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WO2012066237A1 - Procede de reception d'un signal multiporteuse mettant en oeuvre une estimation des interferences, dispositif de reception et programme d'ordinateur correspondants - Google Patents

Procede de reception d'un signal multiporteuse mettant en oeuvre une estimation des interferences, dispositif de reception et programme d'ordinateur correspondants Download PDF

Info

Publication number
WO2012066237A1
WO2012066237A1 PCT/FR2011/052665 FR2011052665W WO2012066237A1 WO 2012066237 A1 WO2012066237 A1 WO 2012066237A1 FR 2011052665 W FR2011052665 W FR 2011052665W WO 2012066237 A1 WO2012066237 A1 WO 2012066237A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
multicarrier
carrier
signal
interference
demodulated
Prior art date
Application number
PCT/FR2011/052665
Other languages
English (en)
Inventor
Pierre Siohan
Gaëtan NDO
Marie-Hélène HAMON
Jean-Marc Boucher
Original Assignee
France Telecom
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by France Telecom filed Critical France Telecom
Publication of WO2012066237A1 publication Critical patent/WO2012066237A1/fr

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03159—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the frequency domain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03305—Joint sequence estimation and interference removal
    • H—ELECTRICITY
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    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2697—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques
    • H04L27/2698—Multicarrier modulation systems in combination with other modulation techniques double density OFDM/OQAM system, e.g. OFDM/OQAM-IOTA system
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03414—Multicarrier
    • H—ELECTRICITY
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    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/0342—QAM

Definitions

  • a method of receiving a multicarrier signal implementing an interference estimate, receiving device and corresponding computer program is a method of receiving a multicarrier signal implementing an interference estimate, receiving device and corresponding computer program.
  • the field of the invention is that of communications implementing multi-carrier modulations.
  • the invention relates to the reception of multicarrier signals, and the estimation of the data transmitted in such signals.
  • the technique according to the invention is well suited to the reception of multi-carrier signals having undergone an "advanced" OFDM modulation that does not require the introduction of a guard interval and has an orthogonality in the real domain.
  • such a modulation is of the OFDM / OQAM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing / Offset Quadrature Amplitude Modulation) type, BFDM / OQAM (in English "Biorthogonal Frequency Division Multiplexing / OQAM”), HS-OQAM (in English "Hermitian-Symmetry OQAM”), Wavelet OFDM, etc.
  • OFDM / OQAM Orthogonal Frequency Division Multiplexing / Offset Quadrature Amplitude Modulation
  • BFDM / OQAM in English "Biorthogonal Frequency Division Multiplexing / OQAM”
  • HS-OQAM in English "Hermitian-Symmetry OQAM”
  • Wavelet OFDM etc.
  • the invention finds particular applications in the field of wireless communications (DAB, DVB-T, WLAN, unguided optical, etc.) or wired (xDSL, PLC, optical, etc.).
  • the invention is well suited to wired transmissions of the PLC type, as defined in the IEEE PI 901 standard presented in particular in the document "Recent Developments in the Standardization of Power Line Communications within the IEEE” by Stefano Galli and Oleg Logvinov , IEEE Communications Magazine, July 2008.
  • Multi-carrier transmission techniques have many advantages, especially in the context of multipath channels.
  • OFDM modulations are particularly well suited to counter the effects of fading in multipath channels.
  • the signal OFDM / OQAM can be represented, in base band, in the following form:
  • a mn a real value data element to be transmitted on a carrier m at time n;
  • TQ - TQ, with 7 Q the duration of a multicarrier symbol at the output of the modulator;
  • ⁇ , ⁇ a phase term chosen so as to achieve a real-imaginary part-part alternation allowing the orthogonality, for example equal to - ⁇ n + mj or - (n + m) ⁇ Ttnm.
  • ⁇ , R denotes the actual dot product
  • ⁇ denotes the Kronecker symbol.
  • the data elements a mn carry a real value and are, at the instant symbol n and for the carrier m, derived from usual preliminary operations, including the transformation of initial data. in binary form in q-ary symbols.
  • this transformation is of binary type at 2K area.
  • the four states are (1 + i), (1 -i), (-1 + 0, (-1-0 ⁇ )
  • the real and imaginary parts are treated separately, this amounts to having a one-dimensional constellation with K states, where each possible state corresponds to a real value (1 or -1 for a 4-QAM for example).
  • the data elements mn also called OQAM symbols in this case, are the result of a binary transformation to AT-area type PAM (in English "Pulse Amplitude Modulation").
  • the data elements mn are then modulated on each carrier (ie subcarrier) using a base of orthogonal functions in the real domain.
  • the received data elements are complex, and the orthogonality condition is no longer fulfilled.
  • the coefficient channel applied to each carrier can be expressed by:
  • the received demodulated OFDM / OQAM signal denoted y m M
  • y m M can then be expressed from the expressions of the ambiguity function of the prototype filter and the channel coefficients, as described more precisely in the document "Transmission capacity for indoor PLC A comparison between DMT and HS-OQAM "by H. Lin and P. Siohan (IEEE Symp on Common Power Line, and Its Appl., Vol 20, pp. 233-238 March 2009), according to the equation next :
  • p °, q ° ⁇ p, q) e ⁇ (p, q) ⁇ (0,0) ⁇ ;
  • m a distortion term such as:
  • ⁇ ⁇ ⁇ > ⁇ ) / p ⁇ t + ⁇ I l) p * (t - ⁇ 12) e ⁇ j2 Vt dt J,, n an interference term; , such as :
  • V nt, n a Gaussian white noise term.
  • the terms a m and J mn reflect the loss of real orthogonality due to the passage through the channel.
  • the demodulated multicarrier signal is classically equalized, then the real part of the equalized signal is extracted.
  • ⁇ . Lin and P. Siohan have proposed a specific technique of equalization to eliminate almost completely the interference affecting an OFDM / OQAM signal with Hermitian symmetry, in the case of a static channel.
  • This technique also called EIC for "Equalization with interference cancellation” in French, is described more precisely in the document “Equalization with Interference Cancellation for Hermitian Symmetric OFDM / OQAM Systems” (IEEE Int. Common Symp on Power Line, and its Appl March 2008).
  • the invention proposes a new method for receiving a multicarrier signal, formed by a temporal succession of multicarrier symbols, for which a multicarrier symbol comprises, on transmission, carriers modulated by real values using a base of functions. orthogonal in the real domain.
  • such a method comprises:
  • a step of equalizing the demodulated multicarrier signal implementing the following steps, for at least one carrier of one of the multicarrier symbols, called current carrier and current multicarrier symbol:
  • the invention lies in the context of "advanced" OFDM modulations (OFDM / OQAM, BFDM / OQAM, HS-OQAM, OFDM wavelet, etc.), for which the carriers of a multicarrier symbol form a base of orthogonal functions. in the real world, and does not require the introduction of a guard interval.
  • OFDM / OQAM OFDM / OQAM
  • BFDM / OQAM BFDM / OQAM
  • HS-OQAM OFDM wavelet
  • the invention proposes a novel and inventive approach to the equalization of such a multicarrier signal, based on the use of the imaginary part of the demodulated received signal for the (partial) reconstruction of the interference and the reduction of this interference in reception.
  • the proposed solution thus makes it possible to correctly equalize the multicarrier signal received in the presence of interference, while having a reduced complexity compared to the equalization techniques of the state of the art.
  • the gains obtained in terms of bit error rate are significant, especially for constellations with a large number of states and for very frequency selective prototype filters.
  • the equalization step implements a pre-equalization step, prior to the step of decomposing the multicarrier signal.
  • This pre-equalization is particularly simple, and can be implemented by means of a simple equalizer of the type forcing to zero to a coefficient (in English "1-tap”) or three coefficients (in English "3-taps”) for example.
  • the invention is therefore particularly simple to implement.
  • the estimation step takes account of at least one carrier of a preceding multicarrier symbol and / or of a multicarrier symbol according to the current multicarrier symbol in the multicarrier signal, and corresponding to the same frequency as the current carrier.
  • the estimation step takes into account the two carriers of the multicarrier symbols adjacent to the multicarrier symbol current in the multicarrier signal, corresponding to the same frequency as the current carrier, denoted previous carrier and next carrier.
  • the inventors have found that the real part of the multicarrier signal at the current carrier, denoted y m r n , is correlated with the imaginary part of the multicarrier signal at the level of the preceding carrier, denoted y l mn _ ⁇ , and to the imaginary part of the multicarrier signal at the next carrier, denoted by y m l ⁇ n + ⁇ ⁇
  • the estimation step implements a linear regression algorithm
  • the steering coefficient of the regression line associated with the carrier (m, n) is defined by the following equation:
  • var is the expression of the variance
  • cov is the expression of the covariance.
  • a separate steering coefficient can thus be defined for each carrier.
  • the estimated interference affecting the current carrier is obtained by multiplying the directing coefficient by the sum of the imaginary parts of the interference affecting the carrier. and the interference affecting the next carrier.
  • the steering coefficient is updated periodically and / or as a function of a variation of a multicarrier signal transmission channel. It is thus accurately estimated interference affecting the carriers, so as to achieve an equalization of the multicarrier signal of good quality, even in the presence of a channel varying relatively quickly.
  • the invention in another embodiment, relates to a device for receiving a multicarrier signal formed of a temporal succession of multicarrier symbols, a multicarrier symbol comprising, on transmission, carriers modulated by real values using a basis of orthogonal functions in the real domain.
  • Such a device comprises:
  • means for equalizing the demodulated multicarrier signal comprising the following means, activated for at least one carrier of one of the multicarrier symbols, called current carrier and current multicarrier symbol:
  • Such a reception device is particularly adapted to implement the reception method described above.
  • This is for example a terminal type radiotelephone, laptop, personal assistant PDA (in English "Personal Digital Assistant"), the receiver of a transmission-reception pair or a PLC modem, of a set-top box, etc.
  • This device may of course include the various characteristics relating to the reception method according to the invention.
  • Another aspect of the invention relates to a computer program comprising instructions for implementing the reception method as described above, when this program is executed by a processor.
  • the invention can thus be implemented in various ways, in particular in hard-wired form or in software form.
  • FIG. 1 shows the main steps of the reception technique according to the invention
  • FIG. 2 illustrates an exemplary reception chain implementing the steps of FIG. figure 1 ;
  • FIGS. 3A and 3B illustrate the performances of the invention with respect to the techniques of the prior art
  • FIG. 4 shows the structure of a reception device implementing a reception technique according to a particular embodiment of the invention.
  • the invention is placed in the context of advanced OFDM modulations, not requiring the introduction of a guard interval, and for which the data elements are modulated on carriers of a multicarrier symbol using a base of orthogonal functions. in the real world. It is therefore considered that the different carriers are modulated, on transmission, by a real value.
  • the received multicarrier signal After passing through the transmission channel, the received multicarrier signal has an imaginary interference term.
  • the general principle of the invention is based on the use of the imaginary part of the received signal to estimate the interference affecting this signal, and correctly equalize this signal by using a simple equalization technique to implement.
  • the invention proposes a technique for receiving a multicarrier signal formed of a temporal succession of multicarrier symbols comprising a specific step of equalizing the multicarrier signal, a multicarrier symbol comprising, on transmission, carriers modulated by real values using a base of orthogonal functions in the real domain.
  • such an equalization step implements the following steps, for at least one carrier of one of the multicarrier symbols, called current carrier and current multicarrier symbol:
  • decomposition step 12 can be implemented once and for all for the multicarrier signal, or carrier carrier. This decomposition step may be preceded by a particularly simple pre-equalization step 11, of forcing type at zero to a coefficient for example.
  • the proposed solution thus makes it possible to correctly equalize the multicarrier signal received in the presence of interference, while having a reduced complexity compared to the equalization techniques of the state of the art.
  • the proposed solution is very complex compared to robust interference suppression techniques such as the EIC method presented in connection with the prior art.
  • Such a signal can be constructed from an OQAM modulation having a large number of states (for example a QAM having 64 states or more), since the proposed solution allows to equalize the received signal even in the presence of interference.
  • the multicarrier signal received after demodulation and pre-equalization, can be expressed in the following form:
  • ym, n a m , m, n + n + w m, n
  • the invention proposes to take into account not only the real part of the received signal y r mn , but also its imaginary part y l mn , such as:
  • the random vector follows a distribution
  • the governing coefficient of the regression line associated with this carrier (corresponds to the major axis of the ellipse) is then determined, at least for the current carrier (m, n), since the slope of the regression line is specific to each carrier of index m.
  • the interferences affecting the carriers of the first multicarrier symbol are estimated from the imaginary part of the received signal at one or more multicarrier symbols according to the first multicarrier symbol in the multicarrier signal.
  • Interference affecting the carriers of the last multicarrier symbol is estimated from the imaginary portion of the received signal at one or more multicarrier symbols preceding the last multicarrier symbol in the multicarrier signal.
  • the invention is not limited to the interference estimation technique described above.
  • FIG. 2 shows an example of a reception chain implementing such a reception method.
  • the received signal is demodulated by an OFDM / OQAM demodulator 21, and then pre-equalized by a ZF equalizer 22 to a coefficient.
  • the received demodulated and pre-equalized signal, y mn is then decomposed (231, 232) in real part y m r n and imaginary part y m l n .
  • the imaginary part y m> n is used to estimate the interference affecting the current carrier (m, n).
  • the imaginary part of the signal y m l n a positive shift (241) and in negative (242) of a duration equal to that of an OQAM symbol (TQ) to obtain the imaginary samples y mn _ ⁇ and y m l n + ⁇ making it possible to estimate the term of interference.
  • the interference affecting the current carrier (m, n) is then estimated in an estimation module 25, using the formulas obtained previously:
  • the interference term affecting the current carrier thus estimated is then subtracted from the real part of the multicarrier signal at the level of the current carrier, which makes it possible to estimate the data element transmitted to mn .
  • the receiver then performs a conventional maximum likelihood type detection, which makes it possible to decide which QAM symbol has most likely been transmitted.
  • the treatment described above can be implemented for all carriers of the multiplex.
  • the steering coefficient p mn can be calculated once for several symbols.
  • the term of interference can be calculated for these P symbols:
  • the steering coefficient p m can then be updated periodically, and or according to a variation of the transmission channel.
  • the values of the variance and covariance parameters should be adjusted in real time.
  • the steering coefficient p mn is constantly updated.
  • FIGS. 3A and 3B represent the bit error rate as a function of the signal / noise ratio Eb / NO obtained from:
  • the bit error rate is halved compared to the error rate conventionally obtained for a TFLl prototype filter, and divided by forty for a prototype IOTA4 filter.
  • SRRC4 and FS4 the error levels due to interference generated in OFDM / OQAM are cleared in the meantime
  • the gains in terms of bit error rate obtained using the technique according to the invention are therefore significant, in particular for high order QAM constellations, and for very frequency selective prototype filters.
  • the invention has good performance in terms of operating complexity.
  • the multicarrier signal is transmitted in baseband, and therefore corresponds to its Hermitian-symmetric version OFDM / OQAM (that is to say that, for a fast Fourier transform size of M points, a maximum of M / 2 - 1 active carriers per multicarrier symbol), and
  • the proposed solution leads to a complexity "in line” ten times lower than that of the solutions of the prior art, such as the equalization technique with interference cancellation EIC presented in relation to the prior art.
  • the "periodic" complexity may be higher than that of prior art techniques because it depends on the number of Nt observations.
  • the calculation of the interference is implemented less often (for example only when the channel varies) and the number of observations that can be reduced (in particular for an implementation in a PLC transmission system, for which the channel varies little), the impact of this cost is negligible.
  • Such a receiver comprises a memory 41 comprising a buffer memory, a processing unit 42, equipped for example with a microprocessor P, and driven by the computer program 43, implementing the reception method according to the invention.
  • the code instructions of the computer program 43 are for example loaded into a RAM before being executed by the processor of the processing unit 42.
  • the processing unit 42 receives as input a signal multicarrier.
  • the microprocessor of the processing unit 42 implements the steps of the reception method described above, according to the instructions of the computer program 43, to determine the interference affecting the multicarrier signal, and equalized this signal.
  • the receiver comprises, in addition to the buffer memory 41, means for equalizing the multicarrier signal comprising means for decomposing the multicarrier signal into a real part and an imaginary part, means for estimating an interference affecting the carrier. current from the imaginary part of the multicarrier signal, delivering an estimated interference, and subtraction means of the estimated interference to the real part of the multicarrier signal, delivering an equalized signal.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

L'invention concerne un procédé de réception d'un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles multiporteuses. Selon l'invention, un tel procédé comprend une étape d'égalisation du signal multiporteuse mettant en œuvre les étapes suivantes pour au moins une porteuse d'un desdits symboles multiporteuses, dits porteuse courante et symbole multiporteuse courant; décomposition (12) dudit signal multiporteuse en une partie réelle et une partie imaginaire; estimation (13) d'une interférence affectant ladite porteuse courante à partir de ladite partie imaginaire dudit signal multiporteuse, délivrant une interférence estimée; soustraction (14) de ladite interférence estimée à ladite partie réelle dudit signal multiporteuse, délivrant un signal égalisé.

Description

Procédé de réception d'un signal multiporteuse mettant en œuvre une estimation des interférences, dispositif de réception et programme d'ordinateur correspondants.
1. Domaine de l'invention
Le domaine de l'invention est celui des communications mettant en œuvre des modulations à porteuses multiples.
Plus précisément, l'invention concerne la réception de signaux multiporteuses, et l'estimation des données transmises dans de tels signaux. Notamment, la technique selon l'invention est bien adaptée à la réception de signaux multiporteuses ayant subi une modulation OFDM « avancée » ne nécessitant pas l'introduction d'un intervalle de garde et présentant une orthogonalité dans le domaine réel. Par exemple, une telle modulation est de type OFDM/OQAM (en anglais « Orthogonal Frequency Division Multiplexing / Offset Quadrature Amplitude Modulation »), BFDM/OQAM (en anglais « Biorthogonal Frequency Division Multiplexing / OQAM »), HS-OQAM (en anglais « Hermitian-Symmetry OQAM »), Wavelet OFDM, etc.
L'invention trouve notamment des applications dans le domaine des communications sans fil (DAB, DVB-T, WLAN, optique non guidée, etc) ou filaires (xDSL, PLC, optique, etc).
En particulier, l'invention est bien adaptée aux transmissions filaires de type PLC, telles que définies dans la norme IEEE PI 901 présentée notamment dans le document « Récent Developments in the Standardization of Power Line Communications within the IEEE » de Stefano Galli et Oleg Logvinov, IEEE Communications Magazine, Juillet 2008.
2. Art antérieur
Les techniques de transmission à porteuses multiples présentent de nombreux avantages, notamment dans le contexte de canaux multi-trajets. Ainsi, les modulations de type OFDM sont particulièrement bien adaptées pour contrer les effets des évanouissements dans les canaux à trajets multiples.
Toutefois, ces modulations OFDM présentent l'inconvénient de générer un signal présentant une mauvaise localisation fréquentielle, et nécessitent donc l'introduction d'un intervalle de garde dans le domaine temporel pour limiter les interférences. Or l'insertion d'un tel intervalle de garde engendre une diminution de l'efficacité spectrale du signal multiporteuse.
Des solutions alternatives ont alors été proposées pour limiter les interférences tout en s'affranchissant de l'insertion d'un intervalle de garde. Ces techniques reposent sur la mise en forme du signal par des filtres (pour un signal discrétisé) ou des fonctions (pour un signal continu), dits prototypes, permettant une meilleure localisation fréquentielle grâce à des propriétés d' orthogonalité restreintes au corps des réels. Il s'agit par exemple des modulations de type OFDM/OQAM, classiquement utilisées pour les communications radiofréquences.
Plus précisément, si l'on considère les modulations OFDM/OQAM, le signal OFDM/OQAM peut être représenté, en bande de base, sous la forme suivante :
Figure imgf000004_0001
avec :
am n un élément de données à valeur réelle à transmettre sur une porteuse m à l'instant n ;
Mie nombre de porteuses d'un symbole multiporteuse ;
p(t) la fonction prototype utilisée par le modulateur ;
1
TQ =— TQ , avec 7Q la durée d'un symbole multiporteuse en sortie du modulateur ;
FQ = 1 / TQ l'espacement entre deux porteuses adjacentes du multiplex ;
ι,η un terme de phase choisi de manière à réaliser une alternance partie réelle- partie imaginaire permettant l'orthogonalité, par exemple égal à —{n + mj ou —(n + m) ± Ttnm .
Par analogie avec l'OFDM, on appelle « symboles multiporteuses » les symboles obtenus en sortie du modulateur, après mise en forme par la fonction prototype. Il s'agit toutefois d'un abus de langage simplificateur dans le cas de l'OFDM/OQAM, où les symboles modulés ont un support qui dépend de la durée de la fonction prototype p(t).
On note que la fonction p(t) doit satisfaire la condition d'orthogonalité réelle, c'est-à-dire que les foncti être telles que :
Figure imgf000004_0002
OU
{■, R désigne le produit scalaire réel ;
9¾ { } désigne la partie réelle ;
δ désigne le symbole de Kronecker.
De plus, pour une modulation de type OFDM/OQAM, les éléments de données am n portent une valeur réelle et sont, à l'instant symbole n et pour la porteuse m, issus d'opérations préliminaires usuelles, comprenant la transformation de données initiales sous forme binaire en symboles q-aire.
Dans le cas d'une modulation d'amplitude en quadrature QAM à constellation carrée à 22K états, où chaque état correspond à un complexe, cette transformation est de type binaire à 2K aire. Par exemple, pour une 4-QAM, les quatre états sont (1+i), (1 -i), (-1+0, (-1-0· Ensuite, comme dans le cadre d'une transmission en OFDM/OQAM, les parties réelle et imaginaire sont traitées séparément, cela revient à avoir une constellation unidimensionnelle à K états, où chaque état possible correspond à une valeur réelle (1 ou - 1 pour une 4-QAM par exemple). Autrement dit, les éléments de données am n , encore appelés symboles OQAM dans ce cas, sont le résultat d'une transformation binaire à ÀT-aire de type PAM (en anglais « Puise Amplitude Modulation »).
Les éléments de données am n sont ensuite modulés sur chaque porteuse (i.e sous- porteuse) en utilisant une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel.
Toutefois, après passage dans le canal de transmission, les éléments de données reçus sont complexes, et la condition d'orthogonalité n'est plus remplie.
Plus précisément, si l'on considère un canal de transmission à L¾ trajets d'amplitude , avec 0 < / < Ljt - 1 , produisant un retard maximum de durée LfjTs avec Ts la période d'échantillonnage, le coefficient de canal appliqué à chaque porteuse peut s'exprimer par :
Figure imgf000005_0001
Le signal OFDM/OQAM reçu démodulé, noté ym M , peut alors s'exprimer à partir des expressions de la fonction d'ambiguïté du filtre prototype et des coefficients du canal, comme décrit plus précisément dans le document "Transmission capacity for indoor PLC : A comparison between DMT and HS-OQAM" de H. Lin et P. Siohan (IEEE Int. Symp. on Power Line Commun, and Its Appl. vol. 20, pp. 233-238 Mars 2009), selon l'équation suivante :
}'m,n ~ amam,n + + wm,n
Figure imgf000005_0002
avec
p° ,q° ) = {{p,q) e \(p,q)≠ (0,0)} ; m un terme de distorsion tel que :
Figure imgf000005_0003
Ap (τ,ν) la fonction d'ambiguïté du filtre prototype, telle que :
+∞
Αρ {τ>ν) = / p{t + τ I l)p* (t - τ 12) e~j2 Vt dt J, ,n un terme d'interférence ; , tel que :
Figure imgf000006_0001
V nt, n un terme de bruit blanc gaussien.
Ainsi, dans cette représentation du signal OFDM/OQAM reçu, les termes am et Jm n traduisent la perte d'orthogonalité réelle due au passage au travers du canal.
Afin d'estimer les données transmises, on égalise classiquement le signal multiporteuse démodulé, puis on extrait la partie réelle du signal égalisé.
Il est ensuite possible de reconstruire des symboles complexes à partir de la partie réelle de ce signal égalisé. Par exemple, pour reconstruire des symboles complexes de type QAM, on met en œuvre une opération duale à celle permettant de passer à l'émission des symboles QAM aux symboles OQAM. Le récepteur réalise ensuite une détection de type maximum de vraisemblance qui permet de décider quels sont les symboles QAM qui ont le plus probablement été transmis.
Si le canal de transmission n'introduit qu'un faible retard, i.e. L^TS « Tg = MTS , et si les éléments de données am n sont issus de constellations QAM de petites tailles, par exemple QPSK ou 16-QAM, on peut montrer que am « 1 quelque soit m, et que le terme d'interférence Jm n est négligeable devant le bruit.
Dans ce cas, une technique d'égalisation simple du signal reçu, de type forçage à zéro par exemple (en anglais ZF ou « Zéro Forcing »), peut être mise en œuvre.
Dans tous les autres cas, c'est-à-dire dans les cas où l'interférence affectant le signal reçu devient non négligeable, il est nécessaire de réduire ou supprimer cette interférence en utilisant une technique d'égalisation plus complexe.
Par exemple, Η. Lin et P. Siohan ont proposé une technique spécifique d'égalisation permettant d'éliminer quasi totalement l'interférence affectant un signal OFDM/OQAM présentant une symétrie hermitienne, dans le cas d'un canal statique. Cette technique, encore appelée EIC pour « Equalization with interférence cancellation » (« égalisation avec annulation d'interférences » en français), est décrite plus précisément dans le document "Equalization with interférence cancellation for hermitian symmetric OFDM/OQAM Systems " (IEEE Int. Symp. on Power Line Commun, and Its Appl. Mars 2008).
Bien que cette technique présente de bonnes performances en termes d'annulation de l'interférence, elle est particulièrement complexe à mettre en œuvre, et donc difficilement acceptable par les constructeurs des récepteurs.
Il existe donc un besoin pour une nouvelle technique d'égalisation d'un signal multiporteuse, qui soit simple à mettre en œuvre et offre de bonnes performances, même en présence d'interférences non négligeables.
3. Exposé de l'invention
L'invention propose un nouveau procédé de réception d'un signal multiporteuse, formé d'une succession temporelle de symboles multiporteuses, pour lequel un symbole multiporteuse comprend, à l'émission, des porteuses modulées par des valeurs réelles en utilisant une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel.
Selon l'invention, un tel procédé comprend :
une étape de démodulation du signal multiporteuse,
- une étape d'égalisation du signal multiporteuse démodulé mettant en œuvre les étapes suivantes, pour au moins une porteuse d'un des symboles multiporteuses, dits porteuse courante et symbole multiporteuse courant :
décomposition du signal multiporteuse démodulé en une partie réelle et une partie imaginaire ;
- estimation d'une interférence affectant la porteuse courante à partir de la partie imaginaire du signal multiporteuse démodulé, délivrant une interférence estimée ;
soustraction de l'interférence estimée à la partie réelle du signal multiporteuse démodulé, délivrant un signal égalisé.
Ainsi, l'invention se situe dans le contexte des modulations OFDM « avancée » (OFDM/OQAM, BFDM/OQAM, HS-OQAM, Wavelet OFDM, etc), pour lesquelles les porteuses d'un symbole multiporteuse forment une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel, et ne nécessitant pas l'introduction d'un intervalle de garde.
Plus précisément, l'invention propose une approche nouvelle et inventive de l'égalisation d'un tel signal multiporteuse, basée sur l'utilisation de la partie imaginaire du signal reçu démodulé pour la reconstruction (partielle) de l'interférence et la réduction de cette interférence en réception.
L'utilisation de la partie imaginaire du signal reçu démodulé pour la reconstruction de l'interférence et la réduction de cette interférence en réception permet de tenir compte des coefficients du canal appliqués à chaque porteuse lors de l'étape d'égalisation.
La solution proposée permet ainsi d'égaliser correctement le signal multiporteuse reçu en présence d'interférences, tout en présentant une complexité réduite par rapport aux techniques d'égalisation de l'état de la technique. Notamment, les gains obtenus en termes de taux d'erreur binaire sont significatifs, notamment pour les constellations présentant un grand nombre d'états et pour les filtres prototypes très sélectifs en fréquence.
En particulier, l'étape d'égalisation met en œuvre une étape de pré-égalisation, préalable à l'étape de décomposition du signal multiporteuse.
Cette pré-égalisation est particulièrement simple, et peut être mise en œuvre au moyen d'un égaliseur simple de type forçage à zéro à un coefficient (en anglais « 1-tap ») ou trois coefficients (en anglais « 3-taps ») par exemple.
En effet, il n'est pas nécessaire de mettre en œuvre une technique de pré-égalisation complexe du signal, qui permettrait d'éliminer une grande partie (voire la totalité) de l'interférence affectant le signal multiporteuse, puisque les interférences sont estimées et supprimées lors des étapes suivant l'étape de pré-égalisation selon l'invention.
L'invention est donc particulièrement simple à mettre en œuvre.
Selon un aspect particulier de l'invention, l'étape d'estimation tient compte d'au moins une porteuse d'un symbole multiporteuse précédent et/ou d'un symbole multiporteuse suivant le symbole multiporteuse courant dans le signal multiporteuse, et correspondant à une même fréquence que la porteuse courante.
On cherche ainsi à détecter les pics de corrélation entre les parties réelle et imaginaire du signal reçu au niveau des différentes porteuses, en l'absence de bruit gaussien, pour déterminer l'interférence affectant la porteuse courante.
Par exemple, l'étape d'estimation tient compte des deux porteuses des symboles multiporteuses adjacents au symbole multiporteuse courant dans le signal multiporteuse, correspondant à une même fréquence que la porteuse courante, notées porteuse précédente et porteuse suivante.
En effet, les inventeurs ont constaté que la partie réelle du signal multiporteuse au niveau de la porteuse courante, notée ym r n , est corrélée à la partie imaginaire du signal multiporteuse au niveau de la porteuse précédente, notée yl m n_\ , et à la partie imaginaire du signal multiporteuse au niveau de la porteuse suivante, notée ym l ^n+\■
Par conséquent, puisqu'en l'absence de bruit gaussien, la corrélation entre la partie réelle du signal multiporteuse au niveau de la porteuse courante ym>n et la partie imaginaire du signal multiporteuse au niveau de la porteuse courante ym l ^n se réduit exactement à la corrélation entre la partie réelle de l'interférence affectant la porteuse courante, notée 9¾ 1 m,n 1, et la partie imaginaire de l'interférence affectant la porteuse courante, notée > | est
Figure imgf000008_0001
corrélée à la partie imaginaire de l'interférence affectant la porteuse précédente, notée m,n 1 ! et ^ ja partje jmaginaire (je l'interférence affectant la porteuse suivante
Figure imgf000008_0002
En particulier, l'étape d'estimation met en œuvre un algorithme de régression linéaire
la partie réelle de l'interférence affectant la porteuse courante 9ΐ , correspondant à
Figure imgf000009_0001
la partie réelle du signal multiporteuse au niveau de la porteuse courante ( ym n ) en l'absence de bruit, et
la somme des parties ima inaires de l'interférence affectant la porteuse précédente et la porteuse suivante rS , correspondant à la somme des parties
Figure imgf000009_0002
imaginaires du signal multiporteuse au niveau des porteuses précédente et suivante )' ,«-l + ym,n+l en l'absence de bruit,
pour déterminer un coefficient directeur d'une droite de régression associée à la porteuse courante, noté pm n .
En particulier, le coefficient directeur de la droite de régression associée à la porteuse (m,n) est défini par l'équation suivante :
Figure imgf000009_0003
où : var correspond à l'expression de la variance ; et
cov correspond à l'expression de la covariance.
Un coefficient directeur distinct peut ainsi être défini pour chaque porteuse.
Selon une caractéristique particulière de l'invention, l'interférence estimée affectant la porteuse courante, à l'issue de l'étape d'estimation, est obtenue en multipliant le coefficient directeur par la somme des parties imaginaires de l'interférence affectant la porteuse précédente et de l'interférence affectant la porteuse suivante.
'autres termes :
Figure imgf000009_0004
soit encore : Jm,n - Pm n \ ym,n-l + }'m,n+l
en l'absence de bruit gaussien.
En particulier, le coefficient directeur est actualisé périodiquement et/ou en fonction d'une variation d'un canal de transmission du signal multiporteuse. On estime ainsi de manière précise l'interférence affectant les porteuses, de façon à réaliser une égalisation du signal multiporteuse de bonne qualité, même en présence d'un canal variant relativement rapidement.
Dans un autre mode de réalisation, l'invention concerne un dispositif de réception d'un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles multiporteuses, un symbole multiporteuse comprenant, à l'émission, des porteuses modulées par des valeurs réelles en utilisant une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel.
Un tel dispositif comprend :
des moyens de démodulation du signal multiporteuse reçu,
- des moyens d'égalisation du signal multiporteuse démodulé comprenant les moyens suivants, activés pour au moins une porteuse d'un des symboles multiporteuses, dits porteuse courante et symbole multiporteuse courant :
des moyens de décomposition dudit signal multiporteuse démodulé en une partie réelle et une partie imaginaire ;
- des moyens d'estimation d'une interférence affectant ladite porteuse courante à partir de ladite partie imaginaire dudit signal multiporteuse démodulé, délivrant une interférence estimée ;
des moyens de soustraction de ladite interférence estimée à ladite partie réelle dudit signal multiporteuse démodulé, délivrant un signal égalisé.
Un tel dispositif de réception est notamment adapté à mettre en œuvre le procédé de réception décrit précédemment. Il s'agit par exemple d'un terminal de type radiotéléphone, ordinateur portable, assistant personnel de type PDA (en anglais « Personal Digital Assistant »), du récepteur d'une paire émission-réception ou d'un modem PLC, d'un boîtier décodeur (« set top box »), etc.
Ce dispositif pourra bien sûr comporter les différentes caractéristiques relatives au procédé de réception selon l'invention.
Un autre aspect de l'invention concerne un programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre du procédé de réception tel que décrit ci-dessus, lorsque ce programme est exécuté par un processeur.
L'invention peut ainsi être mise en œuvre de diverses manières, notamment sous forme câblée ou sous forme logicielle.
4. Liste des figures
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels :
la figure 1 présente les principales étapes de la technique de réception selon l'invention ; la figure 2 illustre un exemple de chaîne de réception mettant en œuvre les étapes de la figure 1 ;
les figures 3A et 3B illustrent les performances de l'invention par rapport aux techniques de l'art antérieur ;
la figure 4 présente la structure d'un dispositif de réception mettant en œuvre une technique de réception selon un mode de réalisation particulier de l'invention.
5. Description d'un mode de réalisation de l'invention
5.1 Principe général
L'invention se place dans le contexte des modulations OFDM avancées, ne nécessitant pas l'introduction d'un intervalle de garde, et pour lesquelles les éléments de données sont modulées sur des porteuses d'un symbole multiporteuse en utilisant une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel. On considère donc que les différentes porteuses sont modulées, à l'émission, par une valeur réelle.
Après passage dans le canal de transmission, le signal multiporteuse reçu présente un terme d'interférence imaginaire.
Le principe général de l'invention repose sur l'utilisation de la partie imaginaire du signal reçu pour estimer les interférences affectant ce signal, et égaliser correctement ce signal en utilisant une technique d'égalisation simple à mettre en œuvre.
Pour ce faire, on propose selon l'invention une technique de réception d'un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles multiporteuses comprenant une étape spécifique d'égalisation du signal multiporteuse, un symbole multiporteuse comprenant, à l'émission, des porteuses modulées par des valeurs réelles en utilisant une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel.
Plus précisément, comme illustré en figure 1, une telle étape d'égalisation met en œuvre les étapes suivantes, pour au moins une porteuse d'un des symboles multiporteuses, dits porteuse courante et symbole multiporteuse courant :
une étape de décomposition 12 du signal multiporteuse en une partie réelle et une partie imaginaire ;
une étape d'estimation 13 d'une interférence affectant la porteuse courante à partir de la partie imaginaire du signal multiporteuse, délivrant une interférence estimée. Cette étape permet donc de reconstruire, au moins partiellement, l'interférence affectant la porteuse courante ;
une étape de soustraction 14 de l'interférence estimée à la partie réelle du signal multiporteuse, délivrant un signal égalisé. Cette étape permet donc d'annuler ou de réduire l'interférence affectant la porteuse courante.
On note que l'étape de décomposition 12 peut être mise en œuvre une fois pour toute pour l'ensemble du signal multiporteuse, ou bien porteuse par porteuse. Cette étape de décomposition peut être précédée par une étape de pré-égalisation 11 particulièrement simple, de type forçage à zéro à un coefficient par exemple.
La solution proposée permet ainsi d'égaliser correctement le signal multiporteuse reçu en présence d'interférences, tout en présentant une complexité réduite par rapport aux techniques d'égalisation de l'état de la technique. Notamment, la solution proposée est très peu complexe comparativement aux techniques robustes de suppression d'interférence telles que la méthode EIC présentée en relation avec l'art antérieur.
5.2 Exemple de réalisation
On décrit ci-après un exemple d'application de l'invention à la réception d'un signal multiporteuse de type OFDM/OQAM. Un tel signal peut être construit à partir d'une modulation OQAM présentant un grand nombre d'états (par exemple une QAM présentant 64 états ou plus), puisque la solution proposée permet d'égaliser le signal reçu même en présence d'interférences.
A) Théorie
Comme indiqué en relation avec l'art antérieur, le signal multiporteuse reçu, après démodulation et pré-égalisation, peut s'exprimer sous la forme suivante :
ym,n = amam,n + ^ m.n + wm,n
L'invention propose de prendre en compte non seulement la partie réelle du signal reçu yr m n , mais également sa partie imaginaire yl m n , tels que :
Figure imgf000012_0001
Si l'on suppose que le retard du canal est relativement négligeable devant la durée d'un symbole multiporteuse, c'est-à-dire Ln - 1 « M , avec M le nombre de porteuses d'un symbole multiporteuse, alors « Hm , et on déduit des équations précédentes :
Figure imgf000012_0002
A partir du terme d'interférence J m n extrait de l'expression du signal multiporteuse reçu ym n , on peut déduire que la partie réelle du signal reçu ym r n et la partie imaginaire du signal reçu yl m n sont deux variables aléatoires corrélées, et leur corrélation se réduit exactement, en absence de bruit gaussien, à la corrélation entre les parties réelle et imaginaire du terme d'interférence, am n sont
Figure imgf000013_0001
indépendantes des valeurs des interférences Jm n .
On propose donc selon l'invention d'utiliser la partie imaginaire ym l n pour estimer et ensuite réduire l'interférence générée par l'OFDM/OQAM en présence d'un canal multitrajet.
Pour cha e porteuse d'indice m, si on calcule la corrélation entre les deux séquences
Figure imgf000013_0002
corrélation apparaissent pour HQ = n ± 1 . On obtient donc un maximum de corrélation en se décalant d'un temps symbole.
On rappelle à cet effet que Γ intercorrélation entre deux processus aléatoires et stationnaires xn et yn se définit classiquement par :
Rxy M ~ E {xn+n0yn } = E {½^-«0 }
et peut donc être approximé par la formule suivante :
Figure imgf000013_0003
A titre d'exemple, considérant un canal de transmission de type PLC à quatre trajets, un nombre M de porteuses égal à 128, une fréquence d'échantillonnage Fs = 1 / Ts = 10MHz , et considérant un filtre prototype de type TFLl , de longueur M, orthogonal, et dont les coefficients sont optimisés suivant le critère de localisation temps-fréquence, Γ intercorrélation entre les parties réelle ym n et imaginaire ym n du signal reçu, et donc Γ intercorrélation entre les parties réelle du terme d'interférence, pour 300 observations
Figure imgf000013_0004
(Nt = 300) par exemple, présente des pics de corrélation pour HQ = n ± 1 .
D'autre part, les variables peuvent être approchées par deux
Figure imgf000013_0005
variables aléatoires gaussiennes centrées, puisque le terme d'interférences m n s'exprime comme une somme infinie de variables aléatoires de même distribution : um+p ,n+qK e 11 m
0 0
De ce fait, le vecteur aléatoire suit une distribution
Figure imgf000014_0001
Gaussienne bivariée. Or on rappelle que les isocontours de la densité de probabilité jointe d'une telle distribution ont des formes ellipsoïdales centrées en (τη^ ,τ^ ) , où m\ et désignent les moyennes du vecteur aléatoire à deux composantes, soit m = m = 0 selon notre exemple.
Il est alors possible de déterminer la pente du grand axe de ces ellipses, puis d'estimer le terme d'interférence 9ΐ | m'n 1 , en appliquant un algorithme de type régression linéaire.
[ Hm J
Plus précisément, puisque Γ intercorrélation entre les parties réelle m^ et imaginaire ym l n du signal reçu présente des pics de corrélation aux positions n-1 et n+1, on considère la somme des deux échantillons imaginaires ym l n_\ et ym l n+\ pour estimer le terme d'interf rence :
Figure imgf000014_0002
On détermine ensuite, au moins pour la porteuse courante (m,n) , le coefficient directeur de la droite de régression associée à cette porteuse (correspond au grand axe de l'ellipse), étant donné que la pente de la droite de régression est spécifique à chaque porteuse d'indice m.
En utilisant une technique classique de type régression linéaire (ou toute autre technique permettant de déterminer le coefficient directeur correspondant au grand axe de l'ellipse), la pente de chacune de ces droites de régression peut se calculer, en l'absence de bruit gaussien, par l'expression :
cov ym n ,ym n+\ + ym >n-\
m ,n
var\ ym n+\ + ym n-\
L'interférence affectant la porteuse [m,n peut alors être estimée par l'expression :
Figure imgf000014_0003
soit encore, l'absence de bruit gaussien : Jm,n - Pm
Figure imgf000015_0001
Il est ainsi possible, selon cet exemple, d'estimer l'interférence affectant la porteuse courante ( m ,n) en tenant notamment compte de la partie imaginaire du signal reçu au niveau de la porteuse précédent la porteuse courante, et de la porteuse suivant la porteuse courante.
On note qu'il est également possible d'estimer l'interférence affectant la porteuse courante directement à partir de la partie imaginaire du signal reçu au niveau de cette porteuse courante, par exemple selon l'é uation : J
Figure imgf000015_0002
> ou encore d'estimer l'interférence affectant la porteuse courante à partir de la partie imaginaire du signal reçu au niveau d'une ou plusieurs porteuses précédent la porteuse courante et/ou suivant la porteuse courante dans le signal multiporteuse.
Par exemple, les interférences affectant les porteuses du premier symbole multiporteuse sont estimées à partir de la partie imaginaire du signal reçu au niveau d'un ou plusieurs symboles multiporteuses suivant le premier symbole multiporteuse dans le signal multiporteuse. Les interférences affectant les porteuses du dernier symbole multiporteuse sont estimées à partir de la partie imaginaire du signal reçu au niveau d'un ou plusieurs symboles multiporteuses précédent le dernier symbole multiporteuse dans le signal multiporteuse.
Ainsi, l'invention n'est pas limitée à la technique d'estimation de l'interférence décrite ci- dessus.
B) Application pratique
On présente désormais, en relation avec la figure 2, un exemple de chaîne de réception mettant en œuvre un tel procédé de réception.
Tout d'abord, le signal reçu est démodulé par un démodulateur OFDM/OQAM 21 , puis pré-égalisé par un égaliseur ZF 22 à un coefficient.
Le signal reçu démodulé et pré-égalisé, ym n , est alors décomposé (231 , 232) en partie réelle ym r n et partie imaginaire ym l n .
Selon l'invention, on utilise la partie imaginaire ym>n pour estimer l'interférence affectant la porteuse courante ( m,n) . Ainsi, si on considère l'exemple précédent selon lequel l'intercorrélation entre les parties réelle ym r n et imaginaire ym l n présente des pics de corrélations aux instants (n-1 ) et (n+1 ), on applique à la partie imaginaire du signal ym l n un décalage en positif (241) et en négatif (242) d'une durée égale à celle d'un symbole OQAM ( TQ j our obtenir les échantillons imaginaires ym n_\ et ym l n+\ permettant d'estimer le terme d'interférence.
L'interférence affectant la porteuse courante ( m ,n) est alors estimée dans un module 'estimation 25, en utilisant les formules obtenues précédemment :
Figure imgf000016_0001
On note que ces opérations de décalage sont facultatives, notamment dans le cas où l'interférence affectant la porteuse courante est directement estimée à partir de la partie imaginaire du signal reçu au niveau de cette porteuse courante.
Le terme d'interférence affectant la porteuse courante ainsi estimé est alors soustrait à la partie réelle du signal multiporteuse au niveau de la porteuse courante, ce qui permet d'estimer l'élément de données transmis am n .
Il est ensuite possible de reconstruire 27 des symboles complexes de type QAM à partir de cette estimation de l'élément de données, en mettant en œuvre une opération duale à celle permettant de passer à l'émission des symboles QAM aux symboles OQAM.
Le récepteur réalise alors une détection de type maximum de vraisemblance 28 classique, qui permet de décider quel est le symbole QAM qui a le plus probablement été transmis.
Le traitement décrit précédemment peut être mis en œuvre pour l'ensemble des porteuses du multiplex.
En particulier, dans le cas d'un canal variant peu dans le temps, dans un système de transmission PLC selon la norme IEEE PI 901 par exemple, le coefficient directeur pm n peut être calculé une fois pour plusieurs symboles. Ainsi, si le canal est invariant sur P symboles multiporteuses, le terme d'interférence peut être calculé pour ces P symboles :
J m,nP P m,nP m,n- -1 + )' ,Π+1 j ~
Figure imgf000016_0002
Le coefficient directeur pm peut alors être actualisé périodiquement, et ou en fonction d'une variation du canal de transmission.
Si le canal varie dans le temps, dans un système de transmission selon la norme DVB-H nouvelle génération (DVB-NGH) par exemple, il convient d'ajuster en temps réel les valeurs des paramètres de variance et covariance. En d'autres termes, le coefficient directeur pm n est mis à jour en permanence.
5.3 Evaluation des performances On présente ci-après, en relation avec les figures 3A et 3B, les performances obtenues par la technique selon l'invention par rapport aux techniques de l'art antérieur, dans le cadre d'une transmission PLC sur un canal multi -trajets à quatre trajets.
On considère pour la transmission un nombre total de porteuse M égal à 128, une fréquence d'échantillonnage Fs = 10MHz , et que l'on transmet des constellations de type 64- QAM sur les différentes porteuses d'une symbole multiporteuse.
Plus précisément, les courbes des figures 3A et 3B représentent le taux d'erreur binaire en fonction du rapport signal à bruit Eb/NO obtenu à partir :
d'une transmission OFDM classique avec intervalle de garde, encore notée CP- OFDM, où la longueur de l'intervalle de garde est choisie égale au retard maximum produit par le canal L/j = 8 (courbe 31) ;
d'une transmission OFDM/OQAM avec un filtre prototype TFLl de longueur 128, utilisant une technique classique de réception (courbe 321) ou la solution de l'invention (courbe 322) ;
d'une transmission OFDM/OQAM avec un filtre prototype IOTA4 (en anglais « Isotropic Orthogonal Transform Algorithm »), de longueur 4* 128, plus sélectif en fréquence que le filtre TFLl, utilisant une technique classique de réception (courbe 331) ou la solution de l'invention (courbe 332) ;
d'une transmission OFDM/OQAM avec un filtre prototype SRRC4 (en anglais « Square Root Raised Cosine »), de longueur 4* 128, plus sélectif en fréquence que le filtre TFLl , utilisant une technique classique de réception (courbe 341) ou la solution de l'invention (courbe 342) ;
d'une transmission OFDM/OQAM avec un filtre prototype parfaitement orthogonal FS4 (en anglais « Frequency Sélective »), de longueur 4* 128, plus sélectif en fréquence que le filtre TFLl , utilisant une technique classique de réception (courbe 351) ou la solution de l'invention (courbe 352).
On constate, au vu de ces figures 3A et 3B, que les performances des systèmes de transmission mettant en œuvre une technique de réception selon l'invention sont proches de celles obtenues dans le cadre d'une transmission OFDM classique avec insertion d'un intervalle de garde.
Par exemple, pour un rapport Eb/N0=50dB, avec Eb l'énergie émise par bit utile et NO la densité spectrale du bruit, le taux d'erreur binaire est divisé par deux par rapport au taux d'erreur obtenu classiquement pour un filtre prototype TFLl, et divisé par quarante pour un filtre prototype IOTA4. Pour les filtres prototypes les plus sélectifs en fréquence, SRRC4 et FS4, les paliers d'erreurs dus à l'interférence générée en OFDM/OQAM sont effacés dans l'intervalle
10"5 ,3 x 1ο-1 du taux d'erreur binaire.
Les gains en terme de taux d'erreur binaire obtenus en utilisant la technique selon l'invention sont donc significatifs, notamment pour les constellations QAM d'ordre élevé, et pour les filtres prototypes très sélectifs en fréquence.
Par ailleurs, en plus de présenter de bonnes performances en termes de taux d'erreur binaire, l'invention présente de bonnes performances en termes de complexité opératoire.
Ainsi, si l'on considère :
- que le signal multiporteuse est transmis en bande de base, et correspond de ce fait à sa version dite OFDM/OQAM à symétrie hermitienne (c'est-à-dire que, pour une taille de transformée de Fourier rapide de M points, on a au maximum de M/2 - 1 porteuses actives par symbole multiporteuse), et
un cas « en ligne » indiquant le nombre d'opérations à effectuer à la cadence symbole OQAM TQ (cas lié à la phase d'égalisation par un égaliseur de type ZF), et un cas « périodique » indiquant le nombre d'opérations à effectuer chaque fois que le canal change, i.e. tous les P symboles multiporteuses (cas lié aux formules exprimant une estimation de l'interférence),
on constate que la solution proposée conduit à une complexité « en ligne » dix fois plus faible que celle des solutions de l'art antérieur, comme la technique d'égalisation avec annulation d'interférences EIC présentée en relation avec l'art antérieur. La complexité « périodique » peut s'avérer plus élevée que celle des techniques de l'art antérieur, car elle dépend du nombre d'observations Nt. Toutefois, le calcul de l'interférence étant mis en œuvre moins souvent (par exemple uniquement lorsque le canal varie) et le nombre d'observations pouvant être diminué (notamment pour une mise en œuvre dans un système de transmission de type PLC, pour lequel le canal varie peu), l'impact de ce coût est négligeable.
5.4 Structure du dispositif de réception
On présente finalement, en relation avec la figure 4, la structure simplifiée d'un récepteur mettant en œuvre la technique de réception selon le mode de réalisation particulier décrit ci-dessus.
Un tel récepteur comprend une mémoire 41 comprenant une mémoire tampon, une unité de traitement 42, équipée par exemple d'un microprocesseur P, et pilotée par le programme d'ordinateur 43, mettant en œuvre le procédé de réception selon l'invention.
A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 43 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 42. L'unité de traitement 42 reçoit en entrée un signal multiporteuse. Le microprocesseur de l'unité de traitement 42 met en œuvre les étapes du procédé de réception décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur 43, pour déterminer les interférences affectant le signal multiporteuse, et égalisé ce signal. Pour cela, le récepteur comprend, outre la mémoire tampon 41, des moyens d'égalisation du signal multiporteuse comprenant des moyens de décomposition du signal multiporteuse en une partie réelle et une partie imaginaire, des moyens d'estimation d'une interférence affectant la porteuse courante à partir de la partie imaginaire du signal multiporteuse, délivrant une interférence estimée, et des moyens de soustraction de l'interférence estimée à la partie réelle du signal multiporteuse, délivrant un signal égalisé.
Ces moyens sont pilotés par le microprocesseur de l'unité de traitement 42.

Claims

18 REVENDICATIONS
1. Procédé de réception d'un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles multiporteuses, un symbole multiporteuse comprenant, à l'émission, des porteuses modulées par des valeurs réelles en utilisant une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel,
caractérisé en ce qu'il comprend :
une étape de démodulation du signal multiporteuse,
une étape d'égalisation du signal multiporteuse démodulé mettant en œuvre les étapes suivantes pour au moins une porteuse d'un desdits symboles multiporteuses, dits porteuse courante et symbole multiporteuse courant :
décomposition ( 12) dudit signal multiporteuse démodulé en une partie réelle et une partie imaginaire ;
estimation ( 13 ) d'une interférence affectant ladite porteuse courante à partir de ladite partie imaginaire dudit signal multiporteuse démodulé, délivrant une interférence estimée ;
- soustraction ( 14) de ladite interférence estimée à ladite partie réelle dudit signal multiporteuse démodulé, délivrant un signal égalisé.
2. Procédé de réception selon la revendication 1 , caractérisé en ce que ladite étape d'estimation ( 13) tient compte d'au moins une porteuse d'un symbole multiporteuse précédent et/ou d'un symbole multiporteuse suivant ledit symbole multiporteuse courant dans ledit signal multiporteuse démodulé, et correspondant à une même fréquence que ladite porteuse courante.
3. Procédé de réception selon la revendication 1 , caractérisé en ce que ladite étape d'estimation ( 13 ) tient compte des deux porteuses des symboles multiporteuses adjacents audit symbole multiporteuse courant dans ledit signal multiporteuse démodulé, correspondant à une même fréquence que ladite porteuse courante, notées porteuse précédente et porteuse suivante.
4. Procédé de réception selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite étape d'estimation ( 13) met en œuvre un algorithme de régression linéaire entre ladite partie réelle du signal multiporteuse démodulé au niveau de ladite porteuse courante et la somme des parties imaginaires du signal multiporteuse démodulé au niveau desdites porteuse précédente et suivante pour déterminer un coefficient directeur d'une droite de régression associée à ladite porteuse courante.
5. Procédé de réception selon la revendication 4, caractérisé en ce que ladite interférence estimée, affectant ladite porteuse courante, est obtenue en multipliant ledit coefficient directeur par la somme des parties imaginaires de l 'interférence affectant ladite porteuse précédente et de Γ interférence affectant ladite porteuse suivante.
6. Procédé de réception selon la revendication 4, caractérisé en ce que ledit coefficient directeur est actualisé périodiquement et/ou en fonction d'une variation d'un canal de transmission du signal multiporteuse.
7. Procédé de réception selon la revendication 1 , caractérisé en ce que ladite étape d'égalisation met en œuvre une étape de pré-égalisation (1 1 ) de type forçage à zéro, préalable à ladite étape de décomposition (12) du signal multiporteuse démodulé.
8. Dispositif de réception d'un signal multiporteuse formé d'une succession temporelle de symboles multiporteuses,
un symbole multiporteuse comprenant, à l'émission, des porteuses modulées par des valeurs réelles en utilisant une base de fonctions orthogonales dans le domaine réel,
caractérisé en ce qu'il comprend :
des moyens de démodulation du signal multiporteuse,
des moyens d'égalisation du signal multiporteuse démodulé comprenant les moyens suivants, activés pour au moins une porteuse d'un desdits symboles multiporteuses, dits porteuse courante et symbole multiporteuse courant :
des moyens de décomposition (12) dudit signal multiporteuse démodulé en une partie réelle et une partie imaginaire ;
des moyens d'estimation (13) d'une interférence affectant ladite porteuse courante à partir de ladite partie imaginaire dudit signal multiporteuse démodulé, délivrant une interférence estimée ;
des moyens de soustraction (14) de ladite interférence estimée à ladite partie réelle dudit signal multiporteuse démodulé, délivrant un signal égalisé.
9. Programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d'un procédé de réception selon la revendication 1 lorsque ledit programme est exécuté par un processeur.
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