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WO2010029222A1 - Dispositif convertisseur et alimentation sans interruption équipée d'un tel dispositif - Google Patents

Dispositif convertisseur et alimentation sans interruption équipée d'un tel dispositif Download PDF

Info

Publication number
WO2010029222A1
WO2010029222A1 PCT/FR2009/000996 FR2009000996W WO2010029222A1 WO 2010029222 A1 WO2010029222 A1 WO 2010029222A1 FR 2009000996 W FR2009000996 W FR 2009000996W WO 2010029222 A1 WO2010029222 A1 WO 2010029222A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
input
switching
current
winding
Prior art date
Application number
PCT/FR2009/000996
Other languages
English (en)
Inventor
Corentin Rizet
Alain Lacarnoy
Jean-Paul Ferrieux
Original Assignee
Mge Ups Systems
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mge Ups Systems filed Critical Mge Ups Systems
Priority to US12/737,802 priority Critical patent/US8384246B2/en
Priority to BRPI0918171A priority patent/BRPI0918171B1/pt
Priority to CN200980135433.5A priority patent/CN102150352B/zh
Priority to EP09737010A priority patent/EP2324565A1/fr
Publication of WO2010029222A1 publication Critical patent/WO2010029222A1/fr

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H02M1/342—Active non-dissipative snubbers
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to the field of converters such as rectifiers, for example those used in uninterrupted power supplies, in particular in uninterrupted power supplies of high power, that is to say whose power is generally between about 100 and 500 kVA.
  • the invention more particularly relates to a unidirectional converter device intended to supply a substantially continuous output voltage on an output line, said device being equipped with at least one switching unit comprising:
  • switching means connected to said supply input for obtaining a main priming or a main blocking of an input current so that, during the main blocking, said input current is diverted towards said rectifying means
  • a switching aid circuit arranged between the supply input and the output line for establishing, before the main boot, a switching voltage substantially equal to zero, said switching assistance circuit comprising inductive means, means for deriving an input current, and energy accumulation means connected in parallel to the switching means for establishing a resonance of said current in the inductive means before the main ignition.
  • Uninterruptible power supplies are commonly developed to improve their performance and to reduce the noise generated by often low switching frequencies of the order of a few thousand hertz.
  • such an uninterruptible power supply 11 comprises a network input 12 to which an electrical supply network is connected and making it possible to apply to said uninterruptible power supply 11 a variable input voltage that is most often alternative.
  • the uninterruptible power supply also comprises a network output 13 to which loads are connected and making it possible to supply a so-called emergency power supply, that is to say a power supply for which the voltage and the frequency are controlled.
  • the uninterruptible power supply 11 comprises a rectifier or an AC / DC converter 15 connected to the network input 12, lines 16, 17 of substantially continuous voltages, and a voltage reference 18 connected at the output of the rectifier.
  • the uninterruptible power supply 11 also comprises a DC / DC converter 19 comprising electrical energy storage means 20, said converter and said storage means being connected to the lines 16, 17 of substantially continuous voltage.
  • the uninterruptible power supply 11 further comprises decoupling capacitors 21, 22 connected between the voltage reference 18 and the lines 16, 17 of substantially continuous voltage, and a reversible inverter DC / AC 23 connected between said lines 16, 17 and the network output 13.
  • the rectifier 15 of the uninterruptible power supply 11 shown in FIG. 2 comprises six switching circuits 31 to 36. More precisely, the rectifier 15 comprises two switching circuits for each of the three phases, one dedicated to positive half-waves and one to the other. another dedicated to negative alternations. Furthermore, the rectifier 15 is of unidirectional type, that is to say that it is not reversible and only allows AC / DC conversion. To perform this AC / DC conversion, the rectifier 15 comprises transistors 41 to 46 and diodes 51 to 56. As can be seen in FIGS.
  • the uninterruptible power supply 11 has a three-level topology, that is to say that the rectifier 15 provides a substantially continuous voltage on three levels, namely a positive level on the line 16, a negative level on the line 17 and a zero level on the voltage reference 18.
  • the positive and negative levels generally have the same electrical potential in absolute value substantially equal to half the voltage VDC between the lines 16 and 17.
  • the switching speeds of the transistors 41 to 46 and the high currents flowing thereto impose very important structural constraints. Moreover, the switching losses in these active power electronics components limit the increase of the switching frequency.
  • the rectifier device 111 comprises a voltage source 112 delivering an alternating voltage, a first switching circuit 113 making it possible to supply an output line 115 with a substantially constant voltage having a positive value and a voltage.
  • second switching circuit 116 for providing on an output line 117 a substantially constant voltage having a negative value.
  • a first branch of the rectifier device 111 comprising a diode DP makes it possible to supply the first switching circuit 113 for the positive half-cycles of the input voltage.
  • a second branch of the rectifier device 111 comprising a diode DN makes it possible to feed the second switching circuit 116 for the negative half-waves of the input voltage.
  • Each switching circuit 113, 116 includes a power input 121, 122 into which an input current IE is injected. Rectifying means, in this case diodes D1, D4 connected to their respective supply inputs 121, 122 make it possible to supply an output voltage VS by successively switching from a blocked state to a on state.
  • Each switching circuit 113, 116 comprises switching means, in this case main transistors T2, T3 connected to their respective supply inputs 121, 122 and making it possible to obtain a change of state, in this case a primary priming or main blocking of the input current.
  • the input current IE goes into the main transistor.
  • this input current IE is deflected towards the rectifying means.
  • the diode DP, the rectifying means D1 and the switching means T2 form a topology often described as elevator structure, or in English "boost". It is the same for the diode DN, the rectifying means D4 and the switching means T3.
  • the topology shown in Figure 3 is often referred to in English as "double boost".
  • the invention can also be applied to a topology often referred to as a step-down structure.
  • the rectifier device is equipped with switching assistance circuits 131, 132, the circuit 131 being arranged between the supply input 121 and the output line 115, the circuit 132 being it is arranged between the supply input 122 and the output line 117.
  • These switching assistance circuits have the main function of reducing the switching losses in the power transistors T2 and T3 by limiting or even reducing canceling, current or voltage in said transistors T2 and T3 during state changes.
  • these switching assistance circuits make it possible to obtain a main ignition of the switching means T2 and T3 under zero voltage. This switching mode is often referred to in English as "Zero Voltage Switching", or abbreviated as "ZVS”.
  • the switching aid circuits 131, 132 comprise inductive means respectively referenced 133, 134 and respectively connected to the supply inputs 121, 122.
  • the inductive means generally comprise at least one inductor which is often directly connected to the power input.
  • the switching assistance circuits 131, 132 also comprise means for deriving the input current IE, respectively referenced 135, 136 and connected to said inductive means for establishing, before the main priming, a derivation of the input current in said inductive means.
  • the switching aid circuits 131, 132 furthermore comprise energy storage means referenced respectively 137, 138 connected in parallel on the switching means for establishing a resonance of the input current IE in the inductive means before the main boot.
  • these energy accumulation means 137 comprise a capacitor CR1 connected in parallel with the diode D1 and a capacitor CR2 connected in parallel with the transistor T2.
  • the energy accumulation means 138 comprise a capacitor CR4 connected in parallel with the diode D4 and a capacitor CR3 connected in parallel with the transistor T3.
  • the rectifying device shown in FIG. 3 operates in the following manner. Before initiating the switching means T2, T3, the input current IE is deflected via the means of derivation 135, 136. The intensity of the current IRP, IRN flowing in the inductive means 133, 134 increases in at the same time as the current flowing in the rectifying means D1, D4 decreases. When the current IRP, IRN in the inductive means 133, 134 reaches the value of the input current IE, the rectifying means D1, D4 are blocked. A resonance phase of the current is thus obtained between the inductive means 133, 134 and the energy accumulation means 137, 138. This resonance phase makes it possible to obtain the cancellation of the voltage V2, V3 across the means. switching T2, T3. It is then possible to prime these switching means T2, T3 with a switching voltage substantially equal to zero. During all this phase, magnetization is created in the inductive means, that is to say that the value of the magnetic field increases.
  • the switching assistance circuits of the converter devices of the prior art generally do not allow to obtain a complete demagnetization of the inductive means before the main blocking of the switching means.
  • they comprise electronic power components, in particular transistors, the caliber and the amount of energy dissipated are not optimized.
  • the aim of the invention is to remedy the drawbacks of prior art converter devices by proposing a unidirectional converter device intended to supply a substantially continuous output voltage on an output line, said device being equipped with at least one switching unit comprising :
  • switching means connected directly to said supply input to obtain a primary ignition or a main blocking of an input current so that, during the main blocking, said input current is diverted towards said rectifying means
  • switching assistance circuit arranged between the supply input and the output line for establishing, before the main boot, a switching voltage substantially equal to zero, said switching assistance circuit comprising inductive means, means for deriving an input current for establishing a bypass of the input current on said inductive means before the main ignition, and energy accumulation means connected in parallel with said switching means to establish a resonance of said current in said inductive means before the main priming.
  • the converter device is characterized in that the inductive means essentially consist of a transformer directly connected to the supply input and comprising windings wound in reverse, and in that the branching means comprise means for auxiliary switching directly connected between said inductive means and a voltage reference or between said inductive means and the output line.
  • the transformer comprises: a first winding connected between the supply input and the derivation means, and
  • a second winding magnetically coupled to the first winding and connected between said supply input and the output line or between the supply input and the voltage reference.
  • the transformer has a transformation ratio of less than unity.
  • a first non-return diode is connected between the first winding and the output line or between the first winding and the voltage reference.
  • a second non-return diode is connected between the second winding and the output line or between the second winding and a voltage reference.
  • the auxiliary switching means essentially consist of an auxiliary transistor connected directly between the first winding and the voltage reference or between the first winding and the output line, said auxiliary transistor enabling, during the main blocking and at the moment of the firing said auxiliary transistor, providing on the transformer windings a voltage having a value depending on the output voltage.
  • control means comprise a delay module designed to force a delayed main priming after a duration greater than a predetermined duration.
  • control means are applied to the auxiliary switching means and comprise a module designed to initiate the bypass of the current for a duration greater than the predetermined duration.
  • the rectifying means comprise a diode comprising a current input, said input being connected to the supply input.
  • the energy storage means comprise a first capacitor connected in parallel with the rectifying means and a second capacitor connected in parallel with the switching means.
  • the invention also relates to an uninterruptible power supply comprising a power input to which a variable input voltage is applied, a rectifier connected to said input, at least one substantially continuous voltage line connected at the output of the rectifier, an inverter connected to said voltage line and having an output for providing a variable output voltage, characterized in that the rectifier is a converter device according to one of the preceding claims and provides a substantially continuous output voltage on said line.
  • FIG. 1 represents an uninterrupted power supply according to the prior art.
  • FIG. 2 represents the rectifier of the uninterrupted power supply represented in FIG.
  • FIG. 3 partially shows a rectifying device with a switching aid circuit according to the prior art.
  • Figure 4 partially shows a converter device according to a first embodiment of the invention.
  • FIG. 5 diagrammatically represents the control means of a converter device.
  • Figures 6A-6M are timing diagrams illustrating the operation of the converter device shown in Figure 4 during most of the alternation.
  • Figures 7A to 7K are timing diagrams illustrating the operation of the converter device shown in Figure 4 at the beginning and end of alternation.
  • Figure 8 partially shows a step-down device according to a second embodiment of the invention.
  • Figure 9 shows an uninterruptible power supply according to the invention.
  • the converter device 211 partially shown in FIG. 4 is a rectifier device comprising elements already described previously and indicated by the same reference numerals. As for FIG. 3, only the two switching circuits associated with one of the three phases have been represented.
  • the converter device 211 comprises a voltage source 112 delivering an alternating voltage VE and an input current IE.
  • a first switching circuit 213 provides on the output line 115 a substantially constant voltage having a positive value.
  • a second switching circuit 216 makes it possible to supply an output line 117 with a substantially constant voltage having a negative value.
  • these switching circuits are of the lift type.
  • Each switching circuit 213, 216 comprises a supply input 121, 122 on which the input voltage VE is applied and into which the input current IE is injected.
  • the input voltage VE is variable, generally alternating and often sinusoidal.
  • the diode DP, the rectifying means D1 and the switching means T2 form a first elevator-type structure. It is the same for the diode DN, the rectifying means D4 and the switching means T3 which form a second elevator-type structure.
  • Each main transistor T2, T3 of the switching means generally comprises a diode D2, D3 connected in parallel and oriented in the opposite direction with respect to the current direction in the transistor.
  • the converter device 211 is equipped with switching assistance circuits 231, 232, the circuit 231 being disposed between the supply input 121 and the output line 115, the circuit 232 being arranged between the supply input 122 and the exit line 117.
  • the components referenced DP and DN are diodes. In other embodiments, these components may be thyristors.
  • each switching assistance circuit 231, 232 comprises inductive means consisting essentially of a transformer TP, TN.
  • Each transformer TP, TN is directly connected to the supply input 121, 122 of the switching circuit considered.
  • the two windings of the transformer are directly connected to the power input. Since the inductive means of each switching aid circuit essentially consist of a transformer, and the latter is directly connected to the supply input 121, 122, the topology of the converter device 211 and its circuits switching assistance 231, 232 is simplified.
  • Each switching assistance circuit 231, 232 shown in FIG. 4 also comprises means for deriving the input current IE comprising auxiliary switching means, in this case an auxiliary transistor TX2, TX3.
  • auxiliary transistor is connected to the transformer TP, TN to establish, before the main boot, a derivation of the input current IE in said transformer.
  • each auxiliary transistor TX2, TX3 is directly connected between the transformer TP, TN and the voltage reference.
  • directly connected means that the connection means between the auxiliary transistor and the voltage reference, and between the same auxiliary transistor and the transformer, are essentially constituted by electrical conductors and / or equivalent resistances of these conductors.
  • Each switching assistance circuit 231, 232 shown in FIG. 4 further comprises energy storage means 137, 138 connected in parallel with the switching means, that is to say on each transistor T2. , T3, and the rectifying means, that is to say the diodes D1, D4.
  • the energy accumulation means 137 comprise a capacitor CR1 connected in parallel with the diode D1 and a capacitor CR2 connected in parallel with the main transistor T2.
  • the energy accumulation means 138 comprise a capacitor CR4 connected in parallel with the diode D4 and a capacitor CR3 connected in parallel with the transistor T3.
  • the transformer TP, TN of each switching circuit 231, 232 comprises a first winding 251, 252 connected between the supply input 121, 122 and the auxiliary switching means TX2, TX3.
  • This transformer TP, TN also comprises a second winding 253, 254 magnetically coupled to the first winding 251, 252 and connected between this same input 121, 122 and the output line 115, 117, more precisely between the supply input 121, 122 and the diode DA1, DA4.
  • the second winding 253, 254 is wound in inverse relation to the first winding 251, 252.
  • This configuration of the transformer TP, TN allows, when the auxiliary transistors TX2, TX3 are initiated, to deflect more current in each of the windings of the transformer TP, TN. Indeed, thanks to the inverted winding of the windings and to the connection of the contiguous ends of said windings to the power input, the input current IE is deflected to be shared in each of the windings. Thus the IRP input current, IRN is amplified by mutual induction. This allows a reduction of the current rating of the auxiliary transistor TX1, TX2.
  • This configuration of the transformer TP, TN allows, in addition, once the main transistor T2, T3 is initiated, to demagnetize said transformer, that is to say that no current no longer circulates in the windings of the transformer. This avoids an accumulation of energy in the transformer which would eventually destroy the converter device.
  • This demagnetization is made possible by the diode DX1, DX4, which makes it possible to apply the VS output voltage in reverse on the winding 251, 252, when the auxiliary transistor TX2, TX3 is off and when said diode becomes conducting.
  • the transformer TP, TN generally has magnetic leaks on each of the windings that can not usually be neglected. It is thus possible to define an equivalent inductance created by the leaks and to link this inductance to an equivalent resonance inductance. This resonance inductance determines the rise slope of the current in the windings of the transformer.
  • the transformer TP, TN comprises an electrically insulating material separating the windings. A choice of the thickness of this insulating material makes it possible, among other things, to adjust the leakage inductance of the transformer and therefore the rise slope of the current.
  • a first diode DX1, DX4 is connected between the first winding 251, 252 and the output line 115, 117.
  • this diode allows the passage of the current in the first winding 251, 252 in one direction.
  • This diode also limits the voltage across the auxiliary transistor TX2, TX3.
  • a second diode DA1, D A4 is connected between the second winding 253, 254 and the output line 115, 117. This diode allows the passage of the current in one direction in this second winding.
  • the main transistors T2, T3 of the switching means can be used in dual thyristor mode, that is to say that the priming is done naturally.
  • the main ignition occurs naturally when the switching voltage V2, V3 of the switching means becomes substantially zero and the diode D2, D3 becomes conducting.
  • the intensity of the input current IE on the supply input 121, 122 is too low, that is to say for an amplitude of the voltage VE less than about 10% of its maximum value, which generally corresponds to the beginning or the end of the alternation of said voltage VE
  • the output voltage does not have time to reach the value of the target voltage VS line and the natural start of main transistors is not possible.
  • the capacitors of the energy storage means do not have time to load and it is difficult to obtain a resonance of the current entering the inductive means.
  • control means 301 shown in FIG. 5, comprise a delay module 315 designed to force a delayed main priming after a duration greater than a predetermined duration TMAX.
  • This forced operating mode is mainly implemented at the beginning and at the end of the alternation of the voltage VE, when the value of the input current IE is not sufficient to charge the capacitors of the accumulator means. 'energy.
  • the control means 301 are shown in FIG. 5 only for the switching unit 213. Equivalent means for the switching unit 216 as well as the switching units of the other phases can be used but have not been represented. . More specifically, as shown in FIG.
  • the control means 301 comprise a referenced module 311 for generating a first control signal 302 with pulse width modulation, abbreviated PWM and PWM.
  • This first control signal is determined from the measurements of the output voltage VS, the input voltage VE 5 and the input current IE.
  • a module 316 makes it possible to prime the auxiliary transistor TX2 for a duration TMAX '. This duration runs from the rising edge of the first control signal 302. During normal operation and during this period TMAX ', the auxiliary transistor TX2 can thus be initiated, which makes it possible to cancel the voltage V2 to prime the main transistor. T2.
  • the control means comprise a comparator 312 for detecting the zero crossing of the voltage V2 across the main transistor T2.
  • the output of this comparator is connected to an input of a first Boolean operator of the logical "AND” type referenced 313. Another input of this operator is connected to the output of the module 311 carrying the first modulated width modulation control signal. Thus, the zero crossing of the voltage V2 and the simultaneous presence of an active pulse width modulation signal enable the output of this Boolean operator 313 to be activated.
  • This output of the operator 313 is connected to a second Boolean operator of "OR" type referenced 314 whose output is connected to the control input of the main transistor T2.
  • the output of the operator 314 is also activated, which makes it possible to control the priming of the main transistor T2 at the moment when the voltage V2 passes by zero.
  • the value of the input current IE is not sufficient to cancel the voltage V2 across the terminals of the main transistor T2.
  • the output of the "AND" operator 313 therefore remains inactive.
  • the aforementioned delay module 315 is used.
  • the output of the carrier module 311 of the first control signal 302 the output of this module 315 being for its part connected to an input of the logical "OR" operator 314.
  • the transistor T2 is automatically initiated after a predetermined time TMAX.
  • the choice of the duty cycle used in the modulation module 311 is generally made taking into account the demagnetization time of the transformer TP, TN, which is generally of the order of half the boot time. This makes it possible to avoid saturation of these transformers.
  • the operation of the switching circuit 213 of the converter device of FIG. 4 is described below, in the case where the intensity of the input current IE on the power input of the converter device is sufficient to obtain natural priming of the main transistors.
  • the operation described below excludes to some extent the beginning and the end of P alternating voltage VE.
  • the main transistor T2 is in a primed or on state, which is indicated by the presence of a bold line in FIG. 6A.
  • the auxiliary transistor TX2 is in turn in a locked state, which is indicated by the absence of bold lines in Figure 6B.
  • the diode D1 is blocked.
  • the transistor T2 sees a current IT2, shown in FIG. 6E, substantially equal to the input current IE.
  • the voltage V2 across the terminals of the transistor T2 shown in FIG. 6D is therefore substantially equal to zero.
  • the diode DA1 does not see any current as shown in Figure 6G and is in the off state.
  • the voltage VDA1 at its terminals shown in FIG. 6H is therefore substantially equal to the value of the output voltage VS on the output line 115.
  • the transistor T2 is off (FIG. 6A), the input current IE is derived in the storage means 137, which makes it possible to reduce the losses of said transistor.
  • the voltage V2 across the main transistor T2 begins to increase gradually by charging the capacitor CR2 connected in parallel.
  • the diode DA1 is always in the off state, and the voltage VDA1 at these terminals begins to decrease (FIG. 6H) until reaching a zero value.
  • the voltage VTX2 across the auxiliary transistor TX2 increases to the value of the output voltage VS.
  • the voltage V2 across the main transistor T2 reaches the value of the output voltage VS (FIG. 6D), and the diode D1 starts conducting a current ID1 whose value is substantially equal to the value of the current IE input shown in Figure 6F.
  • the auxiliary transistor TX2 is started (FIG. 6B), which will cause a decrease in the current ID1 in the diode D1 (FIG. 6F) which is deflected towards said auxiliary transistor TX2 which has become on.
  • the auxiliary transistor TX2 thus sees a current ITX2 which increases progressively.
  • the PIR current entering the transformer TP shown in Fig. 6C, will increase as the current ID1 decreases.
  • this current IRP results from the sum of the current ITX2 in the first winding 251 of the transformer TP (FIG.
  • the current ITX2 in the winding 251 shown in FIG. 6J and the current IDAl in the winding 253 shown in FIG. 6G are substantially equal to half of the value of the PIR current entering the transformer TP, that is to say equal to half of the input current IE.
  • the transistor TX2 is controlled in a blocked state (FIG. 6B) and the diode DX1 makes it possible to completely evacuate the IMAG magnetization current flowing in the first winding 251, as represented in FIG. 6L.
  • a complete demagnetization of the transformer TP occurs before the main blocking of the main transistor T2.
  • the value of the voltage at the terminals of the transistor TX2 is substantially equal to the output voltage VS.
  • the voltage across the diode DAl is, in turn, substantially equal to twice the value of the output voltage VS.
  • the voltage VTX2 across the auxiliary transistor TX2 is twice as low as the voltage VDA1 across the diode DA1. It is therefore the diode DA1 which cash a large demagnetization voltage in place of the auxiliary transistor TX2, which allows to choose a TX2 transistor of lower caliber, therefore less expensive and operating with a lower energy consumption.
  • the transformer TP is completely demagnetized, that is to say that the average value of the voltage at its terminals is zero.
  • the IMAG current becomes zero, and the diode DX1 is blocked (FIG. 6L).
  • the operation of the switching circuit 213 of the converter device of FIG. 4 is described below, in the particular case where the intensity of the input current IE on the power input is insufficient to obtain natural priming of the main transistors.
  • the operation described below is therefore generally applicable at the beginning and at the end of the alternation of the voltage VE.
  • the transistor T2 is initiated or passing, as can be seen in FIG. 7A, and conducts a current IT2 represented in FIG. 7E whose value is substantially equal to the input current IE.
  • a current IT2 represented in FIG. 7E whose value is substantially equal to the input current IE.
  • FIGS. 7D and 7F the value of the voltage V2 across the main transistor T2 is almost zero and the diode D1 is in a blocked state.
  • the main transistor T2 goes from the primed state to the off state (FIG. 7A), and the input current IE is derived in the storage means 137.
  • the Voltage V2 across the main transistor T2 begins to increase gradually by charging the capacitor CR2 connected in parallel. Since the intensity of the input current IE is too low, the voltage V2 at the terminals of the transistor T2 increases very slowly and fails to reach the value of the output voltage VS. As a result, the diode D1 can not be initiated and therefore does not conduct (FIG. 7F).
  • the auxiliary transistor TX2 is started (FIG. 7B). As can be seen in FIG.
  • the auxiliary transistor TX2 thus sees a current ITX2 which increases progressively.
  • the IRP current entering the transformer TP will then enter a resonance phase. Indeed, the capacitor CR1 which is initially discharged will charge as the voltage V2 across the main transistor T2 decreases to zero. At the same time, the capacitor CR2 which is initially charged will start to discharge. The IRP current entering the transformer TP will then reach a peak resonance (Figure 7C), which will continue to decline. As can be seen in FIGS. 7C, 7D, 7G, 7H, 71 and 7K, the resonance phase results in oscillations without the voltage V2 across the main transistor T2 being able to cancel out. The transistor T2 can not be initiated because the output of the logical Boolean operator "AND" 313 of the control means 301 remains in an inactive state.
  • the main transistor T2 is automatically started (FIG. 7A).
  • the voltage V2 across the main transistor T2 is suddenly reduced to zero (FIG. 7D), which generates a peak current in the main transistor T2 (FIG. 7E).
  • the IRP current decreases ( Figure 7C) and the DA1 diode is in a blocked state ( Figure 7G). Only one IMAG magnetizing current flows in the TX2 transistor ( Figure 71).
  • the auxiliary transistor TX2 is blocked (FIG. 7B).
  • the diode DX1 makes it possible to obtain complete demagnetization of the transformer TP at time t5 (FIGS. 7H, 71 and 7J).
  • the converter device shown in FIG. 4 corresponds to an elevating chopper type circuit.
  • the device converter according to the invention can also be adapted to a downhooking type of mounting, as in the embodiment shown in FIG. 8.
  • the converter device represented partially in FIG. 8 comprises elements already described previously with reference to FIG. 4. For simplicity, only the switching circuit for the treatment of positive halfwaves and associated with one of the three phases has been represented.
  • the converter device represented in FIG. 8 comprises a voltage source 402 delivering an alternating input voltage VE and an input current IE, and switching means 404.
  • the switching circuit represented makes it possible to supply, on the line of output 415, a voltage VS substantially constant and having a positive value.
  • the output of the converter circuit is represented as a DC voltage source VS.
  • An inductor 403 serves to match the impedance between the two voltage sources.
  • the switching circuit shown comprises a supply input 405 on which the input voltage VE is applied and into which the input current IE is injected.
  • the rectifying means D1 and the main transistor T2 form a step-down type structure.
  • the converter device is equipped with a switching aid circuit arranged between the supply input 405 and the output line 415 comprising inductive means 412 consisting essentially of a transformer TP directly connected to the power input. 405.
  • the switching assistance circuit also comprises input current deriving means 411, in this case an auxiliary transistor TX2 connected to the transformer TP, TN to establish, before the main ignition, a current bypass. IE input into said transformer. More specifically, the auxiliary switch TX2 is connected between the first winding 451 and the output line 415.
  • the switching assistance circuit further comprises energy storage means 413 connected in parallel to the means. switching 404.
  • the transformer TP comprises a first winding 451 connected between the supply input 405 and the TX2 branching means, and a second winding 453 wound in reverse, magnetically coupled to the first winding and connected between said supply input 405 and the output line and a voltage reference.
  • a first non-return diode DX1 is connected between the first winding 451 and the voltage reference.
  • a second anti-return diode DA1 is connected between the second winding 453 and the voltage reference. Operation of this step-down arrangement is essentially the same as that of the elevator assembly previously described.
  • the converter devices described above, and in particular the rectifier devices, can be used in an uninterruptible power supply 501 such as that represented in FIG. 9.
  • This uninterruptible power supply comprises a power supply input 502 on which a voltage of variable input of a first three-phase network.
  • the uninterruptible power supply comprises a rectifier 503 of the type described above, said rectifier being connected between, on one side, the supply input 502 and, on the other side, two output lines 504 or bus of substantially continuous voltage.
  • the uninterruptible power supply comprises an inverter 506 connected between the output lines 504 and an output 507 for supplying a safe three-phase AC voltage to a load 508.
  • the DC voltage bus 504 is also connected to a battery 509 via a DC / DC converter 510.
  • static contactors 511 and 512 make it possible to select between the supply input 502 of the first three-phase network and a supply input 513 of a second also three-phase network.

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Abstract

Un dispositif convertisseur comprenant une entrée d'alimentation (121, 122), des moyens redresseurs (Dl, D4), des moyens de commutation (T2, T3), des moyens de commande (301), et un circuit d'aide à la commutation (231, 232), ledit circuit d'aide à la commutation comportant des moyens inductifs, des moyens de dérivation d'un courant d'entrée (IE), et des moyens d'accumulation d'énergie (137, 138). Le dispositif de l'invention est caractérisé en ce que les moyens inductifs sont essentiellement constitués par un transformateur (TP, TN) directement connecté à l'entrée d'alimentation (121, 122) et comportant des enroulements bobinés en inverse, et en ce que les moyens de dérivation comportent des moyens de commutation auxiliaires (TX2, TX3) directement connectés entre lesdits moyens inductifs et une référence de tension ou une ligne de sortie (115, 117), pour établir une dérivation du courant d'entrée sur lesdits moyens inductifs avant P amorçage principal. Une alimentation sans interruption comprenant le dispositif convertisseur décrit ci-dessus.

Description

DISPOSITIF CONVERTISSEUR ET ALIMENTATION SANS INTERRUPTION ÉQUIPÉE D'UN TEL DISPOSITIF
DOMAINE TECHNIQUE DE L'INVENTION
L'invention relève du domaine des convertisseurs tels que des redresseurs, par exemple ceux utilisés dans les alimentations sans interruption, en particulier dans les alimentations sans interruption de forte puissance, c'est-à-dire dont la puissance est généralement comprise entre environ 100 et 500 kVA.
L'invention concerne plus particulièrement un dispositif convertisseur unidirectionnel destiné à fournir une tension de sortie sensiblement continue sur une ligne de sortie, ledit dispositif étant équipé d'au moins une unité de commutation comprenant :
- une entrée d'alimentation sur laquelle est appliquée une tension d'entrée, généralement variable,
des moyens redresseurs connectés à ladite entrée d'alimentation pour fournir la tension de sortie,
- des moyens de commutation connectés à ladite entrée d'alimentation pour obtenir un amorçage principal ou un blocage principal d'un courant d'entrée de sorte que, lors du blocage principal, ledit courant d'entrée est dévié vers lesdits moyens redresseurs,
- des moyens de commande desdits moyens de commutation, et
- un circuit d'aide à la commutation disposé entre l'entrée d'alimentation et la ligne de sortie pour établir, avant l'amorçage principal, une tension de commutation sensiblement égale à zéro, ledit circuit d'aide à la commutation comportant des moyens inductifs, des moyens de dérivation d'un courant d'entrée, et des moyens d'accumulation d'énergie montés en parallèle sur les moyens de commutation pour établir une résonance dudit courant dans les moyens inductifs avant l'amorçage principal. ÉTAT DE LA TECHNIQUE
Les alimentations sans interruption sont couramment développées pour améliorer leur rendement et pour réduire les nuisances sonores engendrées par des fréquences de découpage souvent basses, de l'ordre de quelques milliers d'hertz. Dans ce contexte, il a été montré qu'il était intéressant d'utiliser des alimentations sans interruption présentant des topologies sur plusieurs niveaux, généralement trois niveaux, en utilisant des composants plus performants permettant d'améliorer les problèmes évoqués ci-dessus.
En référence à la figure 1, une telle alimentation sans interruption 11 comprend une entrée réseau 12 sur laquelle est connecté un réseau électrique d'alimentation et permettant d'appliquer à ladite alimentation sans interruption 11 une tension d'entrée variable le plus souvent alternative. L'alimentation sans interruption comprend également une sortie réseau 13 sur laquelle sont connectées des charges et permettant de fournir une alimentation électrique dite secourue, c'est-à-dire une alimentation électrique pour laquelle la tension et la fréquence sont maîtrisées. L'alimentation sans interruption 11 comprend un redresseur ou un convertisseur AC/DC 15 connecté à l'entrée réseau 12, des lignes 16, 17 de tensions sensiblement continues, et une référence de tension 18 connectée en sortie du redresseur. L'alimentation sans interruption 11 comprend également un convertisseur DC/DC 19 comprenant des moyens de stockage d'énergie électrique 20, ledit convertisseur et lesdits moyens de stockage étant connectés sur les lignes 16, 17 de tension sensiblement continue. L'alimentation sans interruption 11 comprend en outre des condensateurs de découplage 21, 22 connectés entre la référence de tension 18 et les lignes 16, 17 de tension sensiblement continue, et un onduleur ou convertisseur DC/ AC réversible 23 connecté entre lesdites lignes 16, 17 et la sortie réseau 13.
Le redresseur 15 de l'alimentation sans interruption 11 représenté à la figure 2 comprend six circuits de commutation 31 à 36. Plus précisément, le redresseur 15 comporte deux circuits de commutation pour chacune des trois phases, l'un dédié aux alternances positives et l'autre dédié aux alternances négatives. Par ailleurs, le redresseur 15 est de type unidirectionnel, c'est-à-dire qu'il n'est pas réversible et permet uniquement de réaliser une conversion AC/DC. Pour réaliser cette conversion AC/DC, le redresseur 15 comporte des transistors 41 à 46 et des diodes 51 à 56. Comme cela est visible sur les figures 1 et 2, l'alimentation sans interruption 11 présente une topologie sur trois niveaux, c'est-à-dire que le redresseur 15 fournit une tension sensiblement continue sur trois niveaux, à savoir un niveau positif sur la ligne 16, un niveau négatif sur la ligne 17 et un niveau zéro sur la référence de tension 18. Les niveaux positif et négatif présentent généralement un même potentiel électrique en valeur absolue sensiblement égal à la moitié de la tension VDC entre les lignes 16 et 17.
Lors de l'utilisation de l'alimentation sans interruption 11 représentée à la figure 1 et en particulier du dispositif redresseur 15 dans sa fonction de convertisseur AC/DC, les vitesses de commutation des transistors 41 à 46 et les forts courants y circulant imposent des contraintes structurelles très importantes. Par ailleurs, les pertes en commutation dans ces composants actifs d'électronique de puissance limitent l'augmentation de la fréquence de découpage.
Une solution pour remédier à ces inconvénients est d'utiliser des circuits d'aide à la commutation dans chaque circuit de commutation pour obtenir des commutations douces, c'est-à-dire pour diminuer les pertes en commutation et pour contrôler les variations de courant. Dans le dispositif redresseur 111 partiellement représenté à la figure 3, de tels circuits d'aide à la commutation sont utilisés. Dans le dispositif représenté à la figure 3, seuls sont représentés deux circuits de commutation associés à l'une des trois phases. Il est à noter que le circuit redresseur 111 n'est pas réversible et ne peut donc être utilisé que pour réaliser une conversion de type AC/DC.
Plus précisément, en référence à la figure 3, le dispositif redresseur 111 comporte une source de tension 112 délivrant une tension alternative, un premier circuit de commutation 113 permettant de fournir sur une ligne de sortie 115 une tension sensiblement constante ayant une valeur positive et un second circuit de commutation 116 permettant de fournir sur une ligne de sortie 117 une tension sensiblement constante ayant une valeur négative. Une première branche du dispositif redresseur 111 comprenant une diode DP permet d'alimenter le premier circuit de commutation 113 pour les alternances positives de la tension d'entrée. De la même façon, une seconde branche du dispositif redresseur 111 comportant une diode DN permet d'alimenter le second circuit de commutation 116 pour les alternances négatives de la tension d'entrée. Entre la source de tension et les deux branches précitées, une inductance 118 permet de faire une adaptation d'impédance à l'échelle de la période de découpage. Chaque circuit de commutation 113, 116 comprend une entrée d'alimentation 121, 122 dans laquelle est injecté un courant d'entrée IE. Des moyens redresseurs, en l'occurrence des diodes Dl, D4 connectées à leurs entrées d'alimentation 121, 122 respectives permettent de fournir une tension de sortie VS en passant successivement d'un état bloqué à un état passant. Chaque circuit de commutation 113, 116 comprend des moyens de commutation, en l'occurrence des transistors principaux T2, T3 connectés à leurs entrées d'alimentation 121, 122 respectives et permettant d'obtenir un changement d'état, en l'occurrence un amorçage principal ou un blocage principal du courant d'entrée. Lors de l'amorçage principal, le courant d'entrée IE passe dans le transistor principal. Lors du blocage principal, ce courant d'entrée IE est dévié vers les moyens redresseurs. La diode DP, les moyens redresseurs Dl et les moyens de commutation T2 forment une topologie souvent qualifiée de structure élévateur, ou en anglais « boost ». Il en est de même pour la diode DN, les moyens redresseurs D4 et les moyens de commutation T3. Ainsi, la topologie représentée à la figure 3 est souvent qualifiée, en anglais, de « double boost ». Cependant, l'invention peut également s'appliquer à une topologie souvent qualifiée de structure abaisseur.
Comme cela est visible sur la figure 3, le dispositif redresseur est équipé de circuits d'aide à la commutation 131, 132, le circuit 131 étant disposé entre l'entrée d'alimentation 121 et la ligne de sortie 115, le circuit 132 étant quant à lui disposé entre l'entrée d'alimentation 122 et la ligne de sortie 117. Ces circuits d'aide à la commutation ont pour fonction principale de réduire les pertes en commutation dans les transistors de puissance T2 et T3 en limitant, voire en annulant, le courant ou la tension dans lesdits transistors T2 et T3 lors des changements d'état. En particulier, ces circuits d'aide à la commutation permettent d'obtenir un amorçage principal des moyens de commutation T2 et T3 sous tension nulle. Ce mode de commutation est souvent qualifié en anglais de « Zéro Voltage Switching », ou en abrégé « ZVS ». Les circuits d'aide à la commutation 131, 132 comprennent des moyens inductifs référencés respectivement 133, 134 et connectés respectivement aux entrées d'alimentation 121, 122. Dans l'art antérieur, les moyens inductifs comportent généralement au moins une inductance qui est souvent directement connectée à l'entrée d'alimentation. Les circuits d'aide à la commutation 131, 132 comprennent également des moyens de dérivation du courant d'entrée IE, référencés respectivement 135, 136 et connectés aux dits moyens inductifs pour établir, avant l'amorçage principal, une dérivation du courant d'entrée dans lesdits moyens inductifs. Les circuits d'aide à la commutation 131, 132 comprennent en outre des moyens d'accumulation d'énergie référencés respectivement 137, 138 montés en parallèle sur les moyens de commutation pour établir une résonance du courant d'entrée IE dans les moyens inductifs avant l'amorçage principal. Plus précisément, ces moyens d'accumulation d'énergie 137 comportent un condensateur CRl monté en parallèle avec la diode Dl et un condensateur CR2 monté en parallèle avec le transistor T2. De la même façon, les moyens d'accumulation d'énergie 138 comportent un condensateur CR4 monté en parallèle avec la diode D4 et un condensateur CR3 monté en parallèle avec le transistor T3.
Le dispositif redresseur représenté à la figure 3 fonctionne de la façon suivante. Avant d'amorcer les moyens de commutation T2, T3, le courant d'entrée IE est dévié par l'entremise des moyens de dérivation 135, 136. L'intensité du courant IRP, IRN circulant dans les moyens inductifs 133, 134 croît en même temps que le courant circulant dans les moyens redresseurs Dl, D4 décroît. Lorsque le courant IRP, IRN dans les moyens inductifs 133, 134 atteint la valeur du courant d'entrée IE, les moyens redresseurs Dl, D4 se bloquent. On obtient alors une phase de résonance du courant entre les moyens inductifs 133, 134 et les moyens d'accumulation d'énergie 137, 138. Cette phase de résonance permet d'obtenir l'annulation de la tension V2, V3 aux bornes des moyens de commutation T2, T3. Il est alors possible d'amorcer ces moyens de commutation T2, T3 avec une tension de commutation sensiblement égale à zéro. Durant toute cette phase, il se crée dans les moyens inductifs une magnétisation, c'est-à-dire que la valeur du champ magnétique croît.
Les circuits d'aide à la commutation des dispositifs convertisseurs de l'art antérieur ne permettent généralement pas d'obtenir une démagnétisation complète des moyens inductifs avant le blocage principal des moyens de commutation. De surcroît, ils comportent des composants électroniques de puissance, en particulier des transistors, dont le calibre et la quantité d'énergie dissipée ne sont pas optimisés.
EXPOSÉ DE L'INVENTION L'invention vise à remédier aux inconvénients des dispositifs convertisseurs de l'art antérieur en proposant un dispositif convertisseur unidirectionnel destiné à fournir une tension de sortie sensiblement continue sur une ligne de sortie, ledit dispositif étant équipé d'au moins une unité de commutation comprenant :
- une entrée d'alimentation sur laquelle est appliquée une tension d'entrée,
- des moyens redresseurs connectés à ladite entrée d'alimentation pour fournir la tension de sortie,
- des moyens de commutation connectés directement à ladite entrée d'alimentation pour obtenir un amorçage principal ou un blocage principal d'un courant d'entrée de sorte que, lors du blocage principal, ledit courant d'entrée est dévié vers lesdits moyens redresseurs,
- des moyens de commande desdits moyens de commutation, et
- un circuit d'aide à la commutation disposé entre l'entrée d'alimentation et la ligne de sortie pour établir, avant l'amorçage principal, une tension de commutation sensiblement égale à zéro, ledit circuit d'aide à la commutation comportant des moyens inductifs, des moyens de dérivation d'un courant d'entrée pour établir une dérivation du courant d'entrée sur lesdits moyens inductifs avant l'amorçage principal, et des moyens d'accumulation d'énergie montés en parallèle sur lesdits moyens de commutation pour établir une résonance dudit courant dans lesdits moyens inductifs avant l'amorçage principal.
Le dispositif convertisseur selon l'invention est caractérisé en ce que les moyens inductifs sont essentiellement constitués par un transformateur directement connecté à l'entrée d'alimentation et comportant des enroulements bobinés en inverse, et en ce que les moyens de dérivation comportent des moyens de commutation auxiliaires directement connectés entre lesdits moyens inductifs et une référence de tension ou entre lesdits moyens inductifs et la ligne de sortie.
De préférence, le transformateur comporte : - un premier enroulement connecté entre l'entrée d'alimentation et les moyens de dérivation, et
- un second enroulement couplé magnétiquement au premier enroulement et connecté entre ladite entrée d'alimentation et la ligne de sortie ou entre l'entrée d'alimentation et la référence de tension.
De préférence, le transformateur présente un rapport de transformation inférieur à l'unité.
Avantageusement, une première diode anti-retour est connectée entre le premier enroulement et la ligne de sortie ou entre le premier enroulement et la référence de tension. De préférence, une seconde diode anti-retour est connectée entre le second enroulement et la ligne de sortie ou entre le second enroulement et une référence de tension.
Avantageusement, les moyens de commutation auxiliaires sont essentiellement constitués par un transistor auxiliaire connecté directement entre le premier enroulement et la référence de tension ou entre le premier enroulement et la ligne de sortie, ledit transistor auxiliaire permettant, lors du blocage principal et au moment de l'amorçage dudit transistor auxiliaire, de fournir sur les enroulements du transformateur une tension ayant une valeur fonction de la tension de sortie.
Selon un mode de réalisation, les moyens de commande comportent un module de retard conçu pour forcer un amorçage principal retardé après une durée supérieure à une durée prédéterminée. De préférence, les moyens de commande sont appliqués aux moyens de commutation auxiliaires et comportent un module conçu pour amorcer la dérivation du courant pendant une durée supérieure à la durée prédéterminée.
De préférence, les moyens redresseurs comprennent une diode comprenant une entrée de courant, ladite entrée étant connectée à l'entrée d'alimentation.
Avantageusement, les moyens d'accumulation d'énergie comportent un premier condensateur monté en parallèle avec les moyens redresseurs et un second condensateur monté en parallèle avec les moyens de commutation.
L'invention concerne également une alimentation sans interruption comprenant une entrée d'alimentation sur laquelle est appliquée une tension d'entrée variable, un redresseur connecté à ladite entrée, au moins une ligne de tension sensiblement continue connectée en sortie du redresseur, un onduleur connecté à ladite ligne de tension et comportant une sortie destinée à fournir une tension de sortie variable, caractérisée en ce que le redresseur est un dispositif convertisseur selon l'une des revendications précédentes et fournit une tension de sortie sensiblement continue sur ladite ligne.
BRÈVE DESCRIPTION DES FIGURES
D'autres avantages et caractéristiques ressortiront plus clairement de la description qui suit de modes particuliers de réalisation de l'invention, donnés à titre d'exemples non limitatifs, et représentés dans les figures annexées.
La figure 1 représente une alimentation sans interruption selon l'art antérieur.
La figure 2 représente le redresseur de l'alimentation sans interruption représentée à la figure 1.
La figure 3 représente partiellement un dispositif redresseur avec un circuit d'aide à la commutation selon l'art antérieur.
La figure 4 représente partiellement un dispositif convertisseur selon un premier mode de l'invention.
La figure 5 représente schématiquement les moyens de commande d'un dispositif convertisseur.
Les figures 6A à 6M sont des chronogrammes illustrant le fonctionnement du dispositif convertisseur représenté à la figure 4 pendant la majeure partie de l'alternance.
Les figures 7A à 7K sont des chronogrammes illustrant le fonctionnement du dispositif convertisseur représenté à la figure 4 en début et en fin d'alternance.
La figure 8 représente partiellement un dispositif abaisseur selon un second mode de l'invention.
La figure 9 représente une alimentation sans interruption selon l'invention. DESCRIPTION DETAILLEE D'UN MODE DE RÉALISATION
Le dispositif convertisseur 211 représenté partiellement à la figure 4 est un dispositif redresseur comportant des éléments déjà décrits précédemment et indiqués par les mêmes références numériques. Comme pour la figure 3, seuls les deux circuits de commutation associés à l'une des trois phases ont été représentés. Le dispositif convertisseur 211 comporte une source de tension 112 délivrant une tension alternative VE et un courant d'entrée IE. Comme dans le cas représenté à la figure 3, un premier circuit de commutation 213 permet de fournir sur la ligne de sortie 115 une tension sensiblement constante ayant une valeur positive. De même, un second circuit de commutation 216 permet de fournir sur une ligne de sortie 117 une tension sensiblement constante ayant une valeur négative. Comme pour la figure 3, ces circuits de commutation sont du type élévateur. Chaque circuit de commutation 213, 216 comprend une entrée d'alimentation 121, 122 sur laquelle est appliquée la tension d'entrée VE et dans laquelle est injecté le courant d'entrée IE. La tension d'entrée VE est variable, généralement alternative et souvent sinusoïdale. La diode DP, les moyens redresseurs Dl et les moyens de commutation T2 forment une première structure de type élévateur. Il en est de même pour la diode DN, les moyens redresseurs D4 et les moyens de commutation T3 qui forment une seconde structure de type élévateur. Chaque transistor principal T2, T3 des moyens de commutation comporte généralement une diode D2, D3 montée en parallèle et orientée dans le sens contraire par rapport au sens du courant dans le transistor. Le dispositif convertisseur 211 est équipé de circuits d'aide à la commutation 231, 232, le circuit 231 étant disposé entre l'entrée d'alimentation 121 et la ligne de sortie 115, le circuit 232 étant disposé entre l'entrée d'alimentation 122 et la ligne de sortie 117.
Dans le mode de réalisation représenté à la figure 4, les composants référencés DP et DN sont des diodes. Dans d'autres modes de réalisation, ces composants peuvent être des thyristors.
En référence à la figure 4, chaque circuit d'aide à la commutation 231, 232 comprend des moyens inductifs essentiellement constitués par un transformateur TP, TN. Chaque transformateur TP, TN est directement connecté à l'entrée d'alimentation 121, 122 du circuit de commutation considéré. En d'autres termes, les deux enroulements du transformateur sont directement connectés à l'entrée d'alimentation. Du fait que les moyens inductifs de chaque circuit d'aide à la commutation soient essentiellement constitués par un transformateur, et que ce dernier soit directement connecté à l'entrée d'alimentation 121, 122, la topologie du dispositif convertisseur 211 et de ses circuits d'aide à la commutation 231 , 232 s'en trouve simplifiée.
Chaque circuit d'aide à la commutation 231, 232 représenté à la figure 4 comprend également des moyens de dérivation du courant d'entrée IE comportant des moyens de commutation auxiliaires, en l'occurrence un transistor auxiliaire TX2, TX3. Chaque transistor auxiliaire est connecté au transformateur TP, TN pour établir, avant l'amorçage principal, une dérivation du courant d'entrée IE dans ledit transformateur. Plus précisément, chaque transistor auxiliaire TX2, TX3 est directement connecté entre le transformateur TP, TN et la référence de tension. Par directement connecté, on entend que les moyens de connexion entre le transistor auxiliaire et la référence de tension, et entre ce même transistor auxiliaire et le transformateur, sont essentiellement constitués par des conducteurs électriques ou/et des résistances équivalentes de ces conducteurs.
Chaque circuit d'aide à la commutation 231, 232 représenté à la figure 4 comprend, en outre, des moyens d'accumulation d'énergie 137, 138 montés en parallèle sur les moyens de commutation, c'est à dire sur chaque transistor T2, T3, et sur les moyens redresseurs, c'est-à-dire les diodes Dl, D4. Plus précisément, les moyens d'accumulation d'énergie 137 comportent un condensateur CRl monté en parallèle avec la diode Dl et un condensateur CR2 monté en parallèle avec le transistor principal T2. De la même façon, les moyens d'accumulation d'énergie 138 comportent un condensateur CR4 monté en parallèle avec la diode D4 et un condensateur CR3 monté en parallèle avec le transistor T3. Ces moyens d'accumulation permettent, entre autres, d'établir avant l'amorçage principal une résonance du courant dans les transformateurs TP, TN.
Comme cela est représenté à la figure 4, le transformateur TP, TN de chaque circuit de commutation 231, 232 comporte un premier enroulement 251, 252 connecté entre l'entrée d'alimentation 121, 122 et les moyens de commutation auxiliaires TX2, TX3. Ce transformateur TP, TN comporte également un second enroulement 253, 254 couplé magnétiquement au premier enroulement 251, 252 et connecté entre cette même entrée d'alimentation 121, 122 et la ligne de sortie 115, 117, plus précisément entre l'entrée d'alimentation 121, 122 et la diode DAl, DA4. Par ailleurs, le second enroulement 253, 254 est bobiné en inverse par rapport au premier enroulement 251, 252.
Cette configuration du transformateur TP, TN permet, lorsque les transistors auxiliaires TX2, TX3 sont amorcés, de dévier plus de courant dans chacun des enroulements du transformateur TP, TN. En effet, grâce au bobinage inversé des enroulements et à la connexion des extrémités contiguës desdits enroulements à l'entrée d'alimentation, le courant d'entrée IE est dévié pour être partagé dans chacun des enroulements. Ainsi le courant d'entrée IRP, IRN est amplifié par induction mutuelle. Ceci permet une réduction du calibre en courant du transistor auxiliaire TXl, TX2. Après le blocage de la diode Dl, D4, la tension V2, V3 aux bornes du transistor principal T2, T3 décroit jusqu'à une valeur sensiblement égale à zéro, et la diode D2, D3 correspondante devient passante, ce qui permet d'amorcer ledit transistor principal sous une tension nulle.
Cette configuration du transformateur TP, TN permet, en outre, une fois que le transistor principal T2, T3 est amorcé, de démagnétiser ledit transformateur, c'est-à-dire qu'aucun courant ne circule plus dans les enroulements du transformateur. Ceci permet d'éviter une accumulation d'énergie dans le transformateur qui finirait par détruire le dispositif convertisseur. Cette démagnétisation est rendue possible grâce à la diode DXl, DX4, qui permet d'appliquer la tension de sortie VS en inverse sur l'enroulement 251, 252, lorsque le transistor auxiliaire TX2, TX3 est bloqué et lorsque ladite diode devient passante.
Le transformateur TP, TN présente généralement des fuites magnétiques sur chacun des enroulements que l'on ne peut généralement pas négliger. On peut ainsi définir une inductance équivalente créée par les fuites et lier cette inductance à une inductance de résonance équivalente. Cette inductance de résonance détermine la pente de montée du courant dans les enroulements du transformateur. Avantageusement, le transformateur TP, TN comporte une matière électriquement isolante séparant les enroulements. Un choix de l'épaisseur de cette matière isolante permet, entre autres, de régler l'inductance de fuite du transformateur et donc la pente de montée du courant.
Comme cela est visible sur la figure 4, une première diode DXl, DX4 est connectée entre le premier enroulement 251, 252 et la ligne de sortie 115, 117. Lorsque le transistor auxiliaire TX2, TX3 est bloqué, cette diode permet le passage du courant dans le premier enroulement 251, 252 dans un seul sens. Cette diode permet également de limiter la tension aux bornes du transistor auxiliaire TX2, TX3. Une seconde diode DAl, D A4 est connectée entre le second enroulement 253, 254 et Ia ligne de sortie 115, 117. Cette diode permet le passage du courant dans un seul sens dans ce second enroulement. La présence de ces diodes DAl, DA4 empêche tout fonctionnement réversible des circuits d'aide à la commutation du convertisseur 211, et permet la démagnétisation du transformateur TP, TN. Ce fonctionnement unidirectionnel est intéressant puisqu'il limite le temps de fonctionnement du circuit de commutation 231, 232, et donc limite les pertes dans ledit circuit.
Les transistors principaux T2, T3 des moyens de commutations peuvent être utilisés en mode thyristor dual, c'est-à-dire que l'amorçage se fait de manière naturelle. En général, l'amorçage principal se fait de façon naturelle lorsque la tension de commutation V2, V3 des moyens de commutation devient sensiblement égale à zéro et que la diode D2, D3 devient passante. Cependant, dans le cas où l'intensité du courant d'entrée IE sur l'entrée d'alimentation 121, 122 est trop basse, c'est-à-dire pour une amplitude de la tension VE inférieure à environ 10% de sa valeur maximum, ce qui correspond généralement au début ou à la fin de l'alternance de ladite tension VE, la tension de sortie n'a pas le temps d'atteindre la valeur de la tension de ligne VS visée et l'amorçage naturel des transistors principaux n'est pas possible. En effet, dans ce cas les condensateurs des moyens d'accumulation d'énergie n'ont pas le temps de se charger et il est difficile d'obtenir une résonance du courant entrant dans les moyens inductifs.
Pour remédier à cet inconvénient, les moyens de commande 301, représentés à la figure 5, comportent un module de retard 315 conçu pour forcer un amorçage principal retardé après une durée supérieure à une durée prédéterminée TMAX. Ce mode de fonctionnement forcé est principalement mis en œuvre lors du début et de la fin de l'alternance de la tension VE, lorsque la valeur du courant d'entrée IE n'est pas suffisante pour charger les condensateurs des moyens d'accumulation d'énergie. Les moyens de commande 301 sont représentés sur la figure 5 uniquement pour l'unité de commutation 213. Des moyens équivalents pour l'unité de commutation 216, ainsi que les unités de commutation des autres phases peuvent être utilisées mais n'ont pas été représentés. Plus précisément, comme cela est représenté sur la figure 5, les moyens de commande 301 comportent un module référencé 311 pour générer un premier signal de commande 302 à modulation de largeur d'impulsion, en abrégé MLI et en anglais PWM. Ce premier signal de commande est déterminé à partir des mesures de la tension de sortie VS, de la tension d'entrée VE5 et du courant d'entrée IE. Un module 316 permet d'amorcer le transistor auxiliaire TX2 pendant une durée TMAX'. Cette durée court à compter du front montant du premier signal de commande 302. En fonctionnement normal et pendant cette durée TMAX', le transistor auxiliaire TX2 peut donc être amorcé, ce qui permet d'annuler la tension V2 pour réaliser un amorçage du transistor principal T2. Pour cela, les moyens de commande comportent un comparateur 312 permettant de détecter le passage par zéro de la tension V2 aux bornes du transistor principal T2. La sortie de ce comparateur est connectée à une entrée d'un premier opérateur booléen du type « ET » logique référencé 313. Une autre entrée de cet opérateur est connectée à la sortie du module 311 porteuse du premier signal de commande à modulation de largeur d'impulsion 302. Ainsi, le passage par zéro de la tension V2 et la présence simultanée d'un signal à modulation de largeur d'impulsion actif permettent d'activer la sortie de cet opérateur booléen 313. Cette sortie de l'opérateur 313 est connectée à un deuxième opérateur booléen de type « OU » référencé 314 dont la sortie est connectée à l'entrée de commande du transistor principal T2. Ainsi, en fonctionnement normal, lorsque la sortie de l'opérateur « ET » 313 est activée, la sortie de l'opérateur 314 est également activée, ce qui permet de commander l'amorçage du transistor principal T2 au moment où la tension V2 passe par zéro.
En fonctionnement forcé, c'est-à-dire au début ou à la fin d'une alternance de la tension d'entrée VE, la valeur du courant d'entrée IE n'est pas suffisante pour annuler la tension V2 aux bornes du transistor principal T2. La sortie de l'opérateur « ET » 313 reste donc inactive. Ainsi, pour amorcer le transistor principal T2 de manière forcée, le module de retard 315 mentionné précédemment est utilisé. A l'entrée de ce module 315 est connectée la sortie du module 311 porteuse du premier signal de commande 302, la sortie de ce module 315 étant quant à elle connectée à sur une entrée de l'opérateur « OU » logique 314. Ainsi, en fonctionnement forcé, le transistor T2 est automatiquement amorcé au bout d'un temps prédéterminé TMAX. Le choix du rapport cyclique utilisé dans le module de modulation 311 est généralement réalisé en prenant en compte le temps de démagnétisation du transformateur TP, TN, qui est généralement de l'ordre de la moitié du temps d'amorçage. Ceci permet d'éviter une saturation de ces transformateurs.
En référence aux chronogrammes des figures 6A à 6M, le fonctionnement du circuit de commutation 213 du dispositif convertisseur de la figure 4 est décrit ci-après, dans le cas où l'intensité du courant d'entrée IE sur l'entrée d'alimentation du dispositif convertisseur est suffisante pour obtenir un amorçage naturel des transistors principaux. En d'autres termes, le fonctionnement décrit ci-après exclut dans une certaine mesure le début et la fin de P alternance de la tension VE .
Au départ le transistor principal T2 est dans un état amorcé ou passant, ce qui est indiqué par la présence d'un trait gras sur la figure 6A. Le transistor auxiliaire TX2 est quant à lui dans un état bloqué, ce qui est indiqué par l'absence de trait gras sur la figure 6B. Comme cela est visible sur la figure 6F, la diode Dl est bloquée. Le transistor T2 voit passer un courant IT2, représenté sur la figure 6E, sensiblement égal au courant d'entrée IE. La tension V2 aux bornes du transistor T2 représentée sur la figure 6D est de ce fait sensiblement égale à zéro. La diode DAl ne voit passer aucun courant comme cela est représenté à la figure 6G et se trouve à l'état bloqué. La tension VDAl à ses bornes représentée à la figure 6H est donc sensiblement égale à la valeur de la tension de sortie VS sur la ligne de sortie 115.
Au temps tl, le transistor T2 est bloqué (Figure 6A), le courant d'entrée IE est dérivé dans les moyens de stockage 137, ce qui permet de diminuer les pertes dudit transistor. Comme cela est visible sur la figure 6D, la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 commence à augmenter progressivement en chargeant le condensateur CR2 monté en parallèle. La diode DAl est toujours à l'état bloqué, et la tension VDAl à ces bornes commence à diminuer (figure 6H) jusqu'à atteindre une valeur nulle. En même temps, comme cela est visible sur la figure 6K, la tension VTX2 aux bornes du transistor auxiliaire TX2 augmente jusqu'à la valeur de la tension de sortie VS. Au temps t2, la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 atteint la valeur de la tension de sortie VS (Figure 6D), et la diode Dl se met à conduire un courant IDl dont la valeur est sensiblement égale à la valeur du courant d'entrée IE représenté sur la Figure 6F.
Au temps t3, le transistor auxiliaire TX2 est amorcé (Figure 6B), ce qui va entraîner une décroissance du courant IDl dans la diode Dl (Figure 6F) qui est dévié vers ledit transistor auxiliaire TX2 qui est devenu passant. Comme cela est visible sur la figure 61, le transistor auxiliaire TX2 voit donc un courant ITX2 qui augmente progressivement. Ainsi, le courant IRP entrant dans le transformateur TP, représenté sur la figure 6C, va augmenter en même temps que le courant IDl diminue. Après un amorçage de la diode DAl, ce courant IRP résulte de la somme du courant ITX2 dans le premier enroulement 251 du transformateur TP (figure 6J) et du courant IDAl dans le second enroulement 253 de ce même transformateur TP (figure 6G). Dès que la diode DAl est amorcée, la tension de sortie VS est appliquée aux deux enroulements 251, 253 du transformateur TP. A cause des fuites magnétiques de ce transformateur, l'enroulement 251 sera soumis à une tension VSEC à ses bornes, représentée sur la figure 6M, sensiblement égale à la tension de sortie VS. Le rapport de transformation du transformateur TP étant très proche de l'unité, le courant ITX2 dans l'enroulement 251 représenté sur la figure 6J et le courant IDAl dans l'enroulement 253 représenté à la figure 6G sont sensiblement égaux à la moitié de la valeur du courant IRP entrant dans le transformateur TP, c'est-à-dire égaux à la moitié du courant d'entrée IE.
Au temps t4, aucun courant ne circule plus dans la diode Dl, ce qui entraîne son blocage (figure 6F). La tension V2 aux bornes du transistor T2 (figure 6D), commence donc à diminuer. En même temps, comme cela est visible sur les figures 6C, 6G, et 6J, le courant IRP à l'entrée du transformateur TP ainsi que les courants IDAl et ITX2 dans chaque enroulement vont continuer à augmenter par induction mutuelle. De cette façon, le courant IRP entrant dans le transformateur va entrer en résonance. En effet, au temps t4, le condensateur CRl qui est déchargé va se charger au fur et à mesure que la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 diminue jusqu'à zéro. En même temps, le condensateur CR2 qui est initialement chargé va commencer à se décharger. Entre les temps t4 et t5, lorsque la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 est sensiblement égale à la moitié de la tension de sortie VS, le courant IRP entrant dans le transformateur TP va atteindre un pic de résonance (figures 6C et 6D). Pendant ce laps de temps, la tension VSEC aux bornes de l'enroulement 251 du transformateur TP va diminuer (figure 6M) et la tension VPRI aux bornes de l'enroulement 253 de ce même transformateur va augmenter (figure 61). En d'autres termes, la tension de sortie VS va simultanément basculer de l'enroulement 251 à l'enroulement 253.
Au temps t5, alors que la tension V2 au bornes du transistor principal T2 s'annule (figure 6D), un faible courant va circuler dans la diode D2 montée en inverse parallèlement au transistor T2. Ceci est visible sur la figure 6E représentant le courant IT2 circulant dans le module constitué par le transistor principal T2 et la diode D2. Le transistor principal T2 est amorcé entre le temps t5 et le temps t6, avec une tension V2 à ces bornes qui est donc sensiblement égale à zéro (figure 6D). Ainsi, l'énergie dissipée lors de cet amorçage s'en trouve minimisée.
Au temps t6, le courant IT2 dans le transistor principal T2 augmente progressivement (figure 6E) en même temps l'intensité des courants ITX2 et IDAl respectivement dans le premier et le second enroulement 251, 253 diminuent (figures 6 J, 6G).
Au temps t7, aucun courant ne circule plus dans la diode DAl et dans le second enroulement 253 du transformateur TP (figure 6G), ce qui entraîne le blocage de ladite diode. Un courant de faible intensité IMAG représenté à la figure 6J, dû à la magnétisation du transformateur TP, continue de circuler dans le transistor TX2 ainsi que dans le premier enroulement dudit transformateur. Entre le temps t7 et le temps t8, les tensions VPRI, VSEC aux bornes des enroulements 253, 251 du transformateur TP étant sensiblement égales à zéro (figures 61, 6M), la valeur de ce courant IMAG reste sensiblement constante.
Au temps t8, le transistor TX2 est commandé dans un état bloqué (Figure 6B) et la diode DXl permet d'évacuer complètement le courant de magnétisation IMAG circulant dans le premier enroulement 251, comme cela est représenté sur la figure 6L. Ainsi une démagnétisation complète du transformateur TP se produit avant le blocage principal du transistor principal T2. Comme cela est visible sur la figure 6K, la valeur de la tension aux bornes du transistor TX2 est sensiblement égale à la tension de sortie VS. Comme cela est visible sur la figure 6H, la tension aux bornes de la diode DAl est, quant à elle, sensiblement égale à deux fois la valeur de la tension de sortie VS. Ainsi, pendant la démagnétisation du transformateur TP, la tension VTX2 aux bornes du transistor auxiliaire TX2 est deux fois plus faible que la tension VDAl aux bornes de la diode DAl. C'est donc la diode DAl qui encaisse une tension de démagnétisation importante à la place du transistor auxiliaire TX2, ce qui permet de choisir un transistor TX2 de moindre calibre, donc moins coûteux et fonctionnant avec une consommation énergétique plus faible.
Au temps t9, le transformateur TP est complètement démagnétisé, c'est-à-dire que la valeur moyenne de la tension à ses bornes est nulle. De ce fait, le courant IMAG devient nul, et la diode DXl se bloque (figure 6L). Ainsi on retrouve la situation initiale précédant le temps tl.
En référence aux figures 7 A à 7K, le fonctionnement du circuit de commutation 213 du dispositif convertisseur de la figure 4 est décrit ci-après, dans le cas particulier où l'intensité du courant d'entrée IE sur l'entrée d'alimentation est insuffisante pour obtenir un amorçage naturel des transistors principaux. Le fonctionnement décrit ci-après est donc généralement applicable au début et à la fin de l'alternance de la tension VE.
Au départ, le transistor T2 est amorcé ou passant, comme cela est visible sur la figure 7A, et conduit un courant IT2 représenté sur la figure 7E dont la valeur est sensiblement égale au courant d'entrée IE. Comme cela est visible sur les figures 7D et 7F, la valeur de la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 est quasiment nulle et la diode Dl est dans un état bloqué.
Au temps tl, le transistor principal T2 passe de l'état amorcé à l'état bloqué (Figure 7A), et le courant d'entrée IE est dérivé dans les moyens de stockage 137. Comme cela est visible sur la figure 7D, la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 commence à augmenter progressivement en chargeant le condensateur CR2 monté en parallèle. L'intensité du courant d'entrée IE étant trop faible, la tension V2 aux bornes du transistor T2 augmente très lentement et ne parvient pas à atteindre la valeur de la tension de sortie VS. De ce fait, la diode Dl ne peut pas être amorcée et ne conduit donc pas (figure 7F). Au temps t2, le transistor auxiliaire TX2 est amorcé (Figure 7B). Comme cela est visible sur la figure 71, le transistor auxiliaire TX2 voit donc un courant ITX2 qui augmente progressivement. De la même façon, le courant IRP entrant dans le transformateur TP (figure 7C) et le courant IDAl dans la diode DAl (figure 7G) augmentent.
Le courant IRP entrant dans le transformateur TP va ensuite entrer dans une phase de résonance. En effet, le condensateur CRl qui est initialement déchargé va se charger au fur et à mesure que la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 diminue jusqu'à zéro. En même temps, le condensateur CR2 qui est initialement chargé va commencer à se décharger. Le courant IRP entrant dans le transformateur TP va ensuite atteindre un pic de résonance (figure 7C), qui va se poursuivre par une baisse. Comme cela est visible sur les figures 7C, 7D, 7G, 7H, 71 et 7K, la phase de résonance se traduit par des oscillations sans que la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 ne puisse s'annuler. Le transistor T2 ne peut donc pas s'amorcer du fait que la sortie de l'opérateur booléen « ET » logique 313 des moyens de commande 301 reste dans un état inactif.
Au temps t3, après le laps de temps TMAX défini par le module de retard 316 des moyens de commande 301, le transistor principal T2 est amorcé automatiquement (figure 7A). En même temps, la tension V2 aux bornes du transistor principal T2 est brutalement ramenée vers zéro (Figure 7D), ce qui génère un pic de courant dans le transistor principal T2 (Figure 7E). Le courant IRP décroît (Figure 7C) et la diode DAl se retrouve dans un état bloqué (Figure 7G). Seul, un courant magnétisant IMAG circule dans le transistor TX2 (Figure 71).
Au temps t4, après une durée TMAX' définie par le module 315 des moyens de commande 301, le transistor auxiliaire TX2 est bloqué (Figure 7B). La diode DXl permet d'obtenir une démagnétisation complète du transformateur TP au temps t5 (Figure 7H, 71 et 7J).
Au temps t5, le transformateur TP est complètement démagnétisé. De ce fait, le courant IMAG devient nul, et la diode DXl se bloque (figure 7J). Ainsi on retrouve la situation initiale précédant le temps tl .
Le dispositif convertisseur représenté à la figure 4 dont le fonctionnement a été décrit précédemment correspond à un montage de type hacheur élévateur. Le dispositif convertisseur selon l'invention peut également être adapté à un montage de type hacheur abaisseur, comme dans le mode de réalisation représenté à la figure 8.
Le dispositif convertisseur représenté partiellement à la figure 8 comporte des éléments déjà décrits précédemment en référence à la figure 4. Pour simplifier, seul le circuit de commutation pour le traitement des alternances positives et associé à l'une des trois phases a été représenté. Le dispositif convertisseur représenté sur la figure 8 comporte une source de tension 402 délivrant une tension d'entrée alternative VE et un courant d'entrée IE, et des moyens de commutation 404. Le circuit de commutation représenté permet de fournir, sur la ligne de sortie 415, une tension VS sensiblement constante et ayant une valeur positive. La sortie du circuit convertisseur est représentée comme une source de tension continue VS. Une inductance 403 sert à adapter l'impédance entre les deux sources de tension. Le circuit de commutation représenté comprend une entrée d'alimentation 405 sur laquelle est appliquée la tension d'entrée VE et dans laquelle est injecté le courant d'entrée IE. Les moyens redresseurs Dl et le transistor principal T2 forment une structure de type abaisseur. Le dispositif convertisseur est équipé d'un circuit d'aide à la commutation disposé entre l'entrée d'alimentation 405 et la ligne de sortie 415 comprenant des moyens inductifs 412 essentiellement constitués par un transformateur TP directement connecté à l'entrée d'alimentation 405. Le circuit d'aide à la commutation comprend également des moyens de dérivation 411 du courant d'entrée, en l'occurrence un transistor auxiliaire TX2 connecté au transformateur TP, TN pour établir, avant l'amorçage principal, une dérivation du courant d'entrée IE dans ledit transformateur. Plus précisément, l'interrupteur auxiliaire TX2 est connecté entre le premier enroulement 451 et la ligne de sortie 415. Le circuit d'aide à la commutation comprend, en outre, des moyens d'accumulation d'énergie 413 montés en parallèle sur les moyens de commutation 404.
Comme cela est représenté à la figure 8, le transformateur TP comporte un premier enroulement 451 connecté entre l'entrée d'alimentation 405 et les moyens de dérivation TX2, et un second enroulement 453 bobiné en inverse, couplé magnétiquement au premier enroulement et connecté entre ladite entrée d'alimentation 405 et la ligne de sortie et une référence de tension. Une première diode anti-retour DXl est connectée entre le premier enroulement 451 et la référence de tension. Une seconde diode anti-retour DAl est connectée entre le second enroulement 453 et la référence de tension. Le fonctionnement de ce montage abaisseur est essentiellement le même que celui du montage élévateur précédemment décrit.
Les dispositifs convertisseurs décrits précédemment, et en particulier les dispositifs redresseurs, peuvent être utilisés dans une alimentation sans interruption 501 telle que celle représentée à la figure 9. Cette alimentation sans interruption comprend une entrée d'alimentation 502 sur laquelle est appliquée une tension d'entrée variable d'un premier réseau triphasé. L'alimentation sans interruption comprend un redresseur 503 du type de celui décrit précédemment, ledit redresseur étant connecté entre, d'un côté, l'entrée d'alimentation 502 et, de l'autre côté, deux lignes de sortie 504 ou bus de tension sensiblement continue. L'alimentation sans interruption comprend un onduleur 506 connecté entre les lignes de sortie 504 et une sortie 507 destiné à fournir une tension alternative triphasée sécurisée à une charge 508. Le bus de tension continue 504 est également connecté à une batterie 509 par l'entremise d'un convertisseur DC/DC 510.
Comme cela est visible sur la figure 9, des contacteurs statiques 511 et 512 permettent de sélectionner entre l'entrée d'alimentation 502 du premier réseau triphasé et une entrée d'alimentation 513 d'un second réseau également triphasé. Ainsi, il est possible d'alimenter la charge par l'intermédiaire du premier réseau sécurisé par l'alimentation sans interruption 501, et le cas échéant commuter sur le second réseau.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif convertisseur unidirectionnel destiné à fournir une tension de sortie (VS) sensiblement continue sur une ligne de sortie (115, 117), ledit dispositif étant équipé d'au moins une unité de commutation (213, 216) comprenant : - une entrée d'alimentation (121, 122) sur laquelle est appliquée une tension d'entrée
(VE),
— des moyens redresseurs (Dl, D4) connectés à ladite entrée d'alimentation pour fournir la tension de sortie (VS),
- des moyens de commutation (T2, T3) connectés directement à ladite entrée d'alimentation pour obtenir un amorçage principal ou un blocage principal d'un courant d'entrée de sorte que, lors du blocage principal, ledit courant d'entrée est dévié vers lesdits moyens redresseurs,
— des moyens de commande (301) desdits moyens de commutation, et
- un circuit d'aide à la commutation (231, 232) disposé entre l'entrée d'alimentation (121, 122) et la ligne de sortie (115, 117) pour établir, avant l'amorçage principal, une tension de commutation (V2, V3) sensiblement égale à zéro, ledit circuit d'aide à la commutation comportant des moyens inductifs, des moyens de dérivation d'un courant d'entrée (IE) pour établir une dérivation du courant d'entrée sur lesdits moyens inductifs avant l'amorçage principal, et des moyens d'accumulation d'énergie (137, 138) montés en parallèle sur lesdits moyens de commutation pour établir une résonance dudit courant dans lesdits moyens inductifs avant l'amorçage principal, caractérisé en ce que lesdits moyens inductifs sont essentiellement constitués par un transformateur (TP, TN) directement connecté à l'entrée d'alimentation (121, 122) et comportant des enroulements bobinés en inverse, et en ce que lesdits moyens de dérivation comportent des moyens de commutation auxiliaires (TX2, TX3) directement connectés entre lesdits moyens inductifs et une référence de tension ou entre lesdits moyens inductifs et la ligne de sortie.
2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le transformateur (TP, TN) comporte : - un premier enroulement (251, 252) connecté entre l'entrée d'alimentation (121, 122) et les moyens de dérivation (TX2, TX3), et
- un second enroulement (253, 254) couplé magnétiquement au premier enroulement et connecté entre ladite entrée d'alimentation (121, 122) et la ligne de sortie (115, 117) ou entre l'entrée d'alimentation (121, 122) et la référence de tension.
3. Dispositif selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que le transformateur présente un rapport de transformation inférieur à l'unité.
4. Dispositif selon l'une des revendications 2 ou 3, caractérisé en ce qu'une première diode anti-retour (DXl, DX4) est connectée entre le premier enroulement (251, 252) et la ligne de sortie (115, 117) ou entre le premier enroulement (251, 252) et la référence de tension.
5. Dispositif selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'une seconde diode anti-retour (DAl, DA4) est connectée entre le second enroulement (253, 254) et la ligne de sortie (115, 117) ou entre le second enroulement (253, 254) et une référence de tension.
6. Dispositif selon l'une des revendications 2 à 5, caractérisé en ce que les moyens de commutation auxiliaires sont essentiellement constitués par un transistor auxiliaire
(TX2, TX3) connecté directement entre le premier enroulement (251, 252) et la référence de tension ou entre le premier enroulement (251, 252) et la ligne de sortie (115, 117), ledit transistor auxiliaire permettant, lors du blocage principal et au moment de l'amorçage dudit transistor auxiliaire (TX2, TX3), de fournir sur les enroulements du transformateur une tension ayant une valeur fonction de la tension de sortie (VS).
7. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 6, caractérisé en ce que les moyens de commande (301) comportent un module de retard (315) conçu pour forcer un amorçage principal retardé après une durée supérieure à une durée prédéterminée (TMAX).
8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens de commande (301) sont appliqués aux moyens de commutation auxiliaires (TX2, TX3) et comportent un module (316) conçu pour amorcer la dérivation du courant pendant une durée supérieure à la durée prédéterminée (TMAX').
9. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que les moyens redresseurs comprennent une diode (Dl, D4) comprenant une entrée de courant, ladite entrée étant connectée à l'entrée d'alimentation (121, 122).
10. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que les moyens d'accumulation d'énergie (137, 138) comportent un premier condensateur (CRl, CR4) monté en parallèle avec les moyens redresseurs et un second condensateur (CR2, CR3) monté en parallèle avec les moyens de commutation.
11. Alimentation sans interruption (301) comprenant une entrée d'alimentation (302) sur laquelle est appliquée une tension d'entrée variable, un redresseur (303) connecté à ladite entrée, au moins une ligne de tension sensiblement continue connectée en sortie du redresseur, un onduleur (306) connecté à ladite ligne de tension et comportant une sortie (307) destinée à fournir une tension de sortie variable, caractérisée en ce que le redresseur est un dispositif convertisseur selon l'une des revendications précédentes et fournit une tension de sortie sensiblement continue sur ladite ligne .
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