 0, 1, . . . ,N202-1
- 차순위 (second) (보다 약한) 범 인덱스: (1) = k^ (0) + Ο άλ； k2" (1) = k2" (0) + 02d2； di ≡ { 0 , . . . , min (Ν1( L^) -1 } , d2 ≡
{0, min(N2,L2) -1}； (d1(d2) ≠ (0, 0)； 여기서 , Li , L2HT 다음과 같이 정의된다.
만약, > Ν2 이고, Ν2 ≠ 1이면, I = 4, L2 = 2; 만약, Ni < N2 이고, ≠ 1이면, L2 = 4, Lx = 2; 만약, N2 = 1이면, Li = 8, L2 = 1 ii) Wl 범 파워 (beam power)
- 차순위 범 (second beam) 파워는 2 비트로 양자화된다.
- p0 = 1, Pl e {l, V05, /0 S, 0} W2
하산 Co, 0, 0 Co,:
- Cr,i,i≡ {l, j, -1, -j } , Vi, r, 1
iv) 코드북 페이로드
! = N2 = 4인 경우, Wl 오버헤드는 다음과 같으며, 하나의 서브밴드에 대하여 정리하면 아래 표 6과 같다 .
- 리딩 빔 (leading beam)을 지시하기 위한 오버헤드: |"log2 ^ ί^Ο 21 =
Figure imgf000068_0001
비트
- 차순위 빔 (second beam)을 지시하기 위한 오버헤드:
Figure imgf000068_0002
ti
- 보다 약한 범 (weaker beam)의 상대적인 파워 (relative power)： 2 표 6은 ¾ = N2 = 4인 경우, 하나의 서브밴드 (subband)에 대하여 , 각 탱크 별로 W1 및 W2 오버해드를 예시하는 표이다.
【표 6】
Figure imgf000068_0003
표 6을 참조하면, W1은 상술한 바와 같이 rank와 무관하게 13 비트가 필요하고, W2는 rank에 따라 6 비트 (즉, c0,0,0 = 1이므로 비트가 필요 없고, Cx,0,o, Co, ο,ι, 에 대해 각각 2 비트씩 ) 또는 12 비트 (즉, c0,0,0 =
Co, 1,0 = 1이므로 비트가 필요 없고, ,0,0, Co, 0, 1 , Ci,o,l, Ci,i,o, Co,l,l' 에 대해 각각 2 비트씩)가 필요하다. 이는 W1의 경우, 레이어에 무관하게 파워 계수 (power coefficient)가 공통되어 적용되기 때문이고, W2의 경우, 각 레이어 별로 위상일치 ( co-phase)가 독립적으로 적용되기 때문이다. 특히 , W2의 경우, i22의 phase 성분과 i23의 co-phase 성분이 합쳐져 co-phase 성분 하나로 표현될 수 있다. 새로운 무선 액세스 기술 (NR : New Radio Access Technology)과 같은 환경에서 , 보다 정확한 CSI 피드백을 위하여 선형 결합 (LC : Linear combination) , 공분산 피드백 ( covariance feedback) 등의 높은 분해능 (high resolution)의 피드백이 고려되고 있다.
암묵적 기반 LC 코드북의 경우, 그 성능을 최대화 하기 위하여, 서브밴드 (SB : subband) 측면에서 빔을 결합 (즉, 진폭 (amplitude) 및 /또는 위상 (phase) )하는 것도 고려하고 있다. 이 경우, 결합되는 빔이 2개인 경우라도, 결합 계수의 분해능 (resolution)에 따라서 , 최소 6 비트 (탱크 1 )이 필요하다. 이에 따라서 , 보고되는 전체 피드백 크기는 결합되는 범의 수, 결합되는 계수의 세분성 (granularity) , SB 크기 등에 따라 선형적으로 증가하게 되어, 피드백 체인 ( feedback chain) 설계 시 큰 부담이 야기된다. 본 발명에서는 이러한 SB 보고의 피드백 오버헤드를 줄이기 위한 코드북 설계 방법을 제안한다.
앞서 도 17과 같이 , NR에서는 다중 -패널 기능성 (multi -panel functional ity)을 지원하고 있지만, 본 발명에서는 설명의 편의상 단일 패널 ( single panel )을 가정하여 설명한다. 다만, 이는 설명의 편의를 위한 것이며 다중 패널에서도 본 발명이 동일한 방식으로 적용될 수 있다.
이하, 본 발명의 설명에 있어서, 설명의 편의를 위해 2D 안테나 어레이 (array)에서 제 1 차원 (dimens ion) /도메인 ( domain)은 주로 수평 차원 /도메인으로 지칭하고, 제 2 차원 /도메인은 주로 수직 차원 /도메인을 지칭하는 것으로 설명하나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니다.
또한, 이하, 본 발명의 설명에 있어서, 특별한 설명이 없는 한 각 수학식에서 사용되는 동일한 변수들은 동일한 기호로 표시될 수 있으며, 동일하게 해석될 수 있다.
또한, 이하 본 발명의 설명에 있어서 , 범 (beam)은 해당 빔 (beam)을 생성하기 위한 프리코딩 행렬 (또는 프리코딩 백터 또는 코드워드)로 해석될 수 있으며 , 빔 그룹은 프리코딩 행렬의 세트 (또는 프리코딩 백터의 세트)와 동일한 의미로 해석될 수 있다.
먼저 , 하나의 패널 (panel ) 내의 2D 안테나 어레이 ( antenna array)에 적용될 2D DFT 빔을 아래 수학식 16과 같이 정의한다 . 여기서 m_l과 m_2는 각각 첫 번째 도메인과 두 번째 도메인의 1D-DFT 코드북의 인덱스를 의미한다 . 【수학식 16】
Figure imgf000070_0001
수학식 16에서 N_l와 N_2는 각각 패널 내 첫 번째 도메인과 두 번째 도메인에서 편파 (pol : polarization) 별 안테나 포트의 수이다. 으1와 o 2는 각각 패널 내 첫 번째 도메인과 두 번째 도메인에서 오버샘플링 (oversampling) 인자이다 그리고
um, = 1
Figure imgf000071_0002
이다. 수학식 16의 경우, 포트 인텍싱이 N_2 도메인 먼저 수행되는 경우를 예시하고 있으나, 본 발명이 이에 한정되는 것은 아니며, N_l 도메인 먼저 포트 인덱싱이 수행되는 경우에도 본 발명이 자명하게 확장될 수 있다. 주파수 축의 주파수 선택성 ( frequency selectivity)은 다중 경로에 따른 주파수 응답 (multi -path channel response ) 관련된다. 일반적으로 다중 경로를 겪게 되어 발생하는 지연 (delay)이 큰 경우, f requency selectivity가 발생할 확률이 높아진다. 시간 축에서의 지연 (delay)은 주파수 축에서의 위상 변화로 해석되며 , 주파수 축의 위상변화는 주파수의 함수로 나타낼 수 있다. 예를 들어 Q V{-j2nkS) 로 표현할 수 있다ᅳ 여기서, k는 해당 주파수에 상웅하는 인텍스 (예를 들어 , 서브캐리어 인덱스, 서브밴드 인텍스)를 나타내며 , 델타 (delta) ( )는 주파수 위상 변화의 정도를 나타내는 계수로 이해될 수 있다. 본 발명에서는, 앞서 설명한 원리를 이용하여 , 선형 결합 코드북 (Linear combining codebook) 구성 시 , 선형 결합 ( linear combining)되는 각 빔들에 대한 위상 변화 값( ^ )을 UE가 광대역 측면 (및 /또는 장기 ( long term) )으로 추가적으로 보고함으로써, SB 측면의 빔 결합은 앞서 설명한 주파수의 함수와 위상 변화 값 ( ^ ) 곱의 형태로 보상하는 것을 그 특징으로 한다. 이에 따라, 본 발명의 실시예에 따르면, 서브밴드 당 (위상 및 /또는 진폭 (amplitude) ) 선형 결합으로 인한 피드백 비트를 크게 감소시킬 수 있는 효과가 있다.
먼저, LC코드북을 구성하는 방법에 대하여 살펴본다.
이중 코드북 (Dual codebook) 구조에서, W1은 다음과 같이 구성될 수 있다.
W1은 아래 수학식 17과 같이 정의될 수 있다.
【수학식 17]
「 0 "
1 [θ B2 수학식 17과 같이 ^은 블톡 대각 행렬의 형태를 가지며, 여기서,
^ ， ,....，^]^^^)이다. b,1 (l = l,...,L)은 앞서 수학식 16으로 정의 되는 2D/1D DFT 빔에 해당한다.
여기서, L은 선형 결합되는 빔의 개수를 나타내며, 이 값은 예를 들어 L=2,3,4 등으로 표현될 수 있다. L 값은 사전에 기지국과 UE 간에 약속하거나, 기지국이 UE에게 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 또는 MAC 제어 요소 (CE: Control Element) )로 알려줄 수 있다. 혹은 UE가 L 값에 대한 정보를 기지국에 피드백할 수도 있다.
도 18은 본 발명의 일 실시예에 따른 직교한 빔들의 세트를 예시하는 도면이다.
도 18에서는 리딩 빔 인텍스 (leading beam index) (i_ll = 0, i 12 = 0)에서 N 1 = 4, N 2 = 2에 대한 직교한 빔들의 세트를 예시한다 . W1에서 각 블록 대각 행렬 를 구성하는 빔들은 도 18과 같이 직교한 기저 (orthogonal basis)로부터 계산될 수 있다. 즉, 주어진 리딩 범 인덱스 (leading beam index) (예를 들어 , LTE 코드북의 i—ll, i一 12에 해당)와 직교한 (Ν1·Ν2-1)개의 빔으로 구성된 Ν_1·Ν_2개의 직교한 기저 (orthogonal basis) 세트 흑은 이의 서브셋에서 L개의 빔이 선택될 수 있다. 본 발명에서는 설명의 편의를 위하여 , B1 =B2 =B의 경우에 대해서 먼저 기술한다.
W1을 구성하는 요소는 리딩 범 선택 (Leading beam selection) , 결합되는 범 선텍 (Combining beam selection) (예를 들어 , Ν_1·Ν_2 빔들로부터 L-1 범 선택) , 파워 계수 지시자 (Power coefficient indicator)와 상기 기술한 각 범들에 대한 위상 변화 값 ( ^〉으로 구성될 수 있다. 그러면 B를 구성하는 8 = [1) 1，1}2，""， ](^(^쇼)의 원소들은 아래 수학식 18과 같이 구성될 수 있다.
【수학식 18】
수학식 18에서 b'은 리딩 범 (leading beam)을 나타내며 , b/ (Z = 2''"'L)은 리딩 빔 (leading beam)과 결합되는 빔 (이를, 결합 빔 (combining beam)으로 지칭할 수 있음〉들이다. Ρ' 은 리딩 빔 (leading beam)의 파워를 기준으로 (대비 ) 상대적인 빔 파워 (beam power)를 나타내며, 이는 예를 들어 ,
Figure imgf000073_0001
둥의 값으로 사전에 와 기지국 간에 약속하거나, 기지국이 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 또는 MAC CE)로 파워 세트 값의 세분성 (granularity)를 UE에게 알려줄 수 있다. 혹은 UE가 파워 세트 값의 세분성 (granularity)에 대한 정보를 기지국에 피드백할 수도 있다. 여기서 파워 정보는 계층 ( layer) /편파 (polarization)에 따라서 달라질 수 있다. 앞서 수학식 18에서 위상 변화 값의 변수는 아래 수학식 19와 같이 정의할 수 있다.
【수학식 19]
^ υη 수학식 19에서 을 구성하는 변수들은 다음과 같이 정의 될 수 있다.
^ 값은 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 또는 MAC CE )로 기지국이
UE에게 알려주거나, 뉴머를로지 (numerology)에 따라서 사전에 약속된 값이 사용될 수도 있다.
또는, " 값은 {128,256,512,1024，2()48,4()96}에서 7≥N^N 을 만족하는 가장 작은 값으로 설정될 수도 있다. 여기서, ， 는 각각 CSI 보고를 위해 설정된 자원 블록 (RB : Resource Block)의 개수와 설정된 RB당 서브캐리어의 개수이며 , 결국 은 CSI 보고를 위해 설정된 대역폭 (BW :
Bandwidth) 내의 서브캐리어의 개수를 나타낸다.
혹은, 기지국이 고속 푸리에 변환 (FFT : Fast Fourier Transform) 크기를 UE에게 설정하거나 또는 UE가 FFT 크기를 추가적으로 기지국에게 보고할 수도 있다. .
수학식 19에서 " 의 값은 ( FFT 크기의 ) 오버샘플링 (oversanipl ing) 값으로 (특정 빔과 무관한 시스템 파라미터의 성격일 수 있음) 특정 정수 값 (예를 들어, 1,2, 4..)을 가질 수 있으며, 이는 뉴머를로지 (numerology)에 따라서 자동적으로 (즉, 연동하여 ) 설정되거나, 기지국이 UE에게 설정해 줄 수 있다. 마지막으로, 수학식 19에서 ^는 각 빔 당 설정된 대역폭 (BW) 내에서의 위상 변화 속도와 관련된 값으로, 예를 들어 ^ =2이면, 1-번째 범은 설정된 대역폭 내에서 위상이 4 파이 (pi, π )만큼 변화하는 것을 의미할 수 있다. Λ' 값은 특정 정수 값 (예를 들어, 1,2, 4· .)을 가질 수 있으며, 기지국이 UE에게 설정해 주거나 또는 UE가 λ' 값이 가질 수 있는 세트 내에서 각 범 별로 기지국에게 피드백할 수 있다.
^스
앞서 수학식 19의 " 의 값을 추정하는 방식의 하나의 실시예로, UE가 각 서브캐리어 혹은 RB로 대표되는 채널을 H(^eC^ 로 정의할 때, H (^에 선형 결합 (linear combination)을 위한 기저 행렬 (basis matrix) Wl을 투영시킴으로써, 각 서브캐리어 혹은 RB로 대표되는 값들을 획득할 수 있다. 【수학식 20]
U, e CN' ,∑k =[∑k0]e C ( , eCN^),Vk =[vkl,-, xkNr ] e C ' 이 경우, 위의 수학식 20과 같은 SVD (single value decomposition) 함수를 통하여 , 각 채널의 고유 백터 (eigen vector)가 계산될 수 있다. 수학식 20에서 U와 V는 유니터리 행렬 (unitary matrix) , ∑k 는 대각 (diagonal) 원소가 고유 값 (eigenvalue)들인 대각행렬이다. 여기서 , 채널 H k의 탱크 1로 대표되는 채널은 v_kl으로 고유 백터 (eigen vector)로 표현할 수 있다. (탱크가 R인 경우 r-번째 계층은 r—번째 고유 백터 (eigen vector) (v_kr)을 사용할 수 있다. )
【수학식 21】
Figure imgf000076_0001
따라서, 수학식 21 둥의 수식으로 채널 값을 범 결합을 위한 기저 (basis)에 투영시켜 , 각 빔 당 위상 (phase)에 상응하는 항 (term)을 계산할 수가 있다. 수학식 21에서 C*는 k번째 채널의 각 빔 당 위상과 진폭 (amplitude)에 상응하는 값으로 아래 수학식 22와 같이 표현할 수 있다.
【수학식 22】
Figure imgf000076_0002
리딩 범 (Leading beam)에 대하여 상대적으로 표현하면 아래 수학식 23과 같다.
혹은 최적의 빔 (best beam) , 앞서 예시에서는 가장 선호되는 (best preferred) 범이 1번 빔 혹은 최적의 범 (best beam)이 첫 번째 오도특 재배열 (re— ordering)이 되었다고 가정하거나 혹은 각 편파 (polarization) 별로 서로 상이한 파워 (power)를 가질 경우, 어떠한 편파 (polarization)의 리딩 (leading) 빔이 큰지에 따라서 편파 (polarization) 순서를 바꿀 수 있으며, 이는 1 비트로 알려 줄 수 있다.
【수학식 23】
Figure imgf000077_0001
Figure imgf000077_0002
수학식 23에서, , j = , j - ,、와— Λ.ι 으로 표현될 수 있다. 따라서 아래 수학식 24와 같이 표현된다, 【수학식 24】
C = [cpc2,....,cw,,J e C R'
N
여기서, 은 표현의 편의상 RB의 개수로 표현했지만, 주파수 축에서 사용되는 샘플의 수로 이해될 수 있다. 수학식 24의 각 1-번째 행 (row) 당 역- 고속 푸리에 변환 (IFFT: Inverse FFT)를 적용하여 , 시간 도메인에서 피크가 가장 큰 인텍스를 찾으면, 해당 인덱스에서 시간 도메인의 최대 지연에 해당되어 아래 수학식 25와 같이 계산될 수 있다.
【수학식 25】
_ λι _ Index peak
δ,
FFTS. 또한 해당 시간 도메인 인텍스의 복소 스칼라 (complex scalar) 값의 진폭 (amplitude)과 위상 값을 각각 1-번째 범의 ρ',ε' — 계산할 수 있다. 또한, 위의 값에 대한 피드백을 위하여, 값 자체를 양자화하거나, FFT 크기 (UE와 기지국 간에 사전에 약속하거나 또는 기지국이 UE에게 설정하거나 또는 UE가 기지국에게 보고할 ᅳ수 있음)와 보고하는 방식이 이용될 수도 있다 . 또한, Ρ',ε' 의 값도 UE가 사전에 약속한 (또는 설정된) 세분성 (granularity)로 양자화하여 피드백할 수도 있다. 따라서 , 앞서 표현 방식은 편파 (polarization)에 독립적으로 피드백되는 방식에 해당한다. 상기
B! 0
0 B,
수식에서는 의 구조에 대해서 , 즉, 각 편파 (polarization) 마다 서로 다른 범 그룹을 가지는 경우에 대하여 , 2L개의 빔의 지연 파라미터 (delay parameter)를 계산하는 방식을 설명하였지만, 후술되는 코드북 구성방식에 따라서 , 한쪽 편파 (polarization)에 대해서 계산을 한 후, 위상 -일치 ( co- phase ) 등의 연산을 통하여 , 반대쪽 편파 (polarization)의 범 조합이 계산될 수도 있다. 수학식 18에서의 나머지 파라미터는 다음과 같이 정의 /설정 될 수 있다. k 인텍스는 상술했듯이, SB 보고 시 이용되는 주파수에 상응하는 인덱스 값으로서, 주어진 서브캐리어 혹은 SB에 맞게 설정될 수 있으며, 이는 추가적으로 보고되지 않을 수 있다. 의 값은 1번째 빔의 위상 오프셋 (phase of f set ) 값을 나타내며 , 예를
들어 , 4 4 4 8 8 와 같이 빔 당 위상 오프셋 (phase of f set )이 QPSK, 8PSK 등의 값을 갖도록 설정될 수 있으며, UE가 추가적으로 각 빔 당 위상 오프셋 값을 기지국에게 피드백할 수 있다. 또는, 위상 오프셋 (phase of f set)을 무시하여 (즉, o으로 설정) , 피드백 오버해드를 줄일 수도 있다. 또는, 피드백 비트를 줄이기 위하여, UE는 리딩 빔의 오프셋과 두 번째, 세 번째 빔의 오프셋 간의 차분 (dif ferential )을 보고할 수도 있다. 즉, 예를 들어, 리딩 범의 오프셋이 3 -비트 피드백이라고 가정하면, 차분 (di f ferential )은 이보다 작은 세분성 (granularity)로 예를 들어 1 - 비트 피드백으로 수행될 수 있다.
도 19는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 다중 경로를 예시하는 도면이다.
앞서 설명한 방식은 각 기저에 해당하는 2L 개의 DFT 범 하나당 하나의 우세한 (dominant ) 지연을 가지는 경우를 가정하여 코드북을 구성하는 방식에 대하여 설명하였다. 하지만, 도 19와 같이 주파수 선택성 ( f requency selectivity)은 동일 빔이 방해물에 의한 회절 /굴절 등의 현상에 의하여 서로 다른 지연을 겪고 UE에게 수신될 수 있다. 만약 이 빔이 B를 구성하는 기저 빔들 중에서 수신 강도가 우세한 (dominant) 빔인 경우, 하나의 우세한 (dominant ) 지연만 고려한다면 , UE은 수신 되는 범의 파워의 일부만을 가지고, 코드북을 구성하기 때문에 그 성능열화가 예상된다.
따라서, 본 발명의 일 실시예에서는 각 기저에 해당하는 빔의 파워를 대부분 고려하여 코드북을 구성하는 방식을 제안한다.
이를 위하여 먼저 제안하는 코드북의 일반적인 구성방식을 다시 표현하면 아래 수학식 2 6과 같다.
【수학식 26】
W
Figure imgf000079_0001
here 수학식 26에서 k번째 서브캐리어 (혹은 RB 인텍
구조는 아래 수학식 27과 같다.
【수학식 27】
Figure imgf000080_0001
또는, 리딩 빔의 상대적 크기로 나누면, 아래 수학식 2 8과 같다.
【수학식 28】
Figure imgf000080_0002
여기서, P , 는 리딩 범 파라미터로 나눈 파라미터에 해당한다.
앞서 기술된 내용은 랭크 1 위주로 설명하였으나, 탱크 > 1인 경우, 위의 구조는 계층 별로 독립적으로 계산되어 코드북이 구성될 수 있다. 이는 코드북을 이용하여 채널의 특성을 더욱 잘 반영하기 위함이다.
방식 서로 다른 지연을 가지는 동일한 범을 포함하여 N개의 강한 ( strong ) 빔들을 선텍 (여기서 , N은 2L과 무관하게 설정될 수 있다. 즉, 2L보다 작거나 2L보다 크게 설정될 수 있다. )
위의 방식을 이용하는 경우, 아래 수학식 29와 같이 표현될 수 있다.
【수학식 29 ] - j2 k02+£2
P2e
여기서, 피드백의 양을 줄이기 위하여 상기 설명한, 리딩 혹은 최적의 (best) 빔으로 정규화 (normalization)하는 경우를 포함할 수 있다. 수학식 29에서 S는 2L개의 범을 N개의 범으로 매핑하는 행렬이다. 즉, 아래 수학식 30과 같다.
【수학식 30]
Figure imgf000081_0001
수학식 30에서 ^ 는 j번째 원소만 1인 선택 백터이며 , ^€{1,2"..,2 } (/ = 1,.„,N)으로 모든 범 당 모든 지연을 고려했을 때, i_번째로 선호되는 {preferred) 빔의 인덱스를 의미한다.
예를 들어 , 64 IFFT를 고려하면, 각 범 당 64개의 지연 랩 (delay tap)을 가지게 되며 , 총 2L * 64 개의 (범 , 지연) 쌍 (pair) 중에서 i- 번째로 선호되는 빔의 인덱스를 나타낼 수 있다. L=2, N=2인 경우, 1번째 빔의 2번째 랩 (tap)과 10번째 랩 (tap)이 가장 preferred한 범으로 단말에
1 1
0 0
0 0
I으
0 0
의하여 계산 /선택된 경우, 되며, 1 64 64 으로 계산될 수 가 있다.
- 방식 앞서 설명한 방식 1의 경우, 최적의 (best) N개의 빔 선택에 대한 정보의 피드백이 L과 N의 값이 커짐에 따라서 문제가 될 수 있다. 즉, (2£) 의 경우의 수를 피드백해야 하는 문제가 발생한다. 따라서, 이를 해결하기 위하여, UE는 범 당 W개의 연속된 혹은 특정 규칙에 의하여 선택되는 랩 (tap)의 개수를 선택하여 피드백할 수 있다. 이와 같은 경우는 최대 지연 탭 (maximum delay tap) 근처에 파워 (power)가 대부분 몰려있는 경우에 효과적일 수 있다. 혹은 오버샘플링 등에 의하여 IFFT를 크게 오버샘플링한 경우에 신호 파워의 대부분올 반영하기 유리할 수 있다. 도 20은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 시간 도메인 응답을 예시하는 도면이다. 도 20에서는 주파수 도메인 샘플들을 IFFT한 시간 도메인 신호를 도식화 한 것으로 점선 화살표 (201)는 최대 지연을 나타낸다. 이 경우, 점선 화살표 (201)에 상응하는 탭 (tap)에 해당하는 샘플만을 취하기 보다는 붉 점선 화살표 (201)에 상웅하는 탭 (tap)을 기준으로 양 옆 (즉, W=3)까지 포함해 3개의 랩 (tap)에 대한 샘플을 취해야 주파수 도메인의 샘플들을 보다 정확하게 복호할 수 있다. 이 경우, 빔 당 최적의 랩 (best tap)에 해당하는 인덱스 δ _ =
하나만 피드백한다면, 나머지 w-i 개의 탭에 대한 ' υη FFT^ 을 계산할 수 있다. 이 경우에도, Ρι'ε' 의 값은 별도로 기지국에게 피드백하는 것이 필요하다. 따라서 , W의 크기 즉 범 당 몇 개의 랩 (tap)에 대한 정보를 기지국에게 피드백할지 혹은 w개의 탭 (tap)은 어떠한 규칙에 의하여 선택할 지를 기지국이 UE에게 설정해 줄 수 있다. W의 개수의 경우, UE가 채널을 측정하여 , 지연 스프레드 (delay spread)가 큰 경우에는 좀 더 큰 W를 피드백하고 혹은 지연 스프레드 (delay spread) 7} 작은 경우, 좀 더 작은 W 값을 피드백하도록 설정될 수 있다. 이때, w의 크기 또한 함께 기지국에게 피드백될 수 있다. 이에 따라, 피드백의 오버해드를 효과적으로 줄일 수 있다.
- 방식 2. 강한 (Strong) K개의 빔에 대해서 W개 지연 랩 (delay tap)을 피드백하고, 2L-K개의 빔에 대해서는 1개의 최대 지연 랩 (maximum delay tap)을 피드백하는 방식
상기 방식은 피드백 오버헤드 (feedback overhead)와 성능의 트레이드ᅳ 오프 (trade-off)를 적절히 반영하기 위한 효과적인 방식이며, 대부분의 주파수 선택성 (frequency selectivity)은 우세한 (dominant) 특정 범에 의해서 결정되는 원리를 응용한 것으로서 직진성이 강한 밀리미터파 (mmwave)로 갈수톡 이러한 성질은 더욱 잘 부합한다. K71]의 강한 (Strong) 빔을 선택하는 방식을 제외한 다른 파라미터들은 앞서 설명한 방식에 의하여 계산될 수 있다.
K개의 강한 (strong) 범을 선택하는 방식은 순열에 의하여 지시될 수 있겠다. 즉, K=2인 경우, UE는 총 경우의 수 2L * (2L— 1)에 해당하는 정보를 기지국에게 피드백함으로써 알려줄 수 있겠다. 혹은 직교한 기저 (orthogonal basis)가 우세한 (dominant) 범의 순으로 정렬되어있다면 상기 설명한 추가적인 K 개의 빔 지시에 대한 피드백은 생략될 수 있다. 그리고, UE는 K 값에 대한 정보 (K 값을 UE가 채널을 측정하고 이 채널과 기저를 구성하는 빔의 상관 (correlation) 등을 측정하여 계산될 수 있음 혹은 보고되는 p_l의 값이 특정 값 예를 들어 , 0.5를 넘는 경우 우세한 (dominant) 범으로 간주할 수 있음)를 추가적으로 기지국에게 피드백하거나 또는 기지국과 사전에 K 값에 대하여 약속할 수 있다. 혹은 Βι = Β2' Β'≠ Β2에 무관하게, 특정 채널에 대해서는 특정 편파 (polarization)에 파워가 몰리는 경우가 있을 수 있다. 각 편파 (polarization) 별로 기저 (basis )가 정렬이 되어있다면 , 최적의 범 (Best beam) 선택 (기저로부터)에 대하여 ϋΕ는 1 비트를 이용하여 어떠한 편파 (Η 슬랜트 또는 V 슬랜트)가 우세한지 추가적으로 기지국에 알려줄 수 있다.
앞서 제안한 방식들 중에서 어떠한 방식을 사용할지 기지국은 상위 계층 시그널링으로 UE에게 알려줄 수 있다.
지금까지는 편파 (polarization) 별로 독립적으로 지연 파라미터 (delay parameter)를 계산하는 방식을 제안하였다. 이 경우, UE는 2L- 1 개 (혹은 제안 1의 경우 N- 1개)의 빔에 대하여 파라미터를 기지국에게 피드백하여야 한다. 이러한 피드백의 오버해드를 효과적으로 줄이기 위하여, 이하, LTE 코드북 구조를 이용하여 코드북을 구성하는 방식을 제안한다.
W2은 W1으로 구성된 빔 결합 (beam combining)의 역할과 위상 -일치 ( co- phase )의 역할을 수행할 수 있다. 그러면 탱크 1 코드북의 경우, 아래 수학식 31과 같이 구성될 수 있다.
【수학식 31]
Figure imgf000084_0001
φη e {1, y, -1, - j) or 8 PSK, 1L is all one vector with length L where 수학식 31에서, 1_ 은 길이 L이며, 백터를 구성하는 모든 원소가 1인 백터 (all one vector)이다. 예를 들어 ^ ^1 1^ !· 나타낸다. 그러면 최종 코드북 형태는 아래 수학식 32와 같다. 【수학식 32】 w(1) =
Figure imgf000085_0001
(where ~ 수학식 32에서 u 一 베 는 정규화 항 (normalize term)이다. 또한, 위상 (phase) 성분 또한 첫 번째 빔에 대한 상대적인 값으로 표현이 가능하므로, ^ = 0^i = 0으로 설정하여, 그 피드백 양을 줄일 수 있다.
Rank 2 코드북의 경우, 다음과 같은 두 개의 대안이 고려될 수 있다. 대안 1은 아래 수학식 33과 같다.
【수학식 33]
Figure imgf000085_0002
그러면 최종 코드북 형태는 아래 수학식 34와 같다.
【수학식 34】
w(2) =丄 W
σ
수학식 34에서 = 2 (1 + ρ2 는 정규화 항 (normalize term)이다.
위의 대안 의 경우, 탱크 2의 코드북을 탱크 1 코드북을 이용하여, 직교성을 확보하면서 , 피드백 비트를 줄이기 위하여 왈시 -코드 (Walsh— code)를 설정하여 설계하는 방식이다. 이를 이용하면 , 레이어 (layer) 1의 경우에 비하여 , 피드백 비트가 같거나 줄어드는 (위상 -일치 (co-phase)의 세분성 (granularity)에 따라서 ) 장점이 있다.
대안 2는 아래 수학식 35와 같다.
【수학식 35]
ΦΧ where ,
Figure imgf000086_0001
대안 2의 방식의 경우, 레이어 (layer) 별로 선형 결합이 독립적으로 설정되는 경우를 고려한 것이다. 이 경우, 최종 탱크 2 코드북의 레이어 (layer) 1과 레이어 (layer) 2를 구성하는 백터가 매우 높은 확률로 상이하므로, 좀 더 높은 위상 -일치 (Co— phase) 세분성 (granularity)으로 설정하는 방식이다. 상술한 대안 2를 이용하는 탱크 2 코드북 설계의 경우, W1을 구성하는 방식으로 레이어 (layer) 별로 독립적으로 아래 수학식 36과 같이 구성할 수 있다.
【수학식 36]
Figure imgf000086_0002
수학식 36에서 r=l,2이다.
, (i)
r=l인 경우, bl 의 값은 리딩 빔 인텍스 (leading beam index)를 나타낸다. 하지만 b/2) 의 경우, 1) 을 그대로 사용하거나 독립적으로 설정 /적용할 수 있다. ^의 경우는 ( 에 따라서 설정되는 값으로 이해될 수 있겠다. 즉, 특정 b/r) 빔에는 하나의 、 값이 존재한다. 조정 /스케일링 인자 (Scaling factor)는 열 (column)에 대하여 σ(Γ) =2λ/(1 + / )2 +… + ^)2)을 사용하여 정규화 (normalize)가 수행될 수 있다 . (즉, 최종 코드북의 파워를 1로 정규화한다. ) 즉, 앞서 대안 2를 이용하는 경우, 레이어 (layer)에 따라서 , Wl을 구성하는 (범 그룹 /빔 당 파워 )이 상이하게 적용되는 특징을 갖는다 . 최종 코드북은 아래 수학식 37과 같다.
【수학식 37】
Figure imgf000087_0001
위의 구조에서, 편파 (polarization) /레이어 ( layer) 별로 독립적으로 파라미터를 계산하는 방식을 적용하면, 아래 수학식 38과 같으며, 여기서 cr(r) = Λ/2(1 + p 1 +… + p 2)으로 나타낼 수 있다ᅳ
【수학식 38】
Figure imgf000087_0002
본 발명에서 제안하는 코드북의 효율적인 피드백을 위하여 , 선형 결합되는 전체 2L개의 빔 증에서, 우세한 (dominant ) K개의 빔에 대하여 , 보다 높은 세분성 (granularity)의 파라미터 양자화 (parameter quanti zation) 7} 수행될 수 있다. 혹은 특정 임계치를 (예를 들어, 파워 레벨) 초과하는 범 인덱스에 대해서만 양자화를 통한 피드백이 수행되도록 설정될 수 있다. 여기서, 임계치 및 /또는 κ는 상위 계층 (예를 들어 , RRC)로 UE에게 설정되거나 또는 특정 임계치를 초과하는 범의 수를 UE가 기지국에게 보고할 수도 있다.
앞서 제안하는 방법을 사용하는 경우, e—j2llkSl 에 의하여, RE—레벨로 적용되는 PMI를 이용하여, SB CQI는 평균 등의 방법을 이용하여 계산되고, 기지국에게 보고될 수 있다.
보다 구체적으로 UE의 PMI 추정 동작은 다음과 같다 . 각 서브캐리어 ( SB )로 대표되는 채널을 H(fc) e CW«^ 로 정의한다ᅳ 여기서 N_R과 N_T는 각각 UE와 기지국의 안테나 포트 (혹은 안테나 요소 , 이하 안테나 포트로 통칭)이다. UE는 각 서브캐리어 별 HW을 이용하여 , PMI 구성을 위한 빔의 개수 (L 및 /또는 N 및 /또는 W (지연 탭 (delay tap)의 수) ) , 빔 선택 (리딩 빔 + 결합 빔 , 혹은 빔 배열 (예를 들어 , 빔의 파워에 따른 배열) ) , 상대적인 파워 지시자 Ρι' 주파수에 따른 범 당 위상 변화 인자 δ' 및 오프셋 £' 등을 추정할 수 있다. 그리고, UE는 WB를 대표하는 상술한 인자들을 통합적 혹은 독립적으로 기지국에게 피드백할 수 있으며, 기지국은 ΡΜΙ를 구성할 수 있다. 혹은 UE는 ΡΜΙ 구성을 위한 상기 설명한 인자들의 서브셋을 기지국에게 보고할 수도 있으며 , 기지국은 이 정보를 이용하여 (나머지 정보는 사전에 정의 되어있다고 가정 )하여 ΡΜ工를 구성할 수도 있다 .
앞서 제안하는 코드북을 이용하는 경우, ΡΜΙ는 주파수 선택적으로 RE I RB I SB 레벨로 설정 /적용될 수 있으며 , 이에 상응하는 CQI 또한 동일한 주파수 세분성 ( f requency granularity)으로 보고될 수 있다. 다만, 이 경우, CQI의 페이로드 크기가 주파수 세분성 ( frequency granularity)만큼 커지는 단점이 존재하게 된다.
따라서 , 본 발명에서는 CQI는 SB 혹은 WB/부분 대역 ( PB : partial band) (예를 들어 , PB는 다수의 PRB 집합) 단위로 계산되며, 보고되는 방식을 제안한다. SB 일지 또는 WB/PB 일지는 설정 가능 ( conf igurable)하게 설정 /적용될 수 있다. 혹은 WB CQI에 차분 (dif f erential ) SB CQI (예를 들어 1 비트)으로 보고함으로써 , 피드백 양을 줄일 수 있다.
앞서 제안하는 방식을 사용하는 경우, UE의 CSI 획득을 위하여, 일부 대역 (partial band)만 설정하여 CSI -RS를 전송하고, 데이터 전송은 이보다 넓은 대역에 걸쳐서 전송된다고 가정하더라도, 설정된 일부 대역 내에서 범 선택
(리딩 범 + 결합 범) , 상대적인 파워 지시자 ρ', 주파수에. 따른 빔 당 위상 변화 인자 δ' 및 오프셋 ε' 을 추정하여, 코드북을 구성할 수 있다. 또한, 확장성 ( scalability) 특성을 이용하여, 데이터 전송되는 대역 전체에 대한
PMI가 추정될 수 있다.
상기 제안하는 방식의 경우, SB 보고가 없더라도, 설정된 대역폭의 주파수 선택성 ( frequency selectivity)을 알 수 있다는 장점이 있다. 이는 클래스 A 혹은 클래스 B등올 통하여 주기적 /비주기적 /반—정적 ( semi -persistence) CSI 보고에 사용될 수 있다. 또한, 클래스 A+B 혹은 Class B+B 등의 하이브리드 방식 (hybrid scheme )에서 , 각 SB 혹은 RB 별로 정확한 채널 피드백을 위해서도 사용될 수 있다.
또한, 레이어 ( layer) 1과 2가 모두 동일한, 빔 그룹을 공유하며 , 각 레이어 ( layer) 당 결합되는 위상 (및 /또는 진폭) 변화 부분을 조정하여 코드북을 구성할 수 있으며, 그 수식은 아래 수학식 39 또는 수학식 40과 같다.
【수학식 39】 σ /=1
b p-^r« η h。- ^
σ (1)
/=1 σ(2)
【수학식 401
Figure imgf000090_0001
σ ι=ι σ ι=ι
Β,≠Β,
경우는 편파 (polarization) Hi 그룹0 설정되는 경우를 나타낸다. 이 경우, 피드백 비트 수는 2배 증가할 수 있지만, 편파 (polari zation) 당 서로 다른 범 결합을 적용할 수 있으므로 보다 정교한 피드백이 수행될 수 있다는 장점이 있다. Bt≠B2의 경우, 레이어 ( layer) 별 독립적으로 구성하는 방법과 유사하게 확장 적용할 수 있다. B'≠B2 인 경우 상술한 W2 구성 방식을 그대로 사용하여 , SB 당 위상 -일치 (co— phase )에 대한 보고가 보다 정교하게 수행될 수 있다. 또는 W2 보고를 수행하지 않으며, 다 들어,
Figure imgf000090_0002
가 이용될 수 있다.
제안하는 코드북의 경우 (레이어 ( layer) 독립적인 및 /또는 클래스 A 코드북과 유사한 설계) , 양자화 오류 등으로 인하여 각 레이어 ( layer) 간 직교성이 만족되지 않을 수 있다. 이 경우, 성능 손실이 발생하게 된다. 이를 방지하기 위하여 , 본 발명에서는 러 H어 ( layer) 별로 독립적으로 코드북을 구성하는 경우, 앞서 설명한 구성 방식에 의한 코드북을 계산한 후, 레이어 ( layer) 별 직교성을 유지하는 처리과정을 추가하는 것을 제안한다. 대표적인 방식으로 QR 분해 (QR decomposition) , 또는 그람-슈미트 (Gram- Schmidt ) 방식이 이용될 수 있다. 이하 Gram-Schmidt 방식에 의한 정규화 방식을 살펴본다. 상기 수식으로 구한 두 개의 레이어 ( layer) 2)，^/)는 각각 아래 수학식 41과 같이 정의할 수 있다.
【수학식 41】
Figure imgf000091_0001
그러면, U U2 는 서로 직교한다. 따라서 , 최종 탱크 2 코드북은 아래 수학식 42와 같이 구성될 수 있다.
【수학식 42]
Figure imgf000091_0002
상기 직교화 과정은 탱크 2 이상에서도 확장 가능하며, 이를 수식으로 나타내면 아래 수학식 43과 같다.
【수학식 43 ]
Figure imgf000091_0003
수학식 43에서 k는 k번째 레이어 ( layer)를 나타낸다. 상기 방식에 의한 직교화 과정에 관한 정보는 추가적으로 기지국에 보고할 필요가 없다. 즉, UE가 앞서 수학식 3 8을 구성하기 위한 파라미터들을 기지국에 보고하면, 기지국은 보고된 파라미터들을 이용하여 앞서 수학식 38을 복원할 수 있으며, 상기 제안한 직교화 과정으로 최종 코드북을 복호할 수 있다.
이때, UE가 기지국에 보고하는 CQI는 상기 직교화 과정을 거친 최종 코드북을 이용하여 계산된 CQI에 해당한다. 즉, 이 경우 직교화 과정이 상기 코드북 구성요소의 기본적인 (default ) 요소에 해당하여 , UE와 기지국은 모두 직교화 과정을 수행하는 것으로 약속할 수 있다. 만약, 직교화 여부를 UE가 추가적으로 기지국에 보고하는 경우 (직교화를 수행하지 않는 경우, CQI는 직교화를 거치지 않고 계산된 CQ工이다) , 혹은 어떠한 레이어 ( layer)를 u_l으로 상정하고 상기 직교화 과정을 수행했는지 혹은 어떠한 직교화 방식을 사용했는지는 UE가 기지국에 추가적으로 피드백하거나, UE와 기지국 간에 서로 사전에 약속할 수 있겠다.
상기 제안하는 코드북의 경우, 지연 스프레드 ( delay spread)가 큰 환경에 대해서는 우세한 (dominant ) 범이 많올 수 있기 때문에 , 상기 제안에서의 2L 혹은 N (결합하는 범의 수)의 값이 큰 것이 바람직하다. 혹은 주파수 선택성이 상대적으로 큰 뉴머를로지 (numerology)를 가지는 시스템의 경우, N의 값이 큰 것이 유리하다. 이 N의 값은 뉴머률로지 (numerology)에 따라서 L 또는 N 값을 서로 상이한 값으로 UE와 기지국 간에 사전에 약속하거나, 뉴머롤로지 (numerology)에 맞추어 기지국이 UE에게 설정 /적용할 수 있다. 또한, 채널 추정 등은 CSI -RS 밀도 (density) 둥에 영향을 받으며 , 이에 따른 성능을 보정하기 위하여, CSI -RS 밀도가 낮은 경우, 제안하는 코드북 구성을 위한 FFT 크기가 CSI -RS 밀도 ( > = 1 RE/RB/포트) 보다 상대적으로 크게 설정되거나 또는 오버샘플링이 크게 설정 /적용되거나 또는 L 또는 N의 값 및 /또는 양자화 세분성 (quanti zation granularity) (진폭 및 /또는 위상)이 상대적으로 크게 설정될 수 있다.
혹은 대역폭이 큰 시스템의 경우, 2L 혹은 N 등을 늘려도, 지연 스프레드 (delay spread) 등에 의하여 주파수 선택성 ( f requency selectivity)을 제대로 반영하기 힘들 수 있다. 이 경우, 설정된 대역폭을 M개로 분할하여 (이를 서브밴드 그룹 (SBG : Sub Band Group)으로 통칭) , 제안하는 코드북은 SB의 그룹 흑은 RB의 그룹으로 구성될 수 있다. 이때, M의 예시로, M=l , 2 , 3 등의 값이 설정 /적용될 수 있다.
도 21은 본 발명의 일 실시예에 따른 2개의 서브밴드 그룹을 예시하는 도면이다.
도 21에서는 설정된 대역폭이 2 개의 SBG1과 SBG2가 설정되는 경우를 나타낸다. 이때, 상기 제안하는 코드북을 독립적으로 두 개의 SBG에 따라서 적용할 수 있다. 페이로드의 절약을 위하여 각 SBG 당 동일한 기저를 사용하는 것으로 UE와 기지국 간에 약속할 수도 있다.
상술한 직교한 기저를 이용하는 코드북 설계의 경우, 포트 수 X가 클 수로 유리하다. 하지만 포트 수가 작은 경우, 예를 들어 X=2 또는 4의 경우, 직교한 기저가 없거나 2개씩 있는 경우는 상술한 설계 방식을 이용하는 것이 다소 비효율적일 수 있다.
이 경우, 기저 (basis)를 이용하는 것 보다는 각 포트 당 지연을 이용하여 , (즉, 기저로 구성되는 범의 지연 개념이 아닌 디지털 범포밍이 수행되지 않는 포트 당 지연을 나타냄) 코드북을 구성하는 것이 효율적일 수 있다. 이를 수식으로 나타내면 아래 수학식 44와 같다. 【수학식 44]
1
C
Px exp(-j2^ _1 + ^_l) 상기 코드북 구성은 탱크 1을 예시하고 있으며, 탱크 2이상은 상기 설명한 방식에 의하여, 클래스 A-유사한 설계 혹은 레이어 (layer) 별 독립적인 설계를 통해 확장 적용될 수 있다. 이하, ^'Α^계산 방식은 상술한 방식의 하나를 따른다.
포트 측면 (Port wise) 코드북 구성 방식을 사용할지 또는 DFT 둥의 코드북을 이용한 직교한 기저 (orthogonal basis)를 사용할 지는 기지국이 UE에게 상위 계층 시그널링으로 알려 줄 수 있다. 또는, 사전에 UE와 기지국 간에 포트 측면 (Port wise) 코드북 구성 방식이 적용되는 X(<Y) -포트를 결정하기 위한 Υ 값을 약속할 수도 있으며, 또는 이 Υ 값을 기지국이 상위 계층 시그널링으로 UE에게 알려줄 수도 있다.
상기 제안하는 코드북은 하향링크를 위주로 설명을 하였지만, 정교한 전송 PMI (TPMI: transmit P I) 지시를 위해 상향링크에서도 동일하게 적용될 수 있다. 이하 본 발명에서는 상술한 새로운 코드북 설계 방식과는 상이한 릴리즈 (Rel)-14 진보된 전차원 MIMO (eFD-MIMO: enhanced Full Dimension— MIMO)에서 제안된 선형 결합 코드북 (linear combining codebook)으로 대표되는 LC 코드북의 효율적인 동작을 제안한다. Rel-14의 LC 코드북은 다음과 같이 구성된다.
【수학식 45】
Figure imgf000095_0001
수학식 45에서 , L(=2)은 범의 개수이다. bk^ 는 오버샘플링된 그리드 (oversampled grid)로부터 2D DFT 빔이다 (여기서,
Figure imgf000095_0002
, ft2 = o,l.…iv;!σz- Nl 및 은 각각 제 차원 및 제 2 차원에서 안테나 포트의 수이다. Οχ 및 02은 각각 제 1 차원 및 제 2 차원에서 오버샘플링 인자 (oversampling factor)이다. pi는 ( 0≤P('≤ 1 ) 빔 i에 대한 범 파워 조정 /스케일링 인자 (beam power scaling factor)이다. Cr'f'' 는 빔 i, 편파 (polarization) r, 계층 1 상에서 빔 결합 계수 (beam combining coefficient)이다.
i) Wl 빔 선택 (beam selection)
- = 02 = 4 (만약, N2 = 1이면, ᄋ2 = 1)
- 2NXN2 {4, 8, 12, 16, 20, 24, 28, 32}
- 리딩 (leading) (보다 강한) 빔 인덱스 : ]^Α (0) = 0 , 1 , ... , — 1； k2 (0) = 0,1, ... ,N202-1
- 차순위 (second) (보다 약한) 범 인덱스: 기) = kx A (0) + 0셰； k2 A (1) k2 A (0) 02d2; di {0, ... ,min(Ni,Li) -l} , d2 {0, ... ,min(N2,L2) -1}； (d1;d2) ≠ (0,0)； 여기서, LL F L2는 다음과 같이 정의된다.
만약, Ni > N2 이고, N2 ≠ 1이면, = 4, L2 = 2; 만약, < N2 이고, ≠ 1이면, L2 = 4, L! = 2; 만약, N2 = 1이면, ！ = 8, L2 = 1 ii) Wl 빔 파워 (beam power)
- 차순위 빔 (second beam) 파워는 2 비트로 양자화된다.
- Po = 1, pi ≡ {i, νϋ V0i25, 0}
iii) W2
- ¾" C0, ο,Ο = Co, ι,ο = 1 -
- Cr,!,i e {l, j, -l, -j}, Vi'r'l
먼저 , Wl의 경우, 리딩 범 선택 (leading beam selection) + 결합되는 빔 선택 (combining beam selection) + (상대적인 파워 지시자) 등으로 구성될 수 있다. Ν_1·Ν_2>16인 경우, 직교한 범의 개수가 8개를 초과하게 되며, 이 경우, 결합되는 빔 선택은 (LI, L2) = (4,2) 혹은 (2,4) 흑은 (8,1)으로 구성되는 원도우 (window) 내에서 결정된다. 여기서 , Lᅳ 1과 L_2는 리딩 범을 기준으로 제 1 도메인과 제 2 도메인에 포함되는 직교한 범의 개수이다. 위와 같이 L_l과 L_2의 값을 설정한 이유는 LTE 페이로드 크기에 맞추기 위함이다.
따라서 , NR과 같은 새로운 시스템에서는 보다 높은 성능 혹은 유연한 페이로드 크기를 달성하기 위하여 , (L_l, L_2)의 조합을 설정 가능 (configurable)하게 설정 /적용할 수 있다. 또는, 상향링크 페이로드 크기에 결부 (tie)시킬 수 있다. 즉, 페이로드 크기가 큰 경우에는 (Lᅳ 1, L_2) = (N_1, N_2)와 같이 최대한의 크기로 설정되고, 페이로드 크기가 작은 경우에는 (Lᅳ 1, L_2) = (2, 2)와 같이 설정됨으로써 , LC 코드북이 구성될 수 있겠다. 혹은, UE가 L_l, L_2의 조합 혹은 구체적인 직교한 빔 세트에 대한 패턴 설정 (예를 들어 , LTE 클래스 A 코드북의 탱크 5-8을 구성하는 W1 패턴, 즉, 구성 (config) 2, 3, 4)을 기지국에 피드백 /추천하 e수 있다.
혹은, 앞서 설명한 발명과 유사하게 각 레이어 (layer) 당 리딩 빔 선택 + 결합되는 빔 선택 + (상대적인 파워 지시자)를 서로 상이하게 설정하여 적용될 수 있다.
또한, 리딩 빔을 기준으로 상대적인 파워가 광대역 (WB)으로 설정되지만, 이를 서브밴드 (SB)로 설정한다면, 페이로드의 크기의 희생으로 그 성능을 향상시킬 수 있다. 하지만, 이 경우, 페이로드의 증가는 너무 크므로, 이에 대한 해결책으로, 2-단계 상대적인 파워를 고려할 수 있다.
이때, 파워 계수의 세분성 (granularity)는 페이로드 오버헤드 절감을 위해 서로 상이한 값으로 설정 적용될 수 있다. 보다 구체적으로, WB에 좀더 높은 비트를 할당함으로써 세분성 (granularity)를 높이며 , SB는 WB에 상대적으로 적거나 같은 비트가 할당될 수 있다. '예를 들어, WB로 파워를 지시하기 위해 2 비트가 설정될 수 있으며, SB로는 상대적인 파워의 지시를 위해 1 비트가 설정될 수 있다. 일례로, L=2인 경우를 살펴본다. 이 경우, 제 2 빔은 WB로 파워는 의 하나의 값을 가질 수 있다. 그리고, UE는
SB 측면에서 1 비트로 '^^}의 값 중 하나를 보고함으로써 결합되는 범의 파워 세분성 (power granularity)이 효과적으로 증가될 수 있다.
이 경우, WB에 대한 파워 계수가 0으로 보고된 경우, UE는 SB 파워 계수를 보고하지 않을 수 있다. 위와 같은 파워 계수에 따른 UE의 상이한 동작을 방지하기 위하여 , WB 파워에서 0을 제외할 수 있다 . 즉 , 예를 들어 WB 세트는 ο, ^,ν^,ν^}로 설정되고, SB 파워 세트는 0，짜 혹은
{1， ^}등의 값으로 설정될 수 있다ᅳ 또한, W2에서 위상 결합을 수행할 때, 상술한 예시인 eFD— MIMO에서는 QPSK를 고려하게 된다. 이 경우, 8 - PSK를 사용하게 되면, 그 성능을 향상 시킬 수 있지만, 매우 큰 총 페이로드의 증가를 야기시킨다. 이를 방지하기 위하여 , 강한 결합 빔과 약한 결합 빔의 위상 세분성 (phase granulari ty)을 달리 설정하는 방법이 고려될 수 있다.
예를 들어, W1 혹은 W2에서 상대적인 파워 성분이 1로 설정되는 범의 경우, 강한 결합 빔으로 가정하여 , 8 - PSK 위상 결합이 설정 /적용될 수 있으며 , 이외의 약한 결합 빔에 대해서는 강한 결합 빔에 비하여 상대적으로 낮거나 같은 세분성 (granularity)의 위상 결합 (예를 들어 , QPSK)이 설정 /적용될 수 있다. 또는, 리딩 빔 및 /또는 제 2의 빔에 대해서는 높은 세분성 ( granularity)의 위상 결합이 적용되고, 이외 나머지 결합 범에 대해서는 낮은 세분성 ( granularity)의 위상 결합이 적용될 수 있다. 또는, 기지국이 결합 빔의 개수 L과 강한 결합 빔의 개수 L_S를 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC 시그널링 )으로 UE에게 알려줄 수 있다. 혹은, UE가 결합 빔에 대한 세분성 ( gra皿 larity)을 기지국에게 피드백할 수도 있다. 이러한 원리는 W2에서 진폭 (ampl itude )이 보고되는 상황에도 동일하게 적용될 수 있다. 다만, 전체 결합 빔 L 중에서 우세한 (dominant ) K 범에 대한 지시 /설정에 대하여 , K개의 값을 기지국이 UE에게 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC)으로 지시 /설정하거나, UE가 채널을 결합 빔에 사영 등의 방법으로 계산된 메트릭 (metric )이 특정 임계치 값 (예를 들어 , 파워 )을 초과하는 범에 대하여 UE가 코드북 파라미터 둥과 함께 기지국에게 보고할 수도 있다. 여기서, 특정 임계치는 기지국이 UE에게 상위 계층 시그널링 (예를 들어 , RRC)로 지시 /설정해 줄 수 있다. 혹은 K개의 값은 LC 코드북의 구성요소인 파워 결합 (power combining) 값에 결부 ( tie)되어 , 예를 들어 p— 1값이 이상인 값에 상웅하는 빔에 대하여 보다 높은 세분성 (granularity)의 워、상 및 /또는 진폭 양자화가 수행될 수 있다. 또한, 상기 제안하는 상이한 세분성 (dif ferent granularity)의 설정 방식은 편파 및 /또는 레이어에 독립적으로 설정 /적용될 수 있다.
- CSI 피드백 타입 II의 카테고리 I을 위한 코드북 설계
본 발명의 일 실시예에서는 SB 보고의 페이로드 크기를 감소시키기 위하여 카테고리 工을 위한 새로운 코드북 설계 (즉, 주파수 선택적인 프리코딩 피드백 ( FSPF : f requency selective precoding f eedback) ) 제안한다. 코드북 설계의 주요 아이디어는 주파수 도메인에서 순환적인 위상 변이 (cyclic phase shif t )의 서로 다른 레벨을 적용하는 것이다. 따라서 , 레가시 LC 코드북에서 SB 위상 결합이 생략될 ,수 있다. 이에 따라, 선형 결합 코드북 구조가 아래 수학식 46과 같이 구성될 수 있다.
【수학식 46]
Figure imgf000100_0001
B = [b,)b2,...,bi](e C^xi),c- [p, exp( 2^(5, + ^) … p2L exp( 2^2/ + ε2Ι ) ' (e C2") 선형 결합 코드북은 직교한 기저로 구성되고, b,' (/ = l'„'L)는 2D_DFT 범에 해당한다.
Pi 는 i 번째 빔에 대한 상대적인 파워 계수, k는 주파수 도메인 인텍스 (예를 들어 , 서브캐리어 인텍스, RB 인덱스)를 나타낸다. £i는 i 번째 범에 대한 위상 오프셋이고, 는 k와 관련하여 위상 변이 (phase shift)의 정도를 제어한다. 는 아래 수학식 47과 같이 정의된다.
【수학식 47】
Figure imgf000100_0002
수학식 47에서 " 는 {64,128,256,512，1024,2048，4096} 세트에서 "≥NSC
(여기서 , 는 설정된 대역폭 내에서 서브캐리어의 수)를 만족하는 가장 작은 수이다ᅳ Λ는 정수이며 , 예를 들어 , ={1,2,3,4}이다ᅳ 범용성 (generality)의 손실 없이 , 탱크 1의 W는 아래 수학식 48과 같이 나타낼 수 있다.
【수학식 48】
Figure imgf000100_0003
수학식 48에서 첫 번째 열 (column)은 가장 강한 범으로 가정한다. (2L-1) 파라미터 세트 를 결정하기 위하여,
k 번째 서브캐리어의 우세한 (dominant) 고유백터 (eigenvector) 또는 채널 행렬에 기저 빔 (들) (basis beam)을 투영 (projecting)함으로써 주파수 도메인 샘플이 계산될 수 있다ᅳ 그리고, 1 번째 기저 빔에 대한 최대 지연 ( )을 도출하기 위하여 획득된 주파수 도메인 샘플에 IFFT를 취할 수 있다. 진폭 및 위상 오프셋 ( ^^ )는 최대 지연에 상응하는 시간 도메인 샘플을 이용하여 계산될 수 있다. 탱크 2의 경우, 레이어 (layer) 독립적인 코드북 구성이 적용될 수 있다.
표 7은 탱크 1의 기존의 LC 코드북과 제안된 주파수 선택적인 프리코딩 피드백 (FSPF: frequency selective precoding feedback) 간의 피드백 비트의 비교를 예시한다 .
【표 7]
Figure imgf000101_0001
표 7은 기존의 LC 코드북과 제안된 FSPF 간에 요구되는 피드백 비트 예시한다. 16 포트, L=4, K=9, FFTsize = 64 및 탱크 1의 경우, 결과적인 총 페이로드는 제안된 방식에서는 99 비트가 필요하고, 기존의 LC 코드북에서는 213 비트가 필요하다. 랭크 2의 경우, 각각 제안된 방식과 기존의 LC 코드북에서 183 비트 및 402 비트가 요구된다 . 이는 제안된 FSPF가 전체적으로 46%의 페이로드가 감소되는 것을 의미한다.
도 22는 다양한코드북 방식의 성능을 비교하는 도면이다.
도 22에서는 제안된 FSPF와 기존의 LC 코드북 간의 성능 비교를 예시한다 . (!ᄂ1,1ᄂ2) = (2,4)와 높은 트래픽 로드를 가정한다. 또한, 최대 탱크 2 전송이 고려될 수 있도록 각 UE는 2 RX 안테나 포트가 장착되었다고 가정한다 .
본 발명에서 제안하는 방식의 탱크 2 전송에 있어서, 코드북 파라미터를 결정한 후에 추가적인 레이어 직교성 처리 (예를 들어 , Gram— Schmidt 등)가 적용된다. 또한, RB-레벨 주파수 도메인 샘플들이 고려되고, FFT 크기가 64를 가정한다 .
도 22에서 볼 수 있듯이, 본 발명에서 제안하는 방식은 클래스 A 코드북 구성 (Conf ig) 1 보다 평균 UE 사용자 패킷 수율 (UPT: user packet throughput) 5% UE UPT 측면에서 각각 22%, 48% 성능 이득을 제공한다. 또한, 제안된 방식은 기존의 LC 코드북 보다 더 감소된 페이로드 크기를 가지고 높은 성능을 제공한다.
도 23은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 상태 정보 송수신 방법을 예시하는 도면이다.
이하, 도 23의 설명에서 구체적으로 언급되지 않더라도 앞서 설명한 본 발명의 동작이 함께 적용될 수 있다.
도 23을 참조하면, 단말은 기지국으로부터 다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI-RS)를 수신한다 (S2301) .
단말은 채널 상태 정보 (CSI)를 기지국에게 보고한다 (S2302) .
여기서, 단말은 기지국으로부터 수신한 CSI-RS를 기반으로 채널 상태 정보를 생성 (계산)하고, 채널 상태 정보를 기지국에게 보고할 수 있다.
상술한 바와 같이, 채널 상태 정보는 CQI, PMI, RI, PTI, CRI 등을 포함할 수 있다.
또한, 단말은 주기적으로 CSI를 기지국에 보고할 수도 있으며 (예를 들어 , PUCCH 상에서) , 비주기적으로 CSI를 기지국에 보고 (예를 들어 , PUSCH 상에서 )할 수도 있다.
특히 , 단말은 선형 결합 코드북 (LC codebook： Linear Combination Codebook) 내에서 자신이 가장 선호하는 프리코딩 행렬올 선택하고, 이를 지시하기 위한 정보를 기지국에게 보고할 수 있다.
선형 결합 코드북 (LC codebook： Linear Com ination Codebook) - 이용하는 경우, 복수의 코드워드의 선형 결합 (linear combination)을 기반으로 상기 프리코딩 행렬이 생성될 수 있다.
이 경우, CSI는 상기 CSI의 보고를 위한 코드북 내에서 프리코딩 행렬을 생성하기 위해 이용되는 복수의 코드워드를 지시하는 선택 정보, 설정된 대역 (bandwidth) 측면에서 상기 복수의 코드워드의 각각에 적용되는 파워 계수 (power coefficient) , 위상 오프셋 (phase offset) 및 위상 변화 (phase shift) 값을 포함할 수 있다. 그리고, 파워 계수 ( ^ ) , 위상 오프셋 ( ) 및 위상 변화 값 ( ^ )이 적용된 상기 복수의 코드워드의 선형 결합 (linear combination)을 기반으로 설정된 대역 (bandwidth) 내 서브 대역 단위로 프리코딩 행렬이 생성될 수 있다.
이때, 앞서 수학식 19와 같이 위상 변화 값은 상기 설정된 대역 내 FFT 크기 , 오버샘폴링 (oversampling) 값, 복수의 코드워드의 각각에 의해 형성되는 범의 위상이 변화되는 속도로부터 도출될 수 있다.
일례로, 서브 대역 단위의 채널 행렬에 상기 복수의 코드워드를 투영시킴으로써 복수의 코드워드의 각각에 대하여 서브 대역 단위로 상기 파워 계수, 위상 오프셋 및 위상 변화 값이 도출될 수 있다.
보다 구체적으로, 서브 대역 단위의 채널 행렬에 복수의 코드워드를 투영시킴으로써 복수의 코드워드의 각각에 대한 주파수 도메인 샘플이 계산되고, 주파수 도메인 샘플에 IFFT을 적용함으로써 획득된 상기 복수의 코드워드의 각각에 대한 하나 이상의 시간 도메인 샘플 그리고 설정된 대역 내 FFT 크기로부터 서브 대역 단위로 위상 변화 값이 도출될 수 있다.
이때, 앞서 도 20에서 설명한 바와 같이, 하나 이상의 시간 도메인 샘폴로서 가장 강한 파워 값 또는 최대의 지연 값을 가지는 시간 도메인 샘플이 이용될 수 있다. 또는, 하나 이상의 시간 도메인 샘플로서 가장 강한 파워 값 또는 최대의 지연 값을 가지는 시간 도메인 샘플을 포함하는 연속된 하나 이상의 시간 도메인 샘플이 이용될 수도 있다. 또는, 하나 이상의 시간 도메인 샘플로서 강한 파워 값을 가지는 K 개의 시간 도메인 샘플, 그리고 K 개의 시간 도메인 샘플을 제외한 나머지 시간 도메인 샘플 중 가장 강한 파워 값 또는 최대 지연 값올 가지는 시간 도메인 샘플이 이용될 수도 있다. 여기서 , 가장 강한 파워 값 또는 최대 지연 값만이 이용되는 경우를 제외하고, UE는 자신이 선택한 (혹은 특정된 함수에 의해 선택된) 시간 도메인 샘플 (즉, 해당 샘플 (탭)에 대한 인텍스)를 기지국에게 보고할 수 있다.
탱크 ( rank ) 2의 경우, 앞서 설명한 선형 결합은 각 레이어 ( layer)에 대한 프리코딩 행렬 별로 독립적으로 적용될 수 있다. 이 경우, 각 레이어에 대한 프리코딩 행렬이 생성된 후, 상기 각 레이어 별 직교성 (orthogonality)을 유지하기 위하여 각 레이어에 대한 프리코딩 행렬에 직교 처리 (orthog al process) (여 j를 들어 , QR 분해 (QR decomposition) , 또는 그람-슈미트 (Gram-Schmidt) 방식 )가 적용될 수 있다. 그리고, CQI는 직교 처리 (orthogonal process) 7} 적용된 최종 프로코딩 행렬을 기반으로 계산될 수 있다.
또한, 탱크 (rank) 2의 경우, 선형 결합을 이용하여 어느 하나의 레이어 (layer)에 대한 제 1 프리코딩 행렬이 생성되고, 나머지 레이어 (layer)에 대한 제 2 프리코딩 행렬은 제 1 프리코딩 행렬에 직교 코드 (orthogonal code)를 적용함으로써 생성될 수 있다.
또한, 복수의 코드워드로 형성되는 빔 중 특정 파워 임계치를 초과하는 빔에 대해서만 파워 계수, 위상 오프셋 및 /또는 위상 변화 값 등의 파라미터의 보고를 위해 양자화 (quantization)가 수행될 수도 있으며 , 또는 상대적으로 특정 파워 임계치 보다 낮은 빔에 비하여 더 높은 세분성 (granularity)의 양자화 (quantization)가 수행될 수도 있다 .
또한, 앞서 도 21에 따른 설명과 같이 , 설정된 대역 (bandwidth)이 복수의 서브밴드 그룹 (subband group)으로 구분되는 경우, 공통된 복수의 코드워드를 이용하지만, 각 서브밴드 그룹 별로 독립적으로 프리코딩 행렬이 생성될 수도 있다.
또한, 복수의 코드워드는 리딩 빔을 형성하는 제 1 코드워드와 결합 빔 (combining beam)을 형성하는 하나 이상의 제 2 코드워드를 포함할 수 있다. 이때, 보다 높은 성능 혹은 유연한 페이로드 크기를 달성하기 위하여, 결합 범은 리딩 범과 직교한 빔들의 세트 내에서 선택되며, 리딩 빔과 직교한 빔들의 세트는 CSI 전송을 위한 상향링크 페이로드크기에 종속되어 결정될 수 있다 .
본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반
도 24는 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다ᅳ
도 24를 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국 (2410)과 기지국 (2410) 영역 내에 위치한 다수의 단말 (2420)을 포함한다.
기지국 (2410)은 프로세서 (processor, 2411) , 데모리 (memory, 2412) 및 RF-T- (radio frequency unit, 2413) (또는 트랜入 1버 (transceiver) )을 포함한다. 프로세서 (2411)는 앞서 도 1 내지 도 23에서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (2411)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (2412)는 프로세서 (2411)와 연결되어 , 프로세서 (2411)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (2413)는 프로세서 (2411)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.
단말 (2420)은 프로세서 (2421) , 메모리 (2422) 및 RF부 (2423) (또는 트랜시버 (transceiver) )을 포함한다. 프로세서 (2421)는 앞서 도 1 내지 도 23에서 제안된 기능, 과정 및 /또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서 (2421)에 의해 구현될 수 있다. 메모리 (2422)는 프로세서 (2421)와 연결되어 , 프로세서 (2421)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부 (2423)는 프로세서 (2421)와 연결되어 , 무선 신호를 송신 및 /또는 수신한다.
메모리 (2412, 2422)는 프로세서 (2411, 2421) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서 (2411, 2421)와 연결될 수 있다. 또한, 기지국 (2410) 및 /또는 단말 (2420)은 한 개의 안테나 (single antenna) 또는 다중 안테나 (multiple antenna)를 가질 수 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어 (fir丽 are) , 소프트웨어 또는 그것들의 결합 둥에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs (application specific integrated circuits) , DSPs (digital signal processors) , DSPDs (digital signal processing devices) , PLDs (programmable logic devices) , FPGAs (field programmable gate arrays) , 프로세서 , 콘트를러 , 마이크로 콘트를러 , 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들., 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다 . 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다 . 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여 , 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다 .
본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다ᅳ 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
【산업상 이용가능성】
본 발명은 3GPP LTE/LTE -A 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE/LTE -A 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템 (예를 들어, 5G ( 5 generation) 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
무선 통신 시스템에서 사용자 장치 (UE: User Equipment)가 채널 상태 정보 (CSI: Channel State Information)를 전송하기 위한 방법에 있어서, 기지국으로부터 다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI- RS： Channel State Information Reference Signal)을 수신하는 단계;
CSI를 상기 기지국에게 보고하는 단계를 포함하고,
상기 CSI는 상기 CSI의 보고를 위한 코드북 내에서 프리코딩 행렬을 생성하기 위해 이용되는 복수의 코드워드를 지시하는 선택 정보, 설정된 대역 (bandwidth) 측면에서 상기 복수의 코드워드의 각각에 적용되는 파워 계수 (power coefficient) , 위상 오프셋 (phase offset) 및 위상 변화 (phase shift) 값을 포함하고,
상기 파워 계수, 상기 위상 오프셋 및 상기 위상 변화 값이 적용된 상기 복수의 코드워드의 선형 결합 (linear combination)을 기반으로 상기 설정된 대역 (bandwidth) 내 서브 대역 단위로 상기 프리코딩 행렬이 생성되는 채널 상태 정보 전송 방법 .
【청구항 2】
저) 1항에 있어서,
상기 위상 변화 값은 상기 설정된 대역 내 고속 푸리에 변환 (FFT: Fast Fourier Transform) 크기 , 오버샘들링 (oversampling) 값, 상기 복수의 코드워드의 각각에 의해 형성되는 빔의 위상이 변화되는 속도로부터 도출되는 채널 상태 정보 전송 방법 .
【청구항 3】
저 l l항에 있어서,
상기 서브 대역 단위의 채널 행렬에 상기 복수의 코드워드를 투영시킴으로써 상기 복수의 코드워드의 각각에 대하여 상기 서브 대역 단위로 상기 파워 계수, 상기 위상 오프셋 및 상기 위상 변화 값이 도출되는 채널 상태 정보 전송 방법 .
【청구항 4】
제 3항에 있어서,
상기 서브 대역 단위의 채널 행렬에 상기 복수의 코드워드를 투영시킴으로써 상기 복수의 코드워드의 각각에 대한 주파수 도메인 샘플이 계산되고,
상기 주파수 도메인 샘플에 역 -고속 푸리에 변환 ( IFFT : Inverse Fast Fourier Transform)을 적용함으로써 획득된 상기 복수의 코드워드의 각각에 대한 하나 이상의 시간 도메인 샘풀 그리고 상기 설정된 대역 내 고속 푸리에 변환 ( FFT : Fast Fourier Transform) 크기로부터 상기 서브 대역 단위로 상기 위상 변화 값이 도출되는 채널 상태 정보 전송 방법 .
【청구항 5】
제 4항에 있어서,
상기 하나 이상의 시간 도메인 샘플로서 가장 강한 파워 값 또는 최대의 지연 값을 가지는 시간 도메인 샘플이 이용되는 채널 상태 정보 전송 방법 .
【청구항 6 ]
제 4항에 있어서,
상기 하나 이상의 시간 도메인 샘플로서 가장 강한 파워 값 또는 최대의 지연 값을 가지는 시간 도메인 샘플을 포함하는 연속된 하나 이상의 시간 도메인 샘풀이 이용되는 채널 상태 정보 전송 방법 .
【청구항 7】
제 4항에 있어서,
상기 위상 변화 값의 도출을 위해 이용되는 상기 시간 도메인 샘플의 개수는 채널의 지연 스프레드 ( delay spread)를 기반으로 결정되는 채널 상태 정보 전송 방법 .
【청구항 8】
저 14항에 있어서,
상기 하나 이상의 시간 도메인 샘플로서 강한 파워 값을 가지는 K 개의 시간 도메인 샘플, 그리고 상기 K 개의 시간 도메인 샘플을 제외한 나머지 시간 도메인 샘플 증 가장 강한 파워 값 또는 최대 지연 값을 가지는 시간 도메인 샘플이 이용되는 채널 상태 정보 전송 방법.
【청구항 9】
제 1항에 있어서,
탱크 ( rank) 2의 경우, 상기 선형 결합은 각 레이어 ( layer)에 대한 프리코딩 행렬 별로 독립적으로 적용되는 채널 상태 정보 전송 방법.
【청구항 10】
제 9항에 있어서, 상기 각 레이어에 대한 프리코딩 행렬이 생성된 후, 상기 각 레이어 별 직교성 (orthogonality)을 유지하기 위해 상기 각 레이어에 대한 프리코딩 행렬에 직교 처리 (orthogonal process)가 적용되는 채널 상태 정보 전송 방법.
【청구항 11】
제 10항에 있어서,
채널 품질 정보 (CQI: Channel Quality Information) ^ 직교 처리 (orthogonal process) 7\ 적용된 프로코딩 행렬을 기반으로 계산되는 채널 상태 정보 전송 방법.
【청구항 12]
제 1항에 있어서,
탱크 (rank) 2의 경우, 상기 선형 결합을 이용하여 어느 하나의 레이어 (layer)에 대한 제 1 프리코딩 행렬이 생성되고, 나머지 레이어 (layer)에 대한 제 2 프리코딩 행렬은 상기 제 1 프리코딩 행렬에 직교 코드 (orthogonal code)를 적용함으로써 생성되는 채널 상태 정보 전송 방법 .
【청구항 13】
제 1항에 있어서,
상기 복수의 코드워드로 형성되는 빔 중 특정 파워 임계치를 초과하는 빔에 대해서만 상기 파워 계수, 상기 위상 오프셋 및 /또는 상기 위상 변화 값의 보고를 위해 양자화 (quantization)가 수행되거나 또는 더 높은 세분성 (granularity)의 양자화 (quantization)가 수행되는 채널 상태 정보 전송 방법ᅳ
【청구항 14】
제 1항에 있어서,
상기 설정된 대역 (bandwidth)이 복수의 서브밴드 그룹 ( subband group)으로 구분되는 경우, 상기 각 서브밴드 그룹 별로 상기 복수의 코드워드를 이용하여 독립적으로 프리코딩 행렬이 생성되는 채널 상태 정보 전송 방법.
【청구항 15】
제 1항에 있어서,
상기 복수의 코드워드는 리딩 범을 형성하는 제 1 코드워드와 결합 ¾ ( combining beam)을 형성하는 하나 이상의 제 2 코드워드를 포함하고,
상기 결합 빔은 상기 리딩 범과 직교한 범들의 세트 내에서 선택되며, 상기 리딩 빔과 직교한 빔들의 세트는 상기 csi 전송을 위한 상향링크 페이로드 크기에 종속되어 결정되는 채널 상태 정보 전송 방법ᅳ
【청구항 16 ]
무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 (CSI : Channel State Information)를 전송하기 위한 λ}·%-^·} 장치 (UE : User Equipment )에 있어서 , 무선 신호를 송수신하기 위한 RF (Radio Frequency) 유닛 ; 및
상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서를 포함하고,
상기 프로세서는 기지국으로부터 다중 안테나 포트를 통해 채널 상태 정보 참조 신호 (CSI -RS : Channel State Information Reference Signal )을 수신하고,
CSI를 상기 기지국에게 보고하도록 구성되고, 상기 CSI는 상기 CSI의 보고를 위한 코드북 내에서 프리코딩 행렬올 생성하기 위해 이용되는 복수의 코드워드를 지시하는 선택 정보, 설정된 대역 (bandwidth) 측면에서 상기 복수의 코드워드의 각각에 적용되는 파워 계수 (power coefficient) , 위상 오프셋 (phase offset) 및 위상 변화 (phase shift) 값을 포함하고,
상기 파워 계수, 상기 위상 오프셋 및 상기 위상 변화 값이 적용된 상기 복수의 코드워드의 선형 결합 (linear combination)을 기반으로 상기 설정된 대역 (bandwidth) 내 서브 대역 단위로 상기 프리코딩 행렬이 생성되는 사용자 장치.
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