WO2014027533A1

WO2014027533A1 - 電源装置および車載用電源装置

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Publication number: WO2014027533A1
Application number: PCT/JP2013/068804
Authority: WO
Inventors: 卓也石垣; 尊衛嶋田; 久保　謙二; 勝弘樋口
Original assignee: 日立オートモティブシステムズ株式会社
Priority date: 2012-08-14
Filing date: 2013-07-10
Publication date: 2014-02-20
Also published as: JP2014039383A

Abstract

　入力電圧に対する出力電圧の応答性が高い、小型かつ安価な電源装置を提供する。　本発明による電源装置は、電源主回路と電源制御回路とを備え、電源主回路は、入力電源の直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換する電圧変換動作を行って、負荷に所定の直流出力電圧を印加することにより当該負荷に電力を供給し、電源制御回路は、電源主回路の電圧変換動作の制御量を生成して電圧変換動作を制御し、電源主回路の所定の直流出力電圧は、定常動作時に、電源主回路の制御量と入力電圧との積に比例し、電源主回路の制御量は、入力直流電圧の逆数を因子として含む。

Description

電源装置および車載用電源装置

　本発明は、電源装置およびこの電源装置を搭載した車載用電源装置に関する。

　ハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）や電気自動車（ＥＶ）で用いられる車載機器用電源装置は、リチウム電池等から構成される高電圧バッテリなどの出力電圧を入力とし、鉛電池等から構成される低電圧バッテリの出力電圧を出力とする電源装置である。したがって、この車載機器用電源装置では、降圧ＤＣ－ＤＣコンバータが用いられている。リチウム電池の出力端には、ＨＥＶやＥＶのモータ駆動用インバータが並列接続されていることが多いため、車載機器用電源装置すなわちＤＣ－ＤＣコンバータへの入力電圧は大きく変動する。

　ＤＣ－ＤＣコンバータで出力電圧を安定化する代表的な制御方法としてＰＩ制御を用いた方法がある。この出力電圧制御方法では、まず電圧指令値と出力電圧を比較し、電圧差分を求める。次のその電圧差分をＰＩ制御し、制御量を求める。最後にその制御量に従い、ＤＣ－ＤＣコンバータの回路のスイッチング半導体素子を駆動する。このＰＩ制御を用いているＤＣ－ＤＣコンバータでは、通常入力電圧をパラメータとして持っておらず、制御量は制御結果である出力電圧をフィードバックして行うため、入力電圧の変動に対する出力電圧の変動が大きい。

　この出力電圧の変動を抑えるために、入力電圧をＰＩ制御の制御パラメータとして組み込む方法が知られている（例えば特許文献１参照）。

特開２０１１－２２３７２９号公報

　特許文献１に記載の電源装置では、ＰＩ制御結果の制御量（デューティ：Ｄｕｔｙ）に、フィードフォワード項として入力電圧（Ｖｉｎ）と出力電圧（Ｖｏｕｔ）の比で決まる値を、加算している。制御量から電源回路の出力電圧までの伝達関数をＧ（ｓ）とおくと、Ｖｏｕｔ＝Ｇ（ｓ）＊（Ｄｕｔｙ＋Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔ）となるため、Ｇ（ｓ）＊Ｄｕｔｙの項は、入力電圧変動に対する出力電圧変動がフィードバックした後に応答し、出力電圧変動の応答性が悪い。その結果、出力の発振やリンギングを抑えるためのコンデンサに過大な容量を必要とするか、起動時のアルゴリズムを別に設けるなどプログラムの追加を招き、電源装置のサイズやコストが増大する原因となる。

（１）請求項１に記載の発明は、電源主回路と電源制御回路とを備え、電源主回路は、入力電源の直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換する電圧変換動作を行って、負荷に所定の直流出力電圧を印加することにより当該負荷に電力を供給し、電源制御回路は、電源主回路の電圧変換動作の制御量を生成して電圧変換動作を制御し、電源主回路の所定の直流出力電圧は、定常動作時に、電源主回路の制御量と入力電圧との積に比例し、電源主回路の制御量は、入力直流電圧の逆数を因子として含むことを特徴とする電源装置である。（２）請求項１１に記載の発明は、請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の電源装置を搭載した車載用電源装置であって、入力電源は車両駆動用モータを駆動するインバータにＤＣ電力を供給する高電圧バッテリであり、記負荷は車載補機および当該車載補機にＤＣ電力を供給する低電圧バッテリであり、電源制御回路のコントローラと、高電圧バッテリのコントローラと、車載補機のコントローラと、低電圧バッテリのコントローラとを制御する上位コントローラを備えることを特徴とする車載用電源装置である。
（３）請求項１５に記載の発明は、電源主回路と電源制御回路とを備え、電源主回路は、入力電源の直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換する電圧変換動作を行って、負荷に所定の直流出力電圧を印加することにより電力を供給し、電源制御回路は、電源主回路の電圧変換動作の制御量を生成して電圧変換動作を制御し、電源主回路の前記所定の直流出力電圧は、定常動作時に、電源主回路の制御量と前記入力電圧との積に比例し、入力電圧と制御量は、電源主回路の出力電圧の端子と、電源制御回路にフィードバックする出力電圧の端子と、を切り離し、電圧指令値端子と、電源制御回路にフィードバックする出力電圧の端子と、に同等の値を入力した状態で、制御回路の入力電圧端子の値を変更した時に、反比例関係になることを特徴とする電源装置である。

　本発明による電源装置を用いることにより、入力電圧に対する出力電圧の応答性が高い、小型かつ安価な電源装置とすることができる。

本発明に係る第１の実施形態の電源装置を含む電動駆動装置の概略図である。本発明に係る第２の実施形態の電源装置を含む電動駆動装置の概略図である。本発明に係る第２の実施形態の電源装置の変形例を含む電動駆動装置の概略図である。本発明に係る第３の実施形態の電源装置を含む電動駆動装置の概略図である。本発明に係る第４の実施形態の電源装置を含む電動駆動装置の概略図である。本発明に係る第５の実施形態の電源装置を含む電動駆動装置の概略図である。本発明に係る第６の実施形態の電源装置を含む電動駆動装置の概略図である。電源装置の動作特性を確認する試験装置のブロック図である。図８の試験装置を用いて確認した、従来の一般的な電源装置の動作特性の図である。図８の試験装置を用いて、従来のＶｉｎ加算制御方式の電源装置の動作特性の図である。図８の試験装置を用いて確認した、本発明に係るＶｉｎ除算制御方式の電源装置の動作特性の図である。本発明による電源装置を含む、電動車両の電源系統の制御を行うコントローラとこれらのコントローラ間のデータ送受信経路の例の概略を示す図である。各コントローラは上位コントローラ１０から制御される構成である。図１２と同様に、電動車両の電源系統の制御を行うコントローラとこれらのコントローラ間のデータ送受信経路のもう一つの例の概略を示す。電源コントローラ３ａが電源装置１内の他のコントローラを直接制御する構成である。

　以下、本発明による電源装置の実施形態を図１～１１を参照して説明する。
（第１の実施形態）
　図１の電源装置１は、電源主回路２と電源制御回路３と入力電源（ＶＨＶ）６と負荷電源（ＶＬＶ）７とを備える。

　なお、入力電源（ＶＨＶ）６は、たとえばリチウムイオン電池等を複数備えた高電圧のバッテリを想定しており、負荷電源（ＶＬＶ）７には、鉛蓄電池等の低電圧のバッテリを想定している。ＶＨＶ、ＶＬＶはそれぞれ入力電源６あるいは負荷電源７の端子間電圧を表わす。入力電源６は、電源主回路２とインバータ８に電力を供給する。負荷電源７には、エアコンやカーナビなどの補器（図１２参照）などが接続されて駆動されているが、図１～７に示す負荷電源７では、これらの補機は省略されている。したがって、負荷電源７とこれに接続されたエアコンやカーナビなどの補器は、電源主回路２の負荷として作用している。

　図１に例示する電源主回路２は、高電圧側をフェーズシフト動作のフルブリッジ回路、低電圧側をカレントダブラ回路の絶縁型の降圧ＤＣ－ＤＣコンバータを備えている。なお、以下の本発明による電源装置の説明では、降圧ＤＣ－ＤＣコンバータの場合について説明するが、本発明の方式は昇圧ＤＣ－ＤＣコンバータにも同様に適用可能である。

　フルブリッジ回路は入力コンデンサＣｉｎと、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と、共振インダクタＬｒと、から構成される。共振インダクタＬｒは外付けのインダクタのインダクタンス値とトランスＴｒの漏れインダクタンス値の和の値である。入力コンデンサＣｉｎは入力電源６（ＶＨＶ）と並列に接続されるが、実際は入力電源（ＶＨＶ）６と入力コンデンサＣｉｎ間には寄生インダクタンスなどが存在するため、電位が異なる。本実施形態では、よりスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の両端電圧に近い入力コンデンサＣｉｎの両端電圧を入力電圧Ｖｉｎとする。

　フルブリッジ回路とカレントダブラ回路とはトランスＴｒで絶縁されている。トランスＴｒの高電圧側の巻き数をＮ１とし、低電圧側の巻き数をＮ２とすると、トランスＴｒの高電圧側（１次側）に発生した電圧のＮ２／Ｎ１の電圧が、トランスＴｒの低電圧側に発生する。

　カレントダブラ回路は整流ダイオードＤ１、Ｄ２と、インダクタＬ１、Ｌ２と、出力コンデンサＣｏｕｔとを備える。トランスＴｒの低電圧側に発生するパルス状の電圧と、出力コンデンサＣｏｕｔの両端電圧である出力電圧Ｖｏｕｔと、の差でインダクタＬ１とＬ２の電流の増減が決まり、負荷電源（ＶＬＶ）７へ電流を供給する。ＶＬＶはこの負荷電源の端子間電圧を表わす。

　インバータ（ＩＮＶ）８は、入力電源（ＶＨＶ）６から供給されるＤＣ電力をＡＣ電力に変換して、モータ（ＭＯＴ）９が必要とするＡＣ電力を供給する。入力電源６がリチウムイオン二次電池や大容量キャパシタなどの蓄電デバイスで構成されている場合は、インバータ８が大電力を必要とした際に、入力電源６の両端電圧が大きく変動する。

　電源制御回路３は電源制御ブロック４と、電源駆動信号生成ブロックおよび駆動回路５とを備える。電源制御回路３はオペアンプ等を用いてアナログ回路で構成することも可能であるし、ＦＰＧＡやＤＳＰなどを用いてデジタル回路で構成することも可能である。ここでは理解を容易にするため、機能ごとにブロックを分け、デジタル処理を前提として説明する。

　電源制御回路３には、上位コントローラ１０から電圧指令値Ｖｒｅｆが入力され、また、電源主回路２から入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値が入力される。電源制御回路３の出力は、電源主回路２の駆動信号である。第１の実施形態では、フルブリッジ回路を含む電源主回路２を備えており、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４はフルブリッジ回路をフェーズシフト駆動する素子である。スイッチング素子Ｑ１からＱ４のゲートを制御してこれらの素子のオン／オフは、それぞれ信号Ｖｇ１～Ｖｇ４により駆動される。

　なお、図１～８では省略されているが、上記の電源主回路２の入力電圧Ｖｉｎと、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧値の電源制御ブロック４への入力は、たとえばフォトカプラなどの絶縁伝達素子（不図示）を適宜用いて行われる。ＶｉｎやＶｏｕｔの電圧値が大きい場合は、適宜分圧するか、あるいは電圧値をデジタル信号に変換して電源制御ブロック４に入力される。これらの電圧の分圧回路あるいは、電圧検出回路および電圧値のデジタル化回路は省略されている。
　また、同様に、信号Ｖｇ１～Ｖｇ４は、たとえばフォトカプラなどの絶縁伝送素子（不図示）を用いてスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のゲートを駆動するドライバ回路（不図示）に送信されている。

　電源制御ブロック４は、まず、電圧指令値Ｖｒｅｆと出力電圧Ｖｏｕｔの差分Ｖｅｒｒを演算する。Ｖｅｒｒを比例定数Ｋｐ倍した比例演算結果と、積分（１／ｓ）して積分定数Ｋｉ倍した結果の積分演算結果と、の和を、通常は上記のフルブリッジ回路のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオン／オフ制御量（デューティ：Ｄｕｔｙ）とする。しかし、本実施形態では、比例演算結果と積分演算結果の和に、入力電圧の平均値Ｖｉｎａを乗算し、かつ、入力電圧Ｖｉｎを除算した結果を、制御量（デューティ：Ｄｕｔｙ）としている。本発明による電源装置はこのような演算を用いた制御を採用していることを特徴としており、この制御方法の特性については後述する。

　スイッチング信号生成ブロック５は制御量Ｄｕｔｙに従い、電源主回路２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を制御する駆動信号を生成する。
　ここで、電源装置１の定常状態を考える。定常状態では制御量Ｄｕｔｙが入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔの関係を決める。つまり、ＶｉｎはＤｕｔｙの比率でパルス状の電圧となり、トランスＴｒの高電圧側に正負交互に印加され、トランスＴｒの低電圧側にはそのＮ２／Ｎ１倍の電圧が発生し、Ｌ１とＣｏｕｔまたはＬ２とＣｏｕｔにはそれぞれ正方向に発生した電圧だけが印加されるため、定常状態のＤｕｔｙとＶｏｕｔの関係は式（１）となる。

　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（１）

　式（１）は、電源制御ブロック４の出力信号である制御量Ｄｕｔｙが、スイッチング信号生成ブロック５および電源主回路２に伝達され、電源主回路の出力情報であるＶｏｕｔに変換される関数は（Ｖｉｎ／２）・（Ｎ２／Ｎ１）であることを表している。Ｎ２／Ｎ１はトランスＴｒの巻き数比であるため、定数である。よって、Ｖｉｎの変動はＶｏｕｔの変動に直結することがわかる。
　これから、フィードバックループ内でＶｉｎの変動を除去するためには、制御量（デューティ：Ｄｕｔｙ）の演算においてＶｉｎに相当するゲインを調整してＶｉｎをキャンセルする必要があることが分かる。

　第１の実施形態では、ＶｅｒｒをＰＩ制御した結果に、Ｖｉｎａ／Ｖｉｎを乗算している。Ｖｉｎで除算している理由は、上記、電源主回路２の関数がＶｉｎに依存しているため、その効果を打ち消す目的である。Ｖｉｎａを乗算しているのは、単純にＶｉｎで除算すると値が小さくなるため、Ｖｉｎ除算の重みを打ち消す意味がある。Ｖｉｎａは便宜的に入力電圧の平均値と記載したが、Ｖｉｎ除算の重みを打ち消す効果の定数であり、入力電圧の最小値または最大値、あるいはこの最少値から最大値の間の任意の数値でも構わず、特に限定するものではない。

（第２の実施形態）
　図２は本発明に係る電源装置の第２の実施形態を示す。
　第２の実施形態では、第１の実施形態で説明した電源装置１内部の電源主回路２の低電圧側の整流回路の構成が変更している。第１の実施形態１の整流ダイオードＤ１、Ｄ２の代わりにスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２を用いて、電流が流れるときにスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２をオン状態にし、同期整流を行う。また、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２のオン-オフ状態遷移時に、Ｓ１の両端に発生するサージ電圧のエネルギーを一時的にアクティブクランプコンデンサＣｃに蓄積し、穏やかにインダクタＬ１、Ｌ２にエネルギーを回生するためにスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４を駆動する。本明細書では、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４およびアクティブクランプコンデンサＣｃからなる回路をアクティブクランプ回路と呼ぶ。

　すなわち第２の実施形態では、低電圧側の整流回路はアクティブクランプ回路付きカレントダブラ回路とされている。このような整流回路を用いることにより電源主回路２の導通損失を減少することができるが、その理由を以下に説明する。

　このアクティブクランプ回路付きカレントダブラ回路では、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のオン-オフタイミングがＶｉｎに依存するので、Ｖｉｎの検出回路が、本発明の制御と、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の制御と、の１台で２役を果たしている。
　スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のオンタイミングは、共振インダクタＬｒに電圧が印加されている期間を避ける必要がある。その期間は転流重なり期間と呼ばれ、Ｖｉｎに反比例する。よって、適切なタイミングでアクティブクランプ回路を制御するためには、Ｖｉｎの逆数で演算処理する必要があり、Ｖｉｎの逆数を本発明の制御にも用いることも容易となる。

　同様に、スイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のオフタイミングについてもＶｉｎと相関がある。オフタイミングは高電圧側のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のいずれかのタイミングと同期してもよい。しかし、高電圧側の電圧がトランスＴｒに印加されていないタイミングでもスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４のオン状態を維持して、トランスＴｒの高電圧側の循環電流を低減する制御（たとえば特開２００６－１８７１４７号公報参照）を実施することが望ましい。この循環電流低減制御により、アクティブクランプコンデンサＣｃからインダクタＬ１、Ｌ２にエネルギーが供給され、高電圧側に循環する電流が減少するので、電源主回路２の導通損失が減少する。

　なお、上記の高電圧側の電圧がトランスＴｒに印加されていないタイミングでもスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４がオン状態を維持する期間を循環電流低減期間とすると、循環電流低減期間はＶｉｎが大きいときに短くし、Ｖｉｎが小さいときには長くする必要がある。これは、アクティブクランプコンデンサＣｃに印加される電圧がＶｉｎとほぼ比例関係にあるため、循環電流低減期間を一定とすると、Ｖｉｎと循環電流低減量が反比例の相関をもつためである。以上より、アクティブクランプ回路の制御には、Ｖｉｎの情報を検出するほうが望ましいことが分かる。

　また、図３に示すように、アクティブクランプ回路付きカレントダブラ回路を、アクティブクランプ回路付きセンタータップ回路に変更しても、アクティブクランプ回路の動作原理は等しいので、Ｖｉｎをアクティブクランプ回路付きセンタータップ回路の制御にも用いる。なお、Ｎ２１とＮ２２はトランスＴｒの巻き数を示している。
　したがって、本発明はアクティブクランプ回路を用いた電源主回路２に対して特に有効であると言える。

（第３の実施形態）
　図４は本発明に係る電源装置の第３の実施形態を示す。
　この実施形態３は、実施形態２で説明した、図３の電源主回路２内の、共振インダクタＬｒまたはトランスＴｒの一次側と直列に、共振コンデンサＣｒを配置した例である。共振コンデンサＣｒを配置する理由は２つあり、これを以下に説明する。

　一つ目は、共振コンバータとして駆動する場合である。図４は直列共振型の共振コンバータを示している。
　共振インダクタＬｒと共振コンデンサＣｒの共振特性を利用し、電圧または電流を正弦波に変換する。電源制御ブロック４はスイッチング周波数Ｆｓｗを求める。共振コンバータの場合はスイッチング周波数Ｆｓｗが制御量となる。電圧または電流の正弦波がゼロクロスするタイミングでスイッチング素子をオン-オフさせる。トランスＴｒの一次側に電圧を加える時間を固定し、スイッチング周波数Ｆｓｗを制御することで所望の出力電圧を発生させる。

　第３の実施形態の電源装置は、共振コンバータのように電源制御ブロック４の出力がＤｕｔｙ以外の場合にも用いることができる。これは、共振コンバータにおいても式（１）の様に、定常状態において、ＤｕｔｙとＶｉｎの積とＶｏｕｔが比例するからである。

　スイッチング周期をＴ、トランスＴｒの一次側に電圧が加わる時間をｔｏｎ、とすると、Ｄｕｔｙ＝ｔｏｎ／Ｔであり、Ｔ＝１／Ｆｓｗである。低電圧側の回路がセンタータップ回路であることを考慮すると、式（２）の関係が成り立つ。ただし、Ｎ２１＝Ｎ２２とする。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（２）

　上記式（２）から、制御量であるＦｓｗにＶｉｎａ／Ｖｉｎの重みを因子として持たせることで、Ｖｏｕｔに対するＶｉｎの影響を相殺できることが分かる。

　なお、制御量をスイッチング周期Ｔとする場合は、ＴにＶｉｎ／Ｖｉｎａを乗算することと同等である。制御量をオフ時間ｔｏｆｆとする場合は、電源制御ブロック４内部で一度、ｔｏｎ＋ｔｏｆｆを演算し、スイッチング周期Ｔを求め（Ｔ＝ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ）、Ｖｉｎ／Ｖｉｎａを乗算したスイッチング周期Ｔ’からｔｏｎを減算し、最終的な制御量ｔｏｆｆ’（＝Ｔ’－ｔｏｎ＝Ｔ＊Ｖｉｎ／Ｖｉｎａ－ｔｏｎ＝（ｔｏｎ＋ｔｏｆｆ）＊Ｖｉｎ／Ｖｉｎａ－ｔｏｎを求めることにより、本発明を実施することが可能である。

　共振コンデンサＣｒを配置する理由の２つ目は、トランスＴｒに流れる電流の直流成分を抑制し、偏磁による磁気飽和を回避するためである。
　例えば、周波数固定のフェーズシフト動作のフルブリッジ回路として駆動したときに、スイッチング素子Ｑ１とＱ４がオンの状態でＬｒとＴｒの一次側との両端にＶｉｎの電圧が加わる。この時Ｌｒに流れる電流を正の電流とする。逆に、スイッチング素子Ｑ２とＱ３がオンの状態ではＬｒとＴｒの一次側との両端に－Ｖｉｎの電圧が加わる。この時Ｌｒに流れる電流を負の電流とする。この時、スイッチング素子間のオン抵抗バラつきや、Ｑ１とＱ４がオンの時間に対するＱ２とＱ３がオンである時間のずれは、正の電流と負の電流の差として現れ、それは、Ｔｒの直流成分として顕在化する。

　しかし、共振コンデンサＣｒを配置することで、正の電流と負の電流の差は、Ｃｒの両端電圧として発生し、正方向の電流と負方向の電流の差は抑制され、トランスＴｒに流れる直流成分は無くなり、偏磁しない。この偏磁は特にデジタル制御電源のクロック限界によるパルス幅の離散化によって発生しやすい。本発明による電源装置のデューティ制御は、デジタル演算処理で行う方が容易であるが、このデジタル演算処理を採用した場合には、トランスＴｒの偏磁が発生しやすいことになる。したがって、この第３の実施形態のように本発明をデジタル制御電源に適用する場合は共振コンデンサを配置することにより、トランスＴｒの偏磁を減少することが望ましい。

　図５は本発明に係る電源装置の第４の実施形態を示す。
　この第４の実施形態は、第１の実施形態１で説明した電源装置１と異なる構成の電源制御ブロック４を採用した例である。この実施形態４のようにＶｅｒｒにＶｉｎａ／Ｖｉｎを乗算しても構わない理由は、第１～３の実施形態で説明したフィードバックループ内でＶｉｎの変動を除去する効果が、制御量ＤｕｔｙがＶｉｎと反比例関係であれば成立するためである。

　つまり、積分計算をΣで記述すれば、第１の実施形態および第４の実施形態で下記式（３）が成立する。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（３）

　式（３）のように、制御量ＤｕｔｙがＶｉｎと反比例関係になるような電源制御ブロック４の他の構成としては、ＫｐをＫｐ＊Ｖｉｎａ／Ｖｉｎとおき、ＫｉをＫｉ＊Ｖｉｎａ／Ｖｉｎと置く方式や、ＶｒｅｆをＶｉｎａ／Ｖｉｎ倍にし、かつ、ＶｏｕｔもＶｉｎａ／Ｖｉｎ倍する方式であってもよく、これらの方式により同様の効果が得られる。

　さらに、本実施例ではＰＩ制御に限定して記述したが、ＰＩＤ制御でも、アナログ制御でゲインおよび位相余裕を調整した場合でも、最終的に制御量（デューティ：Ｄｕｔｙ）がＶｉｎと反比例関係であれば同様の効果が得られる。

　図６は本発明に係る電源装置の第５の実施形態を示す。
　この第５の実施形態は、第１の実施形態で説明した電源装置１と異なる構成の電源主回路２の例である。本発明による電源装置は第５の実施形態のように非絶縁型の降圧ＤＣ－ＤＣコンバータに対しても有効に用いることができる。

　非絶縁型の降圧ＤＣ－ＤＣコンバータの定常時のデューティ（Ｄｕｔｙ）とＶｏｕｔおよびＶｉｎの関係式は下記式（４）となる。

　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（４）

　第１の実施形態や第５の実施形態のように、定常状態時のＶｏｕｔとＶｉｎとＤｕｔｙの関係式を記述した時、ＶｏｕｔがＤｕｔｙとＶｉｎの積の関数で表せる電源主回路２であれば、本発明による電源回路は有効に用いることができる。
　例えば第１の実施形態では、高電圧側フルブリッジ回路、低電圧側カレントダブラ回路の絶縁型の降圧ＤＣ－ＤＣコンバータを例に挙げたが、高圧側ハーフブリッジ回路、低圧側センタータップ回路の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータでも本発明は有効であるし、実施形態３のように高圧側フルブリッジ回路、低圧側センタータップ回路の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータでも本発明は有効であるし、高圧側ハーフブリッジ回路、低圧側カレントダブラ回路の絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータでも本発明は有効である。

　図７は本発明に係る電源装置の第６の実施形態を示す。
　この第６の実施形態は、第１の実施形態で説明した制御量の調整を、電源制御ブロック４ではなく、スイッチング信号生成ブロック５で行う構成とした例である。

　第１から第５の実施形態では理解を容易にするために、制御量（デューティ：Ｄｕｔｙ）をＶｉｎと反比例に制御する方式としたが、Ｄｕｔｙは最終的にスイッチング素子の駆動信号に変換されるため、スイッチング信号生成ブロック５に同様の処理を加えても、また同様の効果が得られる。
　例えば第１の実施形態ではＶｇ１とＶｇ４のオン時間が重なっているタイミングおよびＶｇ３とＶｇ２のオン時間が重なっているタイミングが制御量相当の期間となるため、それらの期間がＶｉｎに従いＶｉｎと反比例の相関をもつ処理を行えば、同様の効果が得られる。

　図８から図１１は本発明に係る電源装置の動作特性を説明するための図である。
　図８は、電源装置の動作特性を確認する試験装置のブロック概略図である。

　電源主回路２からのＶｏｕｔのフィードバックループを切り離し、ＶｒｅｆとＶｏｕｔに等しい信号を入力する。このように回路を構成することで、Ｖｅｒｒは０となり、ある積分値で積分器が落ち着くため、制御量（デューティ：Ｄｕｔｙ）は、ある一定値を取る。このＤｕｔｙの一定値をαとおく。このとき、積分値または制御量（Ｄｕｔｙ）が飽和していないことが条件である。この状態で、Ｖｉｎをパラメータとして変化させた時に、本発明による電源装置では、以下で説明するようにＶｉｎと制御量Ｄｕｔｙとの間に特徴的な相関がみられる。なお、第６の実施形態で説明したとおり、Ｖｇ１とＶｇ４などの駆動信号のオン時間のタイミングを確認することによっても同様の動作が行われていることを確認できる。

　図９はＶｉｎ情報を制御演算に用いない、従来の一般的な電源装置の場合の相関グラフとなる。Ｖｉｎの変化に対して制御量は変化しない。

　図１０は従来のＰＩ制御を用いた制御であり、Ｖｉｎの逆数を制御量Ｄｕｔｙに加算している電源装置の場合の相関グラフとなる。実際には、Ｖｉｎおよび制御量Ｄｕｔｙには現実的な範囲で上限値ならびに下限値が設定されているが、図１０では理解し易いように、Ｖｉｎを広い範囲で変化させた場合の、ＶｉｎとＤｕｔｙの関係曲線を示している。Ｖｉｎを無限大としたときには、制御量（Ｄｕｔｙ）がαからＶｏｕｔ／Ｖｉｎ’を減算した値に近付き、Ｖｉｎを０に近付けたときにＤｕｔｙは無限大に近付くカーブが得られる。ここで、Ｖｉｎ’は、αを求めたときのＶｉｎの値である。これは、ＰＩ演算結果にＶｉｎの反比例曲線が加算されているためである。次に述べる本発明との相違は、Ｖｉｎを無限大に近付けてもＤｕｔｙは０ではない値に近付くことにある。

　図１１は、本発明による電源装置を用いた場合のＶｉｎとＤｕｔｙの相関グラフである。ＶｉｎとＤｕｔｙには上限下限はあるが、ＶｉｎとＤｕｔｙは反比例関係にあり、Ｖｉｎを無限大に近付けたときにはＤｕｔｙは０に近付き、Ｖｉｎを０に近付けたときにはＤｕｔｙは無限大に近付く近似曲線が得られる。

　以上、図８～１１で説明したように、本発明はＶｉｎとＤｕｔｙとが反比例関係になっていることが特徴である。なお、第３の実施形態の共振型コンバータの場合は、図８～図１１のＤｕｔｙはＦｓｗとして測定を行えば同様の現象が得られる。

　図１２は本発明による電源装置の第７の実施形態であり、この電源装置を電動車両に搭載した場合の、この電源装置を含む電源系統での電気エネルギーの移動とこの電源系統を構成する種々の回路の制御装置（コントローラ）間の制御情報の移動を説明するための図である。
　外部電力系統１２から充電器１３を介して、リチウム電池などから構成される入力電源（ＶＨＶ）２に電気エネルギーが蓄えられる。入力電源（ＶＬＶ）６は、電動車両の車輪（不図示）に繋がるモータ（ＭＯＴ）９を駆動するインバータ８と、補器１４を駆動する負荷電源（ＶＬＶ）７へ適切な電圧を供給する電源主回路２とに電力を供給する。

　電動車両が走行している時には、充電器１３は入力電源６に電力を供給しないため、入力電源６の端子間電圧は、インバータ８および電源主回路２の駆動状況にのみ影響する。そのため、電動車両の加速時には、特に、インバータ８が入力電源６から大電流を引き抜く。この際、大電流引き抜きによって、入力電源６の蓄電量が減少し電圧が低下する効果に加え、入力電源６の内部抵抗に大電流が流れ、電圧が発生し、入力電源６の両端電圧は瞬間的に大きく低下する。

　一般的な電源装置は瞬間的な入力電圧の変動は考慮にいれる必要が無いため、入力電圧変動に対する特殊な制御は通常は電源制御回路に組み込まれない。
　一方、車載用電源装置の場合は、上記現象が顕著となり、本発明の様な入力電源の電圧変動に対して、たとえば本発明での電源主回路２の制御量を調整する機能は電源制御回路３に組み込む必要がある。この機能が電源制御回路３に組み込まれていない場合は、補器１４に印加される電圧が過大もしくは過小となり、補器１４が破損する可能性がある。

　また、図１２は、各コントローラと上位コントローラ１０の通信を記載した。電源コントローラ３ａは、電源制御ブロック４での演算およびスイッチング信号生成ブロック５での演算などを行うものである。実施形態１～６に示したＶｒｅｆはこの上位コントローラ１０から電源コントローラ３ａに送られる信号の一部である。Ｖｒｅｆは負荷電源７の劣化状態や充電状態や接続状態などに依存する。例えば、負荷電源７が劣化した場合、初期出荷時の電圧まで化学的に充電できなくなるため、Ｖｒｅｆを低下させる。この情報は、負荷電源７のバッテリコントローラから上位コントローラ１０へ送信され、上位コントローラ１０から電源コントローラ３ａへ送信される。この時、実施形態１～６では、制御ループに対してＶｒｅｆは外乱相当の作用をするが、上記で説明したように、本発明による電源制御回路３のフィードバックループ内で確実に適切な量の制御が実現される。背景技術として挙げた、Ｖｉｎの逆数を制御量に加算している場合は、Ｖｉｎ／Ｖｏｕｔの項が制御ループ外から影響を与えるため、適切な制御がきかず、Ｖｒｅｆに対するＶｏｕｔの応答性も悪い。したがって、本発明は上位コントローラ１０から可変のＶｒｅｆが与えられた場合も有効な発明といえる。

　図１３は、負荷電源７のバッテリコントローラ７ａが、上位コントローラ１０を介さず電源コントローラ３ａに直接Ｖｒｅｆ情報を送信することが可能な構成の例である。負荷電源７の状態の把握や、負荷電源７へのＤＣ電力の供給の制御を直接行うので、上位コントローラ１０を介して負荷電源７への電力供給の制御を行う場合に比べ、補機１４等の負荷変動の際の応答性が向上する。

　なお、Ｖｉｎが入力電源の端子間電圧ＶＨＶと等しいと仮定すれば、図１３に示したように、入力電源６のバッテリコントローラ６ａから電源コントローラ３ａへＶｉｎ情報を直接送信することも可能である。もちろん、上位コントローラ１０を介してもよい。図１２に示すような構成では、ＶＨＶとＶｉｎの電圧検出にそれぞれ電圧検出回路が必要であるが、図１３の構成ではＶＨＶあるいはＶｉｎのどちらかの電圧検出回路を削減することができる。ただし、実施形態１で記載したように、よりスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の両端電圧に近い入力コンデンサＣｉｎの両端電圧を入力電圧Ｖｉｎを検出する方が望ましい。

　以上、本発明による電源装置の６つの実施形態の例を説明したが、これらの実施形態を組み合わせて用いることも可能である。
　また、本発明による電源装置は、上記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、入力電源（ＶＨＶ）６と記載述した蓄電デバイスは、インバータ８以外の別の負荷と接続してもよい。また、入力電源６では、電力系統１２の電圧をダイオード整流したものでもよい。

　以上で説明した本発明によるＤＣ－ＤＣコンバータおよびＤＣ電源装置の効果をまとめると以下ののようになる。
　本発明によるＤＣ－ＤＣコンバータでは、入力電圧による電源回路の伝達関数の変化を打ち消すように、制御量を変化させる。そのため、入力電圧の変化に対し出力電圧は高速に応答できる。
　さらにこの効果により、出力電圧の変動が抑えられ、電源回路の出力コンデンサの容量を減らすことができ、小型かつ軽量かつ安価な電源装置を実現できる。
　したがって本発明による電源装置は、電動建機用電源装置や電動工具用電源装置などに対しても有効に利用できる。

　以上の説明は本発明の実施形態および変形実施の例であり、本発明はこれらの実施形態や変形実施例に限定されない。当業者であれば、本発明の特徴を損なわずに様々な変形実施が可能である。

　１…電源装置
　２…電源主回路
　３…電源制御回路
　３ａ…電源コントローラ
　４…電源制御ブロック
　５…スイッチング信号生成ブロック
　６…入力電源（ＶＨＶ）
　６ａ…入力電源コントローラ
　７…負荷電源（ＶＬＶ）
　７ａ…負荷電源コントローラ
　８…インバータ（ＩＮＶ）
　８ａ…インバータコントローラ
　９…モータ（ＭＯＴ）
１０…上位コントローラ
１１…試験装置
１２…外部電力系統
１３…充電器
１３ａ…充電器コントローラ
１４…補機
１４ａ…補機コントローラ
　Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４…スイッチング素子
　Ｄ１、Ｄ２…整流ダイオード
　Ｌｒ…共振インダクタ
　Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３…インダクタ
　Ｃｉｎ…入力コンデンサ
　Ｃｏｕｔ…出力コンデンサ
　Ｃｃ…アクティブクランプコンデンサ
　Ｃｒ…共振コンデンサ
　Ｔｒ…トランス
　Ｎ１、Ｎ２、Ｎ２１、Ｎ２２…巻き数
　Ｖｒｅｆ…電圧指令値
　Ｖｉｎ…入力電圧
　Ｖｏｕｔ…出力電圧
　Ｖｅｒｒ…電圧指令値と出力電圧の差分電圧
　１／ｓ…積分器
　Ｋｐ…比例定数
　Ｋｉ…積分定数
　Ｖｉｎａ…入力電圧の平均値程度の重みを持った定数
　Ｄｕｔｙ…制御量
　Ｆｓｗ…スイッチング周波数（共振コンバータでは制御量と同義）
　Ｖｇ１、Ｖｇ２、Ｖｇ３、Ｖｇ４、Ｖｇ５、Ｖｇ６…スイッチング素子のゲート駆動信号
　Ｖｉｎ’…図４に示す測定を行った時のＶｉｎの初期値
　α…図４に示す測定をＶｉｎ’で行った時のＤｕｔｙの値

Claims

　電源主回路と電源制御回路とを備え、
　前記電源主回路は、入力電源の直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換する電圧変換動作を行って、負荷に前記所定の直流出力電圧を印加することにより前記負荷に電力を供給し、
　前記電源制御回路は、前記電源主回路の前記電圧変換動作の制御量を生成して前記電圧変換動作を制御し、
　前記電源主回路の前記所定の直流出力電圧は、定常動作時に、前記電源主回路の制御量と前記入力電圧との積に比例し、
　前記電源主回路の制御量は、前記入力直流電圧の逆数を因子として含むことを特徴とする電源装置。
　請求項１に記載の電源装置において、
　前記電源装置は、さらに前記入力電源と前記負荷とを備えることを特徴とする電源装置。
　請求項１または２に記載の電源装置において、
　前記電源主回路は、入力側と出力側がトランスで絶縁され、
　前記入力側または出力側の回路で、低電圧側の回路がカレントダブラ回路で構成されることを特徴とする電源装置。
　請求項１または２に記載の電源装置において、
　前記電源主回路は、入力側と出力側がトランスで絶縁され、
　前記入力側または出力側の回路で、低電圧側の回路がセンタータップ回路で構成されることを特徴とする電源装置。
　請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電源装置において、
　前記電源主回路は、入力側と出力側がトランスで絶縁され、
　前記電源主回路の高電圧側の回路がフルブリッジ回路で構成され、
　ることを特徴とする電源装置。
　請求項１乃至５のいずれか１項に記載の電源装置において、
　前記電源主回路は、前記低電圧側の回路がアクティブクランプ回路を含むことを特徴とする電源装置。
　請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電源装置であって、
　前記電源主回路のトランス一次側巻き線と直列に共振コンデンサが配置されることを特徴とする電源装置。
　請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電源装置であって、
　前記電源主回路は複数のスイッチング素子を有するスイッチング回路を有し、
　前記電源制御回路は、前記電圧変換動作の制御量を生成する電源制御ブロックと、前記電圧変換動作の制御量から前記複数のスイッチング素子の各々のオンオフを制御するスイッチング制御信号を生成するスイッチング信号生成ブロックとを有することを特徴とする電源装置。
　請求項８に記載の電源装置であって、
　前記電源制御ブロックはデジタル演算回路で構成され、前記電源制御ブロックが出力する前記電源主回路の制御量は、前記入力電圧で除算されていることを特徴とする電源装置。
　請求項９に記載の電源装置であって、
　前記電源制御ブロックが出力する前記電源主回路の制御量は、前記入力電圧の最小値から最大値までの、ある一定値が乗算されていることを特徴とする電源装置。
　請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の電源装置を搭載した車載用電源装置であって、前記入力電源は車両駆動用モータを駆動するインバータにＤＣ電力を供給する高電圧バッテリであり、
　前記負荷は当該車載補機にＤＣ電力を供給する低電圧バッテリであり、
　前記電源制御回路のコントローラと、前記高電圧バッテリのコントローラと、前記車載補機のコントローラと、前記低電圧バッテリのコントローラとを制御する上位コントローラを備えることを特徴とする車載用電源装置。
　請求項１１に記載の車載用電源装置であって、
　前記電源制御ブロックの電圧指令値は、上位コントローラから前記電源制御回路のコントローラに送信されることを特徴とする車載用電源装置。
　請求項１１に記載の車載用電源装置において、
　前記負荷は負荷電源とこれに接続された補機とを含み、
　前記電源制御ブロックの電圧指令値は、前記負荷電源のコントローラから前記電源制御回路のコントローラに可変値として送信さることを特徴とする車載用電源装置。
　請求項１２または請求項１３に記載の車載用電源装置において、
　前記電源制御ブロックの入力電圧値は、前記入力電源のコントローラから前記電源制御回路のコントローラに可変値として送信されることを特徴とする車載用電源装置。
　電源主回路と電源制御回路とを備え、
　前記電源主回路は、入力電源の直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換する電圧変換動作を行って、負荷に前記所定の直流出力電圧を印加することにより電力を供給し、
　前記電源制御回路は、前記電源主回路の前記電圧変換動作の制御量を生成して前記電圧変換動作を制御し、
　前記電源主回路の前記所定の直流出力電圧は、定常動作時に、前記電源主回路の制御量と前記入力電圧との積に比例する電源装置において、
　前記入力電圧と前記制御量は、前記電源主回路の出力電圧の端子と、前記電源制御回路にフィードバックする出力電圧の端子と、を切り離し、電圧指令値端子と、前記電源制御回路にフィードバックする出力電圧の端子と、に同等の値を入力した状態で、前記制御回路の入力電圧端子の値を変更した時に、反比例関係になることを特徴とする電源装置。
　請求項１５に記載の電源装置において、
　前記電源装置は、さらに前記入力電源と前記負荷とを備えることを特徴とする電源装置。