[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

WO2016002300A1 - タッチパネルシステム及び電子機器 - Google Patents

タッチパネルシステム及び電子機器 Download PDF

Info

Publication number
WO2016002300A1
WO2016002300A1 PCT/JP2015/061595 JP2015061595W WO2016002300A1 WO 2016002300 A1 WO2016002300 A1 WO 2016002300A1 JP 2015061595 W JP2015061595 W JP 2015061595W WO 2016002300 A1 WO2016002300 A1 WO 2016002300A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
drive
noise
touch panel
signal
period
Prior art date
Application number
PCT/JP2015/061595
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
睦 ▲濱▼口
Original Assignee
シャープ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by シャープ株式会社 filed Critical シャープ株式会社
Priority to US15/310,623 priority Critical patent/US20170102826A1/en
Priority to JP2016531155A priority patent/JP6117443B2/ja
Publication of WO2016002300A1 publication Critical patent/WO2016002300A1/ja

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F3/00—Input arrangements for transferring data to be processed into a form capable of being handled by the computer; Output arrangements for transferring data from processing unit to output unit, e.g. interface arrangements
    • G06F3/01—Input arrangements or combined input and output arrangements for interaction between user and computer
    • G06F3/03—Arrangements for converting the position or the displacement of a member into a coded form
    • G06F3/041—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means
    • G06F3/044—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means by capacitive means
    • G06F3/0442—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means by capacitive means using active external devices, e.g. active pens, for transmitting changes in electrical potential to be received by the digitiser
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F3/00—Input arrangements for transferring data to be processed into a form capable of being handled by the computer; Output arrangements for transferring data from processing unit to output unit, e.g. interface arrangements
    • G06F3/01—Input arrangements or combined input and output arrangements for interaction between user and computer
    • G06F3/03—Arrangements for converting the position or the displacement of a member into a coded form
    • G06F3/033—Pointing devices displaced or positioned by the user, e.g. mice, trackballs, pens or joysticks; Accessories therefor
    • G06F3/0354—Pointing devices displaced or positioned by the user, e.g. mice, trackballs, pens or joysticks; Accessories therefor with detection of 2D relative movements between the device, or an operating part thereof, and a plane or surface, e.g. 2D mice, trackballs, pens or pucks
    • G06F3/03545—Pens or stylus
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F3/00—Input arrangements for transferring data to be processed into a form capable of being handled by the computer; Output arrangements for transferring data from processing unit to output unit, e.g. interface arrangements
    • G06F3/01—Input arrangements or combined input and output arrangements for interaction between user and computer
    • G06F3/03—Arrangements for converting the position or the displacement of a member into a coded form
    • G06F3/033—Pointing devices displaced or positioned by the user, e.g. mice, trackballs, pens or joysticks; Accessories therefor
    • G06F3/038—Control and interface arrangements therefor, e.g. drivers or device-embedded control circuitry
    • G06F3/0383—Signal control means within the pointing device
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F3/00—Input arrangements for transferring data to be processed into a form capable of being handled by the computer; Output arrangements for transferring data from processing unit to output unit, e.g. interface arrangements
    • G06F3/01—Input arrangements or combined input and output arrangements for interaction between user and computer
    • G06F3/03—Arrangements for converting the position or the displacement of a member into a coded form
    • G06F3/041—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means
    • G06F3/0416—Control or interface arrangements specially adapted for digitisers
    • G06F3/0418—Control or interface arrangements specially adapted for digitisers for error correction or compensation, e.g. based on parallax, calibration or alignment
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F3/00—Input arrangements for transferring data to be processed into a form capable of being handled by the computer; Output arrangements for transferring data from processing unit to output unit, e.g. interface arrangements
    • G06F3/01—Input arrangements or combined input and output arrangements for interaction between user and computer
    • G06F3/03—Arrangements for converting the position or the displacement of a member into a coded form
    • G06F3/041—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means
    • G06F3/044—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means by capacitive means
    • G06F3/0446—Digitisers, e.g. for touch screens or touch pads, characterised by the transducing means by capacitive means using a grid-like structure of electrodes in at least two directions, e.g. using row and column electrodes

Definitions

  • the present invention relates to a system that uses a touch panel and an electronic device that uses the system.
  • the present inventors have disclosed a capacitance value distribution detection device that can determine the presence or absence of external noise.
  • noise is detected by switching the connection state between the drive line and the sense line of the touch panel.
  • the capacitance value distribution detection device of Patent Document 1 detects the capacitance value distribution before switching the connection state between the drive line and the sense line in order to detect noise, and after switching the connection state. It is necessary to compare the capacitance value distribution. In order to perform this operation (comparison), a configuration / operation for switching the connection state between the drive line and the sense line is essential. Further, there is a problem that it takes time to detect noise and converge to a pattern that can suppress the influence of the detected noise (that is, to select a touch panel drive pattern that is less affected by the noise).
  • the present invention is not affected by the presence / absence of a configuration for switching the connection state between a drive line and a sense line in touch detection, and detects noise in a timely manner, and the influence of temporally changing noise. It aims at suppressing.
  • a touch panel system includes a touch panel having a plurality of capacitors formed at intersections of a plurality of first signal lines and a plurality of second signal lines. And a controller for controlling the touch panel, wherein the controller controls the first capacitor based on a driving pattern in a touch detection period that is a period for detecting a touch position on the touch panel.
  • a drive circuit that is driven along a signal line; and a reading unit that is provided for reading out along the second signal line a linear sum signal based on charges accumulated in the capacitor driven by the drive circuit; While the drive circuit does not drive the capacitor, the noise signal that reads the noise signal mixed in the touch panel is read. It comprises a period defining portion defining a read period, on the basis of the noise signal read out by the reading unit to the noise readout period, and a driving defining portion for defining the driving pattern of the touch detection period.
  • the noise is read out during the operation of the touch panel, and in the touch detection, the effect of the temporally changing noise can be suppressed in a timely manner. Furthermore, there is no need to operate the touch panel only for reading out noise, and the effect of reading out noise in a timely manner is achieved.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining mathematical formulas showing a method of driving the touch panel system in parallel using M-sequence codes. It is a circuit diagram which shows the structure of the other touch panel system which concerns on the reference form 1.
  • A) (b) (c) (d) is a figure for demonstrating the implementation unit which drives a capacitor by the said another touch panel system.
  • A) (b) (c) is a figure for demonstrating the method of carrying out the inversion drive of the capacitor by the said other touch panel system. It is a wave form diagram of a drive signal etc. when driving by 2nd vector is implemented next to driving by the 1st vector by the other touch panel system.
  • (A) is a waveform diagram of drive signals and the like when continuously driving by the 1st vector by the other touch panel system, and (b) is when continuously driving by the phase 0 of the 1st vector. It is a waveform diagram of a drive signal and the like.
  • (A) is a waveform diagram of a drive signal or the like when the drive by the 1st vector is continuously performed by the other touch panel system, and (b) is a drive signal or the like when inverting the drive by the 1st vector at the even-numbered times.
  • FIG. (A) is a waveform diagram of drive signals and the like when continuously performing the drive by phase 0 of the 1st vector, and (b) is a drive signal and the like when inverting the drive by phase 0 of the 1st vector at the even number of times.
  • FIG. (A) is a waveform diagram of drive signals and the like when driving with the 1st vector to the 3rd vector continuously by the other touch panel system, and (b) inverts the driving with the 1st vector to the 3rd vector at the even number of times. It is a wave form diagram of a drive signal etc. in the case of doing.
  • (A) and (b) are graphs showing the frequency characteristics of quadruple sampling by the other touch panel system.
  • FIG. 4 It is a circuit diagram which shows schematic structure of the multiplexer which concerns on the reference form 4 of this invention. It is a circuit diagram which shows an example of the specific structure of the connection switching part which concerns on the reference form 4 of this invention.
  • (A) is a figure which shows the synchronous waveform of the pseudo-randomized series which has the Manchester encoding periodicity transmitted to the stylus pen from the touchscreen controller in the touchscreen system in the reference form 5 of this invention
  • (b) It is a wave form diagram which shows a synchronous waveform and a waveform for touch detection. It is a block diagram which shows the structure of the said touch panel system. It is a wiring diagram which shows the structure of the touchscreen provided in the said touchscreen system.
  • (A) is a figure which shows the output relationship to the touchscreen and stylus pen in the drive line of the driver in a touchscreen controller, and the sense line of a sense amplifier
  • (b) is a wave form diagram which shows a synchronous waveform and a waveform for touch detection. .
  • FIG. 6C is a waveform diagram showing a state reset at a reset timing. It is a figure which shows the structure of the reset circuit provided in the synchronous signal detection circuit in the said stylus pen.
  • (A) is a wave form diagram which shows an example of the synchronous waveform transmitted from a touch panel controller
  • (b) is a wave form diagram which shows the input waveform in the stylus pen which is reception
  • (c) is a reset in
  • It is a wave form diagram which shows an internal waveform when a reference potential is defined at timing R1
  • (d) is a wave form diagram which shows an internal waveform when a reference potential is set at reset timing R2 in (b).
  • (A) is a waveform diagram showing a synchronization waveform using an M sequence code “1110010” when Manchester encoding is not performed
  • (b) is a waveform showing a synchronization waveform using a Manchester encoded M sequence code “1110010”.
  • (A) is a waveform diagram showing an example of a synchronization waveform with a long high period transmitted from the touch panel controller
  • (b) is a waveform diagram showing reset timing R3 of the input waveform at the stylus pen that is receiving
  • (c) is a waveform diagram showing an internal waveform when the reference potential is determined at reset timing R3 in (b). It is an operation
  • (A), (b), and (c) are diagrams showing specific drive operations in the synchronization signal detection period, the pause period, and the normal drive period shown in FIG.
  • (A) is a waveform diagram showing an input waveform of a signal received by a stylus pen in the touch panel system in Reference Embodiment 6 of the present invention, and (b) is a reference at reset timings R1 to R6. It is a wave form diagram which shows an internal waveform when an electric potential is defined.
  • (A) is a waveform diagram showing an example of a synchronization waveform transmitted from the touch panel controller
  • (b) is a waveform diagram showing reset timing R7, R8, R9 of the input waveform at the stylus pen that is reception
  • (c) is a waveform diagram showing a synchronization waveform when the reference potential is determined at the reset timings R7, R8, and R9 shown in (b).
  • FIG. 1 It is a timing chart which shows the output waveform of the touch panel controller which provided the fixed period just before the synchronous waveform was output.
  • A is a waveform diagram showing an example of a synchronization waveform transmitted from the touch panel controller
  • (b) is a waveform diagram showing reset timings R11, R12, R13 of the input waveform at the stylus pen that is reception
  • (c) is a waveform diagram showing a synchronous waveform when the reference potential is determined at the reset timings R11, R12, and R13 shown in (b).
  • (A) is a diagram showing a method of transmitting synchronization waveform to be transmitted by the driveline DL 1 ⁇ DL L of the driver in the touch panel controller
  • (b) is the waveform diagram showing an input waveform of the stylus pen is received
  • (C) is a wave form diagram which shows a synchronous waveform when first resetting and setting a reference potential in the fixed period shown in (b). It is an operation
  • 49 is a timing chart for explaining an operation in which the period defining unit defines the noise readout period in the touch panel system shown in FIG. 49, where (a) shows the operation before the noise readout period is prescribed, and (b) The operation after the noise readout period is defined is shown.
  • 49 is a timing chart for explaining an operation in which the period defining unit defines the noise readout period in the touch panel system shown in FIG. 49 according to the second embodiment of the present invention, and FIG. The operation is shown, and (b) shows the operation after the noise readout period is defined.
  • 49 is a timing chart for explaining an operation in which the period defining unit defines the noise readout period in the touch panel system shown in FIG. 49, where (a) represents an operation before the noise readout period is defined, and (b) is an illustration.
  • FIG. 49 is a block diagram showing a simplified read unit included in the touch panel system shown in FIG. 49 according to Embodiment 3 of the present invention, where (a) shows a simplified configuration of the read unit, and (b) shows a read operation.
  • FIG. 4C shows a simplified operation of the reading unit
  • FIG. 4C shows another simplified operation of the reading unit
  • FIG. 4D shows another simplified operation of the reading unit.
  • It is a graph which shows the result of carrying out simple addition averaging of two continuous outputs of the AD converter circuit according to the setting of phase length of Embodiment 4 of this invention, Comprising: (a) is the sampling frequency of AD converter circuit being 400 kHz.
  • FIG. 12 is a graph showing noise transfer characteristics in the same vector continuous drive in FIG. 11C in which the number of samplings is 8 and the same vector continuous inversion drive in FIG. 12B according to the fifth embodiment of the present invention.
  • (A) shows the relationship of the signal change amount with respect to the normalized frequency
  • (b) shows the noise estimation amount with respect to the sampling frequency.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a signal processing system 10 according to the first embodiment.
  • the signal processing system 10 includes a drive circuit 4 that drives the linear element CX and a control circuit 14 that controls the drive circuit 4.
  • the control circuit 14 includes subsystems 5a and 5b having different input / output transmission characteristics, and a switching circuit 6 that connects any one of the subsystems 5a and 5b to the drive circuit 4.
  • the linear element CX is driven by the drive circuit 4 controlled by the subsystem 5a or 5b, and the analog interface circuit 7a (for example, a time series signal having a value that can be observed continuously or discretely and changes every moment. Amplifying circuit).
  • the analog interface circuit 7 a amplifies this time series signal and outputs it to the AD conversion circuit 13.
  • the AD conversion circuit 13 AD-converts the time series signal supplied from the analog interface circuit 7a, and supplies the linear element estimation unit 11 with a plurality of time series signals sampled at discrete times and changing from time to time.
  • the linear element estimation unit 11 performs signal processing based on addition and subtraction on a plurality of time series signals based on the AD-converted linear element CX to estimate the value of the linear element CX or the input of the linear element CX.
  • the signal processing system 10 is provided with a noise amount estimation circuit 9 that estimates the amount of noise mixed in the time-series signal from the estimated value of the linear element CX by the linear element estimation unit 11 or the estimated value of the input of the linear element CX. Yes.
  • the switching circuit 6 performs noise-mixing in the result of estimating the value or input of the linear element CX by performing signal processing based on addition / subtraction based on the noise frequency mixed in the time-series signal, the noise amount, and the input / output transfer characteristics.
  • the subsystems 5a and 5b are switched and connected to the drive circuit 4 so as to reduce the influence of the above.
  • the control circuit 14 controls the analog interface circuit 7a.
  • the control circuit 14 controls signals corresponding to even phase driving and odd phase driving for switching the input state to the amplifier circuit.
  • the control circuit 14 controls the sampling frequency and the number of multiple samplings of the AD conversion circuit 13. Further, the control circuit 14 controls the operation of the linear element estimation unit 11.
  • the multiplex sampling number of the time series signal from the linear element CX based on the subsystem 5a may be different from the multiplex sampling number of the time series signal from the linear element CX based on the subsystem 5b.
  • the sampling frequency of the time series signal from the linear element CX based on the subsystem 5a may be different from the sampling frequency of the time series signal from the linear element CX based on the subsystem 5b.
  • the sign of a plurality of time series signals based on the subsystems 5a and 5b can be reversed along the time series. Further, the sign of the plurality of time series signals based on the subsystems 5a and 5b can be constant along the time series.
  • the switching circuit 6 switches the subsystems 5a and 5b based on the estimation result of the noise amount estimation circuit 9.
  • the linear element CX can be, for example, a capacitor.
  • the linear element CX may be a thermometer equipped with a thermocouple.
  • the signal processing system 10 is established without the drive circuit 4.
  • a small voltage (micro current) that can be observed using a thermocouple is amplified by an amplifier circuit, then sampled by an AD converter circuit 13, and the influence of noise is reduced by changing the sampling number and sampling frequency of multiple sampling. it can.
  • FIG. 2 is a graph showing the noise amount of the time series signal processed by the signal processing system 10 and the frequency characteristics between the sampling frequency and the signal change amount of the time series signal.
  • the horizontal axis indicates a normalization coefficient that is a ratio between the signal frequency and the sampling frequency.
  • the vertical axis represents the signal change amount of the signal.
  • Characteristic C1 indicates a frequency characteristic of double sampling that samples two signals and outputs a simple moving average.
  • a characteristic C2 indicates a frequency characteristic of quadruple sampling in which four signals are sampled and a simple moving average is output, and a characteristic C3 is an eight-fold sampling frequency in which eight signals are sampled and a simple moving average is output. The characteristics are shown.
  • a characteristic C4 indicates a frequency characteristic of 16-fold sampling in which 16 signals are sampled and a simple moving average is output.
  • the sampling frequency is set to be twice or four times the noise frequency, the influence of noise can be eliminated. Even if the sampling frequency is changed so that the normalized frequency approaches 0.5 or 0.25, the influence of noise can be reduced.
  • the signal change amount is ⁇ dB when the normalization coefficients are 0.5, 0.375, 0.25, and 0.125. Therefore, the influence of noise can be eliminated by setting the sampling frequency to 2 times, 2.67 times, 4 times, or 8 times the noise frequency. Even if the sampling frequency is changed so that the normalized frequency approaches 0.5, 0.375, 0.25, or 0.125, the influence of noise can be reduced.
  • the influence of noise can be eliminated or reduced by setting or changing the sampling frequency with respect to the noise frequency.
  • the signal change amount is ⁇ 3 dB in the double sampling, but the signal change amount is ⁇ dB in the quadruple sampling, the 8-fold sampling, and the 16-fold sampling. Therefore, the influence of noise can be eliminated by changing the multiplicity of the multiplex sampling from double to quadruple, eight, or sixteen. Thus, the influence of noise can be eliminated or reduced by changing the multiplicity of the multiple sampling.
  • the sampling frequencies of the plurality of subsystems shown in FIG. 1 are set to be different, or the multiplicity of the multiplex sampling is set to be different, and the signal change amount shown in FIG.
  • the influence of noise can be eliminated or reduced.
  • FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration of the touch panel system 1 according to the first embodiment.
  • the touch panel system 1 includes a touch panel 2 and a touch panel controller 3.
  • the touch panel 2 includes capacitors C11 to C44 formed at the intersections of the drive lines DL1 to DL4 and the sense lines SL1 to SL4, respectively.
  • the touch panel controller 3 includes a drive circuit 4 that drives the capacitors C11 to C44 along the drive lines DL1 to DL4.
  • the touch panel controller 3 is provided with an amplifier circuit 7 connected to each of the sense lines SL1 to SL4.
  • Each amplifier circuit 7 reads and amplifies a plurality of linear sum signals based on the electrostatic capacitances stored in the capacitors C11 to C44 driven by the drive circuit 4 along the sense lines SL1 to SL4.
  • the amplifier circuit 7 includes an amplifier 18, an integration capacitor Cint connected to the amplifier 18 in parallel, and a reset switch.
  • the touch panel controller 3 estimates the capacitances accumulated in the capacitors C11 to C44 based on the AD conversion circuit 13 that performs analog / digital conversion on the output of the amplification circuit 7 and the output of the amplification circuit 7 that has been converted from analog to digital. And a decoding operation circuit 8 that performs the decoding operation.
  • the touch panel controller 3 has a control circuit 14 that controls the drive circuit 4. Based on the subsystems 5a and 5b having different input / output transfer characteristics, the noise frequency mixed in the linear sum signal, the noise amount, and the input / output transfer characteristics, the control circuit 14 performs capacitors C11 to C44 by the decoding operation circuit 8. And a switching circuit 6 that switches the subsystems 5a and 5b to connect to the drive circuit 4 so as to reduce the influence of noise mixed in the result of estimating the electrostatic capacity of the driving circuit 4.
  • the control circuit 14 controls the sampling frequency and the number of multiple samplings of the AD conversion circuit 13. Further, the control circuit 14 controls the operation of the decoding arithmetic circuit 8.
  • a noise amount estimation circuit 9 is provided for estimating the amount of noise mixed in the linear sum signal from the estimated value of capacitance by signal processing based on addition and subtraction of the linear sum signal.
  • the switching circuit 6 switches the subsystems 5a and 5b based on the estimation result of the noise amount estimation circuit 9.
  • FIG. 4 is a circuit diagram for explaining a driving method of the touch panel system 1
  • FIG. 5 is a diagram for explaining mathematical formulas showing the driving method of the touch panel system 1.
  • the drive circuit 4 drives the drive lines DL1 to DL4 based on the 4 ⁇ 4 code sequence shown in Equation 3 of FIG. If the element of the code matrix is “1”, the drive circuit 4 applies the voltage Vdrive, and if the element is “0”, it applies zero volts.
  • the amplifying circuit 7 receives and amplifies the measured values Y1, Y2, Y3, and Y4 of the linear sum along the capacitance sense line based on the charges accumulated in the capacitor driven by the driving circuit 4.
  • the drive circuit 4 applies the voltage Vdrive to the drive line DL1, and applies zero volts to the remaining drive lines DL2 to DL4. Then, for example, measurements Y1 from the sense line SL3 corresponding to the capacitor C31 to the capacitance C 31 of formula 1 is accumulated in Figure 5 are output from the amplifier circuit 7.
  • the voltage Vdrive is applied to the drive line DL2, and zero volts is applied to the remaining drive lines DL1, DL3, and DL4. Then, the measured value Y2 from the sense line SL3 corresponding to the capacitor C32 to the capacitance C 32 is accumulated of the formula 2 in FIG. 5 is output from the amplifier circuit 7.
  • the voltage Vdrive is applied to the drive line DL3, and zero volts is applied to the remaining drive lines.
  • the voltage Vdrive is applied to the drive line DL4, and zero volts is applied to the remaining drive lines.
  • the measured values Y1, Y2, Y3, and Y4 themselves are associated with the capacitance values C1, C2, C3, and C4, respectively.
  • the measurement values Y1 to Y4 are described with the coefficient ( ⁇ Vdrive / Cint) omitted for the sake of simplicity.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a situation where noise is applied to the touch panel system 1.
  • the sense line SL3 will be described as an example.
  • noise is applied to the linear sum signal read along the sense line SL3 via the parasitic capacitance Cp coupled to the sense line SL3.
  • the linear sum signal is as follows.
  • FIG. 7 is a circuit diagram for explaining a parallel driving method of the touch panel system 1
  • FIG. 8 is a diagram for explaining mathematical formulas showing the parallel driving method of the touch panel system 1.
  • the drive circuit 4 drives the drive lines DL1 to DL4 based on the 4 ⁇ 4 orthogonal code sequence shown in Equation 5 of FIG.
  • the element of the orthogonal code sequence is either “1” or “ ⁇ 1”. If the element is “1”, the drive unit 54 applies the voltage Vdrive, and if the element is “ ⁇ 1”, it applies ⁇ Vdrive.
  • the voltage Vdrive may be a power supply voltage, but may be a voltage other than the power supply voltage.
  • the capacitances C1 to C4 are estimated as shown in Equation 7 by taking the inner product of the measured values Y1, Y2, Y3, Y4 and the orthogonal code sequence. Can do.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining mathematical formulas showing a method of driving the touch panel system 1 in parallel using M-sequence codes.
  • Capacitance of the capacitor can also be estimated by driving the capacitor in parallel with the M-sequence code.
  • the capacitances C1 to C7 can be estimated by taking the inner product of the measured values Y1 to Y7.
  • the “M sequence” is a kind of binary pseudorandom number sequence, and is composed of only binary values of 1 and 0 (or 1 and ⁇ 1 by replacing 0 with ⁇ 1). Details of the M series will be described later.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of another touch panel system 1a according to the first embodiment.
  • the same components as those described above with reference to FIG. 3 are denoted by the same reference numerals. Therefore, detailed description of these components is omitted.
  • the touch panel system 1a has a touch panel controller 3a.
  • the touch panel controller 3 a has a switching circuit 12.
  • the switching circuit 12 changes the input state of each amplifier circuit (sense amplifier) 7 into an even phase state (phase 0) in which the (2n) th sense line and the (2n + 1) th sense line are input, and (2n + 1). Switching is performed between the odd-numbered phase state (phase 1) in which the second sense line and the (2n + 2) th sense line are input.
  • n is an integer from 0 to 31.
  • the control circuit 14 controls the amplifier circuit 7. For example, the control circuit 14 controls a signal to be supplied to the switching circuit 12 corresponding to even phase driving and odd phase driving for switching the input state to the amplifier circuit 7.
  • the control circuit 14 controls the sampling frequency and the number of multiple samplings of the AD conversion circuit 13. Further, the control circuit 14 controls the operation of the decoding arithmetic circuit 8.
  • FIGS. 11A, 11B, 11C, and 11D are diagrams for explaining an implementation unit in which a capacitor is driven by another touch panel system 1a.
  • FIG. 11A is a diagram for explaining frame unit driving for driving a capacitor in frame units.
  • the touch panel system 1a repeats (M + 1) frame drive Frame0 to FrameM in this order.
  • Each frame drive Frame 0 to Frame M includes (N + 1) vector drives Vector 0 to Vector N, respectively.
  • Each of the vector drives Vector0 to VectorN includes an even-numbered phase drive Phase0 and an odd-numbered phase drive Phase1.
  • phase drive Phase 0 of the vector drive Vector 0 included in each of the frame drive Frame 0 to Frame M shown in FIG. 11 (a) (in FIG. 11 (a), the black background is white and is expressed as “Phase 0”) is claimed. This corresponds to “a plurality of time-series signals based on linear elements sampled in discrete time”.
  • FIG. 11B is a diagram for explaining phase continuous driving in which a capacitor is continuously driven in the same phase.
  • the phase drive Phase0 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame0 the phase drive Phase0 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame1
  • the phase drive Phase0 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame2 the phase drive Phase0 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame2
  • the drive is continuously performed only by the phase drive Phase 0 of the vector drive Vector 0 included in each frame drive Frame 0 to Frame M.
  • phase drive Phase1 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame0 the phase drive Phase1 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame1
  • phase drive Phase1 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame2 the phase drive Phase1 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame2
  • the drive is continuously performed only by the phase drive Phase 1 of the vector drive Vector 0 included in each frame drive Frame 0 to Frame M.
  • phase drive Phase0 included in the vector drive Vector1 of the frame drive Frame0 phase drive Phase0 included in the vector drive Vector1 of the frame drive Frame1
  • phase drive Phase0 included in the vector drive Vector1 of the frame drive Frame2 phase drive Phase0 included in the vector drive Vector1 of the frame drive Frame2
  • Frame drive FrameM In the order of the phase driving Phase 0 included in the vector driving Vector 1, the driving is continuously performed only by the phase driving Phase 0 of the vector driving Vector 1 included in each of the frame driving Frame 0 to Frame M. Thereafter, similarly, the driving is performed up to the vector driving VectorN.
  • FIG. 11C is a diagram for explaining the same vector continuous drive in which the capacitor is continuously driven by the same vector.
  • the vector drive Vector0 of the frame drive Frame0 the vector drive Vector0 of the frame drive Frame1
  • the vector drive Vector0 of the frame drive Frame2 the vector drive Vector0 included in each frame drive Frame0 to FrameM in the order of the vector drive Vector0 of the frame drive FrameM. Drives continuously with only Vector0.
  • the vector drive Vector1 of the frame drive Frame0, the vector drive Vector1 of the frame drive Frame1, the vector drive Vector1 of the frame drive Frame2,..., The vector drive Vector1 of the frame drive FrameM are included in the vector drive Vector0 included in each frame drive Frame0 to FrameM. It drives continuously only by Vector1.
  • the vector included in each frame drive Frame 0 to Frame M in the order of the vector drive Vector 2 of the frame drive Frame 0 the vector drive Vector 2 of the frame drive Frame 1
  • the vector drive Vector 2 of the frame drive Frame 2 the vector drive Vector 2 of the frame drive Frame 2
  • the vector drive Vector 2 of the frame drive Frame M It drives continuously only by drive Vector2.
  • the driving is performed up to the vector driving VectorN.
  • FIG. 11 (d) is a diagram for explaining a multi-vector continuous drive in which a capacitor is continuously driven by a plurality of vectors, and L + 1 continuous vectors are driven as one unit.
  • L is an integer satisfying 1 ⁇ L ⁇ (N ⁇ 1).
  • each frame drive in the order of the vector drive Vector0 to L of the frame drive Frame0, the vector drive Vector0 to L of the frame drive Frame1, the vector drive Vector0 to L of the frame drive Frame2, and the vector drive Vector0 to L of the frame drive FrameM. Only the vector drives Vector0 to L included in Frame0 to FrameM are continuously driven.
  • the vector drive Vector2L + 2 to 3L + 2 of the frame drive Frame 0, the vector drive Vector2L + 2 to 3L + 2 of the frame drive Frame1, the vector drive Vector2L + 2 to 3L + 2 of the frame drive Frame2, the vector drive Vector2L + 2 to 3L + 2 of the frame drive FrameM
  • the drive is continuously performed only by the vector drive Vector2L + 2 to 3L + 2 included in the drive Frame0 to FrameM. Similarly, the operation is continued until the vector drive VectorN included in the frame drive FrameM is driven.
  • 12 (a), 12 (b), and 12 (c) are diagrams for explaining a method of inversion driving of a capacitor by the touch panel system 1a.
  • FIG. 12A is an example of phase continuous inversion driving that inverts even-numbered driving in the phase continuous driving shown in FIG. 11B (the driving part to be inverted is shown in black on a white background). ).
  • the phase driving Phase 0 included in the vector driving Vector 0 of the frame driving Frame 0 is used.
  • inversion driving is performed by phase driving Phase 0 included in vector driving Vector 0 of frame driving Frame 1.
  • phase driving Phase 0 included in the vector driving Vector 0 of the frame driving Frame 2 is driven.
  • phase drive Phase 0 inversion included in the vector drive Vector 0 of the frame drive Frame 3 is driven.
  • Inversion in phase continuous inversion driving is performed in one phase driving unit.
  • the same data acquisition cycle for the averaging process is a period corresponding to one phase drive.
  • the polarity of the same data is inverted at even times.
  • FIG. 12B shows the same vector continuous inversion drive that inverts the even-numbered two phase drives in the same vector continuous drive shown in FIG. 11C. (It is shown in black on a white background).
  • the inversion drive is performed by the vector drive Vector0 of the frame drive Frame1.
  • the vector drive Vector0 of the frame drive Frame2 is driven by the vector drive Vector0 of the frame drive Frame2.
  • the inversion drive is performed by the vector drive Vector0 of the frame drive Frame3.
  • Inversion in the same vector continuous inversion driving is performed in units of two phase driving.
  • the same data acquisition cycle for the averaging process is a period corresponding to two phase driving.
  • the polarities of the two even-numbered phase drivings are inverted.
  • FIG. 12 (c) shows a multi-vector continuous inversion drive that inverts the even-numbered multi-vector drive in the multi-vector continuous drive shown in FIG. 11 (d). In white). First, it is driven by the vector drive Vector0 to L of the frame drive Frame0. Then, inversion driving is performed by the vector driving Vector0 to L of the frame driving Frame1. Next, it is driven by the vector drive Vector0 to L of the frame drive Frame2. Thereafter, inversion driving is performed by the vector driving Vector0 to L of the frame driving Frame3.
  • Inversion in the multi-vector continuous inversion driving is performed in units of 2 ⁇ (L + 1) phase driving.
  • the same data acquisition cycle for the averaging process is a period corresponding to 2 ⁇ (L + 1) phase driving.
  • the multi-vector continuous inversion driving the polarity of the even-numbered (2 ⁇ (L + 1)) phase driving is inverted.
  • FIG. 13 is a waveform diagram of drive signals and the like when the touch panel system 1a performs the drive by the 2nd vector after the drive by the 1st vector. Waveform diagrams corresponding to the phase drive Phase 0 of the vector drive Vector 0 and the vector drive Vector 1 in the frame unit drive shown in FIG. 11A are shown.
  • the signal Phase0 When the signal Phase0 is on, driving is performed by the even-numbered phase driving Phase0, and when the signal Phase0 is off, driving is performed by the odd-numbered phase driving Phase1.
  • the reset signal reset_cds is on, the amplifier circuit 7 is reset.
  • the drive signal Drive is turned on, the capacitors C11 to C44 are driven.
  • the clock signal clk_sh is on, the linear sum signal is read out along the sense line.
  • the linear sum signal based on the even-numbered phase drive Phase0 of the vector drive Vector0 is acquired at one frame interval (period T1).
  • FIG. 14A is a waveform diagram of a drive signal and the like when continuously driving by the 1st vector by the touch panel system 1a
  • FIG. 14B is a waveform when driving by the phase 0 of the 1st vector is continuously performed. It is a waveform diagram of a drive signal and the like.
  • the linear sum signal by the vector drive Vector0 is 2 as shown in FIG. 14 (a). Acquired at the phase interval (period T2).
  • the linearity by the phase drive Phase0 is shown in FIG. 14B.
  • the sum signal is acquired at one phase interval (period T3).
  • FIG. 15A is a waveform diagram of drive signals and the like when the drive by the 1st vector is continuously performed by the touch panel system 1a
  • FIG. 15B is a drive signal and the like when inverting the drive by the 1st vector at the even number of times.
  • the inversion of driving is performed by lowering the driving signal Drive from high to low. For this reason, it is not necessary to lower the drive signal Drive as shown in FIG. 15A when the reset signal rises. For this reason, the fall of the reset signal before inversion driving can be made at time t2 earlier by ⁇ T than the fall time t3 of the reset signal in FIG. It can be shortened by ⁇ T. For this reason, the linear sum signal by the vector drive Vector0 was acquired at two-phase intervals (period T2 from time t1 to time t5) in FIG. 15A, but in FIG. 15B, (2 phases ⁇ T). ) (Interval T5 from time t1 to time t4).
  • FIG. 16A is a waveform diagram of driving signals and the like when driving in the first vector in phase 0, and FIG. 16B is a driving in the case where the driving in the first vector in phase 0 is reversed. It is a wave form diagram of a signal.
  • the fall of the reset signal before inversion driving can be made at time t7 earlier by ⁇ T than the reset signal fall time t8 in FIG. 16A, and the reset signal reset_cds is The reset time that is on can be reduced by ⁇ T. Then, the next reset signal can be lowered at a time t11 that is earlier by ⁇ 2T than the reset signal fall time t12 in FIG.
  • the linear sum signal obtained by the phase drive Phase 0 of the vector drive Vector 0 is acquired in one phase interval (period T 3 from time t 6 to time t 10) in the example of FIG. 16A, but FIG. Then, it can be acquired at an interval of (1 phase ⁇ T) (period T7 from time t6 to time t9).
  • FIG. 17A is a waveform diagram of drive signals and the like when driving by the 1st vector to 3rd vector is continuously performed by the touch panel system 1a
  • FIG. 17B is a case in which the driving by the 1st vector is inverted at the even number of times. It is a waveform diagram of a drive signal and the like.
  • 18 (a) and 18 (b) are graphs showing the frequency characteristics of quadruple sampling by the touch panel system 1a.
  • the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the signal change amount.
  • the time for one phase is 2.5 microseconds ( ⁇ s).
  • FIG. 18A shows frequency characteristics when phase driving is continuously performed (phase continuous driving in FIG. 11B) and vector driving is continuously performed when inversion driving is not performed (FIG. 18).
  • 11 (c) same vector continuous drive) and frequency characteristics when driving in units of three vectors is continuously performed (multiple vector continuous drive (L 2) in FIG. 11 (d)). It shows.
  • the vector drive is continuously performed (same vector continuous inversion drive in FIG. 12B) and when the drive in units of three vectors is continuously performed (FIG. 12C).
  • the frequency characteristics when continuously implemented are shown.
  • the frequency band where the signal change amount is about 0 dB is weak against noise, and the frequency band where the signal change amount “dB” is small (negative value having a large absolute value) It shows that it is strong.
  • FIG. 20 is a graph showing frequency characteristics of another quadruple sampling by the touch panel system 1a. In each graph, the time for one phase is 2.5 ⁇ s.
  • FIG. 20A shows frequency characteristics and three vectors when driving in units of one vector is continuously performed (the same vector continuous driving in FIG. 11C) when inversion driving is not performed.
  • FIG. 20A shows frequency characteristics and three vectors when driving in units of one vector is continuously performed (the same vector continuous driving in FIG. 11C) when inversion driving is not performed.
  • FIG. 20B shows frequency characteristics and three vectors when driving in units of one vector is continuously performed (in the same vector continuous driving in FIG. 12B) when inversion driving is performed.
  • the operation speed does not drop when there is no dummy drive period or blank period in the drive in units of a plurality of vectors.
  • 21 (a) and 21 (b) are diagrams for comparing the driving methods of the touch panel system 1a.
  • the operation mode of the frame unit drive described in FIG. 11A is ((0) frame unit drive), the acquisition time interval of the linear sum signal data for the average processing is one frame, and the linear sum time to be acquired is acquired.
  • the polarities of the series signals are all the same.
  • the frequency with poor attenuation characteristics is (1 / Frame) ⁇ N.
  • the operation mode of the phase continuous drive described in FIG. 11B is ((1) phase continuous drive), the acquisition time interval of the linear sum signal data for the averaging process is one phase, and the linear sum time series signal to be acquired is acquired. Are all the same polarity.
  • the frequency with poor attenuation characteristics is (1 / phase) ⁇ N.
  • the operation mode of the same vector continuous drive described in FIG. 11C is ((2) vector continuous drive), the acquisition time interval of the linear sum signal data for the averaging process is two phases, and the acquired linear sum time series All signals have the same polarity.
  • the frequency with poor attenuation characteristics is (1/2 phase) ⁇ N.
  • the operation mode of the multi-vector continuous drive described with reference to FIG. 11D is ((3) M ⁇ ⁇ vector continuous drive), the acquisition time interval of the linear sum signal data for the average processing is 2 phases ⁇ M, and the acquired linear The polarities of the sum time series signals are all the same.
  • the frequency with poor attenuation characteristics is (1 / (2 ⁇ M) phase) ⁇ N.
  • the operation mode of the phase continuous inversion driving for continuously inverting the even-numbered driving described in FIGS. 12A and 16B is the average processing ((4) phase continuous driving, even-numbered inversion).
  • the acquisition time interval of the linear sum signal data for (1) - ⁇ T), and the polarity of the acquired linear sum time series signal is inverted at an even number of times.
  • the frequency with poor attenuation characteristics is (1 / (1 phase- ⁇ T)) ⁇ (N + 0.5).
  • the operation mode of the same vector continuous inversion driving in which the vector driving described in FIGS. 12B and 15B is continuously inverted and the even-numbered driving is inverted ((5) vector continuous driving, even-numbered inversion) is an average.
  • the acquisition time interval of the linear sum signal data for processing is (2 phases ⁇ T), and the polarity of the acquired linear sum time series signal is inverted at an even number of times.
  • the frequency with a poor attenuation characteristic is (1 / (2 phase- ⁇ T)) ⁇ (N + 0.5).
  • the operation mode of the multi-vector continuous inversion drive that continuously inverts the even-numbered drive of the vector drive described in FIGS. 12C and 17B is ((6) M vector continuous drive, even-numbered inversion).
  • the acquisition time interval of the linear sum signal data for the averaging process is the (2 ⁇ M) phase, and the polarity of the acquired linear sum time series signal is inverted at an even number of times.
  • the frequency with poor attenuation characteristics is (1 / (2 ⁇ M) phase) ⁇ (N + 0.5).
  • the noise amount estimation circuit 9 makes a determination by using the outputs of a plurality of linear element estimation units (signal processing based on addition and subtraction and the value of the linear element CX or a plurality of estimation results of the input of the linear element CX). .
  • the switching circuit 6 switches the subsystems 5a and 5b based on the estimation result of the noise amount estimation circuit 9. Originally, a plurality of estimated values should be the same value, and when they do not become the same value, the noise amount estimation circuit 9 estimates that the influence of noise mixed in the estimation result has increased. .
  • the plurality of subsystems provided in the control circuit 14 can be configured in various types based on the above description in order to reduce the influence of external noise.
  • Subsystems with vector units and subsystems with multiple vector units as the averaging unit for averaging are provided, and these subsystems are affected by external noise based on the frequency characteristics between the normalized frequency and the signal variation. It is good also as a structure selected so that it may reduce.
  • a sub-system having a function of inverting the sign of the drive signal may be provided when the execution unit of the addition average is a phase unit, a vector unit, or a plurality of vector units.
  • the execution unit of the addition average is a phase unit, a vector unit, or a plurality of vector units.
  • the drive inversion period is an N phase unit (N is an integer), and select these subsystems so as to reduce the influence of external noise based on the frequency characteristics.
  • a subsystem for shortening the reset time of the reset signal for resetting the amplifier circuit may be provided.
  • FIG. 22 is a circuit diagram showing a configuration of the touch panel system according to the second embodiment.
  • the touch panel system according to the reference mode 2 includes a touch panel controller 3b.
  • the touch panel controller 3b is provided with an amplifier circuit 7b.
  • the amplifier circuit 7b has a differential amplifier 18a.
  • the differential amplifier 18a receives and amplifies the linear sum signal read along the adjacent sense lines.
  • the noise resistance of the touch panel controller can be further enhanced.
  • FIG. 23 is a block diagram illustrating a configuration of a mobile phone 90 (electronic device) according to the third embodiment.
  • the cellular phone 90 includes a CPU 96, a RAM 97, a ROM 98, a camera 95, a microphone 94, a speaker 93, an operation key 91, a display unit 92 including a display panel 92b and a display control circuit 92a, and the touch panel system 1 ( A touch panel system 1a or a touch panel system 1b described later).
  • Each component is connected to each other by a data bus.
  • the CPU 96 controls the operation of the mobile phone 90.
  • the CPU 96 executes a program stored in the ROM 98, for example.
  • the operation key 91 receives an instruction input by the user of the mobile phone 90.
  • the RAM 97 volatilely stores data generated by executing a program by the CPU 96 or data input through the operation keys 91.
  • the ROM 98 stores data in a nonvolatile manner.
  • the ROM 98 is a ROM capable of writing and erasing, such as EPROM (Erasable Programmable Read-Only Memory) and flash memory.
  • EPROM Erasable Programmable Read-Only Memory
  • flash memory such as EPROM (Erasable Programmable Read-Only Memory) and flash memory.
  • the mobile phone 90 may be configured to include an interface (IF) for connecting to another electronic device by wire.
  • IF interface
  • the camera 95 shoots a subject in accordance with the operation of the operation key 91 by the user.
  • the image data of the photographed subject is stored in the RAM 97 or an external memory (for example, a memory card).
  • the microphone 94 receives user's voice input.
  • the mobile phone 90 digitizes the input voice (analog data). Then, the mobile phone 90 sends the digitized voice to a communication partner (for example, another mobile phone).
  • the speaker 93 outputs sound based on, for example, music data stored in the RAM 97.
  • the touch panel system 1 includes a touch panel 2 and a touch panel controller 3 (may be a touch panel controller 3a or a touch panel controller 3b described later).
  • the CPU 96 controls the operation of the touch panel system 1.
  • the display panel 92b displays images stored in the ROM 98 and RAM 97 by the display control circuit 92a.
  • the display panel 92b is superimposed on the touch panel 2 or contains the touch panel 2 therein.
  • FIG. 24 is a block diagram showing a configuration of the touch panel system 1 (touch panel device) according to the present embodiment.
  • FIG. 25 is a schematic diagram illustrating a configuration of the touch panel 2 provided in the touch panel system 1.
  • the touch panel system 1 includes a touch panel 2 and a touch panel controller 3a (capacitance value distribution detection device).
  • the touch panel 2 extends along the horizontal direction (lateral direction) and is disposed in parallel with the horizontal signal lines HL1 to HLM (second signal lines) arranged in parallel to each other, and extends along the vertical direction (vertical direction).
  • Vertical signal lines VL1 to VLM first signal lines
  • Capacitances C11 to CMM are formed at the intersections of the horizontal signal lines HL1 to HLM and the vertical signal lines VL1 to VLM, respectively.
  • the touch panel controller 3a includes a multiplexer MU1, a drive circuit 4, a reading unit 40, a control circuit 14 (external noise removal reduction unit), and a noise detection unit NS (external noise determination unit).
  • the drive circuit 4 supplies drive signals to the drive lines DL1 to DLM in time series.
  • the touch panel 2 outputs charges corresponding to the capacitance value from the sense lines SL1 to SLM.
  • the reading unit 40 receives a sense signal corresponding to the drive signal and the capacitance supplied to the touch panel 2 via the sense lines SL1 to SLM.
  • the reading unit 40 receives a sense signal corresponding to the value of capacitance at each intersection of the horizontal signal lines HL1 to HLM and the vertical signal lines VL1 to VLM.
  • the intensity distribution of the received sense signal is a signal corresponding to the distribution of the capacitance value on the touch panel 2.
  • the reading unit 40 outputs the intensity distribution of the sense signal to the noise detection unit NS.
  • FIG. 26 is a circuit diagram showing a schematic configuration of the multiplexer MU1.
  • the multiplexer MU1 includes M connection switching units CS connected in cascade.
  • the control line CL from the control circuit 14 is input to the first connection switching unit CS.
  • the multiplexer MU1 switches between the first connection state (first operation mode) and the second connection state (second operation mode) in accordance with a control signal input from the control circuit 14 via the control line CL.
  • the vertical signal lines VL1 to VLM are connected to the drive lines DL1 to DLM of the drive circuit 4, respectively, and the horizontal signal lines HL1 to HLM are connected to the sense lines SL1 to SLM of the reading unit 40, respectively.
  • the vertical signal lines VL1 to VLM are respectively connected to the sense lines SL1 to SLM of the reading unit 40, and the horizontal signal lines HL1 to HLM are respectively connected to the drive lines DL1 to DLM of the drive circuit 4.
  • FIG. 27 is a circuit diagram showing an example of a specific configuration of the connection switching unit CS.
  • the connection switching unit CS has four CMOS switches SW1 to SW4.
  • the control line CL of the connection switching unit CS is connected to the control line CL of the preceding connection switching unit CS and the control line CL of the subsequent connection switching unit CS. That is, the control line CL from the control circuit 14 is shared by each connection switching unit CS.
  • a plurality of control lines CL may be provided so that the connection of each connection switching unit CS can be controlled individually.
  • the control line CL controls the control terminal of the p-type transistor of the CMOS switch SW1, the control terminal of the n-type transistor of the CMOS switch SW2, the control terminal of the p-type transistor of the CMOS switch SW3, and the control terminal of the n-type transistor of the CMOS switch SW4. It is connected to the terminal and the input of the inverter inv.
  • the output of the inverter inv is the control terminal of the n-type transistor of the CMOS switch SW1, the control terminal of the p-type transistor of the CMOS switch SW2, the control terminal of the n-type transistor of the CMOS switch SW3, and the p-type transistor of the CMOS switch SW4. Connected to the control terminal.
  • the horizontal signal line HLk is connected to one end of the CMOS switches SW1 and SW2.
  • the vertical signal line VLk is connected to one end of the CMOS switches SW3 and SW4.
  • the drive line DLk is connected to the other ends of the CMOS switches SW1 and SW4.
  • the sense line SLk is connected to the other ends of the CMOS switches SW2 and SW3.
  • HLk indicates the k-th (1 ⁇ k ⁇ M) horizontal signal line.
  • the horizontal signal lines HL1 to HLM are connected to the sense lines SL1 to SLM, and the vertical signal lines VL1 to VLM are connected to the drive lines DL1 to DLM, respectively (first connection state).
  • the control signal of the control line CL is set to Low, the horizontal signal lines HL1 to HLM are connected to the drive lines DL1 to DLM, respectively, and the vertical signal lines VL1 to VLM are connected to the sense lines SL1 to SLM, respectively (second connection state). .
  • the control circuit 14 supplies a control signal for instructing the connection state to the multiplexer MU1.
  • the control circuit 14 generates signals that define the operations of the driving circuit 4 and the reading unit 40 and supplies the signals to the driving circuit 4 and the reading unit 40, respectively.
  • the noise detection unit NS determines the presence or absence of external noise from the intensity distribution of the sense signal. Detailed processing of the noise detection unit NS will be described later.
  • the noise detection unit NS can output the determination result of the presence or absence of external noise and the intensity distribution of the sense signal.
  • electromagnetic noise received by a human body or the like is mixed with the touch panel system via an indicator and is referred to as “external noise”.
  • FIG. 29 is a block diagram illustrating a configuration of the touch panel system 1 according to the present embodiment
  • FIG. 30 is a wiring diagram illustrating a configuration of the touch panel provided in the touch panel system.
  • the touch panel system 1 includes a touch panel 2, a stylus pen S as a touch pen and an electronic pen, and a touch panel controller 3a that drives the touch panel 2 and the stylus pen S.
  • the touch panel 2 includes horizontal signal lines HL 1 to HL as a plurality of K (K is a positive integer) first signal lines arranged in parallel to each other in the horizontal direction. and K, L present a plurality of which are arranged parallel to each other along the vertical direction (L is a positive integer) and a vertical signal line VL 1 ⁇ VL L as a second signal line. Capacitances C11 to CKL are generated at the intersections of the horizontal signal lines HL 1 to HL K and the vertical signal lines VL 1 to VL L , respectively. Note that K and L may be the same or different from each other, but in the present embodiment, description will be made assuming that L ⁇ K.
  • the horizontal signal lines HL 1 to HL K and the vertical signal lines VL 1 to VL L intersect each other vertically.
  • the present invention is not limited to this, and both intersect each other. If it is done, it is enough.
  • the touch panel 2 preferably has a size that allows a hand holding the stylus pen S to be worn, but may be a size used for a smartphone.
  • the stylus pen S is not only a touch pen made of a conductor for contacting the touch panel 2 but also a pen that can input and output signals.
  • the stylus pen S is provided with a synchronization signal detection circuit 36, which receives and inputs a synchronization signal for synchronizing with a dedicated synchronization signal generated by the timing generator 114 of the touch panel controller 3a. It has become so.
  • the touch panel controller 3a includes a multiplexer MU1, a driver 112, a sense amplifier 113, a timing generator 114, an AD converter 115, a capacity distribution calculation unit 116, a touch recognition unit 117, and a pen position detection unit 118. I have.
  • the driver 112 the horizontal signal lines HL 1 ⁇ described above in the touch panel 2 HL K or vertical signal lines VL 1 ⁇ VL driveline DL 1 in response to driving of the L ⁇ DL K or driveline DL 1 ⁇ DL L to the voltage Is applied.
  • the sense amplifier 113 detects the initial charge signal corresponding to each of the capacitances C11 to CKL of the touch panel 2 and the stylus pen at the time of touch when the horizontal signal lines HL 1 to HL K are driven in the first signal line drive period.
  • a linear sum signal corresponding to a first pen charge signal that is a charge at the time of touch corresponding to the capacitance between S and each of the L vertical signal lines VL 1 to VL L is expressed as a sense line SL 1 to SL.
  • the capacitance at the position changes. Therefore, the changed capacitance can be detected as a linear sum signal. Normally, when the stylus pen S is brought close to the touch panel 2, the capacitances C11 to CKL at the close positions increase.
  • the sense amplifier 113 detects the initial charge signal corresponding to each of the capacitances C11 to CKL of the touch panel 2 and the stylus at the time of touch when the vertical signal lines VL 1 to VL L are driven in the second signal line driving period.
  • a linear sum signal corresponding to a second pen charge signal that is a charge at the time of touch corresponding to the capacitance between the pen S and each of the K horizontal signal lines HL 1 to HL K is expressed as a sense line SL 1 to It reads through SL L, and supplies to the AD converter 115.
  • FIG. 31 is a horizontal signal lines HL 1 - provided the touch panel 2 HL K, or vertical signal lines VL 1 ⁇ VL K ⁇ VL L and ⁇ driveline DL 1 which is connected to the driver DL K-DL L or sense 3 is a circuit diagram showing a configuration of a multiplexer that switches connection with sense lines SL 1 to SL K to SL L connected to an amplifier 113.
  • FIG. 31 is a horizontal signal lines HL 1 - provided the touch panel 2 HL K, or vertical signal lines VL 1 ⁇ VL K ⁇ VL L and ⁇ driveline DL 1 which is connected to the driver DL K-DL L or sense 3 is a circuit diagram showing a configuration of a multiplexer that switches connection with sense lines SL 1 to SL K to SL L connected to an amplifier 113.
  • the multiplexer MU1 is a connection switching circuit that switches connections between a plurality of inputs and a plurality of outputs.
  • the horizontal signal lines HL 1 to HL K are connected to the drive lines DL 1 to DL K of the driver 112, and the vertical signal lines VL 1 to VL K to VL L are connected to the sense amplifier 113.
  • a first connection state of connecting to the sense line SL 1 ⁇ SL K ⁇ SL L of connect the horizontal signal lines HL 1 ⁇ HL K to sense line SL 1 ⁇ SL K of the sense amplifier 113, the vertical signal lines VL 1 ⁇ switching the VL K ⁇ VL L and a second connection state for connecting the drive lines DL 1 ⁇ DL K ⁇ DL L driver 112.
  • the multiplexer MU1 when the signal of the control line CL shown in FIG. 31 is set to Low, the horizontal signal lines HL 1 to HL K are connected to the drive lines DL 1 to DL K and the vertical signal lines VL 1 to VL L Are connected to the sense lines SL 1 to SL L.
  • the horizontal signal lines HL 1 to HL K are connected to the sense lines SL 1 to SL K
  • the vertical signal lines VL 1 to VL L are connected to the drive lines DL 1 to DL L. To be connected to.
  • the timing generator 114 shown in FIG. 29 generates a signal defining the operation of the driver 112, a signal defining the operation of the sense amplifier 113, and a signal defining the operation of the AD converter 115, The signals are supplied to the driver 112, the sense amplifier 113, and the AD converter 115, respectively.
  • the timing generator 114 generates a synchronization signal.
  • the touch panel controller 3a drives the horizontal signal lines HL 1 to HL K and / or the vertical signal lines VL 1 to VL L using the synchronization signal generated by the timing generator 114 as a synchronization dedicated signal. Yes.
  • the AD converter 115 charges corresponding to the capacitances C11 to CKL read through the vertical signal lines VL 1 to VL L and the sense lines SL 1 to SL L , Capacitance distribution calculation by AD conversion of the linear sum signal corresponding to the first pen charge signal which is the charge corresponding to the capacitance between the stylus pen S and each of the L vertical signal lines VL 1 to VL L Supplied to the unit 116.
  • the AD converter 115 includes a charge corresponding to each of the capacitances C11 to CKL read through the horizontal signal lines HL 1 to HL K and the sense lines SL 1 to SL K in the second signal line driving period, and a stylus.
  • Capacitance distribution calculation unit by AD converting a linear sum signal corresponding to the second pen charge signal which is a charge corresponding to the capacitance between the pen S and each of the K horizontal signal lines HL 1 to HL K 116.
  • the capacitance distribution calculation unit 116 generates a capacitance distribution on the touch panel 2 based on the linear sum signal including the first pen charge signal and the second pen charge signal and the code sequence based on the drive, and The distribution of capacitance between the stylus pen S and each of the L vertical signal lines VL 1 to VL L and the static between the stylus pen S and each of the K horizontal signal lines HL 1 to HL K The distribution of capacitance is calculated, and the capacitance distribution on the touch panel 2 is supplied to the touch recognition unit 117, and the capacitance between the stylus pen S and each of the L vertical signal lines VL 1 to VL L is calculated.
  • the distribution of capacitance and the distribution of capacitance between the stylus pen S and each of the K horizontal signal lines HL 1 to HL K are supplied to the pen position detection unit 118 serving as position detection means.
  • the touch recognition unit 117 recognizes the touched position on the touch panel 2 based on the capacitance distribution supplied from the capacitance distribution calculation unit 116.
  • the pen position detection unit 118 is arranged along the horizontal signal line HL 1 of the stylus pen S based on the distribution of capacitance between the stylus pen S and each of the L vertical signal lines VL 1 to VL L. Detect position. Further, the pen position detector 118 follows the vertical signal line VL 1 of the stylus pen S based on the distribution of capacitance between the stylus pen S and each of the K horizontal signal lines HL 1 to HL K. Detect position.
  • Touch pen touch position detection operation An operation for detecting the touch position of the stylus pen S in the touch panel system 1 having the above-described configuration will be described with time. Here, a detection operation when the stylus pen S is simply used as a touch pen will be described.
  • the horizontal signal lines HL 1 to HL K are connected to the drive lines DL 1 to DL K of the driver 112, and the vertical signal lines VL 1 to VL L are connected to the sense line SL of the sense amplifier 113.
  • the driver 112 applies a voltage to the drive lines DL 1 to DL K to drive the horizontal signal lines HL 1 to HL K.
  • the charges accumulated in the respective capacitances C11 to CKL by driving the horizontal signal lines HL 1 to HL K and the stylus pen when the stylus pen S is brought close to the touch panel 2 are displayed.
  • the L first linear sum signals based on the first pen charge signal that is the charge corresponding to the capacitance between S and each of the L vertical signal lines VL 1 to VL L are L vertical signals. Output from each of the lines VL 1 to VL L.
  • the sense amplifier 113 reads out the L first linear sum signals including the first pen charge signal through the multiplexer MU1 and the sense lines SL 1 to SL L, and supplies them to the AD converter 115.
  • the AD converter 115 AD-converts the L first linear sum signals including the first pen charge signal and outputs the converted signals to the capacitance distribution calculation unit 116.
  • the first connection state is switched to the second connection state so that the drive signals and the sense signals of the horizontal signal lines HL 1 to HL K and the vertical signal lines VL 1 to VL L are interchanged. That is, in the second connection state, the horizontal signal lines HL 1 to HL K are connected to the sense lines SL 1 to SL K of the sense amplifier 113, and the vertical signal lines VL 1 to VL L are connected to the drive lines DL 1 to DL of the driver 112. Connect to L.
  • the driver 112 drives the vertical signal lines VL 1 ⁇ VL L by applying a voltage to the drive line DL 1 ⁇ DL L.
  • the charges accumulated in the electrostatic capacitors C11 to CKL by driving the vertical signal lines VL 1 to VL L , the stylus pen S, and the K horizontal signal lines HL 1 to HL K second linear sum signals based on the second pen charge signal that is a charge corresponding to the capacitance between each of the K and K are output from each of the K horizontal signal lines HL 1 to HL K.
  • the sense amplifier 113 reads the K second linear sum signals including the second pen charge signal through the multiplexer MU1 and the sense lines SL 1 to SL K , and supplies the signals to the AD converter 115.
  • the AD converter 115 AD-converts the K second linear sum signals including the second pen charge signal and outputs the converted signals to the capacitance distribution calculation unit 116.
  • the capacitance distribution calculation unit 116 includes the first linear sum signal including the first pen charge signal, the second linear sum signal including the second pen charge signal, and the electrostatic on the touch panel 2. supplies to the touch recognition unit 117 calculates the volume distribution, the position along the horizontal signal lines HL 1 of stylus S, and calculates the position along the vertical signal line VL 1 of stylus pen S with pen position detection To the unit 118.
  • the touch recognition unit 117 recognizes the touched position on the touch panel 2 based on the capacitance distribution supplied from the capacitance distribution calculation unit 116.
  • the pen position detection unit 118 is based on the position of the stylus pen S calculated by the capacitance distribution calculation unit 116 along the horizontal signal line HL 1 and the position of the stylus pen S along the vertical signal line VL 1 . The position of the stylus pen S on the touch panel 2 is detected.
  • the horizontal signal lines HL 1 to HL K and the vertical signal lines VL 1 to VL L are all driven simultaneously in parallel. That is, parallel driving is performed.
  • the present invention is not necessarily limited thereto, and the driving of the K horizontal signal lines HL 1 to HL K and the driving of the L vertical signal lines VL 1 to VL L in the touch panel 2 may be performed in parallel driving or sequential driving. There may be.
  • Parallel driving means driving K horizontal signal lines HL 1 to HL K or driving L vertical signal lines VL 1 to VL L simultaneously in parallel, and sequential driving means K horizontal signal lines.
  • the driving of HL 1 to HL K or the L vertical signal lines VL 1 to VL L are sequentially driven from the horizontal signal line HL 1 or the vertical signal line VL 1 sequentially. From the viewpoint of speed, parallel drive is preferable, and in this embodiment, parallel drive is adopted.
  • the touch panel system 1 of the present embodiment includes the touch panel 2, the touch pen, and the touch panel controller 3a each having a capacitance formed at the intersections of the plurality of first signal lines and the plurality of second signal lines. ing.
  • the touch panel controller 3a drives the horizontal signal lines HL 1 to HL K , which are a plurality of first signal lines, in the first signal line driving period, and outputs a charge signal based on each capacitance to a vertical signal that is each second signal line.
  • the second signal line each first signal charge signals by driving the vertical signal lines VL 1 ⁇ VL L is a plurality of second signal lines in the driving period based on the electrostatic capacitance
  • the touch position is detected based on the change in capacitance by the touch pen when the touch pen is touched to the touch panel 2 while repeatedly performing the switching drive for outputting from the horizontal signal lines HL 1 to HL K. To do.
  • the detection position in the first signal line driving period and the detection position in the second signal line driving period are the same. Appears in position.
  • an erroneous signal due to phantom noise caused by touching the touch panel 2 such as a human hand or finger that has received electromagnetic noise is caused by switching between the first signal line and the second signal line in the first signal line driving period. Appearing at the same position in the second signal line driving period.
  • the touch position of the touch pen and an erroneous signal due to phantom noise are distinguished by determining the detection position based on the logical product of the detection position in the first signal line drive period and the detection position in the second signal line drive period. In addition, it is possible to remove an erroneous signal due to the phantom noise.
  • Phantom noise is noise that generates a detection signal based on static electricity at a position different from the touch position of the touch pen through a hand holding the touch pen, and is different from the normal touch position of the touch pen. Is.
  • the stylus pen S of the present embodiment has, for example, a writing pressure sensor for detecting writing pressure, and the writing pressure signal is output from the writing pressure sensor while synchronizing with the touch panel controller 3a. It has become.
  • the stylus pen S is not necessarily limited thereto, and may not include a writing pressure sensor for detecting writing pressure.
  • FIG. 32 is a cross-sectional view showing the configuration of the stylus pen S. As shown in FIG.
  • the stylus pen S includes a pen body 30 that is held by a user and has a conductive grip portion 30a formed in a substantially cylindrical shape so that the user can hold it by hand.
  • the tip of the pen is provided with a pen tip 31 that is pressed against the touch panel 2 during a touch operation.
  • the pen tip portion 31 includes a pen tip cover 31a, a pen tip shaft 31b, an insulator 31c that holds the pen tip cover 31a in an axially movable manner, and a brush provided on the back side of the pen tip shaft 31b. And a pressure sensor 31d.
  • the nib cover 31a is made of an insulating material, and the nib shaft 31b is made of a conductive material such as a metal or a conductive synthetic resin material.
  • the writing pressure sensor 31d is composed of, for example, a semiconductor piezoresistive pressure sensor, and a semiconductor strain gauge is formed on the surface of a diaphragm (not shown). Therefore, when the pen tip cover 31a of the pen tip portion 31 is pressed against the touch panel 2 during the touch operation, the pen tip shaft 31b is pushed through the pen tip cover 31a to press the surface of the diaphragm of the writing pressure sensor 31d, Thereby, a change in electric resistance due to the piezoresistance effect generated by the deformation of the diaphragm is converted into an electric signal. Thereby, the writing pressure in the stylus pen S can be detected. Note that the principle of pen pressure detection is not necessarily limited to this, and other detection principles can be employed.
  • connection switch 32 In the pen body 30, a connection switch 32, a control circuit 33, operation changeover switches 34a and 34b, a sense circuit 35, a synchronization signal detection circuit 36, a timing adjustment circuit 37, and a drive circuit 38 are provided. Is provided.
  • the stylus pen S is provided with, for example, a push-type first operation switch 39a and a second operation switch 39b. By pressing the first operation switch 39a and the second operation switch 39b, the first stylus pen S is operated.
  • the functions assigned to the first operation switch 39 a and the second operation switch 39 b are executed via the control circuit 33.
  • An example of the function assigned to the first operation switch 39a is an eraser function.
  • the eraser function can be turned on / off by the first operation switch 39a.
  • a function assigned to the second operation switch 39b for example, a right click function of the mouse can be cited, and the right click function of the mouse can be turned on / off by the second operation switch 39b. is there.
  • eraser function and the right-click function of the mouse are examples, and are not limited to the eraser function and the right-click function of the mouse. It is also possible to add other functions by providing other operation switches.
  • the touch signal to the touch panel 2 of the stylus pen S that is, the first pen charge signal and the second pen charge signal described above are in a state in which the connection switch 32 of the stylus pen S is turned off (the pen tip shaft 31b is the pen main body 30).
  • the touch panel 2 with the stylus pen S in a state of being electrically disconnected from the grip portion 30a), as described above, the horizontal signal lines HL 1 to HL K and the vertical signal lines VL 1 to VL L
  • the touch position is detected by the switching drive.
  • the driving pattern of the stylus pen S is driven by the drive circuit 38 in the first signal line driving period. Is matched with the drive pattern of the horizontal signal line HL K + 1 (or later) of the touch panel 2 by the touch panel controller 3a, that is, the drive pattern of the (K + 1) th (or later) drive line DL K + 1 (or later) of the driver 112. In the second signal line drive period, the drive pattern of the vertical signal line VL L + 1 (or later) of the touch panel 2 by the touch panel controller 3a, that is, the (L + 1) th (or later) drive line DL L + 1 (or later) of the driver 112. ) It adopts a method of matching the driving pattern.
  • the horizontal signal line HL K + 1 (or later) and the vertical signal line VL L + 1 (or later) itself do not exist.
  • the drive pattern may differ depending on the drive period (K ⁇ L) as in the drive line DL K + 1 or the drive line DL L + 1.
  • a virtual line is displayed using the notation of the line DL L + 1 . In the following description, it will be expressed as drive line DL L + 1 .
  • the stylus pen S of the present embodiment transmits and receives signals to and from the touch panel controller 3a wirelessly. Therefore, the pen tip 31 is driven in the same pattern as driving the drive line DL L + 1 so as to match the drive timing of the drive lines DL 1 to DL L in the touch panel controller 3a. Therefore, in the stylus pen S, a drive circuit 38 is provided so as to drive in the same manner as the driver 112 of the touch panel controller 3a.
  • the drive of the drive lines DL 1 to DL L in the touch panel controller 3a is based on the drive timing generated by the timing generator 114. For this reason, the stylus pen S must be operated in synchronization with the timing when the touch panel controller 3a is driven. Therefore, in the stylus pen S of the present embodiment, by providing the sense circuit 35, the synchronization signal detection circuit 36, and the timing adjustment circuit 37, the dedicated synchronization signal driven by the touch panel controller 3a is detected by the stylus pen S, and the The timing of the dedicated synchronization signal of the touch panel controller 3a and the timing of the pen synchronization signal generated by the timing adjustment circuit 37 in the stylus pen S are made to coincide with each other.
  • a connection switch 32 is provided inside the pen body 30.
  • the connection switch 32 can be omitted.
  • the grip portion 30a of the pen body 30 is connected to a reference potential (GND), for example.
  • GND reference potential
  • connection switch 32 is an electronic switch composed of a field effect transistor (FET) or the like, and is turned on / off by the control circuit 33.
  • FET field effect transistor
  • the connection switch 32 is OFF, the pen tip shaft 31 b is electrically disconnected from the grip portion 30 a of the pen body 30.
  • the stylus pen S may be difficult to acquire the touch panel synchronization signal even if the pen tip cover 31a is brought close to the touch panel 2.
  • connection switch 32 when the connection switch 32 is turned on, the pen tip shaft 31b is electrically connected to the grip portion 30a of the pen body 30, and the human body is electrically connected to the pen tip shaft 31b via the grip portion 30a.
  • the human body since the human body has a relatively large capacitance, when the stylus pen S approaches or comes into contact with the touch panel 2, the stylus pen S may easily acquire a synchronization signal of the touch panel.
  • FIG. 33 is a timing chart showing the basic principle of synchronization.
  • the stylus pen S detects the dedicated synchronization signal generated by the timing generator 114 of the touch panel controller 3a by the sense circuit 35 and the synchronization signal detection circuit 36.
  • the dedicated synchronization signal is a single pulse.
  • the touch panel synchronization signal S0 which is a dedicated synchronization signal composed of a single pulse, is generated at a constant cycle.
  • the sense circuit 35 In contrast, in the stylus pen S, the sense circuit 35 generates a plurality of synchronization signal candidates S1 to Sp (p is an integer of 2 or more).
  • the synchronization signal candidate Sp shown in FIG. 33 represents a signal obtained by delaying the synchronization signal candidate S1 by about one cycle.
  • the stylus pen S selects a synchronization signal having a high degree of coincidence with the dedicated synchronization signal transmitted from the timing generator 114 of the touch panel controller 3a from the synchronization signal candidates S1 to Sp, and serves as a synchronization signal for communication with the touch panel controller 3a.
  • the synchronization signal candidate S4 or S5 having a high degree of coincidence with the touch panel synchronization signal S0 is employed as the pen synchronization signal of the stylus pen S.
  • the stylus pen S is in the detection mode until the synchronization is established, and the drive circuit 38 is not driven.
  • the stylus pen S can be synchronized with the dedicated synchronization signal in the touch panel controller 3a.
  • FIG. 28A is a diagram showing a synchronization waveform of a pseudo-randomized sequence having a Manchester-coded periodicity transmitted from a touch panel controller to a stylus pen in the touch panel system
  • FIG. It is a wave form diagram which shows the waveform for touch detection
  • FIG. 34A is a diagram illustrating an output relationship to the touch panel and the stylus pen in the driver drive line and the sense amplifier sense line in the touch panel controller
  • FIG. 34B illustrates a synchronization waveform and a touch detection waveform. It is a waveform diagram.
  • 35A is a waveform diagram showing a drive waveform such as a synchronization waveform and a touch detection waveform transmitted from the touch panel controller to the stylus pen, and low frequency noise.
  • FIG. 35B is a waveform diagram showing the drive waveform and low frequency noise.
  • FIG. 35C is a waveform diagram showing a state where the reset is performed at the reset timing.
  • FIG. 36 is a diagram showing a configuration of a reset circuit provided in the synchronization signal detection circuit in the stylus pen.
  • FIG. 37A is a waveform diagram illustrating an example of a synchronization waveform transmitted from the touch panel controller
  • FIG. 37B is a waveform diagram illustrating an input waveform at the stylus pen that is a reception
  • FIG. 37 is a waveform diagram showing an internal waveform when the reference potential is determined at the reset timing R1 in FIG. 37 (b), and FIG. 37 (d) is the reference potential determined at the reset timing R2 in FIG. 37 (b). It is a wave form diagram which shows an internal waveform at the time.
  • FIG. 38 (a) is a waveform diagram showing a synchronization waveform using the M-sequence code “1110010” when Manchester encoding is not performed
  • FIG. 38 (b) is a synchronization using the Manchester-encoded M-sequence code “1110010”. It is a wave form diagram which shows a waveform.
  • FIG. 38 (a) is a waveform diagram showing a synchronization waveform using the M-sequence code “1110010” when Manchester encoding is not performed
  • FIG. 38 (b) is a synchronization using the Manchester-encoded M-sequence code “1110010”. It is a wave form diagram which shows a
  • FIG. 39A is a waveform diagram showing an example of a synchronization waveform with a long High period transmitted from the touch panel controller
  • FIG. 39B is a waveform diagram showing reset timing R3 of the input waveform at the stylus pen that is receiving.
  • FIG. 39 (c) is a waveform diagram showing an internal waveform when the reference potential is determined at the reset timing R3 in FIG. 39 (b).
  • the dedicated synchronization signal of the touch panel controller 3a is generated by the timing generator 114 of the touch panel controller 3a and is driven by the driver 112 with the drive lines DL 1 to DL L. Sent using. Then, as a mechanism for notifying the stylus pen S of a dedicated synchronization signal that is the drive timing of the touch panel controller 3a, as shown in FIG. 34 (b), driving is performed with a waveform representing synchronization separately from the waveform for normal touch detection.
  • the lines DL 1 to DL L are driven. Specifically, in each of the drive lines DL 1 to DL L , a waveform for touch detection is generated after a synchronization waveform is generated.
  • the waveform for touch detection is generated by sequential driving.
  • the generation of the synchronous waveform is indicated by a plurality of continuous pulses in order to facilitate visual distinction from the sequential drive waveform, and is actually proposed in this reference form.
  • a waveform obtained by Manchester encoding a M-sequence code or the like is easier to detect as a synchronous waveform.
  • the signal waveform received by the stylus pen S is mixed with various types of noise, particularly low frequency noise.
  • FIG. 35 (a) what is indicated by a thick straight line is a dedicated synchronization waveform composed of a plurality of dense pulses driven by the touch panel controller 3a, and what is indicated by a sin curve is assumed as noise.
  • the signal waveform received by the stylus pen S is obtained by superimposing the synchronous waveform from the touch panel controller 3a and low-frequency noise.
  • the amplitude of the low frequency noise is larger than the amplitude of the synchronous waveform from the touch panel controller 3a to be extracted.
  • the amplitude of the synchronous waveform signal is a signal having a relatively small amplitude compared to the noise, making it difficult to extract the synchronous waveform signal. .
  • a method of finding the synchronization waveform from the waveform in which the synchronization waveform and the low frequency noise shown in FIG. 35B are superimposed for example, a method of removing low frequency noise with a low frequency cut filter, a synchronization waveform
  • a method of performing a reset operation for determining a reference potential for a waveform on which low-frequency noise is superimposed, and obtaining the amplitude of the internal waveform based on a potential difference from the reference potential for example, a method of removing low frequency noise with a low frequency cut filter, a synchronization waveform.
  • the low frequency cut filter is expensive.
  • the stylus pen S on the reception side of the synchronization waveform performs a reset operation for determining a reference potential for the received input waveform, and obtains the amplitude of the internal waveform from the potential difference from the reference potential.
  • the method is adopted.
  • the present invention is not necessarily limited to this, and it is also possible to remove noise composed of low frequency components using a low frequency cut filter.
  • the synchronization signal detection circuit 36 of the stylus pen S includes a reset circuit 36a shown in FIG. 36 in order to perform a reset operation for determining a reference potential for the received input waveform.
  • a reset is performed on the superimposed signal waveform in which the synchronization waveform from the touch panel controller 3a shown in FIG. 35B and the low-frequency noise are superimposed.
  • the superimposed signal waveform is returned to the reference potential at the reset timing. That is, the reference potential is set to the same potential as the input signal. If the potential of the input superimposed signal waveform is higher than the reference potential, a positive potential is output. On the other hand, if the potential of the input superimposed signal waveform is lower than the reference potential, a negative potential is output. As a result, it is possible to remove low frequency components and keep the amplitude of the signal within a certain range.
  • the reference potential of the stylus pen S on the receiving side is determined when the reset operation for determining the reference potential is performed on the received input waveform.
  • the reset timing and the pulse of the synchronization waveform overlap, there is a problem that the pulse is missed and it becomes difficult to determine the dedicated synchronization signal that is the drive timing of the touch panel controller 3a.
  • the input waveform in the stylus pen S on the receiving side is shown by the waveform in FIG. 37 (b).
  • the waveform of FIG. 37B the internal waveform when the reference potential is determined at the reset timing R1 is shown in FIG.
  • the reset timing R2 is set for the second pulse
  • the internal waveform when the reference potential is determined is as shown in FIG. 37 (d).
  • the second pulse since the second pulse has no positive rise, the second pulse is missed. That is, it becomes difficult to determine the dedicated synchronization signal that is the drive timing of the touch panel controller 3a.
  • a constant pattern synchronization signal composed of a pseudo-randomized sequence having periodicity is used as the synchronization waveform transmitted by the touch panel controller 3a.
  • an M-sequence code or a Gold sequence code is used.
  • the pseudo-randomized sequence is a code sequence used for a pseudorandom signal which is an artificially generated random signal. That is, a truly irregular signal that exists in nature is usually called a random signal (random signal), whereas an artificially generated random signal is converted to a pseudorandom signal (pseudorandom signal). ). Since it is created artificially, a certain rule is necessary, but various measures have been taken so that the statistical properties of the generated signal are as close as possible to those of a true irregular signal. Usually, the autocorrelation function of the generated signal is devised so as to be as close as possible to the autocorrelation function ⁇ (t) of white noise.
  • the pseudo irregular signal is generated by associating a pseudo irregular series (numerical string) with a physical quantity such as a voltage.
  • the pseudorandom sequence includes a finite-length sequence and a periodic sequence, and a periodic sequence is often used from the viewpoint of ease of generation and ease of use.
  • Typical examples of the periodic sequence include an M sequence (M-sequence) and a gold sequence.
  • the autocorrelation of the M-sequence signal and the Gold sequence code has a very sharp peak, and the correlation value with others is very low.
  • the M series and the Gold series are composed of binary numbers of 0 and 1, and have a periodicity in which binary series are connected. It can be expressed by replacing 0 with -1.
  • this M-sequence code or Gold sequence code as a synchronization waveform transmitted by the touch panel controller 3a, even if the reset timing overlaps with one pulse, the code that matches this M-sequence code is correct. Since it is only necessary to determine the synchronization timing, the reliability of the synchronization determination is increased.
  • the M-sequence code is used as the synchronization waveform transmitted by the touch panel controller 3a, and the coincidence determination is performed with the same M-sequence code in the sense circuit 35 and the synchronization signal detection circuit 36 of the stylus pen S.
  • Resistance to missed pulses is increased.
  • the series is lengthened, a pattern in which the number of consecutive Highs or Lows is included is included. Therefore, if the reset timing for determining the reference potential is reached in this part, unnecessary potential fluctuation occurs and it is difficult to determine the waveform.
  • the touch panel controller 3a is driven as a synchronous waveform using a Manchester encoded waveform for a code having good autocorrelation characteristics such as an M series.
  • the Manchester-encoded waveform means that “0” corresponds to the synchronization waveform High ⁇ Low and “1” corresponds to the synchronization waveform Low ⁇ High. Say. Note that this may be reversed.
  • the M-sequence code “1110010” when used, it is possible to prevent a case where the High or Low period is long.
  • FIG. 28A using the above-described 7-bit M-sequence code “1110010”, which is Manchester-encoded, as shown in FIG. . And as shown in FIG.28 (b), it uses as a synchronous waveform of the touchscreen controller 3a.
  • the reset timing for determining the reference potential can be adjusted by the stylus pen S on the receiving side.
  • FIG. 40 is an operation image diagram showing a correspondence relationship between the driving operation of the touch panel controller 3a and the driving operation of the stylus pen S.
  • 41 (a), 41 (b), and 41 (c) are diagrams showing specific drive operations in the synchronization signal detection period, the pause period, and the normal drive period shown in FIG.
  • the driving operation of the stylus pen S is performed by turning on the operation changeover switch 34a and turning off the operation changeover switch 34b to generate a synchronization signal from the touch panel controller 3a by the sense circuit 35 and the synchronization signal detection circuit 36.
  • the synchronization signal detection period is a waiting period for detecting a bit pattern representing a synchronization waveform, and is a period in which the drive of the pen tip portion 31 is turned off and a synchronization signal pattern is detected from the pen tip signal waveform.
  • the drive lines DL 1 to DL L of the driver 112 are each driven with the same waveform.
  • a waveform pattern including a pattern having an autocorrelation characteristic such as an M series is used.
  • a code to be driven is selected based on the additional information after detection of the synchronization signal pattern and the state of the stylus pen S itself, and preparation for starting to drive the pen tip in synchronization with the touch panel controller 3a is performed. This is a period for interpreting additional information that takes the drive start timing.
  • the drive mode period is a period in which the pen tip unit 31 is driven by the drive circuit 38, and the pen tip unit 31 is selected with the selected code while finely adjusting the edge of the drive waveform so as to match the drive timing of the touch panel controller 3a. This is a period for driving. At this time, the drive circuit 38 of the stylus pen S is driven in accordance with the drive timing of the touch panel controller 3a.
  • the driving operation of the touch panel controller 3a is performed in a period in which the drive lines DL 1 to DL L are driven with the same waveform, a pause period B, the drive lines DL 1 to DL K to DL L, and the sense lines SL1 to SL K to SL. It is configured by repeating three periods including a period for switching between L and driving.
  • the period during which the drive lines DL 1 to DL L are driven with the same waveform is a period for driving the synchronization waveform plus additional information for the stylus pen S to synchronize. Specifically, as shown in FIG. 41A, the drive lines DL 1 to DL L are driven with the same waveform.
  • the pause period B is a period during which the stylus pen S finishes synchronous detection and a period for preparing for driving. Specifically, as shown in FIG. 41 (b), it is a waiting time for the stylus pen S to detect a synchronization waveform and provide a preparation period for performing normal driving. For this reason, the driving waveform has no meaning and is completely arbitrary. Therefore, it is not necessary to drive. Note that this section is unnecessary when the preparation period on the stylus pen S side is unnecessary.
  • the normal driving period for a period the position detection for obtaining an worth of data of the touch panel 2 for driving switching between ⁇ driveline DL 1 ⁇ DL K ⁇ DL L and the sense lines SL1 SL K-SL L It is.
  • the normal driving period as shown in FIG. 41 (c), repeating drive and sense drive lines DL 1 ⁇ DL L at the required waveforms on the touch position detection of stylus S.
  • sequential driving or parallel driving is performed.
  • the order of drive patterns is expressed by sequential drive so that it can be easily understood visually.
  • the stylus pen S drives the pen tip portion 31 with the same waveform as that of the drive line DL L + 1 corresponding to the outside of the touch panel 2 when the synchronization waveform can be detected.
  • the background is colored in the sense period, that is, the period in which the capacitance for detecting the touch position is detected.
  • the horizontal signal lines HL 1 to HL K as the plurality of first signal lines and the vertical signal lines VL 1 to VL L as the plurality of second signal lines are intersected.
  • a touch panel 2 having a capacitance formed, a stylus pen S as a touch pen, and a touch panel controller 3a are provided.
  • the touch panel controller 3a displays a plurality of horizontal signal lines HL 1 to HL K in a first signal line driving period.
  • the charge signal based on each capacitance is output from each vertical signal line VL 1 to VL L , and the plurality of vertical signal lines VL 1 to VL L are driven in the second signal line driving period to each capacitance.
  • the detection position in the first signal line driving period and the detection position in the second signal line driving period appear at the same position.
  • an error signal due to noise generated at a position different from the touch position generated due to touch on a touch panel such as a human hand or a finger subjected to electromagnetic noise is generated by the first signal line and the second signal line. Even if it appears in the first signal line drive period due to the switching drive, it does not appear in the same position in the second signal line drive period.
  • the stylus pen S when using the stylus pen S as an electronic pen that can input and output signals as the touch pen, it is necessary to synchronize with the synchronization signal used in the touch panel controller 3a in the stylus pen S.
  • the driver 112 as the synchronization signal transmission unit of the touch panel controller 3a has a stylus in each synchronization signal transmission period immediately before the first signal line driving period and immediately before the second signal line driving period. Since the synchronization signal is transmitted to the pen S, it is possible to generate the synchronization signal using the drive signals for driving the first signal line and the second signal line. For this reason, since a separate circuit for generating the synchronization signal is not provided, the number of parts can be reduced.
  • the synchronization signal is sent from the touch panel controller 3a to the stylus pen S, the low-frequency signal is superimposed as noise, so if the single pulse is not properly separated from the noise, the synchronization signal is missed. Sometimes. On the other hand, it is unclear which part corresponds to the synchronization signal in a plurality of pulses having no change in the same pitch.
  • the driver 112 of the touch panel controller 3a outputs a synchronization signal having a waveform composed of a pseudo-random sequence having periodicity such as an M-sequence code or a Gold-sequence code during the synchronization signal transmission period.
  • the stylus pen S includes a sense circuit 35 and a synchronization signal detection circuit 36 as a synchronization signal detection unit that detects the synchronization signal.
  • the synchronization signal is transmitted in a waveform composed of a pseudo-randomized sequence having periodicity, the autocorrelation characteristic is good. For this reason, the accuracy of identification as to whether or not the signal is a synchronization signal is increased, and the miss of the synchronization signal can be reduced.
  • the waveform synchronization signal composed of the pseudo-randomized sequence is Manchester-encoded. That is, in the Manchester encoding process, “0” of the pseudo-randomized sequence is made to correspond to High ⁇ Low of the synchronization waveform, and “1” is made to correspond to Low ⁇ High of the synchronization waveform. Note that this may be reversed. Thereby, it is possible to prevent the High or Low period from becoming long.
  • the driver 112 as the synchronization signal transmission unit of the touch panel controller 3a is used as the horizontal signal lines HL 1 to HL K as the plurality of first signal lines or the plurality of second signal lines. It also serves as a driver 112 as a drive unit that supplies a drive signal for driving the vertical signal lines VL 1 to VL L of the plurality of horizontal signal lines VL 1 to HL K or a plurality of vertical signal lines VL 1 to VL L.
  • a drive signal for driving the signal lines VL 1 to VL L is changed to a waveform formed of a Manchester-encoded pseudo irregular sequence having periodicity, and a synchronization signal is transmitted.
  • the synchronization signal transmission unit is composed of the driver 112 that also serves as the drive unit. Therefore, drive lines DL 1 to DL for driving the horizontal signal lines HL 1 to HL K and the vertical signal lines VL 1 to VL L are provided.
  • a synchronization signal can be created simply by changing the waveform pattern of the L drive signal. For this reason, since a separate circuit for generating the synchronization signal is not provided, the number of parts can be reliably reduced.
  • FIG. 42A is a waveform diagram showing an input waveform of a signal received by the stylus pen in the touch panel system according to the present embodiment.
  • FIG. 42B shows a case where the reference potential is determined at the reset timings R1 to R6. It is a wave form diagram which shows no internal waveform.
  • FIG. 43A is a waveform diagram showing an example of a synchronization waveform transmitted from the touch panel controller
  • FIG. 43B is a waveform diagram showing reset timings R7, R8, and R9 of the input waveform at the stylus pen that is receiving.
  • FIG. 43 (c) is a waveform diagram showing a synchronous waveform when the reference potential is determined at the reset timings R7, R8, and R9 shown in FIG. 43 (b).
  • FIG. 44 is a timing chart showing an output waveform of the touch panel controller in which a fixed period is provided immediately before the synchronization waveform is output.
  • FIG. 45A is a waveform diagram showing an example of a synchronization waveform transmitted from the touch panel controller, and FIG.
  • FIG. 45B is a waveform diagram showing reset timings R11, R12, and R13 of the input waveform at the stylus pen that is receiving.
  • FIG. 45 (c) is a waveform diagram showing a synchronization waveform when the reference potential is determined at the reset timings R11, R12, and R13 shown in FIG. 45 (b).
  • FIG. 46A is a diagram illustrating a method of transmitting a synchronization waveform transmitted by the driver drive lines DL 1 to DL L in the touch panel controller, and FIG. 46B illustrates an input waveform at the stylus pen that is reception.
  • FIG. 46 (c) is a waveform diagram showing a synchronization waveform when the reference potential is determined by first resetting in the fixed period shown in FIG. 46 (b).
  • the internal waveform shown in FIG. 42 (b) is obtained by resetting at the reset timings R1 to R6 for determining the reference potential.
  • the output waveform of the touch panel controller 3a is fixed by providing a fixed period F immediately before the synchronization waveform is output.
  • the fixed time is a time at which the reset operation timing for determining the reference potential by the stylus pen S on the receiving side is included at least once.
  • reset timings R11, R12, and R13 are provided in the fixed period F to determine the reference potential. This makes it easy to determine whether the output of the touch panel controller 3a is High or Low when detecting the synchronization waveform, as shown in FIG.
  • the touch panel controller 3a has the synchronization signal in a state where the drive potential is fixed.
  • the reset is always performed at least once before the detection period, and the waveform can be shaped in a stable state from the beginning of the synchronization signal detection period.
  • FIG. 47 is an operation image diagram showing a correspondence relationship between the driving operation of the touch panel controller 3a and the driving operation of the stylus pen S.
  • FIG. 48 is a diagram showing a specific driving operation in the fixed period shown in FIG. 47 and 48 are simply described for the same parts as those in FIGS. 40, 41 (a), (b), and (c) of the reference embodiment 5.
  • the stylus pen S has a synchronization signal detection period for detecting a synchronization signal from the touch panel controller 3a by the sense circuit 35 and the synchronization signal detection circuit 36, a preparation period, and a pen tip by the drive circuit 38.
  • Drive mode period in which the unit 31 is driven.
  • the synchronization signal detection period, preparation period, and drive mode period are as described in FIGS. 40 and 41 (a) (b) (c).
  • the touch panel controller 3a drives the fixed period F, the period for driving the drive lines DL 1 to DL L with the same waveform, the pause period B, and the drive lines DL 1 to DL L to drive the sense lines SL 1 to SL L. And reading a change in capacitance.
  • the fixed period F is a period for stabilizing the signal level at which the stylus pen S detects synchronization.
  • the drive lines DL 1 to DL L are fixed to either Low or High.
  • driveline DL 1 ⁇ DL L of the touch panel controller 3a is 0.
  • the drive line DL L + 1 of the stylus pen S is not driven.
  • the period during which the drive lines DL 1 to DL L are driven with the same waveform is a period for driving the synchronization waveform plus additional information for the stylus pen S to synchronize. Specifically, as shown in FIG. 41B, the drive lines DL 1 to DL L are driven with the same waveform.
  • the pause period B is a period in which the stylus pen S finishes synchronization detection and a period for preparing for driving.
  • the stylus pen S is a waiting time for providing a preparation period for detecting a synchronous waveform and performing normal driving, so the driving waveform is completely meaningless. Is optional. Therefore, it is not necessary to drive. Also, the drive line DL L + 1 of the stylus pen S is not driven. Note that this section is unnecessary when the preparation period on the stylus pen S side is unnecessary.
  • the period during which the drive lines DL 1 to DL L are driven and the change in capacitance is read by the sense lines SL 1 to SL L is a normal position detection for obtaining data for one surface of the touch panel 2. It is a driving period. Specifically, in the normal driving period, as shown in FIG. 41 (c), repeated reading from the drive and sense lines SL 1 ⁇ SL L driveline DL 1 ⁇ DL L. As a driving method, sequential driving or parallel driving is performed. In FIG. 41 (c), the order of drive patterns is expressed by sequential drive so that it can be easily understood visually.
  • the stylus pen S drives the drive line DL L + 1 corresponding to the outside of the touch panel 2 when the synchronization waveform can be detected. That is, a waveform corresponding to the drive line DL L + 1 is output in accordance with the drive of the drive lines DL 1 to DL L by the touch panel controller 3a.
  • the colored background indicates the sense period, that is, the period during which the capacitance is detected.
  • the sense circuit 35 and the synchronization signal detection circuit 36 as the synchronization signal detection unit of the stylus pen S as the electronic pen have received the synchronization signal on which the low frequency component is superimposed.
  • the reset signal is periodically reset to return the received input waveform to the reference potential, thereby detecting the amplitude of the synchronization signal.
  • the amplitude of the synchronization signal can be detected at low cost without using an expensive low-frequency cut filter for the low-frequency component superimposed as noise.
  • the synchronization signal transmission period includes a fixed period F in which a fixed synchronization signal whose waveform is fixed to High or Low is transmitted, and a pseudo irregularity having periodicity such as an M-sequence code or a Gold-sequence code. It consists of a pseudo-randomized sequence waveform period in which a synchronization signal having a waveform consisting of a normalized sequence is transmitted.
  • the reset operation is performed at least once.
  • FIG. 49 is a circuit diagram showing a configuration of the touch panel system 1b of the present embodiment.
  • the touch panel system 1b includes a touch panel 2 and a touch panel controller 3c.
  • the touch panel controller 3c includes a drive circuit 4, a control circuit 14, a reading unit 40, a noise detection unit NS, and multiplexers MU1 and MU2.
  • the reading unit 40 includes a switching circuit 12, an amplifier circuit 7 (sense amplifier), an AD conversion circuit 13, and a decoding operation circuit 8.
  • the reading unit 40 is connected to the touch panel 2, the control circuit 14, and the noise detection unit NS.
  • the reading unit 40 is provided to read a linear sum signal based on the electric charge accumulated in the capacitor of the touch panel 2 driven by the driving circuit 4 along the horizontal signal line (second signal line). .
  • the noise detection unit NS includes a period defining unit 41 and a drive defining unit 42.
  • the noise detection unit NS is connected to the control circuit 14 and the reading unit 40.
  • Period defining unit 41 is connected to the control circuit 14 and the drive defining unit 42.
  • the period defining unit 41 acquires the drive pattern of the drive circuit 4 via the control circuit 14.
  • the period defining unit 41 defines a noise reading period in which a noise signal mixed in the touch panel 2 is read while the drive circuit 4 does not drive the capacitor of the touch panel 2.
  • the “drive pattern” is, for example, listed below.
  • -Frame unit driving shown in (a) of Fig. 11-Phase continuous driving shown in (b) of Fig. 11-Continuous driving of the same vector shown in (c) of Fig. 11-(d) of Fig. 11 In the phase continuous drive shown in FIG. 11 (b) shown in FIG. 12 (a), the phase continuous inversion drive for inverting the even-numbered drive shown in FIG. 12 (b).
  • FIG. 11C the same vector continuous inversion drive for inverting the even-numbered two phase drives.
  • FIG. 11D shown in FIG.
  • the multi-vector continuous drive shown in FIG. 5 the detailed operation in which the multi-vector continuous inversion drive period defining unit 41 that inverts even-numbered multi-vector drive defines the noise readout period will be described later.
  • the drive defining unit 42 is connected to the control circuit 14, the reading unit 40, and the period defining unit 41.
  • the drive defining unit 42 defines a drive pattern for the touch detection period based on the noise signal read by the reading unit 40 during the noise reading period.
  • the switching circuit 6 switches the subsystems 5 a and 5 b so that the drive circuit 4 drives the drive line of the touch panel 2 with the drive pattern defined by the drive defining unit 42. Connect to.
  • the multiplexer MU1 has the configuration described above.
  • the multiplexer MU2 includes a plurality of sample and hold (S / H) circuits.
  • the multiplexer MU ⁇ b> 2 is connected between the amplifier circuit 7 (sense amplifier) and the AD conversion circuit 13.
  • FIG. 50 is a timing chart for explaining the operation in which the period defining unit 41 defines the noise readout periods P1 to P4 in the touch panel system 1b shown in FIG. 49, and (a) is defined by the noise readout periods P1 to P4. (B) shows the operation after the noise reading periods P1 to P4 are defined.
  • the touch panel system 1b drives the drive every touch detection period Q1 to Q4 (for example, 10 milliseconds (ms)) by the configuration shown in FIGS.
  • the connection state between the line and the sense line is switched.
  • the operation is not limited to the operation of switching the connection state between the drive line and the sense line for each of the touch detection periods Q1 to Q4, and may be an operation in which the same type of touch detection period continues.
  • X axis: sense means that the multiplexer MU1 shown in FIGS. 49 and 24 converts the horizontal signal lines HL1 to HLM shown in FIG. 25 into the sense lines SL1 to SLM. It means that it is connected to.
  • Y axis: drive means that the multiplexer MU1 connects the vertical signal lines VL1 to VLM to the drive lines DL1 to DLM.
  • X axis: drive means a state in which the multiplexer MU1 connects the horizontal signal lines HL1 to HLM to the drive lines DL1 to DLM.
  • Y axis: sense means a state in which the multiplexer MU1 connects the vertical signal lines VL1 to VLM to the sense lines SL1 to SLM.
  • the period defining unit 41 sets the noise readout periods P1 to P4 to periods having a length of 1 ms that end at respective times indicated by Report [N + 1] to Report [N + 4]. Stipulate.
  • the linear sum signal read by the reading unit 40 can read a linear sum signal (that is, noise) that is not caused by driving of the capacitor by the driving circuit 4.
  • Noise occurs due to, for example, a signal flowing from a noise source (AC adapter, fluorescent lamp, etc.) other than the object when an object (human finger, touch pen) touches the touch panel.
  • a noise source AC adapter, fluorescent lamp, etc.
  • the drive defining unit 42 defines the drive pattern in the touch detection period Q2, which is a period after the predetermined noise reading period P1, based on the noise read out during the predetermined noise reading period P1. At this time, a drive pattern having a large amount of noise suppression can be defined based on the above-described method. The same applies to the touch detection periods Q3 and Q4, which are later periods than the noise reading periods P2 and P3, respectively. Further, a noise reading period may be provided before the touch detection period Q1.
  • the capacitance value distribution detection device of Patent Document 1 switches the connection state between the drive line and the sense line at regular intervals.
  • the electrostatic capacitance value distribution detection device of Patent Document 1 detects noise at time Report [N]
  • the next time that noise is detected must be time Report [N + 2] after touch detection period Q2. I must.
  • the electrostatic capacitance value distribution detection device disclosed in Patent Document 1 does not compare the electrostatic capacitance value distribution detection result in the touch detection period Q1 with the electrostatic capacitance value distribution detection result in the touch detection period Q2. This is because it cannot be detected.
  • touch panel system 1b can be incorporated into a part of a mobile phone 90 (electronic device) as shown in FIG.
  • FIG. 51 is a timing chart for explaining the operation in which the period defining unit 41 defines the noise readout period P in the touch panel system 1b shown in FIG. 49 according to the present embodiment. The operation before the regulation is shown, and (b) shows the operation after the noise readout period P is prescribed.
  • the touch panel system 1b switches the connection state between the drive line and the sense line every 10 ms, for example, by the configuration shown in FIGS.
  • the period defining unit 41 may define the noise readout period P as a period of 1 ms that ends at the time Report [N + 4].
  • the period defining unit 41 does not necessarily need to define the noise reading period P for each of the touch detection periods Q1 to Q4 when defining the noise reading period P from the drive pattern of the drive circuit 4. .
  • the reading unit 40 reads noise at a frequency (frequency of 24.4 Hz) once every 41 ms. If the desired noise readout frequency is 24.4 Hz or less, the noise readout period P may be defined as shown in FIG. 51 (b).
  • the conventional method for example, obtaining a noise metric
  • Patent Document 1 may be continuously performed, and a noise readout period may be provided when the noise metric exceeds a certain threshold level.
  • the change of the noise frequency and the noise amount itself is determined by a conventional method.
  • the period defining unit 41 determines a period during which the noise signal mixed in the touch panel 2 is read while the drive circuit 4 does not drive the capacitor of the touch panel 2.
  • FIG. 52 is a timing chart for explaining the operation in which the period defining unit 41 defines the noise readout periods P1 to P4 in the touch panel system 1b shown in FIG. 49, and (a) is defined by the noise readout periods P1 to P4. (B) shows the operation after the noise reading periods P1 to P4 are defined.
  • the drive circuit 4 in order to suppress the power consumption of the touch panel system 1b, the drive circuit 4 operates in the pause periods B1 to B4 between the touch detection periods Q1 to Q4 (for example, a period of 4 ms). In the (power saving period; for example, a period of 6 ms), the drive line may be stopped.
  • the period defining unit 41 may define the noise reading period P1 (for example, a period of 1 ms) within the suspension period B1. The same applies to the noise readout periods P2 to P4.
  • noise can be read out in a timely manner at a frequency of once every 10 ms (frequency: 100 Hz) while achieving power saving of the touch panel system 1b.
  • a touch pen may be used together as described above.
  • the period defining unit 41 may define one or a plurality of noise readout periods in part or all of the pause period B (period in which the controller does not transmit a synchronization signal) shown in FIG.
  • the period defining unit 41 may define one or a plurality of noise readout periods in part or all of the pause period B or the fixed period F shown in FIG.
  • the touch pen touch signal and the erroneous signal due to the noise are distinguished, and the noise can be read out in a timely manner while easily removing the erroneous signal due to the noise.
  • FIG. 53 is a block diagram schematically showing the reading unit 40 included in the touch panel system 1b shown in FIG. 49 according to the present embodiment.
  • FIG. 53 (a) shows a simplified configuration of the reading unit 40.
  • b) shows a simplified operation of the reading unit 40
  • c) shows another simplified operation of the reading unit 40
  • d) shows yet another simplified operation of the reading unit 40. Show.
  • the number of amplifier circuits 7 included in the reading unit 40 is simplified to 10 (amplifier circuits Amp1 to Amp10). Further, the plurality of S / H circuits shown in FIG. 49 are simplified as one multiplexer MU2.
  • the outputs of the amplifier circuits Amp1 to Amp10 indicated by “1” to “10” are sequentially AD converted by the AD converter circuit 13 via the multiplexer MU2.
  • the sampling frequency of the AD conversion circuit 13 is 10 megasamples / second (Msps; Mega-sample per second) (that is, if the sampling frequency of the AD conversion circuit 13 is 10 MHz)
  • the frequency at which the output of one amplifier circuit of Amp10 is AD converted is 1 Msps.
  • the maximum frequency of the signal that can be restored from the output is 0.5 MHz.
  • the drive defining unit 42 defines the drive pattern in a period after the predetermined noise readout period based on the linear sum signal read out during the predetermined noise readout period.
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the AD conversion circuit 13 may be set at a low sampling frequency for power saving.
  • the sampling frequency of the AD conversion circuit 13 is increased to, for example, 100 Msps, and the period in which the output of one of the amplifier circuits Amp1 to Amp10 is AD-converted is set. Set to 10Msps.
  • the drive defining unit 42 performs an FFT operation or the like when defining a drive pattern in a period after the predetermined noise readout period based on the linear sum signal read out in the predetermined noise readout period.
  • the noise frequency can be correctly estimated with respect to the noise of the frequency component up to 5 MHz, and the drive pattern with a large amount of noise suppression can be correctly defined with respect to the noise of the frequency component up to 5 MHz. .
  • the sampling frequency of the AD conversion circuit 13 can also be increased by increasing the number of AD conversion circuits 13 in parallel.
  • the sampling frequency may be increased to the maximum frequency at which significant noise can be measured.
  • the drive defining unit 42 may define the sampling frequency of the AD conversion circuit 13 with the upper limit being twice the maximum frequency of the noise signal read by the AD conversion circuit 13 during the noise reading period described above. .
  • the multiplexer MU2 outputs the outputs of the amplifier circuits Amp2 to Amp3. May be transmitted to the AD conversion circuit 13.
  • the sampling frequency of the AD conversion circuit 13 is 10 Msps
  • the period in which the outputs of the amplifier circuits Amp2 to Amp3 are AD converted can be set to 5 Msps.
  • the drive defining unit 42 performs an FFT operation or the like when defining a drive pattern in a period after the predetermined noise readout period based on the linear sum signal read in the predetermined noise readout period.
  • a noise frequency can be correctly estimated with respect to noise having a frequency component up to 2.5 MHz, and a noise with a large amount of noise suppression can be correctly defined.
  • a plurality of amplifier circuits 7 may be inspected in order.
  • the reading unit 40 may read the linear sum signal along the signal line of the sense line in which the touch is detected in the touch detection period before the noise reading period in the noise reading period.
  • the sampling frequency Fs of the reading unit 40 is 500 kHz (corresponding to a sampling interval of 2 us)
  • the maximum frequency of a signal that can be correctly observed by the reading unit 40 is 250 kHz.
  • a frequency component of 250 kHz or higher is observed as a frequency different from the original frequency (so-called “folding”).
  • the frequency component of the signal observed by the reading unit 40 may be estimated (incorrect determination) to 200 kHz.
  • regulation part 42 prescribes
  • the sampling frequency Fs of the reading unit 40 is known.
  • the drive defining unit 42 defines a drive pattern having a large suppression amount with respect to the signal of the noise frequency Fnoise (by applying a notch corresponding to the noise frequency Fnoise), and whether or not the influence of noise has been reduced by a method described later. Judging. If the influence of noise is not reduced, the drive defining unit 42 defines a drive pattern having a large suppression amount with respect to the signal of the folding frequency Ff, and determines whether or not the influence of noise is reduced.
  • the time (phase length) of one phase is determined with respect to the drive pattern to which the notch is applied (defined by the drive defining unit 42).
  • the readout unit 40 is operated in the same manner as the noise analysis operation described above, and the output (AD dump value) of the AD conversion circuit 13 is acquired, and drive regulation If averaging processing including addition and subtraction corresponding to the drive pattern to be specified by the unit 42 is performed, it can be determined whether or not the influence of noise has been reduced (the amount of noise mixing).
  • FIG. 54 is a graph showing a result of simple addition averaging of two consecutive outputs of the AD conversion circuit 13 according to the setting of the phase length in this embodiment, where (a) is a sampling frequency of the AD conversion circuit 13 Is a graph in the case of 400 kHz, and (b) shows a case in which the sampling frequency is 600 kHz.
  • the above is an example in the case where the drive pattern to be defined by the drive defining unit 42 is the phase continuous drive in which the capacitor is driven twice in the same phase, and the determination as to whether or not the influence of noise has been reduced is as follows.
  • the output (AD dump value) of the AD conversion circuit 13 is acquired, and an averaging process including addition / subtraction corresponding to the drive pattern to be defined by the drive defining unit 42 may be performed.
  • N is an integer.
  • the normalized frequency means a numerical value (left side of the above formula (1)) represented by “Fnoise / Fs”, where Fnoise is a noise frequency superimposed on the signal observed by the reading unit 40.
  • phase period PP is included in the search range 120 to 160, and is 133, for example.
  • the frequency of the reference clock of the touch panel system 1b shown in FIG. 49 is 40 MHz.
  • the noise frequency Fnoise is 93.75 kHz.
  • the normalized frequency Fnoise / Fs is included in the range of (5/8 ⁇ ⁇ E).
  • the drive defining unit 42 uses the same vector continuous drive pattern of FIG. It can be seen that the influence of noise can be suppressed (notch hits).
  • the drive defining unit 42 uses the drive pattern (for example, the same vector continuous drive pattern in which the number of samplings is 8) and the frequency of the signal based on the linear sum signal read during a predetermined noise readout period (for example, 93.75 kHz) defines the sampling frequency of the reading unit.
  • a predetermined noise readout period For example, 93.75 kHz
  • the readout unit 40 reads out the linear sum signal, whereby the frequency of noise superimposed on the signal observed by the readout unit 40 is obtained.
  • the drive pattern candidates that can be defined by the drive defining unit 42 are the following two drive patterns (a) and (b).
  • FIG. 11C the same vector continuous driving
  • FIG. 55 is a diagram illustrating noise in the present embodiment in which the same vector continuous inversion in FIG. 11C and the same vector continuous inversion in FIG. It is a graph which shows a transfer characteristic, (a) shows the relationship of the signal variation
  • signal change amount means the same signal change amount shown on the vertical axis in FIGS. 18 to 20 described above.
  • the frequencies of noise superimposed on the signal observed by the reading unit 40 are the noise frequency Fnoise1 (35.714 kHz) and the noise frequency Fnoise2 (142.857 kHz), the frequency shown in FIG. It is difficult to determine whether to perform inversion driving based on the graph.
  • a noise estimation amount Nest expressed by the following equation.
  • the amplitude of noise having a noise frequency of Fnoise1 is Anoise1
  • the amplitude of noise having a noise frequency of Fnoise2 is Anoise2
  • the amount of signal change shown in FIG. 55A when the normalized frequency is Fn is f. (Fn).
  • Nest sqrt ((Anoise1 * f (Fnoise1 / Fs)) ⁇ 2+ (Anoise2 * f (Fnoise2 / Fs)) ⁇ 2) (2) As shown in FIG.
  • the noise estimation amount Nest expressed by the above equation (2) has a sampling frequency of 142.857 kHz (that is, a phase when the drive pattern is a drive pattern for performing inversion drive). It can be seen that the minimum value is obtained when the period PP is 140).
  • the drive defining unit 42 has a noise frequency (for example, noise frequency Fnoise1 and noise frequency Fnoise2) that is a frequency of a signal based on the linear sum signal read during a predetermined noise reading period, and the noise frequency.
  • the sampling frequency of the reading unit 40 is defined from the signal change amount of the drive pattern (for example, the signal change amount shown in FIG. 55A).
  • the plurality of subsystems provided in the control circuit 14 can be configured in various types based on the above description in order to reduce the influence of external noise.
  • a subsystem in which the execution unit for averaging a plurality of linear sum signals based on the same phase drive with the same vector drive is used as a frame unit
  • a subsystem in which the execution unit to be averaged is a phase unit
  • addition averaging Provide subsystems with execution units as vector units and subsystems with multiple vector units as execution units to be added and averaged. These subsystems have frequency characteristics between normalized frequency and amplitude change rate (signal change amount). The selection can be made so as to reduce the influence of external noise based on the above.
  • the sampling frequency of the reading unit 40 can be optimized and the influence of noise of a plurality of frequencies can be suppressed.
  • the touch panel system according to the first aspect of the present invention is formed at intersections of a plurality of first signal lines (vertical signal lines VL1 to VLM) and a plurality of second signal lines (horizontal signal lines HL1 to HLM), respectively.
  • a touch panel system 1, 1 a, 1 b including a touch panel 2 having a plurality of capacitors and a controller (touch panel controller 3, 3 a, 3 b, 3 c) that controls the touch panel, the controller being on the touch panel
  • the touch detection periods Q1 to Q4 which are periods for detecting the touch position, the capacitor is driven along the first signal line based on the driving pattern, and is stored in the capacitor driven by the driving circuit.
  • a period defining unit 41 for defining a noise readout period P ⁇ P1 to P4 for reading out a noise signal mixed in the touch panel while the drive circuit does not drive the capacitor, and the readout unit during the noise readout period.
  • a drive defining unit that defines the drive pattern of the touch detection period based on the read noise signal;
  • the drive defining unit can define a drive pattern with a large amount of noise signal suppression based on the noise signal in the noise readout period defined by the period defining unit.
  • the period defining unit may define the noise reading period within a power saving period (pause periods B1 to B4) of the touch panel.
  • the touch panel system according to aspect 3 of the present invention further includes a touch pen capable of inputting / outputting a signal in the aspect 1 or 2, wherein the controller transmits a synchronization signal to the touch pen, and the period defining unit is controlled by the controller.
  • the noise readout period may be defined in a period (pause period B, fixed period F) during which the synchronization signal is not transmitted.
  • the drive defining unit includes the drive pattern and the linear sum signal read during the predetermined noise readout period.
  • the sampling frequency Fs of the reading unit may be defined from the frequency of the signal based on.
  • the drive defining unit is configured to generate a frequency of a signal based on the linear sum signal read during the predetermined noise readout period.
  • One of the plurality of candidate drive patterns and the reading are obtained from the noise frequencies Fnoise / Fnoise1 / Fnoise2 and the signal change amounts of the plurality of candidate drive patterns at the noise frequencies.
  • the sampling frequency Fs of the part may be defined.
  • the drive defining unit is 2 of the maximum frequency of the noise signal read by the reading unit during the noise reading period.
  • the sampling frequency Fs of the reading unit may be defined with the upper limit being doubled.
  • the reading unit is configured to output the linear sum signal along the second signal line in which a touch is detected during the touch detection period. May be read out.
  • the drive defining unit is configured to generate a frequency of a signal based on the linear sum signal read during the predetermined noise readout period.
  • the amount of noise mixed in the drive pattern at the noise frequency is compared with the amount of noise mixed in the drive pattern at the aliasing frequency corresponding to the noise frequency, and the drive pattern with a small amount of noise mixed is defined. Good.
  • An electronic apparatus includes the touch panel system according to any one of aspects 1 to 8.
  • the present invention relates to a signal processing system for estimating a value of the linear element or an input of the linear element by performing signal processing based on addition and subtraction on a plurality of time series signals based on linear elements sampled in discrete time, It can be used for a touch panel system including a touch panel having a plurality of capacitors formed at intersections of a plurality of drive lines and a plurality of sense lines and a touch panel controller for controlling the touch panel, and an electronic device. .
  • the present invention provides a touch panel system and an electronic apparatus for detecting a touch position of a touch pen on a touch panel having capacitances (capacitors) formed at intersections of a plurality of first signal lines and a plurality of second signal lines, respectively.
  • capacitances capacitors formed at intersections of a plurality of first signal lines and a plurality of second signal lines, respectively.
  • an electronic device for example, it can be used for a mobile phone.
  • Driving circuit 40 Reading unit 41
  • Driving defining unit 90 Mobile phone (electronic equipment)
  • B1 to B4 Rest period (power saving period) B Rest period (period in which the controller does not send a synchronization signal)
  • F Fixed period (period in which the controller does not send a synchronization signal)
  • Ff Folding frequency Fnoise / Fnoise1 / Fnoise2 Noise frequency

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Human Computer Interaction (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Position Input By Displaying (AREA)

Abstract

　タッチ検出において、時間的に変化するノイズの影響を適時に抑制する。タッチパネルシステム（１ｂ）は、タッチパネル（２）と、駆動回路（４）と、読出部（４０）と、駆動回路（４）がキャパシタを駆動しない間にノイズ信号を読み出すノイズ読出期間を規定する期間規定部（４１）と、ノイズ読出期間に読み出されたノイズ信号に基づき、駆動パターンを規定する駆動規定部（４２）とを備える。

Description

タッチパネルシステム及び電子機器
　本発明は、タッチパネルを利用するシステム、及び、当該システムを利用する電子機器に関する。
　本発明者らは、特許文献１において、外来ノイズの有無を判定することができる静電容量値分布検出装置を開示している。特許文献１の静電容量値分布検出装置では、タッチパネルのドライブラインとセンスラインとの接続状態を切り換えてノイズを検知している。
国際公開ＷＯ２０１４／０４２１２８号公報（2014年3月20日公開）
　しかし、特許文献１の静電容量値分布検出装置は、ノイズを検知するために、ドライブラインとセンスラインとの接続状態を切り換える前の静電容量値分布と、当該接続状態を切り換えた後の静電容量値分布とを比較する必要がある。この動作（比較）を行うためには、ドライブラインとセンスラインとの接続状態を切り換える構成・動作が必須となる。また、ノイズを検出し、検出したノイズの影響を抑圧できるパターンに収束する（つまり、当該ノイズの影響が少ないタッチパネルの駆動パターンを選択する）までに時間を要するといった課題がある。
　本発明は、以上の問題を鑑み、タッチ検出において、ドライブラインとセンスラインとの接続状態を切り換える構成の有無に影響されず、かつ、適時にノイズを検知し、時間的に変化するノイズの影響を抑制することを目的とする。
　前記の課題を解決するために、本発明の一態様に係るタッチパネルシステムは、複数本の第１信号線と複数本の第２信号線との交点にそれぞれ形成された複数個のキャパシタを有するタッチパネルと、前記タッチパネルを制御するコントローラとを備えたタッチパネルシステムであって、前記コントローラは、前記タッチパネル上のタッチ位置を検出する期間であるタッチ検出期間において、駆動パターンに基づいて前記キャパシタを前記第１信号線に沿って駆動する駆動回路と、前記駆動回路によって駆動された前記キャパシタに蓄積された電荷に基づく線形和信号を前記第２信号線に沿って読み出すために設けられた読出部と、前記駆動回路が前記キャパシタを駆動しない間に、前記タッチパネルに混入したノイズ信号を読み出すノイズ読出期間を規定する期間規定部と、前記ノイズ読出期間に前記読出部により読み出されたノイズ信号に基づき、前記タッチ検出期間の前記駆動パターンを規定する駆動規定部とを備える。
　本発明の一態様によれば、ノイズを検知するために、ドライブラインとセンスラインとの接続状態を切り換える必要がない。そして、タッチパネルの動作中にノイズを読み出し、タッチ検出において、時間的に変化するノイズの影響を適時に抑制できるという効果を奏する。さらに、ノイズを読み出すためだけにタッチパネルを動作させる必要がなく、適時にノイズを読み出せるという効果を奏する。
参考形態１に係る信号処理システムの構成を示すブロック図である。 前記信号処理システムにより処理される時系列信号のノイズ量及びサンプリング周波数と時系列信号の信号変化量との間の周波数特性を示すグラフである。 参考形態１に係るタッチパネルシステムの構成を示す回路図である。 前記タッチパネルシステムの駆動方法を説明するための回路図である。 前記タッチパネルシステムの駆動方法を示す数式を説明するための図である。 前記タッチパネルシステムにノイズが印加される状況を示す回路図である。 前記タッチパネルシステムの並列駆動方法を説明するための回路図である。 前記タッチパネルシステムの並列駆動方法を示す数式を説明するための図である。 前記タッチパネルシステムをＭ系列（M-sequence）符号により並列駆動する方法を示す数式を説明するための図である。 参考形態１に係る他のタッチパネルシステムの構成を示す回路図である。 （ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）は、前記他のタッチパネルシステムによりキャパシタを駆動する実施単位を説明するための図である。 （ａ）（ｂ）（ｃ）は、前記他のタッチパネルシステムによりキャパシタを反転駆動する方法を説明するための図である。 前記他のタッチパネルシステムにより１ｓｔベクタによる駆動の次に２ｎｄベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図である。 （ａ）は前記他のタッチパネルシステムにより連続して１ｓｔベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は連続して１ｓｔベクタのフェイズ０による駆動を実施するときの駆動信号等の波形図である。 （ａ）は前記他のタッチパネルシステムにより連続して１ｓｔベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は偶数回目における１ｓｔベクタによる駆動を反転する場合の駆動信号等の波形図である。 （ａ）は連続して１ｓｔベクタのフェイズ０による駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は偶数回目における１ｓｔベクタのフェイズ０による駆動を反転する場合の駆動信号等の波形図である。 （ａ）は前記他のタッチパネルシステムにより連続して１ｓｔベクタ～３ｒｄベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は偶数回目における１ｓｔベクタ～３ｒｄベクタによる駆動を反転する場合の駆動信号等の波形図である。 （ａ）（ｂ）は前記他のタッチパネルシステムによる４重サンプリングの周波数特性を示すグラフである。 前記他のタッチパネルシステムによる他の４重サンプリングの周波数特性を示すグラフである。 （ａ）（ｂ）前記他のタッチパネルシステムによるさらに他の４重サンプリングの周波数特性を示すグラフである。 （ａ）（ｂ）は前記他のタッチパネルシステムの駆動方法を比較するための図である。 参考形態２に係るタッチパネルシステムの構成を示す回路図である。 参考形態３に係る電子機器の構成を示すブロック図である。 本発明の参考形態４に係るタッチパネルシステムの構成を示すブロック図である。 本発明の参考形態４に係るタッチパネルシステムに設けられたタッチパネルの構成を示す模式図である。 本発明の参考形態４に係るマルチプレクサの概略構成を示す回路図である。 本発明の参考形態４に係る接続切替部の具体的な構成の一例を示す回路図である。 （ａ）は本発明の参考形態５におけるタッチパネルシステムにおけるタッチパネルコントローラからスタイラスペンに送信されるマンチェスタ符号化された周期性を有する疑似不規則化系列の同期波形を示す図であり、（ｂ）は同期波形とタッチ検出用波形とを示す波形図である。 前記タッチパネルシステムの構成を示すブロック図である。 前記タッチパネルシステムに設けられたタッチパネルの構成を示す配線図である。 前記タッチパネルに接続された信号線とドライバに接続されたドライブライン及びセンスアンプに接続されたセンスラインとの接続を切り替えるためのマルチプレクサの構成を示す回路図である。 前記タッチパネルシステムにおけるスタイラスペンの構成を示すブロック図である。 前記スタイラスペンにおける同期を取るための基本動作を示すタイミングチャートである。 （ａ）はタッチパネルコントローラにおけるドライバのドライブライン及びセンスアンプのセンスラインにおけるタッチパネル及びスタイラスペンへの出力関係を示す図であり、（ｂ）は同期波形とタッチ検出用波形とを示す波形図である。 （ａ）はタッチパネルコントローラからスタイラスペンに送信される同期波形及びタッチ検出用波形等の駆動波形と低周波ノイズとを示す波形図であり、（ｂ）は駆動波形と低周波ノイズとが重畳された状態を示す波形図であり、（ｃ）はリセットタイミングによりリセットした状態を示す波形図である。 前記スタイラスペンにおける同期信号検出回路に設けられたリセット回路の構成を示す図である。 （ａ）はタッチパネルコントローラから送信される同期波形の一例を示す波形図であり、（ｂ）は受信であるスタイラスペンでの入力波形を示す波形図であり、（ｃ）は（ｂ）においてリセットタイミングＲ１にて基準電位を定めたときの内部波形を示す波形図であり、（ｄ）は（ｂ）においてリセットタイミングＲ２にて基準電位を定めたときの内部波形を示す波形図である。 （ａ）はマンチェスタ符号化しない場合のＭ系列符号「１１１００１０」を用いた同期波形を示す波形図であり、（ｂ）はマンチェスタ符号化したＭ系列符号「１１１００１０」を用いた同期波形を示す波形図である。 （ａ）はタッチパネルコントローラから送信されるＨｉｇｈ期間の長い同期波形の一例を示す波形図であり、（ｂ）は受信であるスタイラスペンでの入力波形のリセットタイミングＲ３を示す波形図であり、（ｃ）は（ｂ）においてリセットタイミングＲ３にて基準電位を定めたときの内部波形を示す波形図である。 タッチパネルコントローラの駆動動作とスタイラスペンの駆動動作との対応関係を示す動作イメージ図である。 （ａ）（ｂ）（ｃ）は、図４０に示す同期信号検出期間、休止期間及び通常の駆動期間の具体的駆動動作を示す図である。 （ａ）は本発明の参考形態６におけるタッチパネルシステムを示すものであって、スタイラスペンにて受信された信号の入力波形を示す波形図であり、（ｂ）はリセットタイミングＲ１～Ｒ６にて基準電位を定めたときの内部波形を示す波形図である。 （ａ）はタッチパネルコントローラから送信される同期波形の一例を示す波形図であり、（ｂ）は受信であるスタイラスペンでの入力波形のリセットタイミングＲ７・Ｒ８・Ｒ９を示す波形図であり、（ｃ）は（ｂ）に示すリセットタイミングＲ７・Ｒ８・Ｒ９にて基準電位を定めたときの同期波形を示す波形図である。 同期波形が出力される直前に固定期間を設けたタッチパネルコントローラの出力波形を示すタイミングチャートである。 （ａ）はタッチパネルコントローラから送信される同期波形の一例を示す波形図であり、（ｂ）は受信であるスタイラスペンでの入力波形のリセットタイミングＲ１１・Ｒ１２・Ｒ１３を示す波形図であり、（ｃ）は（ｂ）に示すリセットタイミングＲ１１・Ｒ１２・Ｒ１３にて基準電位を定めたときの同期波形を示す波形図である。 （ａ）はタッチパネルコントローラにおけるドライバのドライブラインＤＬ１～ＤＬＬによって送信される同期波形の送信方法を示す図であり、（ｂ）は受信であるスタイラスペンでの入力波形を示す波形図であり、（ｃ）は（ｂ）に示す固定期間にて最初にリセットして基準電位を定めたときの同期波形を示す波形図である。 タッチパネルコントローラの駆動動作とスタイラスペンの駆動動作との対応関係を示す動作イメージ図である。 図４７に示す固定期間の具体的駆動動作を示す図である。 本発明の実施形態１の、タッチパネルシステムの構成を示す回路図である。 図４９に示されるタッチパネルシステムにおいて、期間規定部がノイズ読出期間を規定する動作を説明するタイミングチャートであって、（ａ）はノイズ読出期間が規定される前の動作を示し、（ｂ）はノイズ読出期間が規定された後の動作を示す。 本発明の実施形態２の、図４９に示されるタッチパネルシステムにおいて、期間規定部がノイズ読出期間を規定する動作を説明するタイミングチャートであって、（ａ）はノイズ読出期間が規定される前の動作を示し、（ｂ）はノイズ読出期間が規定された後の動作を示す。 図４９に示されるタッチパネルシステムにおいて、期間規定部がノイズ読出期間を規定する動作を説明するタイミングチャートであって、（ａ）はノイズ読出期間が規定される前の動作を表し、（ｂ）はノイズ読出期間が規定された後の動作を表す。 本発明の実施形態３の、図４９に示されるタッチパネルシステムが備える読出部を簡略化して示すブロック図であって、（ａ）は読出部の簡略化された構成を示し、（ｂ）は読出部の簡略化された動作を示し、（ｃ）は読出部の簡略化された他の動作を示し、（ｄ）は読出部の簡略化されたさらに他の動作を示す。 本発明の実施形態４の、フェイズ長の設定に応じたＡＤ変換回路の連続した２つの出力を単純加算平均した結果を示すグラフであって、（ａ）はＡＤ変換回路のサンプリング周波数が４００ｋＨｚである場合のグラフを示し、（ｂ）は当該サンプリング周波数が６００ｋＨｚである場合を示す。 本発明の実施形態５の、サンプリングの個数が８である図１１（ｃ）の同一ベクタ連続駆動と、図１２（ｂ）の同一ベクタ連続反転駆動とにおけるノイズの伝達特性を示すグラフであって、（ａ）は正規化周波数に対する信号変化量の関係を示し、（ｂ）はサンプリング周波数に対するノイズ推定量を示す。
　〔参考例〕
　本発明の実施形態を理解する上で参考となる例を説明する。
　≪タッチパネルシステムの構成≫
　　〔参考形態１〕
　（信号処理システム１０の構成）
　図１は、参考形態１に係る信号処理システム１０の構成を示すブロック図である。信号処理システム１０は、線形素子ＣＸを駆動する駆動回路４と、駆動回路４を制御する制御回路１４とを備えている。
　制御回路１４は、互いに異なる入出力伝達特性を有するサブシステム５ａ・５ｂと、サブシステム５ａ・５ｂのいずれかを駆動回路４に接続する切換回路６とを有している。
　線形素子ＣＸは、サブシステム５ａ又は５ｂにより制御される駆動回路４により駆動されて、連続的又は離散的に観測できて時々刻々と変化する値を有する時系列信号をアナログインターフェース回路７ａ（例えば、増幅回路）に供給する。アナログインターフェース回路７ａは、この時系列信号を増幅してＡＤ変換回路１３に出力する。ＡＤ変換回路１３は、アナログインターフェース回路７ａから供給された時系列信号をＡＤ変換し、離散時間でサンプリングされた時々刻々と変化する複数個の時系列信号を線形素子推定部１１に供給する。線形素子推定部１１は、ＡＤ変換された線形素子ＣＸに基づく複数個の時系列信号に、加減算に基づく信号処理を行って線形素子ＣＸの値、もしくは、線形素子ＣＸの入力を推定する。信号処理システム１０には、線形素子推定部１１による線形素子ＣＸの推定値もしくは線形素子ＣＸの入力の推定値から、時系列信号に混入するノイズ量を推定するノイズ量推定回路９が設けられている。
　切換回路６は、時系列信号に混入するノイズ周波数、ノイズ量、及び、入出力伝達特性に基づいて、加減算に基づく信号処理を行って線形素子ＣＸの値もしくは入力を推定する結果に混入するノイズの影響を低減するようにサブシステム５ａ・５ｂを切り換えて駆動回路４に繋ぐ。
　制御回路１４は、アナログインターフェース回路７ａを制御する。例えば、増幅回路への入力状態を切り換える偶数フェイズ駆動と奇数フェイズ駆動に対応する信号を制御回路１４は制御する。また制御回路１４は、ＡＤ変換回路１３のサンプリング周波数、多重サンプリング数を制御する。さらに制御回路１４は、線形素子推定部１１の動作を制御する。
　サブシステム５ａに基づく線形素子ＣＸからの時系列信号の多重サンプリング数と、サブシステム５ｂに基づく線形素子ＣＸからの時系列信号の多重サンプリング数とは異なり得る。そして、サブシステム５ａに基づく線形素子ＣＸからの時系列信号のサンプリング周波数と、サブシステム５ｂに基づく線形素子ＣＸからの時系列信号のサンプリング周波数とは異なり得る。
　サブシステム５ａ・５ｂに基づく複数個の時系列信号の符号の正負は時系列に沿って反転し得る。また、サブシステム５ａ・５ｂに基づく複数個の時系列信号の符号の正負は時系列に沿って一定となり得る。
　切換回路６は、ノイズ量推定回路９の推定結果に基づいてサブシステム５ａ・５ｂを切り換える。
　線形素子ＣＸは、例えば、キャパシタであり得る。線形素子ＣＸは、熱電対を備えた温度計であってもよい。この場合は、駆動回路４が無くても、信号処理システム１０が成立する。熱電対を用いて観測できる微小電圧（微小電流）を増幅回路により増幅した後、ＡＤ変換回路１３によりサンプリングし、多重サンプリングのサンプリング数、サンプリング周波数を変えて、ノイズの影響を低減できる構成が実現できる。
　（ノイズ量及びサンプリング周波数と信号変化量との間の周波数特性）
　図２は、信号処理システム１０により処理される時系列信号のノイズ量及びサンプリング周波数と時系列信号の信号変化量との間の周波数特性を示すグラフである。横軸は、信号周波数とサンプリング周波数との比である正規化係数を示している。縦軸は、信号の信号変化量を示している。
　特性Ｃ１は、２個の信号をサンプリングして単純移動平均を出力する２重サンプリングの周波数特性を示している。特性Ｃ２は４個の信号をサンプリングして単純移動平均を出力する４重サンプリングの周波数特性を示しており、特性Ｃ３は８個の信号をサンプリングして単純移動平均を出力する８重サンプリングの周波数特性を示している。そして、特性Ｃ４は１６個の信号をサンプリングして単純移動平均を出力する１６重サンプリングの周波数特性を示している。
　この周波数特性のグラフから、２重サンプリングでは、特性Ｃ１に示すように、正規化係数が０．５のとき信号変化量が－∞ｄＢになる。従って、サンプリング周波数をノイズ周波数の２倍に設定するとノイズの影響をなくすことができる。また、正規化周波数が０．５に近づくようにサンプリング周波数を変更してもノイズの影響を低減することができる。
　４重サンプリングでは、特性Ｃ２に示すように、正規化係数が０．５のとき、及び０．２５のとき信号変化量が－∞ｄＢになる。従って、サンプリング周波数をノイズ周波数の２倍又は４倍に設定するとノイズの影響をなくすことができる。正規化周波数が０．５又は０．２５に近づくようにサンプリング周波数を変更してもノイズの影響を低減することができる。
　８重サンプリングでは、特性Ｃ３に示すように、正規化係数が０．５、０．３７５、０．２５、及び０．１２５のとき信号変化量が－∞ｄＢになる。従って、サンプリング周波数をノイズ周波数の２倍、２．６７倍、４倍、又は８倍に設定するとノイズの影響をなくすことができる。正規化周波数が０．５、０．３７５、０．２５、又は０．１２５に近づくようにサンプリング周波数を変更してもノイズの影響を低減することができる。
　１６重サンプリングでも、特性Ｃ４に示すように、サンプリング周波数を設定、又は変更することにより、ノイズの影響を無くし、又は低減することができる。
　このように、ノイズ周波数に対するサンプリング周波数を設定、又は変更することにより、ノイズの影響を無くし、又は低減することができる。
　例えば、正規化周波数が０．２５のとき、２重サンプリングでは信号変化量は－３ｄＢであるが、４重サンプリング、８重サンプリング、及び１６重サンプリングでは信号変化量は－∞ｄＢである。従って、多重サンプリングの多重度を２重から４重、８重、及び１６重のいずれかに変更すると、ノイズの影響を無くすことができる。このように、多重サンプリングの多重度を変更することによっても、ノイズの影響を無くし、又は低減することができる。
　従って、図１に示す複数のサブシステムのサンプリング周波数を異なるように設定し、又は、多重サンプリングの多重度を異なるように設定しておき、ノイズの周波数に基づいて、図２に示す信号変化量「ｄＢ」が小さく（絶対値の大きい負の値に）なるように多重度、サンプリング周波数が設定されたサブシステムに切換回路６で切り換えることにより、ノイズの影響を無くし、又は低減することができる。
　（タッチパネルシステム１の構成）
　図３は、参考形態１に係るタッチパネルシステム１の構成を示す回路図である。タッチパネルシステム１は、タッチパネル２とタッチパネルコントローラ３とを備えている。タッチパネル２は、ドライブラインＤＬ１～ＤＬ４とセンスラインＳＬ１～ＳＬ４との交点にそれぞれ形成されたキャパシタＣ１１～Ｃ４４を有する。
　タッチパネルコントローラ３は、キャパシタＣ１１～Ｃ４４をドライブラインＤＬ１～ＤＬ４に沿って駆動する駆動回路４を有している。
　タッチパネルコントローラ３には、センスラインＳＬ１～ＳＬ４にそれぞれ接続された増幅回路７が設けられている。各増幅回路７は、駆動回路４により駆動されたキャパシタＣ１１～Ｃ４４にそれぞれ蓄積された静電容量に基づく複数個の線形和信号をセンスラインＳＬ１～ＳＬ４に沿って読み出して増幅する。増幅回路７は、増幅器１８と、増幅器１８に並列に接続された積分容量Ｃｉｎｔ及びリセットスイッチを有している。
　タッチパネルコントローラ３は、増幅回路７の出力をアナログ・デジタル変換するＡＤ変換回路１３と、アナログ・デジタル変換された増幅回路７の出力に基づいてキャパシタＣ１１～Ｃ４４にそれぞれ蓄積された静電容量を推定する復号演算回路８とを有している。
　タッチパネルコントローラ３は、駆動回路４を制御する制御回路１４を有している。制御回路１４は、異なる入出力伝達特性を有するサブシステム５ａ・５ｂと、線形和信号に混入するノイズ周波数、ノイズ量、及び、入出力伝達特性に基づいて、復号演算回路８によりキャパシタＣ１１～Ｃ４４の静電容量を推定した結果に混入するノイズの影響を低減するようにサブシステム５ａ・５ｂを切り換えて駆動回路４に繋ぐ切換回路６とを有している。
　制御回路１４は、ＡＤ変換回路１３のサンプリング周波数、多重サンプリング数を制御する。さらに制御回路１４は、復号演算回路８の動作を制御する。
　線形和信号の加減算に基づく信号処理による静電容量の推定値から、線形和信号に混入するノイズ量を推定するノイズ量推定回路９が設けられている。切換回路６は、ノイズ量推定回路９の推定結果に基づいてサブシステム５ａ・５ｂを切り換える。
　（タッチパネルシステム１の動作）
　図４はタッチパネルシステム１の駆動方法を説明するための回路図であり、図５はタッチパネルシステム１の駆動方法を示す数式を説明するための図である。
　駆動回路４は、図５の式３に示される４行４列の符号系列に基づいてドライブラインＤＬ１～ＤＬ４を駆動する。符号行列の要素が「１」であれば、駆動回路４は電圧Ｖdriveを印加し、要素が「０」であれば、ゼロボルトを印加する。
　増幅回路７は、駆動回路４により駆動されたキャパシタに蓄積された電荷に基づく静電容量のセンスラインに沿った線形和の測定値Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３、Ｙ４を受け取って増幅する。
　例えば、前記４行４列の符号系列による４回の駆動のうちの最初の駆動では、駆動回路４はドライブラインＤＬ１に電圧Ｖdriveを印加し、残りのドライブラインＤＬ２～ＤＬ４にゼロボルトを印加する。すると、例えば、図５の式１で示される静電容量Ｃ３１が蓄積されたキャパシタＣ３１に対応するセンスラインＳＬ３からの測定値Ｙ１が増幅回路７から出力される。
　そして、２回目の駆動では、ドライブラインＤＬ２に電圧Ｖdriveを印加し、残りのドライブラインＤＬ１、ＤＬ３、ＤＬ４にゼロボルトを印加する。すると、図５の式２で示される静電容量Ｃ３２が蓄積されたキャパシタＣ３２に対応するセンスラインＳＬ３からの測定値Ｙ２が増幅回路７から出力される。
　次に、３回目の駆動では、ドライブラインＤＬ３に電圧Ｖdriveを印加し、残りのドライブラインにゼロボルトを印加する。その後、４回目の駆動では、ドライブラインＤＬ４に電圧Ｖdriveを印加し、残りのドライブラインにゼロボルトを印加する。
　そうすると、図５の式３及び式４に示すように、測定値Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３、Ｙ４そのものが、それぞれ静電容量値Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４と関連付けられる。なお、図５の式３～式４においては、表記の簡単化のため、測定値Ｙ１～Ｙ４について、係数（－Ｖdrive／Ｃint）を省略して記載している。
　図６は、タッチパネルシステム１にノイズが印加される状況を示す回路図である。説明の簡潔化のためにセンスラインＳＬ３を例に挙げて説明すると、センスラインＳＬ３に結合された寄生容量Ｃｐを介して、センスラインＳＬ３に沿って読み出される線形和信号にノイズが印加されると、線形和信号が以下のようになる。
　（－Ｃ×Ｖｄｒｉｖｅ／Ｃｉｎｔ）＋（－Ｃｐ×Ｖｎ／Ｃｉｎｔ）
　従って、
　Ｅｙ＝－Ｃｐ×Ｖｎ／Ｃｉｎｔ
により表されるノイズが線形和信号に混入する。
　図７はタッチパネルシステム１の並列駆動方法を説明するための回路図であり、図８はタッチパネルシステム１の並列駆動方法を示す数式を説明するための図である。
　駆動回路４は、図８の式５に示される４行４列の直交符号系列に基づいてドライブラインＤＬ１～ＤＬ４を駆動する。直交符号系列の要素は、「１」と「－１」とのいずれかであり。要素が「１」であれば、駆動部５４は電圧Ｖdriveを印加し、要素が「－１」であれば、－Ｖdriveを印加する。ここで、電圧Ｖdriveは、電源電圧でもよいが、電源電圧以外の電圧であってもよい。
　そして、図８の式６に示すように、測定値Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３、Ｙ４と直交符号系列との内積をとることにより、式７に示すように、静電容量Ｃ１～Ｃ４を推定することができる。
　タッチパネルシステムでは、比較的ノイズが大きいため、前記動作を複数回行い、平均化した線形和信号データを真の値として取り扱うことがある。この複数回行う動作のタイミングを変えることによって、異なる入出力伝達特性を有するサブシステム５ａ・５ｂ（図３参照）を実現することができる。
　図９は、タッチパネルシステム１をＭ系列符号により並列駆動する方法を示す数式を説明するための図である。Ｍ系列符号によりキャパシタを並列駆動することによってもキャパシタの静電容量を推定することができる。式８～式１１に示すように、測定値Ｙ１～Ｙ７の内積をとることにより、静電容量Ｃ１～Ｃ７を推定することができる。「Ｍ系列」は、二進擬似乱数列の一種であり、１と０（又は０を－１に置き換えて、１と－１）の２値のみから構成される。なお、Ｍ系列の詳細については、後述する。Ｍ系列の１周期の長さは、２ｎ－１である。長さ＝２３－１＝７のＭ系列の例としては、「１、－１、－１、１、１、１、－１」が挙げられる。
　（タッチパネルシステム１ａの構成）
　図１０は、参考形態１に係る他のタッチパネルシステム１ａの構成を示す回路図である。図３で前述した構成要素と同一の構成要素には同一の参照符号を付している。従って、これらの構成要素の詳細な説明は省略する。
　タッチパネルシステム１ａは、タッチパネルコントローラ３ａを有している。タッチパネルコントローラ３ａは、切換回路１２を有している。切換回路１２は、各増幅回路（センスアンプ）７の入力状態を、（２ｎ）番目のセンスラインと（２ｎ＋１）番目のセンスラインとが入力される偶数フェイズ状態（フェイズ０）と、（２ｎ＋１）番目のセンスラインと（２ｎ＋２）番目のセンスラインとが入力される奇数フェイズ状態（フェイズ１）との間で切り換える。ここでｎはゼロ以上３１以下の整数である。
　制御回路１４は、増幅回路７を制御する。例えば、増幅回路７への入力状態を切り換える偶数フェイズ駆動と奇数フェイズ駆動に対応する切換回路１２に与える信号を制御回路１４は制御する。また制御回路１４は、ＡＤ変換回路１３のサンプリング周波数、多重サンプリング数を制御する。さらに制御回路１４は、復号演算回路８の動作を制御する。
　（タッチパネルシステム１ａの駆動方法）
　図１１（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）は、他のタッチパネルシステム１ａによりキャパシタを駆動する実施単位を説明するための図である。
　図１１（ａ）は、フレーム単位でキャパシタを駆動するフレーム単位駆動を説明するための図である。タッチパネルシステム１ａは、（Ｍ＋１）個のフレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭをこの順番に繰り返す。各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭは、それぞれ（Ｎ＋１）個のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～ＶｅｃｔｏｒＮを含む。各ベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～ＶｅｃｔｏｒＮは、それぞれ偶数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０及び奇数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１を含む。
　図１１（ａ）に示す各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭが含むベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０の偶数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０（図１１（ａ）において、黒地に白抜きで「Ｐｈａｓｅ０」と表記している）は、請求項に記載の「離散時間でサンプリングされた線形素子に基づく複数個の時系列信号」に相当する。
　図１１（ｂ）は、同じフェイズで連続してキャパシタを駆動するフェイズ連続駆動を説明するための図である。まず、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０のフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０のみで連続して駆動する。
　そして、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０のフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１のみで連続して駆動する。
　次に、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１のフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０のみで連続して駆動する。以下、同様にして、ベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＮまで駆動する。
　図１１（ｃ）は、同じベクタで連続してキャパシタを駆動する同一ベクタ連続駆動を説明するための図である。まず、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０のみで連続して駆動する。
　そして、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１のみで連続して駆動する。
　次に、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２のみで連続して駆動する。以下同様にして、ベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＮまで駆動する。
　図１１（ｄ）は、複数のベクタで連続してキャパシタを駆動する複数ベクタ連続駆動を説明するための図であり、Ｌ＋１個の連続するベクタを一つの単位として駆動する。ここで、Ｌは、１≦Ｌ≦（Ｎ－１）を満足する整数である。
　まず、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌ，フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌ、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌ…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌ…の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌのみを連続して駆動する。
　そして、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＬ＋１～２Ｌ＋１、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＬ＋１～２Ｌ＋１、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＬ＋１～２Ｌ＋１、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＬ＋１～２Ｌ＋１の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＬ＋１～２Ｌ＋１のみを連続して駆動する。
　次に、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２Ｌ＋２～３Ｌ＋２、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２Ｌ＋２～３Ｌ＋２、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２Ｌ＋２～３Ｌ＋２、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２Ｌ＋２～３Ｌ＋２の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２Ｌ＋２～３Ｌ＋２のみで連続して駆動する。以下同様にして、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＮを駆動するまで続ける。
　なお、Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭ－１に含まれるベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＮが出現する駆動の時に、連番となるベクタの個数がＬ＋１個とならない場合、不足分だけダミーの駆動を行うか、不足分の期間に相当するブランク期間を設ける。
　また、Ｌ＝０とした時は、この複数ベクタ連続駆動は、図１１（ｃ）に示す同一ベクタ連続駆動と同じになり、Ｌ＝Ｎとした時は、図１１（ａ）に示すフレーム単位駆動と同じになる。
　図１２（ａ）（ｂ）（ｃ）は、タッチパネルシステム１ａによりキャパシタを反転駆動する方法を説明するための図である。
　図１２（ａ）は、図１１（ｂ）に示したフェイズ連続駆動において、偶数回目の駆動を反転するフェイズ連続反転駆動の例である（反転する駆動箇所は黒地に白抜きで表記している）。まず、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０で駆動する。そして、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０で反転駆動する。
　次に、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０で駆動する。その後、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ３のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０反転駆動する。
　フェイズ連続反転駆動における反転は、１個のフェイズ駆動単位で行われることになる。そして、平均処理のための同一データの取得周期は１個のフェイズ駆動に対応する期間となる。この同一データの極性は偶数回目で反転する。
　図１２（ｂ）は、図１１（ｃ）に示した同一ベクタ連続駆動において、偶数回目の２個のフェイズ駆動を反転する同一ベクタ連続反転駆動を示している（反転する偶数回目の駆動箇所は黒地に白抜きで表記している）。まず、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０で駆動する。そして、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０で反転駆動する。次に、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０で駆動する。その後、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ３のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０で反転駆動する。
　同一ベクタ連続反転駆動における反転は、２個のフェイズ駆動単位で行われることになる。そして、平均処理のための同一データの取得周期は２個のフェイズ駆動に対応する期間となる。同一ベクタ連続反転駆動では、偶数回目の２個のフェイズ駆動の極性が反転する。
　図１２（ｃ）は、図１１（ｄ）に示した複数ベクタ連続駆動において、偶数回目の複数ベクタの駆動を反転する複数ベクタ連続反転駆動を示している（反転する偶数回目の駆動箇所は黒地に白抜きで表記している）。まず、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌで駆動する。そして、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌで反転駆動する。次に、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌで駆動する。その後、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ３のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌで反転駆動する。
　複数ベクタ連続反転駆動における反転は、２×（Ｌ＋１）個のフェイズ駆動単位で行われることになる。そして、平均処理のための同一データの取得周期は２×（Ｌ＋１）個のフェイズ駆動に対応する期間となる。複数ベクタ連続反転駆動では、偶数回目の（２×（Ｌ＋１））個のフェイズ駆動の極性が反転する。
　図１３は、タッチパネルシステム１ａにより１ｓｔベクタによる駆動の次に２ｎｄベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図である。図１１（ａ）に示すフレーム単位駆動におけるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０及びベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１のフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０に対応する波形図が示されている。信号Ｐｈａｓｅ０がオンのときは、偶数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０による駆動が行われ、信号Ｐｈａｓｅ０がオフのときは、奇数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１による駆動が行われる。リセット信号ｒｅｓｅｔ＿ｃｄｓがオンのときは増幅回路７がリセットされる。駆動信号ＤｒｉｖｅがオンになるとキャパシタＣ１１～Ｃ４４が駆動される。クロック信号ｃｌｋ＿ｓｈがオンのときに線形和信号がセンスラインに沿って読み出される。ベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０の偶数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０に基づく線形和信号は、１フレーム間隔（期間Ｔ１）で取得される。
　図１４（ａ）はタッチパネルシステム１ａにより連続して１ｓｔベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は連続して１ｓｔベクタのフェイズ０による駆動を実施するときの駆動信号等の波形図である。
　図１１（ｃ）に示すようにベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０（１ｓｔベクタ）を連続して実施する同一ベクタ連続駆動のときは、図１４（ａ）に示すように、ベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０による線形和信号は、２フェイズ間隔（期間Ｔ２）で取得される。
　図１１（ｂ）に示すようにベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０（１ｓｔベクタ）に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０を連続して実施するフェイズ連続駆動のときは、図１４（ｂ）に示すように、フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０による線形和信号は、１フェイズ間隔（期間Ｔ３）で取得される。
　図１５（ａ）はタッチパネルシステム１ａにより連続して１ｓｔベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は偶数回目における１ｓｔベクタによる駆動を反転する場合の駆動信号等の波形図である。
　図１５（ａ）に示すように、リセット信号ｒｅｓｅｔ＿ｃｄｓが立ち上がると駆動信号Ｄｒｉｖｅは立下り、リセット信号ｒｅｓｅｔ＿ｃｄｓが時刻ｔ３において立ち下がった後、駆動信号Ｄｒｉｖｅが立ち上がる。
　図１５（ｂ）に示すように、駆動の反転は、駆動信号Ｄｒｉｖｅをハイからローに立ち下げることにより行われる。このため、リセット信号が立ち上がったときに駆動信号Ｄｒｉｖｅを図１５（ａ）に示すように立ち下げる必要がない。このため、反転駆動前のリセット信号の立ち下げを、図１５（ａ）におけるリセット信号の立ち下げ時刻ｔ３よりもΔＴだけ早い時刻ｔ２にすることができ、リセット信号ｒｅｓｅｔ＿ｃｄｓがオンであるリセット時間をΔＴだけ短縮することができる。このため、ベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０による線形和信号は、図１５（ａ）では２フェイズ間隔（時刻ｔ１から時刻ｔ５までの期間Ｔ２）で取得されていたが、図１５（ｂ）では（２フェイズ－ΔＴ）の間隔（時刻ｔ１から時刻ｔ４までの期間Ｔ５）で取得することができる。
　図１６（ａ）は連続して１ｓｔベクタのフェイズ０による駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は偶数回目における１ｓｔベクタのフェイズ０による駆動を反転する場合の駆動信号等の波形図である。
　図１６（ｂ）を参照すると、反転駆動前のリセット信号の立ち下げを、図１６（ａ）におけるリセット信号の立ち下げ時刻ｔ８よりもΔＴだけ早い時刻ｔ７にすることができ、リセット信号ｒｅｓｅｔ＿ｃｄｓがオンであるリセット時間をΔＴだけ短縮することができる。そして、次のリセット信号の立ち下げを、図１６（ａ）におけるリセット信号の立ち下げ時刻ｔ１２よりも合計でΔ２Ｔだけ早い時刻ｔ１１にすることができる。
　このため、ベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０のフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０による線形和信号は、図１６（ａ）の例では１フェイズ間隔（時刻ｔ６から時刻ｔ１０までの期間Ｔ３）で取得されていたが、図１６（ｂ）では（１フェイズ－ΔＴ）の間隔（時刻ｔ６から時刻ｔ９までの期間Ｔ７）で取得することができる。
　図１７（ａ）はタッチパネルシステム１ａにより連続して１ｓｔベクタ～３ｒｄベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は偶数回目における１ｓｔベクタによる駆動を反転する場合の駆動信号等の波形図である。
　図１１（ｄ）に示す複数ベクタ連続駆動において、Ｌ＝２の場合は、Ｖｅｃｔｏｒ０（１ｓｔベクタ）～Ｖｅｃｔｏｒ２（３ｒｄベクタ）を連続して実施し、図１７（ａ）に示すように、ベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０による線形和信号は、６フェイズ間隔（期間Ｔ４）で取得される。
　図１８（ａ）（ｂ）は、タッチパネルシステム１ａによる４重サンプリングの周波数特性を示すグラフである。横軸は周波数を示しており、縦軸は信号変化量を示している。それぞれのグラフにおいて、１フェイズの時間は２．５マイクロ秒（μｓ）である。
　図１８（ａ）は反転駆動を行わない場合の、フェイズ駆動を連続して実施したとき（図１１（ｂ）のフェイズ連続駆動）の周波数特性と、ベクタ駆動を連続して実施したとき（図１１（ｃ）の同一ベクタ連続駆動）の周波数特性と、３個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１１（ｄ）の複数ベクタ連続駆動（Ｌ＝２））の周波数特性とを示している。
　図１８（ｂ）は反転駆動を行い、リセット信号の短縮時間ΔＴ＝０．０μｓの場合の、フェイズ駆動を連続して実施したときの周波数特性（図１２（ａ）のフェイズ連続反転駆動）と、ベクタ駆動を連続して実施したとき（図１２（ｂ）の同一ベクタ連続反転駆動）の周波数特性と、３個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１２（ｃ）の複数ベクタ連続反転駆動（Ｌ＝２））の周波数特性とを示している。
　図１９は反転駆動を行い、リセット信号の短縮時間ΔＴ＝０．５μｓの場合の、フェイズ駆動を連続して実施したときの周波数特性（図１２（ａ）のフェイズ連続反転駆動）とベクタ駆動を連続して実施したとき（図１２（ｂ）の同一ベクタ連続反転駆動）の周波数特性とを示している。
　図１８及び図１９に示すこれらのグラフは、信号変化量が０ｄＢ程度となる周波数帯域はノイズに弱く、信号変化量「ｄＢ」が小さい（絶対値の大きい負の値の）周波数帯域ほど、ノイズに強いことを示している。図１８及び図１９に示す例では、どのような条件でも０ｄＢとなる周波数帯域はないので、ノイズ周波数が一つであれば、サンプリング動作を変更することによってノイズの影響を抑圧することを期待することができる。なお、このサンプリングの条件では、複数ベクタ連続駆動におけるダミー駆動期間、ブランク期間が無い場合には、動作速度（レポートレート）は落ちない。
　図２０は、タッチパネルシステム１ａによる他の４重サンプリングの周波数特性を示すグラフである。それぞれのグラフにおいて、１フェイズの時間は２．５μｓである。
　図２０（ａ）は反転駆動を行わない場合の、１個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１１（ｃ）の同一ベクタ連続駆動）の周波数特性と、３個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１１（ｄ）の複数ベクタ連続駆動（Ｌ＝２））の周波数特性と、５個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１１（ｄ）の複数ベクタ連続駆動（Ｌ＝４））の周波数特性とを示している。
　図２０（ｂ）は反転駆動を行った場合の、１個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１２（ｂ）の同一ベクタ連続駆動）の周波数特性と、３個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１２（ｃ）の複数ベクタ連続駆動（Ｌ＝２））の周波数特性と、５個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１２（ｃ）の複数ベクタ連続駆動（Ｌ＝４））の周波数特性とを示している。
　図２０に示す例では、連続するベクタ単位の個数を増やすと、減衰特性が悪い周波数帯域と減衰特性が良い周波数帯域との間隔が狭まるように変化する。連続するベクタ単位の個数を適切に変更することによって、除去したいノイズ周波帯域と、信号変化量「ｄＢ」が小さい（絶対値の大きい負の値である）周波数帯域とは、同じになることが期待できる。なお、このサンプリングの条件では、複数ベクタ単位での駆動におけるダミー駆動期間、ブランク期間が無い場合には、動作速度（レポートレート）は落ちない。
　図２１（ａ）（ｂ）はタッチパネルシステム１ａの駆動方法を比較するための図である。
　図１１（ａ）で説明したフレーム単位駆動の動作モードは（（０）フレーム単位での駆動）、平均処理のための線形和信号データの取得時間間隔が１フレームであり、取得する線形和時系列信号の極性が全部同じである。減衰特性が悪い周波数は（１／Ｆｌａｍｅ）×Ｎである。
　図１１（ｂ）で説明したフェイズ連続駆動の動作モードは（（１）フェイズ連続駆動）、平均処理のための線形和信号データの取得時間間隔が１フェイズであり、取得する線形和時系列信号の極性が全部同じである。減衰特性が悪い周波数は（１／ｐｈａｓｅ）×Ｎである。
　図１１（ｃ）で説明した同一ベクタ連続駆動の動作モードは（（２）ベクタ連続駆動）、平均処理のための線形和信号データの取得時間間隔が２フェイズであり、取得する線形和時系列信号の極性が全部同じである。減衰特性が悪い周波数は（１／２ｐｈａｓｅ）×Ｎである。
　図１１（ｄ）で説明した複数ベクタ連続駆動の動作モードは（（３）Ｍ ベクタ連続駆動）、平均処理のための線形和信号データの取得時間間隔が２フェイズ×Ｍであり、取得する線形和時系列信号の極性が全部同じである。減衰特性が悪い周波数は（１／（２×Ｍ）ｐｈａｓｅ）×Ｎである。
　図１２（ａ）、図１６（ｂ）で説明したフェイズ駆動を連続して偶数回目の駆動を反転するフェイズ連続反転駆動の動作モードは（（４）フェイズ連続駆動、偶数回目反転）、平均処理のための線形和信号データの取得時間間隔が（１フェイズ－ΔＴ）であり、取得する線形和時系列信号の極性は偶数回目で反転する。減衰特性が悪い周波数は（１／（１ｐｈａｓｅ－ΔＴ））×（Ｎ＋０．５）である。
　図１２(ｂ)、図１５（ｂ）で説明したベクタ駆動を連続して偶数回目の駆動を反転する同一ベクタ連続反転駆動の動作モードは（（５）ベクタ連続駆動、偶数回目反転）、平均処理のための線形和信号データの取得時間間隔が（２フェイズ－ΔＴ）であり、取得する線形和時系列信号の極性は偶数回目で反転する。減衰特性が悪い周波数は（１／（２ｐｈａｓｅ－ΔＴ））×（Ｎ＋０．５）である。
　図１２(ｃ)、図１７（ｂ）で説明したベクタ駆動を連続して偶数回目の駆動を反転する複数ベクタ連続反転駆動の動作モードは（（６）Ｍ ベクタ連続駆動、偶数回目反転）、平均処理のための線形和信号データの取得時間間隔が（２×Ｍ）フェイズであり、取得する線形和時系列信号の極性は偶数回目で反転する。減衰特性が悪い周波数は（１／（２×Ｍ）ｐｈａｓｅ）×（Ｎ＋０．５）である。
　（ノイズ量推定回路９の動作）
　ノイズ量推定回路９は、複数個の線形素子推定部の出力（加減算に基づく信号処理を行って線形素子ＣＸの値、もしくは、線形素子ＣＸの入力の複数個の推定結果）を用いて判断する。切換回路６は、ノイズ量推定回路９の推定結果に基づいてサブシステム５ａ・５ｂを切り換える。本来であれば、複数個の推定値は、同じ値になるはずであり、これが同じ値にならないとき、ノイズ量推定回路９は、推定結果に混入しているノイズの影響が増大したと推定する。
　（サブシステムの構成）
　制御回路１４に設けられた複数のサブシステムは、外来ノイズの影響を低減するために、前述した説明に基づいて種々のタイプに構成することができる。
　例えば、同じベクタ駆動で同じフェイズ駆動に基づく複数個の線形和信号を加算平均する実施単位をフレーム単位としたサブシステム、加算平均する実施単位をフェイズ単位としたサブシステム、加算平均する実施単位をベクタ単位としたサブシステム、加算平均する実施単位を複数ベクタ単位としたサブシステムを設け、これらのサブシステムを、正規化周波数と信号変化量との間の周波数特性に基づいて外来ノイズの影響を低減するように選択する構成としてもよい。
　この加算平均の実施単位が、フェイズ単位、ベクタ単位、複数ベクタ単位の場合に、駆動信号の符号を反転させる機能を備えたサブシステムを設けてもよい。この場合、駆動反転周期をＮフェイズ単位（Ｎは整数）としたサブシステムを設け、これらのサブシステムを、前記周波数特性に基づいて外来ノイズの影響を低減するように選択する構成としてもよい。
　また、駆動信号の駆動反転機能を有する場合、増幅回路をリセットするリセット信号のリセット時間を短縮するサブシステムを設けてもよい。
　　〔参考形態２〕
　本発明の他の参考形態について、図２２に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記参考形態にて説明した図面と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
　図２２は、参考形態２に係るタッチパネルシステムの構成を示す回路図である。参考の形態２に係るタッチパネルシステムは、タッチパネルコントローラ３ｂを備えている。タッチパネルコントローラ３ｂには、増幅回路７ｂが設けられている。増幅回路７ｂは、差動増幅器１８ａを有している。差動増幅器１８ａは、互いに隣接するセンスラインに沿って読み出される線形和信号を受け取って増幅する。
　このように、差動増幅器によって増幅回路を構成すると、タッチパネルコントローラのノイズ耐性をさらに強めることができる。
　　〔参考形態３〕
　図２３は、参考形態３に係る携帯電話機９０（電子機器）の構成を示すブロック図である。携帯電話機９０は、ＣＰＵ９６と、ＲＡＭ９７と、ＲＯＭ９８と、カメラ９５と、マイクロフォン９４と、スピーカ９３と、操作キー９１と、表示パネル９２ｂ及び表示制御回路９２ａを含む表示部９２と、タッチパネルシステム１（タッチパネルシステム１ａや、後述するタッチパネルシステム１ｂであってもよい）とを備えている。各構成要素は、相互にデータバスによって接続されている。
　ＣＰＵ９６は、携帯電話機９０の動作を制御する。ＣＰＵ９６は、たとえばＲＯＭ９８に格納されたプログラムを実行する。操作キー９１は、携帯電話機９０のユーザによる指示の入力を受ける。ＲＡＭ９７は、ＣＰＵ９６によるプログラムの実行により生成されたデータ、又は操作キー９１を介して入力されたデータを揮発的に格納する。ＲＯＭ９８は、データを不揮発的に格納する。
　また、ＲＯＭ９８は、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read-Only Memory）やフラッシュメモリなどの書込み及び消去が可能なＲＯＭである。なお、図２３には示していないが、携帯電話機９０が、他の電子機器に有線により接続するためのインターフェイス（ＩＦ）を備える構成としてもよい。
　カメラ９５は、ユーザの操作キー９１の操作に応じて、被写体を撮影する。なお、撮影された被写体の画像データは、ＲＡＭ９７や外部メモリ（たとえば、メモリカード）に格納される。マイクロフォン９４は、ユーザの音声の入力を受付ける。携帯電話機９０は、当該入力された音声（アナログデータ）をデジタル化する。そして、携帯電話機９０は、通信相手（たとえば、他の携帯電話機）にデジタル化した音声を送る。スピーカ９３は、たとえば、ＲＡＭ９７に記憶された音楽データなどに基づく音を出力する。
　タッチパネルシステム１は、タッチパネル２とタッチパネルコントローラ３（タッチパネルコントローラ３ａや、後述するタッチパネルコントローラ３ｂであってもよい）とを有している。ＣＰＵ９６は、タッチパネルシステム１の動作を制御する。
　表示パネル９２ｂは、表示制御回路９２ａにより、ＲＯＭ９８、ＲＡＭ９７に格納されている画像を表示する。表示パネル９２ｂは、タッチパネル２に重ねられているか、タッチパネル２を内蔵している。
　≪ドライブラインとセンスラインとの接続状態を切り換える構成≫
　〔参考形態４〕
　図２４は、本参考形態に係るタッチパネルシステム１（タッチパネル装置）の構成を示すブロック図である。図２５は、タッチパネルシステム１に設けられたタッチパネル２の構成を示す模式図である。
　タッチパネルシステム１は、タッチパネル２とタッチパネルコントローラ３ａ（静電容量値分布検出装置）とを備えている。タッチパネル２は、水平方向（横方向）に沿って延び互いに平行に配置された水平信号線ＨＬ１～ＨＬＭ（第２信号線）と、垂直方向（縦方向）に沿って延び互いに平行に配置された垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＭ（第１信号線）とを備えている。水平信号線ＨＬ１～ＨＬＭと垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＭとの交点には、それぞれ静電容量Ｃ１１～ＣＭＭが形成される。
　タッチパネルコントローラ３ａは、マルチプレクサＭＵ１、駆動回路４、読出部４０、制御回路１４（外来ノイズ除去低減部）、ノイズ検知部ＮＳ（外来ノイズ判定部）を備えている。
　駆動回路４は、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＭに、時系列で駆動信号を供給する。駆動信号が印加されると、タッチパネル２は、静電容量の値に対応する電荷をセンスラインＳＬ１～ＳＬＭから出力する。
　読出部４０は、センスラインＳＬ１～ＳＬＭを介して、タッチパネル２に供給された駆動信号と静電容量とに応じたセンス信号を受信する。読出部４０は、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＭと垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＭとの各交点における静電容量の値に応じたセンス信号を受信する。受信したセンス信号の強度の分布は、タッチパネル２上の静電容量値の分布に対応する信号である。読出部４０は、センス信号の強度分布をノイズ検知部ＮＳに出力する。
　図２６は、マルチプレクサＭＵ１の概略構成を示す回路図である。マルチプレクサＭＵ１は、縦続接続されたＭ個の接続切替部ＣＳを備える。制御回路１４からの制御ラインＣＬは、１番目の接続切替部ＣＳに入力されている。マルチプレクサＭＵ１は、制御ラインＣＬを介して制御回路１４から入力される制御信号に応じて、第１接続状態（第１動作モード）と第２接続状態（第２動作モード）とを切り替える。第１接続状態では、垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＭが駆動回路４のドライブラインＤＬ１～ＤＬＭにそれぞれ接続され、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＭが読出部４０のセンスラインＳＬ１～ＳＬＭにそれぞれ接続される。第２接続状態では、垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＭが読出部４０のセンスラインＳＬ１～ＳＬＭにそれぞれ接続され、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＭが駆動回路４のドライブラインＤＬ１～ＤＬＭにそれぞれ接続される。
　図２７は、接続切替部ＣＳの具体的な構成の一例を示す回路図である。接続切替部ＣＳは、４個のＣＭＯＳスイッチＳＷ１～ＳＷ４を有している。接続切替部ＣＳの制御ラインＣＬは、前段の接続切替部ＣＳの制御ラインＣＬ及び後段の接続切替部ＣＳの制御ラインＣＬに接続されている。すなわち、制御回路１４からの制御ラインＣＬは、各接続切替部ＣＳによって共有されている。なお、複数の制御ラインＣＬを設けて、各接続切替部ＣＳの接続は各々に制御可能な構成としてもよい。制御ラインＣＬは、ＣＭＯＳスイッチＳＷ１のｐ型トランジスタの制御端子と、ＣＭＯＳスイッチＳＷ２のｎ型トランジスタの制御端子と、ＣＭＯＳスイッチＳＷ３のｐ型トランジスタの制御端子と、ＣＭＯＳスイッチＳＷ４のｎ型トランジスタの制御端子と、反転器ｉｎｖの入力とに接続されている。反転器ｉｎｖの出力は、ＣＭＯＳスイッチＳＷ１のｎ型トランジスタの制御端子と、ＣＭＯＳスイッチＳＷ２のｐ型トランジスタの制御端子と、ＣＭＯＳスイッチＳＷ３のｎ型トランジスタの制御端子と、ＣＭＯＳスイッチＳＷ４のｐ型トランジスタの制御端子とに接続されている。水平信号線ＨＬｋは、ＣＭＯＳスイッチＳＷ１・ＳＷ２の一端に接続されている。垂直信号線ＶＬｋは、ＣＭＯＳスイッチＳＷ３・ＳＷ４の一端に接続されている。ドライブラインＤＬｋは、ＣＭＯＳスイッチＳＷ１・ＳＷ４の他端に接続されている。センスラインＳＬｋは、ＣＭＯＳスイッチＳＷ２・ＳＷ３の他端に接続されている。ここで、例えばＨＬｋは、ｋ番目（１≦ｋ≦Ｍ）の水平信号線を示す。
　制御ラインＣＬの制御信号をＨｉｇｈにすると、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＭは、センスラインＳＬ１～ＳＬＭにそれぞれつながり、垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＭは、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＭにそれぞれつながる（第１接続状態）。制御ラインＣＬの制御信号をＬｏｗにすると、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＭは、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＭにそれぞれつながり、垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＭは、センスラインＳＬ１～ＳＬＭにそれぞれつながる（第２接続状態）。
　制御回路１４は、マルチプレクサＭＵ１に接続状態を指示する制御信号を供給する。制御回路１４は、駆動回路４及び読出部４０のそれぞれの動作を規定する信号を生成し、駆動回路４及び読出部４０のそれぞれに該信号を供給する。
　ノイズ検知部ＮＳは、センス信号の強度分布から、外来ノイズの有無を判定する。ノイズ検知部ＮＳの詳細な処理は後述する。ノイズ検知部ＮＳは、外来ノイズの有無の判定結果と、センス信号の強度分布とを出力できる。本明細書では、人体等が受けた電磁ノイズが指示体を介してタッチパネルシステムに混入したものを「外来ノイズ」と称する。
　≪タッチペンを利用する構成≫
　　〔参考形態５〕
　本発明の一参考形態について図２８～図４１に基づいて説明すれば、以下のとおりである。
　（タッチパネルシステムの構成）
　本参考形態のタッチパネルシステム１の構成について、図２９及び図３０に基づいて説明する。図２９は本参考形態のタッチパネルシステム１の構成を示すブロック図であり、図３０はタッチパネルシステムに設けられたタッチパネルの構成を示す配線図である。
　本参考形態のタッチパネルシステム１は、図２９に示すように、タッチパネル２と、タッチペン及び電子ペンとしてのスタイラスペンＳと、これらタッチパネル２及びスタイラスペンＳを駆動するタッチパネルコントローラ３ａとを備えている。
　前記タッチパネル２は、図３０に示すように、水平方向に沿って互いに平行に配置された複数本であるＫ本（Ｋは正の整数）の第１信号線としての水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫと、垂直方向に沿って互いに平行に配置された複数本であるＬ本（Ｌは正の整数）の第２信号線としての垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬとを備えている。前記水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫと垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬとの各交点には、静電容量Ｃ１１～ＣＫＬが発生するものとなっている。尚、ＫとＬとは互いに同じか又は異なるかのいずれであってもよいが、本参考形態では、Ｌ≧Ｋとして説明を行う。また、本参考形態では、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫと垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬとは互いに垂直に交差しているが、本発明においては、必ずしもこれに限らず、両者が互いに交差していれば足りる。
　タッチパネル２は、スタイラスペンＳを把持した手を着くことができる広さを有していることが好ましいが、スマートフォンに使用される大きさであってもよい。
　前記スタイラスペンＳは、本参考形態では、単にタッチパネル２に接触させるための導電体からなるタッチペンにとどまらず、信号が入出力できるペンからなっている。このスタイラスペンＳには、後述するように、同期信号検出回路３６が設けられており、タッチパネルコントローラ３ａのタイミングジェネレータ１１４にて発生された専用同期信号と同期を取るための同期信号が受信入力されるようになっている。
　前記タッチパネルコントローラ３ａは、図２９に示すように、マルチプレクサＭＵ１とドライバ１１２とセンスアンプ１１３とタイミングジェネレータ１１４とＡＤ変換器１１５と容量分布計算部１１６とタッチ認識部１１７とペン位置検出部１１８とを備えている。
　前記ドライバ１１２は、タッチパネル２における前述した水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫ又は垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬの駆動に対応してドライブラインＤＬ１～ＤＬＫ又はドライブラインＤＬ１～ＤＬＬに電圧を印加するようになっている。
　前記センスアンプ１１３は、第１信号線駆動期間における水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫの駆動時において、タッチパネル２の各静電容量Ｃ１１～ＣＫＬに対応する当初電荷の信号と、タッチ時におけるスタイラスペンＳとＬ本の垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬのそれぞれとの間の静電容量に対応するタッチ時電荷である第１ペン電荷信号とに対応する線形和信号を、センスラインＳＬ１～ＳＬＫを通して読み出して、ＡＤ変換器１１５に供給する。すなわち、第１信号線駆動期間において、各静電容量Ｃ１１～ＣＫＬに対応する電荷を検出しているときに、スタイラスペンＳをタッチパネル２の或る位置に近づけると該位置の静電容量が変化するので、その変化した静電容量を線形和信号として検出することができる。通常、スタイラスペンＳをタッチパネル２に近づけると、近づけた位置の各静電容量Ｃ１１～ＣＫＬは、増加することになる。
　また、センスアンプ１１３は、第２信号線駆動期間における垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬの駆動時において、タッチパネル２の各静電容量Ｃ１１～ＣＫＬに対応する当初電荷の信号と、タッチ時におけるスタイラスペンＳとＫ本の水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫのそれぞれとの間の静電容量に対応するタッチ時電荷である第２ペン電荷信号とに対応する線形和信号を、センスラインＳＬ１～ＳＬＬを通して読み出して、ＡＤ変換器１１５に供給するようになっている。
　次に、前記マルチプレクサＭＵ１について、図３１に基づいて説明する。図３１は、タッチパネル２に設けられた水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫ、又は垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＫ～ＶＬＬと、ドライバに接続されたドライブラインＤＬ１～ＤＬＫ～ＤＬＬ又はセンスアンプ１１３に接続されたセンスラインＳＬ１～ＳＬＫ～ＳＬＬとの接続を切り替えるマルチプレクサの構成を示す回路図である。
　マルチプレクサＭＵ１は、複数の入力と複数の出力との接続を互いに切り替える接続切替回路である。本参考形態では、図３１に示すように、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫをドライバ１１２のドライブラインＤＬ１～ＤＬＫに接続し、垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＫ～ＶＬＬをセンスアンプ１１３のセンスラインＳＬ１～ＳＬＫ～ＳＬＬに接続する第１接続状態と、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫをセンスアンプ１１３のセンスラインＳＬ１～ＳＬＫに接続し、垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＫ～ＶＬＬをドライバ１１２のドライブラインＤＬ１～ＤＬＫ～ＤＬＬに接続する第２接続状態とに切替える。
　前記マルチプレクサＭＵ１においては、図３１に示す制御ラインＣＬの信号をＬｏｗにすると、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫはドライブラインＤＬ１～ＤＬＫに接続されると共に、垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬはセンスラインＳＬ１～ＳＬＬに接続される。一方、制御ラインＣＬの信号をＨｉｇｈにすると、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫはセンスラインＳＬ１～ＳＬＫに接続されると共に、垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬはドライブラインＤＬ１～ＤＬＬに接続されるようになっている。
　次に、図２９に示す前記タイミングジェネレータ１１４は、ドライバ１１２の動作を規定する信号と、センスアンプ１１３の動作を規定する信号と、ＡＤ変換器１１５の動作を規定する信号とを生成して、ドライバ１１２、センスアンプ１１３及びＡＤ変換器１１５にそれぞれ供給する。また、タイミングジェネレータ１１４は同期信号を生成する。そして、タッチパネルコントローラ３ａは、タイミングジェネレータ１１４にて生成した同期信号を同期専用信号として用いて水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫ及び、又は、垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬを駆動するようになっている。
　次に、ＡＤ変換器１１５は、第１信号線駆動期間において、垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬとセンスラインＳＬ１～ＳＬＬとを通して読み出される各静電容量Ｃ１１～ＣＫＬに対応する電荷と、スタイラスペンＳとＬ本の垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬのそれぞれとの間の静電容量に対応する電荷である第１ペン電荷信号とに対応する線形和信号をＡＤ変換して容量分布計算部１１６に供給する。
　また、ＡＤ変換器１１５は、第２信号線駆動期間において、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫとセンスラインＳＬ１～ＳＬＫとを通して読み出される各静電容量Ｃ１１～ＣＫＬに対応する電荷と、スタイラスペンＳとＫ本の水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫのそれぞれとの間の静電容量に対応する電荷である第２ペン電荷信号とに対応する線形和信号をＡＤ変換して容量分布計算部１１６に供給する。
　次に、容量分布計算部１１６は、前記第１ペン電荷信号及び第２ペン電荷信号を含む線形和信号と、駆動に基づいた符号系列とに基づいて、タッチパネル２上の静電容量分布、及びスタイラスペンＳとＬ本の垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬのそれぞれとの間の静電容量の分布、並びにスタイラスペンＳとＫ本の水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫのそれぞれとの間の静電容量の分布を計算して、タッチパネル２上の静電容量分布をタッチ認識部１１７に供給すると共に、スタイラスペンＳとＬ本の垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬのそれぞれとの間の静電容量の分布、及びスタイラスペンＳとＫ本の水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫのそれぞれとの間の静電容量の分布を位置検出手段であるペン位置検出部１１８に供給する。タッチ認識部１１７は、容量分布計算部１１６から供給された静電容量分布に基づいて、タッチパネル２上のタッチされた位置を認識する。
　前記ペン位置検出部１１８は、スタイラスペンＳとＬ本の垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬのそれぞれとの間の静電容量の分布に基づいて、スタイラスペンＳの水平信号線ＨＬ１に沿った位置を検出する。また、ペン位置検出部１１８は、スタイラスペンＳとＫ本の水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫのそれぞれとの間の静電容量の分布に基づいて、スタイラスペンＳの垂直信号線ＶＬ１に沿った位置を検出する。
　（タッチペンのタッチ位置の検出動作）
　前記構成のタッチパネルシステム１におけるスタイラスペンＳのタッチ位置の検出動作について、以下に経時的に説明する。尚、ここでは、スタイラスペンＳを単にタッチペンとして使用する場合の検出動作について説明する。
　まず、第１信号線駆動期間においては、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫをドライバ１１２のドライブラインＤＬ１～ＤＬＫに接続し、垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬをセンスアンプ１１３のセンスラインＳＬ１～ＳＬＬに接続する第１接続状態において、ドライバ１１２が、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＫに電圧を印加して水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫを駆動する。
　そして、第１信号線駆動期間においては、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫの駆動により各静電容量Ｃ１１～ＣＫＬに蓄積された電荷と、スタイラスペンＳをタッチパネル２に近づけたときの該スタイラスペンＳとＬ本の垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬのそれぞれとの間の静電容量に対応する電荷である第１ペン電荷信号とに基づくＬ個の第１線形和信号がＬ本の垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬのそれぞれから出力される。
　センスアンプ１１３は、第１ペン電荷信号を含む前記Ｌ個の第１線形和信号を、マルチプレクサＭＵ１及びセンスラインＳＬ１～ＳＬＬを介して読み出し、ＡＤ変換器１１５に供給する。ＡＤ変換器１１５は、第１ペン電荷信号を含む前記Ｌ個の第１線形和信号をＡＤ変換して容量分布計算部１１６に出力する。
　次に、前記第１接続状態から、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫと垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬとのドライブ信号とセンス信号とを互いに入れ替えるべく、第２接続状態に切り替える。すなわち、第２接続状態では、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫをセンスアンプ１１３のセンスラインＳＬ１～ＳＬＫに接続し、垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬをドライバ１１２のドライブラインＤＬ１～ＤＬＬに接続する。
　その後、ドライバ１１２が、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＬに電圧を印加して垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬを駆動する。
　そして、第２信号線駆動期間においては、垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬの駆動により各静電容量Ｃ１１～ＣＫＬに蓄積された電荷と、スタイラスペンＳとＫ本の水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫのそれぞれとの間の静電容量に対応する電荷である第２ペン電荷信号とに基づくＫ個の第２線形和信号がＫ本の水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫのそれぞれから出力される。このとき、センスアンプ１１３は、第２ペン電荷信号を含む前記Ｋ個の第２線形和信号を、マルチプレクサＭＵ１及びセンスラインＳＬ１～ＳＬＫを介して読み出し、ＡＤ変換器１１５に供給する。ＡＤ変換器１１５は、第２ペン電荷信号を含む前記Ｋ個の第２線形和信号をＡＤ変換して容量分布計算部１１６に出力する。
　次に、位置検出工程においては、容量分布計算部１１６は、第１ペン電荷信号を含む前記第１線形和信号、第２ペン電荷信号を含む前記第２線形和信号、タッチパネル２上の静電容量分布を算出してタッチ認識部１１７に供給すると共に、スタイラスペンＳの水平信号線ＨＬ１に沿った位置、及びスタイラスペンＳの垂直信号線ＶＬ１に沿った位置を算出してペン位置検出部１１８に供給する。
　その後、タッチ認識部１１７は、容量分布計算部１１６から供給された静電容量分布に基づいて、タッチパネル２上のタッチされた位置を認識する。
　また、ペン位置検出部１１８は、容量分布計算部１１６により算出されたスタイラスペンＳの水平信号線ＨＬ１に沿った位置、及びスタイラスペンＳの垂直信号線ＶＬ１に沿った位置に基づいて、スタイラスペンＳのタッチパネル２上の位置を検出する。
　尚、前記の説明において、本参考形態では、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫ及び垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬはいずれも並列に同時に駆動を行っている。つまり、並列駆動を行っている。ただし、必ずしもこれに限らず、前記のタッチパネル２におけるＫ本の水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫの駆動及びＬ本の垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬの駆動は、並列駆動又は逐次駆動のいずれであってもよい。並列駆動とは、Ｋ本の水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫの駆動又はＬ本の垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬを並列に同時に駆動することであり、逐次駆動とはＫ本の水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫの駆動又はＬ本の垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬを水平信号線ＨＬ１又は垂直信号線ＶＬ１から順に逐次、駆動することである。速さの点からは、並列駆動が好ましく、本参考形態では、並列駆動を採用している。
　このように、本参考形態のタッチパネルシステム１は、複数の第１信号線と複数の第２信号線との交点にそれぞれ形成される静電容量を有するタッチパネル２とタッチペンとタッチパネルコントローラ３ａとを備えている。タッチパネルコントローラ３ａは、第１信号線駆動期間において複数の第１信号線である水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫを駆動して各静電容量に基づく電荷信号を各第２信号線である垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬから出力させ、第２信号線駆動期間において複数の第２信号線である垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬを駆動して各静電容量に基づく電荷信号を各第１信号線である水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫから出力させる切り替え駆動を反復して行っているときに、タッチペンをタッチパネル２にタッチさせることにより、タッチペンによる静電容量の変化に基づいてタッチ位置を検出する。
　前記構成のタッチパネルシステム１におけるタッチペンの座標位置検出方法では、タッチペンがタッチパネル２にタッチされた場合には、第１信号線駆動期間での検出位置と第２信号線駆動期間における検出位置とが同じ位置に表れる。一方、電磁ノイズを受けた人体の手、指等のタッチパネル２へのタッチに起因して生じるファントムノイズによる誤信号は、第１信号線と第２信号線との切り替えにより第１信号線駆動期間に表れたとしても第２信号線駆動期間には同位置には表れない。したがって、第１信号線駆動期間での検出位置と第２信号線駆動期間での検出位置との論理積にて検出位置を判断することによって、タッチペンのタッチ信号とファントムノイズによる誤信号とを区別し、該ファントムノイズによる誤信号を除去することが可能となる。
　尚、ファントムノイズとは、タッチペンを握る手を介してタッチペンのタッチ位置とは異なる位置に静電気に基づく検出信号が発生するノイズであり、タッチペンの正規のタッチ位置とは違うので、ノイズとされるものである。
　（スタイラスペンの構成及び筆圧センサ機能）
　本参考形態のスタイラスペンＳは、例えば、筆圧を検知するための筆圧センサを有しており、この筆圧センサからに筆圧信号は、タッチパネルコントローラ３ａと同期を取りながら出力されるようになっている。ただし、スタイラスペンＳは、必ずしもこれに限らず、筆圧を検知するための筆圧センサを有していなくてもよい。
　前記スタイラスペンＳの構成について、図３２に基づいて説明する。図３２は、スタイラスペンＳの構成を示す断面図である。
　スタイラスペンＳは、図３２に示すように、使用者が手で握るために略円筒状に形成された導電性の把持部３０ａを有するユーザが手で握るペン本体３０を有し、ペン本体３０の先端には、タッチ操作時にタッチパネル２に押し当てられるペン先部３１が設けられている。
　前記ペン先部３１は、ペン先カバー３１ａと、ペン先軸３１ｂと、ペン先カバー３１ａを軸方向に進出移動自在に保持する絶縁体３１ｃと、ペン先軸３１ｂの奥側に設けられた筆圧センサ３１ｄとを有している。
　前記ペン先カバー３１ａは絶縁性材料からなっていると共に、ペン先軸３１ｂは導電性の材料、例えば金属又は導電性合成樹脂材からなっている。
　また、筆圧センサ３１ｄは、例えば、半導体ピエゾ抵抗圧力センサからなっており、図示しないダイヤフラムの表面に半導体ひずみゲージが形成されている。したがって、タッチ操作時にペン先部３１のペン先カバー３１ａをタッチパネル２に押し当てると、ペン先カバー３１ａを介してペン先軸３１ｂが押し込まれて、筆圧センサ３１ｄのダイヤフラムの表面を押圧し、これにより、ダイヤフラムが変形して発生するピエゾ抵抗効果による電気抵抗の変化を電気信号に変換する。これにより、スタイラスペンＳにおける筆圧を検出できるようになっている。尚、筆圧検出の原理については、必ずしもこれに限らず、他の検出原理を採用することが可能である。
　前記ペン本体３０の内部には、接続スイッチ３２と、制御回路３３と、動作切替スイッチ３４ａ・３４ｂと、センス回路３５と、同期信号検出回路３６と、タイミング調整回路３７と、ドライブ回路３８とが設けられている。
　また、スタイラスペンＳには、例えば、プッシュ式の第１操作スイッチ３９ａと第２操作スイッチ３９ｂとが設けられており、第１操作スイッチ３９ａ及び第２操作スイッチ３９ｂを押下操作することによって、第１操作スイッチ３９ａ及び第２操作スイッチ３９ｂに割り当てられた機能を、制御回路３３を介して実行させる。第１操作スイッチ３９ａに割り当てられた機能としては、例えば消しゴム機能を挙げることができ、この消しゴム機能のオン・オフを第１操作スイッチ３９ａにて行うことが可能である。また、第２操作スイッチ３９ｂに割り当てられた機能としては、例えばマウスの右クリック機能を挙げることができ、このマウスの右クリック機能のオン・オフを第２操作スイッチ３９ｂにて行うことが可能である。
　尚、消しゴム機能及びマウスの右クリック機能は一例であり、消しゴム機能及びマウスの右クリック機能に限らない。また、さらに他の操作スイッチを設けて他の機能を付加することも可能である。
　ところで、スタイラスペンＳのタッチパネル２へのタッチ信号、つまり前述した第１ペン電荷信号及び第２ペン電荷信号は、スタイラスペンＳの接続スイッチ３２をオフした状態（ペン先軸３１ｂはペン本体３０の把持部３０ａと電気的に遮断されている状態）でスタイラスペンＳをタッチパネル２にタッチすることによって、前述したように、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫと垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬとの切り替え駆動によってタッチ位置が検出される。
　本参考形態では、前記スタイラスペンＳにおけるペン先部３１の駆動をタッチパネルコントローラ３ａにて検出するために、スタイラスペンＳのドライブ回路３８による駆動において、その駆動パターンを、第１信号線駆動期間においてはタッチパネルコントローラ３ａによるタッチパネル２の水平信号線ＨＬＫ＋１（又はそれ以降）の駆動パターン、つまりドライバ１１２のＫ＋１番目（又はそれ以降）のドライブラインＤＬＫ＋１（又はそれ以降）の駆動パターンに一致させると共に、第２信号線駆動期間においてはタッチパネルコントローラ３ａによるタッチパネル２の垂直信号線ＶＬＬ＋１（又はそれ以降）の駆動パターン、つまりドライバ１１２のＬ＋１番目（又はそれ以降）のドライブラインＤＬＬ＋１（又はそれ以降）の駆動パターンに一致させるという方法を採用している。ここで、水平信号線ＨＬＫ＋１（又はそれ以降）及び垂直信号線ＶＬＬ＋１（又はそれ以降）自体は、存在しない。
　尚、図２９及び図３０においては、前記ドライブラインＤＬＫ＋１又はドライブラインＤＬＬ＋１のように駆動期間によって駆動パターンは異なっている（Ｋ≠Ｌ）場合もあるが、表記の見易さのためドライブラインＤＬＬ＋１の表記を用いて仮想線にて表示している。また、以降の説明においてもドライブラインＤＬＬ＋１と表記する。
　（タッチパネルコントローラとスタイラスペンとの同期の基本動作）
　ところで、本参考形態のスタイラスペンＳは、無線にてタッチパネルコントローラ３ａと信号の送受信を行っている。したがって、タッチパネルコントローラ３ａにおけるドライブラインＤＬ１～ＤＬＬの駆動のタイミングに合うようにドライブラインＤＬＬ＋１を駆動するのと同じパターンでペン先部３１を駆動する。そこで、スタイラスペンＳでは、ドライブ回路３８を設けてタッチパネルコントローラ３ａのドライバ１１２と同様に駆動を行うようにしている。
　一方、タッチパネルコントローラ３ａにおけるドライブラインＤＬ１～ＤＬＬの駆動は、タイミングジェネレータ１１４にて生成される駆動タイミングに基づいている。このため、スタイラスペンＳにおいても、タッチパネルコントローラ３ａが駆動するタイミングに同期をとって動作させなければならない。そこで、本参考形態のスタイラスペンＳでは、センス回路３５、同期信号検出回路３６及びタイミング調整回路３７を設けることにより、スタイラスペンＳにてタッチパネルコントローラ３ａが駆動する専用同期信号を検出して、該タッチパネルコントローラ３ａの専用同期信号のタイミングとスタイラスペンＳにおいてタイミング調整回路３７にて発生するペン同期信号のタイミングとを一致させるようにしている。
　前記ペン本体３０の内部には、接続スイッチ３２が設けられている。接続スイッチ３２は、省略することも可能である。接続スイッチ３２を省略する場合には、ペン本体３０の把持部３０ａは、例えば、基準電位（ＧＮＤ）に接続される。
　前記接続スイッチ３２は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ：Field effect transistor）等からなる電子スイッチであり、制御回路３３にてオン・オフ制御される。ここで、接続スイッチ３２がオフの場合、ペン先軸３１ｂはペン本体３０の把持部３０ａと電気的に遮断されている。このとき、ペン先部３１とタッチパネル２間の容量は小さいため、ペン先カバー３１ａをタッチパネル２に近接させても、スタイラスペンＳはタッチパネルの同期信号の取得に困難を伴うことがある。
　一方、接続スイッチ３２がオンになると、ペン先軸３１ｂは、ペン本体３０の把持部３０ａと電気的に接続され、人体は把持部３０ａを介してペン先軸３１ｂと導通する。これにより、人体は比較的大きな静電容量を有するため、スタイラスペンＳがタッチパネル２に近接・接触すると、スタイラスペンＳはタッチパネルの同期信号の取得が容易になることがある。
　ここで、タッチパネルシステム１におけるスタイラスペンＳの同期の取り方の基本原理について、図３３に基づいて説明する。図３３は、同期の取り方の基本原理を示すタイミングチャートである。
　スタイラスペンＳは、センス回路３５及び同期信号検出回路３６にて、タッチパネルコントローラ３ａのタイミングジェネレータ１１４にて発生した専用同期信号を検出する。ここでは、簡単のために、専用同期信号は、単一パルスであるとする。
　図３３に示すように、単一パルスからなる専用同期信号であるタッチパネル同期信号Ｓ０が一定の周期で発生しているとする。
　これに対して、スタイラスペンＳでは、センス回路３５にて、複数の同期信号候補Ｓ１～Ｓｐ（ｐは２以上の整数）を発生させる。尚、図３３に示す同期信号候補Ｓｐは、同期信号候補Ｓ１が１周期程度遅れた信号を表している。スタイラスペンＳは、タッチパネルコントローラ３ａのタイミングジェネレータ１１４から送信される専用同期信号と一致度が高い同期信号を、同期信号候補Ｓ１～Ｓｐの中から選択し、タッチパネルコントローラ３ａとの通信の同期信号として採用する。図３３に示す例では、タッチパネル同期信号Ｓ０と一致度が高い同期信号候補Ｓ４又はＳ５をスタイラスペンＳのペン同期信号として採用する。
　スタイラスペンＳは、同期が取れるまで、検出モードになり、ドライブ回路３８の駆動は行われない。
　このような原理により、スタイラスペンＳは、タッチパネルコントローラ３ａにおける専用同期信号と同期を取ることができる。
　（タッチパネルコントローラとスタイラスペンとの同期の特徴的動作）
　ところで、実際の同期の取り方において、タッチパネルコントローラ３ａからの専用同期信号の受信においては、ノイズが存在するので、容易ではない。具体的には、専用同期信号に低周波成分が重畳されるので、正しい専用同期信号のパルスの振幅を把握するのが困難となり、その結果、専用同期信号のパルスの取り逃がしが発生するという問題を有している。
　このような問題の解消方法の一例について、図２８（ａ）（ｂ）、図３４（ａ）（ｂ）～図３９（ａ）（ｂ）（ｃ）に基づいて説明する。図２８（ａ）はタッチパネルシステムにおけるタッチパネルコントローラからスタイラスペンに送信されるマンチェスタ符号化された周期性を有する疑似不規則化系列の同期波形を示す図であり、図２８（ｂ）は同期波形とタッチ検出用波形とを示す波形図である。図３４（ａ）はタッチパネルコントローラにおけるドライバのドライブライン及びセンスアンプのセンスラインにおけるタッチパネル及びスタイラスペンへの出力関係を示す図であり、図３４（ｂ）は同期波形とタッチ検出用波形とを示す波形図である。図３５（ａ）はタッチパネルコントローラからスタイラスペンに送信される同期波形及びタッチ検出用波形等の駆動波形と低周波ノイズとを示す波形図であり、図３５（ｂ）は駆動波形と低周波ノイズとが重畳された状態を示す波形図であり、図３５（ｃ）はリセットタイミングによりリセットした状態を示す波形図である。図３６は、前記スタイラスペンにおける同期信号検出回路に設けられたリセット回路の構成を示す図である。図３７（ａ）はタッチパネルコントローラから送信される同期波形の一例を示す波形図であり、図３７（ｂ）は受信であるスタイラスペンでの入力波形を示す波形図であり、図３７（ｃ）は図３７（ｂ）においてリセットタイミングＲ１にて基準電位を定めたときの内部波形を示す波形図であり、図３７（ｄ）は図３７（ｂ）においてリセットタイミングＲ２にて基準電位を定めたときの内部波形を示す波形図である。図３８（ａ）はマンチェスタ符号化しない場合のＭ系列符号「１１１００１０」を用いた同期波形を示す波形図であり、図３８（ｂ）はマンチェスタ符号化したＭ系列符号「１１１００１０」を用いた同期波形を示す波形図である。図３９（ａ）はタッチパネルコントローラから送信されるＨｉｇｈ期間の長い同期波形の一例を示す波形図であり、図３９（ｂ）は受信であるスタイラスペンでの入力波形のリセットタイミングＲ３を示す波形図であり、図３９（ｃ）は図３９（ｂ）においてリセットタイミングＲ３にて基準電位を定めたときの内部波形を示す波形図である。
　本参考形態のタッチパネルシステム１では、図３４（ａ）に示すように、タッチパネルコントローラ３ａの専用同期信号は、タッチパネルコントローラ３ａのタイミングジェネレータ１１４にて作成され、ドライバ１１２によりドライブラインＤＬ１～ＤＬＬを用いて送信される。そして、タッチパネルコントローラ３ａの駆動タイミングである専用同期信号をスタイラスペンＳに通知する仕組みとして、図３４（ｂ）に示すように、通常のタッチ検出用の波形とは別に同期を表す波形にてドライブラインＤＬ１～ＤＬＬを駆動するようにしている。具体的には、各ドライブラインＤＬ１～ＤＬＬにおいては、同期波形を発生した後にタッチ検出用の波形を発生させている。尚、ここでは、説明を分かり易くするため、逐次駆動にて、タッチ検出用の波形を発生させている。また、同期波形の発生において、複数の連続したパルスで表記しているのは、逐次駆動の波形との見た目の区別をし易くするためであり、実際には本参考形態にて提案しているＭ系列符号等をマンチェスタ符号化した波形である方が同期波形として検出し易くなる。
　ところで、スタイラスペンＳにて受信される信号波形には各種のノイズ、特に低周波のノイズが混入している。図３５（ａ）においては、太直線で示すものが、タッチパネルコントローラ３ａが駆動した複数の密集したパルスからなる専用同期波形であり、ｓｉｎカーブで示されるものをノイズとして仮定する。
　スタイラスペンＳにて受信される信号波形は、図３５（ｂ）に示すように、前記タッチパネルコントローラ３ａからの同期波形と低周波のノイズとが重畳されたものとなる。この結果、スタイラスペンＳにて受信される信号波形は、取り出したいタッチパネルコントローラ３ａからの同期波形の振幅よりも低周波のノイズの振幅の方が大きくなる。このため、受信信号波形の最小電位から最大電位までを扱うようにすると、同期波形信号の振幅はノイズに比べて相対的に微小な振幅の信号となるため、同期波形信号の取り出しが困難となる。
　そこで、図３５（ｂ）に示す同期波形と低周波のノイズとが重畳された波形から同期波形を見出す方法として、例えば、低周波カットフィルタにて低周波のノイズを除く方法と、同期波形と低周波のノイズとが重畳された波形に対しての基準電位を定めるリセット動作を行い、その基準電位からの電位差により内部波形の振幅を求める方法とがある。しかしながら、低周波カットフィルタは高価である。
　このため、本参考形態では、同期波形の受信側であるスタイラスペンＳは、受信した入力波形に対しての基準電位を定めるリセット動作を行い、その基準電位からの電位差により内部波形の振幅を求める方法を採用している。ただし、本発明においては、必ずしもこれに限らず、低周波カットフィルタを用いて、低周波成分からなるノイズを除去することも可能である。
　本参考形態では、受信した入力波形に対しての基準電位を定めるリセット動作を行うために、スタイラスペンＳの同期信号検出回路３６は、図３６に示すリセット回路３６ａを備えている。このリセット回路３６ａでは、図３５（ｂ）に示すタッチパネルコントローラ３ａからの同期波形と低周波のノイズとが重畳された重畳信号波形に対してリセットを行う。このリセットを行うことにより、図３５（ｃ）に示すように、リセットタイミングにおいて重畳信号波形が基準電位に戻される。つまり、基準電位を入力信号と同じ電位にする。そして、入力された重畳信号波形の電位が基準電位よりも高ければ正の電位を出力する一方、入力された重畳信号波形の電位が基準電位よりも低ければ負の電位を出力する。これにより、低周波成分を除去し、信号の振幅を一定の範囲に収めることが可能となる。
　ところで、タッチパネルコントローラ３ａからの同期波形を等間隔の複数パルス列にて表現すると、受信した入力波形に対して基準電位を定めるリセット動作を行う場合には、受信側のスタイラスペンＳの基準電位を定めるリセットタイミングと同期波形のパルスとが重なってしまった場合に、パルスを取り逃し、タッチパネルコントローラ３ａの駆動タイミングである専用同期信号の判別が困難になるという問題を有している。
　例えば、タッチパネルコントローラ３ａから、図３７（ａ）に示す同期波形が送信されている場合、受信側のスタイラスペンＳでの入力波形は、図３７（ｂ）の波形にて示される。このとき、図３７（ｂ）の波形において、リセットタイミングＲ１にて基準電位を定めたときの内部波形は、図３７（ｃ）にて示される。しかしながら、図３７（ｂ）の波形において、第２番目のパルスにリセットタイミングＲ２が設定されたときには、基準電位を定めたときの内部波形は、図３７（ｄ）に示すようになる。この結果、第２番目のパルスは正の立ち上がりが無くなるので、第２番目のパルスを取り逃すことになる。すなわち、タッチパネルコントローラ３ａの駆動タイミングである専用同期信号の判別が困難になる。
　そこで、本参考形態では、タッチパネルコントローラ３ａにて送信する同期波形として、周期性を有する疑似不規則化系列にてなる一定パターン同期信号を用いている。具体的には、Ｍ系列(Ｍ-sequence)符号又はゴールド（Gold）系列符号を用いている。
　ここで、疑似不規則化系列とは、人工的に作られた不規則信号である疑似不規則信号(pseudorandom signal)に用いられる符号系列をいう。すなわち、自然界に存在する真に不規則な信号は通常、不規則信号(random signal)とよばれるが、これに対して、人工的に作られた不規則信号を、疑似不規則信号(pseudorandom signal)という。人工的に作るわけであるから、ある規則が必要であるが、作られた信号の統計的性質は真の不規則信号のそれにできるだけ近いものとなるように種々の工夫がなされている。通常の場合、作られた信号の自己相関関数が白色雑音の自己相関関数δ(t)にできるだけ近くなるように工夫される。疑似不規則信号は疑似不規則な系列（数字の列）を電圧等の物理量に対応させて作られる。疑似不規則系列(pseudorandom sequence)には、有限長の系列と周期的系列があるが、発生のし易さ、利用のし易さの点から、周期系列が多く用いられている。そして、周期系列の代表として、Ｍ系列(Ｍ-sequence)及びゴールド（Gold）系列がある。
　Ｍ系列信号及びゴールド（Gold）系列符号の自己相関は非常に鋭いピークを示し，自分以外との相関値は極めて低いという性質を有している。このＭ系列及びゴールド（Gold）系列は０と１との２進数からなり、２値系列が連なった周期性を有する系列である。なお、０を－１と置き直して表現することもできる。
　このＭ系列符号又はゴールド（Gold）系列符号を、タッチパネルコントローラ３ａにて送信する同期波形として用いることにより、リセットタイミングが１つのパルスと重なった場合においても、このＭ系列符号と一致するものを正しい同期タイミングと判断すればよいので、同期判定の信頼性が高まる。
　例えば、図３８（ａ）に示すように、Ｍ系列符号「１１１００１０」を用いる場合に、「０」を同期波形のＬｏｗに対応させ、「１」を同期波形のＨｉｇｈに対応させることにより、図３８（ａ）に示す同期波形を得ることができる。
　ところで、前述のように、タッチパネルコントローラ３ａにて送信する同期波形としてＭ系列符号を用いると共に、スタイラスペンＳのセンス回路３５及び同期信号検出回路３６において、同じＭ系列符号にて一致判断することにより、パルスの取り逃しに対する耐性が高まる。しかし、系列を長くするとＨｉｇｈ又はＬｏｗの連続数が大きくなるパターンが含まれるため、この部分で基準電位を定めるリセットタイミングとなってしまうと不要な電位変動が発生し波形の判断が困難となる。
　例えば、タッチパネルコントローラ３ａにて送信する同期波形に、図３９（ａ）に示すように、長い期間Ｈｉｇｈとなるパルスが存在し、図３９（ｂ）に示すスタイラスペンＳの受信入力波形において、リセットタイミングＲ３にて基準電位を定めたときの内部波形は、図３９（ｃ）に示すものとなり、検出が困難となる。
　そこで、本参考形態では、Ｍ系列等の自己相関特性がよい符号に対して、マンチェスタ符号化した波形を用いて、タッチパネルコントローラ３ａの同期波形としての駆動を行う。ここで、マンチェスタ符号化した波形とは、図３８（ｂ）に示すように、「０」を同期波形のＨｉｇｈ→Ｌｏｗに対応させ、「１」を同期波形のＬｏｗ→Ｈｉｇｈに対応させることをいう。尚、この逆でもよい。これにより、図３８（ｂ）に示すように、Ｍ系列符号「１１１００１０」を用いる場合に、Ｈｉｇｈ又はＬｏｗの期間が長い場合が発生するのを防止することができる。
　このように、リセット動作を考慮すると、マンチェスタ符号化したＭ系列符号又はゴールド系列符号を用いることが好ましい。
　本参考形態では、図２８（ａ）に示すように、前述した例えば７ｂｉｔのＭ系列符号「１１１００１０」をマンチェスタ符号化したものを用いて、図２８（ａ）に示すように、パルスを対応させる。そして、図２８（ｂ）に示すように、タッチパネルコントローラ３ａの同期波形として用いる。
　これにより、長期の連続したＨｉｇｈ又はＬｏｗの期間が同期波形に現れない状態となり、自己相関特性により検出し易い同期パターンを使用することができる。また、同期波形中には最大でも１ｂｉｔを表現する時間しかＨｉｇｈ又はＬｏｗが継続しないため、受信側のスタイラスペンＳにて基準電位を定めるリセットタイミングを調整することも可能となる。
　例えば、１ｂｉｔを表現する時間以上電位が高い状態が継続した場合には、ノイズの影響とみなし、その時点での電位を以降の基準電位とする。また、電位が高い状態から基準電位に近づいた場合には、その時点での電位を以降の基準電位とする。これにより、ノイズ等によって電位が大きく低下した場合でも、追従することが可能となる。
　（タッチパネルシステム及びスタイラスペンの同期とタッチ位置検出との連続動作）
　前記構成のタッチパネルシステム１及びスタイラスペンＳの同期とタッチ位置検出との連続動作について、図４０及び図４１（ａ）（ｂ）（ｃ）に基づいて説明する。図４０は、タッチパネルコントローラ３ａの駆動動作とスタイラスペンＳの駆動動作との対応関係を示す動作イメージ図である。図４１（ａ）（ｂ）（ｃ）は、図４０に示す同期信号検出期間、休止期間及び通常の駆動期間の具体的駆動動作を示す図である。
　図４０に示すように、スタイラスペンＳの駆動動作は、動作切替スイッチ３４ａをオンにし、かつ動作切替スイッチ３４ｂをオフにしてセンス回路３５及び同期信号検出回路３６によりタッチパネルコントローラ３ａからの同期信号を検出するための同期信号検出期間と、準備期間と、動作切替スイッチ３４ａをオフにし、かつ動作切替スイッチ３４ｂをオンにしてドライブ回路３８によりペン先部３１を駆動する駆動モード期間との３期間の繰り返しによって構成されている。
　前記同期信号検出期間は、同期波形を表すビットパターンを検出するための待ち期間であり、ペン先部３１のドライブを切り、ペン先信号波形から同期信号パターンを検出する期間である。具体的には、同期信号検出期間では、図４１（ａ）に示すように、ドライバ１１２のドライブラインＤＬ１～ＤＬＬをそれぞれ同じ波形でドライブする。波形のパターンは例えばＭ系列のような自己相関特性があるパターンが含まれているものを使用する。
　図４０に示す準備期間は、同期信号パターン検出後の付加情報とスタイラスペンＳ自身の状態を基にドライブする符号を選択し、タッチパネルコントローラ３ａとタイミングを合わせてペン先を駆動し始めるための準備期間であり、ドライブ開始のタイミングをとる付加情報を解釈する期間である。
　また、駆動モード期間は、ドライブ回路３８によりペン先部３１を駆動する期間であり、タッチパネルコントローラ３ａの駆動タイミングに合うよう、駆動波形のエッジを微調整しながら、選択した符号でペン先部３１を駆動する期間である。このときには、タッチパネルコントローラ３ａの駆動タイミングに合わせてスタイラスペンＳのドライブ回路３８が駆動される。
　一方、タッチパネルコントローラ３ａの駆動動作は、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＬを同じ波形で駆動する期間と、休止期間Ｂと、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＫ～ＤＬＬとセンスラインＳＬ１～ＳＬＫ～ＳＬＬとを切り替え駆動する期間との３期間の繰り返しにて構成されている。
　ドライブラインＤＬ１～ＤＬＬを同じ波形で駆動する期間は、スタイラスペンＳが同期を取るための同期波形＋付加情報の駆動期間である。具体的には、前記図４１（ａ）に示すように、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＬを同じ波形で駆動する。
　前記休止期間Ｂは、スタイラスペンＳが同期検出を終える期間、及び駆動準備をするための期間である。具体的には、図４１（ｂ）に示すように、スタイラスペンＳが同期波形を検出して通常の駆動を行う準備期間を設けるための待ち時間である。このため、駆動波形に意味はなく完全に任意である。したがって、駆動しなくてもよい。尚、スタイラスペンＳ側の準備期間が不要の場合にはこの区間は不要である。
　次に、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＫ～ＤＬＬとセンスラインＳＬ１～ＳＬＫ～ＳＬＬとを切り替え駆動する期間は、タッチパネル２の一面分のデータを得るための位置検出のための通常駆動期間である。具体的には、この通常駆動期間では、図４１（ｃ）に示すように、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＬをスタイラスペンＳのタッチ位置検出に必要な波形にてドライブ及びセンスを繰り返す。駆動方法としては、逐次駆動や並列駆動にて行われる。尚、図４１（ｃ）においては、駆動パターンの順序が視覚的に分かり易いように逐次駆動で表現している。
　スタイラスペンＳは、同期波形が検出できた場合に、タッチパネル２の外側に相当するドライブラインＤＬＬ＋１と同じ波形でペン先部３１を駆動する。尚、図４１（ｃ）において、背景に色がついているのはセンス期間、つまり、タッチ位置検出のための静電容量を検出している期間を示す。
　このように、本参考形態のタッチパネルシステム１では、複数の第１信号線としての水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫと複数の第２信号線としての垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬとの交点にそれぞれ形成される静電容量を有するタッチパネル２とタッチペンとしてのスタイラスペンＳとタッチパネルコントローラ３ａとを備え、前記タッチパネルコントローラ３ａは、第１信号線駆動期間において複数の水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫを駆動して各静電容量に基づく電荷信号を各垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬから出力させ、第２信号線駆動期間において複数の垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬを駆動して各静電容量に基づく電荷信号を各水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫから出力させる切り替え駆動を反復して行っているときに、スタイラスペンＳのペン先部３１をドライブラインＤＬＬ＋１の波形で駆動しながらタッチパネル２にタッチさせることにより、スタイラスペンＳによる静電容量の変化に基づいてタッチ位置を検出する。
　これにより、スタイラスペンＳがタッチパネル２にタッチされた場合には、第１信号線駆動期間での検出位置と第２信号線駆動期間における検出位置とが同じ位置に表れる。一方、電磁ノイズを受けた人体の手、指等のタッチパネルへのタッチに起因して生じるタッチ位置とは異なる他の位置に発生するノイズによる誤信号は、第１信号線と第２信号線との切り替え駆動により第１信号線駆動期間に表れたとしても第２信号線駆動期間には同位置には表れない。
　したがって、スタイラスペンＳのタッチ信号とノイズによる誤信号とを区別し、該ノイズによる誤信号を容易に除去することが可能となっている。
　ところで、タッチペンとして、信号を入出力できる電子ペンとしてのスタイラスペンＳを使用する場合には、スタイラスペンＳにおいてタッチパネルコントローラ３ａで用いる同期信号との同期を取る必要がある。
　この場合に、本参考形態では、タッチパネルコントローラ３ａの同期信号送信部としてのドライバ１１２は、第１信号線駆動期間の直前と第２信号線駆動期間の直前とのそれぞれの同期信号送信期間にスタイラスペンＳに同期信号を送信するので、第１信号線及び第２信号線への駆動用の駆動信号を用いて同期信号を作成することが可能である。このため、同期信号を作成するための別途回路を設けることがないので、部品点数の削減を図ることができる。
　ここで、タッチパネルコントローラ３ａからスタイラスペンＳへ同期信号を送る場合に、低周波信号がノイズとして重畳されるので、単一のパルスではノイズとの分離が適切に行われないときには、同期信号を取り逃がすことがある。一方、同一ピッチの変化のない複数のパルスでは、どの部分が同期信号に該当するかが不明確である。
　そこで、本参考形態では、タッチパネルコントローラ３ａのドライバ１１２は、同期信号送信期間に、Ｍ系列符号又はゴールド系列符号等の周期性を有する疑似不規則化系列にてなる波形の同期信号をスタイラスペンＳに送信すると共に、スタイラスペンＳは、前記同期信号を検出する同期信号検出部としてのセンス回路３５及び同期信号検出回路３６を備えている。
　このため、同期信号は、周期性を有する疑似不規則化系列にてなる波形にて送信されるので、自己相関特性がよい。このため、同期信号であるか否かの識別の精度が高くなり、同期信号の取り逃がしを減少させることができる。
　したがって、同期信号の検出を適格に行うことができるタッチパネルシステム１を提供することができる。
　ところで、例えば、低周波成分が重畳された同期信号を受信したときに、周期的にリセット動作を行って受信した入力波形を基準電位に戻すことにより同期信号の振幅を検出する場合には、パルスのＨｉｇｈ期間又はＬｏｗ期間が長いときにリセット動作が行われると、不要な電位変動を行われ、波形の判断が行い難くなる。
　そこで、本参考形態では、疑似不規則化系列にてなる波形の同期信号は、マンチェスタ符号化されている。すなわち、マンチェスタ符号化処理では、疑似不規則化系列の「０」を同期波形のＨｉｇｈ→Ｌｏｗに対応させ、「１」を同期波形のＬｏｗ→Ｈｉｇｈに対応させる処理を行う。尚、この逆でもよい。これにより、Ｈｉｇｈ又はＬｏｗの期間が長くなるのを防止することができる。
　また、本参考形態のタッチパネルシステム１では、タッチパネルコントローラ３ａの同期信号送信部としてのドライバ１１２は、前記複数の第１信号線としての水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫ又は複数の第２信号線としての垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬを駆動するための駆動信号を供給する駆動部としてのドライバ１１２を兼ねており、該ドライバ１１２は、前記複数の水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫ又は複数の垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬを駆動するための駆動信号を、周期性を有するマンチェスタ符号化された疑似不規則化系列にてなる波形に変えて同期信号を送信する。
　これにより、同期信号送信部は駆動部を兼ねたドライバ１１２にてなっているので、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＫ及び垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＬへの駆動用のドライブラインＤＬ１～ＤＬＬの駆動信号の波形パターンを変えるだけで同期信号を作成することが可能である。このため、同期信号を作成するための別途回路を設けることがないので、部品点数の削減を確実に図ることができる。
　　〔参考形態６〕
　本発明の他の参考形態について図４２～図４８に基づいて説明すれば、以下のとおりである。尚、本参考形態において説明すること以外の構成は、前記参考形態５と同じである。また、説明の便宜上、前記の参考形態５の図面に示した部材と同一の機能を有する部材については、同一の符号を付し、その説明を省略する。
　（タッチパネルコントローラとスタイラスペンとの同期の特徴的動作）
　本参考形態では、スタイラスペンＳでの同期の取り方において、さらに、専用同期信号のパルスの取り逃がしの発生を防止し得る方法について、図４２（ａ）（ｂ）～図４６（ａ）（ｂ）（ｃ）に基づいて説明する。図４２（ａ）は本参考形態におけるタッチパネルシステムにおいてスタイラスペンにて受信された信号の入力波形を示す波形図であり、図４２（ｂ）はリセットタイミングＲ１～Ｒ６にて基準電位を定めたときの内部波形を示す波形図である。図４３（ａ）はタッチパネルコントローラから送信される同期波形の一例を示す波形図であり、図４３（ｂ）は受信であるスタイラスペンでの入力波形のリセットタイミングＲ７・Ｒ８・Ｒ９を示す波形図であり、図４３（ｃ）は図４３（ｂ）に示すリセットタイミングＲ７・Ｒ８・Ｒ９にて基準電位を定めたときの同期波形を示す波形図である。図４４は、同期波形が出力される直前に固定期間を設けたタッチパネルコントローラの出力波形を示すタイミングチャートである。図４５（ａ）はタッチパネルコントローラから送信される同期波形の一例を示す波形図であり、図４５（ｂ）は受信であるスタイラスペンでの入力波形のリセットタイミングＲ１１・Ｒ１２・Ｒ１３を示す波形図であり、図４５（ｃ）は図４５（ｂ）に示すリセットタイミングＲ１１・Ｒ１２・Ｒ１３にて基準電位を定めたときの同期波形を示す波形図である。図４６（ａ）はタッチパネルコントローラにおけるドライバのドライブラインＤＬ１～ＤＬＬによって送信される同期波形の送信方法を示す図であり、図４６（ｂ）は受信であるスタイラスペンでの入力波形を示す波形図であり、図４６（ｃ）は図４６（ｂ）に示す固定期間にて最初にリセットして基準電位を定めたときの同期波形を示す波形図である。
　スタイラスペンＳにおいて、例えば、図４２（ａ）に示す入力波形が得られた場合に、基準電位を定めるリセットタイミングＲ１～Ｒ６にてリセットすると、図４２（ｂ）に示す内部波形が得られる。
　この場合、マンチェスタ符号化したＭ系列符号を用いていたとしても、図４３（ａ）（ｂ）（ｃ）に示すように、基準電位を定めるリセット動作のタイミングによっては同じ信号でも電位が異なってしまい、タッチパネルコントローラ３ａの同期波形の出力がＨｉｇｈ又はＬｏｗのいずれであったのかの判別が困難となることには変わらない。つまり、第２のピークがＨｉｇｈ又はＬｏｗのいずれであるのかが分からない。
　そこで、本参考形態では、図４４に示すように、同期波形が出力される直前に、固定期間Ｆを設けてタッチパネルコントローラ３ａの出力波形を固定するようにしている。固定する時間は、受信側であるスタイラスペンＳにて基準電位を決めるリセット動作タイミングが少なくとも１回は含まれる時間とする。
　これにより、同期波形が出力される前段階で、安定した電位を基準電位として定めることができる。
　具体的には、図４５（ａ）（ｂ）に示すように、固定期間ＦにリセットタイミングＲ１１・Ｒ１２・Ｒ１３を設けて基準電位を定める。これにより、図４５（ｃ）に示すように、同期波形を検出するときに、タッチパネルコントローラ３ａの出力がＨｉｇｈ又はＬｏｗのいずれであったのか判別し易くなる。
　この結果、図４４に示すように、同期波形が出力される前段階に固定期間Ｆを設けることによって、リセット動作が終了する時点の電位が基準電位となる。このため、図４６（ａ）（ｂ）（ｃ）に示すように、スタイラスペンＳにおいて、リセット間隔よりも長い固定期間Ｆを設けることにより、タッチパネルコントローラ３ａが駆動電位が定まった状態で同期信号検出期間の前に必ずリセットが１回以上実施され、同期信号検出期間の先頭から安定した状態で波形の整形を行うことができる。
　（タッチパネルシステム及びスタイラスペンの総合動作）
　前記構成のタッチパネルシステム１及びスタイラスペンＳの総合動作について、図４７及び図４８に基づいて説明する。図４７は、タッチパネルコントローラ３ａの駆動動作とスタイラスペンＳの駆動動作との対応関係を示す動作イメージ図である。図４８は、図４７に示す固定期間の具体的駆動動作を示す図である。尚、図４７及び図４８の説明は、参考形態５の図４０及び図４１（ａ）（ｂ）（ｃ）と同じ部分は、その説明を簡易に行う。
　図４７に示すように、スタイラスペンＳは、センス回路３５及び同期信号検出回路３６によりタッチパネルコントローラ３ａからの同期信号を検出するための同期信号検出期間と、準備期間と、ドライブ回路３８によりペン先部３１を駆動する駆動モード期間とを含んでいる。
　前記同期信号検出期間、準備期間、駆動モード期間は、前記図４０及び図４１（ａ）（ｂ）（ｃ）にて説明したとおりである。
　一方、タッチパネルコントローラ３ａは、固定期間Ｆと、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＬを同じ波形で駆動する期間と、休止期間Ｂと、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＬを駆動しセンスラインＳＬ１～ＳＬＬで静電容量の変化を読み出す期間とを有している。
　固定期間Ｆは、スタイラスペンＳが同期を検出する信号レベルを安定させるための期間である。具体的には、固定期間Ｆでは、図４８に示すように、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＬをＬｏｗ又はＨｉｇｈのいずれかに固定する。尚、Ｌｏｗ又はＨｉｇｈのいずれでもよいが、本参考形態では、Ｌｏｗとしている。このため、タッチパネルコントローラ３ａのドライブラインＤＬ１～ＤＬＬは０である。このとき、スタイラスペンＳのドライブラインＤＬＬ＋１は駆動しない。
　ドライブラインＤＬ１～ＤＬＬを同じ波形で駆動する期間は、スタイラスペンＳが同期を取るための同期波形＋付加情報の駆動期間である。具体的には、前記図４１（ｂ）に示すように、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＬを同じ波形で駆動する。
　前記休止期間Ｂは、スタイラスペンＳが同期検出を終える期間、及び駆動準備をするための期間である。具体的には、前記図４１（ｂ）に示すように、スタイラスペンＳが同期波形を検出して通常の駆動を行う準備期間を設けるための待ち時間であるため駆動波形に意味はなく完全に任意である。したがって、駆動しなくてもよい。また、スタイラスペンＳのドライブラインＤＬＬ＋１も駆動しない。尚、スタイラスペンＳ側の準備期間が不要の場合にはこの区間は不要である。
　次に、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＬを駆動し、センスラインＳＬ１～ＳＬＬにて静電容量の変化を読み出す期間は、タッチパネル２の一面分のデータを得るための位置検出のための通常駆動期間である。具体的には、この通常駆動期間では、前記図４１（ｃ）に示すように、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＬのドライブ及びセンスラインＳＬ１～ＳＬＬからの読み出しを繰り返す。駆動方法としては、逐次駆動や並列駆動にて行われる。尚、図４１（ｃ）においては、駆動パターンの順序が視覚的に分かり易いように逐次駆動で表現している。
　スタイラスペンＳは、同期波形が検出できた場合に、タッチパネル２の外側に相当するドライブラインＤＬＬ＋１を駆動する。すなわち、タッチパネルコントローラ３ａによるドライブラインＤＬ１～ＤＬＬの駆動に合わせて、ドライブラインＤＬＬ＋１に相当する波形を出力する。尚、図４１（ｃ）において、背景に色がついているのはセンス期間、つまり、静電容量を検出している期間を示す。
　このように、本参考形態のタッチパネルシステム１では、電子ペンとしてのスタイラスペンＳの同期信号検出部としてのセンス回路３５及び同期信号検出回路３６は、低周波成分が重畳された同期信号を受信したときに、周期的にリセット動作を行って受信した入力波形を基準電位に戻すことにより同期信号の振幅を検出する。これにより、ノイズとして重畳された低周波成分を高価な低周波カットフィルタを用いることなく安価に同期信号の振幅を検出することができる。
　ところで、受信した入力波形に対して任意にリセット動作を行う場合に、リセット動作がパルスのＨｉｇｈ部分に重なったときには、その後の信号波形が負になるので、正確な正のパルスのＨｉｇｈ部分と認識できない。その結果、同期信号を取り逃がす虞が発生する。
　そこで、本参考形態では、同期信号送信期間は、波形がＨｉｇｈ又はＬｏｗに固定された固定同期信号が送信される固定期間Ｆと、Ｍ系列符号又はゴールド系列符号等の周期性を有する疑似不規則化系列にてなる波形の同期信号が送信される疑似不規則化系列波形期間とからなっている。そして、固定期間Ｆでは、リセット動作が少なくとも１回行われる。
　これにより、波形がＨｉｇｈ又はＬｏｗに固定された固定期間Ｆにて、入力波形を基準電位に戻すので、以降のパルスがＨｉｇｈ又はＬｏｗのいずれであるかを適格に判断することができる。
　〔実施形態１〕
　本発明の第一実施形態について、図４９～図５０に基づいて説明する。なお、説明の便宜上、前述した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
　≪タッチパネルシステムの構成≫
　図４９は、本実施形態のタッチパネルシステム１ｂの構成を示す回路図である。
　図４９に示されるように、タッチパネルシステム１ｂは、タッチパネル２と、タッチパネルコントローラ３ｃとを備える。
　タッチパネルコントローラ３ｃは、駆動回路４と、制御回路１４と、読出部４０と、ノイズ検知部ＮＳと、マルチプレクサＭＵ１・ＭＵ２とを備える。
　（読出部）
　読出部４０は、切換回路１２と、増幅回路７（センスアンプ）と、ＡＤ変換回路１３と、復号演算回路８とを含む。
　また、読出部４０は、タッチパネル２と、制御回路１４と、ノイズ検知部ＮＳとに接続されている。
　また、読出部４０は、駆動回路４によって駆動されたタッチパネル２のキャパシタに蓄積された電荷に基づく線形和信号を上述の水平信号線（第２信号線）に沿って読み出すために設けられている。
　（ノイズ検知部）
　ノイズ検知部ＮＳは、期間規定部４１と、駆動規定部４２とを含む。
　また、ノイズ検知部ＮＳは、制御回路１４と、読出部４０とに接続されている。
　（期間規定部）
　期間規定部４１は、制御回路１４と、駆動規定部４２とに接続されている。
　また、期間規定部４１は、制御回路１４を介し、駆動回路４の駆動パターンを取得する。そして、期間規定部４１は、駆動回路４がタッチパネル２のキャパシタを駆動しない間に、タッチパネル２に混入したノイズ信号を読み出すノイズ読出期間を規定する。
　ここで、「駆動パターン」は、例えば、以下に列挙するものである。
・図１１の（ａ）に示される、フレーム単位駆動
・図１１の（ｂ）に示される、フェイズ連続駆動
・図１１の（ｃ）に示される、同一ベクタ連続駆動
・図１１の（ｄ）に示される、複数ベクタ連続駆動
・図１２の（ａ）に示される、図１１（ｂ）に示したフェイズ連続駆動において、偶数回目の駆動を反転するフェイズ連続反転駆動
・図１２の（ｂ）に示される、図１１（ｃ）に示した同一ベクタ連続駆動において、偶数回目の２個のフェイズ駆動を反転する同一ベクタ連続反転駆動
・図１２の（ｃ）に示される、図１１（ｄ）に示した複数ベクタ連続駆動において、偶数回目の複数ベクタの駆動を反転する複数ベクタ連続反転駆動
　期間規定部４１がノイズ読出期間を規定する詳細な動作については、後述する。
　（駆動規定部）
　駆動規定部４２は、制御回路１４と、読出部４０と、期間規定部４１とに接続されている。
　また、駆動規定部４２は、ノイズ読出期間に読出部４０により読み出されたノイズ信号に基づき、タッチ検出期間の駆動パターンを規定する。そして、制御回路１４では、駆動回路４が、駆動規定部４２によって規定された駆動パターンによってタッチパネル２のドライブラインを駆動するように、切換回路６は、サブシステム５ａ・５ｂを切り換えて駆動回路４に繋ぐ。
　（マルチプレクサ）
　マルチプレクサＭＵ１は、前述した構成を備える。マルチプレクサＭＵ２は、複数のサンプルホールド（Ｓ／Ｈ；Sample and Hold）回路を含む。また、マルチプレクサＭＵ２は、増幅回路７（センスアンプ）と、ＡＤ変換回路１３との間に接続されている。
　≪タッチパネルシステムの動作≫
　（ノイズ読出期間の規定）
　図５０は、図４９に示されるタッチパネルシステム１ｂにおいて、期間規定部４１がノイズ読出期間Ｐ１～Ｐ４を規定する動作を説明するタイミングチャートであって、（ａ）はノイズ読出期間Ｐ１～Ｐ４が規定される前の動作を示し、（ｂ）はノイズ読出期間Ｐ１～Ｐ４が規定された後の動作を示す。
　図５０の（ａ）に示されるように、タッチパネルシステム１ｂは、例えば、図２４～図２７に示される構成により、タッチ検出期間Ｑ１～Ｑ４（例えば、１０ミリ秒（ｍｓ））ごとに、ドライブラインとセンスラインとの接続状態を切り換える。
　なお、タッチ検出期間Ｑ１～Ｑ４ごとにドライブラインとセンスラインとの接続状態を切り換える動作に限定されるわけではなく、同じ種類のタッチ検出期間が続く動作であってもよい。
　図５０の（ａ）及び（ｂ）において、「Ｘ軸：センス」とは、図４９及び２４に示されるマルチプレクサＭＵ１が、図２５に示される水平信号線ＨＬ１～ＨＬＭを、センスラインＳＬ１～ＳＬＭに接続している状態を意味する。また、「Ｙ軸：ドライブ」とは、マルチプレクサＭＵ１が、垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＭを、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＭに接続している状態を意味する。
　また、「Ｘ軸：ドライブ」とは、マルチプレクサＭＵ１が、水平信号線ＨＬ１～ＨＬＭを、ドライブラインＤＬ１～ＤＬＭに接続している状態を意味する。また、「Ｙ軸：センス」とは、マルチプレクサＭＵ１が、垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＭを、センスラインＳＬ１～ＳＬＭに接続している状態を意味する。
　図５０の（ｂ）に示されるように、期間規定部４１は、ノイズ読出期間Ｐ１～Ｐ４を、Ｒｅｐｏｒｔ［Ｎ＋１］～Ｒｅｐｏｒｔ［Ｎ＋４］で示される各時刻を終端とする１ｍｓの長さの期間に規定する。
　ここで、時刻Ｒｅｐｏｒｔ［Ｎ＋１］の１ｍｓ前には、駆動回路４によるキャパシタの駆動が完了しているため、駆動回路４によるキャパシタの駆動に起因する線形和信号の値が収束している。他の時刻Ｒｅｐｏｒｔ［Ｎ＋２］～Ｒｅｐｏｒｔ［Ｎ＋４］についても同様である。
　（ノイズの判定）
　ノイズ読出期間Ｐ１～Ｐ４において、駆動回路４によるキャパシタの駆動に起因する線形和信号の値は、収束している（例えば、０になっている）。それゆえ、ノイズ読出期間Ｐ１～Ｐ４において、読出部４０が読み出した線形和信号は、駆動回路４によるキャパシタの駆動に起因しない線形和信号（つまり、ノイズ）を読み出すことができる。
　ノイズは、例えば、物体（人間の指、タッチペン）がタッチパネルに接触することで、当該物体以外のノイズ源（ＡＣアダプター、蛍光灯など）から流れ込む信号が原因となり発生する。
　駆動規定部４２は、所定のノイズ読出期間Ｐ１に読み出されたノイズに基づき、当該所定のノイズ読出期間Ｐ１よりも後の期間であるタッチ検出期間Ｑ２における駆動パターンを規定する。このとき、前述の方法に基づき、駆動パターンとして、ノイズの抑制量の多いものを規定できる。なお、ノイズ読出期間Ｐ２・Ｐ３よりも、それぞれ後の期間であるタッチ検出期間Ｑ３・Ｑ４についても同様である。また、タッチ検出期間Ｑ１の前にも、ノイズ読出期間が設けられてよい。
　以上によれば、ノイズを検知するために、ドライブラインとセンスラインとの接続状態を切り換える必要がない。そして、タッチパネル２の動作中にノイズを読み出し、タッチ検出において、時間的に変化するノイズの影響を適時に抑制できる。さらに、ノイズを読み出すためだけにタッチパネルを動作させる必要がなく、１１ｍｓに１度の頻度（周波数９０．９Ｈｚ）で、適時にノイズを読み出せる。
　（比較例）
　特許文献１の静電容量値分布検出装置は、図５０の（ａ）に示される動作と同様に、ドライブラインとセンスラインとの接続状態を一定時間ごとに切り換える。しかし、特許文献１の静電容量値分布検出装置は、時刻Ｒｅｐｏｒｔ［Ｎ］にノイズを検知した場合、次にノイズを検知する時刻は、タッチ検出期間Ｑ２の後の時刻Ｒｅｐｏｒｔ［Ｎ＋２］でなければならない。なぜならば、特許文献１の静電容量値分布検出装置は、タッチ検出期間Ｑ１の静電容量値分布検出結果と、タッチ検出期間Ｑ２の静電容量値分布検出結果とを比較しなければ、ノイズを検知できないからである。
　つまり、特許文献１の静電容量値分布検出装置では、ノイズを読み出すためだけにタッチパネルを動作させる必要があり、かつ、少なくとも２０ｍｓに１度の頻度（周波数５０Ｈｚ）でしかノイズを読み出せない。
　≪タッチパネルシステムの効果≫
　ノイズを検知するために、ドライブラインとセンスラインとの接続状態を切り換える必要がない。そして、タッチパネル２の動作中にノイズを読み出し、タッチ検出において、時間的に変化するノイズの影響を適時に抑制できる。さらに、ノイズを読み出すためだけにタッチパネルを動作させる必要がなく、特許文献１の静電容量値分布検出装置などの従来技術よりも、適時にノイズを読み出せる。
　なお、タッチパネルシステム１ｂは、図２３に示されるように、携帯電話機９０（電子機器）の一部に組み込むことができる。
　〔実施形態２〕
　本発明の第二実施形態について、図５１～図５２に基づいて説明する。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
　≪ノイズ読出期間を規定する種々の構成・動作及びその効果≫
　（ノイズ読出期間の規定位置）
　図５１は、本実施形態の、図４９に示されるタッチパネルシステム１ｂにおいて、期間規定部４１がノイズ読出期間Ｐを規定する動作を説明するタイミングチャートであって、（ａ）はノイズ読出期間Ｐが規定される前の動作を示し、（ｂ）はノイズ読出期間Ｐが規定された後の動作を示す。
　図５１の（ａ）に示されるように、タッチパネルシステム１ｂは、例えば、図２４～図２７に示される構成により、ドライブラインとセンスラインとの接続状態を１０ｍｓごとに切り換える。
　そして、図５１の（ｂ）に示されるように、期間規定部４１は、ノイズ読出期間Ｐを、時刻Ｒｅｐｏｒｔ［Ｎ＋４］を終端とする１ｍｓの長さの期間に規定してもよい。
　このように、期間規定部４１は、駆動回路４の駆動パターンからノイズ読出期間Ｐを規定するときに、タッチ検出期間Ｑ１～Ｑ４ごとにノイズ読出期間Ｐを、必ず規定する必要があるわけではない。
　図５１の（ｂ）に示される例では、読出部４０は、４１ｍｓに１度の頻度（周波数２４．４Ｈｚ）でノイズを読み出す。所望のノイズ読み出し頻度が２４．４Ｈｚ以下であるのならば、ノイズ読出期間Ｐは、図５１の（ｂ）に示されるように規定されてよい。
　また、特許文献１に示されている従来方法（例えば、ノイズメトリックを取得）を継続的に行っておき、ノイズメトリックがある閾値レベルを超えたときに、ノイズ読み出し期間を設ける構成としてもよい。この方法では、ノイズ周波数やノイズ量の変化自体は従来技術の方法で判断を行う。駆動規定部４２の動作を行うため、期間規定部４１にて、駆動回路４がタッチパネル２のキャパシタを駆動しない間に、タッチパネル２に混入したノイズ信号を読み出す期間を定める。
　（省電力休止期間におけるノイズ読出期間の規定）
　図５２は、図４９に示されるタッチパネルシステム１ｂにおいて、期間規定部４１がノイズ読出期間Ｐ１～Ｐ４を規定する動作を説明するタイミングチャートであって、（ａ）はノイズ読出期間Ｐ１～Ｐ４が規定される前の動作を表し、（ｂ）はノイズ読出期間Ｐ１～Ｐ４が規定された後の動作を表す。
　図５２の（ａ）に示されるように、タッチパネルシステム１ｂの消費電力を抑制するために、駆動回路４は、タッチ検出期間Ｑ１～Ｑ４（例えば、４ｍｓの期間）の間の休止期間Ｂ１～Ｂ４（省電力期間；例えば、６ｍｓの期間）において、ドライブラインの駆動を休止することがある。
　この場合、図５２の（ｂ）に示されるように、期間規定部４１は、ノイズ読出期間Ｐ１（例えば、１ｍｓの期間）を、休止期間Ｂ１内に規定してもよい。ノイズ読出期間Ｐ２～Ｐ４についても同様である。
　以上により、タッチパネルシステム１ｂの省電力化を図りつつ、１０ｍｓに１度の頻度（周波数１００Ｈｚ）で、適時にノイズを読み出せる。
　（タッチペンを併用する形態におけるノイズ読出期間の規定）
　タッチパネルシステム１ｂでは、前述のようにタッチペンを併用することがある。
　この場合、期間規定部４１は、図４０に示される休止期間Ｂ（コントローラが同期信号を送信しない期間）の一部又は全体に、一つ又は複数のノイズ読出期間を規定してもよい。また、期間規定部４１は、図４７に示される休止期間Ｂ又は固定期間Ｆの一部又は全体に、一つ又は複数のノイズ読出期間を規定してもよい。
　以上により、タッチペンのタッチ信号とノイズによる誤信号とを区別し、該ノイズによる誤信号を容易に除去しつつ、適時にノイズを読み出せる。
　〔実施形態３〕
　本発明の第三実施形態について、図５３に基づいて説明する。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
　≪サンプリング周波数を最適化する構成・動作及びその効果≫
　（サンプリング周波数の最適化）
　図５３は、本実施形態の、図４９に示されるタッチパネルシステム１ｂが備える読出部４０を簡略化して示すブロック図であって、（ａ）は読出部４０の簡略化された構成を示し、（ｂ）は読出部４０の簡略化された動作を示し、（ｃ）は読出部４０の簡略化された他の動作を示し、（ｄ）は読出部４０の簡略化されたさらに他の動作を示す。
　図５３の（ａ）に示されるように、読出部４０が含む増幅回路７の個数は、１０個（増幅回路Ａｍｐ１～Ａｍｐ１０）に簡略化されている。また、図４９に示される複数のＳ／Ｈ回路は、一つのマルチプレクサＭＵ２として簡略化されている。
　図５３の（ｂ）に示されるように、“１”～“１０”で示される増幅回路Ａｍｐ１～Ａｍｐ１０の各出力は、マルチプレクサＭＵ２を介してＡＤ変換回路１３で順番にＡＤ変換される。
　ここで、ＡＤ変換回路１３のサンプリング頻度が、１０メガサンプル／秒（Ｍｓｐｓ；Mega-sample per second）であれば（つまり、ＡＤ変換回路１３のサンプリング周波数が１０ＭＨｚであれば）、増幅回路Ａｍｐ１～Ａｍｐ１０のうちの一つの増幅回路の出力がＡＤ変換される頻度は、１Ｍｓｐｓになる。このとき、サンプリング定理により、当該出力から復元できる信号の最大周波数は、０．５ＭＨｚになる。
　以上の場合、駆動規定部４２は、所定のノイズ読出期間に読み出された線形和信号に基づき、当該所定のノイズ読出期間よりも後の期間における駆動パターンを規定するときに、高速フーリエ変換（ＦＦＴ；Fast Fourier Transform）演算等を行うことにより、最大０．５ＭＨｚまでの周波数成分のノイズに対して、正しくノイズ周波数を推測することができ、最大０．５ＭＨｚまでの周波数成分のノイズに対し、ノイズの抑制量の多い駆動パターンを正しく規定できる。
　ここで、ＡＤ変換回路１３は、省電力のために、サンプリング頻度を低く設定されていることがある。この場合、図５３の（ｃ）に示されるように、ＡＤ変換回路１３のサンプリング頻度を、例えば１００Ｍｓｐｓまで上げ、増幅回路Ａｍｐ１～Ａｍｐ１０のうちの一つの増幅回路の出力がＡＤ変換される周期を１０Ｍｓｐｓにする。
　以上の場合、駆動規定部４２は、所定のノイズ読出期間に読み出された線形和信号に基づき、当該所定のノイズ読出期間よりも後の期間における駆動パターンを規定するときに、ＦＦＴ演算等を行うことにより、最大５ＭＨｚまでの周波数成分のノイズに対して、正しくノイズ周波数を推測することができ、最大５ＭＨｚまでの周波数成分のノイズに対して、ノイズの抑制量の多い駆動パターンを正しく規定できる。
　ここで、ＡＤ変換回路１３のサンプリング周波数は、ＡＤ変換回路１３の数を増やし並列化するなどによっても上げることができる。この場合、有意なノイズを測定できる最大周波数まで、サンプリング周波数を上げればよい。
　具体的には、駆動規定部４２は、上述のノイズ読出期間にＡＤ変換回路１３により読み出されたノイズ信号の最大周波数の２倍を上限として、ＡＤ変換回路１３のサンプリング周波数を規定すればよい。
　（サンプリングする水平信号線の最適化）
　図５３の（ａ）に示される構成において、予めノイズが観測される増幅回路７（この例では、増幅回路Ａｍｐ２～Ａｍｐ３）が判明している場合、マルチプレクサＭＵ２は、増幅回路Ａｍｐ２～Ａｍｐ３の出力のみを、ＡＤ変換回路１３に送信してよい。この場合、ＡＤ変換回路１３のサンプリング周波数が１０Ｍｓｐｓであるならば、増幅回路Ａｍｐ２～Ａｍｐ３の出力がＡＤ変換される周期を５Ｍｓｐｓにできる。
　駆動規定部４２は、所定のノイズ読出期間に読み出された線形和信号に基づき、当該所定のノイズ読出期間よりも後の期間における駆動パターンを規定するときに、ＦＦＴ演算等を行うことにより、最大２．５ＭＨｚまでの周波数成分のノイズに対して、正しくノイズ周波数を推測することができ、ノイズの抑制量の多いものを正しく規定できる。
　なお、ノイズが観測される増幅回路を特定するために、複数の増幅回路７を順番に検査してよい。
　また、前述のように、物体がタッチパネルに接触（タッチ）することで、当該物体以外のノイズ源から流れ込む信号に起因し、ノイズが検知されることがある。よって、ノイズが観測される増幅回路を特定するために、タッチされることが多い増幅回路７（例えば最近タッチされたセンスラインの信号線に対応する増幅回路７）を優先的に検査してもよい。この場合、読出部４０は、ノイズ読出期間において、ノイズ読出期間よりも前の、タッチ検出期間にタッチが検出されたセンスラインの信号線に沿って線形和信号を読み出せばよい。
　〔実施形態４〕
　本発明の第四実施形態について、図５４に基づいて説明する。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
　≪サンプリング周波数の半分の周波数以上のノイズ同定≫
　図４９に示される駆動規定部４２が、よりノイズ低減量が大きい駆動パターンを規定するためには、正確なノイズ周波数が、特定され得ることが望ましい。換言するならば、読出部４０のサンプリング周波数は、できるだけ高いことが望ましい。しかし、読出部４０の動作周波数などの制約により、当該サンプリング周波数は律速される。
　（予想される弊害の例）
　読出部４０のサンプリング周波数Ｆｓが、５００ｋＨｚ（サンプリング間隔２ｕｓに対応）である場合、読出部４０が正しく観測できる信号の最大周波数は、２５０ｋＨｚである。そして、読出部４０が観測する信号のうち２５０ｋＨｚ以上の周波数成分は、本来とは異なる周波数として観測される（いわゆる「折り返し」）。
　このとき、読出部４０が観測する信号に、３００ｋＨｚのノイズが重畳したと仮定すると、読出部４０が観測する信号の周波数成分は、２００ｋＨｚと推定（誤判定）されることがある。
　そして、駆動規定部４２が、周波数が２００ｋＨｚであるノイズの影響の抑圧量が大きい駆動パターンを規定する（ノッチを当てる）と、実際のノイズである３００ｋＨｚの周波数成分は、十分に抑圧されないことがある。
　（サンプリング周波数の半分の周波数以上のノイズ同定）
　ここで、読出部４０のサンプリング周波数Ｆｓは既知である。このとき、読出部４０が観測する信号に重畳するノイズ周波数をＦｎｏｉｓｅとおくと、折り返し周波数Ｆｆは、「Ｆｆ＝Ｆｓ－Ｆｎｏｉｓｅ」によって求められる。
　そして、駆動規定部４２が、ノイズ周波数Ｆｎｏｉｓｅの信号に対して抑圧量が大きい駆動パターンを規定し（ノイズ周波数Ｆｎｏｉｓｅに対応するノッチを当て）、後述する方法により、ノイズの影響が減ったか否かを判断する。ノイズの影響が減っていなければ、駆動規定部４２が、折り返し周波数Ｆｆの信号に対して抑圧量が大きい駆動パターンを規定し、ノイズの影響が減ったか否かを判断する。
　（ノイズの影響が減ったか否かの判断方法）
　ノッチを当てた（駆動規定部４２が規定した）駆動パターンに対し、１フェイズの時間（フェイズ長）が定まる。当該フェイズ長にてノイズ読出期間（ドライブラインを駆動しない期間）において、前述のノイズ分析動作と同様に読出部４０を動作させ、ＡＤ変換回路１３の出力（ＡＤダンプ値）を取得し、駆動規定部４２で規定しようとしている駆動パターンに対応する加減算を含む平均化処理を行えば、ノイズの影響が減ったか否か（ノイズ混入量の大小）を判断できる。
　図５４は、本実施形態の、フェイズ長の設定に応じたＡＤ変換回路１３の連続した２つの出力を単純加算平均した結果を示すグラフであって、（ａ）はＡＤ変換回路１３のサンプリング周波数が４００ｋＨｚである場合のグラフを示し、（ｂ）は当該サンプリング周波数が６００ｋＨｚである場合を示す。
　図５４の（ａ）に示されるように、ＡＤ変換回路１３のサンプリング周波数が４００ｋＨｚである場合、単純加算平均の値は、実際のノイズ周波数Ｆｎｏｉｓｅが２００ｋＨｚであれば、０に抑圧される（実線）。しかし、実際のノイズ周波数Ｆｎｏｉｓｅが３００ｋＨｚであれば、０には抑圧されない（破線）。
　次に、図５４の（ｂ）に示されるように、ＡＤ変換回路１３のサンプリング周波数が６００ｋＨｚである場合、単純加算平均の値は、実際のノイズ周波数Ｆｎｏｉｓｅが３００ｋＨｚであれば、０に抑圧される（破線）。しかし、実際のノイズ周波数Ｆｎｏｉｓｅが２００ｋＨｚであれば、０には抑圧されない（実線）。
　以上のように、図５４の（ａ）及び（ｂ）を比較することにより、ノッチが当たったか否かを判断し、読出部４０が観測する信号に重畳するノイズの実際のノイズ周波数Ｆｎｏｉｓｅを同定できる。そして、従来方法（例えば、ノイズメトリックを取得する方法）よりも、ノイズの影響が減ったか否かを高速に判断できる。
　なお、以上は駆動規定部４２で規定しようとしている駆動パターンが、同じフェイズで２連続してキャパシタを駆動するフェイズ連続駆動の場合の例であり、ノイズの影響が減ったか否かの判断は、ＡＤ変換回路１３の出力（ＡＤダンプ値）を取得し、駆動規定部４２で規定しようとしている駆動パターンに対応する加減算を含む平均化処理を行えばよい。
　〔実施形態５〕
　本発明の第五実施形態について、図５５に基づいて説明する。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
　≪特定の駆動パターンにおけるサンプリング周波数の最適化≫
　ノイズ読出期間において、読出部４０が線形和信号を読み出すことで、タッチ検出期間において、読出部４０によって観測される信号に重畳するノイズの周波数が求まる。この場合、以下の方法によってサンプリング周波数を最適化し、ノイズの影響を抑圧できる。
　（サンプリングの個数が８である同一ベクタ連続駆動パターンにおける最適化）
　駆動規定部４２によって規定される駆動パターンが、例えば、サンプリングの個数が８である、図１１（ｃ）の同一ベクタ連続駆動パターンであるとする。
　この場合、サンプリング周波数Ｆｓとノイズ周波数Ｆｎｏｉｓｅとの関係について、所定の許容誤差をΔＥとして、次式を満たすサンプリング周波数Ｆｓを求める。なお、次式においてＮは整数である。
Ｆｎｏｉｓｅ／Ｆｓ＝Ｎ＋（（1/8±ΔＥ) or （2/8±ΔＥ） or （3/8±ΔＥ） or （4/8±ΔＥ） or （5/8±ΔＥ） or （6/8±ΔＥ） or （7/8±ΔＥ））　……式（１）
　以下において、フェイズピリオドとは、フェイズピリオドをＰＰ、サンプリング周波数をＦｓ、タッチパネルシステム１ｂの基準クロック周波数をＦｃｌｋとおくと、関係式「Ｆｓ＝Ｆｃｌｋ／（ＰＰ×２）」により表されるものを意味する。
　また、正規化周波数とは、読出部４０によって観測される信号に重畳するノイズ周波数をＦｎｏｉｓｅとおくと、「Ｆｎｏｉｓｅ／Ｆｓ」により表される数値（上式（１）の左辺）を意味する。
　ここで、以下（Ａ）～（Ｃ）のように仮定する。
（Ａ）フェイズピリオドＰＰは、探査範囲１２０～１６０に含まれ、例えば１３３である。
（Ｂ）図４９に示されるタッチパネルシステム１ｂの基準クロックの周波数は、４０ＭＨｚである。
（Ｃ）ノイズ周波数Ｆｎｏｉｓｅは、９３．７５ｋＨｚである。
　このとき、サンプリング周波数Ｆｓは、４０［ＭＨｚ］／（１３３×２）＝１５０．３７６［ｋＨｚ］であると求められるので、正規化周波数Ｆｎｏｉｓｅ／Ｆｓは、０．６２３と求まる。
　そして、上式（１）における許容誤差ΔＥを０．０１に設定すると、正規化周波数Ｆｎｏｉｓｅ／Ｆｓは、（5/8±ΔＥ）の範囲に含まれる。
　よって、サンプリング周波数が１５０．３７６ｋＨｚ（つまり、フェイズピリオドＰＰが１３３）であれば、駆動規定部４２が、駆動パターンとして、サンプリングの個数が８である、図１１（ｃ）の同一ベクタ連続駆動パターンを規定することにより、ノイズの影響を抑圧できる（ノッチが当たる）ことがわかる。
　なお、ΔＥが最小になるように、サンプリング周波数を最適化することが望ましい。
　以上のように、駆動規定部４２は、駆動パターン（例えば、サンプリングの個数が８である同一ベクタ連続駆動パターン）と、所定のノイズ読出期間に読み出された線形和信号に基づく信号の周波数（例えば、９３．７５ｋＨｚ）とから、読出部のサンプリング周波数を規定する。
　≪複数の周波数成分が含まれるノイズの影響の抑圧≫
　ノイズ読出期間において、読出部４０が線形和信号を読み出すことで、読出部４０によって観測される信号に重畳するノイズの周波数が求まる。そして、ノイズの周波数は、複数存在することがある。この場合でも、以下の方法により、複数周波数のノイズの影響を抑圧できる。
　本実施形態の例では、駆動規定部４２が規定し得る駆動パターンの候補は、次の（ａ）及び（ｂ）の２つの駆動パターンであるとする。
（ａ）反転駆動を行わない場合の、サンプリングの個数が８である図１１（ｃ）の同一ベクタ連続駆動
（ｂ）反転駆動を行った場合の、サンプリングの個数が８である図１２（ｂ）の同一ベクタ連続反転駆動
　図５５は、本実施形態の、サンプリングの個数が８である図１１（ｃ）の同一ベクタ連続駆動と、図１２（ｂ）の同一ベクタ連続反転駆動とにおけるノイズの伝達特性を示すグラフであって、（ａ）は正規化周波数に対する信号変化量の関係を示し、（ｂ）はサンプリング周波数に対するノイズ推定量を示す。
　ここで、「信号変化量」とは、前述の図１８～図２０の縦軸に示される信号変化量と同じものを意味する。
　図５５の（ａ）に示されるように、駆動パターンが同一であっても、反転駆動を行わない場合と、反転駆動を行った場合とで、正規化周波数に対する信号変化量（つまり、ノイズ抑圧量）が変化する。
　よって、例えば、読出部４０によって観測される信号に重畳するノイズの周波数が、ノイズ周波数Ｆｎｏｉｓｅ１（３５．７１４ｋＨｚ）と、ノイズ周波数Ｆｎｏｉｓｅ２（１４２．８５７ｋＨｚ）とであるとき、図５５の（ａ）のグラフに基づいて、反転駆動を行うべきか否かを決定することは困難である。
　そこで、次式で表されるノイズ推定量Ｎｅｓｔを導入する。次式では、ノイズ周波数がＦｎｏｉｓｅ１であるノイズの振幅をＡｎｏｉｓｅ１、ノイズ周波数がＦｎｏｉｓｅ２であるノイズの振幅をＡｎｏｉｓｅ２、正規化周波数がＦｎであるときの図５５（ａ）に示される信号変化量をｆ（Ｆｎ）とおいている。
Ｎｅｓｔ＝ｓｑｒｔ（（Ａｎｏｉｓｅ１×ｆ（Ｆｎｏｉｓｅ１／Ｆｓ））＾２＋（Ａｎｏｉｓｅ２×ｆ（Ｆｎｏｉｓｅ２／Ｆｓ））＾２）　……式（２）
　図５５の（ｂ）に示されるように、上式（２）で表されるノイズ推定量Ｎｅｓｔは、駆動パターンが反転駆動を行う駆動パターンである場合、サンプリング周波数が１４２．８５７ｋＨｚ（つまり、フェイズピリオドＰＰが１４０）であるときに、最小値になることがわかる。
　以上のように、駆動規定部４２は、所定のノイズ読出期間に読み出された線形和信号に基づく信号の周波数であるノイズ周波数（例えば、ノイズ周波数Ｆｎｏｉｓｅ１・ノイズ周波数Ｆｎｏｉｓｅ２）と、当該ノイズ周波数における駆動パターンの信号変化量（例えば、図５５の（ａ）に示される信号変化量）とから、読出部４０のサンプリング周波数を規定する。
　≪本実施形態の効果≫
　駆動規定部４２が規定する特定の駆動パターンにおいて、読出部４０のサンプリング周波数を最適化することにより、ノイズの影響を抑圧できる。
　また、図４９に示されるように、制御回路１４に設けられた複数のサブシステムは、外来ノイズの影響を低減するために、前述した説明に基づいて種々のタイプに構成することができる。換言するならば、駆動規定部４２が規定する駆動パターンは、種々のパターンが存在する。
　ここで、例えば、同じベクタ駆動で同じフェイズ駆動に基づく複数個の線形和信号を加算平均する実施単位をフレーム単位としたサブシステム、加算平均する実施単位をフェイズ単位としたサブシステム、加算平均する実施単位をベクタ単位としたサブシステム、加算平均する実施単位を複数ベクタ単位としたサブシステムを設け、これらのサブシステムを、正規化周波数と振幅変化率（信号変化量）との間の周波数特性に基づいて外来ノイズの影響を低減するように選択する構成とできる。
　このように、複数の駆動パターンを選択し得る状況においても、読出部４０のサンプリング周波数を最適化し、複数周波数のノイズの影響を抑圧できる。
　〔まとめ〕
　本発明の態様１に係るタッチパネルシステムは、複数本の第１信号線（垂直信号線ＶＬ１～ＶＬＭ）と複数本の第２信号線（水平信号線ＨＬ１～ＨＬＭ）との交点にそれぞれ形成された複数個のキャパシタを有するタッチパネル２と、前記タッチパネルを制御するコントローラ（タッチパネルコントローラ３・３ａ・３ｂ・３ｃ）とを備えたタッチパネルシステム１・１ａ・１ｂであって、前記コントローラは、前記タッチパネル上のタッチ位置を検出する期間であるタッチ検出期間Ｑ１～Ｑ４において、駆動パターンに基づいて前記キャパシタを前記第１信号線に沿って駆動する駆動回路４と、前記駆動回路によって駆動された前記キャパシタに蓄積された電荷に基づく線形和信号を前記第２信号線に沿って読み出すために設けられた読出部４０と、前記駆動回路が前記キャパシタを駆動しない間に、前記タッチパネルに混入したノイズ信号を読み出すノイズ読出期間Ｐ・Ｐ１～Ｐ４を規定する期間規定部４１と、前記ノイズ読出期間に前記読出部により読み出されたノイズ信号に基づき、前記タッチ検出期間の前記駆動パターンを規定する駆動規定部４２とを備える。
　前記構成によれば、駆動規定部は、期間規定部が規定したノイズ読出期間において、ノイズ信号に基づき、ノイズ信号の抑制量が多い駆動パターンを規定できる。
　以上によれば、ノイズを検知するために、ドライブラインとセンスラインとの接続状態を切り換える必要がない。そして、タッチパネルの動作中にノイズを読み出し、タッチ検出において、時間的に変化するノイズの影響を適時に抑制できる。さらに、ノイズを読み出すためだけにタッチパネルを動作させる必要がなく、適時にノイズを読み出せる。
　本発明の態様２に係るタッチパネルシステムでは、前記態様１において、前記期間規定部は、前記タッチパネルの省電力期間（休止期間Ｂ１～Ｂ４）内に、前記ノイズ読出期間を規定してよい。
　本発明の態様３に係るタッチパネルシステムは、前記態様１又は２において、信号を入出力できるタッチペンをさらに備え、前記コントローラは、前記タッチペンに同期信号を送信し、前記期間規定部は、前記コントローラが前記同期信号を送信しない期間（休止期間Ｂ、固定期間Ｆ）に、前記ノイズ読出期間を規定してよい。
　本発明の態様４に係るタッチパネルシステムでは、前記態様１から３のいずれか一態様において、前記駆動規定部は、前記駆動パターンと、前記所定の前記ノイズ読出期間に読み出された前記線形和信号に基づく信号の周波数とから、前記読出部のサンプリング周波数Ｆｓを規定してよい。
　本発明の態様５に係るタッチパネルシステムでは、前記態様１から３のいずれか一態様において、前記駆動規定部は、前記所定の前記ノイズ読出期間に読み出された前記線形和信号に基づく信号の周波数であるノイズ周波数Ｆｎｏｉｓｅ・Ｆｎｏｉｓｅ１・Ｆｎｏｉｓｅ２と、当該ノイズ周波数における複数の候補となる前記駆動パターンの信号変化量とから、当該複数の候補となる前記駆動パターンのうちの一つの駆動パターンと、前記読出部のサンプリング周波数Ｆｓとを規定してよい。
　本発明の態様６に係るタッチパネルシステムでは、前記態様１から５のいずれか一態様において、前記駆動規定部は、前記ノイズ読出期間に前記読出部により読み出された前記ノイズ信号の最大周波数の２倍を上限として、前記読出部のサンプリング周波数Ｆｓを規定してよい。
　本発明の態様７に係るタッチパネルシステムでは、前記態様１から６のいずれか一態様において、前記読出部は、前記タッチ検出期間にタッチが検出された前記第２信号線に沿って前記線形和信号を読み出してよい。
　本発明の態様８に係るタッチパネルシステムでは、前記態様１から７のいずれか一態様において、前記駆動規定部は、前記所定の前記ノイズ読出期間に読み出された前記線形和信号に基づく信号の周波数であるノイズ周波数における前記駆動パターンでのノイズ混入量と、当該ノイズ周波数に対応する折り返し周波数における前記駆動パターンでのノイズ混入量とを比較し、前記ノイズ混入量が小さい前記駆動パターンを規定してよい。
　本発明の態様９に係る電子機器は、前記態様１から８のいずれか一態様のタッチパネルシステムを備える。
　〔付記事項〕
　本発明は前述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成することができる。
　本発明は、離散時間でサンプリングされた線形素子に基づく複数個の時系列信号に、加減算に基づく信号処理を行って前記線形素子の値、もしくは、前記線形素子の入力を推定する信号処理システム、複数本のドライブラインと複数本のセンスラインとの交点にそれぞれ形成された複数個のキャパシタを有するタッチパネルとタッチパネルを制御するタッチパネルコントローラとを備えたタッチパネルシステム、及び、電子機器に利用することができる。
　また、本発明は、複数の第１信号線と複数の第２信号線との交点にそれぞれ形成される静電容量（キャパシタ）を有するタッチパネル上のタッチペンのタッチ位置を検出するタッチパネルシステム及び電子機器に利用することができ、電子機器としては、例えば、携帯電話機に利用することができる。
１・１ａ・１ｂ　タッチパネルシステム
３・３ａ・３ｂ・３ｃ　タッチパネルコントローラ
４　駆動回路
４０　読出部
４１　期間規定部
４２　駆動規定部
９０　携帯電話機（電子機器）
Ｂ１～Ｂ４　休止期間（省電力期間）
Ｂ　休止期間（コントローラが同期信号を送信しない期間）
Ｆ　固定期間（コントローラが同期信号を送信しない期間）
Ｆｆ　折り返し周波数
Ｆｎｏｉｓｅ・Ｆｎｏｉｓｅ１・Ｆｎｏｉｓｅ２　ノイズ周波数
Ｆｓ　サンプリング周波数
ＨＬ１～ＨＬＭ　水平信号線（第２信号線）
ＭＵ１・ＭＵ２　マルチプレクサ
Ｐ・Ｐ１～Ｐ４　ノイズ読出期間
Ｑ１～Ｑ４　タッチ検出期間
ＶＬ１～ＶＬＭ　垂直信号線（第１信号線）

Claims (9)

  1. 　複数本の第１信号線と複数本の第２信号線との交点にそれぞれ形成された複数個のキャパシタを有するタッチパネルと、
    　前記タッチパネルを制御するコントローラと、
    を備えたタッチパネルシステムであって、
    　前記コントローラは、前記タッチパネル上のタッチ位置を検出する期間であるタッチ検出期間において、駆動パターンに基づいて前記キャパシタを前記第１信号線に沿って駆動する駆動回路と、
    　前記駆動回路によって駆動された前記キャパシタに蓄積された電荷に基づく線形和信号を前記第２信号線に沿って読み出すために設けられた読出部と、
    　前記駆動回路が前記キャパシタを駆動しない間に、前記タッチパネルに混入したノイズ信号を読み出すノイズ読出期間を規定する期間規定部と、
    　前記ノイズ読出期間に前記読出部により読み出されたノイズ信号に基づき、前記タッチ検出期間の前記駆動パターンを規定する駆動規定部と、
    を備えることを特徴とするタッチパネルシステム。
  2. 　前記期間規定部は、前記タッチパネルの省電力期間内に、前記ノイズ読出期間を規定することを特徴とする請求項１に記載のタッチパネルシステム。
  3. 　信号を入出力できるタッチペンをさらに備え、
    　前記コントローラは、前記タッチペンに同期信号を送信し、
    　前記期間規定部は、前記コントローラが前記同期信号を送信しない期間に、前記ノイズ読出期間を規定する、
    ことを特徴とする請求項１又は２に記載のタッチパネルシステム。
  4. 　前記駆動規定部は、前記駆動パターンと、前記所定の前記ノイズ読出期間に読み出された前記線形和信号に基づく信号の周波数とから、前記読出部のサンプリング周波数を規定することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のタッチパネルシステム。
  5. 　前記駆動規定部は、前記所定の前記ノイズ読出期間に読み出された前記線形和信号に基づく信号の周波数であるノイズ周波数と、当該ノイズ周波数における複数の候補となる前記駆動パターンの信号変化量とから、当該複数の候補となる前記駆動パターンのうちの一つの駆動パターンと、前記読出部のサンプリング周波数とを規定することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のタッチパネルシステム。
  6. 　前記駆動規定部は、前記ノイズ読出期間に前記読出部により読み出された前記ノイズ信号の最大周波数の２倍を上限として、前記読出部のサンプリング周波数を規定することを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載のタッチパネルシステム。
  7. 　前記読出部は、前記タッチ検出期間にタッチが検出された前記第２信号線に沿って前記線形和信号を読み出すことを特徴とする請求項１から６のいずれか一項に記載のタッチパネルシステム。
  8. 　前記駆動規定部は、前記所定の前記ノイズ読出期間に読み出された前記線形和信号に基づく信号の周波数であるノイズ周波数における前記駆動パターンでのノイズ混入量と、当該ノイズ周波数に対応する折り返し周波数における前記駆動パターンでのノイズ混入量とを比較し、前記ノイズ混入量が小さい前記駆動パターンを規定することを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載のタッチパネルシステム。
  9. 　請求項１から８のいずれか一項に記載のタッチパネルシステムを備えた電子機器。
PCT/JP2015/061595 2014-06-30 2015-04-15 タッチパネルシステム及び電子機器 WO2016002300A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/310,623 US20170102826A1 (en) 2014-06-30 2015-04-15 Touch panel system and electronic equipment
JP2016531155A JP6117443B2 (ja) 2014-06-30 2015-04-15 タッチパネルシステム及び電子機器

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014-135317 2014-06-30
JP2014135317 2014-06-30

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2016002300A1 true WO2016002300A1 (ja) 2016-01-07

Family

ID=55018858

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2015/061595 WO2016002300A1 (ja) 2014-06-30 2015-04-15 タッチパネルシステム及び電子機器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20170102826A1 (ja)
JP (1) JP6117443B2 (ja)
WO (1) WO2016002300A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2020129415A (ja) * 2020-05-26 2020-08-27 株式会社ワコム デュアルコントローラ及びデュアルスタイラス並びにこれらにより実行される方法

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102375274B1 (ko) * 2015-09-10 2022-03-18 삼성디스플레이 주식회사 터치 감지 장치 및 이를 포함하는 표시 장치
EP3159777B1 (en) * 2015-10-20 2024-05-29 LG Display Co., Ltd. Method and circuit for driving touch sensors and display device using the same
WO2017125828A1 (en) * 2016-01-20 2017-07-27 Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. Input device, input/output device, and data processing device
KR102460472B1 (ko) * 2016-12-30 2022-11-01 엘지디스플레이 주식회사 터치 센싱 시스템, 디스플레이 디바이스, 액티브 펜 및 펜 인식 방법
US20180292943A1 (en) * 2017-04-10 2018-10-11 Dell Products L.P. Video Touch Sample Blanking to Avoid Noise on Pen and Touch
US10394373B2 (en) * 2017-10-13 2019-08-27 Sharp Kabushiki Kaisha Active matrix touch panel with narrow bezel
US10528178B2 (en) 2017-10-13 2020-01-07 Sharp Kabushiki Kaisha Capacitive touch sensing with conductivity type determination
WO2019241966A1 (zh) * 2018-06-21 2019-12-26 深圳市汇顶科技股份有限公司 电容检测电路、触控装置及终端设备
CN110209300B (zh) * 2019-05-21 2023-03-28 广州视源电子科技股份有限公司 触控系统的驱动控制方法、装置、驱动装置及触控系统
US11307711B2 (en) * 2019-10-31 2022-04-19 Tactual Labs Co. Nyquist signal to noise reduction
JP2022018722A (ja) * 2020-07-16 2022-01-27 シャープ株式会社 タッチパネル装置
US11550434B2 (en) * 2020-10-19 2023-01-10 Synaptics Incorporated Short-term noise suppression

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010015262A (ja) * 2008-07-01 2010-01-21 Seiko Instruments Inc 静電検出装置及び静電検出方法
JP2010067117A (ja) * 2008-09-12 2010-03-25 Mitsubishi Electric Corp タッチパネル装置
JP2011180854A (ja) * 2010-03-02 2011-09-15 Hitachi Displays Ltd 座標入力装置、およびそれを備えた表示装置
JP2012503831A (ja) * 2008-09-26 2012-02-09 アップル インコーポレイテッド タッチパネルの差動感知
JP2012118763A (ja) * 2010-12-01 2012-06-21 Hitachi Displays Ltd タッチパネル
WO2013030966A1 (ja) * 2011-08-30 2013-03-07 Ｎｌｔテクノロジー株式会社 電子機器、静電容量センサ及びタッチパネル
WO2014042153A1 (ja) * 2012-09-11 2014-03-20 シャープ株式会社 信号処理システム、タッチパネルコントローラ、並びに、これを用いたタッチパネルシステム及び電子機器

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07311647A (ja) * 1994-05-16 1995-11-28 Wacom Co Ltd 位置検出装置及びそのノイズ除去方法
JP2007221433A (ja) * 2006-02-16 2007-08-30 Ricoh Co Ltd Ｏｆｄｍ信号受信方法およびｏｆｄｍ信号受信器
JP5519349B2 (ja) * 2009-05-19 2014-06-11 株式会社ジャパンディスプレイ 表示装置および接触検出装置
US9235305B2 (en) * 2011-06-08 2016-01-12 Sharp Kabushiki Kaisha Coordinate position detection apparatus
WO2013115710A2 (en) * 2012-01-31 2013-08-08 Flatfrog Laboratories Ab Performance monitoring and correction in a touch-sensitive apparatus
JP2013186869A (ja) * 2012-03-12 2013-09-19 Panasonic Corp タッチパネルシステム及びスタイラス及び描画機能設定方法
JP5886139B2 (ja) * 2012-05-30 2016-03-16 シャープ株式会社 タッチセンサシステム

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010015262A (ja) * 2008-07-01 2010-01-21 Seiko Instruments Inc 静電検出装置及び静電検出方法
JP2010067117A (ja) * 2008-09-12 2010-03-25 Mitsubishi Electric Corp タッチパネル装置
JP2012503831A (ja) * 2008-09-26 2012-02-09 アップル インコーポレイテッド タッチパネルの差動感知
JP2011180854A (ja) * 2010-03-02 2011-09-15 Hitachi Displays Ltd 座標入力装置、およびそれを備えた表示装置
JP2012118763A (ja) * 2010-12-01 2012-06-21 Hitachi Displays Ltd タッチパネル
WO2013030966A1 (ja) * 2011-08-30 2013-03-07 Ｎｌｔテクノロジー株式会社 電子機器、静電容量センサ及びタッチパネル
WO2014042153A1 (ja) * 2012-09-11 2014-03-20 シャープ株式会社 信号処理システム、タッチパネルコントローラ、並びに、これを用いたタッチパネルシステム及び電子機器

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2020129415A (ja) * 2020-05-26 2020-08-27 株式会社ワコム デュアルコントローラ及びデュアルスタイラス並びにこれらにより実行される方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP6117443B2 (ja) 2017-04-19
JPWO2016002300A1 (ja) 2017-04-27
US20170102826A1 (en) 2017-04-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6117443B2 (ja) タッチパネルシステム及び電子機器
JP5872738B2 (ja) タッチパネルシステム及び電子機器
JP5905645B2 (ja) タッチパネルシステム及び電子機器
JP5872740B2 (ja) タッチパネルシステム及び電子機器
US20170123568A1 (en) Touch panel system and electronic device
US8884914B2 (en) Method and device for signal detection
JP5886478B2 (ja) タッチパネルシステム
JP6058866B2 (ja) タッチパネルコントローラ、スタイラスペン、タッチパネルシステム、および電子機器
JPWO2016002371A1 (ja) タッチパネルコントローラ、タッチパネルシステム、およびスタイラスペン
US9710075B2 (en) Touch panel system and electronic device
JP6105054B2 (ja) タッチパネル位置検出方法、タッチパネルコントローラ、タッチパネルシステム、及び電子機器
JP5952398B2 (ja) 容量性タッチパネルを感知及びスキャンするための方法及び装置
JP5989937B2 (ja) 信号処理システム、タッチパネルシステム、及び、電子機器
JP2016218857A (ja) タッチペン、タッチパネルシステム、および電子機器
KR101996084B1 (ko) 터치 스크린 패널의 노이즈 저감을 위한 방법 및 장치
JP5406774B2 (ja) タッチ判別装置及び入力装置
WO2016185838A1 (ja) タッチペン、タッチパネルシステムおよび電子機器
WO2016174976A1 (ja) タッチパネルコントローラ、スタイラスペン制御方法、スタイラスペン、タッチパネルシステム、および電子機器
WO2016002372A1 (ja) タッチパネルコントローラ、タッチパネルシステム、及び電子機器
JP4920728B2 (ja) 容量判別装置及び静電容量式タッチパネル
CN110554796B (zh) 应用于触控辨识装置的感测模块及其方法
TWI774779B (zh) 應用於觸控辨識裝置之感測模組及其方法
KR101446471B1 (ko) 복수의 접촉 입력을 감지하는 방법 및 장치
CN102122224B (zh) 一种触控检测的电路模块及方法
TWI774778B (zh) 應用於觸控辨識裝置之感測模組及其方法

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 15814470

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2016531155

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 15310623

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 15814470

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1