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WO2010050383A1 - 送信装置、受信装置および通信システム - Google Patents

送信装置、受信装置および通信システム Download PDF

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Publication number
WO2010050383A1
WO2010050383A1 PCT/JP2009/068071 JP2009068071W WO2010050383A1 WO 2010050383 A1 WO2010050383 A1 WO 2010050383A1 JP 2009068071 W JP2009068071 W JP 2009068071W WO 2010050383 A1 WO2010050383 A1 WO 2010050383A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
unit
spectrum
transmission
units
signal
Prior art date
Application number
PCT/JP2009/068071
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
理 中村
泰弘 浜口
一成 横枕
淳悟 後藤
宏樹 高橋
Original Assignee
シャープ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by シャープ株式会社 filed Critical シャープ株式会社
Priority to CN2009801435347A priority Critical patent/CN102204140A/zh
Priority to EP09823495A priority patent/EP2352245A1/en
Priority to JP2010535761A priority patent/JPWO2010050383A1/ja
Priority to US13/124,962 priority patent/US8446981B2/en
Publication of WO2010050383A1 publication Critical patent/WO2010050383A1/ja

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H04J11/0026—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference
    • H04J11/0036—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference at the receiver
    • H04J11/004—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference at the receiver using regenerative subtractive interference cancellation

Definitions

  • the present invention relates to a technique for transmitting and receiving signals by a MIMO (Multiple Input Multiple Multiple Output) system using a plurality of antennas.
  • MIMO Multiple Input Multiple Multiple Output
  • DFT-S-OFDM Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • LTE-A LTE-Advanced
  • LTE-A it is necessary to support a higher frequency utilization efficiency and a wider band than LTE while maintaining backward compatibility with LTE. Therefore, in order to realize higher frequency utilization efficiency, Clustered DFT-S-OFDM is proposed, in which the spectrum is divided into a plurality of clusters and arranged in frequency in units of clusters with respect to DFT-S-OFDM.
  • LTE-A which is an advanced LTE type, has multiple transmissions to realize high-speed and large-capacity communication. Transmission using an antenna is being studied.
  • SU-MIMO Single-User-Multiple-Input-Multiple-Output
  • FIG. 20 is a diagram illustrating the configuration of the transmitter disclosed in Non-Patent Document 1.
  • Non-Patent Document 1 discloses an example of MIMO in existing single carrier transmission.
  • transmission data is divided for each antenna by the S / P converter 310.
  • the number of antennas and N t this.
  • modulation of the modulation symbols such as QPSK (Quaternary Phase Shift Keying) and 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation) is performed.
  • multiplexing of data and pilot blocks also referred to as pilot symbols or reference signals
  • + GI In (Guard Interval, CP Cyclic Prefix is also used interchangeably) section 312-1 ⁇ 312-N t, GI is inserted, is transmitted from the antenna 315-1 ⁇ 315-N t.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a configuration of a receiver disclosed in Non-Patent Document 1.
  • Signal transmitted from the transmitter is received by each of antennas 410-1 ⁇ 410-N r receiver.
  • the -GI parts 411-1 ⁇ 411-N r being provided to each antenna 410-1 ⁇ 410-N r, removing the guard interval, the FFT unit 412-1 ⁇ 412-N r, FFT (Fast Fourier Transform) is performed for each antenna. If the frequency domain signal after FFT is a pilot symbol, propagation path estimation section 413 performs propagation path estimation. If it is a data signal, demultiplexing section 414 performs MIMO separation processing.
  • the separated signals are converted back to time domain signals by IFFT (Inverse FFT) units 415-1 to 415-N t , and then demodulated by demodulation units 416-1 to 416-N t based on the modulation of the transmitter. Finally, the signal for each antenna is P / S converted by the P / S converter 417 to extract data.
  • IFFT Inverse FFT
  • demodulation units 416-1 to 416-N t based on the modulation of the transmitter.
  • the signal for each antenna is P / S converted by the P / S converter 417 to extract data.
  • An object of the present invention is to provide a transmission device, a reception device, and a communication system that can perform the above-described operation.
  • the transmission apparatus of the present invention is a transmission apparatus that has a plurality of antennas and transmits a signal in a MIMO (Multiple Input Multiple Output) scheme, and a precoding unit that performs precoding on transmission data; A spectrum dividing unit for dividing the spectrum output from the precoding unit, and transmitting the divided spectrum using different antennas.
  • MIMO Multiple Input Multiple Output
  • the transmission device of the present invention includes a plurality of encoding units that perform error correction encoding on transmission data, a plurality of modulation units that respectively modulate the outputs of the encoding units, A plurality of precoding units that precode the output signals of the modulation units, and a plurality of spectrum division units that respectively divide the spectrum output from the precoding units.
  • This configuration makes it possible to change the number of spectrum divisions according to the number of codewords. As a result, it is possible to perform MIMO communication with a transmission antenna diversity gain. This transmission antenna diversity effect enables good transmission and increases user throughput.
  • the transmission apparatus of the present invention is a transmission apparatus having a plurality of antennas and including a plurality of transmission units that transmit signals in a MIMO (Multiple-Input-Multiple-Output) scheme, wherein each of the transmission units An encoding unit that performs error correction encoding on data, a modulation unit that modulates the output of the encoding unit, a precoding unit that performs precoding on the output signal of the modulation unit, A spectrum dividing unit that divides the spectrum output from the precoding unit, and serial / parallel converted transmission data is input to each transmission unit for each codeword, and each transmission unit performs the division The spectrum is transmitted by different antennas.
  • MIMO Multiple-Input-Multiple-Output
  • the precoding unit performs DFT (Discrete Fourier Transform) that changes a time domain signal to a frequency domain signal.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • the receiving apparatus of the present invention is a receiving apparatus that has a plurality of antennas and receives a signal transmitted by the transmitting apparatus according to claim 1 in a MIMO (Multiple-Input-Multiple-Output) system.
  • a MIMO separation unit for separating the multiplexed spectrum and a spectrum combining unit for combining the separated spectra are provided.
  • the spectrum combining unit combines partial spectra for each codeword.
  • This configuration makes it possible to combine the spectrums divided according to the number of code words.
  • the communication system of the present invention comprises the transmission device according to claim 1 and the reception device according to claim 5, or the transmission device according to claim 2 and the reception device according to claim 6. It is a feature.
  • the present invention it is possible to perform MIMO communication with a transmission antenna diversity gain by dividing a spectrum of a single carrier and multiplexing and transmitting each spectrum.
  • This transmission antenna diversity effect enables good transmission and increases the user throughput.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a schematic configuration of a transmission signal generation unit 103.
  • FIG. It is a figure which shows the spectrum after DFT. It is a figure which shows the divided
  • FIG. It is a figure which shows another structure of an OFDM signal generation part. It is a figure which shows the structure of the receiver which concerns on 3rd Embodiment. It is a figure which shows the structure of the OFDM receiving part shown in FIG. It is a figure which shows another structure of an OFDM receiving part. It is a figure which shows the structure of the transmitter shown by the nonpatent literature 1. FIG. It is a figure which shows the structure of the receiver currently disclosed by the nonpatent literature 1. FIG. It is a figure which shows the relationship between a frequency and received power.
  • single carrier transmission is defined as a transmission method for generating a signal in the time domain. Therefore, in the first embodiment, DFT-S-OFDM will be described as an example, but the present invention can also be applied to a single carrier-based transmission method such as Clustered DFT-S-OFDM.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a schematic configuration of a transmitter according to the first embodiment.
  • This transmitter 100 has N tx transmission antennas and performs single carrier transmission.
  • the information data series is input to the error correction encoding unit 101.
  • the error correction coding unit 101 performs error correction coding such as a convolutional code, a turbo code, or an LDPC (Low Density Parity Check) code on the input data bit sequence string, and obtains the obtained coded bit sequence.
  • LDPC Low Density Parity Check
  • the transmission signal generation unit 103 generates a transmission signal for each antenna.
  • the configuration of the transmission signal generation unit 103 will be described later.
  • the output signal of transmission signal generating section 103 is input to CP adding sections 104-1 to 104-N tx for each antenna.
  • CP adding sections 104-1 to 104-N tx add N CP point CP (also referred to as Cyclic Prefix, GI (Guard Interval)) to the input signal sequence, and frame configuration section 105-1.
  • GI Guard Interval
  • Frame configuration sections 105-1 to 105-N tx perform multiplexing with reference signals generated by reference signal generation sections 106-1 to 106-N tx to form frames, and wireless transmission sections 107-1 to 107- Output to Ntx .
  • Radio transmitting sections 107-1 to 107-N tx perform processing such as D / A (Digital to Analog) conversion, up-conversion, band-pass filtering, etc. on the input digital signal, and then antenna section 108-1.
  • ⁇ 108-N Transmit from tx .
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a schematic configuration of the transmission signal generation unit 103.
  • the input signal is input to the modulation unit 110.
  • Modulation unit 110 generates a N DFT modulation symbols such as QPSK (Quaternary Phase Shift Keying) and 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation), and outputs the DFT unit 111.
  • the DFT unit 111 performs DFT (Discrete Fourier Transform) on the input N DFT modulation symbols, converts the modulation symbols into N DFT point frequency domain signals, and outputs them to the spectrum division unit 112.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • Spectrum mapping sections 113-1 to 113-N tx for each antenna select arbitrary continuous N DFT points from N FFT points based on allocation information from the receiver, and perform spectrum allocation.
  • Output signals of spectrum mapping sections 113-1 to 113-N tx are converted into time domain signals by IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) of N FFT points in IFFT sections 114-1 to 114-N tx , respectively.
  • the IFFT units 114-1 to 114-N tx each output a time signal of N FFT points.
  • FIG. 3A is a diagram illustrating a spectrum after DFT
  • FIG. 3B is a diagram illustrating a divided spectrum.
  • the transmitter shown in FIG. 2 has one modulation unit and DFT unit regardless of the number of antennas, divides the frequency spectrum obtained by DFT of the modulation signal, and transmits from each different antenna.
  • transmission as shown in FIG. 3B is performed.
  • single carrier transmission is taken as an example, but the present invention is also applicable to Clustered DFT-S-OFDM proposed in 3GPP.
  • the partial spectrum is further divided and transmitted on the frequency axis.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating a schematic configuration of the receiver according to the first embodiment.
  • This receiver 200 is assumed to have N rx reception antennas.
  • the signal transmitted from the transmitter 100 is received by the antenna units 201-1 to 201-N rx of the receiver 200 via the propagation path.
  • Signal received by the antenna unit 201-1 ⁇ 201-N rx are input to the radio receiving section 202-1 ⁇ 202-N rx.
  • Radio receiving sections 202-1 to 202-N rx perform down conversion, filtering processing, and A / D (Analog to Digital) conversion.
  • the outputs of radio receiving sections 202-1 to 202-N rx are input to CP removing sections 203-1 to 203-N rx , and N CP points added by transmitter 100 from the data signal of N FFT + N CP symbols.
  • the CP is removed and output to the signal separation unit 204.
  • the output r (t) (N rx ⁇ 1 vector) of the CP removal unit at time t is expressed by the following equation.
  • H n, m, l and ⁇ l are the complex channel gain and delay time between the m-th transmitting antenna and the n-th receiving antenna in the l-th path, respectively, and s m (t) is the m-th transmitting antenna at time t.
  • the transmission signal from ⁇ n (t) is thermal noise in the nth receiving antenna.
  • the signal separation unit 204 performs signal separation and propagation path compensation on the signals input from the antenna units 201-1 to 201-N rx and outputs them to the demodulation unit 205.
  • the processing of the signal separation unit 204 will be described later.
  • the signal output from the signal separation unit 204 is demodulated in the demodulation unit 205 based on the modulation performed by the transmitter. Further, after applying the interleaving process performed by the transmitter in the deinterleaving unit 206, the error correction decoding unit 207 performs the error correction decoding process to obtain the transmitted information bit sequence.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a schematic configuration of the signal separation unit.
  • the signals input from the antenna units 201-1 to 201-N rx are input to the reference signal separation units 210-1 to 210-N rx for each antenna.
  • the reference signal separation units 210-1 to 210-N rx separate the reference signal and the data signal. Separated by the reference signal separation parts 210-1 ⁇ 210-N rx data signal is input to the FFT unit 213-1 ⁇ 213-N rx.
  • the FFT unit 213-1 ⁇ 213-N rx by applying the FFT of N FFT points, converted into the frequency domain signals of N FFT points is performed.
  • a frequency domain received signal vector R (k) (N rx ⁇ 1 vector) in the k-th subcarrier obtained by performing FFT on Equation 2 is given by the following equation.
  • H n, m (k) constituting a propagation path matrix H (k) (N rx ⁇ N tx matrix) of the k-th subcarrier is a propagation path between the m-th transmitting antenna and the n-th receiving antenna.
  • S m (k) is the transmission spectrum of the kth subcarrier of the mth transmission antenna
  • n n (k) is the noise component of the kth subcarrier of the nth reception antenna.
  • the frequency domain signal that is the output of the FFT unit is input to the MIMO separation unit 214.
  • the reference signals separated by the reference signal separation units 210-1 to 210-N rx are input to the propagation channel estimation unit 211, and the propagation channel matrix H (k) (N rx ⁇ N tx matrix) of Equation 4 is estimated.
  • the average noise power in each of the antenna units 201-1 to 201-N rx is estimated.
  • the channel matrix estimated value (expressed by equation (5)) calculated by the channel estimating unit 211 and the average noise power estimated value ⁇ 2 are input to the weight generating unit 212.
  • the weight generation unit 212 calculates a MMSE (Minimum Mean Square Error) weight, a ZF (Zero Forcing) weight, and the like, which are weights for performing MIMO separation.
  • MMSE Minimum Mean Square Error
  • ZF Zero Forcing
  • I is a unit matrix of N rx ⁇ N rx
  • ( ⁇ ) H represents an adjoint matrix subjected to Hermitian transposition.
  • the obtained weight is input to the MIMO separation unit 214.
  • the MIMO separation unit 214 performs the MIMO separation by using the signals input from the FFT units 213-1 to 213-N rx and the weights input from the weight generation unit 212.
  • the MIMO separation unit performs the MIMO separation by multiplying the weight matrix w (k) (N tx ⁇ N rx matrix) and the vector R (k) (N rx ⁇ 1 vector).
  • the frequency domain signal vector (N tx ⁇ 1 vector) of each user after separation is expressed by the following equation.
  • the MIMO separation unit 214 outputs frequency domain signals for N tx antennas.
  • the frequency domain signal subjected to MIMO separation is input to spectrum demapping sections 215-1 to 215-N tx , and the frequency spectrum used for transmission is extracted and output to spectrum combining section 216.
  • the spectrum combiner 216 combines the outputs of (N DFT / 2) points output from the spectrum demapping units 215-1 to 215-2 to form a frequency signal of N DFT points.
  • the output of the spectrum combining unit 216 is input to the IDFT unit 217, to which an IDFT is applied and an N DFT point signal converted into a time domain signal is output.
  • the transmitter includes a plurality of error correction encoding units, and a plurality of codewords (codewords). Is generated. This is because the receiver performs MIMO separation by SIC (Successive Interference Cancellation) and requests retransmission for each codeword, thereby reducing unnecessary retransmission.
  • SIC Successessive Interference Cancellation
  • FIG. 7 is a diagram showing a part of a transmitter standardized by LTE.
  • the scrambling units 70-1 to 70-n perform scrambling on the transmission data using a known signal.
  • Modulators 71-1 to 71-n perform modulation such as QPSK (Quaternary Phase Shift Keying) and 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation) on the signals input from scrambling units 70-1 to 70-n. If the number of layers is larger than the number of codewords, the layer mapping unit 72 distributes the input signal to each layer.
  • QPSK Quadrature Phase Shift Keying
  • 16QAM Quadrature Amplitude Modulation
  • the precoding unit 73 performs DFT (Discrete Fourier Transform), for example, and converts the time domain signal input from the layer mapping unit 72 into a frequency domain signal.
  • the resource element map units 74-1 to 74-m map input signals to the frequency domain, for example, for each DFT point.
  • the OFDM signal generators 75-1 to 75-m generate and output an OFDM signal based on the input signal.
  • LTE has a specification in which a signal is transmitted from an antenna (antenna port) for each codeword unless the number of codewords and the number of layers are changed by layer mapping.
  • antenna antenna
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of a transmitter according to the second embodiment.
  • the information data series is input to the S / P converter 80.
  • the S / P converter 80 performs S / P conversion according to the number of code words.
  • the number of codewords is s, and that there are s transmitters according to the first embodiment (100-1 to 100-s).
  • the number of codewords is 1, it is the same as that described in the first embodiment.
  • the S / P converted information data is input to each error correction encoding unit 101 for each codeword.
  • the signal processing after the error correction coding unit 101 is the same as in the first embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing a concept of a transmission spectrum when the number of codewords is 1 and the number of transmission antennas is 4. Each antenna transmits a partial spectrum of one codeword.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a concept of a transmission spectrum when the number of codewords is 2 and the number of transmission antennas is 4. From antennas 1 and 2, a partial spectrum of the first codeword is transmitted. Antennas 3 and 4 transmit the partial spectrum of the second codeword.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating a concept of a transmission spectrum when the number of codewords is 4 and the number of transmission antennas is 4. Each antenna transmits the entire spectrum of one codeword, which is equivalent to the conventional transmission method.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration of a receiver according to the second embodiment.
  • This receiver 300 has N rx reception antennas.
  • the signals received by the respective antenna units 301-1 to 301-N rx are the same as those in the first embodiment in the radio receiving units 302-1 to 302-N rx and the CP removing units 303-1 to 303-N rx .
  • the signal separation unit 304 outputs only one series.
  • the signal separation unit 304 has a sequence for the number of codewords. Output to the demodulation units 305-1 to 305-s, respectively.
  • the output signal is demodulated by the demodulating units 305-1 to 305-s for each code word, deinterleaved by the deinterleaving units 306-1 to 306-s, and the error correction decoding units 307-1 to 307. After the error correction decoding is performed at ⁇ s, the signal is input to the P / S conversion unit 308.
  • the P / S conversion unit 308 performs a process of rearranging the code words that have been processed in parallel, in series. The output of the P / S conversion unit 308 is transferred to the upper layer as information data.
  • the partial spectrum transmission method can be changed according to the number of codewords. For example, as shown in FIG. 9, by transmitting one codeword with four partial spectra, it is possible to obtain a transmission antenna diversity effect for four lines. As a result, good transmission characteristics can be desired. Furthermore, as shown in FIG. 10, each codeword can obtain a diversity effect equivalent to two transmission antennas by dividing the two codewords into two parts and transmitting them with four antennas. Can be desired. Furthermore, it is possible to determine the modulation scheme and coding rate for each codeword, and to make a retransmission request. Furthermore, since SIC can be performed for each codeword, flexible control is possible.
  • the code word is the number of blocks that are included in one transmission opportunity and that are independently subjected to error correction coding.
  • Single carrier transmission is defined as a transmission method for generating a signal in the time domain.
  • FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration of a transmitter according to the third embodiment.
  • the number of code words is p.
  • information data sequences corresponding to the number of code words are input to CRC adding units 131-1 to 131-p, respectively.
  • the CRC adding units 131-1 to 131-p generate a CRC (Cyclic Redundancy Check) from the information data and add it to the information data.
  • Outputs of CRC adding units 131-1 to 131-p are input to error correction encoding units 132-1 to 132-p.
  • Error correction coding sections 132-1 to 132-p perform error correction coding such as a convolutional code, a turbo code, or an LDPC (Low Density Parity Check) code on the input data bit sequence.
  • the coding rate can be changed for each codeword.
  • the obtained encoded bit sequence is output to interleaving sections 133-1 to 133-p.
  • Interleaving sections 133-1 to 133-p rearrange the order for randomizing the influence of the propagation path, and output the result to modulating sections 134-1 to 134-p.
  • Modulation section 134-1 ⁇ 134-p generates N DFT modulation symbols such as QPSK (Quaternary Phase Shift Keying) and 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation), and outputs the pre-coding unit 135-1 ⁇ 135-p .
  • the modulation method can be changed for each codeword.
  • pre-encoding unit 135-1 ⁇ 135-p performs pre-coding processing such as DFT (Discrete Fourier Transform) on the input N DFT modulation symbols, a frequency domain signal N DFT point, the resource element map Output to the units 136-1 to 136 -p.
  • pre-coding processing such as DFT (Discrete Fourier Transform) on the input N DFT modulation symbols, a frequency domain signal N DFT point, the resource element map Output to the units 136-1 to 136 -p.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • Resource element map sections 136-1 to 136-p assign a spectrum (resource element) to a frequency of N FFT points.
  • the allocation method may be continuously allocated to an arbitrary frequency or may be allocated discontinuously.
  • the transmission scheme that is continuously allocated is discussed as N ⁇ DFT-S-OFDM, and the scheme that performs discontinuous allocation is discussed as N ⁇ Clustered DFT-S-OFDM.
  • the propagation path state is known on the transmission side, it may be assigned continuously to a high gain frequency or discontinuously.
  • 0 is input to the frequency points (N FFT -N DFT points) that have not been assigned, and are output to the frame configuration units 137-1 to 137-p.
  • Frame configuration units 137-1 to 137-p multiplex the reference signals generated by reference signal generation units 138-1 to 138-p and the signals output from resource element map units 136-1 to 136-p. Configure the frame.
  • Outputs of the frame configuration units 137-1 to 137-p are output to the OFDM signal generation unit 139 every N FFT . That is, frequency signals corresponding to the number of code words are input to the OFDM signal generation unit 139.
  • the OFDM signal generation unit 139 receives a plurality of frequency domain signals, performs OFDM modulation, and generates a time analog waveform. The time analog waveform is transmitted from the antenna unit 140.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration of the OFDM signal generation unit 139 in FIG.
  • the frequency spectrum of N FFT points for each codeword is transmitted to IFFT units 141-1 to 141-p in OFDM signal generation unit 139.
  • IFFT Inverse Fast Fourier Transform
  • the N FFT point time domain signals output from the IFFT units 141-1 to 141-p are input to the CP adding units 142-1 to 142-p, and the N N points behind the input N FFT point time domain signals.
  • the CP points are copied and added in front of the N FFT point time domain signal to obtain a (N FFT + N CP ) point time signal.
  • Outputs from CP adding sections 142-1 to 142-p are input to D / A conversion sections 143-1 to 143-p, and D / A (Distal to Analog) conversion is performed.
  • the outputs of the D / A conversion units 143-1 to 143-p are input to the up-conversion units 144-1 to 144-p, and up-conversion from the baseband to the carrier frequency is performed. At this time, the code word is up-converted to a different frequency.
  • the outputs of up-conversion units 144-1 to 144-p are input to amplification units 145-1 to 145-p, and a signal is amplified to a predetermined amplitude (power).
  • the output of the amplification unit obtained for each codeword is input to the synthesis unit 146.
  • the synthesizer 146 outputs the synthesized time analog waveform.
  • the OFDM signal generation unit 139 is configured to input the outputs of the amplifiers 145-1 to 145-p to the synthesis unit 146.
  • the time analog waveforms output from the converting units 144-1 to 144-p may be input to the synthesizing unit 150, and the synthesizing unit 150 may combine the signals of the number of code words and input the signals to one amplifier 151.
  • a frequency spectrum for each codeword may be input to the synthesis unit 160 as shown in FIG.
  • the synthesis unit 160 performs synthesis in the frequency domain and inputs the result to the IFFT unit 161.
  • the size of the IFFT needs to be the size of the number of code words shown in FIG. 14 or FIG.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Division Multiplexing
  • FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration of a receiver according to the third embodiment.
  • the signal transmitted from the transmitter is received by the antenna unit 171 of the receiver 170 via the propagation path.
  • a signal received by the antenna unit 171 is input to the OFDM receiving unit 172.
  • the OFDM receiver 172 receives the time analog waveform, generates a frequency spectrum of N FFT points for each codeword, and inputs the frequency spectrum to the reference signal separators 173-1 to 173-p.
  • the configuration of the OFDM receiver 172 will be described later.
  • the reference signal is sent to the weight generation units 174-1 to 174-p depending on whether the frequency spectrum of the input N FFT points is a reference signal or a data signal.
  • the input data signal is input to equalization units 175-1 to 175-p.
  • Weight generation sections 174-1 to 174-p generate MMSE (Minimum Mean Square Error) weights and ZF (Zero Forcing) weights in the frequency region of N FFT points using the input weight signals, and equalization section 175 -1 to 175-p.
  • the equalization units 175-1 to 175-p receive the N FFT point data signal input from the reference signal separation units 173-1 to 173-p and the N signal input from the weight generation units 174-1 to 174-p.
  • the FFT point frequency weights are multiplied. Spectrum of N DFT point selected in the resource element map parts of the transmitter multiplied signals in the equalizing unit 175-1 ⁇ 175-p in the resource elements demapping unit 176-1 ⁇ 176-p of (resource elements) Extraction processing is performed.
  • the frequency spectrum extracted in the resource element demapping units 176-1 to 176-p is input to the IDFT units 177-1 to 177-p.
  • the IDFT units 177-1 to 177-p convert an N DFT point time domain signal by applying an N DFT point IDFT (Inverse Discrete Fast Transform).
  • Outputs of the IDFT units 177-1 to 177-p are input to the demodulation units 178-1 to 178-p.
  • Demodulation sections 178-1 to 178-p perform a process of outputting a bit LLR (Log Likelihood Ratio) according to the modulation scheme of the transmitter.
  • LLR Log Likelihood Ratio
  • the outputs of the error correction decoding units 180-1 to 180-p are input to the CRC units 181-1 to 181-p.
  • CRC Cyclic Redundancy Check
  • ACK ACKnowledge
  • NAK Negative AcK
  • FIG. 18 is a diagram illustrating a configuration of the OFDM receiving unit 172 illustrated in FIG.
  • the time analog waveform input to the OFDM receiver 172 is input to the down-converters 183-1 to 183-p corresponding to the number of code words.
  • Down-conversion units 183-1 to 183-p perform down-conversion from the carrier frequency used for transmission of each codeword.
  • the outputs of the danconverters 183-1 to 183-p are input to the filter units 184-1 to 184-p, and frequency components other than the transmission frequency band are removed.
  • Outputs of the filter units 184-1 to 184-p are input to A / D conversion units 185-1 to 185-p, and A / D (Analog to Distal) conversion is performed.
  • the CP Cyclic Prefix
  • the FFT units 187-1 to 187-p are applied to the frequency domain signal by the FFT (Fast Fourier Transform). Conversion is performed, and a frequency spectrum for each codeword is output.
  • an OFDM reception unit 172a has one down-conversion unit 191 and a filter.
  • the frequency component which is not used by the unit 192 is removed, the A / D conversion unit 193 performs A / D conversion, the CP removal unit 194 performs CP removal, and the FFT unit 195 performs conversion to a frequency domain signal. It is good also as a structure.
  • the FFT size of the FFT unit 195 is the number of points that is twice the number of code words as compared to the case of the configuration shown in FIG.
  • the codeword and the frequency band to be used correspond one-to-one, so control is performed in ACK / NAK control. There is an effect that the signal can be reduced.
  • the coding rate and the modulation method can be adaptively determined according to the channel gain of the frequency band to be used. As a result, the frequency utilization efficiency can be improved.

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Abstract

　ＳＵ－ＭＩＭＯにおいて、１つのアンテナの伝搬路状態が悪い場合においても、送信アンテナダイバーシチ効果を得ることによって、誤り率を改善する。複数のアンテナ１０８－１～１０８－Ｎｔｘを有し、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で信号を送信する送信装置１００であって、送信データに対してプリコーディングを行なうＤＦＴ部１１１と、ＤＦＴ部１１１が出力するスペクトルを分割するスペクトル分割部１１２と、を備え、分割されたスペクトルを、それぞれ異なるアンテナ１０８－１～１０８－Ｎｔｘで送信する。

Description

送信装置、受信装置および通信システム
　本発明は、複数のアンテナを用いてＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で信号を送受信する技術に関する。
　従来から、移動通信では、高速なデータ伝送が求められている。３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）では、高速伝送を可能とする規格として、ＬＴＥ（Long Term Evolution）の標準化が進められており、その仕様が完成しつつある。ＬＴＥの上りリンクでは、ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ（「Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing」、または「ＳＣ－ＦＤＭＡ」と呼称される。）が採用されている。ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭは、ガードバンドを使わずに各ユーザの周波数スペクトルを周波数領域で多重できるため、周波数利用効率が良いとされている。
　さらに最近では、ＬＴＥを拡張した第四世代の移動体通信システムとしてＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄ（ＬＴＥ－Ａ）の標準化が開始された。ＬＴＥ－Ａでは、ＬＴＥとの後方互換性を維持しつつ、高い周波数利用効率とＬＴＥよりも広い帯域をサポートする必要がある。そのため、より高い周波数利用効率を実現するために、ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭに対し、スペクトルを複数のクラスタに分割し、クラスタ単位で周波数に配置するＣｌｕｓｔｅｒｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭが提案されている。
　また、ＬＴＥにおいては、端末コスト等の問題から、各端末は２アンテナ同時に送信することができなかったが、ＬＴＥの発展型であるＬＴＥ－Ａでは、高速大容量通信を実現するため、複数送信アンテナを用いた伝送が検討されている。特に、ユーザスループットを向上させることができるＳＵ－ＭＩＭＯ（Single User Multiple Input Multiple Output）は、採用される可能性の高い技術の一つである。
　図２０は、非特許文献１に示されている送信機の構成を示す図である。非特許文献１には、従来から存在するシングルキャリア伝送におけるＭＩＭＯの例が開示されている。図２０において、送信データは、Ｓ／Ｐ変換部３１０によってアンテナ毎に分けられる。ここでは、アンテナ本数をＮｔ本とする。その後、各変調部３１１－１～３１１－Ｎｔにおいて、ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の変調シンボルへの変調が施される。このとき、コピー部３１３、循環遅延部３１４を介して、データとパイロットブロック（パイロットシンボル、参照信号とも称される）との多重が行なわれる。その後、＋ＧＩ（Guard Interval、ＣＰ：Cyclic Prefixも同じ意味で使用される）部３１２－１～３１２－Ｎｔにおいて、ＧＩが挿入され、アンテナ３１５－１～３１５－Ｎｔから送信される。
　図２１は、非特許文献１に開示されている受信機の構成を示す図である。送信機から送信された信号は、受信機の各アンテナ４１０－１～４１０－Ｎｒで受信される。この受信機では、各アンテナ４１０－１～４１０－Ｎｒに具備されている－ＧＩ部４１１－１～４１１－Ｎｒにおいて、ガードインターバルを取り除き、ＦＦＴ部４１２－１～４１２－Ｎｒにおいて、アンテナ毎にＦＦＴ（Fast Fourier Transform）を行なう。ＦＦＴ後の周波数領域信号がパイロットシンボルであれば、伝搬路推定部４１３において伝搬路推定を行ない、データ信号であれば、分離部４１４においてＭＩＭＯの分離処理が行なわれる。分離された信号は、ＩＦＦＴ（Inverse FFT）部４１５－１～４１５－Ｎｔによって時間領域信号に戻された後、復調部４１６－１～４１６－Ｎｔにおいて、送信機の変調に基づいて復調が行なわれ、最後にアンテナ毎の信号をＰ／Ｓ変換部４１７においてＰ／Ｓ変換し、データを取り出す。上記のような構成を取ることによって、シングルキャリア伝送においてＭＩＭＯ多重を実現することができる。
T. Fujimori, K. Takeda, K. Ozaki, A. Nakajima, and F. Adachi, "Channel Estimation Using Cyclic Delay Pilot for MIMO Transmission," Proc. The 4th IEEE VTS AsiaPacific Wireless Communications Symposium, National Chiao Tung University, Hsinchu, Taiwan, 20-21, Aug. 2007.
　しかしながら、シングルキャリア伝送においてＳＵ－ＭＩＭＯを行なう場合、各アンテナから独立な信号をアンテナ毎に変調し送信することになる。従って、図２２に示すように、アンテナ１の伝搬路に落ち込みがあった場合、ＳＡは正しく復号できない可能性がある。高い尤度で受信されたＳＢの存在によって、誤り訂正復号時にＳＡも正しく復号される可能性もあるが、符号化率が高い場合ＳＡは誤って復号されてしまう。その結果、スループットも低下してしまう。
　本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、ＳＵ－ＭＩＭＯにおいて、１つのアンテナの伝搬路状態が悪い場合においても、送信アンテナダイバーシチ効果を得ることによって、誤り率を改善することができる送信装置、受信装置および通信システムを提供することを目的とする。
　（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の送信装置は、複数のアンテナを有し、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で信号を送信する送信装置であって、送信データに対してプリコーディングを行なうプリコーディング部と、前記プリコーディング部が出力するスペクトルを分割するスペクトル分割部と、を備え、前記分割されたスペクトルを、それぞれ異なるアンテナで送信することを特徴としている。
　このように、プリコーディング部が出力するスペクトルを分割し、分割されたスペクトルを、それぞれ異なるアンテナで送信するので、送信アンテナダイバーシチ利得を得たＭＩＭＯ通信が可能となる。この送信アンテナダイバーシチ効果によって、良好な伝送が可能となり、ユーザスループットを増加させることができる。
　（２）また、本発明の送信装置は、送信データに対して誤り訂正符号化を行なう複数の符号化部と、前記各符号化部の出力に対してそれぞれ変調を行なう複数の変調部と、前記各変調部の出力信号に対してプリコーディングを行なう複数のプリコーディング部と、前記各プリコーディング部が出力するスペクトルをそれぞれ分割する複数のスペクトル分割部と、を備えることを特徴としている。
　この構成により、コードワード数に応じてスペクトル分割数を変更することが可能となる。その結果、送信アンテナダイバーシチ利得を得たＭＩＭＯ通信が可能となる。この送信アンテナダイバーシチ効果によって、良好な伝送が可能となり、ユーザスループットを増加させることができる。
　（３）また、本発明の送信装置は、複数のアンテナを有し、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で信号を送信する送信部を複数備える送信装置であって、前記各送信部は、送信データに対して誤り訂正符号化を行なう符号化部と、前記符号化部の出力に対してそれぞれ変調を行なう変調部と、前記変調部の出力信号に対してプリコーディングを行なうプリコーディング部と、前記プリコーディング部が出力するスペクトルを分割するスペクトル分割部と、を備え、シリアル／パラレル変換された送信データは、コードワード毎に前記各送信部に入力され、前記各送信部は、前記分割したスペクトルを、それぞれ異なるアンテナで送信することを特徴としている。
　（４）また、本発明の送信装置において、前記プリコーディング部は、時間領域の信号を周波数領域の信号に変化するＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）を行なうことを特徴としている。
　このように、時間領域の信号を周波数領域の信号に変化するＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）を行なうことによって、プリコーディングを行ない、その後にスペクトルの分割を行なうことが可能となる。
　（５）また、本発明の受信装置は、複数のアンテナを有し、請求項１記載の送信装置が送信した信号を、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で受信する受信装置であって、空間多重されたスペクトルを分離するＭＩＭＯ分離部と、前記分離されたスペクトルを結合するスペクトル結合部と、を備えることを特徴としている。
　このように、分離されたスペクトルを結合するので、受信データを得ることが可能となる。
　（６）また、本発明の受信装置において、前記スペクトル結合部は、コードワード毎に部分的なスペクトルを結合することを特徴としている。
　この構成により、コードワード数に応じて分割されたスペクトルを結合することが可能となる。
　（７）また、本発明の通信システムは、請求項１記載の送信装置および請求項５記載の受信装置、または請求項２記載の送信装置および請求項６記載の受信装置から構成されることを特徴としている。
　この構成により、送信アンテナダイバーシチ利得を得たＭＩＭＯ通信が可能となり、この送信アンテナダイバーシチ効果によって、良好な伝送が可能となり、ユーザスループットを増加させることができる。
　本発明によれば、シングルキャリアのスペクトルを分割して、各アンテナで多重して送信することにより、送信アンテナダイバーシチ利得を得たＭＩＭＯ通信が可能となる。この送信アンテナダイバーシチ効果によって良好な伝送が可能となり、ユーザスループットを増加させることができる。
第１の実施形態に係る送信機の概略構成を示す図である。 送信信号生成部１０３の概略構成を示す図である。 ＤＦＴ後のスペクトルを示す図である。 分割されたスペクトルを示す図である。 部分スペクトルが周波数軸上で分割された状態を示す図である。 第１の実施形態に係る受信機の概略構成を示す図である。 信号分離部の概略構成を示す図である。 ＬＴＥで提案されている送信機の一部を示す図である。 第２の実施形態に係る送信機の構成を示す図である。 コードワード数が１であり、送信アンテナ本数が４である場合の送信スペクトルの概念を示す図である。 コードワード数が２であり、送信アンテナ本数が４である場合の送信スペクトルの概念を示す図である。 コードワード数が４であり、送信アンテナ本数が４である場合の送信スペクトルの概念を示す図である。 第２の実施形態に係る受信機の構成を示す図である。 第３の実施形態に係る送信機の構成を示す図である。 図１３におけるＯＦＤＭ信号生成部の構成を示す図である。 ＯＦＤＭ信号生成部の別の構成を示す図である。 ＯＦＤＭ信号生成部の別の構成を示す図である。 第３の実施形態に係る受信機の構成を示す図である。 図１７に示したＯＦＤＭ受信部の構成を示す図である。 ＯＦＤＭ受信部の別の構成を示す図である。 非特許文献１に示されている送信機の構成を示す図である。 非特許文献１に開示されている受信機の構成を示す図である。 周波数と受信電力との関係を示す図である。
１００、１００－１～１００－ｓ　送信機
１０１　誤り訂正符号化部
１０２　インタリーブ部
１０３　送信信号生成部
１０４－１～１０４－Ｎｔｘ　ＣＰ付加部
１０５－１～１０５－Ｎｔｘ　フレーム構成部
１０６－１～１０６－Ｎｔｘ　参照信号生成部
１０７－１～１０７－Ｎｔｘ　無線送信部
１０８－１～１０８－Ｎｔｘ　アンテナ部
１１０　変調部
１１１　ＤＦＴ部
１１２　スペクトル分割部
１１３－１～１１３－Ｎｔｘ　スペクトルマッピング部
１１４－１～１１４－Ｎｔｘ　ＩＦＦＴ部
２００　受信機
２０１－１～２０１－Ｎｒｘ　アンテナ部
２０２－１～２０２－Ｎｒｘ　無線受信部
２０３－１～２０３－Ｎｒｘ　ＣＰ除去部
２０４　信号分離部
２０５　復調部
２０６　デインタリーブ部
２０７　誤り訂正復号部
２１０－１～２１０－Ｎｒｘ　参照信号分離部
２１１　伝搬路推定部
２１２　重み生成部
２１３－１～２１３－Ｎｒｘ　ＦＦＴ部
２１４　ＭＩＭＯ分離部
２１５－１～２１５－Ｎｔｘ　スペクトルデマッピング部
２１６　スペクトル結合部
２１７　ＩＤＦＴ部
３００　受信機
３０１－１～３０１－Ｎｒｘ　アンテナ部
３０２－１～３０２－Ｎｒｘ　無線受信部
３０４　信号分離部
３０５－１～３０５－ｓ　復調部
３０６－１～３０６－ｓ　デインタリーブ部
３０７－１～３０７－ｓ　誤り訂正復号部
３０８　Ｐ／Ｓ変換部
　（第１の実施形態）
　第１の実施形態では、シングルキャリアＳＵ－ＭＩＭＯにおいて、効率的な送信方法および受信方法について説明する。また、本明細書では、シングルキャリア伝送を時間領域で信号を生成する伝送方式と定義する。従って、第１の実施形態では、ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭを例に説明を行なうが、Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ等のシングルキャリアベースの送信方法でも本発明の適用が可能である。
　図１は、第１の実施形態に係る送信機の概略構成を示す図である。この送信機１００は、送信アンテナをＮｔｘ本有し、シングルキャリア伝送を行なうものとする。この送信機１００では、情報データ系列を、誤り訂正符号化部１０１に入力する。誤り訂正符号化部１０１では、入力されたデータビット系列列に対して、畳み込み符号、ターボ符号あるいはＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号等の誤り訂正符号化を行ない、得られた符号化ビット系列を、インタリーブ部１０２に出力する。インタリーブ部１０２は、伝搬路の影響をランダム化するための順番の並び変えを行ない、送信信号生成部１０３へ出力する。
　送信信号生成部１０３は、アンテナ毎に送信信号を生成する。送信信号生成部１０３の構成については後述する。送信信号生成部１０３の出力信号は、アンテナ毎にＣＰ付加部１０４－１～１０４－Ｎｔｘに入力される。ＣＰ付加部１０４－１～１０４－Ｎｔｘでは、入力された信号系列に対し、ＮＣＰポイントのＣＰ（Cyclic Prefix、ＧＩ(Guard Interval)とも称される）を付加し、フレーム構成部１０５－１～１０５－Ｎｔｘに出力する。フレーム構成部１０５－１～１０５－Ｎｔｘでは、参照信号生成部１０６－１～１０６－Ｎｔｘが生成した参照信号との多重を行ない、フレームを構成し、無線送信部１０７－１～１０７－Ｎｔｘに出力する。無線送信部１０７－１～１０７－Ｎｔｘは、入力されたディジタル信号に対し、Ｄ／Ａ（Digital to Analog）変換、アップコンバージョン、帯域通過フィルタリング等の処理を施した後、アンテナ部１０８－１～１０８－Ｎｔｘから送信する。
　図２は、送信信号生成部１０３の概略構成を示す図である。送信信号生成部１０３において、入力された信号は、変調部１１０に入力される。変調部１１０は、ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等のＮＤＦＴ個の変調シンボルを生成し、ＤＦＴ部１１１に出力する。ＤＦＴ部１１１では、入力されたＮＤＦＴ個の変調シンボルに対してＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）を行ない、ＮＤＦＴポイントの周波数領域信号に変換し、スペクトル分割部１１２に出力する。
　スペクトル分割部１１２は、入力されたＮＤＦＴポイントの周波数信号を、アンテナ本数分に分割し、それぞれスペクトルマッピング部１１３－１～１１３－Ｎｔｘに出力する。例えば、２アンテナの場合（Ｎｔｘ＝２の場合）、周波数スペクトルを前半（ＮＤＦＴ／２）ポイントと後半（ＮＤＦＴ／２）ポイントに分割し、前半のスペクトルをスペクトルマッピング部１１３－１に、後半のスペクトルをスペクトルマッピング部１１３－２に出力する。アンテナ毎のスペクトルマッピング部１１３－１～１１３－Ｎｔｘでは、受信機からの割り当て情報に基づいて、ＮＦＦＴポイントから任意の連続ＮＤＦＴポイントを選択し、スペクトルの割り当てを行なう。スペクトルマッピング部１１３－１～１１３－Ｎｔｘの出力信号は、それぞれＩＦＦＴ部１１４－１～１１４－Ｎｔｘにおいて、ＮＦＦＴポイントのＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）によって時間領域信号に変換される。ＩＦＦＴ部１１４－１～１１４－ＮｔｘはそれぞれＮＦＦＴポイントの時間信号を出力する。
　図３Ａは、ＤＦＴ後のスペクトルを示す図であり、図３Ｂは、分割されたスペクトルを示す図である。ここでは、アンテナ数は２（Ｎｔｘ＝２）であるとする。このように、図２に示した送信機は、アンテナ数に依らず１つの変調部とＤＦＴ部を持ち、変調信号をＤＦＴして得られる周波数スペクトルを分割し、それぞれ異なるアンテナから送信を行なう。その結果、図３Ｂに示すような送信が行なわれることになる。なお、上記の説明では、シングルキャリア伝送を例に取ったが、本発明は、３ＧＰＰで提案されているＣｌｕｓｔｅｒｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭにも適用可能であり、その場合、図４に示すように、部分スペクトルが周波数軸上でさらに分割されて送信されることになる。
　図５は、第１の実施形態に係る受信機の概略構成を示す図である。この受信機２００は、Ｎｒｘ本の受信アンテナを有するものとする。送信機１００から送信された信号は、伝搬路を経由し、受信機２００のアンテナ部２０１－１～２０１－Ｎｒｘで受信される。アンテナ部２０１－１～２０１－Ｎｒｘで受信した信号は、無線受信部２０２－１～２０２－Ｎｒｘに入力される。無線受信部２０２－１～２０２－Ｎｒｘでは、ダウンコンバージョン、フィルタリング処理、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換が行なわれる。無線受信部２０２－１～２０２－Ｎｒｘの出力は、ＣＰ除去部２０３－１～２０３－Ｎｒｘに入力され、ＮＦＦＴ＋ＮＣＰシンボルのデータ信号から、送信機１００で付加したＮＣＰポイントのＣＰの除去を行ない、信号分離部２０４に出力される。なお、送信アンテナ数をＮｔｘとすると、時刻ｔにおけるＣＰ除去部の出力ｒ（ｔ）（Ｎｒｘ×１ベクトル）は次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 であり、ｈｎ、ｍ、ｌおよびτｌは、それぞれ第ｌパスの第ｍ送信アンテナと第ｎ受信アンテナ間の複素チャネル利得および遅延時間、ｓｍ（ｔ）は時刻ｔにおける第ｍ送信アンテナからの送信信号、ηｎ（ｔ）は第ｎ受信アンテナにおける熱雑音である。
　信号分離部２０４では、各アンテナ部２０１－１～２０１－Ｎｒｘから入力された信号に対して、信号の分離・伝搬路補償を行ない、復調部２０５に出力する。信号分離部２０４の処理については後述する。信号分離部２０４が出力した信号は、復調部２０５において、送信機で行なわれた変調に基づいた復調が行なわれる。さらに、デインタリーブ部２０６において、送信機で行なわれたインタリーブを戻す処理を適用した後、誤り訂正復号部２０７において誤り訂正復号処理を行ない、送信した情報ビット系列を得る。
　図６は、信号分離部の概略構成を示す図である。アンテナ部２０１－１～２０１－Ｎｒｘから入力された信号は、アンテナ毎に参照信号分離部２１０－１～２１０－Ｎｒｘに入力される。参照信号分離部２１０－１～２１０－Ｎｒｘでは、参照信号とデータ信号の分離が行なわれる。参照信号分離部２１０－１～２１０－Ｎｒｘで分離されたデータ信号は、ＦＦＴ部２１３－１～２１３－Ｎｒｘに入力される。ＦＦＴ部２１３－１～２１３－Ｎｒｘでは、ＮＦＦＴポイントのＦＦＴを適用することで、ＮＦＦＴポイントの周波数領域信号への変換が行なわれる。
　式２をＦＦＴして得られる、第ｋサブキャリアにおける周波数領域受信信号ベクトルＲ（ｋ）（Ｎｒｘ×１ベクトル）は次式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここで、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 であり、第ｋサブキャリアの伝搬路行列Ｈ（ｋ）（Ｎｒｘ×Ｎｔｘ行列）を構成するＨｎ、ｍ（ｋ）は、第ｍ送信アンテナと第ｎ受信アンテナとの間の伝搬路、Ｓｍ（ｋ）は第ｍ送信アンテナの第ｋサブキャリアの送信スペクトル、Πｎ（ｋ）は第ｎ受信アンテナにおける第ｋサブキャリアの雑音成分である。ＦＦＴ部の出力である周波数領域信号は、ＭＩＭＯ分離部２１４へ入力される。
　一方、参照信号分離部２１０－１～２１０－Ｎｒｘで分離された参照信号は伝搬路推定部２１１に入力され、式４の伝搬路行列Ｈ（ｋ）（Ｎｒｘ×Ｎｔｘ行列）の推定および各アンテナ部２０１－１～２０１－Ｎｒｘにおける平均雑音電力の推定が行なわれる。伝搬路推定部２１１で算出された伝搬路行列推定値（式（５）で表される。）と、平均雑音電力推定値σ２は、重み生成部２１２に入力される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　重み生成部２１２では、ＭＩＭＯ分離を行なうための重みであるＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error：最小平均自乗誤差）重みや、ＺＦ（Zero Forcing）重み等の算出が行なわれる。例えば、ＭＭＳＥ重み行列ｗ（ｋ）（Ｎｔｘ×Ｎｒｘ行列）は次式で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　ここで、ＩはＮｒｘ×Ｎｒｘの単位行列であり、（・）Ｈはエルミート転置を施した随伴行列を表す。
　得られた重みはＭＩＭＯ分離部２１４に入力される。ＭＩＭＯ分離部２１４では、各ＦＦＴ部２１３－１～２１３－Ｎｒｘから入力された信号と、重み生成部２１２から入力された重みを用いることでＭＩＭＯ分離を行なう。ＭＩＭＯ分離部では、重み行列ｗ（ｋ）（Ｎｔｘ×Ｎｒｘ行列）とベクトルＲ（ｋ）（Ｎｒｘ×１ベクトル）の乗算を行なうことによって、ＭＩＭＯ分離を行なう。分離後の各ユーザの周波数領域信号ベクトル（Ｎｔｘ×１ベクトル）は次式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　ＭＩＭＯ分離部２１４は、Ｎｔｘアンテナ分の周波数領域信号を出力する。ＭＩＭＯ分離された周波数領域信号は、スペクトルデマッピング部２１５－１～２１５－Ｎｔｘに入力され、送信に用いられた周波数スペクトルが抽出され、スペクトル結合部２１６に出力される。
　スペクトル結合部２１６では、送信側で各アンテナに分割された信号を結合する処理が行なわれる。例えば、送信機において送信アンテナが２アンテナであり、それぞれのアンテナで（ＮＤＦＴ／２）ポイントずつにスペクトルを分割して送信されている場合、各スペクトルデマッピング部２１５－１～２１５－２（Ｎｔｘ＝２）では、ＮＦＦＴポイントの周波数成分から使用した（ＮＤＦＴ／２）ポイントを抽出し、スペクトル結合部２１６に出力する。スペクトル結合部２１６では、各スペクトルデマッピング部２１５－１～２１５－２が出力した（ＮＤＦＴ／２）ポイントの出力を結合し、ＮＤＦＴポイントの周波数信号を形成することになる。スペクトル結合部２１６の出力はＩＤＦＴ部２１７に入力され、ＩＤＦＴが適用され、時間領域信号に変換したＮＤＦＴポイントの信号が出力される。
　このように、シングルキャリアのスペクトルを分割して、各アンテナで多重して送信することにより、１つの変調信号を多数のアンテナに渡って送信することができる。この結果、送信アンテナダイバーシチ効果のあるＭＩＭＯ伝送が可能となる。例えば、図３Ａおよび図３Ｂに示すように、アンテナ１の利得が低い場合においても、アンテナ２の利得が高ければ、スペクトルを結合することで、信号全体の尤度を向上させることができる。これにより、良好な伝送を実現させることができる。これは、１つの変調信号が多数のアンテナに渡って送信されているためである。この送信アンテナダイバーシチ効果によって良好な伝送が可能となり、ユーザスループットを増加させることができる。さらに、ＬＴＥ－ＡでＣｌｕｓｔｅｒｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭが採用された場合には、ＭＩＭＯを適用しない伝送方法との互換性が高くなる。
　（第２の実施形態）
　第１の実施形態では、誤り訂正符号化部が１つの場合を示したが、ＬＴＥにおける下りリンクでは、送信機は、複数の誤り訂正符号化部を具備し、複数の符号語（コードワード）が生成される。これは、受信機においてＳＩＣ（Successive Interference Cancellation）によるＭＩＭＯ分離を行なうためと、コードワード毎に再送を要求することによって、余計な再送を減らすためである。
　図７は、ＬＴＥで規格化されている送信機の一部を示す図である。図７においては、コードワードがｎ個であり、送信アンテナの本数がｍであるとして説明を行なう。スクランブリング部７０－１～７０－ｎは、送信データに対して、既知の信号を用いてスクランブリングを行なう。変調部７１－１～７１－ｎは、スクランブリング部７０－１～７０－ｎから入力された信号に対し、ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の変調を行なう。レイヤーマッピング部７２は、コードワードの数よりもレイヤーの数の方が多い場合には、入力信号を各レイヤーに振り分けを行なう。プリコーディング部７３は、例えば、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）を行なって、レイヤーマッピング部７２から入力された時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。リソースエレメントマップ部７４－１～７４－ｍは、入力信号を、例えば、ＤＦＴポイントごとにまとめて周波数領域にマッピングする。ＯＦＤＭ信号生成部７５－１～７５－ｍは、入力された信号に基づいて、ＯＦＤＭ信号を生成して出力する。
　図７に示すように、ＬＴＥでは、レイヤーマッピングによるコードワード数とレイヤー数の変更がなければ、符号語毎にアンテナ（アンテナポート）から信号を送信する仕様となっている。第２の実施形態では、コードワードが複数存在する場合についての説明を行なう。
　図８は、第２の実施形態に係る送信機の構成を示す図である。情報データ系列は、Ｓ／Ｐ変換部８０に入力される。Ｓ／Ｐ変換部８０では、コードワード数によってＳ／Ｐ変換を行なう。ここでは、コードワード数がｓであるとし、第１の実施形態に係る送信機が、ｓ個あるとする（１００－１～１００－ｓ）。コードワード数が１の時は、第１の実施形態に記載したものと同一となる。Ｓ／Ｐ変換された情報データは、コードワード毎に、各誤り訂正符号化部１０１に入力される。誤り訂正符号化部１０１以降の信号処理に関しては、第１の実施形態と同様である。
　図９は、コードワード数が１であり、送信アンテナ本数が４である場合の送信スペクトルの概念を示す図である。各アンテナからは１つのコードワードの部分スペクトルが送信されることとなる。図１０は、コードワード数が２であり、送信アンテナ本数が４である場合の送信スペクトルの概念を示す図である。アンテナ１および２からは、１つめのコードワードの部分スペクトルが送信される。また、アンテナ３および４からは、２つめのコードワードの部分スペクトルが送信される。図１１は、コードワード数が４であり、送信アンテナ本数が４である場合の送信スペクトルの概念を示す図である。各アンテナからは１つのコードワードのスペクトルがすべて送信されることとなり、従来の送信方法と等価である。
　図１２は、第２の実施形態に係る受信機の構成を示す図である。この受信機３００は、Ｎｒｘ本の受信アンテナを有するものとする。各アンテナ部３０１－１～３０１－Ｎｒｘで受信された信号は、無線受信部３０２－１～３０２－Ｎｒｘ、ＣＰ除去部３０３－１～３０３－Ｎｒｘにおいて、第１の実施形態と同様の信号処理が施され、信号分離部３０４に入力される。第１の実施形態では、コードワード数は１であったため、信号分離部３０４は、１系列のみを出力したが、第２の実施形態では、信号分離部３０４は、コードワード数分の系列をそれぞれ復調部３０５－１～３０５－ｓへ出力する。出力された信号は、コードワード毎に復調部３０５－１～３０５－ｓにて復調され、デインタリーブ部３０６－１～３０６－ｓでデインタリーブが行なわれ、誤り訂正復号部３０７－１～３０７－ｓで誤り訂正復号が行なわれた後、Ｐ／Ｓ変換部３０８に入力される。Ｐ／Ｓ変換部３０８では、並列処理されていたコードワードを直列に並び替える処理が施される。Ｐ／Ｓ変換部３０８の出力は、情報データとして上位レイヤーに受け渡される。
　このように、送信アンテナ本数が一定の場合においても、コードワード数によって部分スペクトルの送信方法を変更することができる。例えば、図９に示したように、１コードワードを４つの部分スペクトルで送信することで、４本分の送信アンテナダイバーシチ効果を得ることができる。この結果、良好な伝送特性を望むことができる。さらに図１０に示したように、２コードワードをそれぞれ２分割して４本のアンテナで送信することにより、各コードワードは２送信アンテナ分のダイバーシチ効果を得ることができるため、良好な伝送特性を望むことができる。さらに、コードワード毎に変調方式や符号化率を決定したり、再送要求を行なうことができる。さらに，コードワード毎のＳＩＣも行なうことができるため柔軟な制御が可能となる。
　（第３の実施形態）
　第３の実施形態では、コードワード数に応じて使用する周波数帯の数を決定する、効率的な送信方および受信方法について説明する。本明細書では、コードワードとは、１回の伝送機会に含まれる、独立に誤り訂正符号化を行なうブロックの数とする。また、シングルキャリア伝送とは、時間領域で信号を生成する伝送方式と定義する。以下、コードワード数と使用する周波数帯の数を等しくして、コードワードと使用する周波数帯が、１対１に対応する場合について、具体例をあげて説明する。
　図１３は、第３の実施形態に係る送信機の構成を示す図である。ここでは、コードワード数をｐとする。送信機１３０では、コードワード数分の情報データ系列は、それぞれＣＲＣ付加部１３１－１～１３１－ｐに入力される。ＣＲＣ付加部１３１－１～１３１－ｐでは、情報データからＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）を生成し、情報データに付加する処理が行なわれる。ＣＲＣ付加部１３１－１～１３１－ｐの出力は、誤り訂正符号化部１３２－１～１３２－ｐに入力される。誤り訂正符号化部１３２－１～１３２－ｐでは、入力されたデータビット系列列に対して、畳み込み符号、ターボ符号あるいはＬＤＰＣ（Low Density Parity Check）符号等の誤り訂正符号化を行なう。ここで、符号化率はコードワード毎に変更することもできる。得られた符号化ビット系列を、インタリーブ部１３３－１～１３３－ｐに出力する。
　インタリーブ部１３３－１～１３３－ｐは、伝搬路の影響をランダム化するための順番の並び変えを行ない、変調部１３４－１～１３４－ｐに出力する。変調部１３４－１～１３４－ｐは、ＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等のＮＤＦＴ個の変調シンボルを生成し、プリコーディング部１３５－１～１３５－ｐに出力する。なお、変調方式は、コードワード毎に変更することも可能である。プリコーディング部１３５－１～１３５－ｐでは、入力されたＮＤＦＴ個の変調シンボルに対してＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）等のプリコーディング処理を行ない、ＮＤＦＴポイントの周波数領域信号を、リソースエレメントマップ部１３６－１～１３６－ｐに出力する。
　リソースエレメントマップ部１３６－１～１３６－ｐでは、スペクトル（リソースエレメント）をＮＦＦＴポイントの周波数への割り当てを行なう。割り当て方法は、任意の周波数に連続的に割り当ててもよいし、不連続に割り当てても良い。３ＧＰＰにおいて連続的に割り当てる伝送方式は、Ｎ×ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ、不連続に割り当てを行なう方式はＮ×Ｃｌｕｓｔｅｒｅｄ　ＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭとして議論されている。さらに、伝搬路状態が送信側で既知の場合、利得の高い周波数に連続的に割り当てたり、不連続に割り当てたりしても良い。
　また、割り当てが行なわれなかった周波数ポイント（ＮＦＦＴ－ＮＤＦＴポイント）には０を入力し、フレーム構成部１３７－１～１３７－ｐに出力する。フレーム構成部１３７－１～１３７－ｐでは、参照信号生成部１３８－１～１３８－ｐが生成した参照信号と、リソースエレメントマップ部１３６－１～１３６－ｐが出力した信号との多重を行ない、フレームを構成する。フレーム構成部１３７－１～１３７－ｐの出力は、ＮＦＦＴ毎にＯＦＤＭ信号生成部１３９に出力される。つまり、コードワード数分の周波数信号が、ＯＦＤＭ信号生成部１３９に入力されることになる。ＯＦＤＭ信号生成部１３９では、複数の周波数領域信号が入力され、ＯＦＤＭ変調を行ない、時間アナログ波形を生成する。時間アナログ波形はアンテナ部１４０から送信される。
　図１４は、図１３におけるＯＦＤＭ信号生成部１３９の構成を示す図である。ＯＦＤＭ信号生成部１３９内のＩＦＦＴ部１４１－１～１４１－ｐにコードワード毎のＮＦＦＴポイントの周波数スペクトルが送信される。ＩＦＦＴ部１４１－１～１４１－ｐでは、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）が適用され、ＮＦＦＴポイントの時間領域信号に変換される。ＩＦＦＴ部１４１－１～１４１－ｐの出力であるＮＦＦＴポイントの時間領域信号は、ＣＰ付加部１４２－１～１４２－ｐに入力され、入力されたＮＦＦＴポイントの時間領域信号の後方のＮＣＰポイントがコピーされ、ＮＦＦＴポイントの時間領域信号の前方に付加され（ＮＦＦＴ＋ＮＣＰ）ポイントの時間信号を得る。ＣＰ付加部１４２－１～１４２－ｐの出力は、Ｄ／Ａ変換部１４３－１～１４３－ｐに入力され、Ｄ／Ａ（Distal to Analog）変換が行なわれる。
　Ｄ／Ａ変換部１４３－１～１４３－ｐの出力は、アップコンバート部１４４－１～１４４－ｐに入力され、ベースバンドから搬送波周波数へのアップコンバートが行なわれる。この時、コードワード毎に異なる周波数にアップコンバートされる。アップコンバート部１４４－１～１４４－ｐの出力は、増幅部１４５－１～１４５－ｐに入力され、所定の振幅（電力）への信号の増幅が行なわれる。コードワード毎に得られた増幅部の出力は、合成部１４６に入力される。合成部１４６は、合成された時間アナログ波形を出力する。
　なお、ＯＦＤＭ信号生成部１３９は、図１４では、増幅器１４５－１～１４５－ｐの出力を合成部１４６に入力する構成としたが、図１５に示すように、ＯＦＤＭ信号生成部１３９ａにおいて、アップコンバート部１４４－１～１４４－ｐが出力する時間アナログ波形を合成部１５０に入力し、合成部１５０がコードワード数の信号を合成し、１つの増幅器１５１に入力する構成としてもよい。
　また、さらに、ＯＦＤＭ信号生成部１３９ｂの構成として、図１６に示すように、コードワード毎の周波数スペクトルが合成部１６０に入力される構成としてもよい。このとき合成部１６０は、周波数領域における合成を行ない、ＩＦＦＴ部１６１に入力する。この時一般に、ＩＦＦＴのサイズは、図１４や図１５で示したコードワード数倍のサイズを必要とする。
　なお、本実施形態では、シングルキャリアベースの信号を対象に説明を行なったが、伝送方式としてＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を用いることも可能である。
　図１７は、第３の実施形態に係る受信機の構成を示す図である。送信機から送信された信号は、伝搬路を経由し、受信機１７０のアンテナ部１７１で受信される。アンテナ部１７１で受信した信号は、ＯＦＤＭ受信部１７２に入力される。ＯＦＤＭ受信部１７２では、時間アナログ波形が入力され、コードワード毎のＮＦＦＴポイントの周波数スペクトルを生成し、それぞれ参照信号分離部１７３－１～１７３－ｐに入力する。ＯＦＤＭ受信部１７２の構成は後述する。参照信号分離部１７３－１～１７３－ｐでは、入力されたＮＦＦＴポイントの周波数スペクトルが、参照信号であるかデータ信号であるかによって、参照信号は重み生成部１７４－１～１７４－ｐに入力し、データ信号は、等化部１７５－１～１７５－ｐに入力する。
　重み生成部１７４－１～１７４－ｐでは、入力された重み信号を用いてＮＦＦＴポイントの周波数領域におけるＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）重みやＺＦ（Zero Forcing）重みを生成し、等化部１７５－１～１７５－ｐに入力する。等化部１７５－１～１７５－ｐでは、参照信号分離部１７３－１～１７３－ｐから入力されたＮＦＦＴポイントのデータ信号と、重み生成部１７４－１～１７４－ｐから入力されたＮＦＦＴポイントの周波数重みの乗算が行なわれる。等化部１７５－１～１７５－ｐにおいて乗算された信号はリソースエレメントデマップ部１７６－１～１７６－ｐにおいて送信機のリソースエレメントマップ部において選択されたＮＤＦＴポイントのスペクトル（リソースエレメント）を抽出する処理が行なわれる。
　リソースエレメントデマップ部１７６－１～１７６－ｐにおいて抽出された周波数スペクトルはＩＤＦＴ部１７７－１～１７７－ｐに入力される。ＩＤＦＴ部１７７－１～１７７－ｐでは、ＮＤＦＴポイントのＩＤＦＴ（Inverse Discrete Fast Transform）を適用することでＮＤＦＴポイントの時間領域信号に変換する。ＩＤＦＴ部１７７－１～１７７－ｐの出力は、復調部１７８－１～１７８－ｐに入力される。復調部１７８－１～１７８－ｐでは、送信機の変調方式に応じてビットＬＬＲ（Log Likelihood Ratio）を出力する処理が行なわれる。さらに、デインタリーブ部１７９－１～１７９－ｐにおいて送信機で行なわれたインタリーブを戻す処理を適用した後、誤り訂正復号部１８０－１～１８０－ｐにて誤り訂正復号処理を行なう。
　誤り訂正復号部１８０－１～１８０－ｐの出力は、ＣＲＣ部１８１－１～１８１－ｐに入力される。ＣＲＣ部１８１－１～１８１－ｐでは、送信機で付加されたＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）によって、フレームが正しく復号できたかどうかの検査が行なわれる。正しく復号できた場合は送信機にＡＣＫ(ACKnowledge)を通知する。またＣＲＣによって正しく復号できなかったことが分かった場合は、送信機にＮＡＫ(Negative AcK)を通知する。正しく復号できたコードワードについては、情報データとして上位層に渡される。
　図１８は、図１７に示したＯＦＤＭ受信部１７２の構成を示す図である。ＯＦＤＭ受信部１７２に入力された時間アナログ波形は、コードワード数分のダウンコンバート部１８３－１～１８３－ｐに入力される。ダウンコンバート部１８３－１～１８３－ｐでは、各コードワードの送信に用いられた搬送波周波数からのダウンコンバートが行なわれる。ダンコンバート部１８３－１～１８３－ｐの出力は、フィルタ部１８４－１～１８４－ｐに入力され、送信周波数帯以外の周波数成分の除去が行なわれる。フィルタ部１８４－１～１８４－ｐの出力は、Ａ／Ｄ変換部１８５－１～１８５－ｐに入力され、Ａ／Ｄ（Analog to Distal）変換が行なわれる。
　その後、ＣＰ除去部１８６－１～１８６－ｐで送信側で付加されたＣＰ（Cyclic Prefix）が除去され、ＦＦＴ部１８７－１～１８７－ｐでＦＦＴ（Fast Fourier Transform）による周波数領域信号への変換が行なわれ、コードワード毎の周波数スペクトルが出力される。
　なお、図１８では、各コードワードの伝送に用いられる周波数帯が大きく異なる場合を想定し、ダウンコンバート部１８３－１～１８３－ｐをコードワード分持つ構成としたが、複数のコードワードが、隣接する周波数帯を用いて送信されている場合は必ずしも複数のダウンコンバート部を持つ必要はなく、例えば、図１９に示すように、ＯＦＤＭ受信部１７２ａにおいて、ダウンコンバート部１９１を１つ持ち、フィルタ部１９２によって使用していない周波数成分を除去し、Ａ／Ｄ変換部１９３でＡ／Ｄ変換を行ない、ＣＰ除去部１９４でＣＰの除去を行ない、ＦＦＴ部１９５で周波数領域信号への変換を行なう構成としても良い。このときＦＦＴ部１９５のＦＦＴのサイズは、図１８に示した構成とした場合と比べて、コードワード数倍のポイント数となる。
　このように、シングルキャリアベースの伝送において、コードワード毎に異なるスペクトルを用いて送信行なう構成とした場合、コードワードと使用する周波数帯が１対１に対応するため、ＡＣＫ／ＮＡＫの制御において制御信号を削減できる効果がある。またコードワード毎に異なる符号化率・変調方式を用いることができるため、利用する周波数帯の伝搬路利得に応じて、適応的に符号化率および変調方式を決定することができる。その結果、周波数利用効率を向上できる効果がある。

Claims (7)

  1. 　複数のアンテナを有し、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で信号を送信する送信装置であって、
    　送信データに対してプリコーディングを行なうプリコーディング部と、
    　前記プリコーディング部が出力するスペクトルを分割するスペクトル分割部と、を備え、
    　前記分割されたスペクトルを、それぞれ異なるアンテナで送信することを特徴とする送信装置。
  2. 　送信データに対して誤り訂正符号化を行なう複数の符号化部と、
    　前記各符号化部の出力に対してそれぞれ変調を行なう複数の変調部と、
    　前記各変調部の出力信号に対してプリコーディングを行なう複数のプリコーディング部と、
    　前記各プリコーディング部が出力するスペクトルをそれぞれ分割する複数のスペクトル分割部と、を備えることを特徴とする請求項１記載の送信装置。
  3. 　複数のアンテナを有し、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で信号を送信する送信部を複数備える送信装置であって、
    　前記各送信部は、
    　送信データに対して誤り訂正符号化を行なう符号化部と、
    　前記符号化部の出力に対してそれぞれ変調を行なう変調部と、
    　前記変調部の出力信号に対してプリコーディングを行なうプリコーディング部と、
    　前記プリコーディング部が出力するスペクトルを分割するスペクトル分割部と、を備え、
    　シリアル／パラレル変換された送信データは、コードワード毎に前記各送信部に入力され、前記各送信部は、前記分割したスペクトルを、それぞれ異なるアンテナで送信することを特徴とする送信装置。
  4. 　前記プリコーディング部は、時間領域の信号を周波数領域の信号に変化するＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）を行なうことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の送信装置。
  5. 　複数のアンテナを有し、請求項１記載の送信装置が送信した信号を、ＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）方式で受信する受信装置であって、
    　空間多重されたスペクトルを分離するＭＩＭＯ分離部と、
    　前記分離されたスペクトルを結合するスペクトル結合部と、を備えることを特徴とする受信装置。
  6. 　前記スペクトル結合部は、コードワード毎に部分的なスペクトルを結合することを特徴とする請求項５記載の受信装置。
  7. 　請求項１記載の送信装置および請求項５記載の受信装置、または請求項２記載の送信装置および請求項６記載の受信装置から構成されることを特徴とする通信システム。
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