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WO2015186229A1 - 直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器 Download PDF

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Publication number
WO2015186229A1
WO2015186229A1 PCT/JP2014/065011 JP2014065011W WO2015186229A1 WO 2015186229 A1 WO2015186229 A1 WO 2015186229A1 JP 2014065011 W JP2014065011 W JP 2014065011W WO 2015186229 A1 WO2015186229 A1 WO 2015186229A1
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WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
power supply
switching element
supply device
capacitor
phase
Prior art date
Application number
PCT/JP2014/065011
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
和徳 畠山
啓介 植村
篠本　洋介
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=54766325&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=WO2015186229(A1) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
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Priority to US15/310,136 priority patent/US10056826B2/en
Priority to PCT/JP2014/065011 priority patent/WO2015186229A1/ja
Priority to JP2016525635A priority patent/JP6211187B2/ja
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a DC power supply device and a refrigeration cycle application device including the same.
  • Patent Document 1 a power supply device equipped with an inverter for driving a compressor motor used in refrigeration cycle application equipment is known.
  • the switching element by operating the switching element at least once in synchronization with the half cycle of the power supply, the conduction angle of the input current is widened to improve the power factor, and the harmonic component of the input current (For example, Patent Document 1 below).
  • Patent Document 1 is intended for a single-phase power source, and when the operation of operating the switching element at least once in synchronization with the half cycle of the power source is performed with a three-phase power source, The flowing current is in an unbalanced state, which may cause a decrease in power factor and an increase in power supply harmonics, and there is a problem of increasing the size and cost of the reactor.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a DC power supply device that can achieve high efficiency and cost reduction, and a refrigeration cycle application device including the DC power supply device.
  • the present invention is a DC power supply device that converts a three-phase alternating current into a direct current and supplies it to a load, and is connected in series between output terminals to the load.
  • the control unit controls the output voltage of the DC power supply device during the charging period of the charging unit, and uses the power factor and harmonic current of the DC power supply device as a reference with respect to the reference phase of the three-phase AC of the charging unit. Control at the charging timing.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a DC power supply device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a switching control state in the DC power supply device shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing each operation mode in the DC power supply device shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing operation waveforms in the DC power supply device shown in FIG.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the relationship between the harmonic generation amount standard value and the ON start phase.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the relationship between the power factor and the ON start phase.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a DC power supply device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a switching control state in the DC power supply device shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing each operation mode in the DC power supply device shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing operation waveforms in the DC power supply device shown
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the relationship between the on-start phase at which the harmonic generation amount standard value is minimized and the on-start phase at which the power factor is maximized with respect to the output power of the DC power supply device.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of the control unit illustrated in FIG. 1.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the output power and the input current of the DC power supply device shown in FIG.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of a DC power supply device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of the control unit illustrated in FIG. 10.
  • FIG. 12 is a diagram showing operation waveforms in the DC power supply device shown in FIG. FIG.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration example of a DC power supply device according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of the control unit illustrated in FIG. 13.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a configuration example of a refrigeration cycle application apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 16 is a diagram showing the relationship between the motor rotation speed and the DC bus voltage in the refrigeration cycle application apparatus shown in FIG.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a DC power supply device 100 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a switching control state in DC power supply device 100 shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing each operation mode in DC power supply device 100 shown in FIG. 1.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating operation waveforms in DC power supply device 100 shown in FIG. 1.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating the relationship between the harmonic generation amount standard value and the ON start phase Tdl1.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the relationship between the power factor and the on-start phase Tdl1.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a DC power supply device 100 according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram showing a switching control state in DC power supply device 100 shown in FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing each operation mode in DC power supply device 100 shown in FIG. 1.
  • FIG. 4 is
  • FIG. 7 is a diagram illustrating the relationship between the on-start phase Tdl1 at which the harmonic generation amount standard value is minimum and the on-start phase Tdl1 at which the power factor is maximum with respect to the output power of the DC power supply device 100.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of the control unit 8 illustrated in FIG. 1.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the relationship between the output power and the input current of DC power supply device 100 shown in FIG.
  • the load 10 converts the three-phase alternating current supplied from the alternating current power source 1 into direct current and supplies it to the load 10.
  • the load 10 may be any load as long as it consumes power with direct current.
  • the load 10 for example, an inverter load that drives a motor of a compressor used in a device to which a refrigeration cycle is applied is assumed, but the load 10 is not limited to this.
  • the DC power supply device 100 includes a rectifier circuit 2 that rectifies three-phase alternating current, a reactor 3 connected to the output side of the rectifier circuit 2, and a capacitor 6a (second capacitor) connected in series between output terminals to a load 10. ) And a capacitor 6b (first capacitor), a charging unit 7 that selectively charges one or both of the capacitor 6a and the capacitor 6b, and a control unit 8 that controls the charging unit 7.
  • the rectifier circuit 2 is a three-phase full-wave rectifier circuit in which six rectifier diodes are connected in a full bridge. In the example shown in FIG. 1, the example in which the reactor 3 is connected to the output side of the rectifier circuit 2 is shown, but a configuration in which the reactor 3 is connected to the input side of the rectifier circuit 2 may be used.
  • the DC power supply device 100 also includes a zero-cross detector 11 that detects a three-phase AC zero-cross point ZC, and a bus voltage detector 12 that detects a DC bus voltage Vdc that is a voltage across the capacitors 6a and 6b.
  • the charging unit 7 includes a switching element 4a (first switching element) that switches between charging and non-charging of the capacitor 6b, and a switching element 4b (second switching element) that switches between charging and non-charging of the capacitor 6a.
  • a backflow prevention element 5a (first backflow prevention element) for preventing the backflow of the charge on the capacitor 6a to the switching element 4a
  • a backflow prevention element 5b (for preventing the backflow of the charge on the capacitor 6b to the switching element 4b).
  • the midpoint of the series circuit composed of the switching elements 4a and 4b and the midpoint of the series circuit composed of the capacitors 6a and 6b are connected.
  • the backflow prevention element 5a is connected in the forward direction from the collector of the switching element 4a toward the connection point between the capacitor 6a and the load 10, and the forward direction from the connection point between the capacitor 6b and the load 10 toward the emitter of the switching element 4b.
  • a backflow prevention element 5b is connected.
  • Capacitors 6a and 6b have the same capacity.
  • semiconductor elements such as a power transistor, a power MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor, Field-Effect Transistor), and an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistors) are used.
  • the control unit 8 controls the DC voltage supplied to the load 10 by performing on / off control of the switching element 4a and the switching element 4b.
  • switching control of the switching element 4a and the switching element 4b by the control unit 8 will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 2 shows four control states A to D (states A to D) as an example of the switching control state in the DC power supply device 100.
  • the reference numerals of the components shown in FIG. 1 are omitted.
  • State A indicates a state in which both the switching element 4a and the switching element 4b are off-controlled. In this state, the capacitor 6a and the capacitor 6b are charged.
  • State B shows a state in which only the switching element 4a is on-controlled. In this state, only the capacitor 6b is charged.
  • State C shows a state in which only the switching element 4b is on-controlled. In this state, only the capacitor 6a is charged.
  • State D shows a short-circuit state in which the two switching elements 4a and 4b are both on-controlled. In this state, neither the capacitor 6a nor the capacitor 6b is charged.
  • the DC voltage supplied to the load 10 is controlled by appropriately switching the states shown in FIG.
  • boost mode a double voltage mode
  • boost mode b boost mode c
  • boost mode c boost mode c
  • step-up mode a the on-duty of switching element 4a and switching element 4b is both 50%.
  • boost mode b the on-duty of switching element 4a and switching element 4b are both less than 50%.
  • boost mode c the on-duty of switching element 4a and switching element 4b is greater than 50%.
  • the switching element 4a and the switching element 4b are always in the OFF control state. As a result, the voltage that is full-wave rectified by the rectifier circuit 2 becomes the output voltage.
  • the OFF timing of the switching element 4a and the ON timing of the switching element 4b are almost simultaneously, and the state B and the state C shown in FIG. 2 are repeated.
  • the output voltage at this time is approximately twice the output voltage in the full-wave rectification mode.
  • step-up mode b a simultaneous OFF period in which both the switching element 4a and the switching element 4b are turned off is provided.
  • state transition of state B ⁇ state A ⁇ state C ⁇ state A shown in FIG. 2 is periodically repeated.
  • the output voltage at this time includes the output voltage in the full-wave rectification mode and the boost mode a (double voltage). Mode) and an intermediate voltage with respect to the output voltage.
  • step-up mode c a period in which one of the switching element 4a and the switching element 4b is turned on and a simultaneous on period in which both the switching element 4a and the switching element 4b are turned on are provided.
  • the state transition of the state D ⁇ C ⁇ D ⁇ B shown in FIG. 2 is periodically repeated, and energy is stored in the reactor 3 in the simultaneous ON period (here, the period of the state D).
  • the output voltage at this time is equal to or higher than the output voltage in the boost mode a (double voltage mode).
  • the DC voltage supplied to the load 10 can be controlled by changing the on-duty of the switching element 4a and the switching element 4b.
  • the charging frequency of the capacitor 6a and the capacitor 6b in each boost mode of DC power supply device 100 will be described.
  • the charging frequency of the capacitor 6a and the capacitor 6b is a period obtained by combining one set of charging period and non-charging period of the capacitor 6a and capacitor 6b, that is, one on period of the switching element 4a and switching element 4b.
  • the switching frequency that is the reciprocal of this one cycle is shown.
  • charge frequency is used to describe the capacitor 6a and the capacitor 6b as a main component
  • switching frequency is used to describe the switching device 4a and the switching device 4b as a main component. explain.
  • the charging frequency of the capacitor 6a and the capacitor 6b is controlled to be 3n times (n is a natural number) the three-phase AC frequency.
  • the DC power supply device 100 sets the switching cycle to 1 / 3n times the three-phase AC cycle T, and sets the ON period Ton1 of the switching element 4a and the ON period Ton2 of the switching element 4b. Turn on control alternately. In this way, the distortion that appears in the current of each phase when switching control is performed occurs in the same phase for each phase, so the waveform of each phase current is shifted by 120 degrees with respect to the power cycle. A similar shape can be obtained, and the unbalance of each phase current of the three-phase alternating current can be eliminated.
  • the switching frequency is set to a frequency other than 3n times the frequency of the three-phase alternating current
  • the waveform of each phase current does not have a similar shape, and the unbalance of each phase current occurs.
  • the switching control is performed in synchronization with the frequency of the three-phase alternating current, an unbalance of each phase current of the three-phase alternating current occurs.
  • the switching frequency of the switching element 4a and the switching element 4b that is, the charging frequency of the capacitor 6a and the capacitor 6b to be 3n times the frequency of the three-phase alternating current
  • Switching of the switching element 4a and the switching element 4b is performed in the same phase of each phase of the three-phase alternating current shifted by 120 degrees with respect to the power cycle. Therefore, even in the boost mode b in which the switching element 4a and the switching element 4b are simultaneously turned off, or in the boosting mode c in which the switching element 4a and the switching element 4b are simultaneously turned on, the waveform of each phase current of the three-phase alternating current Is similar. Therefore, the unbalance of each phase current does not occur, and the distortion rate of each phase current becomes a minimum value, and the power factor can be improved and the harmonic current can be suppressed.
  • a power supply voltage detection unit (not shown) for detecting the power supply voltage is provided to detect the power supply voltage. It is possible to grasp the frequency of the AC power supply 1 by using the zero cross point of the power supply voltage detected by the unit. In addition, by performing switching operation at 3m times (m is a natural number) of 300Hz, which is the least common multiple of 50Hz and 60Hz, it is possible to eliminate the imbalance of each phase current without grasping the frequency of the AC power supply 1. In addition, it is not necessary to provide a power supply voltage detection unit, which contributes to cost reduction.
  • the power factor and harmonic current of the DC power supply device are controlled at the charging timing (ON start phase Tdl1, ON start phase Tdl2) based on the three-phase AC reference phase of the charging unit 7.
  • the on-start phase Tdl1, the on-start phase Tdl2, and the on-start phase Tdl are simply referred to as “Tdl1”, “Tdl2”, and “Tdl”.
  • the on period Ton1, the on period Ton2, and the on period Ton are simply referred to as “Ton1”, “Ton2”, and “Ton”.
  • JIS 61000-3-for the second to 40th harmonic components 100 to 2000 Hz when the frequency of the three-phase alternating current is 50 Hz) of the current flowing in each phase of the three-phase alternating current.
  • harmonic generation is a ratio to the limit value of 2 (1 or less is less than the limit value).
  • FIG. 5 shows the relationship between the harmonic generation standard value (vertical axis) and Tdl1 (horizontal axis).
  • Five curves shown in FIG. 5 represent harmonic generation amount standard values corresponding to output powers having different values. It can be seen that the harmonic generation amount standard value corresponding to each output power changes according to the value of Tdl1 as in the illustrated example.
  • Tdl1 at which the harmonic generation standard value is minimum as shown in the example is a different value depending on the output power. As in the illustrated example, Tdl1 at which the harmonic generation amount standard value is minimum shows a tendency to increase as the output power increases.
  • the unit of Tdl1 is an angle deg. This is an angle when T / 3n is defined as 360 deg.
  • FIG. 6 shows the relationship between the power factor (vertical axis) and Tdl1 (horizontal axis).
  • the five curves shown in FIG. 6 represent power factors corresponding to different output powers.
  • the power factor corresponding to each output power changes according to the value of Tdl1.
  • the value of Tdl1 at which the power factor becomes the maximum is a constant value without being different depending on the output power.
  • FIG. 7 shows Tdl1 (vertical axis) that minimizes the harmonic generation amount standard value when the output power (horizontal axis) is changed, and Tdl1 that maximizes the power factor when the output power is changed. It is shown.
  • the condition that the harmonic generation amount standard value is the minimum (Tdl1 indicated by arrow A in FIG. 5) and the condition that the power factor is the maximum (Tdl1 indicated by arrow B in FIG. 6) are not necessarily the same. You can see that they do not match.
  • Tdl1 tends to increase as the output power decreases (see FIG. 5), when the output power is small, Tdl1 is controlled so that the harmonic generation amount standard value is minimized.
  • Tdl1 When the output power is large, Tdl1 is controlled (arrow in FIG. 6) so that the power factor is maximized (arrow in FIG. 6), so that the current value flowing through the three-phase alternating current at the time of large power can be reduced. If the DC power supply device 100 is configured in this manner, a margin is generated for the allowable current of a breaker (not shown), and the power supplied to the load 10 can be increased. And heating capacity can be improved.
  • the control unit 8 shown in FIG. 8 includes a Tdl data table 20a, a switching unit 21a, a limiting unit 22a, a low-pass filter unit 23a, a subtracting unit 28a, a control unit 24a, a switching unit 25a, a limiting unit 26a, and a first configuration.
  • the driving signal generating unit 27a, the adding unit 29, the limiting unit 22b, and the second driving signal generating unit 27b are configured.
  • the on-timing Tdl1 set so as to minimize the harmonic generation amount standard value or maximize the power factor is tabulated in association with the output power.
  • the Tdl data table 20a is not limited to this.
  • Tdl1 may be associated with the output power.
  • the subtractor 28a obtains a difference between the bus voltage command value Vdc * and the DC bus voltage Vdc, and inputs the difference to the controller 24a.
  • the controller 24a matches the DC bus voltage Vdc with the bus voltage command value Vdc *.
  • the control unit 24a is a means for controlling the DC bus voltage Vdc to coincide with the bus voltage command value Vdc *, such as proportional control (P control), proportional integral control (PI control), proportional integral differential control (PID control). Any control means may be used.
  • the output power shown in FIG. Tdl input directly from the outside of the control unit 8 and Tdl output from the Tdl data table 20a are input to the switching unit 21a.
  • the directly input Tdl is a signal corresponding to Tdl1 that minimizes the harmonic generation amount standard value described above and Tdl1 that maximizes the power factor, and may be any means other than the Tdl data table 20a, for example, a feedback control system. (Not shown).
  • Tdl that is directly input, the Tdl data table 20a becomes unnecessary, and the switching element 4a and the switching element 4b can be controlled with a simple configuration.
  • the feedback control system may cause unstable operation due to the influence of noise or the like, using Tdl output from the Tdl data table 20a effectively reduces power factor and increases power supply harmonics. Can be suppressed.
  • the control unit 8 When the reference signal S is input to the Tdl data table 20a, the Tdl corresponding to the reference signal S is output from the Tdl data table 20a, and this Tdl is input to the switching unit 21a.
  • the switching unit 21a receives Tdl from the Tdl data table 20a and Tdl directly input from the outside. In the switching unit 21a, for example, one Tdl is selected by a user operation or the like, and the selected Tdl is limited. Input to the unit 22 a and the addition unit 29. The upper limit and lower limit values of Tdl input to the limiting unit 22a are limited, and Tdl with the upper limit and lower limit values limited is input to the drive signal generation unit (first drive signal generation unit 27a) of the switching element 4a as Tdl1.
  • the drive signal generation unit first drive signal generation unit 27a
  • the Tdl input to the adder 29 is added with a phase of 1 / 6n
  • the Tdl added with the phase of 1 / 6n is input to the limiting unit 22b
  • the Tdl input to the limiting unit 22b is
  • the upper limit and the lower limit value are limited, and Tdl with the upper limit and the lower limit value limited is input to the drive signal generation unit (second drive signal generation unit 27b) of the switching element 4b as Tdl2.
  • a high frequency component is removed from the DC bus voltage Vdc input to the low-pass filter unit 23a, and a subtraction unit 28a obtains a difference between the DC bus voltage Vdc from which the high frequency component has been removed and the bus voltage command value Vdc *. Is controlled by the control unit 24a.
  • the switching unit 25a receives the control result of the control unit 24a and the ON period Ton directly input from the outside. These signals input to the switching unit 25a are selected by, for example, a user operation, and the selected signal is The Ton input as Ton is input to the limiting unit 26a, and the upper limit and lower limit values of Ton input to the limiting unit 26a are limited, and are output as Ton1 and Ton2.
  • Tdl1, Ton1, and zero cross point ZC are input to the first drive signal generation unit 27a, and the drive signal SW1 of the switching element 4a as shown in FIG. 4 is output from the first drive signal generation unit 27a, for example.
  • Tdl2, Ton2, and zero cross point ZC are input to the second drive signal generation unit 27b, and the drive signal SW2 of the switching element 4b as shown in FIG. 4 is output from the second drive signal generation unit 27b, for example. Is done.
  • control unit 8 delays the ON timing of the switching element 4a by a predetermined phase angle (ON start phase Tdl1) with reference to the zero cross point ZC of the power supply voltage Vrs shown in FIG.
  • a drive signal SW1 that is turned on only during Ton1 is generated, and the on timing of the switching element 4b is delayed by a predetermined phase angle (on start phase Tdl2) with reference to the zero cross point ZC, and then the switching element 4b is turned on during the on period Ton2.
  • a drive signal SW2 that is turned on only for a certain period is generated.
  • the voltage serving as the reference for the on-start phases Tdl1 and Tdl2 is not limited to the voltage at the zero cross point ZC, and may be the value of the power supply voltage at any time other than the zero cross point ZC.
  • the output power of the DC power supply apparatus 100 is used as the reference signal S as an example, but the reference signal S is not limited to the output power. Instead of the output power, one or both of the DC bus voltage Vdc and the bus current detected by the bus current detection unit (not shown) may be used as the reference signal S. As another example, a voltage detected by a voltage detection unit (not shown) that detects a voltage value (input current) on the input side of a three-phase alternating current, and a current that detects a current value on the input side of the three-phase alternating current One or both of the currents detected by the detection unit (not shown) may be used as the reference signal S. Since the input current and the output power have a relationship as shown in FIG. 9, it is possible to expect a cost reduction effect by reducing the number of detection units by adopting a configuration that detects only the input current. In this case, it is assumed that Tdl1 and input current are associated with each other in the Tdl data table 20a.
  • the DC power supply device 100 is a DC power supply device that converts three-phase alternating current into direct current and supplies it to the load 10, and is connected in series between output terminals to the load 10.
  • the control unit 8 controls the output voltage of the DC power supply device 100 in the charging period (Ton1, Ton2) of the charging unit 7, and the power factor and harmonic current of the DC power supply device 100 are controlled by the charging unit 7
  • the control is performed at the charging timing (Tdl1, Tdl2) based on the three-phase AC reference phase (for example, the phase of the power supply voltage Vrs).
  • the ON period Ton1 of the switching element 4a and the ON period Ton2 of the switching element 4b are controlled so as to coincide with the bus voltage command value Vdc *, so that the DC bus voltage Vdc can be stabilized.
  • the on-start phase Tdl1 of the switching element 4a and the on-start phase Tdl2 of the switching element 4b can be changed in order to make the output voltage (DC bus voltage Vdc) detected by the bus voltage detector 12 constant.
  • the DC bus voltage Vdc can be stabilized by the on period Ton1 and the on period Ton2.
  • the power factor and the harmonic current according to the on start phase Tdl1 and the on start phase Tdl2 can be individually controlled.
  • the DC power supply device 100 since the DC power supply device 100 according to the present embodiment can operate from the boost mode a to the boost mode c, it is possible to output a voltage higher than usual.
  • the load 10 when the load 10 is a constant power load, when the voltage is doubled, the current is halved. Thereby, since the current flowing through the load 10 is reduced, the efficiency of the device can be improved.
  • FIG. FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of the DC power supply device 100 according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a configuration example of the control unit 8 illustrated in FIG. 10.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating operation waveforms in DC power supply device 100 shown in FIG. 10. The difference from the first embodiment is that in the DC power supply device 100 shown in FIG. 10, a voltage detection unit 13 that detects the voltage Vp applied to the capacitor 6a and a voltage detection unit 14 that detects the voltage Vn of the capacitor 6b.
  • the same or similar parts as those of the first embodiment are denoted by the same or similar reference numerals and the description thereof is omitted, and only different parts are described here.
  • the control unit 8 shown in FIG. 11 includes a Tdl data table 20a, a switching unit 21a, a limiting unit 22a, a low-pass filter unit 23a, a subtracting unit 28a, a control unit 24a, a switching unit 25a, a limiting unit 26a, and a first configuration.
  • Tdl2 obtained by adding a phase corresponding to 1 / 6n to Tdl1 described above is tabulated in association with output power.
  • the Tdl data table 20b is not limited to this. For example, when a three-phase AC input current is used as the reference signal S, the Tdl data table 20b associates Tdl1 with the input current.
  • Tdl input directly from the outside of the control unit 8 and Tdl output from the Tdl data table 20b are input to the switching unit 21b.
  • Tdl that is directly input is a signal corresponding to Tdl2 obtained by adding a phase corresponding to 1 / 6n to Tdl1 that minimizes the harmonic generation amount standard value and Tdl1 that maximizes the power factor.
  • Any means other than the table 20b may be used, such as a feedback control system (not shown).
  • Tdl that is directly input the Tdl data table 20b becomes unnecessary, and the switching element 4a and the switching element 4b can be controlled with a simple configuration.
  • the feedback control system may cause an unstable operation due to the influence of noise or the like, using Tdl output from the Tdl data table 20b effectively reduces the power factor and increases the power supply harmonics. Can be suppressed.
  • the subtractor 28a obtains the difference between the voltage command Vn * of the capacitor 6b and the output (Vn) of the voltage detector 14, and the difference is input to the controller 24a.
  • the controller 24a uses the output (Vn) as the voltage command. Control to match Vn *.
  • the control unit 24a may be any means for controlling the output (Vn) to match the voltage command Vn *, such as proportional control (P control), proportional integral control (PI control), proportional integral differential control (PID control), and the like. Any control means may be used.
  • the subtractor 28b obtains the difference between the voltage command Vp * of the capacitor 6a and the output (Vp) of the voltage detector 13, and the difference is input to the controller 24b.
  • the controller 24b outputs the difference (Vp) to the voltage command Vp.
  • Control to match * The control unit 24b may be any means that controls the output (Vp) so as to match the voltage command Vp *, such as proportional control (P control), proportional integral control (PI control), proportional integral differential control (PID control). Any control means may be used.
  • the control unit 8 shown in FIG. 11 When the reference signal S is input to the Tdl data table 20a, the Tdl corresponding to the reference signal S is output from the Tdl data table 20a, and this Tdl is input to the switching unit 21a.
  • the switching unit 21a receives Tdl from the Tdl data table 20a and Tdl directly input from the outside. In the switching unit 21a, for example, one Tdl is selected by a user operation or the like, and the selected Tdl is limited. Input to the unit 22a.
  • the upper limit and lower limit values of Tdl input to the limiting unit 22a are limited, and Tdl with the upper limit and lower limit values limited is input to the first drive signal generation unit 27a as Tdl1.
  • a high frequency component is removed from the output (Vn) of the voltage detection unit 14 by the low-pass filter unit 23a, and a subtraction unit 28a obtains a difference between the output (Vn) from which the high frequency component has been removed and the voltage command Vn *. Is controlled by the control unit 24a.
  • the switching unit 25a receives the control result of the control unit 24a and the ON period Ton that is directly input from the outside. These signals input to the switching unit 25a are selected by, for example, a user operation and the selected signal Is input as Ton to the limiting unit 26a, and Ton input to the limiting unit 26a is limited in upper and lower limit values and input as Ton1 to the first drive signal generating unit 27a.
  • the switching unit 21b receives Tdl from the Tdl data table 20b and Tdl directly input from the outside.
  • the switching unit 21b selects one Tdl by, for example, a user operation, and the selected Tdl is limited.
  • Input to the unit 22b The upper limit and lower limit values of Tdl input to the limiting unit 22b are limited, and Tdl with the upper limit and lower limit values limited is input to the second drive signal generation unit 27b as Tdl2.
  • a high frequency component is removed from the output (Vp) of the voltage detection unit 13 by the low pass filter unit 23b, and a subtraction unit 28b obtains a difference between the output (Vp) from which the high frequency component has been removed and the voltage command Vp *. Is controlled by the control unit 24b.
  • the switching unit 25b receives the control result of the control unit 24b and the ON period Ton that is directly input from the outside. These signals input to the switching unit 25b are selected by, for example, a user operation and the selected signal Is input as Ton to the limiting unit 26b, and Ton input to the limiting unit 26b is limited in upper and lower limit values and input as Ton2 to the second drive signal generating unit 27b.
  • Tdl1, Ton1, and zero cross point ZC are input to the first drive signal generation unit 27a, and the drive signal SW1 of the switching element 4a as shown in FIG. 4 is output from the first drive signal generation unit 27a, for example.
  • Tdl2, Ton2, and zero cross point ZC are input to the second drive signal generation unit 27b, and the drive signal SW2 of the switching element 4b as shown in FIG. 4 is output from the second drive signal generation unit 27b, for example. Is done.
  • the control unit 8 of the DC power supply device 100 is configured to independently control the on periods (Ton1, Ton2) and the on start phases (Tdl1, Tdl2).
  • Ton1, Ton2 the on periods
  • Tdl1, Tdl2 the on start phases
  • the drive signal SW1 and the drive signal SW2 are individually controlled.
  • Vp of the capacitor 6a and the voltage of the capacitor 6b It becomes possible to control Vn individually.
  • Vn the imbalance between the voltage Vp and the voltage Vn is eliminated, and it is possible to prevent the voltage from being biased in one capacitor. Therefore, a capacitor having a low withstand voltage can be used, which contributes to cost reduction.
  • a resistor (not shown) for preventing imbalance is inserted in parallel between the capacitor 6a and the capacitor 6b, but the control unit 8 of the present embodiment compensates for imbalance.
  • the drive signal SW1 and the drive signal SW2 are individually controlled, resistance is not necessary, which not only contributes to further cost reduction, but also contributes to higher efficiency because loss due to resistance voltage drop is eliminated. Is possible.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration example of the DC power supply device 100 according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of the control unit 8 illustrated in FIG. 13.
  • the bus voltage detection unit 12 is used instead of the voltage detection unit 13, and the control unit 8 independently sets the on period (Ton1, Ton2) and the on start phase (Tdl1, Tdl2). It is the point comprised so that it may control.
  • Ton1, Ton2 the on period
  • Tdl1, Tdl2 on start phase
  • the same or similar parts as those of the second embodiment are denoted by the same or similar reference numerals, and the description thereof is omitted. Only different parts will be described here.
  • the control unit 8 shown in FIG. 14 includes a subtraction unit 28c in addition to the components of the control unit 8 shown in FIG.
  • the subtractor 28c receives the output (Vn) of the voltage detector 14 and the DC bus voltage Vdc, and the subtractor 28c obtains the difference (Vp). That is, the control unit 8 of the third embodiment can estimate the voltage Vp of the capacitor 6a by subtracting the voltage Vn from the DC bus voltage Vdc, and the second drive signal generation unit 27b can be estimated using this voltage Vp.
  • the drive signal SW2 can be generated. Since other components are the same as those of the control unit 8 of the second embodiment, description thereof is omitted.
  • the same effect as that of the second embodiment can be obtained even in the configuration using the voltage detection unit 14 and the bus voltage detection unit 12.
  • the voltage Vp of the capacitor 6a is estimated using the voltage detector 14 and the bus voltage detector 12, but the voltage detector 13 and the bus voltage detector 12 are used to estimate the voltage Vp of the capacitor 6b. You may comprise so that the voltage Vn may be estimated.
  • FIG. FIG. 15 is a diagram illustrating a configuration example of a refrigeration cycle application apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 16 is a diagram showing the relationship between the motor rotation speed and DC bus voltage Vdc in the refrigeration cycle application apparatus shown in FIG.
  • a refrigeration cycle application device to which DC power supply device 100 of Embodiment 1 is applied will be described.
  • As the refrigeration cycle application equipment to which the DC power supply device 100 according to the first embodiment is applied for example, an air conditioner, a heat pump water heater, a refrigerator, a refrigerator, and the like are assumed.
  • FIG. A refrigeration air conditioner is shown as an example of the load 10. This refrigeration air conditioner includes an inverter 30, a compressor 31, a motor 32, and a refrigeration cycle 33.
  • Embodiment demonstrates the structural example of the refrigerating-cycle application apparatus using the DC power supply device 100 of Embodiment 1, instead of the DC power supply device 100 of Embodiment 1, Embodiment 2 is demonstrated. Alternatively, three DC power supply devices 100 may be used.
  • the inverter 30 is operated by the neutral point voltage (Vdc / 2) of the DC bus voltage Vdc supplied from the DC power supply device 100, and drives the motor 32 built in the compressor 31 at a variable speed and a variable voltage.
  • Vdc / 2 the neutral point voltage
  • Vdc / 2 the DC bus voltage supplied from the DC power supply device 100
  • the DC bus voltage Vdc is controlled to a constant value by controlling the switching element 4a with Ton1 and the switching element 4b with Ton2, and the stable operation of the load 10 is achieved by supplying the DC bus voltage Vdc to the load 10. It becomes possible. Further, by controlling the ON start phase Tdl1 of the switching element 4a and the ON start phase Tdl2 of the switching element 4b, the harmonic generation amount standard value can be reduced, and the harmonic generation amount can be reduced below the limit value. 3 can be reduced in size and weight. Further, by controlling the power factor to be high, the input current at the same load can be reduced, and the power supplied to the load 10 can be improved. Accordingly, it is possible to relatively increase the cooling and heating capabilities.
  • the refrigerating and air-conditioning apparatus operates so as to quickly approach the target temperature by improving the capacity when the difference from the target temperature is large.
  • the inverter 30 increases the rotation speed of the motor 32 and increases the amount of refrigerant compressed by the compressor 31, thereby improving the performance.
  • the voltage value required for driving the motor 32 increases in proportion to the rotational speed of the motor 32 as shown in FIG. 16, and in the case of the motor 32 having a low induced voltage, the motor voltage Vm1 (broken line in the figure) In the case of the motor 32 having a high induced voltage, the motor voltage Vm2 (one-dot chain line in the figure) is obtained.
  • the motor 32 having a high induced voltage is used, the motor 32 can be driven with a small amount of current because the voltage supplied from the inverter 30 increases. Therefore, the loss of the inverter 30 is reduced, and high-efficiency operation is possible.
  • N1 is the upper limit of the maximum number of revolutions at which highly efficient operation is possible. At higher rotation speeds, operation is possible by using the flux-weakening control, but the efficiency increases because the current increases.
  • full-wave rectification mode is achieved in the region up to rotational speed N1, and boosting mode b in the region from rotational speed N1 to rotational speed N2 in accordance with the increase in rotational speed of motor 32.
  • the DC bus voltage Vdc can be boosted by switching to the boost mode a (double voltage mode) at the rotational speed N2 and switching to the boost mode c in the region above the rotational speed N2. Therefore, the motor 32 can be driven with high efficiency and high speed.
  • the inverter 30 operates with a high modulation rate by operating with the DC bus voltage Vdc having a value substantially equal to Vm2, so the number of PWM switching pulses decreases. Therefore, high efficiency can be achieved by reducing the switching loss of the inverter 30 and reducing the high-frequency iron loss of the motor 32. Further, by operating in the boost mode c, it is possible to output a higher voltage than in the boost mode a (double voltage mode). Therefore, high efficiency can be achieved by increasing the induced voltage due to the high number of turns of the motor 32.
  • the switching element 4a and the switching element 4b are controlled so that the DC bus voltage Vdc matches the bus voltage command value Vdc *. Therefore, by varying the bus voltage command value Vdc * according to the rotation speed of the motor 32 and the power of the load 10, it is possible to operate with the optimum DC bus voltage Vdc according to the load 10. Loss can be reduced.
  • the switching frequency of the switching element 4a and the switching element 4b is set to three times the power supply frequency in the full-wave rectification mode and the boost mode a, and the power supply frequencies of 50 Hz and 60 Hz in the boost mode b and the boost mode c.
  • the frequency By setting the frequency to three times the least common multiple (such as 900 Hz), it is possible to operate at maximum efficiency without falling into an overcurrent interruption while minimizing an increase in switching frequency.
  • the efficiency reduction can be compensated for by increasing the number of turns by boosting as described above. Therefore, it is possible to use a motor that can be stably supplied and that is inexpensive.
  • the power supply voltage of the AC power supply 1 supplied to the DC power supply devices 100 of Embodiments 1 to 3 various voltages such as 200 V / 400 V exist. Therefore, when the motor 32 is designed in accordance with each power supply situation for each destination, a plurality of types of motor specifications are generated, and the evaluation load and development load of the motor 32 increase.
  • the DC power supply device 100 according to the first to third embodiments for example, when the three-phase AC power supply voltage is 200V, the DC power supply device 100 is operated in the boost mode a (double voltage mode), and when the three-phase AC power supply voltage is 400V.
  • the DC bus voltage Vdc becomes the same value when the three-phase AC power supply voltage is 200V and when the three-phase AC power supply voltage is 400V, and it is driven with the same motor specifications. Is possible. Further, even when the three-phase AC power supply voltage is 400 V, when operating in the full-wave rectification mode, the DC bus voltage Vdc varies when the power supply voltage varies. For example, when operating in the full-wave rectification mode When the DC bus voltage Vdc is lower than the expected value, the boosting mode b is used to boost the DC bus voltage Vdc, thereby reducing the influence of fluctuations in the power supply voltage and keeping the inverter 20 constant. It is possible to operate with voltage.
  • the switching frequency When the switching frequency is changed from the boost mode a to the boost mode b, the switching frequency is switched in a region where the switching occurs, so that the operation may become unstable. In that case, it is possible to eliminate instability by providing hysteresis or changing the frequency linearly (for example, increasing linearly from 150 Hz to 900 Hz).
  • the switching elements 4a and 4b are alternately turned on at 3n times the frequency of the three-phase AC detected by the power supply voltage detection unit in each boost mode.
  • the waveform of each phase current of the three-phase alternating current becomes similar. Therefore, the unbalance of each phase current does not occur, and the distortion rate of each phase current becomes a minimum value, and the power factor can be improved and the harmonic current can be suppressed.
  • the motor 32 is driven at a high efficiency and at a high speed by switching to the full-wave rectification mode, the boost mode b, the boost mode a (double voltage mode), and the boost mode c according to the increase in the rotation speed of the motor 32. It becomes possible.
  • the motor 32 can be stably supplied and can be used at low cost.
  • the evaluation load and development load of the motor 32 can be reduced.
  • each phase current of the three-phase AC is switched by switching at 3n times the frequency of the three-phase AC obtained from the detection result of the power source voltage detection unit in each boosting mode.
  • the current of each phase does not become unbalanced, and the distortion rate of each phase current becomes a minimum value, so that the power factor can be improved and the harmonic current can be suppressed.
  • a Si-based semiconductor made of silicon Si: silicon
  • a wide band gap (WBG) semiconductor made of silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), or diamond may be used. That is, at least one of the switching element 4a, the switching element 4b, the backflow prevention element 5a, and the backflow prevention element 5b constituting the charging unit 7 may be formed of a wide band gap semiconductor.
  • the switching element and the backflow prevention element formed of such a WBG semiconductor have high voltage resistance and high allowable current density. Therefore, it is possible to reduce the size of the switching element and the backflow prevention element, and by using the downsized switching element and the backflow prevention element, it is possible to reduce the size of the DC power supply device 100 configured using these elements. Become.
  • the switching element and the backflow prevention element formed of such a WBG semiconductor have high heat resistance. Therefore, since the heat sink fins of the heat sink can be downsized and the water cooling unit can be down cooled, the DC power supply device 100 can be further downsized.
  • switching elements and backflow prevention elements formed of WBG semiconductors have low power loss. For this reason, it is possible to increase the efficiency of the switching element and the backflow prevention element, and thus it is possible to increase the efficiency of the DC power supply device 100.
  • both the switching element and the backflow prevention element are formed of a WBG semiconductor
  • any one of the elements may be formed of a WBG semiconductor, and the above-described effects can be obtained.
  • a power transistor, a power MOSFET, or an IGBT is given as an example of a switching element.
  • a super junction structure MOSFET or an insulated gate semiconductor device known as a highly efficient switching element is used. Even if a bipolar transistor or the like is used, the same effect can be obtained.
  • the control unit can be composed of a discrete system such as a CPU (Central Processing Unit), DSP (Digital Signal Processor), or microcomputer (microcomputer), but it can also be an electric circuit element such as an analog circuit or a digital circuit. It may be configured.
  • a CPU Central Processing Unit
  • DSP Digital Signal Processor
  • microcomputer microcomputer
  • the configuration shown in the above embodiment is an example of the configuration of the present invention, and can be combined with another known technique, and a part thereof is omitted without departing from the gist of the present invention. Needless to say, it is possible to change the configuration.
  • the present invention can be applied to a DC power supply device, and is particularly useful as an invention that can achieve high efficiency and cost reduction.

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Abstract

　直流電源装置１００は、三相交流を直流に変換して負荷１０に供給する直流電源装置であって、負荷１０への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂと、第１のコンデンサ６ａおよび第２のコンデンサ６ｂの一方あるいは両方を選択的に充電する充電部７と、充電部７を制御する制御部８と、を備え、制御部８は、直流電源装置１００の出力電圧を、充電部７の充電期間で制御すると共に、直流電源装置１００の力率および高調波電流を、充電部７の三相交流の基準位相を基準とした充電タイミングで制御する。

Description

直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器
　本発明は、直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器に関する。
　従来、冷凍サイクル適用機器に用いられる圧縮機モータを駆動するインバータを搭載した電源装置が知られている。例えば下記特許文献１に示される従来技術では、電源半周期に同期して１回以上スイッチング素子を動作させることで、入力電流の導通角を広げて力率を改善させ、入力電流の高調波成分を低減させている（例えば下記特許文献１）。
特開２０００－２７８９５５号公報
　しかしながら、上記特許文献１に示される従来技術は、単相電源を対象としており、電源半周期に同期させて１回以上スイッチング素子を動作させる動作を、三相電源で行った場合、各相に流れる電流がアンバランス状態となり、力率の低下や電源高調波の増加を招く恐れがあり、リアクトルの大型化やコストアップするという課題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高効率化とコスト低減を図ることができる直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、三相交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、前記負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの一方あるいは両方を選択的に充電する充電部と、前記充電部を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記直流電源装置の出力電圧を、前記充電部の充電期間で制御すると共に、前記直流電源装置の力率および高調波電流を、前記充電部の前記三相交流の基準位相を基準とした充電タイミングで制御する。
　この発明によれば、高効率化とコスト低減を図ることができる、という効果を奏する。
図１は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置の構成例を示す図である。 図２は、図１に示される直流電源装置におけるスイッチング制御状態を示す図である。 図３は、図１に示される直流電源装置における各動作モードを表す図である。 図４は、図１に示される直流電源装置における動作波形を表す図である。 図５は、高調波発生量規格値とオン開始位相との関係を表す図である。 図６は、力率とオン開始位相との関係を表す図である。 図７は、直流電源装置の出力電力に対して、高調波発生量規格値が最小になるオン開始位相と力率が最大になるオン開始位相との関係を表す図である。 図８は、図１に示される制御部の構成例を表す図である。 図９は、図１に示される直流電源装置の出力電力と入力電流の関係を表す図である。 図１０は、本発明の実施の形態２に係る直流電源装置の構成例を示す図である。 図１１は、図１０に示される制御部の構成例を表す図である。 図１２は、図１０に示される直流電源装置における動作波形を表す図である。 図１３は、本発明の実施の形態３に係る直流電源装置の構成例を示す図である。 図１４は、図１３に示される制御部の構成例を表す図である。 図１５は、本発明の実施の形態４に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図である。 図１６は、図１５に示される冷凍サイクル適用機器におけるモータの回転数と直流母線電圧との関係を表す図である。
　以下に、本発明に係る直流電源装置、およびそれを備えた冷凍サイクル適用機器の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係る直流電源装置１００の構成例を示す図である。図２は、図１に示される直流電源装置１００におけるスイッチング制御状態を示す図である。図３は、図１に示される直流電源装置１００における各動作モードを表す図である。図４は、図１に示される直流電源装置１００における動作波形を表す図である。図５は、高調波発生量規格値とオン開始位相Ｔｄｌ１との関係を表す図である。図６は、力率とオン開始位相Ｔｄｌ１との関係を表す図である。図７は、直流電源装置１００の出力電力に対して、高調波発生量規格値が最小になるオン開始位相Ｔｄｌ１と力率が最大になるオン開始位相Ｔｄｌ１との関係を表す図である。図８は、図１に示される制御部８の構成例を表す図である。図９は、図１に示される直流電源装置１００の出力電力と入力電流の関係を表す図である。
　図１に示される直流電源装置１００は、交流電源１から供給される三相交流を直流に変換して負荷１０に供給する。負荷１０は、直流で電力消費を行う負荷であれば、どのようなものであってもよい。ここでは、負荷１０として、例えば冷凍サイクルを適用する機器に用いられる圧縮機のモータを駆動するインバータ負荷を想定しているが、負荷１０はこれに限定されるものではない。
　直流電源装置１００は、三相交流を整流する整流回路２と、整流回路２の出力側に接続されたリアクトル３と、負荷１０への出力端子間に直列接続されたコンデンサ６ａ（第２のコンデンサ）およびコンデンサ６ｂ（第１のコンデンサ）と、これらコンデンサ６ａおよびコンデンサ６ｂの一方あるいは両方を選択的に充電する充電部７と、充電部７を制御する制御部８とを備えている。整流回路２は、６つの整流ダイオードがフルブリッジ接続された三相全波整流回路である。なお、図１に示す例では、リアクトル３を整流回路２の出力側に接続した例を示したが、整流回路２の入力側に接続した構成であってもよい。
　また直流電源装置１００は、三相交流のゼロクロス点ＺＣを検出するゼロクロス検出部１１と、コンデンサ６ａとコンデンサ６ｂの両端電圧である直流母線電圧Ｖｄｃを検出する母線電圧検出部１２を備える。
　充電部７は、コンデンサ６ｂの充電と非充電とをスイッチングするスイッチング素子４ａ（第１のスイッチング素子）と、コンデンサ６ａの充電と非充電とをスイッチングするスイッチング素子４ｂ（第２のスイッチング素子）と、コンデンサ６ａの充電電荷のスイッチング素子４ａへの逆流を防止する逆流防止素子５ａ（第１の逆流防止素子）と、コンデンサ６ｂの充電電荷のスイッチング素子４ｂへの逆流を防止する逆流防止素子５ｂ（第２の逆流防止素子）とを備えている。
　スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂからなる直列回路の中点とコンデンサ６ａおよびコンデンサ６ｂからなる直列回路の中点とが接続されている。スイッチング素子４ａのコレクタからコンデンサ６ａと負荷１０との接続点に向けて順方向に逆流防止素子５ａが接続され、コンデンサ６ｂと負荷１０との接続点からスイッチング素子４ｂのエミッタに向けて順方向に逆流防止素子５ｂが接続されている。
　コンデンサ６ａおよびコンデンサ６ｂの容量は、同一である。また、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂとしては、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｓ）等の半導体素子が用いられる。
　制御部８は、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂをオンオフ制御することにより、負荷１０に供給する直流電圧を制御する。以下、この制御部８によるスイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂのスイッチング制御について、図１～３を参照して説明する。
　図２には、直流電源装置１００におけるスイッチング制御状態の一例としてＡからＤまでの４つの制御状態（状態Ａ～Ｄ）が示されている。なお図２では、図１に示される各構成要素の符号を省略している。
　状態Ａは、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂが双方ともオフ制御されている状態を示している。この状態では、コンデンサ６ａおよびコンデンサ６ｂの充電が行われる。
　状態Ｂは、スイッチング素子４ａのみオン制御されている状態を示している。この状態では、コンデンサ６ｂのみ充電が行われる。
　状態Ｃは、スイッチング素子４ｂのみオン制御されている状態を示している。この状態では、コンデンサ６ａのみ充電が行われる。
　状態Ｄは、２つのスイッチング素子４ａ，４ｂが双方ともオン制御されている短絡状態を示している。この状態では、コンデンサ６ａおよびコンデンサ６ｂの双方の充電が行われない。
　本実施の形態では、図２に示す各状態を適宜切り替えることにより、負荷１０に供給する直流電圧を制御する。
　図３に示すように、本実施の形態に係る直流電源装置１００における動作モードとしては、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とした全波整流モードと、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂを交互にオン制御する昇圧モードとを有している。
　昇圧モードとしては、昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｂ、昇圧モードｃの３種類がある。昇圧モードａでは、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂのオンデューティが何れも５０％である。昇圧モードｂでは、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂのオンデューティが、いずれも５０％未満である。昇圧モードｃでは、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂのオンデューティが５０％よりも大きい。
　全波整流モードでは、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂを常時オフ制御状態とする。このことにより、整流回路２により全波整流された電圧が出力電圧となる。
　昇圧モードａでは、スイッチング素子４ａのオフタイミングとスイッチング素子４ｂのオンタイミングとがほぼ同時となり、図２に示す状態Ｂと状態Ｃとが繰り返される。このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧の略２倍となる。なお、実際にはスイッチング素子４ａとスイッチング素子４ｂが同時オンすると、短絡電流が流れるため数μｓ程度のデッドタイムを設けることが望ましい。
　昇圧モードｂでは、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂが共にオフとなる同時オフ期間を設けている。このとき、図２に示す状態Ｂ→状態Ａ→状態Ｃ→状態Ａの状態遷移が周期的に繰り返され、このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧と、昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧との中間電圧となる。
　昇圧モードｃでは、スイッチング素子４ａとスイッチング素子４ｂの一方がオンとなる期間と、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂが共にオンとなる同時オン期間とを設けている。このとき、図２に示す状態Ｄ→Ｃ→Ｄ→Ｂの状態遷移が周期的に繰り返され、この同時オン期間（ここでは状態Ｄの期間）において、リアクトル３にエネルギーが蓄えられる。このときの出力電圧は、昇圧モードａ（倍電圧モード）における出力電圧以上の電圧となる。
　このように、本実施の形態では、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂのオンデューティを変化させることにより、負荷１０に供給する直流電圧を制御することが可能である。
　次に、図１を参照して、本実施の形態に係る直流電源装置１００の各昇圧モードにおけるコンデンサ６ａおよびコンデンサ６ｂの充電周波数について説明する。ここで、コンデンサ６ａおよびコンデンサ６ｂの充電周波数とは、コンデンサ６ａおよびコンデンサ６ｂの１組の充電期間と非充電期間とを組み合わせた期間、すなわちスイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂの１組のオン期間とオフ期間とを組み合わせた期間を、１周期とするとき、この１周期の逆数であるスイッチング周波数を示すものとする。なお、以下の説明では、コンデンサ６ａおよびコンデンサ６ｂを主体とする表現においては「充電周波数」を用いて説明し、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂを主体とする表現においては「スイッチング周波数」を用いて説明する。
　本実施の形態に係る直流電源装置１００では、コンデンサ６ａおよびコンデンサ６ｂの充電周波数が、三相交流の周波数の３ｎ倍（ｎは自然数）となるように制御する。具体的には、直流電源装置１００は、図４に示すようにスイッチング周期を三相交流の周期Ｔの１／３ｎ倍とし、スイッチング素子４ａのオン期間Ｔｏｎ１、およびスイッチング素子４ｂのオン期間Ｔｏｎ２として交互にオン制御する。このようにすれば、スイッチング制御を行った際に各相電流に現れる歪みが、各相毎に等しい位相となって発生するため、各相電流の波形を電源周期に対して１２０度ずつずれた相似形とすることができ、三相交流の各相電流の不平衡を解消することができる。
　これに対し、スイッチング周波数を三相交流の周波数の３ｎ倍以外の周波数とした場合には、各相電流の波形が相似形とならず、各相電流の不平衡が生じることとなる。また、三相交流の周波数に同期してスイッチング制御を行う場合においても同様に、三相交流の各相電流の不平衡が生じる。
　すなわち、三相交流の周波数の３ｎ倍でスイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂのスイッチングが行われず、各相毎に異なる位相でスイッチングが行われた場合には、各相電流の不平衡が生じることとなり、延いては、各相電流の歪み率が大きくなり、力率の悪化や高調波電流の増加を招くこととなる。
　本実施の形態では、上述したように、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数、すなわちコンデンサ６ａおよびコンデンサ６ｂの充電周波数が、三相交流の周波数の３ｎ倍となるように制御することにより、電源周期に対して１２０度ずつずれた三相交流の各相の同一位相で、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂのスイッチングが行われる。そのため、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂの同時オフ期間が生じる昇圧モードｂや、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂの同時オン期間が生じる昇圧モードｃであっても、三相交流の各相電流の波形が相似形となる。従って、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
　また、ｎ＝１、すなわち三相交流の周波数の３倍で、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂを交互にオン制御するようにすれば、ノイズの発生量も少なく、同一の系統に接続された他の機器に与える影響を少なくすることが可能となる。
　また、電源周波数としては５０Ｈｚおよび６０Ｈｚが広く用いられており、設置場所に応じて使い分ける必要がある場合には、電源電圧を検出する電源電圧検出部（図示せず）を設け、この電源電圧検出部で検出された電源電圧のゼロクロス点を用いることにより、交流電源１の周波数を把握することが可能である。また、５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの最小公倍数である３００Ｈｚの３ｍ倍（ｍは自然数）でスイッチング動作を行うことにより、交流電源１の周波数を把握することなく各相電流の不平衡を解消することが可能であり、電源電圧検出部を設ける必要がなくなるため低コスト化にも寄与する。
　次に、直流電源装置の力率および高調波電流を、充電部７の三相交流の基準位相を基準とした充電タイミング（オン開始位相Ｔｄｌ１、オン開始位相Ｔｄｌ２）で制御する例を説明する。なお、以下では、特に言及しない限り、オン開始位相Ｔｄｌ１、オン開始位相Ｔｄｌ２、およびオン開始位相Ｔｄｌを、単に「Ｔｄｌ１」、「Ｔｄｌ２」、「Ｔｄｌ」と称する。またオン期間Ｔｏｎ１、オン期間Ｔｏｎ２、およびオン期間Ｔｏｎを、単に「Ｔｏｎ１」、「Ｔｏｎ２」、「Ｔｏｎ」と称する。
　図４に示されるＴｏｎ１、Ｔｏｎ２、Ｔｄｌ１、Ｔｄｌ２、およびＴ／６ｎの関係は、Ｔｏｎ１＝Ｔｏｎ２＝Ｔ／６ｎ（スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂのオンデューティは５０％）であり、Ｔｄｌ２＝Ｔｄｌ１＋Ｔ／６ｎである。このような条件において、三相交流の各相に流れる電流の２次～４０次の高調波成分（三相交流の周波数が５０Ｈｚの場合は、１００～２０００Ｈｚ）に対して、例えばＪＩＳ６１０００－３－２の限度値に対する割合である高調波発生量規格値（１以下は限度値以下）がある。
　図５には、高調波発生量規格値（縦軸）とＴｄｌ１（横軸）との関係が示されている。図５に示される５つの曲線は、値が異なる出力電力に対応した高調波発生量規格値を表している。図示例のように各出力電力に対応する高調波発生量規格値は、Ｔｄｌ１の値に応じて変化することがわかる。また、図示例のように高調波発生量規格値が最小となるＴｄｌ１は、矢印Ａで示されるように、出力電力に応じて異なる値となる。図示例のように、高調波発生量規格値が最小となるＴｄｌ１は、出力電力が大きいほど大きくなる傾向を示す。なお、Ｔｄｌ１の単位は角度ｄｅｇとなっているが、これはＴ／３ｎを３６０ｄｅｇと定義した場合の角度である。
　高調波発生量規格値が最小となる条件（矢印Ａで示されるＴｄｌ１の値）でスイッチング動作をさせることにより、限度値に対して余裕が生まれる。そのため、リアクトル３のインダクタンス値を低下させた場合においても、高調波発生量を限度値以下にすることが可能となり、リアクトル３の更なる小型化による軽量化や、コスト削減効果を得ることができる。
　図６には、力率（縦軸）とＴｄｌ１（横軸）との関係が示されている。図６に示される５つの曲線は、異なる出力電力に対応した力率を表している。図示例のように各出力電力に対応する力率は、Ｔｄｌ１の値に応じて変化する。ところが、力率が最大となるＴｄｌ１の値は、矢印Ｂで示されるように、出力電力に応じて異なることなく、一定の値となる。
　図７には、出力電力（横軸）を変化させたときにおける高調波発生量規格値が最小となるＴｄｌ１（縦軸）と、出力電力を変化させたときにおける力率が最大となるＴｄｌ１とが示されている。図示例のように、高調波発生量規格値が最小となる条件（図５の矢印Ａで示されるＴｄｌ１）と力率が最大となる条件（図６の矢印Ｂで示されるＴｄｌ１）とは必ずしも一致しないことがわかる。ただし、高調波発生量規格値は、出力電力が小さいほど大きくなる傾向があるため（図５参照）、出力電力が小さい場合には高調波発生量規格値が最小となるようにＴｄｌ１を制御し、出力電力が大きい場合には力率が最大となるようＴｄｌ１を制御（図６の矢印）することで、大電力時の三相交流に流れる電流値を低下させることが可能となる。このように直流電源装置１００を構成すれば、ブレーカ（図示せず）の許容電流に対して余裕が生まれ、さらに負荷１０に供給する電力を増加させることが可能となり、例えば冷凍サイクル適用機器では冷房や暖房能力を向上させることが可能となる。
　次に、スイッチング素子４ａとスイッチング素子４ｂのオン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２と、オン開始位相Ｔｄｌ１、Ｔｄｌ２を制御する構成を説明する。
　図８に示される制御部８は、主たる構成としてＴｄｌデータテーブル２０ａ、切替部２１ａ、制限部２２ａ、ローパスフィルタ部２３ａ、減算部２８ａ、制御部２４ａ、切替部２５ａ、制限部２６ａ、第１の駆動信号生成部２７ａ、加算部２９、制限部２２ｂ、および第２の駆動信号生成部２７ｂを有して構成されている。
　Ｔｄｌデータテーブル２０ａには、例えば高調波発生量規格値が最小になりまたは力率が最大となるように設定されたオンタイミングのＴｄｌ１を、出力電力に対応付けてテーブル化したものである。なお、Ｔｄｌデータテーブル２０ａは、これに限定されるものではなく、例えば出力電力が小さい場合には高調波発生量規格値が最小となる、かつ、出力電力が大きい場合には力率が最大となるＴｄｌ１を出力電力に対応付けたものでもよい。
　減算部２８ａでは母線電圧指令値Ｖｄｃ＊と直流母線電圧Ｖｄｃとの差分が求められ、その差分が制御部２４ａに入力され、制御部２４ａは直流母線電圧Ｖｄｃが母線電圧指令値Ｖｄｃ＊に一致するように制御する。制御部２４ａは、比例制御（Ｐ制御）、比例積分制御（ＰＩ制御）、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）など、直流母線電圧Ｖｄｃが母線電圧指令値Ｖｄｃ＊に一致するように制御する手段であれば、如何なる制御手段であってもよい。
　Ｔｄｌデータテーブル２０ａには、例えば図７に示される出力電力が参照信号Ｓとして入力される。切替部２１ａには、制御部８の外部から直接入力されるＴｄｌとＴｄｌデータテーブル２０ａから出力されたＴｄｌとが入力される。直接入力されるＴｄｌは、前述した高調波発生量規格値が最小となるＴｄｌ１や力率が最大となるＴｄｌ１に相当する信号であり、Ｔｄｌデータテーブル２０ａ以外の如何なる手段でもよく、例えばフィードバック制御系（図示せず）などである。直接入力されるＴｄｌを用いることにより、Ｔｄｌデータテーブル２０ａが不要となり、簡易な構成でスイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂの制御が可能となる。一方、フィードバック制御系はノイズなどの影響で不安定な動作を引き起こす可能性があるため、Ｔｄｌデータテーブル２０ａから出力されるＴｄｌを用いることにより、力率の低下や電源高調波の増加を効果的に抑制することが可能となる。
　以下、制御部８の動作を説明する。参照信号ＳがＴｄｌデータテーブル２０ａに入力された場合、Ｔｄｌデータテーブル２０ａではこの参照信号Ｓに対応したＴｄｌが出力され、このＴｄｌは切替部２１ａに入力される。
　切替部２１ａにはＴｄｌデータテーブル２０ａからのＴｄｌと外部から直接入力されたＴｄｌとが入力され、切替部２１ａでは、例えばユーザー操作等により、一方のＴｄｌが選択され、選択されたＴｄｌは、制限部２２ａおよび加算部２９に入力される。制限部２２ａに入力されたＴｄｌは上限および下限値が制限され、上限および下限値が制限されたＴｄｌはＴｄｌ１としてスイッチング素子４ａの駆動信号生成部（第１の駆動信号生成部２７ａ）に入力される。
　また、加算部２９に入力されたＴｄｌには１／６ｎ分の位相が加算され、１／６ｎ分の位相が加算されたＴｄｌは制限部２２ｂに入力され、制限部２２ｂに入力されたＴｄｌは上限および下限値が制限され、上限および下限値が制限されたＴｄｌはＴｄｌ２としてスイッチング素子４ｂの駆動信号生成部（第２の駆動信号生成部２７ｂ）に入力される。
　ローパスフィルタ部２３ａに入力された直流母線電圧Ｖｄｃは高周波成分が除去され、減算部２８ａでは、高周波成分が除去された直流母線電圧Ｖｄｃと母線電圧指令値Ｖｄｃ＊との差分が求められ、その差分が制御部２４ａで制御される。
　切替部２５ａには制御部２４ａの制御結果と外部から直接入力されたオン期間Ｔｏｎとが入力され、切替部２５ａに入力されたこれらの信号は例えばユーザー操作等により選択され、選択された信号はＴｏｎとして制限部２６ａに入力され、制限部２６ａに入力されたＴｏｎは上限および下限値が制限され、Ｔｏｎ１およびＴｏｎ２として出力される。
　第１の駆動信号生成部２７ａにはＴｄｌ１とＴｏｎ１とゼロクロス点ＺＣが入力され、第１の駆動信号生成部２７ａでは、例えば図４に示されるようなスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１が出力される。また、第２の駆動信号生成部２７ｂにはＴｄｌ２とＴｏｎ２とゼロクロス点ＺＣが入力され、第２の駆動信号生成部２７ｂでは、例えば図４に示されるようなスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２が出力される。
　例えば、制御部８は、図４に示される電源電圧Ｖｒｓのゼロクロス点ＺＣを基準として、スイッチング素子４ａのオンタイミングを所定位相角（オン開始位相Ｔｄｌ１）だけ遅らせてから、スイッチング素子４ａをオン期間Ｔｏｎ１の間だけオンさせる駆動信号ＳＷ１を生成すると共に、ゼロクロス点ＺＣを基準として、スイッチング素子４ｂのオンタイミングを所定位相角（オン開始位相Ｔｄｌ２）だけ遅らせてから、スイッチング素子４ｂをオン期間Ｔｏｎ２の間だけオンさせる駆動信号ＳＷ２を生成する。
　なお、オン開始位相Ｔｄｌ１、Ｔｄｌ２の基準となる電圧は、ゼロクロス点ＺＣの電圧に限定されるものではなく、ゼロクロス点ＺＣ以外の任意の時点における電源電圧の値であってもよい。
　なお、本実施の形態では、一例として直流電源装置１００の出力電力が参照信号Ｓとして用いられているが、参照信号Ｓは出力電力に限定されるものではない。出力電力の代わりに、直流母線電圧Ｖｄｃと、母線電流の検出部（図示せず）で検出された母線電流との、一方または両方を参照信号Ｓとして用いてもよい。その他の例としては、三相交流の入力側の電圧値（入力電流）を検出する電圧検出部（図示せず）で検出された電圧と、三相交流の入力側の電流値を検出する電流検出部（図示せず）とで検出された電流との、一方または両方を参照信号Ｓとして用いてもよい。入力電流と出力電力は図９に示すような関係があるため、入力電流のみを検出する構成にすることで、検出部の削減によるコスト低減効果が期待できる。この場合、Ｔｄｌデータテーブル２０ａにはＴｄｌ１と入力電流とが対応付けられているものとする。
　以上に説明したように本実施の形態に係る直流電源装置１００は、三相交流を直流に変換して負荷１０に供給する直流電源装置であって、負荷１０への出力端子間に直列接続されたコンデンサ６ｂ（第１のコンデンサ）およびコンデンサ６ａ（第２のコンデンサ）と、コンデンサ６ｂおよびコンデンサ６ａの一方あるいは両方を選択的に充電する充電部７と、充電部７を制御する制御部８と、を備え、制御部８は、直流電源装置１００の出力電圧を、充電部７の充電期間（Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２）で制御すると共に、直流電源装置１００の力率および高調波電流を、充電部７の三相交流の基準位相（例えば電源電圧Ｖｒｓの位相）を基準とした充電タイミング（Ｔｄｌ１、Ｔｄｌ２）で制御するように構成されている。この構成により、スイッチング素子４ａのオン期間Ｔｏｎ１とスイッチング素子４ｂのオン期間Ｔｏｎ２は、母線電圧指令値Ｖｄｃ＊に一致するよう制御されるため、直流母線電圧Ｖｄｃの安定化が図ることができる。
　また、母線電圧検出部１２により検出された出力電圧（直流母線電圧Ｖｄｃ）を一定にすべく、スイッチング素子４ａのオン開始位相Ｔｄｌ１とスイッチング素子４ｂのオン開始位相Ｔｄｌ２を変化させることが可能となり、オン期間Ｔｏｎ１およびオン期間Ｔｏｎ２による直流母線電圧Ｖｄｃの安定化を図ることができる。またオン開始位相Ｔｄｌ１およびオン開始位相Ｔｄｌ２による力率と高調波電流を個別に制御することが可能となる。
　また、制御部８は、Ｔｏｎ１がＴｏｎ２と等しい値（Ｔｏｎ１＝Ｔｏｎ２）となり、Ｔｄｌ２がＴｄｌ１に１／６ｎを加算した値（Ｔｄｌ１＋１／６ｎ＝Ｔｄｌ２）となるように制御することで、演算負荷を軽減することが可能となるため、安価なマイコン（マイクロコンピュータ）を用いて制御することが可能となり、安価な直流電源装置１００を構成することが可能となる。
　また、本実施の形態の直流電源装置１００により昇圧モードａから昇圧モードｃまでの動作が可能となるため、通常よりも高い電圧を出力することが可能となる。これにより負荷１０を定電力負荷とすると電圧が倍となると、電流は半分となる。これにより負荷１０に流れる電流が低減されるため、機器の効率化を図ることが可能となる。
実施の形態２．
　図１０は、本発明の実施の形態２に係る直流電源装置１００の構成例を示す図である。図１１は、図１０に示される制御部８の構成例を表す図である。図１２は、図１０に示される直流電源装置１００における動作波形を表す図である。実施の形態１との相違点は、図１０に示される直流電源装置１００において、コンデンサ６ａに印加される電圧Ｖｐを検出する電圧検出部１３と、コンデンサ６ｂの電圧Ｖｎを検出する電圧検出部１４とが追加されている点と、制御部８の構成である。以下、実施の形態１と同一または類似の部分には同一または類似の符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
　図１１に示される制御部８は、主たる構成としてＴｄｌデータテーブル２０ａ、切替部２１ａ、制限部２２ａ、ローパスフィルタ部２３ａ、減算部２８ａ、制御部２４ａ、切替部２５ａ、制限部２６ａ、第１の駆動信号生成部２７ａ、Ｔｄｌデータテーブル２０ｂ、切替部２１ｂ、制限部２２ｂ、ローパスフィルタ部２３ｂ、減算部２８ｂ、制御部２４ｂ、切替部２５ｂ、制限部２６ｂ、および第２の駆動信号生成部２７ｂを有して構成されている。
　Ｔｄｌデータテーブル２０ｂには、前述したＴｄｌ１に１／６ｎ分の位相を加算したＴｄｌ２を、出力電力に対応付けてテーブル化したものである。なお、Ｔｄｌデータテーブル２０ｂは、これに限定されるものではなく、例えば参照信号Ｓとして三相交流の入力電流を用いる場合、Ｔｄｌデータテーブル２０ｂにはＴｄｌ１と入力電流とが対応付けられているものとする。
　切替部２１ｂには、制御部８の外部から直接入力されるＴｄｌとＴｄｌデータテーブル２０ｂから出力されたＴｄｌとが入力される。直接入力されるＴｄｌは、前述した高調波発生量規格値が最小となるＴｄｌ１や力率が最大となるＴｄｌ１に、１／６ｎ分の位相が加算されたＴｄｌ２に相当する信号であり、Ｔｄｌデータテーブル２０ｂ以外の如何なる手段でもよく、例えばフィードバック制御系（図示せず）などである。直接入力されるＴｄｌを用いることにより、Ｔｄｌデータテーブル２０ｂが不要となり、簡易な構成でスイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂの制御が可能となる。一方、フィードバック制御系はノイズなどの影響で不安定な動作を引き起こす可能性があるため、Ｔｄｌデータテーブル２０ｂから出力されるＴｄｌを用いることにより、力率の低下や電源高調波の増加を効果的に抑制することが可能となる。
　減算部２８ａではコンデンサ６ｂの電圧指令Ｖｎ＊と電圧検出部１４の出力（Ｖｎ）との差分が求められ、その差分が制御部２４ａに入力され、制御部２４ａはこの出力（Ｖｎ）が電圧指令Ｖｎ＊に一致するように制御する。制御部２４ａは、比例制御（Ｐ制御）、比例積分制御（ＰＩ制御）、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）など、出力（Ｖｎ）が電圧指令Ｖｎ＊に一致するように制御する手段であれば、如何なる制御手段であってもよい。
　減算部２８ｂではコンデンサ６ａの電圧指令Ｖｐ＊と電圧検出部１３の出力（Ｖｐ）との差分が求められ、その差分が制御部２４ｂに入力され、制御部２４ｂは出力（Ｖｐ）が電圧指令Ｖｐ＊に一致するように制御する。制御部２４ｂは、比例制御（Ｐ制御）、比例積分制御（ＰＩ制御）、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）など、出力（Ｖｐ）が電圧指令Ｖｐ＊に一致するように制御する手段であれば、如何なる制御手段であってもよい。
　以下、図１１に示される制御部８の動作を説明する。参照信号ＳがＴｄｌデータテーブル２０ａに入力された場合、Ｔｄｌデータテーブル２０ａではこの参照信号Ｓに対応したＴｄｌが出力され、このＴｄｌは切替部２１ａに入力される。
　切替部２１ａにはＴｄｌデータテーブル２０ａからのＴｄｌと外部から直接入力されたＴｄｌとが入力され、切替部２１ａでは、例えばユーザー操作等により、一方のＴｄｌが選択され、選択されたＴｄｌは、制限部２２ａに入力される。制限部２２ａに入力されたＴｄｌは上限および下限値が制限され、上限および下限値が制限されたＴｄｌはＴｄｌ１として第１の駆動信号生成部２７ａに入力される。
　電圧検出部１４の出力（Ｖｎ）はローパスフィルタ部２３ａにより高周波成分が除去され、減算部２８ａでは、高周波成分が除去された出力（Ｖｎ）と電圧指令Ｖｎ＊との差分が求められ、その差分が制御部２４ａで制御される。
　切替部２５ａには制御部２４ａの制御結果と外部から直接入力されたオン期間Ｔｏｎとが入力され、切替部２５ａに入力されたこれらの信号は、例えばユーザー操作等により選択され、選択された信号はＴｏｎとして制限部２６ａに入力され、制限部２６ａに入力されたＴｏｎは上限および下限値が制限され、Ｔｏｎ１として第１の駆動信号生成部２７ａに入力される。
　切替部２１ｂにはＴｄｌデータテーブル２０ｂからのＴｄｌと外部から直接入力されたＴｄｌとが入力され、切替部２１ｂでは、例えばユーザー操作等により、一方のＴｄｌが選択され、選択されたＴｄｌは、制限部２２ｂに入力される。制限部２２ｂに入力されたＴｄｌは上限および下限値が制限され、上限および下限値が制限されたＴｄｌはＴｄｌ２として第２の駆動信号生成部２７ｂに入力される。
　電圧検出部１３の出力（Ｖｐ）はローパスフィルタ部２３ｂにより高周波成分が除去され、減算部２８ｂでは、高周波成分が除去された出力（Ｖｐ）と電圧指令Ｖｐ＊との差分が求められ、その差分が制御部２４ｂで制御される。
　切替部２５ｂには制御部２４ｂの制御結果と外部から直接入力されたオン期間Ｔｏｎとが入力され、切替部２５ｂに入力されたこれらの信号は、例えばユーザー操作等により選択され、選択された信号はＴｏｎとして制限部２６ｂに入力され、制限部２６ｂに入力されたＴｏｎは上限および下限値が制限され、Ｔｏｎ２として第２の駆動信号生成部２７ｂに入力される。
　第１の駆動信号生成部２７ａにはＴｄｌ１とＴｏｎ１とゼロクロス点ＺＣが入力され、第１の駆動信号生成部２７ａでは、例えば図４に示されるようなスイッチング素子４ａの駆動信号ＳＷ１が出力される。また、第２の駆動信号生成部２７ｂにはＴｄｌ２とＴｏｎ２とゼロクロス点ＺＣが入力され、第２の駆動信号生成部２７ｂでは、例えば図４に示されるようなスイッチング素子４ｂの駆動信号ＳＷ２が出力される。
　以上に説明したように本実施の形態に係る直流電源装置１００の制御部８は、オン期間（Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２）とオン開始位相（Ｔｄｌ１、Ｔｄｌ２）とを、それぞれ独立して制御するように構成されている。この構成により、駆動信号ＳＷ１と駆動信号ＳＷ２が個別に制御され、例えばコンデンサ６ａの静電容量とコンデンサ６ｂの静電容量との差がある場合においても、コンデンサ６ａの電圧Ｖｐとコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎを個別に制御することが可能となる。この制御により、電圧Ｖｐと電圧Ｖｎのアンバランスが解消され、一方のコンデンサに電圧が偏ることを防止することができる従って耐圧が低いコンデンサを使用できるため低コスト化に寄与する。なお、コンデンサ６ａとコンデンサ６ｂには、それぞれ並列にアンバランス防止用の抵抗（図示せず）を入れることが一般的であるが、本実施の形態の制御部８では、アンバランスを補償するように駆動信号ＳＷ１と駆動信号ＳＷ２が個別に制御されるため、抵抗が不要となり、さらなる低コスト化に寄与するだけでなく、抵抗の電圧降下による損失がなくなるため、高効率化にも寄与することが可能である。
実施の形態３．
　図１３は、本発明の実施の形態３に係る直流電源装置１００の構成例を示す図である。図１４は、図１３に示される制御部８の構成例を表す図である。実施の形態２との相違点は、電圧検出部１３の代わりに母線電圧検出部１２が用いられ、制御部８がオン期間（Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２）とオン開始位相（Ｔｄｌ１、Ｔｄｌ２）とをそれぞれ独立して制御するように構成されている点である。以下、実施の形態２と同一または類似の部分には同一または類似の符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
　図１４に示される制御部８は、図１１に示される制御部８の各構成要素に加えて減算部２８ｃを備えている。減算部２８ｃには電圧検出部１４の出力（Ｖｎ）と直流母線電圧Ｖｄｃとが入力され、減算部２８ｃではその差分（Ｖｐ）が求められる。すなわち実施の形態３の制御部８は、直流母線電圧Ｖｄｃから電圧Ｖｎを減ずることにより、コンデンサ６ａの電圧Ｖｐを推定することができ、この電圧Ｖｐを用いて第２の駆動信号生成部２７ｂが駆動信号ＳＷ２を生成することができる。その他の構成要素は実施の形態２の制御部８と同一のため説明を省略する。このように電圧検出部１４と母線電圧検出部１２と用いた構成でも実施の形態２と同様の効果を得ることができる。なお、実施の形態３では、電圧検出部１４と母線電圧検出部１２を用いてコンデンサ６ａの電圧Ｖｐを推定しているが、電圧検出部１３と母線電圧検出部１２とを用いてコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎを推定するように構成してもよい。
実施の形態４．
　図１５は、本発明の実施の形態４に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図である。図１６は、図１５に示される冷凍サイクル適用機器におけるモータの回転数と直流母線電圧Ｖｄｃとの関係を表す図である。本実施の形態では、実施の形態１の直流電源装置１００を適用した冷凍サイクル適用機器について説明する。実施の形態１の直流電源装置１００を適用した冷凍サイクル適用機器としては、例えば、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、および冷凍機等を想定しており、図１５には、直流電源装置１００の負荷１０の一例として冷凍空調装置が示されている。この冷凍空調装置は、インバータ３０、圧縮機３１、モータ３２、冷凍サイクル３３を有して構成されている。なお、本実施の形態では実施の形態１の直流電源装置１００を用いた冷凍サイクル適用機器の構成例を説明しているが、実施の形態１の直流電源装置１００の代わりに、実施の形態２または３の直流電源装置１００を用いてもよい。
　インバータ３０は、直流電源装置１００から供給される直流母線電圧Ｖｄｃの中性点電圧（Ｖｄｃ／２）により動作し、圧縮機３１に内蔵されるモータ３２を可変速度、可変電圧で駆動する。モータ３２が駆動することにより、圧縮機３１では冷凍サイクル３３内の冷媒が圧縮され、冷凍サイクル３３を動作させることで冷房や暖房など所望の動作が行われる。このように構成された冷凍サイクル適用機器では、実施の形態１～３に係る直流電源装置１００により得られる効果を享受することができる。
　すなわち、スイッチング素子４ａをＴｏｎ１で制御し、スイッチング素子４ｂをＴｏｎ２で制御することで直流母線電圧Ｖｄｃが一定値に制御され、直流母線電圧Ｖｄｃを負荷１０に供給することで負荷１０の安定動作が可能となる。またスイッチング素子４ａのオン開始位相Ｔｄｌ１と、スイッチング素子４ｂのオン開始位相Ｔｄｌ２を制御することで高調波発生量規格値が低減され、高調波発生量を限度値以下にすることが可能となり、リアクトル３の小型軽量化を実現可能である。また高力率となるように制御することで同一負荷時の入力電流を低減させることができ、さらに負荷１０に供給する電力を向上することが可能となる。従って、冷房や暖房の能力を相対的に大きくすることが可能となる。
　また、本実施の形態に係る冷凍サイクル適用機器によれば以下の効果も得られる。一般に、冷凍空調装置は、目標温度との差が大きい場合には能力を向上させて、迅速に目標温度に近づけるよう動作する。このとき、インバータ３０は、モータ３２の回転数を増加させて、圧縮機３１で圧縮する冷媒量を増加させることで能力を向上させる。モータ３２の駆動に必要な電圧値は、図１６に示すようにモータ３２の回転数に比例して増加し、誘起電圧が低いモータ３２の場合にはモータ電圧Ｖｍ１（図中の破線）のような特性となり、誘起電圧が高いモータ３２の場合にはモータ電圧Ｖｍ２（図中の一点鎖線）のような特性となる。誘起電圧が高いモータ３２を用いた場合、インバータ３０から供給される電圧が増加する分、少ない電流でモータ３２を駆動することが可能である。そのため、インバータ３０の損失が小さくなり、高効率な運転が可能となる。
　しかしながら、全波整流モードで動作させた場合、直流母線電圧Ｖｄｃが低いため、高効率な運転が可能な最大回転数はＮ１が上限値となる。それ以上の回転数では、弱め磁束制御を用いることで運転が可能であるが、電流が増加するため効率は悪化することとなる。
　実施の形態１～３の直流電源装置１００では、モータ３２の回転数の上昇に応じて、回転数Ｎ１までの領域では全波整流モード、回転数Ｎ１から回転数Ｎ２までの領域では昇圧モードｂ、回転数Ｎ２では昇圧モードａ（倍電圧モード）、回転数Ｎ２以上の領域では昇圧モードｃへと切り替えることで、直流母線電圧Ｖｄｃを昇圧することができる。そのため、モータ３２を高効率かつ高速で駆動させることが可能となる。また、回転数Ｎ１以上の領域では、Ｖｍ２と略等しい値の直流母線電圧Ｖｄｃで動作させることにより、インバータ３０は変調率が高い状態で動作するため、ＰＷＭによるスイッチングパルス数が減少する。従って、インバータ３０のスイッチング損失の低減や、モータ３２の高周波鉄損の低減による高効率化を図ることができる。また、昇圧モードｃで動作させることにより、昇圧モードａ（倍電圧モード）よりもさらに高い電圧を出力可能である。従って、モータ３２の高巻数化による誘起電圧の増加による高効率化を図ることができる。
　また直流電源装置１００では、直流母線電圧Ｖｄｃが母線電圧指令値Ｖｄｃ＊に一致するよう、スイッチング素子４ａとスイッチング素子４ｂが制御される。そのため、モータ３２の回転数や負荷１０の電力に応じて、母線電圧指令値Ｖｄｃ＊を可変することにより、負荷１０に合わせた最適な直流母線電圧Ｖｄｃで動作させることが可能となり、インバータ３０の損失低減を図ることが可能である。
　三相電源の場合、スイッチング素子４ａとスイッチング素子４ｂのスイッチング周波数は、全波整流モードおよび昇圧モードａでは電源周波数の３倍の周波数にし、昇圧モードｂおよび昇圧モードｃでは電源周波数５０Ｈｚと６０Ｈｚの最小公倍数の３倍の周波数（９００Ｈｚ等）にすることで、スイッチング周波数の上昇を最小限に抑えつつ、過電流遮断に陥ることなく最大効率での動作が可能となる。
　また、近年、ネオジウム（Ｎｄ）やディスプロシウム（Ｄｙ）などの高価かつ安定供給が困難な希土類磁石を使用したモータから、希土類磁石を用いないモータへの移行検討が進んでいるが、効率低下および減磁耐力の低下が課題となっている。実施の形態１～３の直流電源装置１００では、上述したように効率低下を昇圧による高巻数化で補うことが可能であり、また、減磁耐力の低下については、昇圧による弱め磁束制御の抑制を図ることが可能となり、安定供給が可能、かつ、安価なモータを使用することが可能となる。
　また、実施の形態１～３の直流電源装置１００に供給される交流電源１の電源電圧としては、２００Ｖ／４００Ｖなど様々な電圧が存在する。そのため、仕向地毎の各電源事情に併せてモータ３２を設計するとモータ仕様が複数種類となり、モータ３２の評価負荷や開発負荷が増大する。実施の形態１～３の直流電源装置１００では、例えば、三相交流の電源電圧が２００Ｖの場合には昇圧モードａ（倍電圧モード）で動作させ、三相交流の電源電圧が４００Ｖの場合には全波整流モードで動作させることで、直流母線電圧Ｖｄｃが三相交流の電源電圧が２００Ｖの場合と三相交流の電源電圧が４００Ｖの場合とで同値となり、同一のモータ仕様で駆動することが可能となる。さらに、三相交流の電源電圧が４００Ｖの場合においても、全波整流モードで動作させた場合、電源電圧が変動すると直流母線電圧Ｖｄｃが変動するが、例えば、全波整流モードで動作させた場合に直流母線電圧Ｖｄｃが想定値よりも低くなる場合には、昇圧モードｂを用いて直流母線電圧Ｖｄｃを昇圧することにより、電源電圧の変動による影響を低減することが可能となり、インバータ２０を一定電圧で動作させることが可能となる。昇圧モードａから昇圧モードｂでスイッチング周波数を変化させると、相互に移行する領域でスイッチング周波数が切り替わるため、動作が不安定になる虞がある。その場合、ヒステリシスを設けたり、周波数をリニアに変化させる（例えば１５０Ｈｚから９００Ｈｚにリニアに増加）ことにより、不安定を解消することが可能となる。
　さらに、交流電源１が三相交流電源である場合には、各昇圧モードにおいて、電源電圧検出部で検出された三相交流の周波数の３ｎ倍で、スイッチング素子４ａおよびスイッチング素子４ｂを交互にオン制御することにより、三相交流の各相電流の波形が相似形となる。従って、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
　以上説明したように、本実施の形態に係る冷凍サイクル適用機器によれば、実施の形態１～３の直流電源装置１００により得られる効果を享受することができる。
　また、モータ３２の回転数の上昇に応じて、全波整流モード、昇圧モードｂ、昇圧モードａ（倍電圧モード）、昇圧モードｃへと切り替えることで、モータ３２を高効率かつ高速で駆動させることが可能となる。
　また、モータ３２の高巻数化による誘起電圧の増加による高効率化が図れるので、安定供給が可能、かつ、安価なモータ３２を使用することが可能となる。
　また、モータ仕様を変更することなく異なる電源電圧に対応することが可能であるので、モータ３２の評価負荷や開発負荷を軽減することができる。
　また、三相交流電源を供給する場合には、各昇圧モードにおいて、電源電圧検出部の検出結果から得た三相交流の周波数の３ｎ倍でスイッチングを行うことにより、三相交流の各相電流の波形が相似形となり、各相電流の不平衡が生じず、延いては、各相電流の歪み率が極小値となり、力率の改善や高調波電流の抑制が可能となる。
　なお、上述した実施の形態において、充電部７を構成するスイッチング素子や逆流防止素子としては、一般的には珪素（Ｓｉ：シリコン）を材料とするＳｉ系半導体を用いるのが主流であるが、炭化珪素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、またはダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）半導体を用いてもよい。すなわち、充電部７を構成するスイッチング素子４ａ、スイッチング素子４ｂ、逆流防止素子５ａ、および逆流防止素子５ｂのうちの少なくとも１つが、ワイドバンドギャップ半導体で形成してもよい。
　このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子や逆流防止素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子や逆流防止素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子や逆流防止素子を用いることにより、これらの素子を用いて構成した直流電源装置１００の小型化が可能となる。
　また、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子や逆流防止素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、直流電源装置１００の一層の小型化が可能になる。
　さらに、このようなＷＢＧ半導体によって形成されたスイッチング素子や逆流防止素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子や逆流防止素子の高効率化が可能であり、延いては直流電源装置１００の高効率化が可能になる。
　なお、スイッチング素子および逆流防止素子の両方がＷＢＧ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がＷＢＧ半導体によって形成されていてもよく、上述した効果を得ることが可能である。
　また、上述した実施の形態では、スイッチング素子として、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴを例として挙げたが、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のＭＯＳＦＥＴや、絶縁ゲート半導体装置、バイポーラトランジスタ等を用いても、同様の効果を得ることが可能である。
　また、制御部は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、マイクロコンピュータ（マイコン）の離散システムで構成可能であるが、その他にもアナログ回路やデジタル回路等の電気回路素子などで構成してもよい。
　なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
　以上のように、本発明は、直流電源装置に適用可能であり、特に、高効率化とコスト低減を図ることができる発明として有用である。
　１　交流電源、２　整流回路、３　リアクトル、４ａ　スイッチング素子（第１のスイッチング素子）、４ｂ　スイッチング素子（第２のスイッチング素子）、５ａ　逆流防止素子（第１の逆流防止素子）、５ｂ　逆流防止素子（第２の逆流防止素子）、６ａ　コンデンサ（第２のコンデンサ）、６ｂ　コンデンサ（第１のコンデンサ）、７　充電部、８　制御部、１０　負荷、１１　ゼロクロス検出部、１２　母線電圧検出部、１３，１４　電圧検出部、２０ａ，２０ｂ　Ｔｄｌデータテーブル、２１ａ，２１ｂ　切替部、２２ａ，２２ｂ　制限部、２３ａ，２３ｂ　ローパスフィルタ部、２４ａ，２４ｂ　制御部、２５ａ，２５ｂ　切替部、２６ａ，２６ｂ　制限部、２７ａ　第１の駆動信号生成部、２７ｂ　第２の駆動信号生成部、２８ａ，２８ｂ，２８ｃ　減算部、２９　加算部、３０　インバータ、３１　圧縮機、３２　モータ、３３　冷凍サイクル、１００　直流電源装置。

Claims (9)

  1. 　三相交流を直流に変換して負荷に供給する直流電源装置であって、
    　前記負荷への出力端子間に直列接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、
    　前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの一方あるいは両方を選択的に充電する充電部と、
    　前記充電部を制御する制御部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、前記直流電源装置の出力電圧を、前記充電部の充電期間で制御すると共に、前記直流電源装置の力率および高調波電流を、前記充電部の前記三相交流の基準位相を基準とした充電タイミングで制御する直流電源装置。
  2. 　前記制御部は、前記第１のコンデンサおよび前記第２のコンデンサの１組の充電期間と非充電期間とを合わせた期間を１周期とするときの当該１周期の逆数である充電周波数が、前記三相交流の周波数の３ｎ倍（ｎは自然数）となるように、前記充電部を制御する請求項１に記載の直流電源装置。
  3. 　前記充電部は、
    　前記第１のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第１のスイッチング素子と、
    　前記第２のコンデンサの充電と非充電とをスイッチングする第２のスイッチング素子と、
    　前記第２のコンデンサの充電電荷の前記第１のスイッチング素子への逆流を防止する第１の逆流防止素子と、
    　前記第１のコンデンサの充電電荷の前記第２のスイッチング素子への逆流を防止する第２の逆流防止素子と、
    　を備え、
    　前記制御部は、
    　前記直流電源装置の出力電圧を、前記第１のスイッチング素子のオン期間と前記第２のスイッチング素子のオン期間とで制御することにより、前記第１のコンデンサの充電期間および非充電期間と、前記第２のコンデンサの充電期間および非充電期間とを制御すると共に、
    　前記直流電源装置の力率および高調波電流を、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の前記三相交流の基準位相を基準としたオン開始位相で制御する請求項１または２に記載の直流電源装置。
  4. 　前記出力電圧を検出する電圧検出部を備え、
    　前記制御部は、
    　前記電圧検出部により検出された出力電圧を一定にすべく、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオン期間を制御すると共に、
    　前記直流電源装置の力率および高調波電流を、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子の前記三相交流の基準位相を基準としたオン開始位相で制御する請求項３に記載の直流電源装置。
  5. 　入力電流を検出する電流検出部を備え、
    　前記制御部は、前記電流検出部で検出された電流に基づいて、前記直流電源装置の力率および高調波電流を、前記三相交流の基準位相を基準とした前記オン開始位相で制御する請求項３に記載の直流電源装置。
  6. 　前記制御部は、前記オン期間と前記オン開始位相とをそれぞれ独立して制御する請求項３から５の何れか１項に記載の直流電源装置。
  7. 　前記第１のスイッチング素子、前記第２のスイッチング素子、前記第１の逆流防止素子、および前記第２の逆流防止素子のうちの少なくとも１つが、ワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項３から６の何れか１項に記載の直流電源装置。
  8. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドである請求項７に記載の直流電源装置。
  9. 　請求項１から８の何れか１項に記載の直流電源装置を備える冷凍サイクル適用機器。
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