[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

WO2011120501A1 - Wellenleiterantenne für eine radarantennenanordnung - Google Patents

Wellenleiterantenne für eine radarantennenanordnung Download PDF

Info

Publication number
WO2011120501A1
WO2011120501A1 PCT/DE2011/000306 DE2011000306W WO2011120501A1 WO 2011120501 A1 WO2011120501 A1 WO 2011120501A1 DE 2011000306 W DE2011000306 W DE 2011000306W WO 2011120501 A1 WO2011120501 A1 WO 2011120501A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
waveguide
bottom plate
profile
antenna according
waveguide antenna
Prior art date
Application number
PCT/DE2011/000306
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Arnold MÖBIUS
Ludovica SZÖCS
Wolfgang Fey
Original Assignee
Conti Temic Microelectronic Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Conti Temic Microelectronic Gmbh filed Critical Conti Temic Microelectronic Gmbh
Priority to DE112011100045T priority Critical patent/DE112011100045A5/de
Publication of WO2011120501A1 publication Critical patent/WO2011120501A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/27—Adaptation for use in or on movable bodies
    • H01Q1/32—Adaptation for use in or on road or rail vehicles
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q13/00—Waveguide horns or mouths; Slot antennas; Leaky-waveguide antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/20—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave
    • H01Q13/28—Non-resonant leaky-waveguide or transmission-line antennas; Equivalent structures causing radiation along the transmission path of a guided wave comprising elements constituting electric discontinuities and spaced in direction of wave propagation, e.g. dielectric elements or conductive elements forming artificial dielectric

Definitions

  • the invention relates to a waveguide antenna for a radar antenna arrangement, in particular for use in motor vehicles.
  • Such antennas are known, for example, from US Pat. No. 5,572,228, which are realized in a mechanically pivoting manner in which they rotate a surface-structured drum in the immediate vicinity of a dielectric waveguide.
  • the surface structuring of the drum is carried out by individual metal strips, the distance of which is determined by the rotation of the
  • Drum changed in the region of the dielectric waveguide. This causes a rotation angle-dependent power extraction via a so-called leaky wave from the dielectric waveguide.
  • the decoupled power is distributed in space in the form of a radiation writable by a directional antenna characteristic.
  • the polarization of the radiated wave is oriented parallel to the metal strip present on the drum.
  • an alternative waveguide type is used, which is arranged in the vicinity of an interference structure, such as a surface-structured drum.
  • the waveguide has spaced metallic surfaces, between which a dielectric medium is arranged.
  • the electromagnetic wave is coupled in between the metallic surfaces in the longitudinal direction.
  • the metallic surfaces extend in the longitudinal direction, are in a first transverse direction to the
  • Interference structure and the opposite side open and spaced from each other in a second transverse direction, wherein the second transverse direction is perpendicular to both the first transverse direction and the longitudinal direction of the waveguide.
  • Such a waveguide has large ohmic
  • An increased number of components leads to an increase in manufacturing costs and causes due to the rotating roller a susceptible application of the antenna.
  • the rotating roller necessitates a reduction of manufacturing tolerances and mechanical loads, so that the production outlay additionally increases and such a waveguide is cost-intensive.
  • a metallic waveguide leads a radar wave in a first mode and an emission of the radar wave takes place in a second mode different from the first mode from the waveguide by structural elements.
  • the waveguide extends in an x-direction and limits the propagation of the radar wave in the first mode in the x-direction an interior space in which the structural elements extend.
  • the structural elements act on the radar wave guided in the waveguide in the first mode as impurities, at which a part of the guided power is converted into the second mode and coupled out at the structural elements, whereby a phased array
  • Antenna gets.
  • Waveguide waveguide having the production and in particular the assembly of the waveguide antenna is simplified.
  • the waveguide and the bottom plate can be frictionally and / or positively connected to one another via the waveguide profile and the baseplate profile, so that, in addition to the simplified assembly, a secure connection of the two individual parts is ensured with one another.
  • the production of a waveguide antenna according to claim 1 is inexpensive.
  • the waveguide according to claim 3 In a design of the waveguide according to claim 3, this can be easily mounted by placing from above on the bottom plate.
  • the design of the structural elements as ribs according to claim 4 allows the coupling of the second mode by 90 ° relative to the first output mode rotated.
  • the TEIO mode the radar wave another basic mode
  • the TEOl mode are coupled out.
  • the structural elements having a transverse axis are arranged obliquely such that their transverse axis and the longitudinal axis of the waveguide form an acute angle.
  • a waveguide antenna according to claim 5 causes a rotation of the plane of symmetry of the decoupled second mode with respect to the guided in the waveguide first mode.
  • a constructive superimposition of the radiated second mode can take place in only a few, and in particular in only one direction.
  • non-periodic arrangement of structural elements of a waveguide antenna according to claim 7 undesirable, contrary to a direction of propagation against the radar wave fed into the waveguide in the first mode occurring constructive superimpositions can be suppressed.
  • the non-periodic arrangement of the structural elements is also referred to as jittering.
  • a targeted coupling of the power is improved by a guided in the waveguide radar wave in a first mode in a different second mode.
  • the attachment of the waveguide on the bottom plate is further simplified.
  • a further functional integration is provided by the fact that the structural elements on the bottom plate at the same time constitute a fastening means for the aufndden on the bottom plate waveguide with the waveguide profile.
  • the radar wave is shielded, so that no power is radiated from the waveguide antenna in this area. In these areas, the wall currents occurring are low, which is why there the positive connection between the base plate and waveguide is defined.
  • the structural elements themselves follows the radiation of the second mode, so that there the current density is increased. In these areas, the frictional connection between the waveguide and the bottom plate takes place.
  • the frictional connection between the bottom plate and the waveguide is further improved.
  • the design of the base plate according to claim 12 allows an improved mounting of the waveguide to the bottom plate.
  • the design of the waveguide antenna according to claim 13 improves the flexibility in the production of bottom plate and waveguide. Such a production is cost-effective, especially with increased quantities of the waveguide antenna.
  • the elasticity of the manufactured components is additionally increased, so that the frictional and / or positive mounting of the waveguide antenna is additionally simplified.
  • a waveguide antenna according to claim 14 can be mounted easily and in particular automatically, whereby the manufacturing costs are further reduced.
  • An arrangement according to claim 15 is particularly suitable for the mass production of waveguide antennas and in particular allows the simultaneous production of multiple waveguide antennas, so that the productivity of such a method additionally increased and thus the manufacturing costs are further reduced. Exemplary embodiments of the invention will be explained in more detail below with reference to the drawing. In this show:
  • FIG. 1 shows a waveguide antenna with a bottom plate according to a first exemplary embodiment
  • Fig. 2 is a sectional view in parallel to an x-z plane
  • FIG. 3 is a perspective view of a bottom plate according to a further exemplary embodiment of a waveguide antenna according to FIG. 1, FIG.
  • FIG. 4 is a perspective view corresponding to FIG. 1 of a waveguide antenna according to a further exemplary embodiment, FIG.
  • FIG. 5 is a perspective view of a waveguide antenna according to another exemplary embodiment with a aufminden on a bottom plate waveguide in a non-connected state
  • Fig. 6 is a sectional view in parallel to a y-z plane
  • FIG. 7 shows a representation corresponding to FIG. 5 of the waveguide antenna in a connected state of waveguide and base plate, FIG.
  • Fig. 8 is a sectional view in parallel to a y-z plane
  • Sectional plane along the section line VIII-VIII in Fig. 7, 9 is an enlarged view of a connection of the waveguide to the bottom plate detail IX in FIG. 8,
  • FIG. 10 shows a schematic illustration of a plurality of waveguide antennas according to a further exemplary embodiment with a waveguide, a base plate and a cover,
  • 11 is a sectional view in parallel to a y-z plane
  • FIG. 12 is a sectional view corresponding to FIG. 11 of a further exemplary embodiment with a cover applied to a plurality of waveguide antennas
  • FIG. 13 is an enlarged detail view according to FIG. 12 showing the connection of the cover to the waveguide antennas and
  • Fig. 14 is a sectional view corresponding to Fig. 11 of another embodiment of a waveguide antenna.
  • the waveguide antenna 1 and 2 show a first exemplary embodiment of a waveguide antenna 1 for a radar antenna arrangement, which can be used in particular in motor vehicles for a distance determination and / or distance monitoring.
  • the waveguide antenna 1 is integrated into the radar antenna arrangement in a manner known per se.
  • the waveguide antenna 1 has a metallic waveguide 2, which extends in an x-direction and has a longitudinal axis 3 extending parallel to the x-direction.
  • the waveguide 2 limits the propagation of a radar wave of a first mode in the x-direction of an interior space 4.
  • the radar wave in the first mode propagates in the interior 4 with a waveguide wavelength ⁇ ! out.
  • the waveguide antenna 1 is particularly suitable for guiding the fundamental mode TE10 in the waveguide 2.
  • the waveguide 2 has a substantially U-shaped cross-section oriented in a z-direction that is perpendicular to the x-direction and has two symmetrically opposite side walls 5, which are of identical design.
  • the side walls 5 have with respect to the vertical z-direction in each case a lower side wall portion 6 and integrally formed thereon upper side wall portion 7 having a greater wall thickness s 2 along a direction perpendicular to both the x-direction and z-direction y-direction has as a wall thickness sj of the lower side wall portion 6.
  • the inner space 4 is tapered upwards along the z-direction.
  • the waveguide 2 has an opening 8 at an upper end with a substantially rectangular outer contour, the TEIO mode of the radar wave propagating along the x-direction in the waveguide 2 can not emerge from the waveguide 2 via the opening 8. Thus, no power of the radar wave is radiated through the opening 8.
  • the waveguide antenna 1 is formed with the waveguide 2 substantially symmetrically to a symmetry plane S parallel to the x-z plane.
  • the waveguide 2 is fixedly connected at one of the opening 8 arranged opposite bottom with a bottom plate 9, for example by gluing or Angalvantician, so that the waveguide 2 down tight is completed.
  • the bottom plate has a rectangular cross section and is adapted in shape to the waveguide 2.
  • the waveguide 2 has a plurality of structural elements in the form of ribs 10 arranged in the x-direction and extending into the interior 4.
  • the ribs 10 each have a transverse axis 11, which forms an acute angle with the longitudinal axis 3.
  • the ribs 10 connect the two opposite side walls 5 and are integrally formed according to the embodiment shown in Figs. 1 and 2 to the side walls 5. It is also possible that the ribs 10 are produced independently of the side walls 5 and then connected to these.
  • the ribs 10 serve to selectively decouple the guided in the waveguide 2 along the x-direction TEIO mode from the waveguide 2 by conversion to another mode, preferably in the TEO 1 mode.
  • the radar wave propagates in the second mode with a waveguide wavelength ⁇ 2 , which is generally different from the waveguide wavelength ⁇ of the radar wave in the first mode.
  • a symmetry plane of the TEIO mode is rotated 90 °, which is equivalent to having a symmetric TEIO mode field distribution along a transverse direction 12 parallel to the z direction an asymmetrical field distribution is converted along the transverse direction 12 of the TEO 1 mode.
  • the ribs 10 with respect to a direction parallel to the x-direction propagation direction 13 of the radar wave TEIO mode unsymmetrical, ie obliquely arranged by the transverse axis 11 with the longitudinal axis 3 forms an acute angle.
  • the TEO 1 mode becomes the waveguide in the xz plane 2 radiated.
  • the emission direction of the TEO1 mode is in an angular range of ⁇ 20 ° about the z axis. If the TEOl mode is emitted from the waveguide 2, the radar wave again has the free space wavelength ⁇ 0 .
  • the waveguide wavelength ⁇ 2 can be influenced such that it corresponds approximately to the free space wavelength ⁇ 0 .
  • the ribs 10 are spaced from the waveguide 2 in the x-direction for the targeted conversion of the first mode, for example the TEIO mode, into a different second mode, for example the TEO1 mode, the radar shaft and for decoupling the second mode arranged to each other.
  • the first mode for example the TEIO mode
  • a different second mode for example the TEO1 mode
  • the radar shaft and for decoupling the second mode arranged to each other.
  • at least some adjacent ribs 10 may be arranged in the x-direction with a periodic distance d p to each other.
  • adjacent ribs 10 have a non-periodic distance d ap in the x-direction, which deviates by less than 5% from the periodic distance d p according to the exemplary embodiment shown.
  • the radiated radar wave in the TEO1 mode is structurally superimposed in only a few, and in particular in only one direction.
  • d p periodic distance which is an integer multiple of the half waveguide wavelength corresponds to the radar wave in the first mode
  • constructive overlays may occur, which counteract against the propagation direction 13 of the radar wave of the TEIO mode.
  • the ribs 10 are arranged at least partially along the x-direction with slightly varying distances d ap from one another and thus non-periodically.
  • the non-periodic distance d ap differs, in particular by less than 2% and in particular by less than 1% from that periodic distance d p .
  • the distances d p and d ap are greater than half the free space wavelength ⁇ 0/2 of the radar wave.
  • the waveguide wavelength can be smaller than the free space wavelength and the distance of the adjacent structural elements must be greater than half a waveguide wavelength ⁇ / 2 of the radar wave of the first mode, ie the TEIO-Mode.
  • the ribs 10 have a rectangular cross-section oriented perpendicular to the transverse axis 11, a structural height H being constant along the transverse axis 11 of the ribs 10.
  • FIG. 3 Structurally identical parts are given the same reference numerals as in the first embodiment, to the description of which reference is hereby made. Structurally different but functionally similar parts receive the same reference numerals with a following a.
  • Each groove 10a has a rectangular cross section with a constant structural height H along the transverse axis 11a, the transverse axes 11a and the longitudinal axis 3 each enclosing an acute angle ⁇ .
  • the grooves 10a are also arranged along the x-direction at periodic intervals d p and non-periodic distances d ap . It is also possible that the structural elements are provided in the form of ribs, not shown, on the bottom plate 9a, wherein these ribs protrude into the interior cavities of the waveguide.
  • the structural elements are provided as ribs 10b on the waveguide 2b.
  • the ribs 10b are designed as a two-step rib with respect to the transverse axis 1 lb.
  • the ribs 10b are configured in two stages such that the ribs 10b along the x direction and with respect to the transverse axis Ib have a maximum structural height H max which, starting from the transverse axis 1 1b, is symmetrically stepped in both directions to a maximum structural height. height H max reduced structural height H 2 decreases.
  • the T-shaped cross section of the rib 10b formed by the structural heights H 2 and H max also has constant structural heights H 2 , H max along the transverse axis I Ib.
  • the ribs 10b are integrally formed on the waveguide 2, which is milled, for example, from a metallic block.
  • the ribs 10b are arranged inclined with respect to the transverse direction 12, so that the transverse axes Ib and the longitudinal axis 3 of the waveguide 2b form an acute angle. Due to the two-stage design of the ribs 10b, it is possible on the one hand, the radar shaft with the second Decouple fashion from the waveguide 2b of the waveguide antenna lb while suppressing the so-called Gräting praise.
  • the ribs 10b are provided on inner sides 14 of the oppositely disposed side walls 5b. Along the x-direction, the ribs 10b are arranged offset on the opposite side walls 5b, thereby ensuring the asymmetrical arrangement of the structural elements necessary for the conversion and decoupling of the TEIO mode into the TEO I mode.
  • the cross section of the waveguide 2b and thus the interior 4b are designed substantially hourglass-shaped, in which the side walls 5b each have a directed towards the interior 4b bulge 15th
  • Such a design of the waveguide 2b with the corresponding inner space 4b serves, on the one hand, for improved guidance of the TEIO mode fed in the x direction and, on the other hand, adjustment of a defined characteristic of the radiated TEO1 mode, both in its propagation direction and in its azimuthal direction ,
  • the shaping of the characteristic of the radiated TEO 1 mode in the azimuthal direction can be improved by designing the cross section of the waveguide 2 b with the interior 4 b.
  • the waveguide 2b For the beam shaping of the guided in the waveguide 2b radar wave in the TEIO mode in the transverse direction 12, the waveguide 2b has an opening 8b towards increasing cross-section. Due to its curved contour, this section of waveguide 2b is referred to as non-linear output taper 16.
  • the two side walls 5b are integrally connected to one another via a rear wall 17. It is also possible that with the return wall 17 connected ends opposite ends of the side walls 5b, a so-called transition segment to the waveguide 2b connects. In this case, the side walls 5b are additionally connected by a front wall, not shown, having an opening for feeding in the radar shaft.
  • FIGS. 5 to 9 Structurally identical parts receive the same reference numerals as in the first embodiment, the description of which reference is hereby made.
  • Structurally different, but functionally similar parts receive the same reference numerals with a c.
  • the exemplary embodiment shown here differs essentially from the exemplary embodiments described above in that the waveguide 2c can be frictionally and positively connected to the base plate 9c. It is also possible that the waveguide 2c with the bottom plate 9c is either non-positively or positively connected.
  • the base plate 9c has a base plate profile 19 extending away from an upper side 18 of the base plate 9c, which cooperates with a corresponding waveguide profile 20 for the frictional and / or positive connection of the waveguide 2c to the base plate 9c.
  • a base plate profile 19 extending away from an upper side 18 of the base plate 9c, which cooperates with a corresponding waveguide profile 20 for the frictional and / or positive connection of the waveguide 2c to the base plate 9c.
  • the bottom plate profile 19 comprises the structural elements in the form of ribs 10c, which are arranged in the x-direction and extend into the internal space 4c and are formed as two-stage ribs symmetrical with respect to their transverse axis 11c.
  • the ribs 10c are on the opposite side 5 c arranged along the x-direction and arranged as described above at periodic intervals d p and / or non-periodic distances d ap spaced from each other.
  • the waveguide profile 20 is arranged at the lower, the bottom plate 9c facing the ends of the side walls 5c.
  • the waveguide profile 20 comprises two mounting rows 21 arranged parallel to the x-direction and spaced apart from one another and having recesses 23 or fastening webs 24 corresponding to the ribs 10c and openings 22 arranged between spaced-apart ribs 10c.
  • the waveguide profile 20 is located with an interior 4c facing the inside 25 on a side facing away from the interior 4c outside 26 of the bottom plate profile on.
  • the fastening webs 24 of the Hohlleiterpro fils 20 engage in the openings 22 between adjacent ribs 10c.
  • the waveguide 2c is positively connected to the bottom plate 9c in the x-direction.
  • the openings 22 are open in the z-direction upwards, so that the waveguide 2c can be used with the fastening webs 24 from above against the z-direction in the openings 22.
  • the waveguide antenna lc is made of plastic. By metallizing the plastic, the beam guidance is achieved in the waveguide antennas lc. Because the waveguide antenna 1c is made of plastic, the side walls 5c have an elasticity required for the mounting operation of the waveguide 2c on the bottom plate 9c. The elasticity of the side walls 5c is required because a distance y H of the attachment rows 21 on the oppositely disposed side walls 5c is smaller than an extension y B of the bottom plate profile 19 in the y direction.
  • the side walls 5c are elastically bent away from each other by the ribs 10c of the bottom plate profile 19 and thus the inner space 4c is widened.
  • the waveguide 2c is frictionally held on the bottom plate 9c, especially in the z-direction.
  • the outer sides 26 are at least partially inclined relative to the upper side 18 of the bottom plate 9c and include an acute angle ⁇ .
  • an undercut 27 is formed between the outer side 26 of the ribs 10c, into which the side wall 5c can engage with its lower end. This makes it possible that the waveguide 2c can be clipped onto the bottom plate 9c and thus detachably connected to the bottom plate 9c.
  • the waveguide antenna 1c that is, both the waveguide 2c and the bottom plate 9c
  • the waveguide antenna 1c are made of plastic
  • FIGs. 5 to 9 there is shown an arrangement 28 having three waveguide antennas 1c, wherein the bottom plate 9c and the waveguide 2c are formed such that a plurality of waveguide antennas 1c are juxtaposed in the y-direction.
  • FIGS. 10 and 11 Structurally identical parts are given the same reference numerals as in the first embodiment, to the description of which reference is hereby made. Structurally different, but functionally similar parts receive the same reference numerals with a d followed.
  • the exemplary embodiment illustrated in FIGS. 10 and 11 corresponds to an arrangement of several shaft sections. terantenna ld, which are arranged side by side in the y-direction. For this purpose, a plurality of waveguide 2 d are arranged on the bottom plate 9 in the y-direction side by side. Furthermore, a cover 29 is placed on the waveguide 2d in each case in an opening 8d of the waveguide 2d.
  • the cover 29 must ensure that radiation of the radar wave in the second mode in the transverse direction 12 is possible.
  • the thickness D of the cover 29 in the transverse direction 12 depends on a wavelength of the radar wave in the medium ⁇ 1, the cover 29ab, which is can be determined from the free space wave length ⁇ 0 .
  • the cover 29 is made of polytetrafluoroethylene, which is also known under the trade name Teflon, and has SiC as a damping material.
  • Teflon polytetrafluoroethylene
  • the waveguide 2d has an hourglass-shaped cross-section, wherein the side walls 5d each have a curvature 15 directed into the interior 4d.
  • the cross section of the waveguide 2d thus changes in the direction of the z.
  • the cover 29 rests flat against the output taper 16 which widens toward the opening 8d, ie the cover 29 lies at least partially flat against the bulges 15 of the side walls 5d. Overcoupling of the guided in the waveguide 2 d radar wave in the first mode in an adjacent waveguide 2 d is not affected.
  • the arrangement 28e has a common, integrally formed cover 29e which extends at least partially into the upper openings 8e of the waveguide antennas le.
  • the waveguide antennas le are arranged adjacent to each other and parallel to the x direction in the y direction, corresponding to the arrangement 28d according to the embodiment in FIGS. 10 and 11.
  • the sidewalls 5e of adjacent waveguide antennas le are integrally formed with each other and include a sidewall cavity 36.
  • the side walls 5e have, at an upper end facing the cover 29e, a groove 30 extending along the x-direction.
  • the groove 30 has a rectangular cross-section perpendicular to the x-direction and serves to receive at least one catch projection 31 of the cover 29e for the latching connection of the cover 29e with the waveguide antennas le of the arrangement 28e.
  • the latching projection 31 also extends in the x-direction and may, in particular, have the same length in the x-direction as the groove 30. It is also possible for several latching projections 31 to be arranged one behind the other along the x-direction.
  • the latching projection 31 has a centrally arranged deformation slot 32, which is opened downwards towards the side walls 5e. Furthermore, the latching projection 31 has a width y R in the y-direction, which in the unassembled state of the cover 29 e on the arrangement 28 e is greater than a width b R of the groove 30 in the y-direction. Since the cover 29e is made of polytetrafluoroethylene, ie of plastic, it is elastically deformable, so that the cover 29e can be latched in the grooves 30 with the latching projections 31. In this case, the width y R of the latching projection is reduced by the latching projection 31 is compressed in the y-direction. This compression is made possible by the deformation slot 32.
  • the widths b R of the groove 30 and y R of the latching projection 31 are identical.
  • the groove 30 and the Rastvor- jump 31 are designed such that the cover 29e in the assembly 28e is securely, non-positively and simultaneously releasably held.
  • the latching projection 31 has insertion bevels 33 and extension slopes 34 for easier assembly and disassembly of the arrangement 28e.
  • the groove 30 serves to prevent the coupling of radar wave guided in a waveguide antenna into an adjacent waveguide antenna.
  • Structurally identical parts receive the same reference numerals as in the first embodiment, to the description of which reference is hereby made.
  • Structurally different, but functionally similar parts receive the same reference numerals with a following f.
  • the waveguide antenna 1 f also has a cover 29 f, which, however, does not protrude into the interior 4 f of the waveguide 2 f.
  • the cover 29f is thus similar to the bottom plate 9 formed flat with a rectangular cross-section.
  • the bottom plate 9 and the cover 29f are respectively attached to a lower and upper end of the waveguide 2f in the z-direction.
  • the attachment of bottom plate 9 and cover 29f on the waveguide 2f can be done for example by gluing or Angalvan expect.
  • the cover 29f in the waveguide antenna lf acts as a waveguide for a part of the power to be radiated from the TEO1 mode.
  • power from the TEOl mode to be radiated is coupled via the cover 29f into the TEO1 mode of a waveguide antenna adjacent in the y direction and converted at the rib structures into the TEIO mode guided in the adjacent waveguide becomes.
  • This so-called crossover of radiated power from a waveguide antenna into a waveguide antenna adjacent thereto is reduced by the use of a cover of material with damping properties. Because of the small thickness D of the cover 29, 29e (see Fig. 10 to 13), the radiated from the TEOl mode in the z direction power is only slightly attenuated. However, the power coupled into the adjacent waveguide is much more attenuated because of the longer path length in the damping cover 29, 29e. Further reduction of the cross talk is achieved by the groove 30 according to the waveguide antenna le shown in Figs.
  • a compact structure of a radar system based on the waveguide antenna according to the invention is specified.
  • the radar system comprises, in addition to the antenna, a device for processing high-frequency signals, in particular for controlling the antenna or the generation of the signal to be radiated.
  • a device for processing low-frequency signals to control the radar system and i.d.R. provided for data evaluation, a device for processing low-frequency signals.
  • the components of a device for processing low-frequency signals are i.d.R. spatially greatly expanded.
  • Some components e.g. Capacitors are not readily available in a flat design.
  • FIG. 12 an example of an antenna arrangement is shown in which there is a space (36) between the antennas.
  • components (37) are now arranged in the spaces (36) as shown in FIG.
  • components (capacitors, circuit boards, etc.) are integrated in the bottom plate (9) in order to use the space efficiently.

Landscapes

  • Waveguide Aerials (AREA)

Abstract

Eine Wellenleiterantenne für eine Radarantennenanordnung, insbesondere zum Einsatz in Kraftfahrzeugen, umfasst eine Bodenplatte (9c) mit einem, von einer Oberseite (18) der Bodenplatte (9c) sich weg erstreckenden Bodenplattenprofil (19) und einen mit der Bodenplatte (9c) verbindbaren Hohlleiter (2c) mit einem zu dem Bodenplattenprofil (19) korrespondierenden Hohlleiterprofil (20), wobei der Hohlleiter (2c) zur Ausbreitung einer Radarwelle einer ersten Mode in einer x-Richtung einen Innenraum (4c) begrenzt, der Hohlleiter (2c) und die Bodenplatte (9c) über das Hohlleiterprofil (20) und das Bodenplattenprofil (19) kraftschlüssig und/oder formschlüssig verbindbar sind und das Bodenplattenprofil (19) mehrere in der x-Richtung angeordnete, sich in den Innenraum (4c) erstreckende Strukturelemente (10c) aufweist.

Description

Wellenleiterantenne für eine Radarantennenanordnung
Die Erfindung betrifft eine Wellenleiterantenne für eine Radarantennenanordnung, insbesondere zum Einsatz in Kraftfahrzeugen.
Derartige Antennen sind beispielsweise aus der US 5 572 228 bekannt, die mechanisch schwenkend realisiert sind, in dem sie eine oberflächenstrukturierte Trommel in unmittelbarer Nähe eines dielektrischen Wellenleiters rotieren lassen. Die Oberflächenstrukturierung der Trommel ist durch ein- zelne Metallstreifen ausgeführt, deren Abstand sich bei Rotation der
Trommel im Bereich des dielektrischen Wellenleiters verändert. Dadurch wird eine rotationswinkelabhängige Leistungsauskopplung über eine sogenannte Leckwelle aus dem dielektrischen Wellenleiter bewirkt. Die ausgekoppelte Leistung verteilt sich im Raum jeweils in Form einer durch eine gerichtete Antennencharakteristik beschreibbaren Abstrahlung. Die Polarisation der abgestrahlten Welle ist dabei parallel zu den auf der Trommel vorhandenen Metallstreifen orientiert.
Gemäß der WO 2006/039 896 AI wird ein alternativer Wellenleitertyp eingesetzt, der in der Nähe einer Störstruktur wie beispielsweise einer oberflächenstrukturierten Trommel angeordnet ist. Der Wellenleiter weist be- abstandete metallische Flächen auf, zwischen welchen ein dielektrisches Medium angeordnet ist. Die elektromagnetische Welle wird zwischen die metallischen Flächen in Längsrichtung eingekoppelt. Die metallischen Flä- chen verlaufen in Längsrichtung, sind in einer ersten Querrichtung zur
Störstruktur und der dazu gegenüberliegenden Seite hin offen und zueinander in einer zweiten Querrichtung beabstandet, wobei die zweite Querrichtung sowohl senkrecht zur ersten Querrichtung als auch zur Längsrichtung des Wellenleiters steht. Ein derartiger Wellenleiter weist große ohmsche
BESTÄTIGUNGSKOPIE Verluste auf. Eine erhöhte Bauteileanzahl führt zu einer Steigerung der Herstellkosten und bewirkt aufgrund der rotierenden Walze eine störanfällige Anwendung der Antenne. Weiterhin macht die rotierende Walze eine Reduzierung von Fertigungstoleranzen und mechanischen Belastungen er- forderlich, so dass der Fertigungsaufwand zusätzlich steigt und ein derartiger Wellenleiter kostenintensiv ist.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Wellenleiterantenne für eine Radarantennenanordnung zu gestalten, bei der geringe Verluste während ihrer Anwendung auftreten und die gleichzeitig robust und kostengünstig herstellbar ist.
Diese Aufgabe ist erfindungsgemäß gelöst durch eine Wellenleiterantenne mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen.
Erfindungsgemäß wurde erkannt, dass ein metallischer Hohlleiter eine Radarwelle in einer ersten Mode führt und eine Abstrahlung der Radarwelle in einer von der ersten Mode verschiedenen zweiten Mode aus dem Hohlleiter durch Strukturelemente erfolgt. Dabei erstreckt sich der Hohlleiter in einer x-Richtung und begrenzt zur Ausbreitung der Radarwelle in der ersten Mode in der x-Richtung einen Innenraum, in den sich die Strukturelemente erstrecken. Die Strukturelemente wirken auf die in dem Hohlleiter in der ersten Mode geführten Radarwelle als Störstellen, an welchen ein Teil der geführten Leistung in die zweite Mode umgewandelt und an den Struk- turelementen ausgekoppelt wird, wodurch man eine Phased-Array-
Antenne bekommt. Bei einer erfindungsgemäßen zweiteiligen Gestaltung der Wellenleiterantenne mit einer Bodenplatte, die an einer Oberseite ein sich wegerstreckendes Bodenplattenprofil aufweist und dem mit der Bodenplatte verbindbaren ein zu dem Bodenplattenprofil korrespondierendes Hohlleiterprofil aufweisenden Hohlleiter ist die Herstellung und insbesondere die Montage der Wellenleiterantenne vereinfacht. Der Hohlleiter und die Bodenplatte sind über das Hohlleiterprofil und das Bodenplattenprofil kraftschlüssig und/oder formschlüssig miteinander verbindbar, sodass ne- ben der vereinfachten Montage dennoch eine sichere Verbindung der beiden Einzelteile miteinander gewährleistet ist. Die Herstellung einer Wellenleiterantenne gemäß Anspruch 1 ist kostengünstig.
Bei einer Gestaltung des Hohlleiters nach Anspruch 2 ist die Teileanzahl weiter reduziert. Ein derartiger Hohlleiter ist robust in der Anwendung.
Bei einer Gestaltung des Hohlleiters nach Anspruch 3 kann dieser unkompliziert durch Aufsetzen von oben auf die Bodenplatte montiert werden. Die Gestaltung der Strukturelemente als Rippen gemäß Anspruch 4 ermöglicht die Auskopplung der zweiten Mode um 90° gegenüber der ersten Ausgangsmode gedreht. Somit kann beispielsweise von der in dem Hohlleiter geführten Grundmode, der TEIO-Mode, der Radarwelle eine weitere Grundmode, die TEOl-Mode ausgekoppelt werden. Das bedeutet, dass die in einer transversalen Richtung symmetrische Verteilung des elektromagnetischen Felds unsymmetrisch gewandelt werden muss. Daher sind die eine Querachse aufweisenden Strukturelemente derart schräg angeordnet, dass deren Querachse und die Längsachse des Hohlleiters einen spitzen Winkel einschließen.
Eine Wellenleiterantenne nach Anspruch 5 bewirkt eine Drehung der Symmetrieebene der ausgekoppelten zweiten Mode gegenüber der in dem Hohlleiter geführten ersten Mode. Bei einer Anordnung benachbarter Strukturelemente entsprechend einer Wellenleiterantenne nach Anspruch 6 kann eine konstruktive Überlagerung der abgestrahlten zweiten Mode in nur wenige und insbesondere in nur eine Richtung erfolgen.
Durch eine nicht-periodische Anordnung von Strukturelementen einer Wellenleiterantenne nach Anspruch 7 können unerwünschte, entgegen einer Ausbreitungsrichtung entgegen der in den Hohlleiter eingespeisten Radarwelle in der ersten Mode auftretende konstruktive Überlagerungen unterd- rückt werden. Die nicht-periodische Anordnung der Strukturelemente wird auch als Verjittern bezeichnet.
Bei einer Wahl des Abstands der Rippen gemäß Anspruch 8 wird eine gezielte Auskopplung der Leistung von einer in dem Hohlleiter geführten Radarwelle in einer ersten Mode in eine davon verschiedene zweite Mode verbessert.
Bei einer Gestaltung der Wellenleiterantenne nach Anspruch 9 ist die Befestigung des Hohlleiters auf der Bodenplatte weiter vereinfacht.
Bei einer Gestaltung der Wellenleiterantenne nach Anspruch 10 ist eine weitere Funktionsintegration dadurch vorgesehen, dass die Strukturelemente an der Bodenplatte gleichzeitig als Befestigungsmittel für den auf die Bodenplatte aufzusetzenden Hohlleiter mit dem Hohlleiterprofil darstellen. Zwischen den Strukturelementen der Bodenplatte ist die Radarwelle abgeschirmt, sodass keine Leistung aus der Wellenleiterantenne in diesem Bereich abgestrahlt wird. In diesen Bereichen sind die auftretenden Wandströme gering, weshalb dort die formschlüssige Verbindung zwischen Bodenplatte und Hohlleiter definiert ist. An den Strukturelementen selbst er- folgt die Abstrahlung der zweiten Mode, sodass dort die auftretende Stromdichte erhöht ist. In diesen Bereichen erfolgt die kraftschlüssige Verbindung zwischen dem Hohlleiter und der Bodenplatte. Bei einer Gestaltung der Wellenleiterantenne nach Anspruch 11 ist die kraftschlüssige Verbindung zwischen der Bodenplatte und dem Hohlleiter weiter verbessert.
Die Gestaltung der Bodenplatte gemäß Anspruch 12 ermöglicht eine ver- besserte Halterung des Hohlleiters an der Bodenplatte.
Die Gestaltung der Wellenleiterantenne nach Anspruch 13 verbessert die Flexibilität bei der Herstellung von Bodenplatte und Hohlleiter. Eine derartige Herstellung ist insbesondere bei erhöhten Stückzahlen der Wellenlei- terantenne kostengünstig. Bei der Verwendung von Kunststoff ist die Elastizität der hergestellten Bauteile zusätzlich erhöht, sodass die kraftschlüssige und/oder formschlüssige Montage der Wellenleiterantenne zusätzlich vereinfacht ist. Eine Wellenleiterantenne nach Anspruch 14 kann unkompliziert und insbesondere automatisiert montiert werden, wodurch die Herstellungskosten weiter reduziert werden.
Eine Anordnung nach Anspruch 15 ist besonders für die Massenherstellung von Wellenleiterantennen geeignet und ermöglicht insbesondere die gleichzeitige Herstellung mehrerer Wellenleiterantennen, sodass die Produktivität eines derartigen Verfahrens zusätzlich gesteigert und damit die Herstellkosten weiter reduziert werden. Ausfuhrungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. In dieser zeigen:
Fig. 1 eine Wellenleiterantenne mit einer Bodenplatte gemäß einem ersten Ausfuhrungsbeispiel,
Fig. 2 eine Schnittdarstellung in einer zu einer x-z-Ebene parallelen
Schnittebene entlang der Schnittlinie II-II in Fig. 1,
Fig. 3 eine perspektivische Darstellung einer Bodenplatte gemäß einem weiteren Ausfuhrungsbeispiel für eine Wellenleiterantenne gemäß Fig. 1,
Fig. 4 eine Fig. 1 entsprechende perspektivische Darstellung einer Wellenleiterantenne gemäß einem weiteren Ausfuhrungsbeispiel,
Fig. 5 eine perspektivische Darstellung einer Wellenleiterantenne gemäß einem weiteren Ausfuhrungsbeispiel mit einem auf eine Bodenplatte aufzusetzenden Hohlleiter in einem nicht verbundenen Zustand,
Fig. 6 eine Schnittdarstellung in einer zu einer y-z- Ebene parallelen
Schnittebene entlang der Schnittlinie VI-VI in Fig. 5,
Fig. 7 eine Fig. 5 entsprechende Darstellung der Wellenleiterantenne in einem verbundenen Zustand von Hohlleiter und Bodenplatte,
Fig. 8 eine Schnittdarstellung in einer zu einer y-z- Ebene parallelen
Schnittebene entlang der Schnittlinie VIII- VIII in Fig. 7, Fig. 9 eine vergrößerte Ansicht einer Anbindung des Hohlleiters an die Bodenplatte Detail IX in gemäß Fig. 8,
10 eine schematische Darstellung mehrerer Wellenleiterantennen gemäß einem weiteren Ausfuhrungsbeispiel mit einem Hohlleiter, einer Bodenplatte und einer Abdeckung,
11 eine Schnittdarstellung in einer zu einer y-z-Ebene parallelen
Schnittebene entlang der Schnittlinie XI-XI in Fig. 10,
12 eine Fig. 11 entsprechende Schnittdarstellung eines weiteren Ausfuhrungsbeispiels mit einer auf mehrere Wellenleiterantennen aufgesetzten Abdeckung, Fig. 13 eine vergrößerte Detailansicht gemäß Fig. 12 zur Darstellung der Verbindung der Abdeckung an den Wellenleiterantennen und
Fig. 14 eine Fig. 11 entsprechende Schnittdarstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Wellenleiterantenne.
Die Fig. 1 und 2 zeigen ein erstes Ausfuhrungsbeispiel einer Wellenleiterantenne 1 für eine Radarantennenanordnung, die insbesondere in Kraftfahrzeugen für eine Abstandsermittlung und/oder Abstandsüberwachung eingesetzt werden kann. Dabei ist die Wellenleiterantenne 1 in an sich be- kannter Weise in die Radarantennenanordnung integriert. Die Wellenleiterantenne 1 weist einen metallischen Hohlleiter 2 auf, der sich in einer x- Richtung erstreckt und eine zu der x-Richtung parallel verlaufende Längsachse 3 aufweist. Der Hohlleiter 2 begrenzt zur Ausbreitung einer Radarwelle einer ersten Mode in der x-Richtung einen Innenraum 4. Die Radar- welle in der ersten Mode breitet sich in dem Innenraum 4 mit einer Hohlleiter-Wellenlänge λ! aus.
Die Wellenleiterantenne 1 gemäß dem gezeigten Ausführungsbeispiel ist besonders geeignet, um die Grundmode TE10 in dem Hohlleiter 2 zu führen. Dazu weist der Hohlleiter 2 einen in einer zur x-Richtung senkrechten z-Richtung orientierten, im Wesentlichen U-förmigen Querschnitt auf, der zwei symmetrisch gegenüberliegend angeordnete Seitenwände 5 aufweist, die identisch ausgebildet sind. Die Seitenwände 5 weisen bezogen auf die vertikale z-Richtung jeweils einen unteren Seitenwandabschnitt 6 und einen einstückig daran angeformten oberen Seitenwandabschnitt 7 auf, der eine größere Wandstärke s2 entlang einer sowohl zu der x-Richtung als auch z-Richtung senkrecht orientierten y-Richtung aufweist als eine Wandstärke sj des unteren Seitenwandabschnitts 6. Damit ist der Innenraum 4 entlang der z-Richtung nach oben verjüngt. Obwohl der Hohlleiter 2 mit einer im Wesentlichen rechteckigen Außenkontur an einem oberen Ende eine Öffnung 8 aufweist, kann die sich entlang der x-Richtung in dem Hohlleiter 2 ausbreitende TEIO-Mode der Radarwelle nicht aus dem Hohlleiter 2 über die Öffnung 8 austreten. Durch die Öffnung 8 wird somit kei- ne Leistung der Radarwelle abgestrahlt.
Infolge der identischen Gestaltung der Seitenwände 5 ist die Wellenleiterantenne 1 mit dem Hohlleiter 2 im Wesentlichen symmetrisch zu einer zur x-z-Ebene parallelen Symmetrieebene S ausgebildet.
Der Hohlleiter 2 ist an einer der Öffnung 8 gegenüberliegend angeordneten Unterseite mit einer Bodenplatte 9 beispielsweise durch Verkleben oder Angalvanisieren fest verbunden, so dass der Hohlleiter 2 nach unten dicht abgeschlossen ist. Die Bodenplatte weist einen rechteckigen Querschnitt auf und ist in ihrer Form dem Hohlleiter 2 angepasst.
In dem gezeigten Ausführungsbeispiel weist der Hohlleiter 2 mehrere in der x-Richtung angeordnete, sich in den Innenraum 4 erstreckende Strukturelemente in Form von Rippen 10 auf. Die Rippen 10 weisen jeweils eine Querachse 11 auf, die mit der Längsachse 3 einen spitzen Winkel einschließt. Die Rippen 10 verbinden die beiden gegenüberliegenden Seitenwände 5 und sind gemäß dem gezeigten Ausführungsbeispiel in den Fig. 1 und 2 einstückig an die Seitenwände 5 angeformt. Es ist auch möglich, dass die Rippen 10 unabhängig von den Seitenwänden 5 hergestellt und anschließend mit diesen verbunden werden.
Die Rippen 10 dienen dazu, die in dem Hohlleiter 2 entlang der x-Richtung geführte TEIO-Mode gezielt aus dem Hohlleiter 2 auszukoppeln durch Umwandlung in eine andere Mode, bevorzugt in die TEO 1 -Mode. Die Radarwelle breitet sich in der zweiten Mode mit einer Hohlleiter- Wellenlänge λ2 aus, die von der Hohlleiter- Wellenlänge λι der Radarwelle in der ersten Mode im Allgemeinen verschieden ist. Bei der Umwandlung von der TEIO-Mode in die TEO 1 -Mode wird eine Symmetrieebene der TEIO-Mode um 90° gedreht, was gleichbedeutend damit ist, dass eine entlang einer zur z-Richtung parallelen transversalen Richtung 12 symmetrische Feldverteilung der TEIO-Mode in eine unsymmetrische Feldverteilung entlang der transversalen Richtung 12 der TEO 1 -Mode umgewandelt wird. Dazu sind die Rippen 10 bezüglich einer zur x-Richtung parallelen Ausbreitungsrichtung 13 der Radarwelle der TEIO-Mode unsymmetrisch, d. h. schräg angeordnet, indem die Querachse 11 mit der Längachse 3 einen spitzen Winkel einschließt. Die TEO 1 -Mode wird in der x-z-Ebene aus dem Hohlleiter 2 abgestrahlt. Die Abstrahlrichtung der TEOl-Mode liegt dabei in einem Winkelbereich von ± 20° um die z- Achse. Wird die TEOl-Mode aus dem Hohlleiter 2 abgestrahlt, weist die Radarwelle wieder die Freiraum- Wellenlänge λ0 auf. Bei geeigneter Wahl der Länge des Hohlleiters kann die Hohlleiter- Wellenlänge λ2 derart beeinflusst werden, dass sie in etwa der Freiraum- Wellenlänge λ0 entspricht.
Die Rippen 10 sind zur gezielten Umwandlung der ersten Mode, beispielsweise der TEIO-Mode, in eine davon verschiedene zweite Mode, bei- spielsweise der TEOl-Mode, der Radarwelle und zur Auskopplung der zweiten Mode aus dem Hohlleiter 2 in der x-Richtung beabstandet zueinander angeordnet. Dabei können zumindest einige benachbarte Rippen 10 in der x-Richtung mit einem periodischen Abstand dp zueinander abgeordnet sein. Weiterhin ist es möglich, dass benachbarte Rippen 10 einen nicht- periodischen Abstand dap in der x-Richtung aufweisen, der gemäß dem gezeigten Ausführungsbeispiel um weniger als 5 % von dem periodischen Abstand dp abweicht. Infolge der periodischen Anordnung der Rippen 10 wird erreicht, dass sich die abgestrahlte Radarwelle in der TEOl-Mode in nur wenigen und insbesondere in nur einer Richtung konstruktiv überla- gert. Für den Fall, dass alle Rippen 10 in einem identischen, periodischen Abstand dp angeordnet sind, der einem ganzzahligen Vielfachen der halben Hohlleiter- Wellenlänge
Figure imgf000012_0001
der Radarwelle in der ersten Mode entspricht, können konstruktive Überlagerungen auftreten, die entgegen der Ausbreitungsrichtung 13 der Radarwelle der TEIO-Mode entgegenwirken. Um die- sen negativen Effekt zu vermeiden, sind die Rippen 10 zumindest teilweise entlang der x-Richtung mit leicht variierenden Abständen dap zueinander und damit nicht-periodisch angeordnet. Um einerseits die Anzahl der Ab- strahlungsrichtungen, in welchen sich die TEOl-Mode konstruktiv überla- gert, so gering wie möglich zu halten und gleichzeitig die konstruktive Überlagerung entgegen der Ausbreitungsrichtung der TEIO-Mode in dem Hohlleiter 2 zu minimieren, weicht der nicht-periodische Abstand dap insbesondere um weniger als 2 % und insbesondere um weniger als 1 % von dem periodischen Abstand dp ab. In jedem Fall sind die Abstände dp und dap größer als die halbe Freiraumwellenlänge λ0/2 der Radarwelle. Für den Fall, dass ein Dielektrikum im Hohlleiter angeordnet ist, kann die Hohlleiter-Wellenlänge kleiner als die Freiraumwellenlänge werden und der Abstand der benachbarter Strukturelemente muss in diesem Fall größer sein als eine halbe Hohlleiter- Wellenlänge λι/2 der Radarwelle der ersten Mode, also der TEIO-Mode.
Die Rippen 10 weisen einen senkrecht zur Querachse 11 orientierten rechteckigen Querschnitt auf, wobei eine Strukturhöhe H entlang der Querach- se 11 der Rippen 10 konstant ist.
Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf die Fig. 3 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Konstruktiv identische Teile erhalten dieselben Bezugszeichen wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel, auf dessen Beschreibung hiermit verwiesen wird. Konstruktiv unterschiedliche, jedoch funktionell gleichartige Teile erhalten dieselben Bezugszeichen mit einem nachgestellten a. Wesentlicher Unterschied der in Fig. 3 dargestellten Bodenplatte 9a, die mit einem nicht dargestellten Hohlleiter zu einer Wellenleiterantenne verbindbar ist, ist die Tatsache, dass die Strukturelemente in Form von Rillen 10a in die Bodenplatte 9 integriert sind. Jede Rille 10a weist einen entlang der Querachse I Ia rechteckigen Querschnitt mit einer konstanten Strukturhöhe H auf, wobei die Querachsen I Ia und die Längsachse 3 jeweils einen spitzen Winkel α einschließen. Die Rillen 10a sind entlang der x-Richtung ebenfalls in periodischen Abständen dp und nicht-periodischen Abständen dap angeordnet. Es ist auch möglich, dass die Strukturelemente in Form von nicht dargestellten Rippen auf der Bodenplatte 9a vorgesehen sind, wobei diese Rippen in den Innen- räum des Hohlleiters hineinragen.
Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf Fig. 4 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Konstruktiv identische Teile erhalten dieselben Bezugszeichen wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel, auf dessen Beschreibung hiermit verwiesen wird. Konstruktiv unterschiedliche, jedoch funktionell gleichartige Teile erhalten dieselben Bezugszeichen mit nachgestellten b. Wie bei dem ersten Ausfuhrungsbeispiel sind die Strukturelemente als Rippen 10b an dem Hohlleiter 2b vorgesehen. Gemäß der gezeigten Ausführungsform in Fig. 4 sind die Rippen 10b be- züglich der Querachse 1 lb als zweistufige Rippe ausgebildet. Die Rippen 10b sind derart zweistufig gestaltet, dass die Rippen 10b entlang der x- Richtung und bezogen auf die Querachse I Ib eine maximale Strukturhöhe Hmax aufweisen, die ausgehend von der Querachse 1 lb in beiden Richtungen symmetrisch stufenförmig auf eine gegenüber der maximalen Struk- turhöhe Hmax reduzierte Strukturhöhe H2 abnimmt. Der von den Strukturhöhen H2 und Hmax gebildete T-förmige Querschnitt der Rippe 10b weist entlang der Querachse I Ib ebenfalls konstante Strukturhöhen H2, Hmax auf. Die Rippen 10b sind einstückig an den Hohlleiter 2 angeformt, der beispielsweise aus einem metallischen Block gefräst wird.
Die Rippen 10b sind gegenüber der transversalen Richtung 12 geneigt angeordnet, so dass die Querachsen I Ib und die Längsachse 3 des Hohlleiters 2b einen spitzen Winkel einschließen. Durch die zweistufige Gestaltung der Rippen 10b ist es einerseits möglich, die Radarwelle mit der zweiten Mode aus dem Hohlleiter 2b der Wellenleiterantenne lb auszukoppeln und gleichzeitig die sogenannten Gräting Lobes zu unterdrücken.
Die Rippen 10b sind an Innenseiten 14 der gegenüberliegend angeordneten Seitenwände 5b vorgesehen. Entlang der x-Richtung sind die Rippen 10b an den gegenüberliegenden Seitenwänden 5b versetzt angeordnet, so dass dadurch die zur Umwandlung und Auskopplung der TEIO-Mode in die TEO I-Mode notwendige unsymmetrische Anordnung der Strukturelemente gewährleistet ist.
Der Querschnitt des Hohlleiters 2b und damit der Innenraum 4b sind im Wesentlichen sanduhrförmig gestaltet, in dem die Seiten wände 5b jeweils eine zum Innenraum 4b hin gerichtete Wölbung 15 aufweisen. Eine derartige Gestaltung des Hohlleiters 2b mit dem entsprechenden Innenraum 4b dient einerseits einer verbesserten Führung der in der x-Richtung eingespeisten TEIO-Mode und andererseits einer Einstellung einer definierten Charakteristik der abgestrahlten TEO 1 -Mode, sowohl in deren Ausbreitungsrichtung als auch in deren azimutaler Richtung. Insbesondere die Formung der Charakteristik der abgestrahlten TEO 1 -Mode in azimutaler Richtung kann durch Gestaltung des Querschnitts des Hohlleiters 2b mit dem Innenraum 4b verbessert werden. Für die Strahlformung der in dem Hohlleiter 2b geführten Radarwelle in der TEIO-Mode in der transversalen Richtung 12 weist der Hohlleiter 2b einen zur Öffnung 8b hin sich vergrößernden Querschnitt auf. Dieser Abschnitt des Hohlleiters 2b wird auf- grund seiner gekrümmten Kontur als nicht linearer Ausgangstaper 16 bezeichnet.
Die beiden Seitenwände 5b sind über eine Rückwand 17 einstückig und fest miteinander verbunden. Es ist auch möglich, dass an mit der Rück- wand 17 verbundenen Enden gegenüberliegenden Enden der Seitenwände 5b ein so genanntes Übergangssegment an den Hohlleiter 2b anschließt. In diesem Fall sind die Seitenwände 5b zusätzlich durch eine nicht dargestellte, eine Öffnung zur Einspeisung der Radarwelle aufweisende Frontwand verbunden.
Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf die Fig. 5 bis 9 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Konstruktiv identische Teile erhalten dieselben Bezugszeichen wie bei dem ersten Ausführungs- beispiel, auf dessen Beschreibung hiermit verwiesen wird. Konstruktiv unterschiedliche, jedoch funktionell gleichartige Teile erhalten dieselben Bezugszeichen mit einem nachgestellten c. Das hier gezeigte Ausführungsbeispiel unterscheidet sich im Wesentlichen von den zuvor dargestellten Ausführungsbeispielen dadurch, dass der Hohlleiter 2c mit der Bodenplatte 9c kraftschlüssig und formschlüssig verbindbar ist. Es ist auch möglich, dass der Hohlleiter 2c mit der Bodenplatte 9c entweder kraftschlüssig oder formschlüssig verbindbar ist. Dazu weist die Bodenplatte 9c ein sich von einer Oberseite 18 der Bodenplatte 9c wegerstreckende Bodenplattenprofil 19 auf, das mit einem korrespondierenden Hohlleiterpro fil 20 zur kraft- schlüssigen und/oder formschlüssigen Verbindung des Hohlleiters 2c mit der Bodenplatte 9c zusammenwirkt. In einem den Fig. 5 und 6 entsprechenden nicht verbundenen Zustand des Hohlleiters 2c mit der Bodenplatte 9c sind sowohl das Bodenplattenprofil 19 als auch das Hohlleiterprofil 20 erkennbar.
Das Bodenplattenprofil 19 umfasst die in der x-Richtung angeordneten sich in den Innenraum 4c erstreckenden Strukturelemente in Form von Rippen 10c, die als bezüglich ihrer Querachse 11c symmetrische zweistufige Rippen ausgebildet sind. Die Rippen 10c sind an den gegenüberliegenden Sei- tenwänden 5 c entlang der x-Richtung versetzt angeordnet und wie vorstehend bereits beschrieben in periodischen Abständen dp und/oder nichtperiodischen Abständen dap zueinander beabstandet angeordnet. Das Hohlleiterprofil 20 ist an unteren, der Bodenplatte 9c zugewandten Enden der Seitenwände 5c angeordnet. Das Hohlleiterprofil 20 umfasst zwei parallel zu der x-Richtung und beabstandet zueinander angeordnete Befestigungsreihen 21, die zu den Rippen 10c und zwischen beabstandeten Rippen 10c angeordneten Durchbrüchen 22 korrespondierende Ausneh- mungen 23 bzw. Befestigungsstege 24 aufweisen. In einem verbundenen Zustand von Hohlleiter 2c mit Bodenplatte 9c, der in den Fig. 7 bis 9 dargestellt ist, liegt das Hohlleiterprofil 20 mit einer dem Innenraum 4c zugewandten Innenseite 25 an einer dem Innenraum 4c abgewandten Außenseite 26 des Bodenplattenprofils flächig an. Dabei greifen die Befestigungs- Stege 24 des Hohlleiterpro fils 20 in die Durchbrüche 22 zwischen benachbarten Rippen 10c ein. Dadurch, dass die Befestigungsstege 24 den Durchbrüchen 22 korrespondierend geformt sind, ist der Hohlleiter 2c mit der Bodenplatte 9c in der x-Richtung formschlüssig verbunden. Die Durchbrüche 22 sind in der z-Richtung nach oben geöffnet, so dass der Hohlleiter 2c mit den Befestigungsstegen 24 von oben entgegen der z-Richtung in die Durchbrüche 22 eingesetzt werden kann.
Gemäß dem gezeigten Ausführungsbeispiel in den Fig. 5 bis 9 ist die Wellenleiterantenne lc aus Kunststoff hergestellt. Durch eine Metallisierung des Kunststoffs wird die Strahlführung in der Wellenleiterantennen lc erreicht. Dadurch, dass die Wellenleiterantenne lc aus Kunststoff hergestellt ist, weisen die Seitenwände 5 c eine für den Montagevorgang des Hohlleiters 2c an der Bodenplatte 9c erforderliche Elastizität auf. Die Elastizität der Seitenwände 5c ist erforderlich, da ein Abstand yH der Befestigungsreihen 21 an den gegenüberliegend angeordneten Seiten wänden 5c kleiner ist als eine Erstreckung yB des Bodenplattenprofils 19 in der y-Richtung. Das bedeutet, dass durch ein Aufstecken von oben entgegen der z-Richtung des Hohlleiters 2c auf die Bodenplatte 9c die Seitenwände 5c durch die Rippen 10c des Bodenplattenprofils 19 elastisch voneinander weggebogen werden und damit der Innenraum 4c aufgeweitet wird. Infolge der elastischen Reaktionskräfte in den Seitenwänden 5c, die jeweils auf die gegenüberliegend angeordnete Seitenwand 5c gerichtet sind, ist der Hohl- leiter 2c an der Bodenplatte 9c kraftschlüssig vor allem in der z-Richtung gehalten. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel sind die Außenseiten 26 gegenüber der Oberseite 18 der Bodenplatte 9c zumindest teilweise geneigt und schließen einen spitzen Winkel ß ein. Dadurch wird zwischen der Außenseite 26 der Rippen 10c eine Hinterschneidung 27 gebildet, in die die Seitenwand 5c mit ihrem unteren Ende einrasten kann. Dadurch ist es möglich, dass der Hohlleiter 2c auf die Bodenplatte 9c aufgeclipst werden kann und damit lösbar mit der Bodenplatte 9c verbunden ist.
Da die Wellenleiterantenne lc, also sowohl der Hohlleiter 2c als auch die Bodenplatte 9c, aus Kunststoff hergestellt sind, ist es möglich, den Hohlleiter 2c und die Bodenplatte 9c durch Spritzgießen herzustellen. Es ist auch möglich, eine der beiden Komponenten, also Hohlleiter 2c und Bodenplatte 9c, insbesondere die Bodenplatte 9c, durch die Metalldruckgussverfahren wie beispielsweise Zinkdruckguss herzustellen. Wichtig ist, dass mindes- tens eine der beiden Komponenten derart elastisch verformbar ist, dass ein Verbinden durch Aufclipsen der Komponenten möglich ist. Aufgrund der Gestaltung des Hohlleiters 2c mit der Rückwand 17 und den daran angeformten Seitenwänden 2c sowie der Bodenplatte 9c mit dem Bodenplatten- profil 19 können diese Teile durch mehrstufige Entformungsschritte, beispielsweise zunächst ein vertikales Entformen entlang der z-Richtung und anschließend ein axiales Entformen entlang der x-Richtung, entformt werden. Dadurch ist eine unkomplizierte und insbesondere kostengünstige Herstellung der Wellenleiterantenne lc vor allem bei hohen Stückzahlen möglich. Auch die Montage der Wellenleiterantenne lc ist dadurch vereinfacht und kostengünstig.
Es hat sich gezeigt, dass auftretende Wandströme im Bereich der Rippen 10c in etwa in der gleichen Größenordnung liegen wie bei einem Hohlleiter ohne Strukturelemente. In den Durchbrüchen 22 wird die Leistung abgeschirmt, so dass in diesem Bereich die Wandströme vergleichbar gering sind. In diesen Bereichen ist die Trennstelle zwischen dem zu verbindenden Hohlleiter 2c und Bodenplatte 9c gewählt. An den Rippen 10c ist die Stromdichte dagegen hoch, so dass dort die kraftschlüssige Verbindung zwischen dem Hohlleiter 2c und der Bodenplatte 9c herrscht.
Gemäß den Darstellungen in den Fig. 5 bis 9 ist eine Anordnung 28 mit drei Wellenleiterantennen lc dargestellt, wobei die Bodenplatte 9c und der Hohlleiter 2c derart ausgebildet sind, dass mehrere Wellenleiterantennen lc in der y-Richtung nebeneinander angeordnet sind.
Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf die Fig. 10 und 11 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Konstruktiv identische Teile erhalten dieselben Bezugszeichen wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel, auf dessen Beschreibung hiermit verwiesen wird. Konstruktiv unterschiedliche, jedoch funktionell gleichartige Teile erhalten dieselben Bezugszeichen mit einem nachgestellten d. Das in den Fig. 10 und 11 dargestellte Ausführungsbeispiel entspricht einer Anordnung mehrerer Wellenlei- terantennen ld, die in der y-Richtung nebeneinander angeordnet sind. Dazu sind mehrere Hohlleiter 2d auf der Bodenplatte 9 in der y-Richtung nebeneinander angeordnet. Weiterhin ist jeweils in einer Öffnung 8d des Hohlleiters 2d eine Abdeckung 29 auf den Hohlleiter 2d aufgesetzt. Dadurch ist gewährleistet, dass der Innenraum 4d der Wellenleiterantenne 1 d nicht nur nach unten durch die Bodenplatte 9, sondern auch nach oben durch die Abdeckung 29 abgeschlossen und damit vor Umwelteinflüssen, insbesondere vor Verschmutzung und Feuchtigkeit geschützt ist. Andererseits muss die Abdeckung 29 gewährleisten, dass eine Abstrahlung der Radarwelle in der zweiten Mode in der transversalen Richtung 12 möglich ist. Um eine Transparenz der Abdeckung 29 bezüglich der Radarwelle in der zweiten, der TEOl-Mode zu ermöglichen, hängt die Dicke D der Abdeckung 29 in transversaler Richtung 12 von einer Wellenlänge der Ra- darwelle im Medium λ,,, der Abdeckung 29ab, die sich aus der Freiraum- Wellennlänge λ0 bestimmen lässt. Insbesondere beträgt die Dicke D ein ganzzahliges Vielfaches der halben Wellenlänge im Medium also: D = n ' (V2). Die Abdeckung 29 ist aus Polytetrafluorethylen, das auch unter dem Handelsnamen Teflon bekannt ist, hergestellt und weist als Dämpfungsmaterial SiC auf. Um die in transversaler Richtung 12 abgestrahlte zweite Mode der Radarwelle so gering wie möglich zu dämpfen, wird bevorzugter Weise angestrebt, die Abdeckung 29 mit einer möglichst geringen Dicke D aus- zustatten, beispielsweise durch die Wahl n = 0 oder n = 1. Da die Dicke der Abdeckung 29 größer 0 sein muss, ist eine Abweichung der Dicke D von dem Nullfachen der halben Wellenlänge im Medium m erforderlich. Diese Abweichung beträgt weniger als 20 % der ganzen Wellenlänge im Medium λ,η und insbesondere weniger als 10 % der ganzen Wellenlänge im Medium m . Der Hohlleiter 2d weist einen sanduhrförmig gestalteten Querschnitt auf, wobei die Seitenwände 5d jeweils eine in den Innenraum 4d gerichtete Wölbung 15 aufweisen. Der Querschnitt des Hohlleiters 2d ver- ändert sich somit in der z- ichtung. Die Abdeckung 29 liegt flächig an dem zur Öffnung 8d hin sich aufweitenden Ausgangstaper 16 an, d. h. die Abdeckung 29 liegt zumindest teilweise flächig an den Wölbungen 15 der Seitenwände 5d an. Ein Überkoppeln der in dem Hohlleiter 2d geführten Radarwelle in der ersten Mode in einen benachbarten Hohlleiter 2d wird davon nicht beeinflusst.
Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf die Fig. 12 und 13 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Konstruktiv identische Teile erhalten dieselben Bezugszeichen wie bei dem ersten Ausführungs- beispiel, auf dessen Beschreibung hiermit verwiesen wird. Konstruktiv unterschiedliche, jedoch funktionell gleichartige Teile erhalten dieselben Bezugszeichen mit einem nachgestellten e. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel weist die Anordnung 28e eine gemeinsame, einstückig ausgebildete Abdeckung 29e auf, die sich zumindest teilweise in die oberen Öffnungen 8e der Wellenleiterantennen le erstreckt. Die Wellenleiterantennen le sind entsprechend der Anordnung 28d gemäß dem Ausführungsbeispiel in den Fig. 10 und 11 in der y-Richtung nebeneinander und parallel zur x- Richtung angeordnet. Die Seitenwände 5e benachbarter Wellenleiterantennen le sind einstückig miteinander ausgebildet und schließen einen Seiten wand-Hohlraum 36 ein. Es ist auch möglich, die Seitenwände 5e einstückig derart miteinander zu verbinden, dass kein Hohlraum sondern ein gemeinsamer, massiver Steg gebildet wird. Die Seitenwände 5e weisen an einem oberen, der Abdeckung 29e zugewandten Ende eine sich entlang der x-Richtung erstreckende Rille 30 auf. Die Rille 30 weist einen senkrecht zur x-Richtung rechteckigen Querschnitt auf und dient zur Aufnahme mindestens eines Rastvor- Sprungs 31 der Abdeckung 29e zur rastenden Verbindung der Abdeckung 29e mit den Wellenleiterantennen le der Anordnung 28e. Dadurch kann die Abdeckung 29e besonders schnell und umkompliziert auf die Anordnung 28e durch Aufclipsen aufgesetzt werden, sodass die Wellenleiterantennen le besonders schnell, unkompliziert und kostengünstig hergestellt werden können.
Der Rastvorsprung 31 erstreckt sich ebenfalls in der x-Richtung und kann insbesondere eine gleiche Länge in der x-Richtung aufweisen wie die Rille 30. Es ist auch möglich, dass mehrere Rastvorsprünge 31 entlang der x- Richtung hintereinander angeordnet sind.
Der Rastvorsprung 31 weist einen zentral angeordneten, nach unten zu den Seitenwänden 5e hin geöffneten Deformationsschlitz 32 auf. Weiterhin weist der Rastvorsprung 31 eine Breite yR in der y-Richtung auf, die im unmontierten Zustand der Abdeckung 29e auf der Anordnung 28e größer ist als eine Breite bR der Rille 30 in y-Richtung. Da die Abdeckung 29e aus Polytetrafluethylen, also aus Kunststoff, hergestellt ist, ist diese elastisch deformierbar, sodass die Abdeckung 29e mit den Rastvorsprüngen 31 in den Rillen 30 verrastbar ist. Dabei wird die Breite yR des Rastvorsprungs reduziert, indem der Rastvorsprung 31 in der y-Richtung zusammengedrückt wird. Diese Kompression wird durch den Deformationsschlitz 32 ermöglicht. In dem montierten Zustand der Abdeckung 29e auf der Anordnung 28e gemäß der Darstellung in Fig. 13 sind die Breiten bR der Rille 30 und yR des Rastvorsprungs 31 identisch. Die Rille 30 und der Rastvor- sprung 31 sind derart gestaltet, dass die Abdeckung 29e in der Anordnung 28e sicher, kraftschlüssig und gleichzeitig wieder lösbar gehalten ist. Weiterhin weist der Rastvorsprung 31 Einführschrägen 33 und Ausführschrägen 34 zum leichteren Montieren und Demontieren der Anordnung 28e auf.
Weiterhin dient die Rille 30 der Verhinderung einer Überkopplung von in einer Wellenleiterantenne le geführten Radarwelle in eine benachbarte Wellenleiterantenne le. Im Folgenden wird unter Bezugnahme auf Fig. 14 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Konstruktiv identische Teile erhalten dieselben Bezugszeichen wie beim ersten Ausführungsbeispiel, auf dessen Beschreibung hiermit verwiesen wird. Konstruktiv unterschiedliche, jedoch funktionell gleichartige Teile erhalten dieselben Bezugszeichen mit einem nachgestellten f. Die Wellenleiterantenne 1 f weist ebenfalls eine Abdeckung 29f auf, die jedoch nicht in den Innenraum 4f des Hohlleiters 2f hineinragt. Die Abdeckung 29f ist damit ähnlich wie die Bodenplatte 9 flächig mit einem rechteckigen Querschnitt ausgebildet. Die Bodenplatte 9 und die Abdeckung 29f sind jeweils an einem unteren bzw. oberen Ende des Hohlleiters 2f in der z-Richtung angebracht. Die Befestigung von Bodenplatte 9 und Abdeckung 29f an dem Hohlleiter 2f kann beispielsweise durch Kleben oder Angalvanisieren erfolgen.
Es ist möglich, dass die Abdeckung 29f bei der Wellenleiterantenne lf für einen Teil der abzustrahlenden Leistung aus der TEOl-Mode wie ein Wellenleiter wirkt. Das bedeutet, dass Leistung aus der abzustrahlenden TEOl- Mode über die Abdeckung 29f in die TEOl-Mode einer in y-Richtung benachbarten Wellenleiterantenne gekoppelt und an den Rippenstrukturen in die in dem benachbarten Wellenleiter geführte TEIO-Mode gewandelt wird. Diese so genannte Überkopplung von abzustrahlender Leistung von einer Wellenleiterantenne in eine dazu benachbarte Wellenleiterantenne wird durch die Verwendung einer Abdeckung aus Material mit dämpfenden Eigenschaften verringert. Wegen der geringen Dicke D der Abdeckung 29, 29e (vgl. Fig. 10 bis 13) wird die aus der TEOl-Mode in z-Richtung abgestrahlte Leistung nur geringfügig gedämpft. Jedoch wird die in den benachbarten Wellenleiter überkoppelte Leistung wegen der größeren Weglänge in der dämpfenden Abdeckung 29, 29e sehr viel stärker gedämpft. Eine weitere Reduzierung der Überkopplung wird durch die Rille 30 gemäß der in den Fig. 12 und 13 dargestellten Wellenleiterantenne le erreicht.
In einem weiteren Ausführungsbeispiel wird ein kompakter Aufbau eines Radarsystems basierend auf der erfindungsgemäßen Wellenleiterantenne angegeben. Das Radarsystem umfasst zusätzlich zur Antenne eine Vorrichtung zur Verarbeitung von Hochfrequenzsignalen insbesondere zur Ansteuerung der Antenne bzw. der Erzeugung des abzustrahlenden Signals. Weiterhin ist zur Steuerung des Radarsystems und i.d.R. zur Datenauswertung eine Vorrichtung zur Verarbeitung von Niederfrequenzsignalen vorgesehen. Insbesondere die Bauteile einer Vorrichtung zur Verarbeitung von Niederfrequenzsignalen sind i.d.R. räumlich stark ausgedehnt. Einige Bauteile z.B. Kondensatoren sind in einer flachen Ausführung nicht ohne weiteres erhältlich. In Fig. 12 ist ein Beispiel für eine Antennenanordnung angegeben, bei der sich ein Raum (36) zwischen den Antennen befindet. Um einen kompakten Aufbau zu erlangen, werden nun Bauteile (37) in den Zwischenräumen (36) angeordnet wie in Fig. 15 dargestellt. Alternativ oder zusätzlich werden Bauteile (Kondensatoren, Platinen etc.) in die Bodenplatte (9) integriert, um den Bauraum effizient zu nutzen.

Claims

Patentansprüche
1. Wellenleiterantenne für eine Radarantennenanordnung, insbesondere zum Einsatz in Kraftfahrzeugen, umfassend
a. eine Bodenplatte (9c) mit einem, von einer Oberseite (18) der Bodenplatte (9c) sich weg erstreckenden Bodenplattenprofil (19) und b. einen mit der Bodenplatte (9c) verbindbaren Hohlleiter (2c) mit einem zu dem Bodenplattenprofil (19) korrespondierenden Hohllei - terprofil (20),
wobei
c. der Hohlleiter (2c) zur Ausbreitung einer Radarwelle einer ersten Mode in einer x-Richtung einen Innenraum (4c) begrenzt, d. der Hohlleiter (2c) und die Bodenplatte (9c) über das Hohlleiterpro- fil (20) und das Bodenplattenprofil (19) kraftschlüssig und/oder formschlüssig verbindbar sind und
e. das Bodenplattenprofil (19) mehrere in der x-Richtung angeordnete, sich in den Innenraum (4c) erstreckende Strukturelemente (10c) aufweist.
2. Wellenleiterantenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Hohlleiter (2c) eine Rückwand (17) und zwei daran befestigte Seitenwände (5c) aufweist, die in der x-Richtung verlaufen. 3. Wellenleiterantenne nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Hohlleiterprofil (2c) an unteren, der Bodenplatte (9c) zugewandten Enden der Seitenwände (5c) angeordnet ist. Wellenleiterantenne nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch quer zu der x-Richtung verlaufende Rippen (10c) als Strukturelemente.
Wellenleiterantenne nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Rippen (10c) gegenüberliegender Seitenwände (5c) entlang der x- Richtung versetzt angeordnet sind.
Wellenleiterantenne nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest einige benachbarte Rippen (10c) in der x-Richtung mit einem periodischen Abstand (dp) zueinander angeordnet sind.
Wellenleiterantenne nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass ein nicht-periodischer Abstand (dap) zwei benachbarter Rippen (10c) in der x-Richtung um weniger als 5%, insbesondere um weniger als 2% und insbesondere um weniger als 1% von dem periodischen Abstand (dp) abweicht.
8. Wellenleiterantenne nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass benachbarte Rippen (10c) einen Abstand (dp, dap) aufweisen, der größer ist als eine halbe Wellenlänge (λ]) der Radarwelle in einer ersten Mode bzw. größer ist als eine halbe Freiraum- Wellenlänge (λ0/2), je nachdem welche der beiden Wellenlängen (λι,λ0) kleiner ist.
Wellenleiterantenne nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das Hohlleiterprofil (2c) zwei in der x- Richtung parallel und in der y-Richtung beabstandet zueinander angeordnete Befestigungsreihen (21) aufweist.
10. Wellenleiterantenne nach den Ansprüchen 4 und 9, dadurch gekenn- zeichnet, dass die Befestigungsreihen (21) zu den Rippen (10c) korrespondierende Ausnehmungen (23) und Befestigungsstege (24) aufweisen.
11. Wellenleiterantenne nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass im verbundenen Zustand von Bodenplatte (9c) und Hohlleiter (2c) das Hohlleiterprofil (20) mit einer dem Innenraum (4c) zugewandten Innenseite (25) an einer dem Innenraum (4c) abgewandten Außenseite (26) des Bodenplattenprofils (19) flächig anliegt. 12. Wellenleiterantenne nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Außenseiten (26) gegenüber der Oberseite (18) der Bodenplatte (9c) zumindest teilweise geneigt sind.
13. Wellenleiterantenne nach einem der vorstehenden Ansprüche, da- durch gekennzeichnet, dass die Wellenleiterantenne (lc) aus
Kunststoff, insbesondere aus metallisiertem Kunststoff, hergestellt ist.
14. Wellenleiterantenne nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Bodenplatte (9c) mit dem Hohlleiter (2c) lösbar durch Aufclipsen verbindbar ist.
15. Anordnung mit mehreren Wellenleiterantennen (lc) nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Bodenplatte (9c) und der Hohlleiter (2c) derart ausgebildet sind, dass mehrere Wellenleiterantennen (lc) in einer zu der x-Richtung senkrecht orientierten y-Richtung nebeneinander angeordnet sind.
16) Radarsensor umfassend
-zumindest zwei Wellenleiterantennen nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Antennen auf einer Bodenplatte (9) derart angeordnet sind, dass ein Raum (36) zwischen den Seiten wänden der Antennen gebildet wird
- eine Vorrichtung zur Verarbeitung von Hochfrequenzsignalen
-eine Vorrichtung zur Verarbeitung von Niederfrequenzsignalen
wobei Bauteile (37) der Vorrichtung zur Verarbeitung von Hochfrequenzsignalen und bzw. oder Vorrichtung zur Verarbeitung von Niederfrequenzsignalen in die Bodenplatte (9) integriert und bzw. oder in einem Raum (36) zwischen den Seiten wänden der Antennen angeordnet sind.
17) Radarsensor nach Anspruch 16, wobei die Vorrichtung zur Verarbeitung von Niederfrequenzsignalen eine Platine umfasst und diese in die Bodenplatte integriert angeordnet ist. 18) Radarsensor nach Anspruch X, wobei zumindest ein Kondensator als Bauteil der Vorrichtung zur Verarbeitung von Niederfrequenzsignalen in einem Raum (36) zwischen den Seitenwänden der Antennen angeordnet ist.
PCT/DE2011/000306 2010-03-31 2011-03-24 Wellenleiterantenne für eine radarantennenanordnung WO2011120501A1 (de)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE112011100045T DE112011100045A5 (de) 2010-03-31 2011-03-24 Wellenleiterantenne für eine Radarantennenanordnung

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE201010013589 DE102010013589A1 (de) 2010-03-31 2010-03-31 Wellenleiterantenne für eine Radarantennenanordnung
DE102010013589.5 2010-03-31

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2011120501A1 true WO2011120501A1 (de) 2011-10-06

Family

ID=44211933

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/DE2011/000306 WO2011120501A1 (de) 2010-03-31 2011-03-24 Wellenleiterantenne für eine radarantennenanordnung

Country Status (2)

Country Link
DE (2) DE102010013589A1 (de)
WO (1) WO2011120501A1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3089176A1 (de) 2016-03-04 2016-11-02 Premo, S.L. Langgestreckter flexibler induktor und langgestreckte flexible niederfrequenzantenne

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3653054A (en) * 1970-10-28 1972-03-28 Rca Corp Symmetrical trough waveguide antenna array
US5572228A (en) 1995-02-01 1996-11-05 Physical Optics Corporation Evanescent coupling antenna and method for the utilization thereof
DE102004049626A1 (de) * 2004-10-11 2006-04-13 A.D.C. Automotive Distance Control Systems Gmbh Radarantennenanordnung
WO2008040342A1 (de) * 2006-10-06 2008-04-10 Adc Automotive Distance Control Systems Gmbh Radarsystem mit nur einem sensor zur umfelderfassung eines kraftfahrzeugs
US20100001917A1 (en) * 2008-07-07 2010-01-07 Vladimir Manasson Planar dielectric waveguide with metal grid for antenna applications

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6917266B2 (en) * 2000-10-11 2005-07-12 Paul Mack Microwave waveguide
DE102008004940B4 (de) * 2008-01-18 2017-08-24 Adc Automotive Distance Control Systems Gmbh Radarantennenanordnung sowie hiermit ausgestattetes Kraftfahrzeug

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3653054A (en) * 1970-10-28 1972-03-28 Rca Corp Symmetrical trough waveguide antenna array
US5572228A (en) 1995-02-01 1996-11-05 Physical Optics Corporation Evanescent coupling antenna and method for the utilization thereof
DE102004049626A1 (de) * 2004-10-11 2006-04-13 A.D.C. Automotive Distance Control Systems Gmbh Radarantennenanordnung
WO2006039896A1 (de) 2004-10-11 2006-04-20 Adc Automotive Distance Control Systems Gmbh Radarantennenanordnung
WO2008040342A1 (de) * 2006-10-06 2008-04-10 Adc Automotive Distance Control Systems Gmbh Radarsystem mit nur einem sensor zur umfelderfassung eines kraftfahrzeugs
US20100001917A1 (en) * 2008-07-07 2010-01-07 Vladimir Manasson Planar dielectric waveguide with metal grid for antenna applications

Non-Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
ALVAREZ-MELCON A ET AL: "Analysis and Design of Periodic Leaky-Wave Antennas for the Millimeter Waveband in Hybrid Waveguide-Planar Technology", IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION, IEEE SERVICE CENTER, PISCATAWAY, NJ, US, vol. 53, no. 9, 1 September 2005 (2005-09-01), pages 2834 - 2842, XP011138767, ISSN: 0018-926X, DOI: DOI:10.1109/TAP.2005.854562 *
ANTAR Y M M ET AL: "A New Dielectric Grating Antenna at Millimeter Wave Frequency", IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION, IEEE SERVICE CENTER, PISCATAWAY, NJ, US, vol. 52, no. 1, 1 January 2004 (2004-01-01), pages 36 - 44, XP011107851, ISSN: 0018-926X, DOI: DOI:10.1109/TAP.2003.820977 *
ARTHUR A OLINER: "A New Class of Scannable Millimeter-Wave Antennas", MICROWAVE CONFERENCE, 1990. 20TH EUROPEAN, IEEE, PISCATAWAY, NJ, USA, 9 September 1990 (1990-09-09), pages 95 - 104, XP031603821 *
IWASAKI T ET AL: "A Novel Composite Right/Left-Handed Rectangular Waveguide with Tilted Corrugations and Its Application to Millimeter-Wave Frequency-Scanning Antenna", IEICE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, COMMUNICATIONS SOCIETY, TOKYO, JP, vol. E92B, no. 12, 1 December 2009 (2009-12-01), pages 3843 - 3849, XP001552453, ISSN: 0916-8516, DOI: DOI:10.1587/TRANSCOM.E92.B.3843 *
JOS LUIS GMEZ-TORNERO ET AL: "Control of Leaky-Mode Propagation and Radiation Properties in Hybrid Dielectric-Waveguide Printed-Circuit Technology: Experimental Results", IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION, IEEE SERVICE CENTER, PISCATAWAY, NJ, US, vol. 54, no. 11, 1 November 2006 (2006-11-01), pages 3383 - 3390, XP011150296, ISSN: 0018-926X, DOI: DOI:10.1109/TAP.2006.884298 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3089176A1 (de) 2016-03-04 2016-11-02 Premo, S.L. Langgestreckter flexibler induktor und langgestreckte flexible niederfrequenzantenne
EP3333860A1 (de) 2016-03-04 2018-06-13 Premo, S.L. Magnetkernanordnung für einen flexiblen länglichen induktor und längliche und flexible niederfrequente antenne
US10056687B2 (en) 2016-03-04 2018-08-21 Premo, S.L. Flexible elongated inductor and elongated and flexible low-frequency antenna

Also Published As

Publication number Publication date
DE102010013589A1 (de) 2011-10-06
DE112011100045A5 (de) 2012-09-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2553761B1 (de) Wellenleiterantenne für eine radarantennenanordnung
DE112013001764B4 (de) Antennenfeldvorrichtung mit geschlitztem Wellenleiter
EP3080874B2 (de) Halterahmen für einen steckverbinder
DE69623220T2 (de) Dielektrischer Wellenleiter
EP3220480B1 (de) Dipolförmige strahleranordnung
DE102007005928A1 (de) Übertragungsleitungsübergang
DE4015765A1 (de) Schlitzgruppenantenne
DE69905669T2 (de) Mittels einer resonanten offset-stegblende gespeister zentrierter longitudinaler shuntschlitz
DE69515263T2 (de) Hohlleiterkoaxialübergang
DE3236664C2 (de)
DE10316788B3 (de) Verbindungseinrichtung zum Anschluss zumindest zweier versetzt zueinander angeordneter Strahlereinrichtungen einer Antennenanordnung
DE10306773A1 (de) Preiswerte dielektrische Abstimmung für E-Ebenenfilter
DE102004002505A1 (de) Mikrowellenüberleitung
WO2011120501A1 (de) Wellenleiterantenne für eine radarantennenanordnung
DE10102453C2 (de) Gehäuse zur Aufnahme eines steckbar mit dem Gehäuse verbindbaren Bauteils
DE19600516A1 (de) Antenne
DE10122637B4 (de) Dichtungsanordnung für eine Kraftfahrzeugtüre und/oder ein Kraftfahrzeugfenster
DE102013113974A1 (de) Halterahmen für einen Steckverbinder
EP1183752B1 (de) Polarisationsweiche
WO2011120499A1 (de) Wellenleiterantenne für eine radarantennenanordnung
DE3689676T2 (de) Radardrehkopplung.
DE102005047336A1 (de) Hohlleiter-Bandstoppfilter
DE102015103983A1 (de) Schlitzhohlleiter mit geringer Breite
DE10209977A1 (de) Antennenanordnung mit einem Flächendipol
EP2165288A1 (de) Lesegerät für eine elektronische speicherkarte, insbesondere für eine microkarte

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 11715865

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1120111000456

Country of ref document: DE

Ref document number: 112011100045

Country of ref document: DE

REG Reference to national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R225

Ref document number: 112011100045

Country of ref document: DE

Effective date: 20120913

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 11715865

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1