[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

WO2016034051A1 - 一种干扰抑制方法和装置 - Google Patents

一种干扰抑制方法和装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2016034051A1
WO2016034051A1 PCT/CN2015/087849 CN2015087849W WO2016034051A1 WO 2016034051 A1 WO2016034051 A1 WO 2016034051A1 CN 2015087849 W CN2015087849 W CN 2015087849W WO 2016034051 A1 WO2016034051 A1 WO 2016034051A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
equivalent
demodulation
constellation
constellation points
Prior art date
Application number
PCT/CN2015/087849
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
汪浩
Original Assignee
华为技术有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 华为技术有限公司 filed Critical 华为技术有限公司
Publication of WO2016034051A1 publication Critical patent/WO2016034051A1/zh

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/08—Modifications for reducing interference; Modifications for reducing effects due to line faults ; Receiver end arrangements for detecting or overcoming line faults

Definitions

  • the present invention relates to the field of communications technologies, and in particular, to an interference suppression method and apparatus.
  • LTE Long Term Evolution
  • UMTS Universal Mobile Telecommunications System
  • UE User Equipment
  • the high density and heterogeneity of the base station is the evolution direction of the LTE network structure, which obviously brings more serious inter-cell interference between cells and multiple users.
  • a standard receiver that suppresses interference is defined in the Release 11 phase of the LTE release, such as an Interference Rejection Combining (IRC) receiver.
  • IRC Interference Rejection Combining
  • an enhanced interference suppression receiver namely, a Symbol Level Interference Cancellation (SLIC) receiver and a Maximum Likelihood (ML) receiver, is defined in the LTE Release 12.
  • SLIC Symbol Level Interference Cancellation
  • ML Maximum Likelihood
  • Both types of receivers have better ability to suppress inter-user and inter-cell interference.
  • both types of receivers require certain parameters of known interference signals, such as modulation order, transmission mode, and Pre-coder Matrix Indicator (PMI), etc., and these parameters need to be estimated by the UE.
  • PMI Pre-coder Matrix Indicator
  • n is assumed to be N-dimensional additive white Gaussian noise (mean value 0, covariance matrix is ⁇ 2I);
  • x and H can be split into two parts, namely:
  • the 0 subscript indicates the serving cell
  • the energy algorithm or the generalized maximum likelihood algorithm is usually used to estimate the PMI parameters of the interference.
  • An embodiment of the present invention provides an interference suppression method and apparatus, which are used to solve the PMI corresponding to an interfering cell because the interfering signal uses two ports and the number of layers is two, or four ports are used and the number of layers is four. This causes the problem that the SLIC or ML receiver cannot be used to eliminate interference.
  • the channel parameter includes a first channel matrix corresponding to the serving cell and a second channel matrix corresponding to the interference cell;
  • the product of P I x I is used as an equivalent transmission signal, and the equivalent transformed received signal is demodulated to eliminate the equivalent without acquiring the coefficients of the precoding matrix corresponding to the interfering cell.
  • the interference of the transmitted signal is used as an equivalent transmission signal, and the equivalent transformed received signal is demodulated to eliminate the equivalent without acquiring the coefficients of the precoding matrix corresponding to the interfering cell.
  • the method before demodulating the equivalent transformed received signal, the method further includes: determining the equivalent according to a modulation manner adopted by the second transmit signal a constellation diagram corresponding to the transmitted signal;
  • determining to adopt the first demodulation method Transmitting a signal to perform demodulation processing, wherein the first demodulation mode comprises minimum mean square error MMSE demodulation; or, if the determined number of constellation points is less than or equal to the threshold, determining to adopt a second demodulation mode pair
  • the transmit signal is subjected to a demodulation process, wherein the second demodulation mode includes symbol level interference cancellation SLIC demodulation and maximum likelihood ML demodulation.
  • the equivalent transformed received signal is demodulated, including:
  • E(x j ) represents the mean of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal
  • Var(x j ) represents the variance of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal
  • Pr(x j ) represents E ( The prior probability of x j )
  • ⁇ x j ⁇ represents all possible values of the j-th layer signal of the equivalent transmission signal in the constellation corresponding to the equivalent transmission signal
  • a weighting vector representing the jth layer signal of the equivalent transmitted signal
  • the equivalent noise of the jth layer signal representing the equivalent transmitted signal, j ⁇ ⁇ B+1, ..., L ⁇ , L represents the total number of layers of the received transmitted signal
  • B represents the first transmitted signal The total number of layers.
  • the equivalent transformed received signal is demodulated, including:
  • the mean and variance of each set of constellation points are respectively calculated according to the LLR value of the last demodulation; and the calculated mean values of each set of constellation points are combined to obtain the second solution.
  • the mean value of the modulation, the calculated variance of each set of constellation points is combined to obtain the variance of the demodulation; and the LLR value of the demodulation is calculated according to the mean and variance of the demodulation.
  • the calculated mean values of each set of constellation points are combined according to the following formula to obtain each layer of the equivalent transmit signal.
  • E(x j ) represents the mean value of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal in the SLIC demodulation
  • E( ⁇ m ) and Pr( ⁇ m ) respectively represent the mean value of the m-th constellation point and the first
  • M means that the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal are divided into M groups, j ⁇ ⁇ B +1, ..., L ⁇ , and L indicates reception
  • B represents the total number of layers of the first transmitted signal.
  • Var(x j ) represents the variance of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal in the SLIC demodulation
  • Var( ⁇ m ) represents the variance of the m-th constellation point
  • Pr( ⁇ m ) represents the mth
  • B represents the total number of layers of the first transmitted signal.
  • demodulating the equivalent transformed received signal includes:
  • the LLR value of each bit signal in each layer of the equivalent transmitted signal is calculated based on the selected final node.
  • selecting a final signal for each bit signal in each layer of the equivalent transmit signal from the selected nodes Nodes including:
  • each bit in each layer of the equivalent transmit signal is calculated according to the following formula according to the selected final node.
  • the LLR value of the signal is calculated according to the following formula according to the selected final node.
  • the constellation in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal The position of the point, the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal are divided into M groups, including:
  • the constellation points in the constellation corresponding to the second transmit signal are divided into a group by constraining the constellation points by compressing the same compression amount;
  • An acquiring module configured to acquire a channel parameter, where the channel parameter includes a first channel matrix corresponding to the serving cell and a second channel matrix corresponding to the interference cell;
  • the demodulation module performs an equivalent transformation Before the received signal is subjected to the demodulation process, the method further includes: determining, according to the modulation mode adopted by the second transmit signal, a constellation corresponding to the equivalent transmit signal;
  • the demodulation module determines a demodulation method used in the demodulation process according to the following steps:
  • E(x j ) represents the mean of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal
  • Var(x j ) represents the variance of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal
  • Pr(x j ) represents E ( The prior probability of x j )
  • ⁇ x j ⁇ represents all possible values of the j-th layer signal of the equivalent transmission signal in the constellation corresponding to the equivalent transmission signal
  • a weighting vector representing the jth layer signal of the equivalent transmitted signal
  • the equivalent noise of the jth layer signal representing the equivalent transmitted signal, j ⁇ ⁇ B+1, ..., L ⁇ , L represents the total number of layers of the received transmitted signal
  • B represents the first transmitted signal The total number of layers.
  • the demodulation module demodulates the equivalent transformed received signal Processing, including:
  • the mean and variance of each set of constellation points are respectively calculated according to the LLR value of the last demodulation; and the calculated mean values of each set of constellation points are combined to obtain the second solution.
  • the mean value of the modulation, the calculated variance of each set of constellation points is combined to obtain the variance of the demodulation; and the LLR value of the demodulation is calculated according to the mean and variance of the demodulation.
  • Var (x j) represents the time equivalent of the SLIC demodulated signal layer j of the transmit signal variance
  • Var ( ⁇ m) denotes the variance of the constellation points of the m-th group
  • Pr ( ⁇ m) denotes the m
  • M means that the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal are divided into M groups
  • j B+1, ..., L
  • L represents the received transmission
  • B represents the total number of layers of the first transmitted signal.
  • the demodulation module demodulates the equivalent transformed received signal Processing, including:
  • the demodulation module from among the selected nodes, is each of the signals of the equivalent transmit signal
  • the bit signals select the final node, including:
  • ⁇ x ⁇ denotes all possible points of the equivalent transmitted signal in its corresponding constellation diagram
  • b j,i denotes the i-th bit signal of the j-th layer
  • ⁇ 2 denotes the noise power
  • the demodulation module calculates, according to the selected final node, each layer of the equivalent transmit signal according to the following formula The LLR value of each bit signal in:
  • ⁇ j,i represents the LLR value of the i-th bit signal of the j-th layer of the equivalent transmitted signal.
  • the demodulation module is configured according to the equivalent transmit signal
  • the position of the constellation point in the constellation diagram divides the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal into M groups, including:
  • a constellation point in the constellation corresponding to the second transmit signal the constellation points in the constellation corresponding to the second transmit signal are divided into a group by rotating the same angle;
  • the constellation points in the constellation corresponding to the second transmit signal are divided into a group by constraining the constellation points by compressing the same compression amount;
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal are divided into a group by rotating the same angle and compressing the same compression amount to obtain constellation points.
  • a third aspect is a communication device, the communication device comprising:
  • a processor configured to acquire a channel parameter, where the channel parameter includes a first channel matrix corresponding to the serving cell and a second channel matrix corresponding to the interference cell;
  • a receiver for equivalently transforming a received signal to obtain
  • y is the received signal
  • x 0 is the first transmit signal sent by the serving cell
  • x I is the second transmit signal sent by the interfering cell
  • n is a noise signal
  • H 0 is the first channel matrix and The product of the precoding matrix corresponding to the serving cell
  • P I is a precoding matrix corresponding to the interfering cell
  • the product of P I x I is used as an equivalent transmit signal
  • the equivalent transformed received signal is demodulated to Acquiring the interference of the equivalent transmit signal on the premise of acquiring the coefficients of the precoding matrix corresponding to the interfering cell.
  • the receiver before the receiver performs demodulation processing on the equivalent transformed received signal, the receiver is further configured to: determine, according to a modulation manner adopted by the second transmit signal, Generating a constellation corresponding to the equivalent transmit signal;
  • the receiver determines the demodulation method used in the demodulation process according to the following steps:
  • E(x j ) represents the mean of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal
  • Var(x j ) represents the variance of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal
  • Pr(x j ) represents E ( The prior probability of x j )
  • ⁇ x j ⁇ represents all possible values of the j-th layer signal of the equivalent transmission signal in the constellation corresponding to the equivalent transmission signal
  • a weighting vector representing the jth layer signal of the equivalent transmitted signal
  • the equivalent noise of the jth layer signal representing the equivalent transmitted signal, j ⁇ ⁇ B+1, ..., L ⁇ , L represents the total number of layers of the received transmitted signal
  • B represents the first transmitted signal The total number of layers.
  • the receiver performs demodulation processing on the equivalent transformed received signal.
  • the receiver combines the calculated mean values of each set of constellation points to obtain the equivalent transmit signal according to the following formula The average value of each layer of the SLIC demodulation at this time:
  • E(x j ) represents the mean value of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal in the SLIC demodulation
  • E( ⁇ m ) and Pr( ⁇ m ) respectively represent the mean value of the m-th constellation point and the first
  • M means that the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal are divided into M groups, j ⁇ ⁇ B +1, ..., L ⁇ , and L indicates reception
  • B represents the total number of layers of the first transmitted signal.
  • the receiver combines the calculated variances of each set of constellation points according to the following formula to obtain the equivalent transmit signal.
  • Var(x j ) represents the variance of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal in the SLIC demodulation
  • Var( ⁇ m ) represents the variance of the m-th constellation point
  • Pr( ⁇ m ) represents the mth
  • B represents the total number of layers of the first transmitted signal.
  • the receiver performs demodulation processing on the equivalent transformed received signal.
  • the node selection method used respectively, selects a set number of nodes from each set of constellation points; and selects each bit signal in each layer of the equivalent transmit signal from the selected nodes respectively a final node; and calculating an LLR value for each of the bit signals in each layer of the equivalent transmitted signal based on the selected final node.
  • ⁇ x ⁇ denotes all possible points of the equivalent transmitted signal in its corresponding constellation diagram
  • b j,i denotes the i-th bit signal of the j-th layer
  • ⁇ 2 denotes the noise power
  • ⁇ j,i represents the LLR value of the i-th bit signal of the j-th layer of the equivalent transmitted signal.
  • the receiver is configured according to the constellation corresponding to the equivalent transmit signal
  • the position of the constellation point in the figure divides the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmission signal into M groups, including:
  • a constellation point in the constellation corresponding to the second transmit signal the constellation points in the constellation corresponding to the second transmit signal are divided into a group by rotating the same angle;
  • the product of the precoding matrix corresponding to the interfering cell and the second transmit signal sent by the interfering cell is used as an equivalent transmit signal, and directly Eliminate the interference of the equivalent transmitted signal. Since the precoding matrix corresponding to the interfering cell is considered in the second transmit signal, it is not necessary to consider the precoding matrix corresponding to the interfering cell in the channel estimation, so that the channel corresponding to the interference cell is not estimated when performing channel estimation.
  • the correct value of the PMI of the coding matrix improves the receiver's ability to suppress interference and improves the throughput performance of the terminal.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of an interference suppression method according to an embodiment of the present invention.
  • 2A is a constellation diagram corresponding to a second transmit signal according to an embodiment of the present invention.
  • 2B is a constellation diagram corresponding to an equivalent transmit signal according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic diagram of a SLIC demodulation process according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a schematic diagram of an ML demodulation process according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a schematic diagram of an interference suppression apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is a schematic diagram of a communications device according to an embodiment of the present invention.
  • the present invention considers the precoding matrix indicated by the PMI in the transmitted signal, and does not consider the precoding matrix indicated by the PMI in the channel estimation. Since the channel estimation does not estimate the correct value of the PMI, the receiver suppresses interference. The ability to improve the throughput performance of the terminal.
  • an interference suppression method provided by an embodiment of the present invention includes:
  • the channel parameter includes a first channel matrix corresponding to the serving cell and a second channel matrix corresponding to the interference cell.
  • the first channel matrix corresponding to the serving cell can be directly acquired.
  • a second channel matrix corresponding to the interfering cell The first channel matrix and the second channel matrix are both channel matrices that do not include a precoding matrix.
  • the precoding matrix P 0 corresponding to the serving cell is a known amount
  • the precoding matrix P I corresponding to the interfering cell is an amount that cannot be correctly estimated.
  • the product of the precoding matrix corresponding to the interfering cell and the second transmit signal sent by the interfering cell is used as an equivalent transmit signal, and the interference of the equivalent transmit signal is directly eliminated. Since the precoding matrix corresponding to the interfering cell is considered in the second transmit signal, it is not necessary to consider the precoding matrix corresponding to the interfering cell in the channel estimation, so that the channel corresponding to the interference cell is not estimated when performing channel estimation.
  • the correct value of the PMI of the coding matrix improves the receiver's ability to suppress interference and improves the throughput performance of the terminal.
  • a second channel matrix corresponding to the interfering cell obtained by the channel estimation that is, a channel matrix that does not include a precoding matrix corresponding to the interfering cell
  • the receiver can put the equivalent symbol It is regarded as a transmission signal transmitted by the interfering cell.
  • SLIC and ML detection are performed according to formula (4a), so that there is no influence of the PMI corresponding to the interfering cell in the process of demodulation.
  • the SLIC, ML, or Minimum Mean Square Error (MMSE) may be used for demodulation.
  • MMSE Minimum Mean Square Error
  • the specific demodulation method can be specified in the standard protocol, or the demodulation method used in the factory setting, the demodulation method used in the network side configuration, and the additional signaling indication.
  • the demodulation method used is not limited herein.
  • the determined number of constellation points is greater than a set threshold, determining to perform demodulation processing on the transmit signal by using a first demodulation manner, where the first demodulation mode includes MMSE demodulation; or, if it is determined The number of constellation points is less than or equal to a set threshold, and determining to perform demodulation processing on the transmit signal by using a second demodulation method, where the second demodulation mode includes SLIC demodulation and ML demodulation.
  • the MMSE demodulation is actually an iterative SLIC demodulation, that is, the LLR value is calculated by the following formula:
  • V diag(Var(x 1 ),...,Var(x j ),...,Var(x L ));
  • the autocorrelation matrix of the precoding matrix corresponding to the interfering cell because the 2 port layer is 2 or the 4 port layer is 4, and the correct value of the PMI corresponding to the interfering cell cannot be estimated. Is the unit matrix, then:
  • the MMSE demodulation does not require interference with the PMI parameters of the signal.
  • the method before determining the demodulation mode used in the demodulation process according to the number of constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal, the method further includes:
  • the constellation corresponding to the equivalent transmit signal is determined according to the modulation mode adopted by the second transmit signal.
  • the equivalent transmit signal is used in the embodiment of the present invention to replace the original transmit signal (ie, the second transmit signal) of the interfering cell, the impact of the precoding matrix corresponding to the interfering cell is considered in the equivalent transmit signal.
  • the constellation diagram corresponding to the equivalent transmit signal is different from the constellation corresponding to the second transmit signal. Taking the QPSK mode as an example, for a scenario where the 2-port layer is 2, the constellation corresponding to the second transmit signal is as shown in FIG. 2A. The constellation diagram corresponding to the equivalent transmit signal is shown in FIG. 2B. It can be seen from the figure that the constellation of the second transmit signal transmitted by the interfering cell changes due to the influence of the precoding matrix corresponding to the interfering cell.
  • E(x j ) represents the mean of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal
  • Var(x j ) represents the variance of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal
  • Pr(x j ) represents E(x j ) Priori probability
  • ⁇ x j ⁇ represents all possible points of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal in the constellation corresponding to the equivalent transmitted signal
  • a weighting vector representing the jth layer signal of the equivalent transmitted signal
  • the equivalent noise of the jth layer signal representing the equivalent transmitted signal, j ⁇ ⁇ B+1, ..., L ⁇ , L represents the total number of layers of the received transmitted signal
  • B represents the total number of layers of the first transmitted signal .
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal are divided into M groups, which can be complexed when calculating the LLR, mean and variance of each set of constellation points.
  • the mean and variance of each set of constellation points are respectively calculated according to the last demodulated LLR value; the calculated mean values of each set of constellation points are combined to obtain the demodulated
  • the mean value is obtained by combining the calculated variances of each set of constellation points to obtain a variance of the demodulation; and according to the mean and variance of the demodulation, the LLR value of the demodulation is calculated.
  • the LLR, mean and variance of each constellation point are calculated separately, and the LLR, mean and variance of each constellation point can be multiplexed with the second transmission.
  • the method further includes:
  • the constellation corresponding to the equivalent transmit signal is determined according to the modulation mode adopted by the second transmit signal.
  • the calculated mean values of each set of constellation points are combined according to the following formula to obtain the mean value of each layer of the SLIC demodulation signal of the equivalent transmitted signal:
  • E(x j ) represents the mean value of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal in the SLIC demodulation
  • E( ⁇ m ) and Pr( ⁇ m ) respectively represent the mean value of the m-th constellation point and the first
  • M means that the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal are divided into M groups, j ⁇ B+1, ..., L ⁇ , and L represents the received The total number of layers of the transmitted signal
  • B represents the total number of layers of the first transmitted signal.
  • the calculated variance of each set of constellation points is combined according to the following formula to obtain the variance of each layer of the equivalent transmitted signal in the SLIC demodulation:
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal are divided into M groups, including but not limited to one of the following manners. :
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmitting signal are divided into a group by rotating the same angle;
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmission signal are divided into a group by rotating the same angle and compressing the same compression amount to obtain constellation points.
  • the constellation points located at the origin of the constellation diagram are divided into a group, and the mean value and the variance are both zero.
  • the constellation points in the constellation diagram shown in FIG. 2B can be divided into three groups, that is, the constellation points indicated by " ⁇ " (the constellation points indicated by ⁇ b ) and the constellation points indicated by " ⁇ " (the group is represented by ⁇ r ) Constellation points) and constellation points represented by " ⁇ " (the set of constellation points are represented by ⁇ g ).
  • the LLR value of the constellation points of the group is the LLR value of the constellation points in the constellation corresponding to the second transmission signal, and then according to the LLR value.
  • the obtained variance is compressed to 1/2 of the original, and the mean and variance of each constellation point in ⁇ r are obtained; the mean and variance of the constellation points in ⁇ g are both zero.
  • demodulation processing is performed on the equivalent transformed received signal, including:
  • ⁇ x ⁇ denotes all possible points of the equivalent transmitted signal in its corresponding constellation diagram
  • b j,i denotes the i-th bit signal of the j-th layer
  • ⁇ 2 denotes the noise power
  • ⁇ j,i represents the LLR value of the i-th bit signal of the j-th layer of the equivalent transmitted signal.
  • a node selection method used for performing ML demodulation according to the second transmission signal, and selecting a set number of nodes from each set of constellation points;
  • the LLR value of each bit signal in each layer of the equivalent transmitted signal is calculated based on the selected final node.
  • the method further includes:
  • the constellation corresponding to the equivalent transmit signal is determined according to the modulation mode adopted by the second transmit signal.
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal are divided into M groups, including but not limited to one of the following modes:
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmitting signal are divided into a group by rotating the same angle;
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmission signal are divided into a group by rotating the same angle and compressing the same compression amount to obtain constellation points.
  • the constellation points located at the origin of the constellation diagram are divided into a group, and the mean value and the variance are both zero.
  • the final node is selected for each bit signal in each layer of the equivalent transmit signal, including:
  • ⁇ x ⁇ denotes all possible points of the equivalent transmitted signal in its corresponding constellation diagram
  • b j,i denotes the i-th bit signal of the j-th layer
  • ⁇ 2 denotes the noise power
  • y denotes the received signal
  • H denotes the channel matrix
  • x denotes the second transmitted signal
  • j B+1, ..., L
  • L denotes the received transmitted signal
  • B represents the total number of layers of the first transmitted signal.
  • the LLR value of each bit signal in each layer of the equivalent transmit signal is calculated according to the following formula:
  • ⁇ j,i represents the LLR value of the i-th bit signal of the j-th layer of the equivalent transmitted signal.
  • the flow of the ML demodulation in the fourth implementation manner will be described by taking the shape of the constellation point shown in FIG. 2B as an example.
  • the constellation points in the constellation diagram shown in FIG. 2B can be divided into three groups, that is, the constellation points indicated by " ⁇ " (the constellation points indicated by ⁇ b ) and the constellation points indicated by " ⁇ " (the group is represented by ⁇ r ) Constellation points) and constellation points represented by " ⁇ " (the set of constellation points are represented by ⁇ g ).
  • ⁇ b is the constellation point in the constellation corresponding to the second transmitted signal shown in FIG. 2A
  • the set of constellation points can multiplex the node selection method in the original ML demodulation mode (ie, select
  • the smaller nodes can usually be implemented by look-up table method, assuming that two nodes are finally selected; each constellation point in ⁇ r can be regarded as the constellation corresponding to the second transmitted signal shown in FIG. 2A.
  • Each constellation point rotates 45 degrees and then zooms out Obtained, therefore, the set of constellation points in the multiplexed original ML demodulation mode node selection method for node selection, first rotate the set of constellation points clockwise 45 degrees and zoom Times, the constellation points in the constellation corresponding to the second transmitted signal are obtained.
  • the implementation complexity is low.
  • the above method processing flow can be implemented by a software program, which can be stored in a storage medium, and when the stored software program is called, the above method steps are performed.
  • An interference suppression device provided by an embodiment of the present invention, as shown in FIG. 5, the device includes:
  • the obtaining module 51 is configured to acquire a channel parameter, where the channel parameter includes a first channel matrix corresponding to the serving cell and a second channel matrix corresponding to the interference cell;
  • the equivalent conversion module 52 performs equivalent transformation on the received signal to obtain Where y is the received signal, x 0 is the first transmit signal sent by the serving cell, x I is the second transmit signal sent by the interfering cell, n is a noise signal, and H 0 is the first channel matrix and The product of the precoding matrix corresponding to the serving cell, For the second channel matrix, P I is a precoding matrix corresponding to the interfering cell;
  • the demodulation module 53 is configured to use the product of P I x I as an equivalent transmission signal, and perform demodulation processing on the equivalent transformed received signal, so as not to acquire the coefficient of the precoding matrix corresponding to the interfering cell. Next, the interference of the equivalent transmitted signal is eliminated.
  • various signals are all represented in the form of a vector.
  • the demodulation module 53 is further configured to determine, according to the modulation mode adopted by the second transmit signal, the demodulation module 53 before performing the demodulation process on the equivalent transformed signal. a constellation diagram corresponding to the effective transmission signal;
  • the determined number of constellation points is greater than a set threshold, determining to perform demodulation processing on the transmit signal by using a first demodulation manner, where the first demodulation manner includes minimum mean square error MMSE demodulation; or Determining, by using a second demodulation manner, demodulating the transmit signal, if the number of the determined constellation points is less than or equal to the threshold, where the second demodulation mode includes symbol level interference cancellation SLIC demodulation And maximum likelihood ML demodulation.
  • the threshold used is an empirical value, and an optimal threshold can be determined by simulation or the like.
  • the demodulation module 53 performs demodulation processing on the equivalent transformed received signal, including:
  • E(x j ) represents the mean of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal
  • Var(x j ) represents the variance of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal
  • Pr(x j ) represents E ( The prior probability of x j )
  • ⁇ x j ⁇ represents all possible values of the j-th layer signal of the equivalent transmission signal in the constellation corresponding to the equivalent transmission signal
  • a weighting vector representing the jth layer signal of the equivalent transmitted signal
  • the equivalent noise of the jth layer signal representing the equivalent transmitted signal, j ⁇ ⁇ B+1, ..., L ⁇ , L represents the total number of layers of the received transmitted signal
  • B represents the first transmitted signal The total number of layers.
  • the demodulation module 53 performs demodulation processing on the equivalent transformed received signal, including:
  • the mean and variance of each set of constellation points are respectively calculated according to the LLR value of the last demodulation; and the calculated mean values of each set of constellation points are combined to obtain the second solution.
  • the mean value of the modulation, the calculated variance of each set of constellation points is combined to obtain the variance of the demodulation; and the LLR value of the demodulation is calculated according to the mean and variance of the demodulation.
  • the demodulation module 53 divides the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal into M groups according to the position of the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal, and the method further includes:
  • the demodulation module 53 combines the calculated mean values of each set of constellation points according to the following formula to obtain the average value of each layer of the equivalent transmit signal in the SLIC demodulation:
  • E(x j ) represents the mean value of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal in the SLIC demodulation
  • E( ⁇ m ) and Pr( ⁇ m ) respectively represent the mean value of the m-th constellation point and the first
  • M means that the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal are divided into M groups, j ⁇ ⁇ B +1, ..., L ⁇ , and L indicates reception
  • B represents the total number of layers of the first transmitted signal.
  • the demodulation module 53 combines the calculated variances of each set of constellation points according to the following formula to obtain a variance of the demodulation of each layer of the equivalent transmitted signals in the SLIC:
  • Var(x j ) represents the variance of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal in the SLIC demodulation
  • Var( ⁇ m ) represents the variance of the m-th constellation point
  • Pr( ⁇ m ) represents the mth
  • B represents the total number of layers of the first transmitted signal.
  • the demodulation module 53 divides the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal into M groups according to the position of the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal, including but not limited to the following manners. One of them:
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmitting signal are divided into a group by rotating the same angle;
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal are divided into a group by compressing the same compression amount;
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmission signal are divided into a group by rotating the same angle and compressing the same compression amount to obtain constellation points.
  • the constellation points located at the origin of the constellation diagram are divided into a group, and the mean value and the variance are both zero.
  • the demodulation module 53 calculates the LLR value of each bit signal in each layer of the equivalent transmit signal according to the selected node according to the following formula:
  • ⁇ j,i represents the LLR value of the i-th bit signal of the j-th layer of the equivalent transmitted signal.
  • the demodulation module 53 performs demodulation processing on the equivalent transformed received signal, including:
  • ⁇ x ⁇ denotes all possible points of the equivalent transmitted signal in its corresponding constellation diagram
  • b j,i denotes the i-th bit signal of the j-th layer
  • ⁇ 2 denotes the noise power
  • the demodulation module 53 calculates the LLR value of each bit signal in each layer of the equivalent transmit signal according to the selected final node according to the following formula:
  • ⁇ j,i represents the LLR value of the i-th bit signal of the j-th layer of the equivalent transmitted signal.
  • the demodulation module 53 divides the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal into M groups according to the position of the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal, including:
  • a constellation point in the constellation corresponding to the second transmit signal the constellation points in the constellation corresponding to the second transmit signal are divided into a group by rotating the same angle;
  • the constellation points in the constellation corresponding to the second transmit signal are divided into a group by constraining the constellation points by compressing the same compression amount;
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal are divided into a group by rotating the same angle and compressing the same compression amount to obtain constellation points.
  • an embodiment of the present invention provides a communication device.
  • the communication device includes:
  • the processor 62 is configured to acquire a module, where the channel parameter includes a first channel matrix corresponding to the serving cell and a second channel matrix corresponding to the interfering cell;
  • the receiver 61 is configured to perform an equivalent transformation module for equivalent transformation of the received signal to obtain Where y is the received signal, x 0 is the first transmit signal sent by the serving cell, x I is the second transmit signal sent by the interfering cell, n is a noise signal, and H 0 is the first channel matrix and The product of the precoding matrix corresponding to the serving cell, For the second channel matrix, P I is a precoding matrix corresponding to the interfering cell; and the product of P I x I is used as an equivalent transmit signal, and the equivalent transformed received signal is demodulated to Acquiring the interference of the equivalent transmit signal on the premise of acquiring the coefficients of the precoding matrix corresponding to the interfering cell; and transmitting the demodulated signal to the processor 62 for processing.
  • the receiver 61 and the processor 62 are connected by a bus.
  • various signals are all represented in the form of a vector.
  • demodulation when the receiver 61 performs demodulation processing on the equivalent-reformed received signal, demodulation can be performed by using SLIC, ML, or MMSE.
  • the specific demodulation method can be specified in the standard protocol, or the demodulation method used in the factory setting, the demodulation method used in the network side configuration, and the additional signaling indication.
  • the demodulation method used is not limited herein.
  • the receiver 61 is further configured to: determine the equivalent according to the modulation mode adopted by the second transmit signal. a constellation diagram corresponding to the transmitted signal;
  • the receiver 61 determines the demodulation method used in the demodulation process according to the following steps:
  • the determined number of constellation points is greater than a set threshold, determining to perform demodulation processing on the transmit signal by using a first demodulation manner, where the first demodulation manner includes minimum mean square error MMSE demodulation; or Determining, by using a second demodulation manner, demodulating the transmit signal, if the number of the determined constellation points is less than or equal to the threshold, where the second demodulation mode includes symbol level interference cancellation SLIC demodulation And maximum likelihood ML demodulation.
  • the threshold used is an empirical value, and an optimal threshold can be determined by simulation or the like.
  • the receiver 61 performs demodulation processing on the equivalent transformed received signal, including:
  • E(x j ) represents the mean of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal
  • Var(x j ) represents the variance of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal
  • Pr(x j ) represents E ( The prior probability of x j )
  • ⁇ x j ⁇ represents all possible values of the j-th layer signal of the equivalent transmission signal in the constellation corresponding to the equivalent transmission signal
  • a weighting vector representing the jth layer signal of the equivalent transmitted signal
  • the equivalent noise of the jth layer signal representing the equivalent transmitted signal, j ⁇ ⁇ B+1, ..., L ⁇ , L represents the total number of layers of the received transmitted signal
  • B represents the first transmitted signal The total number of layers.
  • the receiver 61 performs demodulation processing on the equivalent transformed received signal, including:
  • the mean and variance of each set of constellation points are respectively calculated according to the LLR value of the last demodulation; and the calculated mean values of each set of constellation points are combined to obtain the second solution.
  • the mean value of the modulation, the calculated variance of each set of constellation points is combined to obtain the variance of the demodulation; and the LLR value of the demodulation is calculated according to the mean and variance of the demodulation.
  • the receiver 61 divides the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal into the M group according to the position of the constellation point in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal, and the method further includes:
  • the receiver 61 combines the calculated mean values of each set of constellation points according to the following formula to obtain the mean value of each layer of the equivalent transmitted signal in the SLIC demodulation:
  • E(x j ) represents the mean value of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal in the SLIC demodulation
  • E( ⁇ m ) and Pr( ⁇ m ) respectively represent the mean value of the m-th constellation point and the first
  • M means that the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal are divided into M groups, j ⁇ ⁇ B +1, ..., L ⁇ , and L indicates reception
  • B represents the total number of layers of the first transmitted signal.
  • the receiver 61 combines the calculated variances of each set of constellation points according to the following formula to obtain a variance of the demodulation of each layer of the equivalent transmitted signals in the SLIC:
  • Var(x j ) represents the variance of the j-th layer signal of the equivalent transmitted signal in the SLIC demodulation
  • Var( ⁇ m ) represents the variance of the m-th constellation point
  • Pr( ⁇ m ) represents the mth
  • B represents the total number of layers of the first transmitted signal.
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmitting signal are divided into a group by rotating the same angle;
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal are divided into a group by compressing the same compression amount;
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmission signal are divided into a group by rotating the same angle and compressing the same compression amount to obtain constellation points.
  • the constellation points located at the origin of the constellation diagram are divided into a group, and the mean value and the variance are both zero.
  • the implementation complexity is low.
  • ⁇ x ⁇ denotes all possible points of the equivalent transmitted signal in its corresponding constellation diagram
  • b j,i denotes the i-th bit signal of the j-th layer
  • ⁇ 2 denotes the noise power
  • the receiver 61 calculates the LLR value of each bit signal in each layer of the equivalent transmitted signal according to the selected node according to the selected node:
  • ⁇ j,i represents the LLR value of the i-th bit signal of the j-th layer of the equivalent transmitted signal.
  • the receiver 61 performs demodulation processing on the equivalent transformed received signal, including:
  • ⁇ x ⁇ denotes all possible points of the equivalent transmitted signal in its corresponding constellation diagram
  • b j,i denotes the i-th bit signal of the j-th layer
  • ⁇ 2 denotes the noise power
  • the receiver 61 calculates the LLR value of each bit signal in each layer of the equivalent transmit signal according to the selected final node according to the following formula:
  • ⁇ j,i represents the LLR value of the i-th bit signal of the j-th layer of the equivalent transmitted signal.
  • the constellation points in the constellation corresponding to the second transmit signal are divided into a group by constraining the constellation points by compressing the same compression amount;
  • the constellation points in the constellation corresponding to the equivalent transmit signal are divided into a group by rotating the same angle and compressing the same compression amount to obtain constellation points.
  • embodiments of the present invention can be provided as a method, system, or computer program product. Accordingly, the present invention may employ an entirely hardware embodiment, an entirely software embodiment, Or in the form of an embodiment of the software and hardware aspects. Moreover, the invention can take the form of a computer program product embodied on one or more computer-usable storage media (including but not limited to disk storage, CD-ROM, optical storage, etc.) including computer usable program code.
  • computer-usable storage media including but not limited to disk storage, CD-ROM, optical storage, etc.
  • the computer program instructions can also be stored in a computer readable memory that can direct a computer or other programmable data processing device to operate in a particular manner, such that the instructions stored in the computer readable memory produce an article of manufacture comprising the instruction device.
  • the apparatus implements the functions specified in one or more blocks of a flow or a flow and/or block diagram of the flowchart.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

本发明公开了一种干扰抑制方法和装置，用于解决由于无法精确估计PMI，导致不能使用SLIC或者ML接收机消除干扰的问题。方法包括：获取信道参数，包括服务小区对应的第一信道矩阵和干扰小区对应的第二信道矩阵；对接收信号进行等效变换，得到y=H 0 x 0 +H̃ I P I x I +n，其中，y为接收信号，x 0 为服务小区发送的第一发射信号，xI为干扰小区发送的第二发射信号，n为噪声信号，H 0 为第一信道矩阵与服务小区对应的预编码矩阵的乘积，H̃ I 为第二信道矩阵，P I 为干扰小区对应的预编码矩阵；将P I x I 的乘积作为等效发射信号，对等效变换后的接收信号进行解调处理，以在不获取所述干扰小区对应的预编码矩阵的系数的前提下，消除所述等效发射信号的干扰。

Description

一种干扰抑制方法和装置 技术领域
本发明涉及通信技术领域，特别涉及一种干扰抑制方法和装置。
背景技术
用户对个人通信的需求不断增长，推动着无线传输技术不断向前演进。2004年底，第三代合作伙伴计划(3rd Generation Partnership Project，3GPP)开始了通用移动通信系统(Universal Mobile Telecommunications System，UMTS)技术的长期演进(Long Term Evolution，LTE)项目。在LTE实际场景中，用户设备(User Equipment，UE)可能受到邻小区的干扰，或受到本小区内配对用户的干扰，这些干扰将严重降低UE解调数据信道的性能。基站高密度和异构是LTE网络结构的演进方向，这显然会带来更加严重的小区间和多用户间的同频干扰。
在LTE版本Release 11阶段定义了抑制干扰的标准接收机，即如干扰抑制合并(Interference Rejection Combining，IRC)接收机。然而，IRC抑制小区间干扰的能力有限，且完全不能抑制用户间干扰。因此，在LTE Release 12阶段定义了增强的干扰抑制接收机，即符号级干扰消除(Symbol Level Interference Cancellation，SLIC)接收机和最大似然(Maximum Likelihood，ML)接收机。这两类接收机具有更好的抑制用户间和小区间干扰的能力。但是，这两类接收机都需要已知干扰信号的某些参数，如调制阶数、传输模式和预编码矩阵指示(Pre-coder Matrix Indicator，PMI)等，而这些参数需要UE自主估计得到。
LTE多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output，MIMO)-正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplex，OFDM)系统中，假设UE侧接收天线个数为N，用x、y和H分别表示频域某个资源单元(Resource Element,RE)的发射信号、接收信号和等效频域信道矩阵(包含PMI所指示的预编码 矩阵)，那么信道模型可以表示为：
y＝Hx+n  (1)
其中，假设n是N维加性高斯白噪声(均值为0，协方差矩阵为σ2I)；x为L维的列向量(L表示发射信号总的层数(即发射信号的秩)，包括服务小区和所有待消除的干扰小区)，即x＝[x1,x2,…,xL]T，信道矩阵H＝[h1,h2,…,hL](hk为N维列向量，表示第k个发射符号对应的等效频域信道)。
为了区分多个小区的信号和信道，可以把x和H拆成两部分，即：
y＝H0x0+HIxI+n  (2)
其中，0下标表示服务小区，I下标表示干扰小区，不失一般性，假设前B层发射符号来源于服务小区，从B+1层到第L层发射符号来源于其它干扰小区(可以是一个干扰小区，也可以是多个干扰小区)或同小区配对的其他UE，即H0＝[h1,h2,…,hB]，HI＝[hB+1,hB+2,…,hL]，x0＝[x1,x2,…,xB]T和xI＝[xB+1,xB+2,…,xL]T。
通常采用能量算法或者广义最大似然算法，估计干扰的PMI参数。
1、能量算法：
Figure PCTCN2015087849-appb-000001
Ryy＝E(yyH)  (3b)
其中，PI是干扰小区对应的预编码矩阵，σ是噪声功率，(3a)中的求和在所有RE样点上进行，(3b)中数学期望可以用样点的代数平均获得。
2、广义最大似然算法：
Figure PCTCN2015087849-appb-000002
对于传输模式(Transmission Mode，TM)3和TM4，当干扰信号使用2端口且层数为2，或者使用4端口且层数为4时，无论干扰小区对应的PMI取哪个值，
Figure PCTCN2015087849-appb-000003
都是单位矩阵。因此，无论是能量方法还是广义最大似然方 法都是无法精确估计干扰小区对应的PMI的。由于上述场景下，无法精确估计干扰小区对应的PMI，因此，不能使用SLIC或者ML接收机消除干扰，从而限制了UE接收机抑制干扰的能力。
发明内容
本发明实施例提供了一种干扰抑制方法和装置，用于解决在干扰信号使用2端口且层数为2，或者使用4端口且层数为4场景下，由于无法精确估计干扰小区对应的PMI，而导致不能使用SLIC或者ML接收机消除干扰的问题。
第一方面，一种干扰抑制方法，该方法包括：
获取信道参数，所述信道参数包括服务小区对应的第一信道矩阵和干扰小区对应的第二信道矩阵；
对接收信号进行等效变换，得到
Figure PCTCN2015087849-appb-000004
其中，y为接收信号，x0为所述服务小区发送的第一发射信号，xI为所述干扰小区发送的第二发射信号，n为噪声信号，H0为所述第一信道矩阵与所述服务小区对应的预编码矩阵的乘积，
Figure PCTCN2015087849-appb-000005
为所述第二信道矩阵，PI为所述干扰小区对应的预编码矩阵；
将PIxI的乘积作为等效发射信号，对等效变换后的接收信号进行解调处理，以在不获取所述干扰小区对应的预编码矩阵的系数的前提下，消除所述等效发射信号的干扰。
结合第一方面，在第一种可能的实现方式中，对等效变换后的接收信号进行解调处理之前，还包括：根据所述第二发射信号采用的调制方式，确定出所述等效发射信号对应的星座图；
根据以下步骤确定解调处理中使用的解调方式：
根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的个数，确定解调处理中使用的解调方式；
若确定出的星座点的个数大于设定阈值，确定采用第一解调方式对所述 发射信号进行解调处理，其中，所述第一解调方式包括最小均方差MMSE解调；或者，若确定出的星座点的个数小于或等于所述阈值，确定采用第二解调方式对所述发射信号进行解调处理，其中，所述第二解调方式包括符号级干扰消除SLIC解调和最大似然ML解调。
结合第一方面、或第一方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，若采用SLIC解调，对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据如下公式，分别确定每次解调中所述等效发射信号的每层信号的均值和方差；
根据得到的均值和方差确定出每次解调中所述等效发射信号的每层信号的对数似然比LLR值；
Figure PCTCN2015087849-appb-000006
Figure PCTCN2015087849-appb-000007
其中，E(xj)表示所述等效发射信号的第j层信号的均值，Var(xj)表示所述等效发射信号的第j层信号的方差，Pr(xj)表示E(xj)的先验概率，
Figure PCTCN2015087849-appb-000008
{xj}表示所述等效发射信号的第j层信号在所述等效发射信号对应的星座图中所有可能的取值点，
Figure PCTCN2015087849-appb-000009
表示所述等效发射信号的第j层信号的加权向量，
Figure PCTCN2015087849-appb-000010
表示所述等效发射信号的第j层信号的等效噪声，j∈{B+1,……,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
结合第一方面、或第一方面的第一种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，若采用SLIC解调，对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发 射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，以在计算每组星座点的LLR、均值和方差时能够复用所述第二发射信号对应的星座图中的星座点的LLR、均值和方差；
针对所述SLIC解调中的每一次解调，根据上一次解调的LLR值，分别计算出每组星座点的均值和方差；将计算出的每组星座点的均值进行合并得到该次解调的均值，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到该次解调的方差；根据该次解调的均值和方差，计算该次解调的LLR值。
结合第一方面的第三种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，按照以下公式，将计算出的每组星座点的均值进行合并得到所述等效发射信号的每层信号在该次SLIC解调的均值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000011
其中，E(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的均值，E(Ωm)和Pr(Ωm)分别表示第m组星座点的均值和第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j∈{B+1,……,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
结合第一方面的第三种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，按照以下公式，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到所述等效发射信号中的每层信号在该次SLIC解调的方差：
Figure PCTCN2015087849-appb-000012
其中，Var(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的方差，Var(Ωm)表示第m组星座点的方差，Pr(Ωm)表示第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j＝B+1,……,L，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
结合第一方面、或第一方面的第一种可能的实现方式，在第六种可能的实现方式中，若采用ML解调，对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组；
根据所述第二发射信号进行ML解调时所采用的节点选择方法，从每组星座点中，分别选择出设定数量的节点；
从已选择出的节点中，分别为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；以及
根据选择出的最终节点，计算所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值。
结合第一方面的第六种可能的实现方式，在第七种可能的实现方式中，从已选择出的节点中，为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点，包括：
从已选择出的节点中，选择出满足设定条件的节点，并将选择出的节点确定为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；
其中，设定条件为
Figure PCTCN2015087849-appb-000013
{x}表示所述等效发射信号在其对应的星座图中所有可能的取值点，bj,i表示第j层第i个比特信号，σ2表示噪声功率，
Figure PCTCN2015087849-appb-000014
表示所述等效发射信号的均值对应的先验概率，y表示接收数据，H表示信道矩阵，x表示所述第二发射信号，j＝B+1,……,L，L表示所述发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
结合第一方面的第七种可能的实现方式，在第八种可能的实现方式中，根据选择出的最终节点，按照以下公式，计算所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000015
其中，λj,i表示所述等效发射信号的第j层的第i个比特信号的LLR值。
结合第一方面的第三种可能的实现方式、或第一方面的第六种可能的实现方式，在第九种可能的实现方式中，根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，包括：
所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度得到星座点划分为一组；或者
所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过压缩相同压缩量得到星座点划分为一组；或者
所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度并压缩相同压缩量得到星座点划分为一组。
第二方面，一种干扰抑制装置，该装置包括：
获取模块，用于获取信道参数，所述信道参数包括服务小区对应的第一信道矩阵和干扰小区对应的第二信道矩阵；
等效变换模块，用于对接收信号进行等效变换，得到
Figure PCTCN2015087849-appb-000016
其中，y为接收信号，x0为所述服务小区发送的第一发射信号，xI为所述干扰小区发送的第二发射信号，n为噪声信号，H0为所述第一信道矩阵与所述服务小区对应的预编码矩阵的乘积，
Figure PCTCN2015087849-appb-000017
为所述第二信道矩阵，PI为所述干扰小区对应的预编码矩阵；
解调模块，用于将PIxI的乘积作为等效发射信号，对等效变换后的接收信号进行解调处理，以在不获取所述干扰小区对应的预编码矩阵的系数的前提下，消除所述等效发射信号的干扰。
结合第二方面，在第一种可能的实现方式中，所述解调模块对等效变换 后的接收信号进行解调处理之前，还用于：根据所述第二发射信号采用的调制方式，确定出所述等效发射信号对应的星座图；
所述解调模块根据以下步骤确定解调处理中使用的解调方式：
根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的个数，确定解调处理中使用的解调方式；
若确定出的星座点的个数大于设定阈值，确定采用第一解调方式对所述发射信号进行解调处理，其中，所述第一解调方式包括最小均方差MMSE解调；或者，若确定出的星座点的个数小于或等于所述阈值，确定采用第二解调方式对所述发射信号进行解调处理，其中，所述第二解调方式包括符号级干扰消除SLIC解调和最大似然ML解调。
结合第二方面、或第二方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，若采用SLIC解调，所述解调模块对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据如下公式，分别确定每次解调中所述等效发射信号的每层信号的均值和方差；以及根据得到的均值和方差确定出每次解调中所述等效发射信号的每层信号的对数似然比LLR值；
Figure PCTCN2015087849-appb-000018
Figure PCTCN2015087849-appb-000019
其中，E(xj)表示所述等效发射信号的第j层信号的均值，Var(xj)表示所述等效发射信号的第j层信号的方差，Pr(xj)表示E(xj)的先验概率，
Figure PCTCN2015087849-appb-000020
{xj}表示所述等效发射信号的第j层信号在所述等效发射信号对应的星座图中所有可能的取值点，
Figure PCTCN2015087849-appb-000021
表示所述等效发射信号的第j层信号的加权向量，
Figure PCTCN2015087849-appb-000022
表示所述等效发射信号的第j层信号的等效噪声，j∈{B+1,……,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发 射信号的总层数。
结合第二方面、或第二方面的第一种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，若采用SLIC解调，所述解调模块对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，以在计算每组星座点的LLR、均值和方差时能够复用所述第二发射信号对应的星座图中的星座点的LLR、均值和方差；
针对所述SLIC解调中的每一次解调，根据上一次解调的LLR值，分别计算出每组星座点的均值和方差；将计算出的每组星座点的均值进行合并得到该次解调的均值，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到该次解调的方差；根据该次解调的均值和方差，计算该次解调的LLR值。
结合第二方面的第三种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，所述解调模块按照以下公式，将计算出的每组星座点的均值进行合并得到所述等效发射信号的每层信号在该次SLIC解调的均值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000023
其中，E(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的均值，E(Ωm)和Pr(Ωm)分别表示第m组星座点的均值和第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j∈{B+1,……,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
结合第二方面的第三种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，所述解调模块按照以下公式，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到所述等效发射信号中的每层信号在该次SLIC解调的方差：
Figure PCTCN2015087849-appb-000024
其中，Var(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的方差，Var(Ωm)表示第m组星座点的方差，Pr(Ωm)表示第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j＝B+1,……,L，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
结合第二方面、或第二方面的第一种可能的实现方式，在第六种可能的实现方式中，若采用ML解调，所述解调模块对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组；根据所述第二发射信号进行ML解调时所采用的节点选择方法，从每组星座点中，分别选择出设定数量的节点；从已选择出的节点中，分别为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；以及根据选择出的最终节点，计算所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值。
结合第二方面的第六种可能的实现方式，在第七种可能的实现方式中，所述解调模块从已选择出的节点中，为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点，包括：
从已选择出的节点中，选择出满足设定条件的节点，并将选择出的节点确定为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；
其中，设定条件为
Figure PCTCN2015087849-appb-000025
{x}表示所述等效发射信号在其对应的星座图中所有可能的取值点，bj,i表示第j层第i个比特信号，σ2表示噪声功率，
Figure PCTCN2015087849-appb-000026
表示所述等效发射信号的均值对应的先验概率，y表示接收数据，H表示信道矩阵，x表示所述第二发射信号，j＝B+1,……,L，L表示所述发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
结合第二方面的第七种可能的实现方式，在第八种可能的实现方式中，所述解调模块根据选择出的最终节点，按照以下公式，计算所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000027
其中，λj,i表示所述等效发射信号的第j层的第i个比特信号的LLR值。
结合第二方面的第三种可能的实现方式、或第二方面的第六种可能的实现方式，在第九种可能的实现方式中，所述解调模块根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，包括：
所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度得到星座点划分为一组；或者
所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过压缩相同压缩量得到星座点划分为一组；或者
所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度并压缩相同压缩量得到星座点划分为一组。
第三方面，一种通信设备，该通信设备包括：
处理器，用于获取信道参数，所述信道参数包括服务小区对应的第一信道矩阵和干扰小区对应的第二信道矩阵；
接收机，用于对接收信号进行等效变换，得到
Figure PCTCN2015087849-appb-000028
其中，y为接收信号，x0为所述服务小区发送的第一发射信号，xI为所述干扰小区发送的第二发射信号，n为噪声信号，H0为所述第一信道矩阵与所述服务小区对应的预编码矩阵的乘积，
Figure PCTCN2015087849-appb-000029
为所述第二信道矩阵，PI为所述干扰小区对应的预编码矩阵；将PIxI的乘积作为等效发射信号，对等效变换后的接收信号进行解调处理，以在不获取所述干扰小区对应的预编码矩阵的系数的前 提下，消除所述等效发射信号的干扰。
结合第三方面，在第一种可能的实现方式中，所述接收机对等效变换后的接收信号进行解调处理之前，还用于：根据所述第二发射信号采用的调制方式，确定出所述等效发射信号对应的星座图；
所述接收机根据以下步骤确定解调处理中使用的解调方式：
根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的个数，确定解调处理中使用的解调方式；
若确定出的星座点的个数大于设定阈值，确定采用第一解调方式对所述发射信号进行解调处理，其中，所述第一解调方式包括最小均方差MMSE解调；或者，若确定出的星座点的个数小于或等于所述阈值，确定采用第二解调方式对所述发射信号进行解调处理，其中，所述第二解调方式包括符号级干扰消除SLIC解调和最大似然ML解调。
结合第三方面、或第三方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，若采用SLIC解调，所述接收机对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据如下公式，分别确定每次解调中所述等效发射信号的每层信号的均值和方差；以及根据得到的均值和方差确定出每次解调中所述等效发射信号的每层信号的对数似然比LLR值；
Figure PCTCN2015087849-appb-000030
Figure PCTCN2015087849-appb-000031
其中，E(xj)表示所述等效发射信号的第j层信号的均值，Var(xj)表示所述等效发射信号的第j层信号的方差，Pr(xj)表示E(xj)的先验概率，
Figure PCTCN2015087849-appb-000032
{xj}表示所述等效发射信号的第j层信号在所述等效发射信号对应的星座图中所有可能的取值点，
Figure PCTCN2015087849-appb-000033
表示所述等效发射信 号的第j层信号的加权向量，
Figure PCTCN2015087849-appb-000034
表示所述等效发射信号的第j层信号的等效噪声，j∈{B+1,……,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
结合第三方面、或第三方面的第一种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，若采用SLIC解调，所述接收机对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，以在计算每组星座点的LLR、均值和方差时能够复用所述第二发射信号对应的星座图中的星座点的LLR、均值和方差；
针对所述SLIC解调中的每一次解调，根据上一次解调的LLR值，分别计算出每组星座点的均值和方差；将计算出的每组星座点的均值进行合并得到该次解调的均值，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到该次解调的方差；根据该次解调的均值和方差，计算该次解调的LLR值。
结合第三方面的第三种可能的实现方式，在第四种可能的实现方式中，所述接收机按照以下公式，将计算出的每组星座点的均值进行合并得到所述等效发射信号的每层信号在该次SLIC解调的均值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000035
其中，E(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的均值，E(Ωm)和Pr(Ωm)分别表示第m组星座点的均值和第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j∈{B+1,……,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
结合第三方面的第三种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，所述接收机按照以下公式，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到所述等效发射信号中的每层信号在该次SLIC解调的方差：
Figure PCTCN2015087849-appb-000036
其中，Var(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的方差，Var(Ωm)表示第m组星座点的方差，Pr(Ωm)表示第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j＝B+1,……,L，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
结合第三方面、或第三方面的第一种可能的实现方式，在第六种可能的实现方式中，若采用ML解调，所述接收机对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组；根据所述第二发射信号进行ML解调时所采用的节点选择方法，从每组星座点中，分别选择出设定数量的节点；从已选择出的节点中，分别为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；以及根据选择出的最终节点，计算所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值。
结合第三方面的第六种可能的实现方式，在第七种可能的实现方式中，所述接收机从已选择出的节点中，为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点，包括：
从已选择出的节点中，选择出满足设定条件的节点，并将选择出的节点确定为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；
其中，设定条件为
Figure PCTCN2015087849-appb-000037
{x}表示所述等效发射信号在其对应的星座图中所有可能的取值点，bj,i表示第j层第i个比特信号，σ2表示噪声功率，
Figure PCTCN2015087849-appb-000038
表示所述等效发射信号的均值对应的先验概率，y表示接收数据，H表示信道矩阵，x表示所述第二发射信号，j＝B+1,……,L，L表 示所述发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
结合第三方面的第七种可能的实现方式，在第八种可能的实现方式中，所述接收机根据选择出的最终节点，按照以下公式，计算所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000039
其中，λj,i表示所述等效发射信号的第j层的第i个比特信号的LLR值。
结合第三方面的第三种可能的实现方式、或第三方面的第六种可能的实现方式，在第九种可能的实现方式中，所述接收机根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，包括：
所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度得到星座点划分为一组；或者
所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过压缩相同压缩量得到星座点划分为一组；或者
所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度并压缩相同压缩量得到星座点划分为一组。
本发明实施例提供的方法、装置和通信设备中，在对接收信号进行解调处理时，将干扰小区对应的预编码矩阵与干扰小区发送的第二发射信号乘积作为等效发射信号，并直接消除该等效发射信号的干扰。由于在第二发射信号里考虑了干扰小区对应的预编码矩阵，这样就不需要在信道估计里考虑干扰小区对应的预编码矩阵了，这样，在进行信道估计时就不用估计干扰小区对应的预编码矩阵的PMI的正确取值，从而提高了接收机抑制干扰的能力，提高了终端的吞吐量性能。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种干扰抑制方法的示意图；
图2A为本发明实施例提供的第二发射信号对应的星座图；
图2B为本发明实施例提供的等效发射信号对应的星座图；
图3为本发明实施例提供的SLIC解调过程的示意图；
图4为本发明实施例提供的ML解调过程的示意图；
图5为本发明实施例提供的一种干扰抑制装置的示意图；
图6为本发明实施例提供的一种通信设备的示意图。
具体实施方式
本发明通过在发射信号中考虑PMI所指示的预编码矩阵，而不在信道估计中考虑PMI所指示的预编码矩阵，由于信道估计时不用估计PMI的正确取值，从而提高了接收机抑制干扰的能力，提高了终端的吞吐量性能。
下面结合说明书附图对本发明实施例作进一步详细描述。应当理解，此处所描述的实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
如图1所示，本发明实施例提供的一种干扰抑制方法，该方法包括：
S11、获取信道参数，所述信道参数包括服务小区对应的第一信道矩阵和干扰小区对应的第二信道矩阵。
本步骤中，根据信道估计，可直接获取到服务小区对应的第一信道矩阵
Figure PCTCN2015087849-appb-000040
和干扰小区对应的第二信道矩阵
Figure PCTCN2015087849-appb-000041
第一信道矩阵和第二信道矩阵均为不包含预编码矩阵的信道矩阵。
S12、对接收信号进行等效变换，得到
Figure PCTCN2015087849-appb-000042
其中，y为接收信号，x0为所述服务小区发送的第一发射信号，xI为所述干扰小区发送的第二发射信号，n为噪声信号，H0为所述第一信道矩阵
Figure PCTCN2015087849-appb-000043
与所述服务小区对应的预编码矩阵P0的乘积，
Figure PCTCN2015087849-appb-000044
为所述第二信道矩阵，PI为所述干扰小区对应的预编码矩阵。H0
本步骤中，服务小区对应的预编码矩阵P0为已知量，而干扰小区对应的 预编码矩阵PI是无法正确估计的量。
S13、将PIxI的乘积作为等效发射信号，对等效变换后的接收信号进行解调处理，以在不获取所述干扰小区对应的预编码矩阵的系数的前提下，消除所述等效发射信号的干扰。
本发明实施例中，在进行解调处理时，将干扰小区对应的预编码矩阵与干扰小区发送的第二发射信号乘积作为等效发射信号，并直接消除该等效发射信号的干扰。由于在第二发射信号里考虑了干扰小区对应的预编码矩阵，这样就不需要在信道估计里考虑干扰小区对应的预编码矩阵了，这样，在进行信道估计时就不用估计干扰小区对应的预编码矩阵的PMI的正确取值，从而提高了接收机抑制干扰的能力，提高了终端的吞吐量性能。
本发明实施例中，各种信号(包括发射信号、第一发射信号、第二发射信号、等效发射信号、噪声信号等)都是以向量的形式表示的。
下面对本发明实施例中所使用的信道模型进行说明。对于背景技术中的公式(2)，可将公式(2)改写为如下公式：
Figure PCTCN2015087849-appb-000045
其中，
Figure PCTCN2015087849-appb-000046
为信道估计得到的干扰小区对应的第二信道矩阵，即不包含干扰小区对应的预编码矩阵的信道矩阵，
Figure PCTCN2015087849-appb-000047
为干扰的等效发射信号，具体的：
Figure PCTCN2015087849-appb-000048
显然，等效发射信号的第j层(L≥j≥B+1)的表达式如下：
Figure PCTCN2015087849-appb-000049
其中，公式(4c)中的αi为干扰小区对应的预编码矩阵PI中的向量，可见，等效发射信号的第j层是干扰小区原始发送的发射信号(即第二发射信号)中所有层(即(B+1)～L层)信号的线性组合。
从公式(4a)可以看出，接收机可以把等效符号
Figure PCTCN2015087849-appb-000050
看成是干扰小区发送的发射信号，例如，依据公式(4a)进行SLIC和ML检测，这样，在进行解 调的过程中就没有干扰小区对应的PMI的影响了。
在实施中，S13中对等效变换后的接收信号进行解调处理时，可采用SLIC、ML、或最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)等方式进行解调。具体采用哪种解调方式，可以在标准协议中规定、也可以通过出厂设置规定所使用的解调方式、也可以通过网络侧配置所使用的解调方式，还可以通过额外的信令指示所使用的解调方式，在此不做限定。
当第二发射信号的调制阶数较高(如64QAM)或者第二发射信号的层数较大(如层数为4)时，
Figure PCTCN2015087849-appb-000051
对应的星座图中的星座点个数就会很多，由此带来的额外复杂度开销也变得不能忽略了。为了进一步降低实现复杂度，较佳地，根据以下步骤确定S13中解调处理过程中所使用的解调方式：
根据等效发射信号对应的星座图中的星座点的个数，确定解调处理中使用的解调方式；
若确定出的星座点的个数大于设定阈值，确定采用第一解调方式对所述发射信号进行解调处理，其中，所述第一解调方式包括MMSE解调；或者，若确定出的星座点的个数小于或等于设定阈值，确定采用第二解调方式对所述发射信号进行解调处理，其中，所述第二解调方式包括SLIC解调和ML解调。
具体的，MMSE解调实际上就是一次迭代的SLIC解调，即通过以下公式计算LLR值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000052
其中，
Figure PCTCN2015087849-appb-000053
Figure PCTCN2015087849-appb-000054
V＝diag(Var(x1),…，Var(xj),…,Var(xL))；
Figure PCTCN2015087849-appb-000055
上面表达式中的均值和方差分别取值0和1，即E(xk)＝0，Var(xj)＝1。
由于在2端口层为2或4端口层为4等无法估计干扰小区对应的PMI的正确值的场景，干扰小区对应的预编码矩阵的自相关矩阵
Figure PCTCN2015087849-appb-000056
是单位矩阵，则：
Figure PCTCN2015087849-appb-000057
可见，MMSE解调不需要干扰信号的PMI参数。
在实施中，确定解调处理中使用的解调方式时，所使用的阈值为经验值，可以通过仿真等方式，确定出最优的阈值。
在实施中，根据等效发射信号对应的星座图中的星座点的个数，确定解调处理中使用的解调方式之前，该方法还包括：
根据第二发射信号采用的调制方式，确定出等效发射信号对应的星座图。
具体的，由于本发明实施例中使用等效发射信号替代了干扰小区原始发送的发射信号(即第二发射信号)，等效发射信号中考虑了干扰小区对应的预编码矩阵的影响，因此，等效发射信号对应的星座图相比于第二发射信号对应的星座图有所不同，以QPSK方式为例，对于2端口层为2的场景，第二发射信号对应的星座图如图2A所示，等效发射信号对应的星座图如图2B所示，从图中可以看出，由于干扰小区对应的预编码矩阵的影响，使得干扰小区发送的第二发射信号的星座图发生了改变。虽然不同传输模式使用不同的PMI参数，但只要发射信号使用的端口数和发射信号的层数、以及发射信号使用的调制解调方式确定后，干扰的等效发射信号对应的星座图是不会随着PMI的取值发生变化的。
基于上述任一实施例，作为第一种实现方式，若S13中采用SLIC解调，则对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据如下公式，分别确定每次解调中等效发射信号的每层信号的均值和方差；以及
根据得到的均值和方差确定出每次解调中等效发射信号的每层信号的对 数似然比LLR值；
Figure PCTCN2015087849-appb-000058
Figure PCTCN2015087849-appb-000059
其中，E(xj)表示等效发射信号的第j层信号的均值，Var(xj)表示等效发射信号的第j层信号的方差，Pr(xj)表示E(xj)的先验概率，
Figure PCTCN2015087849-appb-000060
{xj}表示等效发射信号的第j层信号在该等效发射信号对应的星座图中所有可能的取值点，
Figure PCTCN2015087849-appb-000061
表示等效发射信号的第j层信号的加权向量，
Figure PCTCN2015087849-appb-000062
表示等效发射信号的第j层信号的等效噪声，j∈{B+1,……,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示第一发射信号的总层数。
基于上述任一实施例，作为第二种实现方式，若S13中采用SLIC解调，则对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，以在计算每组星座点的LLR、均值和方差时能够复用第二发射信号对应的星座图中的星座点的LLR、均值和方差；
针对SLIC解调中的每一次解调，根据上一次解调的LLR值，分别计算出每组星座点的均值和方差；将计算出的每组星座点的均值进行合并得到该次解调的均值，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到该次解调的方差；根据该次解调的均值和方差，计算该次解调的LLR值。
具体处理过程如图3所示，对于第i次SLIC解调，先分别计算每组星座点的LLR、均值和方差、其中，每组星座点的LLR、均值和方差都可以复用第二发射信号的星座点的LLR、均值和方差的计算结果)，再将所有组星座点的均值和方差分别合并得到最终的均值和方差，其中，第i+1次SLIC解调在处理时，需要调用第i次SLIC解调处理得到的最终的均值和方差。
在该实现方式下，根据等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组之前，该方法还包括：
根据第二发射信号采用的调制方式，确定出等效发射信号对应的星座图。
在该实现方式下，按照以下公式，将计算出的每组星座点的均值进行合并得到等效发射信号的每层信号在该次SLIC解调的均值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000063
其中，E(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的均值，E(Ωm)和Pr(Ωm)分别表示第m组星座点的均值和第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j∈{B+1,……,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示第一发射信号的总层数。
在该实现方式下，按照以下公式，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到等效发射信号中的每层信号在该次SLIC解调的方差：
Figure PCTCN2015087849-appb-000064
其中，Var(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的方差，Var(Ωm)表示第m组星座点的方差，Pr(Ωm)表示第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j∈{B+1,……,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示第一发射信号的总层数。
在该实现方式下，根据等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，包括但不限于以下方式中的一种：
等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度得到星座点划分为一组；
等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将第二发射信号对应的星座 图中的星座点通过压缩相同压缩量得到星座点划分为一组；
等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度并压缩相同压缩量得到星座点划分为一组。
需要说明的是，等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将位于星座图的原点的星座点划分为一组，其均值和方差均为0。
举例说明，以图2B所示的星座点形状为例，说明第二种实现方式中计算均值和方差的流程。将图2B所示的星座图中的星座点可以分成三组，即“●”表示的星座点(用Ωb表示该组星座点)、“ο”表示的星座点(用Ωr表示该组星座点)和“△”表示的星座点(用Ωg表示该组星座点)。
Ωb就是图2A所示的第二发射信号对应的星座图中的星座点，该组星座点的LLR、均值和方差分别为第二发射信号对应的星座图中的星座点的LLR、均值和方差；Ωr中的各星座点可以看成是图2A所示的第二发射信号对应的星座图中的各星座点旋转45度再放缩
Figure PCTCN2015087849-appb-000065
得到的，因此，在复用第二发射信号对应的星座图中的星座点的LLR、均值和方差计算该组星座点的LLR、均值和方差时，先将该组星座点顺时针旋转45度并放大
Figure PCTCN2015087849-appb-000066
倍，即得到第二发射信号对应的星座图中的星座点，此时，该组星座点的LLR值即为第二发射信号对应的星座图中的星座点的LLR值，再根据该LLR值计算该组星座点的均值和方差，最后将得到的均值反向旋转45度并压缩
Figure PCTCN2015087849-appb-000067
并将得到的方差压缩为原来的1/2，从而得到Ωr中的各星座点的均值和方差；Ωg中的星座点均值和方差都为0。
根据公式(4c)，得到上述三组星座点的先验概率分别为：Pr(Ωb)＝1/4，Pr(Ωr)＝1/2，Pr(Ωg)＝1/4，则：
Figure PCTCN2015087849-appb-000068
由于E(Ωg)＝0，因此，
Figure PCTCN2015087849-appb-000069
Figure PCTCN2015087849-appb-000070
该实现方式下，由于在计算每组星座点的均值和方差时都可以复用第二发射信号对应的星座图中星座点的LLR、均值和方差，因此实现复杂度较低。
基于上述任一实施例，作为第三种实现方式，若S13中采用ML解调，则对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
从等效发射信号对应的星座图中的星座点中，选择出满足设定条件的节点，并将选择出的节点确定为该等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的节点；以及
根据选择出的节点，计算等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值；
其中，设定条件为
Figure PCTCN2015087849-appb-000071
{x}表示等效发射信号在其对应的星座图中所有可能的取值点，bj,i表示第j层第i个比特信号，σ2表示噪声功率，
Figure PCTCN2015087849-appb-000072
表示等效发射信号的均值对应的先验概率，y表示接收信号，H表示信道矩阵，x表示第二发射信号，j＝B+1,……,L，L表示所述发射信号的总层数，B表示第一发射信号的总层数。
该实现方式下，根据选择出的节点，按照以下公式，计算等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000073
其中，λj,i表示等效发射信号的第j层的第i个比特信号的LLR值。
基于上述任一实施例，作为第四种实现方式，若S13中采用ML解调，则对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组；
根据第二发射信号进行ML解调时所采用的节点选择方法，从每组星座点中，分别选择出设定数量的节点；
从已选择出的节点中，为等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；以及
根据选择出的最终节点，计算该等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值。
具体处理过程如图4所示，首先，做预处理，如QR分解；然后，对PMI已知层做节点选择(即前B层x1,x2,…,xB)；再对PMI未知层做节点选择(即
Figure PCTCN2015087849-appb-000074
)，即针对每组星座点分别进行节点选择(在进行节点选择时，每组星座点均可以复用原ML接收机中QPSK、16QAM或者64QAM的节点选择方法)；然后，进行最终节点选择，最终节点选择需要考虑偏移项
Figure PCTCN2015087849-appb-000075
该实现方式下，根据等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组之前，该方法还包括：
根据第二发射信号采用的调制方式，确定出等效发射信号对应的星座图。
该实现方式下，根据等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，包括但不限于以下方式中的一种：
等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度得到星座点划分为一组；
等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将第二发射信号对应的星座图中的星座点通过压缩相同压缩量得到星座点划分为一组；
等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度并压缩相同压缩量得到星座点划分为一组。
需要说明的是，等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将位于星座图的原点的星座点划分为一组，其均值和方差均为0。
该实现方式下，从已选择出的节点中，为等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点，包括：
从已选择出的节点中，选择出满足设定条件的节点，并将选择出的节点 确定为等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；
其中，设定条件为
Figure PCTCN2015087849-appb-000076
{x}表示等效发射信号在其对应的星座图中所有可能的取值点，bj,i表示第j层第i个比特信号，σ2表示噪声功率，
Figure PCTCN2015087849-appb-000077
表示等效发射信号的均值对应的先验概率，y表示接收信号，H表示信道矩阵，x表示第二发射信号，，j＝B+1,……,L，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示第一发射信号的总层数。
该实现方式下，根据选择出的最终节点，按照以下公式，计算等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000078
其中，λj,i表示等效发射信号的第j层的第i个比特信号的LLR值。
举例说明，仍以图2B所示的星座点形状为例，说明第四种实现方式中ML解调的流程。将图2B所示的星座图中的星座点可以分成三组，即“●”表示的星座点(用Ωb表示该组星座点)、“ο”表示的星座点(用Ωr表示该组星座点)和“△”表示的星座点(用Ωg表示该组星座点)。
Ωb就是图2A所示的第二发射信号对应的星座图中的星座点，该组星座点可以复用原始ML解调方式中的节点选择方法(即选择使得||y-Hx||2较小的几个节点，通常可以用查表的方法实现)，假设最终选择出两个节点；Ωr中的各星座点可以看成是图2A所示的第二发射信号对应的星座图中的各星座点旋转45度再放缩
Figure PCTCN2015087849-appb-000079
得到的，因此，该组星座点在复用原始ML解调方式中的节点选择方法进行节点选择时，先将该组星座点顺时针旋转45度并放大
Figure PCTCN2015087849-appb-000080
倍，即得到第二发射信号对应的星座图中的星座点，此时，再复用原始ML解调方式中的节点选择方法进行节点选择，假设最终选择出两个节点；Ωg中只有一个点，不需要复用原始ML解调方式中的节点选择方法进行节点选择。分组选择之后一共选择出5个节点，最后，从这5个节点中选择出等效发射 信号的第j层的每个比特对应的节点，并计算该比特信号的LLR值。
该实现方式下，由于在组星座点在进行节点选择时，均可以复用原始ML解调方式中的节点选择方法，因此实现复杂度较低。
上述方法处理流程可以用软件程序实现，该软件程序可以存储在存储介质中，当存储的软件程序被调用时，执行上述方法步骤。
基于同一发明构思，本发明实施例中还提供了一种干扰抑制装置，由于该装置解决问题的原理与上述干扰抑制方法相似，因此该装置的实施可以参见方法的实施，重复之处不再赘述。
本发明实施例提供的一种干扰抑制装置，如图5所示，该装置包括：
获取模块51，用于获取信道参数，所述信道参数包括服务小区对应的第一信道矩阵和干扰小区对应的第二信道矩阵；
等效变换模块52，对接收信号进行等效变换，得到
Figure PCTCN2015087849-appb-000081
其中，y为接收信号，x0为所述服务小区发送的第一发射信号，xI为所述干扰小区发送的第二发射信号，n为噪声信号，H0为所述第一信道矩阵与所述服务小区对应的预编码矩阵的乘积，
Figure PCTCN2015087849-appb-000082
为所述第二信道矩阵，PI为所述干扰小区对应的预编码矩阵；
解调模块53，用于将PIxI的乘积作为等效发射信号，对等效变换后的接收信号进行解调处理，以在不获取所述干扰小区对应的预编码矩阵的系数的前提下，消除所述等效发射信号的干扰。
本发明实施例提供的装置，可以位于终端设备中，也可以位于网络设备中。
本发明实施例中，各种信号(包括发射信号、第一发射信号、第二发射信号、等效发射信号、噪声信号等)都是以向量的形式表示的。
在实施中，解调模块53对等效变换后的接收信号进行解调处理时，可采用SLIC、ML、或最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)等方式进行解调。具体采用哪种解调方式，可以在标准协议中规定、也可以通过 出厂设置规定所使用的解调方式、也可以通过网络侧配置所使用的解调方式，还可以通过额外的信令指示所使用的解调方式，在此不做限定。
当第二发射信号的调制阶数较高(如64QAM)或者第二发射信号的层数较大(如层数为4)时，
Figure PCTCN2015087849-appb-000083
对应的星座图中的星座点个数就会很多，由此带来的额外复杂度开销也变得不能忽略了。为了进一步降低实现复杂度，较佳地，解调模块53对等效变换后的接收信号进行解调处理之前，还用于：根据所述第二发射信号采用的调制方式，确定出所述等效发射信号对应的星座图；
解调模块53根据以下步骤确定解调处理中使用的解调方式：
根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的个数，确定解调处理中使用的解调方式；
若确定出的星座点的个数大于设定阈值，确定采用第一解调方式对所述发射信号进行解调处理，其中，所述第一解调方式包括最小均方差MMSE解调；或者，若确定出的星座点的个数小于或等于所述阈值，确定采用第二解调方式对所述发射信号进行解调处理，其中，所述第二解调方式包括符号级干扰消除SLIC解调和最大似然ML解调。
需要说明的是，虽然不同传输模式使用不同的PMI参数，但只要发射信号使用的端口数和发射信号的层数、以及发射信号使用的调制解调方式确定后，干扰的等效发射信号对应的星座图是不会随着PMI的取值发生变化的。
在实施中，确定解调处理中使用的解调方式时，所使用的阈值为经验值，可以通过仿真等方式，确定出最优的阈值。
基于上述任一实施例，作为第一种实现方式，若采用SLIC解调，解调模块53对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据如下公式，分别确定每次解调中所述等效发射信号的每层信号的均值和方差；以及根据得到的均值和方差确定出每次解调中所述等效发射信号的每层信号的对数似然比LLR值；
Figure PCTCN2015087849-appb-000084
Figure PCTCN2015087849-appb-000085
其中，E(xj)表示所述等效发射信号的第j层信号的均值，Var(xj)表示所述等效发射信号的第j层信号的方差，Pr(xj)表示E(xj)的先验概率，
Figure PCTCN2015087849-appb-000086
{xj}表示所述等效发射信号的第j层信号在所述等效发射信号对应的星座图中所有可能的取值点，
Figure PCTCN2015087849-appb-000087
表示所述等效发射信号的第j层信号的加权向量，
Figure PCTCN2015087849-appb-000088
表示所述等效发射信号的第j层信号的等效噪声，j∈{B+1，……,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
基于上述任一实施例，作为第二种实现方式，若采用SLIC解调，解调模块53对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，以在计算每组星座点的LLR、均值和方差时能够复用所述第二发射信号对应的星座图中的星座点的LLR、均值和方差；
针对所述SLIC解调中的每一次解调，根据上一次解调的LLR值，分别计算出每组星座点的均值和方差；将计算出的每组星座点的均值进行合并得到该次解调的均值，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到该次解调的方差；根据该次解调的均值和方差，计算该次解调的LLR值。
在该实现方式下，解调模块53根据等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组之前，该方法还包括：
根据所述第二发射信号采用的调制方式，确定出所述等效发射信号对应的星座图。
在该实现方式下，解调模块53按照以下公式，将计算出的每组星座点的均值进行合并得到所述等效发射信号的每层信号在该次SLIC解调的均值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000089
其中，E(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的均值，E(Ωm)和Pr(Ωm)分别表示第m组星座点的均值和第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j∈{B+1,……,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
在该实现方式下，解调模块53按照以下公式，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到所述等效发射信号中的每层信号在该次SLIC解调的方差：
Figure PCTCN2015087849-appb-000090
其中，Var(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的方差，Var(Ωm)表示第m组星座点的方差，Pr(Ωm)表示第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j＝B+1,……,L，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
在该实现方式下，解调模块53根据等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，包括但不限于以下方式中的一种：
等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度得到星座点划分为一组；
等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将第二发射信号对应的星座图中的星座点通过压缩相同压缩量得到星座点划分为一组；
等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度并压缩相同压缩量得到星座点划分为一组。
需要说明的是，等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将位于星座图的原点的星座点划分为一组，其均值和方差均为0。
该实现方式下，由于在计算每组星座点的均值和方差时都可以复用第二发射信号对应的星座图中星座点的LLR、均值和方差，因此实现复杂度较低。
基于上述任一实施例，作为第三种实现方式，若采用ML解调，解调模块53对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
从等效发射信号对应的星座图中的星座点中，选择出满足设定条件的节点，并将选择出的节点确定为该等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的节点；以及
根据选择出的节点，计算等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值；
其中，设定条件为
Figure PCTCN2015087849-appb-000091
{x}表示等效发射信号在其对应的星座图中所有可能的取值点，bj,i表示第j层第i个比特信号，σ2表示噪声功率，
Figure PCTCN2015087849-appb-000092
表示等效发射信号的均值对应的先验概率，y表示接收信号，H表示信道矩阵，x表示第二发射信号，j＝B+1,……,L，L表示所述发射信号的总层数，B表示第一发射信号的总层数。
该实现方式下，解调模块53根据选择出的节点，按照以下公式，计算等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000093
其中，λj,i表示等效发射信号的第j层的第i个比特信号的LLR值。
基于上述任一实施例，作为第四种实现方式，若采用ML解调，解调模块53对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组；根据所述第二发射信号进行 ML解调时所采用的节点选择方法，从每组星座点中，分别选择出设定数量的节点；从已选择出的节点中，分别为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；以及根据选择出的最终节点，计算所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值。
该实现方式下，解调模块53从已选择出的节点中，为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点，包括：
从已选择出的节点中，选择出满足设定条件的节点，并将选择出的节点确定为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；
其中，设定条件为
Figure PCTCN2015087849-appb-000094
{x}表示所述等效发射信号在其对应的星座图中所有可能的取值点，bj,i表示第j层第i个比特信号，σ2表示噪声功率，
Figure PCTCN2015087849-appb-000095
表示所述等效发射信号的均值对应的先验概率，y表示接收数据，H表示信道矩阵，x表示所述第二发射信号，j＝B+1,……,L，L表示所述发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
该实现方式下，解调模块53根据选择出的最终节点，按照以下公式，计算所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000096
其中，λj,i表示所述等效发射信号的第j层的第i个比特信号的LLR值。
该实现方式下，解调模块53根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，包括：
所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度得到星座点划分为一组；或者
所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过压缩相同压缩量得到星座点划分为一组；或者
所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度并压缩相同压缩量得到星座点划分为一组。
基于同一发明构思，本发明实施例提供了一种通信设备，如图6所示，该通信设备包括：
处理器62，用于获取模块，用于获取信道参数，所述信道参数包括服务小区对应的第一信道矩阵和干扰小区对应的第二信道矩阵；
接收机61，用于等效变换模块，用于对接收信号进行等效变换，得到
Figure PCTCN2015087849-appb-000097
其中，y为接收信号，x0为所述服务小区发送的第一发射信号，xI为所述干扰小区发送的第二发射信号，n为噪声信号，H0为所述第一信道矩阵与所述服务小区对应的预编码矩阵的乘积，
Figure PCTCN2015087849-appb-000098
为所述第二信道矩阵，PI为所述干扰小区对应的预编码矩阵；将PIxI的乘积作为等效发射信号，对等效变换后的接收信号进行解调处理，以在不获取所述干扰小区对应的预编码矩阵的系数的前提下，消除所述等效发射信号的干扰；以及将解调处理后的信号传输给处理器62进行处理。
接收机61与处理器62之间通过总线连接。
本发明实施例提供的通信设备，可以是终端设备，也可以是网络设备。
本发明实施例中，各种信号(包括发射信号、第一发射信号、第二发射信号、等效发射信号、噪声信号等)都是以向量的形式表示的。
在实施中，接收机61中对等效变换后的接收信号进行解调处理时，可采用SLIC、ML、或MMSE等方式进行解调。具体采用哪种解调方式，可以在标准协议中规定、也可以通过出厂设置规定所使用的解调方式、也可以通过网络侧配置所使用的解调方式，还可以通过额外的信令指示所使用的解调方式，在此不做限定。
当第二发射信号的调制阶数较高(如64QAM)或者第二发射信号的层数较大(如层数为4)时，
Figure PCTCN2015087849-appb-000099
对应的星座图中的星座点个数就会很多，由 此带来的额外复杂度开销也变得不能忽略了。为了进一步降低实现复杂度，较佳地，接收机61对等效变换后的接收信号进行解调处理之前，还用于：根据所述第二发射信号采用的调制方式，确定出所述等效发射信号对应的星座图；
接收机61根据以下步骤确定解调处理中使用的解调方式：
根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的个数，确定解调处理中使用的解调方式；
若确定出的星座点的个数大于设定阈值，确定采用第一解调方式对所述发射信号进行解调处理，其中，所述第一解调方式包括最小均方差MMSE解调；或者，若确定出的星座点的个数小于或等于所述阈值，确定采用第二解调方式对所述发射信号进行解调处理，其中，所述第二解调方式包括符号级干扰消除SLIC解调和最大似然ML解调。
需要说明的是，虽然不同传输模式使用不同的PMI参数，但只要发射信号使用的端口数和发射信号的层数、以及发射信号使用的调制解调方式确定后，干扰的等效发射信号对应的星座图是不会随着PMI的取值发生变化的。
在实施中，确定解调处理中使用的解调方式时，所使用的阈值为经验值，可以通过仿真等方式，确定出最优的阈值。
基于上述任一实施例，作为第一种实现方式，若采用SLIC解调，接收机61对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据如下公式，分别确定每次解调中所述等效发射信号的每层信号的均值和方差；以及根据得到的均值和方差确定出每次解调中所述等效发射信号的每层信号的对数似然比LLR值；
Figure PCTCN2015087849-appb-000100
Figure PCTCN2015087849-appb-000101
其中，E(xj)表示所述等效发射信号的第j层信号的均值，Var(xj)表示所 述等效发射信号的第j层信号的方差，Pr(xj)表示E(xj)的先验概率，
Figure PCTCN2015087849-appb-000102
{xj}表示所述等效发射信号的第j层信号在所述等效发射信号对应的星座图中所有可能的取值点，
Figure PCTCN2015087849-appb-000103
表示所述等效发射信号的第j层信号的加权向量，
Figure PCTCN2015087849-appb-000104
表示所述等效发射信号的第j层信号的等效噪声，j∈{B+1,……,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
基于上述任一实施例，作为第二种实现方式，若采用SLIC解调，接收机61对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，以在计算每组星座点的LLR、均值和方差时能够复用所述第二发射信号对应的星座图中的星座点的LLR、均值和方差；
针对所述SLIC解调中的每一次解调，根据上一次解调的LLR值，分别计算出每组星座点的均值和方差；将计算出的每组星座点的均值进行合并得到该次解调的均值，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到该次解调的方差；根据该次解调的均值和方差，计算该次解调的LLR值。
在该实现方式下，接收机61根据等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组之前，该方法还包括：
根据所述第二发射信号采用的调制方式，确定出所述等效发射信号对应的星座图。
在该实现方式下，接收机61按照以下公式，将计算出的每组星座点的均值进行合并得到所述等效发射信号的每层信号在该次SLIC解调的均值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000105
其中，E(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的均值，E(Ωm)和Pr(Ωm)分别表示第m组星座点的均值和第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j∈{B+1,……,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
在该实现方式下，接收机61按照以下公式，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到所述等效发射信号中的每层信号在该次SLIC解调的方差：
Figure PCTCN2015087849-appb-000106
其中，Var(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的方差，Var(Ωm)表示第m组星座点的方差，Pr(Ωm)表示第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j＝B+1,……,L，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
在该实现方式下，接收机61根据等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，包括但不限于以下方式中的一种：
等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度得到星座点划分为一组；
等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将第二发射信号对应的星座图中的星座点通过压缩相同压缩量得到星座点划分为一组；
等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度并压缩相同压缩量得到星座点划分为一组。
需要说明的是，等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将位于星座图的原点的星座点划分为一组，其均值和方差均为0。
该实现方式下，由于在计算每组星座点的均值和方差时都可以复用第二发射信号对应的星座图中星座点的LLR、均值和方差，因此实现复杂度较低。
基于上述任一实施例，作为第三种实现方式，若采用ML解调，接收机61对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
从等效发射信号对应的星座图中的星座点中，选择出满足设定条件的节点，并将选择出的节点确定为该等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的节点；以及
根据选择出的节点，计算等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值；
其中，设定条件为
Figure PCTCN2015087849-appb-000107
{x}表示等效发射信号在其对应的星座图中所有可能的取值点，bj,i表示第j层第i个比特信号，σ2表示噪声功率，
Figure PCTCN2015087849-appb-000108
表示等效发射信号的均值对应的先验概率，y表示接收信号，H表示信道矩阵，x表示第二发射信号，j＝B+1,……,L，L表示所述发射信号的总层数，B表示第一发射信号的总层数。
该实现方式下，接收机61根据选择出的节点，按照以下公式，计算等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000109
其中，λj,i表示等效发射信号的第j层的第i个比特信号的LLR值。
基于上述任一实施例，作为第四种实现方式，若采用ML解调，接收机61对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组；根据所述第二发射信号进行ML解调时所采用的节点选择方法，从每组星座点中，分别选择出设定数量的节点；从已选择出的节点中，分别为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；以及根据选择出的最终节点，计算所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值。
该实现方式下，接收机61从已选择出的节点中，为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点，包括：
从已选择出的节点中，选择出满足设定条件的节点，并将选择出的节点确定为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；
其中，设定条件为
Figure PCTCN2015087849-appb-000110
{x}表示所述等效发射信号在其对应的星座图中所有可能的取值点，bj,i表示第j层第i个比特信号，σ2表示噪声功率，
Figure PCTCN2015087849-appb-000111
表示所述等效发射信号的均值对应的先验概率，y表示接收数据，H表示信道矩阵，x表示所述第二发射信号，j＝B+1,……,L，L表示所述发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
该实现方式下，接收机61根据选择出的最终节点，按照以下公式，计算所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值：
Figure PCTCN2015087849-appb-000112
其中，λj,i表示所述等效发射信号的第j层的第i个比特信号的LLR值。
该实现方式下，接收机61根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，包括：
所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度得到星座点划分为一组；或者
所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过压缩相同压缩量得到星座点划分为一组；或者
所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度并压缩相同压缩量得到星座点划分为一组。
本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、 或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (20)

  1. 一种干扰抑制方法，其特征在于，该方法包括：
    获取信道参数，所述信道参数包括服务小区对应的第一信道矩阵和干扰小区对应的第二信道矩阵；
    对接收信号进行等效变换，得到
    Figure PCTCN2015087849-appb-100001
    其中，y为接收信号，x0为所述服务小区发送的第一发射信号，xI为所述干扰小区发送的第二发射信号，n为噪声信号，H0为所述第一信道矩阵与所述服务小区对应的预编码矩阵的乘积，
    Figure PCTCN2015087849-appb-100002
    为所述第二信道矩阵，PI为所述干扰小区对应的预编码矩阵；
    将PIxI的乘积作为等效发射信号，对等效变换后的接收信号进行解调处理，以在不获取所述干扰小区对应的预编码矩阵的系数的前提下，消除所述等效发射信号的干扰。
  2. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，对等效变换后的接收信号进行解调处理之前，还包括：根据所述第二发射信号采用的调制方式，确定出所述等效发射信号对应的星座图；
    根据以下步骤确定解调处理中使用的解调方式：
    根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的个数，确定解调处理中使用的解调方式；
    若确定出的星座点的个数大于设定阈值，确定采用第一解调方式对所述发射信号进行解调处理，其中，所述第一解调方式包括最小均方差MMSE解调；或者，若确定出的星座点的个数小于或等于所述阈值，确定采用第二解调方式对所述发射信号进行解调处理，其中，所述第二解调方式包括符号级干扰消除SLIC解调和最大似然ML解调。
  3. 如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，若采用SLIC解调，对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
    根据如下公式，分别确定每次解调中所述等效发射信号的每层信号的均值和方差；
    根据得到的均值和方差确定出每次解调中所述等效发射信号的每层信号的对数似然比LLR值；
    Figure PCTCN2015087849-appb-100003
    Figure PCTCN2015087849-appb-100004
    其中，E(xj)表示所述等效发射信号的第j层信号的均值，Var(xj)表示所述等效发射信号的第j层信号的方差，Pr(xj)表示E(xj)的先验概率，
    Figure PCTCN2015087849-appb-100005
    {xj}表示所述等效发射信号的第j层信号在所述等效发射信号对应的星座图中所有可能的取值点，
    Figure PCTCN2015087849-appb-100006
    表示所述等效发射信号的第j层信号的加权向量，
    Figure PCTCN2015087849-appb-100007
    表示所述等效发射信号的第j层信号的等效噪声，j∈{B+1,......,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
  4. 如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，若采用SLIC解调，对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
    根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，以在计算每组星座点的LLR、均值和方差时能够复用所述第二发射信号对应的星座图中的星座点的LLR、均值和方差；
    针对所述SLIC解调中的每一次解调，根据上一次解调的LLR值，分别计算出每组星座点的均值和方差；将计算出的每组星座点的均值进行合并得到该次解调的均值，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到该次解调的方差；根据该次解调的均值和方差，计算该次解调的LLR值。
  5. 如权利要求4所述的方法，其特征在于，按照以下公式，将计算出的 每组星座点的均值进行合并得到所述等效发射信号的每层信号在该次SLIC解调的均值：
    Figure PCTCN2015087849-appb-100008
    其中，E(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的均值，E(Ωm)和Pr(Ωm)分别表示第m组星座点的均值和第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j∈{B+1,......,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
  6. 如权利要求4所述的方法，其特征在于，按照以下公式，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到所述等效发射信号中的每层信号在该次SLIC解调的方差：
    Figure PCTCN2015087849-appb-100009
    其中，Var(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的方差，Var(Ωm)表示第m组星座点的方差，Pr(Ωm)表示第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j＝B+1,......,L，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
  7. 如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，若采用ML解调，对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
    根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组；
    根据所述第二发射信号进行ML解调时所采用的节点选择方法，从每组星座点中，分别选择出设定数量的节点；
    从已选择出的节点中，分别为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；以及
    根据选择出的最终节点，计算所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值。
  8. 如权利要求7所述的方法，其特征在于，从已选择出的节点中，为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点，包括：
    从已选择出的节点中，选择出满足设定条件的节点，并将选择出的节点确定为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；
    其中，设定条件为
    Figure PCTCN2015087849-appb-100010
    {x}表示所述等效发射信号在其对应的星座图中所有可能的取值点，bj,i表示第j层第i个比特信号，σ2表示噪声功率，
    Figure PCTCN2015087849-appb-100011
    表示所述等效发射信号的均值对应的先验概率，y表示接收数据，H表示信道矩阵，x表示所述第二发射信号，j＝B+1,......,L，L表示所述发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
  9. 如权利要求8所述的方法，其特征在于，根据选择出的最终节点，按照以下公式，计算所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值：
    Figure PCTCN2015087849-appb-100012
    其中，λj,i表示所述等效发射信号的第j层的第i个比特信号的LLR值。
  10. 如权利要求4或7所述的方法，其特征在于，根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，包括：
    所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度得到星座点划分为一组；或者
    所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过压缩相同压缩量得到星座点划分为一组；或者
    所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度并压缩相同压缩量得到星座点划分 为一组。
  11. 一种干扰抑制装置，其特征在于，该装置包括：
    获取模块，用于获取信道参数，所述信道参数包括服务小区对应的第一信道矩阵和干扰小区对应的第二信道矩阵；
    等效变换模块，用于对接收信号进行等效变换，得到
    Figure PCTCN2015087849-appb-100013
    其中，y为接收信号，x0为所述服务小区发送的第一发射信号，xI为所述干扰小区发送的第二发射信号，n为噪声信号，H0为所述第一信道矩阵与所述服务小区对应的预编码矩阵的乘积，
    Figure PCTCN2015087849-appb-100014
    为所述第二信道矩阵，PI为所述干扰小区对应的预编码矩阵；
    解调模块，用于将PIxI的乘积作为等效发射信号，对等效变换后的接收信号进行解调处理，以在不获取所述干扰小区对应的预编码矩阵的系数的前提下，消除所述等效发射信号的干扰。
  12. 如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述解调模块对等效变换后的接收信号进行解调处理之前，还用于：根据所述第二发射信号采用的调制方式，确定出所述等效发射信号对应的星座图；
    所述解调模块根据以下步骤确定解调处理中使用的解调方式：
    根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的个数，确定解调处理中使用的解调方式；
    若确定出的星座点的个数大于设定阈值，确定采用第一解调方式对所述发射信号进行解调处理，其中，所述第一解调方式包括最小均方差MMSE解调；或者，若确定出的星座点的个数小于或等于所述阈值，确定采用第二解调方式对所述发射信号进行解调处理，其中，所述第二解调方式包括符号级干扰消除SLIC解调和最大似然ML解调。
  13. 如权利要求11或12所述的装置，其特征在于，若采用SLIC解调，所述解调模块对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
    根据如下公式，分别确定每次解调中所述等效发射信号的每层信号的均 值和方差；以及根据得到的均值和方差确定出每次解调中所述等效发射信号的每层信号的对数似然比LLR值；
    Figure PCTCN2015087849-appb-100015
    Figure PCTCN2015087849-appb-100016
    其中，E(xj)表示所述等效发射信号的第j层信号的均值，Var(xj)表示所述等效发射信号的第j层信号的方差，Pr(xj)表示E(xj)的先验概率，
    Figure PCTCN2015087849-appb-100017
    {xj}表示所述等效发射信号的第j层信号在所述等效发射信号对应的星座图中所有可能的取值点，
    Figure PCTCN2015087849-appb-100018
    表示所述等效发射信号的第j层信号的加权向量，
    Figure PCTCN2015087849-appb-100019
    表示所述等效发射信号的第j层信号的等效噪声，j∈{B+1,......,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
  14. 如权利要求11或12所述的装置，其特征在于，若采用SLIC解调，所述解调模块对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
    根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，以在计算每组星座点的LLR、均值和方差时能够复用所述第二发射信号对应的星座图中的星座点的LLR、均值和方差；
    针对所述SLIC解调中的每一次解调，根据上一次解调的LLR值，分别计算出每组星座点的均值和方差；将计算出的每组星座点的均值进行合并得到该次解调的均值，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到该次解调的方差；根据该次解调的均值和方差，计算该次解调的LLR值。
  15. 如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述解调模块按照以下公式，将计算出的每组星座点的均值进行合并得到所述等效发射信号的每层信号在该次SLIC解调的均值：
    Figure PCTCN2015087849-appb-100020
    其中，E(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的均值，E(Ωm)和Pr(Ωm)分别表示第m组星座点的均值和第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j∈{B+1,......,L}，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
  16. 如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述解调模块按照以下公式，将计算出的每组星座点的方差进行合并得到所述等效发射信号中的每层信号在该次SLIC解调的方差：
    Figure PCTCN2015087849-appb-100021
    其中，Var(xj)表示该次SLIC解调中所述等效发射信号的第j层信号的方差，Var(Ωm)表示第m组星座点的方差，Pr(Ωm)表示第m组星座点的均值对应的先验概率，M表示将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，j＝B+1,......,L，L表示接收到的发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
  17. 如权利要求11或12所述的装置，其特征在于，若采用ML解调，所述解调模块对等效变换后的接收信号进行解调处理，包括：
    根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组；根据所述第二发射信号进行ML解调时所采用的节点选择方法，从每组星座点中，分别选择出设定数量的节点；从已选择出的节点中，分别为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；以及根据选择出的最终节点，计算所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值。
  18. 如权利要求17所述的装置，其特征在于，所述解调模块从已选择出的节点中，为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点， 包括：
    从已选择出的节点中，选择出满足设定条件的节点，并将选择出的节点确定为所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号选择最终节点；
    其中，设定条件为
    Figure PCTCN2015087849-appb-100022
    {x}表示所述等效发射信号在其对应的星座图中所有可能的取值点，bj,i表示第j层第i个比特信号，σ2表示噪声功率，
    Figure PCTCN2015087849-appb-100023
    表示所述等效发射信号的均值对应的先验概率，y表示接收数据，H表示信道矩阵，x表示所述第二发射信号，j＝B+1,......,L，L表示所述发射信号的总层数，B表示所述第一发射信号的总层数。
  19. 如权利要求18所述的装置，其特征在于，所述解调模块根据选择出的最终节点，按照以下公式，计算所述等效发射信号的每层信号中的每个比特信号的LLR值：
    Figure PCTCN2015087849-appb-100024
    其中，λj,i表示所述等效发射信号的第j层的第i个比特信号的LLR值。
  20. 如权利要求14或17所述的装置，其特征在于，所述解调模块根据所述等效发射信号对应的星座图中的星座点的位置，将所述等效发射信号对应的星座图中的星座点划分为M组，包括：
    所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度得到星座点划分为一组；或者
    所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过压缩相同压缩量得到星座点划分为一组；或者
    所述等效发射信号对应的星座图中的星座点中，将所述第二发射信号对应的星座图中的星座点通过旋转相同角度并压缩相同压缩量得到星座点划分为一组。
PCT/CN2015/087849 2014-09-01 2015-08-21 一种干扰抑制方法和装置 WO2016034051A1 (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201410441717.XA CN104243377B (zh) 2014-09-01 2014-09-01 一种干扰抑制方法和装置
CN201410441717.X 2014-09-01

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2016034051A1 true WO2016034051A1 (zh) 2016-03-10

Family

ID=52230747

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/CN2015/087849 WO2016034051A1 (zh) 2014-09-01 2015-08-21 一种干扰抑制方法和装置

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN104243377B (zh)
WO (1) WO2016034051A1 (zh)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104243377B (zh) * 2014-09-01 2017-08-29 华为技术有限公司 一种干扰抑制方法和装置
CN104717163B (zh) * 2015-01-23 2018-01-19 华为技术有限公司 一种噪声估计方法及用户设备
CN104717000B (zh) * 2015-02-15 2018-09-21 华为技术有限公司 一种数据处理方法及装置
WO2017049464A1 (zh) * 2015-09-22 2017-03-30 华为技术有限公司 一种信号解调方法及终端
CN107294645B (zh) * 2016-03-31 2019-11-01 展讯通信（上海）有限公司 获取等效接收信号的方法及其装置、最大似然检测方法
US10778300B2 (en) * 2018-12-03 2020-09-15 Samsung Electronics Co., Ltd Method and apparatus for high rank multiple-input multiple-output (MIMO) symbol detection
CN111064516B (zh) * 2019-12-18 2022-03-15 南京信息工程大学 一种基于六边形星座成型迭代的光载无线通信方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101771507A (zh) * 2009-01-05 2010-07-07 上海贝尔阿尔卡特股份有限公司 多小区mimo无线通信网络中消除小区间干扰的方法和装置
EP2297871A2 (en) * 2008-07-07 2011-03-23 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for inter-cell interference cancellation in mimo wireless communication system
CN102624496A (zh) * 2011-01-30 2012-08-01 华为技术有限公司 预编码处理方法、基站和通信系统
CN104243377A (zh) * 2014-09-01 2014-12-24 华为技术有限公司 一种干扰抑制方法和装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103986562B (zh) * 2014-06-04 2017-09-12 华为技术有限公司 抑制同频干扰的方法和装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2297871A2 (en) * 2008-07-07 2011-03-23 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for inter-cell interference cancellation in mimo wireless communication system
CN101771507A (zh) * 2009-01-05 2010-07-07 上海贝尔阿尔卡特股份有限公司 多小区mimo无线通信网络中消除小区间干扰的方法和装置
CN102624496A (zh) * 2011-01-30 2012-08-01 华为技术有限公司 预编码处理方法、基站和通信系统
CN104243377A (zh) * 2014-09-01 2014-12-24 华为技术有限公司 一种干扰抑制方法和装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN104243377A (zh) 2014-12-24
CN104243377B (zh) 2017-08-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2016034051A1 (zh) 一种干扰抑制方法和装置
CN102882575B (zh) 用于确定信道状态信息的方法和装置
CN102144377B (zh) 用于硬限信号的信道估计与均衡
CN106612135B (zh) 基于多载波空间调制的信号发送方法、接收方法和装置
CN109936400B (zh) 自适应mimo检测方法和系统
CN107624235B (zh) 用于估计无线通信系统中的下行链路信道的装置和方法
CN104079511B (zh) 最大似然ml接收机数据处理的方法及装置
CN107094039B (zh) 用于lte系统中的干扰参数的盲检测的方法和设备
WO2015184967A1 (zh) 抑制同频干扰的方法和装置
CN103997473A (zh) 一种信号干扰的滤波方法及相关装置
FI20205980A9 (en) Communication system
US10097288B2 (en) Single-stream sliced maximum likelihood aided successive interference cancellation
US8934581B2 (en) Method and apparatus for soft symbol processing in a communication receiver
WO2017157066A1 (zh) 信道质量指示确定方法及装置、通信设备、存储介质
WO2008151518A1 (fr) Procédé et dispositif de détection d'information dans un système ofdm
WO2014187356A1 (zh) 发射信号的多输入多输出mimo检测方法、装置及系统
Nissel et al. Closed-Form capacity expression for low complexity BICM with uniform inputs
WO2016037526A1 (zh) 一种信号检测方法及装置
Lee et al. Link performance abstraction for interference-aware communications (IAC)
CN109150386B (zh) 用户终端、服务小区解调方法及存储介质、电子设备
CN107534530B (zh) 信干噪比的计算方法、装置和接收机
Chi et al. Detection-assisted interference parameter estimation and interference cancellation for LTE-Advanced system
EP2523411B1 (en) Method and device for receiving an imbalanced transmission signal
WO2015172674A1 (zh) 一种信号检测方法及装置
WO2017049464A1 (zh) 一种信号解调方法及终端

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 15838158

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 15838158

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1