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WO2016114182A1 - アンテナ整合回路、アンテナ装置および通信端末装置 - Google Patents

アンテナ整合回路、アンテナ装置および通信端末装置 Download PDF

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Publication number
WO2016114182A1
WO2016114182A1 PCT/JP2016/050184 JP2016050184W WO2016114182A1 WO 2016114182 A1 WO2016114182 A1 WO 2016114182A1 JP 2016050184 W JP2016050184 W JP 2016050184W WO 2016114182 A1 WO2016114182 A1 WO 2016114182A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
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antenna
impedance conversion
circuit
inductance element
impedance
Prior art date
Application number
PCT/JP2016/050184
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English (en)
French (fr)
Inventor
石塚健一
Original Assignee
株式会社村田製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社村田製作所 filed Critical 株式会社村田製作所
Priority to CN201690000420.2U priority Critical patent/CN207075005U/zh
Priority to JP2016569314A priority patent/JPWO2016114182A1/ja
Publication of WO2016114182A1 publication Critical patent/WO2016114182A1/ja
Priority to US15/640,763 priority patent/US10340877B2/en

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    • H—ELECTRICITY
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    • H01Q1/12—Supports; Mounting means
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    • H04B—TRANSMISSION
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    • H03H2001/0021—Constructional details
    • H03H2001/0085—Multilayer, e.g. LTCC, HTCC, green sheets

Definitions

  • the present invention relates to an antenna matching circuit connected between an antenna and a power feeding circuit, an antenna device including the antenna matching circuit, and a communication terminal device including the antenna device.
  • an impedance conversion circuit using a transformer is used for an antenna matching circuit, as disclosed in Patent Document 1, for example.
  • the antenna is miniaturized as the communication terminal apparatus is miniaturized, but the frequency dependence of the impedance of the antenna (impedance change ratio with respect to frequency change) tends to increase as the antenna is miniaturized.
  • One of the characteristics of an impedance conversion circuit using a transformer is that its frequency dependency (change ratio of impedance conversion ratio with respect to frequency change) is small. As described above, when applied to an antenna having a large frequency dependency of impedance. It is difficult to perform impedance matching over a wide band.
  • FIG. 11 (A) is a frequency characteristic diagram of the reflection coefficient of an antenna having a large frequency dependency of impedance.
  • FIG. 11B is a diagram showing the frequency characteristic of the reflection coefficient on a Smith chart. Markers m1 to m2 indicate low-band frequencies, and markers m3 to m4 indicate high-band frequencies. In the example shown in FIGS. 11A and 11B, matching is performed in a predetermined band of the high band (1.7 GHz to 2.7 GHz band), but matching is not performed in the low band (700 MHz to 960 MHz band).
  • FIG. 12A is a frequency characteristic diagram of a reflection coefficient in a state where an impedance conversion circuit using a conventional transformer is connected to the antenna.
  • FIG. 12B shows the frequency characteristic of the reflection coefficient on a Smith chart.
  • the impedance conversion ratio of the impedance conversion circuit is determined so as to match in the low band (700 MHz to 960 MHz band). Therefore, although matching is achieved in the low band, the locus of the reflection coefficient in the high band is reduced to a small circle as shown by a broken-line circle in FIG. That is, the impedance conversion ratio in the high band becomes too large and does not match in a part of the high band.
  • the frequency characteristics of the impedance conversion circuit can be determined.
  • the effect of adjusting the frequency characteristic of the impedance conversion ratio is low.
  • FIG. 13 is a diagram showing an example in which the bypass capacitor C1 as the high-frequency path is connected to the impedance conversion circuit 2 using a transformer.
  • FIG. 14A is a frequency characteristic diagram of the reflection coefficient when the antenna 1 is viewed from the power feeding circuit 9 of the circuit shown in FIG.
  • FIG. 14B shows the frequency characteristic of the reflection coefficient on a Smith chart.
  • An object of the present invention is to provide an antenna matching circuit that performs impedance conversion with a predetermined impedance conversion ratio over a wide band while using a transformer including a low-inductance coil, an antenna device that performs impedance matching over a wide band, and the same It is to provide a communication terminal device.
  • the antenna matching circuit of the present invention is a matching circuit connected between the feeding circuit and the antenna, An impedance conversion circuit connected to the power supply circuit; An impedance conversion ratio adjustment circuit connected between the impedance conversion circuit and the antenna port;
  • the impedance conversion circuit includes a first inductance element and a second inductance element that are magnetically coupled to each other, a first end of the first inductance element is connected to the feeder circuit, and a first end of the second inductance element is the Connected to the second end of the first inductance element, the second end of the second inductance element is connected to ground,
  • the impedance conversion ratio adjustment circuit includes a third inductance element connected in series between the impedance conversion circuit and the antenna port, and a capacitance element connected shunt between the antenna port and the ground, Correct the impedance conversion ratio of the impedance conversion circuit according to the frequency band, It is characterized by that.
  • the impedance conversion ratio in the high band is kept relatively small, and the impedance conversion by the transformer in the low band works effectively (without changing the characteristics of the antenna in the high band).
  • the impedance conversion circuit and the impedance conversion ratio adjustment circuit are provided in a single laminated body in which a plurality of base material layers are laminated, and the first inductance element, the first inductance element, The 2-inductance element, the third inductance element, and the capacitance element are preferably formed of a conductor pattern formed on the base material layer.
  • the antenna matching circuit as a single component need only be mounted on a printed wiring board or the like, and mounting on a communication terminal device or the like is facilitated.
  • the impedance conversion circuit includes a substrate in which a transmission line connected to the antenna port is formed, and the impedance conversion circuit includes a single rectangular parallelepiped structure in which a plurality of base material layers are stacked.
  • the first inductance element and the second inductance element are formed inside the multilayer body, signal input / output terminals are formed on two opposite sides of the multilayer body, and It is preferable that an impedance conversion circuit, the third inductance element, and the capacitance element are provided.
  • the antenna matching circuit can be easily arranged in the middle of the linear transmission line between the feeding circuit and the antenna.
  • the impedance conversion circuit and the impedance conversion ratio adjustment circuit can be configured in a small space on the substrate.
  • the third inductance element may be a part of the signal line.
  • the antenna device of the present invention An antenna that transmits and receives a high-frequency signal in a first frequency band and a high-frequency signal in a second frequency band that is a higher frequency band than the first frequency band; An impedance conversion circuit connected to the power supply circuit; An impedance conversion ratio adjustment circuit connected between the impedance conversion circuit and the antenna;
  • the impedance conversion circuit includes a first inductance element and a second inductance element that are magnetically coupled to each other, a first end of the first inductance element is connected to the feeder circuit, and a first end of the second inductance element is the Connected to the second end of the first inductance element, the second end of the second inductance element is connected to ground,
  • the impedance conversion ratio adjusting circuit includes a third inductance element connected in series between the impedance conversion circuit and the antenna, and a capacitance shunt-connected to the ground between the third inductance element and the antenna. Including an element and correcting an impedance conversion ratio of the
  • antenna characteristics are maintained in the high band, and in the low band, impedance conversion is effectively performed by the transformer, and matching in the low band is achieved.
  • the first frequency band is, for example, a low band in a cellular communication system
  • the second frequency band is, for example, a high band in the cellular communication system.
  • the present invention can be applied to a communication terminal apparatus that uses both high band and low band in a cellular communication system.
  • the antenna is composed of, for example, an open-ended radiation element.
  • the frequency characteristic of the impedance conversion ratio adjusting circuit is opposite to that of a general open-ended antenna (the moving direction of the impedance locus on the Smith chart due to frequency change is reverse). Therefore, the high band can be matched in a wider band.
  • a communication terminal device of the present invention houses the antenna device according to any one of (5) to (7) above, a communication circuit connected to the antenna device, the antenna device, and the communication circuit. And a housing. Thereby, it is possible to obtain a communication terminal apparatus that supports a wide band while having a small antenna.
  • the impedance conversion ratio in the high band is kept relatively small, and the impedance conversion by the transformer in the low band works effectively. Can do.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an antenna matching circuit and an antenna device according to the first embodiment.
  • FIG. 2A is a diagram illustrating the frequency characteristics of the impedance of the impedance conversion circuit 2 according to the first embodiment.
  • FIG. 2B is a diagram illustrating the frequency characteristics of the impedance of the antenna matching circuit 10 according to the first embodiment.
  • FIG. 3A is a diagram showing the frequency characteristics of the reflection coefficient of the antenna 1 alone.
  • FIG. 3B is a diagram showing the frequency characteristic of the reflection coefficient on a Smith chart.
  • FIG. 4A is a diagram illustrating the frequency characteristic of the reflection coefficient viewed from the power supply port P1 when the impedance conversion ratio adjustment circuit 3 is provided.
  • FIG. 4B is a diagram showing the frequency characteristic of the reflection coefficient on a Smith chart.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of the impedance conversion circuit 2 according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is an exploded perspective view of the antenna matching circuit element 10P according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of an antenna matching circuit element 10P according to the second embodiment.
  • FIG. 8 is a plan view showing a mounting structure of the antenna matching circuit element 10P of the second embodiment on a substrate.
  • FIG. 9 is a plan view showing the structure of the antenna device 103 of the third embodiment.
  • FIG. 10 is a block diagram of a communication terminal apparatus 200 according to the fourth embodiment.
  • FIG. 11A is a frequency characteristic diagram of the reflection coefficient of an antenna having a large frequency dependency of impedance.
  • FIG. 11A is a frequency characteristic diagram of the reflection coefficient of an antenna having a large frequency dependency of impedance.
  • FIG. 11A is a frequency characteristic diagram of the reflection coefficient of an antenna having
  • FIG. 11B is a diagram showing the frequency characteristic of the reflection coefficient on a Smith chart.
  • FIG. 12A is a frequency characteristic diagram of the reflection coefficient in a state where an impedance conversion circuit using a conventional transformer is connected to the antenna.
  • FIG. 12B shows the frequency characteristic of the reflection coefficient on a Smith chart.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating an example in which a capacitor C1, which is a high-frequency path, is connected to the impedance conversion circuit 2 using a transformer.
  • FIG. 14A is a frequency characteristic diagram of the reflection coefficient when the antenna 1 is viewed from the power feeding circuit 9 of the circuit shown in FIG.
  • FIG. 14B shows the frequency characteristic of the reflection coefficient on a Smith chart.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of an antenna matching circuit and an antenna device according to the first embodiment.
  • the antenna device 101 includes an antenna 1, a power feeding circuit 9, and an antenna matching circuit 10.
  • the antenna matching circuit 10 is connected between the antenna 1 and the power feeding circuit 9.
  • the antenna matching circuit 10 includes an impedance conversion circuit 2 and an impedance conversion ratio adjustment circuit 3.
  • the impedance conversion circuit 2 includes a first inductance element L1 and a second inductance element L2 that are magnetically coupled to each other.
  • the first end of the first inductance element L1 is connected to the power supply circuit 9
  • the first end of the second inductance element L2 is connected to the second end of the first inductance element L1
  • the second end of the second inductance element L2 is Connected to ground.
  • the first inductance element L1 and the second inductance element L2 constitute an autotransformer circuit.
  • the impedance conversion ratio adjustment circuit 3 includes a third inductance element L3 connected in series between the impedance conversion circuit 2 and the antenna port P2, and a capacitance element C3 connected in a shunt between the antenna port P2 and the ground.
  • the impedance conversion ratio of the impedance conversion circuit 2 is corrected according to the frequency band. That is, the impedance conversion ratio of the antenna matching circuit 10 is corrected from the impedance conversion ratio by the impedance conversion circuit 2 to a predetermined conversion ratio.
  • the impedance conversion ratio adjustment circuit 3 suppresses the impedance conversion ratio at a frequency of 1 GHz or higher (so that the impedance is not excessively converted).
  • FIG. 2A is a diagram showing the frequency characteristics of the impedance of the impedance conversion circuit 2 of the present embodiment.
  • FIG. 2B is a diagram showing the frequency characteristics of the impedance of the antenna matching circuit 10 of the present embodiment.
  • the impedance locus when the frequency is changed in the range of 700 MHz to 2.2 GHz is shown on the Smith chart.
  • a locus S11 is an impedance locus on the power feeding port P1 side of the impedance conversion circuit 2
  • a locus S22 is an impedance locus on the antenna side of the impedance conversion circuit 2.
  • a locus S11 is an impedance locus on the power feeding port P1 side of the antenna matching circuit 10
  • a locus S22 is an impedance locus on the antenna port P2 side.
  • the marker m1 indicates the impedance at 800 MHz
  • the marker m2 indicates the impedance at 1.8 GHz.
  • the equivalent circuit of the impedance conversion circuit 2 is represented as shown in FIG.
  • the equivalent circuit of the impedance conversion circuit 2 is represented by an ideal transformer IT having a transformation ratio n: 1, a parasitic component inductance Lp connected in parallel to the primary side, and a parasitic component inductance Ls connected in series to the secondary side.
  • n transformation ratio
  • L1 inductance of the first inductance element
  • L2 inductance of the second inductance element L2
  • the coupling coefficient is represented by k
  • Lp L1 + L2 + 2M
  • Ls ⁇ (1-k 2 ) * L1 * L2 ⁇ / (L1 + L2 + 2M)
  • n (L1 + L2 + 2M) / (L2 + M)
  • the inductance Lp functions as an inductor connected in parallel in the low frequency range of use.
  • the impedance on both the power feeding port side and the antenna port side of the impedance conversion circuit becomes inductive. Therefore, the impedance on the antenna port side moves to the second quadrant (upper left area divided into four) of the Smith chart.
  • the impedance moves clockwise along the constant resistance circle on the Smith chart. Since the capacitance element C3 is shunt-connected, the impedance moves clockwise along the constant conductance circle on the Smith chart.
  • the shunt-connected capacitance element C3 is more effective in the high band than the low band (impedance displacement is large), and the series-connected third inductance element L3 is more effective in the high band than the low band (impedance displacement is large).
  • the impedance conversion ratio by the impedance conversion circuit 2 approaches 1: 1. That is, the impedance conversion ratio adjustment circuit 3 suppresses the impedance conversion ratio of the impedance conversion circuit 2.
  • the inductance Ls of the series parasitic component is a component connected in series with the third inductance element L3, as a result, it contributes to high-band impedance adjustment together with the third inductance element L3.
  • a broken-line circle A is an example of an impedance locus of the open-ended antenna.
  • the open-ended antenna is capacitive on the side lower than the resonance frequency and inductive on the higher side, and draws an impedance locus as shown by a broken line A.
  • the frequency characteristic of the impedance conversion ratio adjusting circuit 3 has a characteristic opposite to the frequency characteristic of the antenna (the moving direction of the impedance locus on the Smith chart due to the frequency change is reverse). Therefore, when the antenna 1 is an open-ended antenna, the impedance conversion ratio is maintained in the vicinity of 1: 1 in the wide band of the high band, and matching can be performed in the wide band of the high band.
  • examples of the open-ended antenna include a monopole antenna and an inverted F antenna. Even if the point farthest from the feed end is not structurally open, even a half-wave resonant antenna with a grounded end has equivalent characteristics as a quarter-wave monopole antenna.
  • the low band in the present embodiment is an example of the “first frequency band” according to the present invention, and is, for example, a low band in a cellular communication system.
  • the high band in this embodiment is an example of the “second frequency band” according to the present invention, and is, for example, a high band in the cellular communication system.
  • the present invention can be applied to a communication terminal apparatus that uses both high band and low band in a cellular communication system.
  • FIG. 3A is a diagram showing the frequency characteristics of the reflection coefficient of the antenna 1 alone.
  • FIG. 3B is a diagram showing the frequency characteristic of the reflection coefficient on a Smith chart.
  • FIG. 4A is a diagram illustrating the frequency characteristic of the reflection coefficient viewed from the power feeding port P1 when the antenna matching circuit 10 is provided.
  • FIG. 4B is a diagram showing the frequency characteristic of the reflection coefficient on a Smith chart.
  • the impedance conversion circuit 2 performs impedance conversion at a predetermined impedance conversion ratio, so that the power supply circuit 9 matches the antenna 1.
  • the impedance conversion ratio is brought close to 1: 1, so that the power feeding circuit 9 matches the antenna 1.
  • the second embodiment shows an antenna matching circuit element 10P in which the antenna matching circuit 10 shown in the first embodiment is configured as a single component.
  • FIG. 6 is an exploded perspective view of the antenna matching circuit element 10P according to the second embodiment.
  • the antenna matching circuit element 10P includes a plurality of insulating base layers 11 to 24. Various conductive patterns are formed on the base material layers 11 to 24.
  • the “various conductor patterns” include not only conductor patterns formed on the surface of the base material layer but also interlayer connection conductors.
  • the interlayer connection conductor includes not only a via conductor but also an end face electrode formed on the end face of the multilayer body.
  • the antenna matching circuit element 10P is a laminate of base material layers on which the conductor pattern is generated.
  • the base material layer is a nonmagnetic ceramic layer
  • the conductor pattern is a printed pattern of a conductor material such as copper paste.
  • the antenna matching circuit element 10P is configured as a resin multilayer component
  • the base material layer is a sheet of resin material
  • the conductor pattern is a pattern of metal foil such as Al thin or Cu foil.
  • Terminal electrodes P1, P2, GND1, GND2, NC1, NC2, NC3, and NC4 are formed on the upper surface of the base material layer 11.
  • the terminal electrode P1 corresponds to the power feeding port P1
  • the terminal electrode P2 corresponds to the antenna port P2.
  • the terminal electrodes GND1 and GND2 are both ground terminals.
  • the terminal electrodes NC1, NC2, NC3, and NC4 are all non-connect terminals (empty terminals). However, the terminal electrode NC2 is electrically connected to conductor patterns L1C and L1D described later.
  • Conductor patterns L1A, L1B, and L1C are formed on the base material layers 12, 13, and 14, respectively.
  • Conductive patterns L1D, L1E, and L1F are formed on the base material layers 22, 23, and 24, respectively.
  • Conductive pattern L1A and conductive pattern L1F are electrically connected to terminal electrode P1 through the end face electrodes.
  • the conductor pattern L1C and the conductor pattern L1D are electrically connected via the end face electrode.
  • the first inductance element L1 is configured by these conductor patterns.
  • Conductive patterns L2A, L2B, L2C, L2D, and L2E are formed on the base material layers 14, 15, and 16, respectively.
  • Conductive patterns L2F, L2G, L2H, L2I, and L2J are formed on the base material layers 20, 21, and 22, respectively.
  • the conductor pattern L2E and the conductor pattern L2F are electrically connected to the ground terminal GND1 through the end face electrodes.
  • the second inductance element L2 is configured by these conductor patterns.
  • Conductor patterns C3A, C3B, and C3C are formed on the base material layers 17, 18, and 19, respectively.
  • a capacitance element C3 is constituted by these conductor patterns.
  • Conductor patterns L3A and L3B are formed on the base material layers 23 and 24, respectively.
  • the conductor pattern L3B is electrically connected to the terminal electrode P2 through the end face electrode.
  • the third inductance element L3 is configured by these conductor patterns.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the antenna matching circuit element 10P of the present embodiment. 7 is a circuit diagram in consideration of the positional relationship between the conductor patterns shown in FIG.
  • the second inductance element L2 based on the conductor patterns L2A to L2J is one of the conductor patterns L1A, L1B, L1C constituting part of the first inductance element L1 and the first inductance element L1. It arrange
  • the antenna matching circuit element 10P described above can be handled as a single rectangular parallelepiped surface-mounted component.
  • FIG. 8 is a plan view showing the mounting structure of the antenna matching circuit element 10P of the present embodiment on the substrate.
  • a transmission line having a coplanar line structure is formed on the substrate 20 by the ground conductor GND and the signal line SL.
  • the antenna 1 and the power feeding circuit 9 are connected to this transmission line.
  • the antenna matching circuit element 10P is mounted on the substrate 20 such that the terminal electrodes P1 and P2 are connected in series in the middle of the transmission line (in the middle of the signal line SL), and the terminal electrodes GND1 and GND2 are connected to the ground conductor GND. Is done.
  • the antenna matching circuit can be provided in a limited space.
  • FIG. 9 is a plan view showing the structure of the antenna device 103 of the third embodiment.
  • a transmission line having a coplanar line structure is formed on the substrate 20 by the ground conductor GND and the signal line SL.
  • the antenna 1 and the power feeding circuit 9 are connected to this transmission line.
  • the circuit configuration of the antenna device 103 is the same as that of the antenna device 101 shown in the first embodiment.
  • the impedance conversion circuit 2 is configured as a surface mountable chip component.
  • the third inductance element L3 and the capacitance element C3 are also chip components.
  • the antenna device 103 is configured by mounting the impedance conversion circuit 2, the third inductance element L3, and the capacitance element C3 on the substrate 20.
  • the impedance conversion circuit 2 is provided in a single rectangular parallelepiped laminate in which a plurality of base material layers are stacked.
  • the first inductance element L1 and the second inductance element L2 are base material layers. It is comprised with the conductor pattern formed in this.
  • Two signal input / output terminals of the impedance conversion circuit 2 are respectively formed on two opposing sides of the laminate.
  • the ground terminal is formed on at least one of the remaining two sides of the laminate.
  • the impedance conversion circuit 2 can be easily arranged in the middle of the linear transmission line between the power feeding circuit 9 and the antenna 1 (in the middle of the signal line SL).
  • an impedance conversion ratio adjusting circuit using the third inductance element L3 and the capacitance element C3 can also be configured in a slight space on the substrate 20.
  • the first inductance element may be a part of the signal line SL.
  • the line width of the signal line SL may be partially narrowed so that the part acts as an inductor.
  • FIG. 10 is a block diagram of a communication terminal apparatus 200 according to the fourth embodiment.
  • the communication terminal device 200 of this embodiment includes an antenna 1, an antenna matching circuit 10, a communication circuit 31, a baseband circuit 32, an application processor 33, and an input / output circuit 34.
  • the communication circuit 31 includes a transmission circuit and a reception circuit for a low band (700 MHz to 1.0 GHz) and a high band (1.4 GHz to 2.7 GHz), and an antenna duplexer.
  • the antenna 1 is an antenna corresponding to a low band and a high band, and is an antenna (for example, a monopole antenna or an inverted F-type antenna) having an impedance that is capacitive on the side lower than the resonance frequency and inductive on the higher side.
  • an antenna for example, a monopole antenna or an inverted F-type antenna
  • the above components are housed in one housing.
  • the antenna matching circuit 10, the communication circuit 31, the baseband circuit 32, and the application processor 33 are mounted on a printed wiring board, and the printed wiring board is housed in a housing.
  • the input / output circuit 34 is incorporated in the housing as a display / touch panel.
  • the antenna 1 is mounted on a printed wiring board or disposed on the inner surface or inside of the housing.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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  • Transceivers (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Support Of Aerials (AREA)
  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)

Abstract

　アンテナ装置（１０１）は、給電回路（９）に接続されるインピーダンス変換回路（２）、インピーダンス変換比調整回路（３）およびアンテナ（１）を備える。インピーダンス変換回路（２）は、互いに磁界結合する第１インダクタンス素子（Ｌ１）および第２インダクタンス素子（Ｌ２）を含み、オートトランス型回路を構成する。インピーダンス変換比調整回路（３）は、インピーダンス変換回路（２）とアンテナポート（Ｐ２）との間にシリーズ接続された第３インダクタンス素子（Ｌ３）と、アンテナポート（Ｐ２）とグランドとの間にシャント接続されたキャパシタンス素子（Ｃ３）とを含み、インピーダンス変換回路（２）のインピーダンス変換比を周波数帯に応じて補正する。

Description

アンテナ整合回路、アンテナ装置および通信端末装置
　本発明は、アンテナと給電回路との間に接続されるアンテナ整合回路、このアンテナ整合回路を含むアンテナ装置およびアンテナ装置を備える通信端末装置に関する。
　近年、携帯電話をはじめとする通信端末装置に要求される周波数帯域の広帯域化に伴い、例えば特許文献１に示されるように、トランスによるインピーダンス変換回路がアンテナ整合回路に用いられる。一方、通信端末装置の小型化に伴って、アンテナは小型化されるが、アンテナの小型化に伴い、アンテナのインピーダンスの周波数依存性（周波数変化に対するインピーダンスの変化割合）は大きくなる傾向にある。
国際公開第２０１２／１５３６９１号
　トランスによるインピーダンス変換回路は、その周波数依存性（周波数変化に対するインピーダンス変換比の変化割合）が小さいことが特徴の一つであるが、上述のように、インピーダンスの周波数依存性が大きいアンテナに適用すると、広帯域に亘ってインピーダンスマッチングさせることが難しい。
　図１１（Ａ）は、インピーダンスの周波数依存性が大きなアンテナの反射係数の周波数特性図である。図１１（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。マーカーm1～m2はローバンドの周波数、マーカーm3～m4はハイバンドの周波数帯をそれぞれ示している。図１１（Ａ）（Ｂ）に示す例では、ハイバンド（1.7GHz～2.7GHz帯）の所定帯域では整合するが、ローバンド（700MHz～960MHz帯）では整合しない。
　図１２（Ａ）は、上記アンテナに、従来のトランスによるインピーダンス変換回路を接続した状態での、反射係数の周波数特性図である。図１２（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。この例は、ローバンド（700MHz～960MHz帯）で整合させるように、インピーダンス変換回路のインピーダンス変換比を定めている。そのため、ローバンドでは整合するが、図１２（Ｂ）に破線の円で示すように、ハイバンドでの反射係数の軌跡は小円化する。すなわち、ハイバンドでのインピーダンス変換比が大きくなり過ぎて、ハイバンドの一部帯域では整合しない。
　一方、トランスの２つの入出力ポート間にキャパシタによる高周波用経路を設ければ、インピーダンス変換回路の周波数特性を定めることができる。ところが、コイルのインダクタンスが非常に小さなトランスに高周波用経路を設けても、インピーダンス変換比の周波数特性の調整効果は低い。
　図１３は、トランスによるインピーダンス変換回路２に上記高周波用経路であるバイパス用キャパシタＣ１を接続した例を示す図である。図１４（Ａ）は、図１３に示す回路の給電回路９からアンテナ１側を見た反射係数の周波数特性図である。図１４（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。このように、インダクタンスの非常に小さなコイルで構成されたオートトランス型のトランスに高周波用経路を接続しても、その効果は小さい。
　本発明の目的は、低インダクタンスのコイルを備えるトランスを用いながらも、広帯域に亘って所定のインピーダンス変換比でインピーダンス変換を行うアンテナ整合回路、広帯域に亘ってインピーダンス整合するアンテナ装置、およびそれを備える通信端末装置を提供することにある。
（１）本発明のアンテナ整合回路は、給電回路とアンテナとの間に接続される整合回路であり、
　給電回路に接続されるインピーダンス変換回路と、
　前記インピーダンス変換回路とアンテナポートとの間に接続されるインピーダンス変換比調整回路とを備え、
　前記インピーダンス変換回路は、互いに磁界結合する第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子を含み、前記第１インダクタンス素子の第１端が前記給電回路に接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端が前記第１インダクタンス素子の第２端に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端がグランドに接続され、
　前記インピーダンス変換比調整回路は、前記インピーダンス変換回路と前記アンテナポートとの間にシリーズ接続された第３インダクタンス素子と、前記アンテナポートとグランドとの間にシャント接続されたキャパシタンス素子とを含み、前記インピーダンス変換回路のインピーダンス変換比を周波数帯に応じて補正する、
ことを特徴としている。
　上記の構成により、ハイバンドでのインピーダンス変換比が比較的小さく保たれ、（アンテナのハイバンドでの特性を変更することなく、）ローバンドでのトランスによるインピーダンス変換が有効に作用する。
（２）上記（１）において、前記インピーダンス変換回路および前記インピーダンス変換比調整回路は、複数の基材層が積層された単一の積層体内に設けられていて、前記第１インダクタンス素子、前記第２インダクタンス素子、前記第３インダクタンス素子、および前記キャパシタンス素子は、前記基材層に形成された導体パターンで構成されていることが好ましい。このことにより、単一の部品としてのアンテナ整合回路をプリント配線板等に実装するだけでよく、通信端末装置等への実装が容易となる。
（３）上記（１）において、前記アンテナポートに繋がる伝送線路が形成された基板を備え、前記インピーダンス変換回路は、複数の基材層が積層された、直方体状の単一の積層体で構成されたチップ部品であり、前記積層体の内部に前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子が構成され、前記積層体の対向する２辺に信号入出力端子が形成され、前記基板に、前記インピーダンス変換回路、前記第３インダクタンス素子および前記キャパシタンス素子が設けられていることが好ましい。このことにより、給電回路とアンテナとの間の直線状の伝送線路の途中にアンテナ整合回路を容易に配置できる。また、基板上の僅かなスペースにインピーダンス変換回路およびインピーダンス変換比調整回路を構成できる。
（４）上記（３）において、前記第３インダクタンス素子は前記信号ラインの一部であってもよい。このことにより、基板に搭載すべき部品点数が削減されて、低コスト化される。
（５）本発明のアンテナ装置は、
　第１周波数帯の高周波信号および前記第１周波数帯よりも高い周波数帯である第２周波数帯の高周波信号を送受するアンテナと、
　給電回路に接続されるインピーダンス変換回路と、
　前記インピーダンス変換回路と前記アンテナとの間に接続されるインピーダンス変換比調整回路とを備え、
　前記インピーダンス変換回路は、互いに磁界結合する第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子を含み、前記第１インダクタンス素子の第１端が前記給電回路に接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端が前記第１インダクタンス素子の第２端に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端がグランドに接続され、
　前記インピーダンス変換比調整回路は、前記インピーダンス変換回路と前記アンテナとの間にシリーズ接続された第３インダクタンス素子と、前記第３インダクタンス素子と前記アンテナとの間でグランドに対してシャント接続されたキャパシタンス素子を含み、前記第２周波数帯の高周波信号についての前記インピーダンス変換回路のインピーダンス変換比を補正する、
ことを特徴としている。
　上記の構成により、ハイバンドではアンテナの特性が保たれ、且つ、ローバンドでは、トランスによりインピーダンス変換が有効に作用して、ローバンドでの整合が図られる。
（６）上記（５）において、前記第１周波数帯は例えばセルラー通信システムにおけるローバンドであって、前記第２周波数帯は例えば前記セルラー通信システムにおけるハイバンドである。このことにより、セルラー通信システムにおけるハイバンドとローバンドの両方を使用する通信端末装置に適用できる。
（７）上記（５）または（６）において、前記アンテナは、例えば先端開放型の放射素子で構成される。この構成によれば、インピーダンス変換比調整回路の周波数特性は一般的な先端開放型のアンテナの周波数特性とは反対（周波数変化によるスミスチャート上のインピーダンス軌跡の移動方向が逆方向）の特性をもつため、ハイバンドをより広帯域で整合させることもできる。
（８）本発明の通信端末装置は、上記（５）から（７）のいずれかに記載のアンテナ装置と、前記アンテナ装置に接続される通信回路と、前記アンテナ装置および前記通信回路を収納する筐体とを備えることを特徴としている。これにより、小型のアンテナを備えながらも広帯域に対応する通信端末装置が得られる。
　本発明によれば、ハイバンドでのインピーダンス変換比が比較的小さく保たれ、ローバンドでのトランスによるインピーダンス変換が有効に作用するので、インピーダンスの周波数依存性のあるアンテナに対して広帯域で整合させることができる。
図１は第１の実施形態に係るアンテナ整合回路およびアンテナ装置の構成を示す回路図である。 図２（Ａ）は、第１の実施形態のインピーダンス変換回路２のインピーダンスの周波数特性を示す図である。図２（Ｂ）は、第１の実施形態のアンテナ整合回路１０のインピーダンスの周波数特性を示す図である。 図３（Ａ）はアンテナ１単体での反射係数の周波数特性を示す図である。図３（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。 図４（Ａ）はインピーダンス変換比調整回路３を備える場合の給電ポートＰ１から見た反射係数の周波数特性を示す図である。図４（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。 図５は第１の実施形態に係るインピーダンス変換回路２の等価回路図である。 図６は第２の実施形態に係るアンテナ整合回路素子１０Ｐの分解斜視図である。 図７は第２の本実施形態に係るアンテナ整合回路素子１０Ｐの回路図である。 図８は第２の実施形態のアンテナ整合回路素子１０Ｐの基板への実装構造を示す平面図である。 図９は第３の実施形態のアンテナ装置１０３の構造を示す平面図である。 図１０は第４の実施形態に係る通信端末装置２００のブロック図である。 図１１（Ａ）は、インピーダンスの周波数依存性が大きなアンテナの反射係数の周波数特性図である。図１１（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。 図１２（Ａ）は、アンテナに、従来のトランスによるインピーダンス変換回路を接続した状態での、反射係数の周波数特性図である。図１２（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。 図１３は、トランスによるインピーダンス変換回路２に高周波用経路であるキャパシタＣ１を接続した例を示す図である。 図１４（Ａ）は、図１３に示す回路の給電回路９からアンテナ１側を見た反射係数の周波数特性図である。図１４（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。
　以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付す。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点について説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
《第１の実施形態》
　図１は第１の実施形態に係るアンテナ整合回路およびアンテナ装置の構成を示す回路図である。アンテナ装置１０１は、アンテナ１、給電回路９およびアンテナ整合回路１０を備えている。アンテナ整合回路１０はアンテナ１と給電回路９との間に接続されている。
　アンテナ整合回路１０は、インピーダンス変換回路２およびインピーダンス変換比調整回路３を備えている。
　インピーダンス変換回路２は、互いに磁界結合する第１インダクタンス素子Ｌ１および第２インダクタンス素子Ｌ２を含む。第１インダクタンス素子Ｌ１の第１端は給電回路９に接続され、第２インダクタンス素子Ｌ２の第１端は第１インダクタンス素子Ｌ１の第２端に接続され、第２インダクタンス素子Ｌ２の第２端はグランドに接続されている。第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とでオートトランス型の回路が構成されている。
　インピーダンス変換比調整回路３は、インピーダンス変換回路２とアンテナポートＰ２との間にシリーズ接続された第３インダクタンス素子Ｌ３と、アンテナポートＰ２とグランドとの間にシャント接続されたキャパシタンス素子Ｃ３とを含み、インピーダンス変換回路２のインピーダンス変換比を周波数帯に応じて補正する。すなわち、アンテナ整合回路１０のインピーダンス変換比を、インピーダンス変換回路２によるインピーダンス変換比から所定の変換比へ補正する。以降に示すように、インピーダンス変換比調整回路３は1GHz以上の周波数でのインピーダンス変換比を抑制する（インピーダンス変換されすぎないようにする）。
　図２（Ａ）は、本実施形態のインピーダンス変換回路２のインピーダンスの周波数特性を示す図である。また、図２（Ｂ）は、本実施形態のアンテナ整合回路１０のインピーダンスの周波数特性を示す図である。ここでは、周波数を700MHz～2.2GHzの範囲で変化させたときの、インピーダンス軌跡をスミスチャート上に表している。
　図２（Ａ）において、軌跡Ｓ１１は、インピーダンス変換回路２の給電ポートＰ１側のインピーダンス軌跡、軌跡Ｓ２２はインピーダンス変換回路２のアンテナ側のインピーダンス軌跡である。また、図２（Ｂ）において、軌跡Ｓ１１は、アンテナ整合回路１０の給電ポートＰ１側のインピーダンス軌跡、軌跡Ｓ２２はアンテナポートＰ２側のインピーダンス軌跡である。いずれも、マーカーm1は800MHzでのインピーダンス、マーカーm2は1.8GHzでのインピーダンスを示している。
　インピーダンス変換回路２の等価回路は図５のように表される。インピーダンス変換回路２の等価回路は、変圧比ｎ：１の理想トランスＩＴ、１次側に並列接続された寄生成分のインダクタンスＬｐおよび２次側に直列接続された寄生成分のインダクタンスＬｓで表される。ここで、第１インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンスをL1、第２インダクタンス素子Ｌ２のインダクタンスをL2、結合係数をkで表すと、次の関係が成り立つ。
　M=k√(L1*L2)
　Lp=L1+L2+2M
　Ls={(1-k2)*L1*L2}/(L1+L2+2M)
　n=(L1+L2+2M)/(L2+M)
　インダクタンスＬｐは使用周波数帯域の低域で並列接続のインダクタとして作用する。
　このように、並列接続された寄生成分のインダクタンスＬｐがあることにより、図２（Ａ）に表れているように、インピーダンス変換回路の給電ポート側、アンテナポート側いずれのインピーダンスも誘導性となる。そのため、アンテナポート側のインピーダンスはスミスチャートの第２象限（４分割した左上の領域）に移動する。
　インピーダンス変換比調整回路３の第３インダクタンス素子Ｌ３はシリーズ接続されているので、インピーダンスはスミスチャート上の定抵抗円に沿って右回りに移動する。そして、キャパシタンス素子Ｃ３はシャント接続されているので、インピーダンスはスミスチャート上の定コンダクタンス円に沿って右回りに移動する。
　上記シャント接続のキャパシタンス素子Ｃ３はローバンドに比べてハイバンドでより効き（インピーダンスの変位が大きく）、上記シリーズ接続の第３インダクタンス素子Ｌ３もローバンドに比べてハイバンドでより効く（インピーダンスの変位が大きい）。このことにより、図２（Ｂ）に示すように、ローバンドのインピーダンスの変位を少なくしつつ、ハイバンドのインピーダンスをスミスチャートの中心付近に移動させることができる。したがって、ハイバンドについてはインピーダンス変換回路２によるインピーダンス変換比は１：１に近づく。すなわち、インピーダンス変換比調整回路３はインピーダンス変換回路２のインピーダンス変換比を抑制することになる。
　直列寄生成分のインダクタンスＬｓは、上記第３インダクタンス素子Ｌ３に直列に接続される成分であるので、結果的に第３インダクタンス素子Ｌ３と共にハイバンドのインピーダンス調整に寄与する。
　図２（Ｂ）において、破線の円Ａは、先端開放型アンテナのインピーダンス軌跡の例である。先端開放型アンテナは、共振周波数より低い側では容量性であり、高い側では誘導性であって、破線Ａで示すようなインピーダンス軌跡を描く。上記インピーダンス変換比調整回路３の周波数特性は、このアンテナの周波数特性とは反対（周波数変化によるスミスチャート上のインピーダンス軌跡の移動方向が逆方向）の特性をもつ。そのため、アンテナ１が先端開放型のアンテナである場合には、ハイバンドの広い帯域でインピーダンス変換比が１：１付近に保たれ、ハイバンドの広い帯域で整合させることができる。
　なお、先端開放型アンテナの例として、モノポールアンテナや逆Ｆ型アンテナが挙げられる。また、給電端から最も離れた点が構造的に開放されていなくても、端部が接地された半波長共振アンテナでも、等価的に１／４波長モノポールアンテナと同様の特性を有する。
　本実施形態におけるローバンドは本発明に係る「第１周波数帯」の例であり、例えばセルラー通信システムにおけるローバンドである。また、本実施形態におけるハイバンドは本発明に係る「第２周波数帯」の例であり、例えば前記セルラー通信システムにおけるハイバンドである。このように、本発明はセルラー通信システムにおけるハイバンドとローバンドの両方を使用する通信端末装置に適用できる。
　本実施形態のアンテナ整合回路１０の特性について、図３、図４を参照して説明する。図３（Ａ）はアンテナ１単体での反射係数の周波数特性を示す図である。図３（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。図４（Ａ）はアンテナ整合回路１０を備える場合の給電ポートＰ１から見た反射係数の周波数特性を示す図である。図４（Ｂ）はその反射係数の周波数特性をスミスチャート上に表した図である。
　アンテナ整合回路１０が無い状態では、図３（Ａ）（Ｂ）に示すように、マーカーm3～m4で示すハイバンドで整合するが、マーカーm1～m2で示すローバンドでは整合しない。この状態で、アンテナ整合回路１０を設けると、給電ポートＰ１から見たインピーダンスは、図３（Ａ）（Ｂ）から図４（Ａ）（Ｂ）への変化で示すように、ハイバンドとローバンドの両方について整合することになる。
　このように、ローバンドでは、インピーダンス変換回路２によって所定のインピーダンス変換比でインピーダンス変換が行われることで、給電回路９はアンテナ１と整合する。そして、ハイバンドでは、インピーダンス変換比が１：１に近づけられることにより、給電回路９はアンテナ１と整合する。
　なお、従来のようにトランスの２つの入出力ポート間にキャパシタによる高周波用経路を設けた場合に、ＬＣ並列共振回路が構成されるので、或る周波数でバンドストップ特性をもつことになる。しかも使用周波数帯でのＱ値の劣化の原因となる。しかし、本実施形態によれば、高周波用経路を設けないので、不要なバンドストップ特性が生じることがなく、使用周波数帯でのＱ値の劣化がない。
《第２の実施形態》
　第２の実施形態は、第１の実施形態で示したアンテナ整合回路１０を単一の部品として構成したアンテナ整合回路素子１０Ｐについて示す。
　図６は第２の実施形態に係るアンテナ整合回路素子１０Ｐの分解斜視図である。
アンテナ整合回路素子１０Ｐは、複数の絶縁性の基材層１１～２４を備えている。基材層１１～２４には各種導体パターンが形成されている。「各種導体パターン」には、基材層の表面に形成された導体パターンだけでなく、層間接続導体を含む。層間接続導体はビア導体だけでなく、積層体の端面に形成される端面電極も含む。アンテナ整合回路素子１０Ｐは、上記導体パターンが生成された基材層の積層体である。
　本アンテナ整合回路素子１０Ｐをセラミック部品として構成する場合、上記基材層は非磁性のセラミック層であり、上記導電体パターンは銅ペースト等の導体材料の印刷パターンである。本アンテナ整合回路素子１０Ｐを樹脂多層部品として構成する場合、上記基材層は樹脂材料のシートであり、上記導電体パターンはAl薄やCu箔等の金属箔をパターン化したものである。
　基材層１１の上面には端子電極Ｐ１，Ｐ２，ＧＮＤ１，ＧＮＤ２，ＮＣ１，ＮＣ２，ＮＣ３，ＮＣ４が形成されている。端子電極Ｐ１は給電ポートＰ１に相当し、端子電極Ｐ２はアンテナポートＰ２に相当する。端子電極ＧＮＤ１，ＧＮＤ２はいずれもグランド端子である。端子電極ＮＣ１，ＮＣ２，ＮＣ３，ＮＣ４はいずれもノンコネクト端子（空き端子）である。但し、端子電極ＮＣ２は後に示す導体パターンＬ１Ｃ，Ｌ１Ｄと導通している。
　基材層１２，１３，１４には、導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｂ，Ｌ１Ｃがそれぞれ形成されている。また、基材層２２，２３，２４には、導体パターンＬ１Ｄ，Ｌ１Ｅ，Ｌ１Ｆがそれぞれ形成されている。導体パターンＬ１Ａと導体パターンＬ１Ｆとは端面電極を介して端子電極Ｐ１に導通する。導体パターンＬ１Ｃと導体パターンＬ１Ｄとは端面電極を介して導通する。これら導体パターンによって第１インダクタンス素子Ｌ１が構成される。
　基材層１４，１５，１６には、導体パターンＬ２Ａ，Ｌ２Ｂ，Ｌ２Ｃ，Ｌ２Ｄ，Ｌ２Ｅがそれぞれ形成されている。また、基材層２０，２１，２２には、導体パターンＬ２Ｆ，Ｌ２Ｇ，Ｌ２Ｈ，Ｌ２Ｉ，Ｌ２Ｊがそれぞれ形成されている。導体パターンＬ２Ｅと導体パターンＬ２Ｆとは端面電極を介してそれぞれグランド端子ＧＮＤ１に導通する。これら導体パターンによって第２インダクタンス素子Ｌ２が構成される。
　基材層１７，１８，１９には、導体パターンＣ３Ａ，Ｃ３Ｂ，Ｃ３Ｃがそれぞれ形成されている。これら導体パターンによってキャパシタンス素子Ｃ３が構成される。
　基材層２３，２４には、導体パターンＬ３Ａ，Ｌ３Ｂがそれぞれ形成されている。導体パターンＬ３Ｂは端面電極を介して端子電極Ｐ２に導通する。これら導体パターンによって第３インダクタンス素子Ｌ３が構成される。
　図７は本実施形態のアンテナ整合回路素子１０Ｐの回路図である。図７では、図６に示した各導体パターンの位置関係を考慮して回路図化している。図６、図７に示すように、導体パターンＬ２Ａ～Ｌ２Ｊによる第２インダクタンス素子Ｌ２は、第１インダクタンス素子Ｌ１の一部を構成する導体パターンＬ１Ａ，Ｌ１Ｂ，Ｌ１Ｃと、第１インダクタンス素子Ｌ１の一部を構成する導体パターンＬ１Ｄ，Ｌ１Ｅ，Ｌ１Ｆとで挟まれるように配置されている。この構造により、第１インダクタンス素子Ｌ１と第２インダクタンス素子Ｌ２とは、巻回数が少ないながらも適度に高い結合係数で結合する。
　以上に示したアンテナ整合回路素子１０Ｐは、直方体状の単一の表面実装部品として扱うことができる。
　図８は本実施形態のアンテナ整合回路素子１０Ｐの基板への実装構造を示す平面図である。基板２０には、グランド導体ＧＮＤと信号ラインＳＬとでコプレーナライン構造の伝送線路が形成されている。この伝送線路にアンテナ１および給電回路９が接続される。アンテナ整合回路素子１０Ｐは、その端子電極Ｐ１，Ｐ２が伝送線路の途中（信号ラインＳＬの途中）に直列接続され、且つ端子電極ＧＮＤ１，ＧＮＤ２がグランド導体ＧＮＤに接続されるように基板２０に実装される。
　本実施形態のアンテナ整合回路素子１０Ｐの実装構造によれば、限られたスペースにアンテナ整合回路を設けることができる。
《第３の実施形態》
　図９は第３の実施形態のアンテナ装置１０３の構造を示す平面図である。基板２０には、グランド導体ＧＮＤと信号ラインＳＬとでコプレーナライン構造の伝送線路が形成されている。この伝送線路にアンテナ１および給電回路９が接続される。アンテナ装置１０３の回路構成は第１の実施形態で示したアンテナ装置１０１と同じである。
　インピーダンス変換回路２は表面実装可能なチップ部品として構成されている。第３インダクタンス素子Ｌ３、キャパシタンス素子Ｃ３もそれぞれチップ部品である。アンテナ装置１０３は、基板２０に、インピーダンス変換回路２、第３インダクタンス素子Ｌ３およびキャパシタンス素子Ｃ３が実装されることにより構成される。
　インピーダンス変換回路２は、複数の基材層が積層された単一の直方体状の積層体内に設けられていて、第１インダクタンス素子Ｌ１、第２インダクタンス素子Ｌ２（図１参照）は、基材層に形成された導体パターンで構成されている。インピーダンス変換回路２の２つの信号入出力端子は上記積層体の対向する２辺にそれぞれ形成されている。また、グランド端子は上記積層体の残る２辺の少なくとも１辺に形成されている。このような各端子の配置によって、図９に示したとおり、給電回路９とアンテナ１との間の直線状の伝送線路の途中（信号ラインＳＬの途中）にインピーダンス変換回路２を容易に配置できる。また、第３インダクタンス素子Ｌ３およびキャパシタンス素子Ｃ３によるインピーダンス変換比調整回路も基板２０上の僅かなスペースに構成できる。
　なお、第１インダクタンス素子は信号ラインＳＬの一部であってもよい。例えば、信号ラインＳＬの線幅を部分的に細くして、その部分をインダクタとして作用させてもよい。このことにより、基板に搭載すべき部品点数が削減されて、低コスト化される。
《第４の実施形態》
　第４の実施形態では通信端末装置について示す。図１０は第４の実施形態に係る通信端末装置２００のブロック図である。本実施形態の通信端末装置２００は、アンテナ１、アンテナ整合回路１０、通信回路３１、ベースバンド回路３２、アプリケーションプロセッサ３３および入出力回路３４を備えている。通信回路３１はローバンド（700MHz～1.0GHz）とハイバンド（1.4GHz～2.7GHz）についての送信回路および受信回路、さらにはアンテナ共用器を備えている。アンテナ１は、ローバンドとハイバンドに対応するアンテナであり、共振周波数より低い側で容量性となり、高い側で誘導性となるインピーダンスをもつアンテナ（例えばモノポールアンテナまたは逆Ｆ型アンテナ）である。
　上記構成要素は１つの筐体内に収納されている。例えば、アンテナ整合回路１０、通信回路３１、ベースバンド回路３２、アプリケーションプロセッサ３３はプリント配線板に実装され、プリント配線板は筐体内に収納される。入出力回路３４は表示・タッチパネルとして筐体に組み込まれる。アンテナ１はプリント配線板に実装されるか、筐体の内面または内部に配置される。
　以上に示した構成により、広帯域に亘って整合するアンテナを備える通信端末装置が得られる。
　最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。例えば、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
Ｃ１…キャパシタ
Ｃ３…キャパシタンス素子
Ｃ３Ａ，Ｃ３Ｂ，Ｃ３Ｃ…導体パターン
ＧＮＤ…グランド導体
ＧＮＤ１，ＧＮＤ２…端子電極
ＩＴ…理想トランス
Ｌ１…第１インダクタンス素子
Ｌ２…第２インダクタンス素子
Ｌ３…第３インダクタンス素子
Ｌ１Ａ，Ｌ１Ｂ，Ｌ１Ｃ，Ｌ１Ｄ，Ｌ１Ｅ，Ｌ１Ｆ…導体パターン
Ｌ２Ａ，Ｌ２Ｂ，Ｌ２Ｃ，Ｌ２Ｄ，Ｌ２Ｅ，Ｌ２Ｆ，Ｌ２Ｇ，Ｌ２Ｈ，Ｌ２Ｉ，Ｌ２Ｊ…導体パターン
Ｌ３Ａ，Ｌ３Ｂ…導体パターン
Ｌｐ…並列接続された寄生成分のインダクタンス
Ｌｓ…直列接続された寄生成分のインダクタンス
Ｐ１，Ｐ２，ＧＮＤ１，ＧＮＤ２，ＮＣ１，ＮＣ２，ＮＣ３，ＮＣ４…端子電極
Ｐ１…給電ポート
Ｐ２…アンテナポート
ＳＬ…信号ライン
１…アンテナ
２…インピーダンス変換回路
３…インピーダンス変換比調整回路
９…給電回路
１０…アンテナ整合回路
１０Ｐ…アンテナ整合回路素子
１１～２４…基材層
３１…通信回路
３２…ベースバンド回路
３３…アプリケーションプロセッサ
３４…入出力回路
１０１，１０３…アンテナ装置
２００…通信端末装置

Claims (8)

  1. 　給電回路に接続されるインピーダンス変換回路と、
    　前記インピーダンス変換回路とアンテナポートとの間に接続されるインピーダンス変換比調整回路とを備え、
    　前記インピーダンス変換回路は、互いに磁界結合する第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子を含み、前記第１インダクタンス素子の第１端が前記給電回路に接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端が前記第１インダクタンス素子の第２端に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端がグランドに接続され、
    　前記インピーダンス変換比調整回路は、前記インピーダンス変換回路と前記アンテナポートとの間にシリーズ接続された第３インダクタンス素子と、前記アンテナポートとグランドとの間にシャント接続されたキャパシタンス素子とを含み、前記インピーダンス変換回路のインピーダンス変換比を周波数帯に応じて補正する、
    アンテナ整合回路。
  2. 　前記インピーダンス変換回路および前記インピーダンス変換比調整回路は、複数の基材層が積層された単一の積層体内に設けられていて、
    　前記第１インダクタンス素子、前記第２インダクタンス素子、前記第３インダクタンス素子、および前記キャパシタンス素子は、前記基材層に形成された導体パターンで構成された、請求項１に記載のアンテナ整合回路。
  3. 　前記アンテナポートに繋がる伝送線路が形成された基板を備え、
    　前記インピーダンス変換回路は、複数の基材層が積層された、直方体状の単一の積層体で構成されたチップ部品であり、前記積層体の内部に前記第１インダクタンス素子および前記第２インダクタンス素子が構成され、前記積層体の対向する２辺に信号入出力端子が形成され、
    　前記基板に、前記インピーダンス変換回路、前記第３インダクタンス素子および前記キャパシタンス素子が設けられた、請求項１に記載のアンテナ整合回路。
  4. 　前記第３インダクタンス素子は前記伝送線路の信号ラインの一部である、請求項３に記載のアンテナ整合回路。
  5. 　第１周波数帯の高周波信号および前記第１周波数帯よりも高い周波数帯である第２周波数帯の高周波信号を送受するアンテナと、
    　給電回路に接続されるインピーダンス変換回路と、
    　前記インピーダンス変換回路と前記アンテナとの間に接続されるインピーダンス変換比調整回路とを備え、
    　前記インピーダンス変換回路は、互いに磁界結合する第１インダクタンス素子および第２インダクタンス素子を含み、前記第１インダクタンス素子の第１端が前記給電回路に接続され、前記第２インダクタンス素子の第１端が前記第１インダクタンス素子の第２端に接続され、前記第２インダクタンス素子の第２端がグランドに接続され、
    　前記インピーダンス変換比調整回路は、前記インピーダンス変換回路と前記アンテナとの間にシリーズ接続された第３インダクタンス素子と、前記第３インダクタンス素子と前記アンテナとの間でグランドに対してシャント接続されたキャパシタンス素子を含み、前記第２周波数帯の高周波信号についての前記インピーダンス変換回路のインピーダンス変換比を補正する、
    アンテナ装置。
  6. 　前記第１周波数帯はセルラー通信システムにおけるローバンドであって、前記第２周波数帯は前記セルラー通信システムにおけるハイバンドである、請求項５に記載のアンテナ装置。
  7. 　前記アンテナは、先端開放型の放射素子で構成される、請求項５または６に記載のアンテナ装置。
  8. 　請求項５から７のいずれかに記載のアンテナ装置と、前記アンテナ装置に接続される通信回路と、前記アンテナ装置および前記通信回路を収納する筐体とを備えた、通信端末装置。
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