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WO2009116360A1 - インバータの駆動装置 - Google Patents

インバータの駆動装置 Download PDF

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WO2009116360A1
WO2009116360A1 PCT/JP2009/053226 JP2009053226W WO2009116360A1 WO 2009116360 A1 WO2009116360 A1 WO 2009116360A1 JP 2009053226 W JP2009053226 W JP 2009053226W WO 2009116360 A1 WO2009116360 A1 WO 2009116360A1
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gate voltage
gate
igbt
inverter
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PCT/JP2009/053226
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直義 高松
敏 広瀬
Original Assignee
トヨタ自動車株式会社
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Publication date
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Priority to US12/921,956 priority patent/US8477518B2/en
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    • H03K2217/0036—Means reducing energy consumption

Definitions

  • the present invention relates to an inverter drive device, and more particularly to suppression of surge voltage and reduction of steady loss (ON loss).
  • the inverter normally converts a DC power into an AC power by switching a power transistor such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or the like with a three-arm bridge connection and performing gate control of these power transistors.
  • a power transistor such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or the like with a three-arm bridge connection and performing gate control of these power transistors.
  • Patent Document 1 discloses a predetermined voltage value in which the temperature including the surge voltage applied to the IGBT is lower than the allowable withstand voltage of the IGBT, using the output command current, the battery voltage, and the IGBT temperature as parameters. A configuration for controlling the resistance value of the gate resistance is disclosed.
  • Patent Document 2 discloses that the gate voltage is adjusted in accordance with the IGBT temperature and DC side voltage information. Specifically, the temperature of the cooling water of the element is low and there is a thermal margin. It is disclosed that the gate voltage is set low to reduce noise, and when the inverter DC side voltage is high, the gate voltage is increased to reduce switching loss.
  • FIG. 14 shows the configuration of the prior art. It is a block diagram of the inverter apparatus for motor drive.
  • the DC voltage of the battery 1 is converted into a variable voltage / variable frequency three-phase AC voltage by the inverter device 2 and supplied to the AC motor 3.
  • the inverter device 2 includes an inverter main circuit 21, a voltage smoothing capacitor 22, and an inverter control device 23.
  • the inverter main circuit 21 is configured by connecting IGBTs 211 in a three-phase bridge, and each IGBT 211 includes an anti-parallel diode 212. Is provided.
  • the inverter control device 23 has a gate drive circuit 231 that applies a gate voltage to the IGBT 211 and drives them on and off.
  • a gate power supply circuit 232 capable of adjusting the voltage is provided, and the output voltage is controlled by the gate power supply voltage control circuit 233.
  • a voltage command is given from the voltage command device 234 to the gate power supply voltage control circuit 233.
  • the voltage command device 234 acquires the output of the voltage detector 235 that detects the DC voltage of the inverter main circuit 21 and the temperature detector 238 that detects the temperature of the IGBT 211 or the cooling water that cools these IGBTs, and determines the voltage command. .
  • the voltage detector 235 detects the voltage between the DC side terminals P and N of the inverter main circuit 21, that is, the voltage of the voltage smoothing capacitor 22, and when this DC voltage is high, the switching loss also increases. To reduce. Further, when the output of the temperature detector 238 for detecting the temperature of the IGBT 211 or the cooling water is low and there is a margin in the thermal loss of the IGBT 211, the gate voltage is increased to reduce the switching noise of the element.
  • Patent Document 3 discloses that the temperature of the power semiconductor switching element is detected, and the temperature dependence of the element loss is reduced by varying the gate voltage or the gate resistance based on the detected value. Specifically, it is disclosed that the gate voltage is increased or the gate resistance is decreased when the element temperature is high. JP 2001-169407 A JP 2007-89325 A JP 2007-259576 A
  • An object of the present invention is to provide an inverter drive device that can achieve both suppression of surge voltage and reduction of steady loss.
  • the present invention is an inverter driving device having a semiconductor switching element, comprising: arithmetic means for calculating a surge voltage based on at least the temperature, current, and DC side voltage of the semiconductor switching element; and a gate of the semiconductor switching element.
  • Gate voltage application means for applying a gate voltage characterized by comprising gate voltage application means for increasing / decreasing the gate voltage based on the calculated surge voltage and device breakdown voltage of the semiconductor switching element.
  • the gate voltage applying means controls the gate voltage to be higher than a predetermined reference value when the surge voltage is smaller than the element withstand voltage and the difference exceeds a predetermined threshold voltage,
  • the gate voltage may be used as the reference value when the difference is equal to or less than a predetermined threshold value.
  • the gate voltage applying means may set the gate voltage lower than the reference value when a current flowing through the switching element is equal to or lower than a predetermined threshold current.
  • the gate voltage applying means may lower the gate voltage below the reference value or further than the gate voltage after the increase / decrease control when the temperature of the switching element is equal to or lower than a predetermined threshold temperature. It may be set low.
  • accelerator opening detection unit 10 accelerator opening detection unit, 12 DC voltage detection unit, 14 IGBT temperature detection unit, 16 command current value output unit, 18 IGBT gate switching unit, 20 gate voltage calculation unit, 22 gate voltage control unit, 24 rotation position sensor.
  • FIG. 1 shows a configuration of an inverter control circuit in the present embodiment.
  • the inverter control circuit includes various sensors, a gate voltage calculation unit 20 that calculates a gate voltage based on data from the various sensors, and a gate voltage control unit 22 that controls the gate voltage of the IGBT of the inverter based on a command from the gate voltage calculation unit 20.
  • a gate voltage calculation unit 20 that calculates a gate voltage based on data from the various sensors
  • a gate voltage control unit 22 that controls the gate voltage of the IGBT of the inverter based on a command from the gate voltage calculation unit 20.
  • the accelerator opening detection unit 10 detects the accelerator opening by the driver's operation and supplies it to the command current value output unit 16.
  • the DC voltage detection unit 12 detects the DC voltage of the inverter and supplies it to the gate voltage calculation unit 20.
  • the IGBT temperature detection unit 14 detects the temperature of the IGBT or the temperature of the cooling water of the IGBT and supplies it to the gate voltage calculation unit 20.
  • the command current value output unit 16 sets a command current value based on the accelerator opening data detected by the accelerator opening detector 10 and supplies the command current value to the gate voltage calculator 20 and the IGBT gate switching unit 18.
  • the IGBT gate switching unit 18 outputs a gate switching command to each IGBT block constituting the inverter, and controls on / off of the IGBT in each IGBT block.
  • the IGBT block is configured by connecting IGBTs in a three-phase bridge as in the conventional inverter main circuit 21 shown in FIG. 14, and each IGBT 211 includes an anti-parallel diode 212.
  • the driving current of the U phase, V phase, and W phase is supplied to the motor M from each IGBT block.
  • the motor M is a so-called motor generator that also functions as a generator, but is simply referred to as a motor M in this embodiment.
  • the motor M is provided with a rotational position sensor 24 that detects a rotational position, and supplies a position detection signal to the IGBT gate switching unit 18.
  • the IGBT gate switching unit 18 controls on / off of each IGBT based on the command current value and the rotational position.
  • the gate voltage calculation unit 20 includes DC voltage data from the DC voltage detection unit 12, temperature data from the IGBT temperature detection unit 14, command current value from the command current value output unit 16, and gate switching from the IGBT gate switching unit 18. Based on the command, the gate voltage is calculated and the gate voltage command value is supplied to the gate voltage control unit 22. Specifically, the gate voltage calculation unit 20 calculates the surge voltage of the IGBT based on the DC voltage data, the temperature data, and the command current value, compares the surge voltage with the element breakdown voltage of the IGBT, and according to the comparison result. To calculate the gate voltage. As the gate voltage, three stages of a normal voltage, a voltage higher than normal, and a voltage lower than normal are prepared, and the gate voltage is calculated by selecting one of these. The normal voltage can be rephrased as a reference voltage. The normal voltage as the reference voltage is set to 15 V, for example.
  • the gate voltage control unit 22 adjusts the gate voltage to any one of the three levels according to the gate voltage command value from the gate voltage calculation unit 20 and supplies it to the gate of each IGBT in the IGBT block.
  • FIG. 2 shows a circuit configuration of the gate voltage control unit 22 in FIG.
  • the gate voltage control unit 22 uses an insulated power supply provided for each of the upper and lower arms of the U, V, and W phases as a power supply voltage.
  • the voltage conversion circuit 22b converts the voltage from the insulated power supply 22a provided for each upper and lower arm of each phase based on the gate voltage command value from the gate voltage calculation unit 20 and supplies the converted voltage to the IGBT drive circuit 22c.
  • the IGBT drive circuit 22c has a rectifier circuit, a capacitor, and a switching element, and is connected to the gate of each IGBT.
  • the rectifier circuit supplies the gate voltage after voltage conversion to the switching element, and applies the gate voltage to the gate of the IGBT by the switching element that is turned on / off according to the gate switching command from the IGBT gate switching unit 18.
  • FIG. 3 shows a processing flowchart of the present embodiment.
  • the command current value output unit 16 determines a command current value corresponding to the accelerator opening (S101). Further, the DC voltage of the inverter, that is, the battery voltage and the IGBT temperature are detected by the detection units 12 and 14, respectively (S102). Then, the surge voltage of the IGBT is calculated based on the IGBT temperature, the battery voltage, and the command current value (S103).
  • the relationship between IGBT temperature, battery voltage, command current value and surge voltage is measured in advance at a plurality of measurement points, a map is created and stored in a memory, and this map is used to refer to the current It is calculated by reading the surge voltage corresponding to the IGBT temperature, battery voltage, and command current value. If it is not on the map, it is calculated by interpolation using neighboring points.
  • the gate voltage is calculated based on the surge voltage (S104). Specifically, the device breakdown voltage of the IGBT and the surge voltage are compared in magnitude, and the gate voltage is calculated according to whether the surge voltage has a margin. Generally, when the gate voltage of the inverter is increased, the surge voltage increases. When the surge voltage exceeds the device breakdown voltage of the IGBT, breakdown occurs. Therefore, the gate resistance and the gate voltage are set so that the surge voltage is lower than the device breakdown voltage. Thus, the gate voltage set so as to be equal to or lower than the element breakdown voltage is a normal value (reference value).
  • the steady loss is suppressed by determining the condition where the surge voltage is lower than the element breakdown voltage and increasing the gate voltage when it is determined that the surge voltage has a sufficient margin.
  • the element withstand voltage is Vth and the normal value (reference value) set to be equal to or less than the element withstand voltage is Vg0
  • Vg0 is increased to Vg1 when the surge voltage has a sufficient margin (Vg0 ⁇ Vg1 ⁇ Vth).
  • FIG. 4 and 5 show the current dependence of the surge voltage at turn-on (FIG. 4) and turn-off (FIG. 5). In both figures, the case where the gate voltage is 15V is compared with the case where the gate voltage is 18V.
  • the surge voltage decreases as the current increases, and the surge voltage increases as the gate voltage increases.
  • the condition that the surge voltage ⁇ the element withstand voltage is in the range A. In this range, there is no problem because the surge voltage has a margin even if the gate voltage is increased from 15 V to 18 V.
  • Whether or not the surge voltage has a margin can be determined by, for example, calculating the difference between the element breakdown voltage and the surge voltage and determining whether or not the difference value is equal to or greater than a predetermined threshold value. If (element breakdown voltage-surge voltage)> threshold, the surge voltage has a margin, and the gate voltage is increased. If (element breakdown voltage-surge voltage) ⁇ threshold, the surge voltage has no margin (usually ( The gate voltage of the reference value is maintained as it is.
  • the surge voltage is calculated and compared with the element breakdown voltage to determine whether or not the surge voltage has a margin.
  • the gate voltage is set to the normal value ( The steady loss can be reduced by setting it higher than the reference value.
  • the gate voltage is switched to a higher value than usual when there is a surplus in the surge voltage, but the voltage value higher than the normal value (reference value) is not only a fixed value, but also the element withstand voltage and surge voltage. It may be a variable value that gradually changes according to the difference value. That is, the gate voltage is set higher as the surge voltage has a margin.
  • FIG. 6 shows an example of the upper and lower arms of each phase constituting the inverter and the current flow.
  • a current flows through the IGBT 1 of the upper arm, but no current flows through the IGBT 2 of the lower arm.
  • the drive circuit 22c of the IGBT 2 in which no current flows is doing useless work.
  • the loss in the IGBT drive circuit 22c is reduced by setting the gate voltage of the IGBT drive circuit 22c driving the IGBT element through which no current flows.
  • FIG. 7 shows a configuration of the IGBT drive circuit 22c in the present embodiment.
  • the difference from the IGBT drive circuit 22c shown in FIG. 2 is that it further includes a voltage conversion circuit 22d in addition to the voltage conversion circuit 22b.
  • the voltage conversion circuit 22d controls the gate voltage according to the gate voltage command value from the gate voltage calculation unit 20. Specifically, the gate voltage is switched in two stages: a normal voltage and a voltage lower than normal.
  • the voltage conversion circuits 22b and 22d are provided in FIG. 7, the voltage change circuit 22b is not necessary if only the loss in the IGBT drive circuit 22c is reduced.
  • FIG. 8 shows a processing flowchart of the present embodiment.
  • the gate voltage calculation unit 20 compares the load current (referred to as the current supplied to the motor M, the direction flowing into the motor M being positive) with a set value (for example, 0 A) (S201). When the value exceeds the set value, the gate drive voltage of the upper arm IGBT is set to a normal value, and the gate drive voltage of the lower arm IGBT is set to a voltage lower than normal (S202). Therefore, in the example of FIG. 6, the gate voltage of the IGBT 1 through which the current flows is set to a normal value, and the gate voltage of the IGBT 2 through which no current flows is set to a value lower than the normal value.
  • the gate drive voltage of the IGBT of the upper arm is set to a voltage lower than normal, and the gate drive voltage of the IGBT of the lower arm is set to a normal value (S203). Therefore, in the example of FIG. 6, the gate voltage of the IGBT 3 in which no current flows is set to a value lower than normal, and the gate voltage of the IGBT 4 in which current flows is set to a normal value.
  • the gate voltage is controlled using the load current supplied to the motor M.
  • it can be controlled using the upper arm element current or the lower arm element current as shown in FIG.
  • the current flowing through the IGBT of the upper arm is defined as the upper arm element current
  • the current flowing through the IGBT of the lower arm is defined as the lower arm element current
  • the direction of the arrow in the figure is defined as positive.
  • FIG. 10 shows a processing flowchart in the case of control using the upper arm element current.
  • the upper arm device current is compared with a set value (for example, 0A) (S301). If the set value exceeds the set value, the IGBT gate voltage of the upper arm is set to the normal value (S302). The gate voltage of the IGBT of the arm is set low (S303). Therefore, in the example of FIG. 6, the gate voltage of the IGBT 1 through which the current flows is set to a normal value, and the gate voltage of the IGBT 2 through which no current flows is set to a value lower than the normal value.
  • a set value for example, 0A
  • FIG. 11 shows a processing flowchart in the case of control using the lower arm element current.
  • the lower arm element current is compared with a set value (for example, 0 A) (S401). If the set value exceeds the set value, the gate voltage of the lower arm IGBT is set to the normal value (S402), and the set value is not exceeded.
  • the gate voltage of the IGBT of the arm is set low (S403). Therefore, in the example of FIG. 6, the gate voltage of the IGBT 3 in which no current flows is set to a value lower than normal, and the gate voltage of the IGBT 4 in which current flows is set to a normal value.
  • the loss of the drive circuit 22c can be reduced by setting the gate voltage of the IGBT in which no current flows to a low value.
  • the gate voltage when the surge voltage has a margin, the gate voltage can be set higher than usual to reduce the steady loss, and when the IGBT temperature or the cooling water temperature is low, the element breakdown voltage is reduced. Accordingly, the gate is also set low, but the state where the gate voltage is relatively high is maintained in order to reduce the steady loss, and as a result, the state where the device breakdown voltage is low is maintained for a long time.
  • the gate voltage is set to a lower value to intentionally increase the steady loss, thereby raising the temperature of the IGBT in a short time.
  • FIG. 12 shows a processing flowchart of the present embodiment.
  • the gate voltage calculator 20 compares the IGBT element temperature or the coolant temperature detected by the IGBT temperature detector 14 with a predetermined threshold temperature (S501). When the element temperature or the cooling water temperature is lower than the threshold temperature, the gate voltage is set low and the temperature is raised (S502). This gate voltage is a value lower than the gate voltage set in S104 of FIG. On the other hand, when the element temperature or the cooling water temperature is equal to or higher than the threshold temperature, the normal gate voltage is set (S503). This gate voltage is the gate voltage set in S104 of FIG.
  • FIG. 13 shows a process flowchart in which the processes of the first to third embodiments are combined.
  • the gate voltage calculation unit 20 determines whether the IGBT temperature or the cooling water temperature is lower than a predetermined threshold temperature (S601). If the IGBT temperature or the cooling water temperature is lower than the threshold temperature, the gate voltage is set lower than the normal value, and the temperature is raised by heat generated by steady loss (S602).
  • the IGBT temperature or the cooling water temperature is equal to or higher than the threshold temperature, it is next determined whether or not the load current exceeds a threshold value (for example, 0 A) (S603). If the load current does not exceed the threshold value, the gate voltage of the IGBT in which no current flows is set low in order to reduce the loss of the drive circuit 22c (S604).
  • the gate voltage of the IGBT through which the current flows is set according to the processing of the first embodiment. That is, the surge voltage is calculated (predicted), and it is determined whether or not the difference between the element withstand voltage and the surge voltage exceeds a predetermined threshold (S605).
  • the gate voltage When the difference between the element breakdown voltage and the surge voltage exceeds the threshold value, that is, when the surge voltage has a margin, the gate voltage is set higher than the normal value (S606). If the difference between the element withstand voltage and the surge voltage is equal to or less than the threshold value, that is, if the surge voltage has no margin, the gate voltage is set to a normal value (S607).
  • the switching loss and the steady loss can be reduced, and at a low temperature, the steady loss can be intentionally increased to quickly raise the temperature. Efficient driving is possible, and as a result, fuel efficiency can be improved when mounted on a hybrid vehicle or the like.
  • the gate voltage is lowered based on the IGBT temperature or the cooling water temperature. Instead, it is determined whether or not the surge voltage has a margin. It may be determined whether to increase the gate voltage based on this, and if there is no margin, it may be further determined whether to lower the gate voltage based on the IGBT temperature or the cooling water temperature.
  • the gate voltage is set higher than the normal value Vg0 to Vg1, and then set to Vg2 lower than Vg1 when the IGBT temperature or the cooling water temperature is low. Further, the gate voltage is set to the normal value Vg0 on the assumption that the surge voltage has no margin, and then set to Vg3 lower than Vg0 when the IGBT temperature or the cooling water temperature is low.
  • the first gate voltage is set based on whether or not there is a surplus in the surge voltage, and then the first gate voltage is adjusted to the second gate voltage based on the magnitude of the load current, and further the IGBT temperature or cooling water temperature.
  • the second gate voltage may be adjusted based on the third gate voltage.
  • the first gate voltage is first set to the normal value Vg0 when the surge voltage has no margin, and then the first gate voltage Vg0 is adjusted to set Vg4 lower than Vg0 when the load current is small. For example, when the IGBT temperature or the cooling water temperature is low, Vg5 higher than the second gate voltage Vg4 is set as the third gate voltage.

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Abstract

　半導体スイッチング素子を有するインバータの駆動装置。ゲート電圧算出部（２０）は、インバータの各ＩＧＢＴの温度、電流、直流側電圧に基づいてサージ電圧を算出し、素子耐圧と比較する。ゲート電圧算出部（２０）は、素子耐圧とサージ電圧との差分が所定のしきい電圧を超えており、サージ電圧に余裕があると判定した場合、ゲート電圧制御部（２２）に対して通常値（基準値）よりも高いゲート電圧を指令する。ゲート電圧制御部２２は、基準値よりも高いゲート電圧指令に基づいて各ＩＧＢＴのゲートをスイッチング制御することで、ＩＧＢＴの定常損失を低減する。

Description

インバータの駆動装置
　本発明はインバータの駆動装置に関し、特にサージ電圧の抑制と定常損失（オン損失）の低減に関する。
　ハイブリッド車両や電気自動車等の電動車両のモータは、インバータにより生成された交流電力により駆動される。インバータは、通常、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のパワートランジスタを３アームのブリッジ接続とし、これらのパワートランジスタをゲート制御してスイッチングを行うことで直流電力を交流電力に変換する。
　特許文献１には、ＩＧＢＴの温度を検出し、出力指令電流、バッテリの電圧、及びＩＧＢＴの温度をパラメータとして、ＩＧＢＴに印加されるサージ電圧を含めた電圧がＩＧＢＴの許容耐圧を下回る所定電圧値となるようにゲート抵抗の抵抗値を制御する構成が開示されている。
　また、特許文献２には、ＩＧＢＴの温度、直流側電圧情報に応じてゲート電圧を調整することが開示されており、具体的には素子の冷却水の温度が低く熱的に余裕がある場合にゲート電圧を低く設定してノイズを低減し、インバータの直流側電圧が高い場合にはゲート電圧を高くしてスイッチング損失を低減することが開示されている。
　図１４に、従来技術の構成を示す。モータ駆動用インバータ装置の構成図である。バッテリ１の直流電圧を、インバータ装置２により可変電圧・可変周波数の３相交流電圧に変換し、交流モータ３に供給する。インバータ装置２は、インバータ主回路２１と、電圧平滑用キャパシタ２２、インバータ制御装置２３を有し、インバータ主回路２１は、ＩＧＢＴ２１１を３相ブリッジ結線して構成され、各ＩＧＢＴ２１１は、逆並列ダイオード２１２を備える。インバータ制御装置２３は、ＩＧＢＴ２１１にゲート電圧を与え、これらをオンオフ駆動するゲート駆動回路２３１を有する。また、ゲート駆動回路２３１の出力電圧を調整するために、電圧調整可能なゲート電源回路２３２を設け、その出力電圧はゲート電源電圧制御回路２３３により制御される。ゲート電源電圧制御回路２３３に電圧指令装置２３４から電圧指令が与えられる。電圧指令装置２３４は、インバータ主回路２１の直流電圧を検出する電圧検出器２３５及びＩＧＢＴ２１１またはこれらＩＧＢＴを冷却する冷却水の温度を検出する温度検出器２３８の出力を取得し、電圧指令を決定する。インバータ主回路２１の直流側端子Ｐ，Ｎ間すなわち電圧平滑用キャパシタ２２の電圧を電圧検出器２３５で検出し、この直流電圧が高い場合にスイッチング損失も大きくなるのでゲート電圧を高くして損失を低減する。また、ＩＧＢＴ２１１または冷却水の温度を検出する温度検出器２３８の出力が低く、ＩＧＢＴ２１１の熱的損失に余裕がある場合にはゲート電圧を高くして素子のスイッチングノイズを低減する。
　また、特許文献３には、パワー半導体スイッチング素子の温度を検出し、検出値に基づいてゲート電圧あるいはゲート抵抗を可変させることで素子の損失の温度依存性を低減させることが開示されており、具体的には素子温度が高い場合にゲート電圧を上昇させ、あるいはゲート抵抗を小さくすることが開示されている。
特開２００１－１６９４０７号公報 特開２００７－８９３２５号公報 特開２００７－２５９５７６号公報
　しかしながら、上記従来技術はいずれも、ＩＧＢＴのサージ電圧あるいは定常損失（オン損失）のいずれかを低減させるものにとどまっており、サージ電圧及び定常損失（オン損失）の両方を低減させるに至っていない。特に、車載用インバータでは、その効率が燃費に直結することとなるため、スイッチング時のみならず定常時の損失低減が極めて重要となる。
　本発明の目的は、サージ電圧の抑制と定常損失の低減をともに達成することができるインバータの駆動装置を提供することにある。
　本発明は、半導体スイッチング素子を有するインバータの駆動装置であって、前記半導体スイッチング素子の少なくとも温度、電流、直流側電圧とに基づいてサージ電圧を算出する演算手段と、前記半導体スイッチング素子のゲートにゲート電圧を印加するゲート電圧印加手段であって、算出された前記サージ電圧と前記半導体スイッチング素子の素子耐圧とに基づいて前記ゲート電圧を増減制御するゲート電圧印加手段とを有することを特徴とする。
　本発明において、前記ゲート電圧印加手段は、前記サージ電圧が前記素子耐圧より小さく、かつ、その差分が所定のしきい電圧を超える場合に前記ゲート電圧を所定の基準値よりも高く制御し、その差分が所定のしきい値以下である場合に前記ゲート電圧を前記基準値としてもよい。
　また、本発明において、前記ゲート電圧印加手段は、前記スイッチング素子に流れる電流が所定のしきい電流以下である場合に前記ゲート電圧を前記基準値よりも低く設定してもよい。
　また、本発明において、前記ゲート電圧印加手段は、前記スイッチング素子の温度が所定のしきい温度以下である場合に前記ゲート電圧を前記基準値よりも低くあるいは前記増減制御後のゲート電圧よりもさらに低く設定してもよい。
　本発明によれば、サージ電圧の抑制と定常損失の低減をともに達成することができる。
実施形態の構成図である。 図１のゲート電圧制御部の構成図である。 実施形態の処理フローチャートである。 ターンオン時のゲート電圧とサージ電圧との関係を示すグラフ図である。 ターンオフ時のゲート電圧とサージ電圧との関係を示すグラフ図である。 インバータの電流の流れを示す説明図である。 ゲート電圧制御部の他の構成図である。 他の実施形態の処理フローチャートである。 素子電流の定義を示す説明図である。 他の実施形態の処理フローチャートである。 他の実施形態の処理フローチャートである。 他の実施形態の処理フローチャートである。 他の実施形態の処理フローチャートである。 従来装置の構成図である。
符号の説明
　１０　アクセル開度検出部、１２　直流電圧検出部、１４　ＩＧＢＴ温度検出部、１６　指令電流値出力部、１８　ＩＧＢＴゲートスイッチング部、２０　ゲート電圧算出部、２２　ゲート電圧制御部、２４　回転位置センサ。
　以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。
　＜第１実施形態＞
　図１に、本実施形態におけるインバータ制御回路の構成を示す。インバータ制御回路は、各種センサ、各種センサからのデータに基づきゲート電圧を算出するゲート電圧算出部２０、ゲート電圧算出部２０からの指令に基づきインバータのＩＧＢＴのゲート電圧を制御するゲート電圧制御部２２を有する。
　アクセル開度検出部１０は、ドライバの操作によるアクセルの開度を検出して指令電流値出力部１６に供給する。
　直流電圧検出部１２は、インバータの直流電圧を検出してゲート電圧算出部２０に供給する。
　ＩＧＢＴ温度検出部１４は、ＩＧＢＴの温度あるいはＩＧＢＴの冷却水の温度を検出してゲート電圧算出部２０に供給する。
　指令電流値出力部１６は、アクセル開度検出部１０で検出されたアクセル開度データに基づいて指令電流値を設定してゲート電圧算出部２０及びＩＧＢＴゲートスイッチング部１８に供給する。
　ＩＧＢＴゲートスイッチング部１８は、インバータを構成する各ＩＧＢＴブロックにゲートスイッチング指令を出力し、各ＩＧＢＴブロック内のＩＧＢＴのオン／オフを制御する。ＩＧＢＴブロックは、図１４に示す従来のインバータ主回路２１と同様にＩＧＢＴを３相ブリッジ結線して構成され、各ＩＧＢＴ２１１は、逆並列ダイオード２１２を備える。
　各ＩＧＢＴブロックからはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の駆動電流がモータＭに供給される。なお、モータＭはジェネレータとしても機能するいわゆるモータジェネレータであるが、本実施形態では単にモータＭと称する。モータＭには回転位置を検出する回転位置センサ２４が設けられ、位置検出信号をＩＧＢＴゲートスイッチング部１８に供給する。ＩＧＢＴゲートスイッチング部１８は、指令電流値及び回転位置に基づいて各ＩＧＢＴのオン／オフを制御する。
　ゲート電圧算出部２０は、直流電圧検出部１２からの直流電圧データ、ＩＧＢＴ温度検出部１４からの温度データ、指令電流値出力部１６からの指令電流値、及びＩＧＢＴゲートスイッチング部１８からのゲートスイッチング指令に基づき、ゲート電圧を算出してゲート電圧指令値をゲート電圧制御部２２に供給する。具体的には、ゲート電圧算出部２０は、直流電圧データ、温度データ、指令電流値に基づいてＩＧＢＴのサージ電圧を算出し、このサージ電圧とＩＧＢＴの素子耐圧とを比較し、比較結果に応じてゲート電圧を算出する。ゲート電圧は、通常電圧、通常よりも高い電圧、通常よりも低い電圧の３段階を用意し、これらのいずれかを選択することでゲート電圧を算出する。通常電圧は、基準電圧と言い換えることもできる。基準電圧としての通常電圧は、例えば１５Ｖに設定する。
　ゲート電圧制御部２２は、ゲート電圧算出部２０からのゲート電圧指令値に応じてゲート電圧を３段階のいずれかに調整してＩＧＢＴブロック内の各ＩＧＢＴのゲートに供給する。
　図２に、図１におけるゲート電圧制御部２２の回路構成を示す。ゲート電圧制御部２２は、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の上下アーム毎に設けられる絶縁電源を電源電圧として用いる。
　電圧変換回路２２ｂは、各相の上下アーム毎に設けられる絶縁電源２２ａからの電圧をゲート電圧算出部２０からのゲート電圧指令値に基づき変換してＩＧＢＴ駆動回路２２ｃに供給する。
　ＩＧＢＴ駆動回路２２ｃは、整流回路、キャパシタ及びスイッチング素子を有し、各ＩＧＢＴのゲートに接続される。整流回路は、電圧変換されたゲート電圧をスイッチング素子に供給し、ＩＧＢＴゲートスイッチング部１８からのゲートスイッチング指令に応じてオン／オフするスイッチング素子によりＩＧＢＴのゲートに印加する。
　図３に、本実施形態の処理フローチャートを示す。まず、指令電流値出力部１６でアクセル開度に応じた指令電流値を決定する（Ｓ１０１）。また、インバータの直流電圧、つまりバッテリ電圧とＩＧＢＴ温度をそれぞれ検出部１２、１４で検出する（Ｓ１０２）。そして、ＩＧＢＴ温度、バッテリ電圧、指令電流値に基づいてＩＧＢＴのサージ電圧を算出する（Ｓ１０３）。具体的には、予めＩＧＢＴ温度、バッテリ電圧、指令電流値とサージ電圧との関係を複数の計測点において実測してマップを作成してメモリに格納しておき、このマップを参照することで現在のＩＧＢＴ温度、バッテリ電圧、指令電流値に対応するサージ電圧を読み出すことで算出する。マップ上にない場合は近傍点を用いた補間処理により算出する。
　サージ電圧を算出（予測）した後、このサージ電圧に基づいてゲート電圧を算出する（Ｓ１０４）。具体的には、ＩＧＢＴの素子耐圧とサージ電圧とを大小比較し、サージ電圧に余裕があるか否かに応じてゲート電圧を算出する。一般的に、インバータはゲート電圧を高くするとサージ電圧が増大する。サージ電圧がＩＧＢＴの素子耐圧を超えると破壊に至るので、サージ電圧が素子耐圧以下になるようにゲート抵抗やゲート電圧が設定される。このように、素子耐圧以下となるように設定されるゲート電圧が通常値（基準値）である。
　但し、ゲート抵抗を大きくする、あるいはゲート電圧を低くすると、サージ電圧を抑制することが可能であるものの、同時に定常損失が増大してしまう問題がある。そこで、本実施形態では、素子耐圧に比べてサージ電圧が低い条件を判定し、サージ電圧に十分余裕があると判定される場合のゲート電圧を高くすることで、定常損失を抑制する。もちろん、素子耐圧以下の範囲で高くすることは言うまでもない。素子耐圧をＶｔｈ、素子耐圧以下となるように設定された通常値（基準値）をＶｇ０とすると、サージ電圧に十分余裕がある場合にＶｇ０をＶｇ１まで高くする（Ｖｇ０＜Ｖｇ１≦Ｖｔｈ）。ゲート電圧を高くすることで、インバータのスイッチング損失低減と定常損失低減のいずれも達成することができ、特に、抵抗を単に切り替える構成では得られない定常損失低減効果を得ることができる。
　図４及び図５に、ターンオン時（図４）及びターンオフ時（図５）のサージ電圧の電流依存性を示す。両図において、ゲート電圧が１５Ｖの場合と１８Ｖの場合を比較して示す。
　ターンオン時に着目すると、電流が大きいほどサージ電圧は低く、ゲート電圧が高いほどサージ電圧は増大する。素子耐圧が９５０Ｖの場合、サージ電圧≦素子耐圧となる条件は範囲Ａであり、この範囲においてはゲート電圧を１５Ｖから１８Ｖに増大してもサージ電圧に余裕があるため問題ない。図５についても同様である。サージ電圧に余裕があるか否かは、例えば素子耐圧とサージ電圧との差分を演算し、差分値が所定のしきい値以上であるか否かで判定できる。（素子耐圧－サージ電圧）＞しきい値であればサージ電圧に余裕があるとしてゲート電圧を高くし、（素子耐圧－サージ電圧）≦しきい値であればサージ電圧に余裕がないとして通常（基準値）のゲート電圧をそのまま維持する。
　再び図３に戻り、以上のようにゲート電圧を算出した後にゲート電圧を切替え（Ｓ１０５）、指令電流値に応じてＩＧＢＴをスイッチング制御する（Ｓ１０６）。
　このように、本実施形態では、サージ電圧を算出し、素子耐圧と大小比較することでサージ電圧に余裕があるか否かを判定し、サージ電圧に余裕がある場合にゲート電圧を通常値（基準値）よりも高くすることで定常損失を低減できる。本実施形態では、サージ電圧に余裕がある場合にゲート電圧を通常よりも高い値に切り替えているが、通常値（基準値）よりも高い電圧値は固定値の他、素子耐圧とサージ電圧との差分値に応じて漸次変化する可変値であってもよい。すなわち、サージ電圧に余裕があるほどゲート電圧を高く設定する。
＜第２実施形態＞
　通常、インバータを構成する各相の上下アームのＩＧＢＴの電流は、片側にしか流れない。図６に、インバータを構成する各相の上下アームと電流の流れの一例を示す。図において、上側のアームのＩＧＢＴ１には電流が流れるが、下側のアームのＩＧＢＴ２には電流が流れない。このため、電流が流れていないＩＧＢＴ２の駆動回路２２ｃは無駄な仕事をしていることになる。ＩＧＢＴ３の駆動回路２２ｃについても同様である。
　そこで、本実施形態では、電流が流れていないＩＧＢＴ素子を駆動しているＩＧＢＴ駆動回路２２ｃのゲート電圧を低く設定することで、ＩＧＢＴ駆動回路２２ｃにおける損失を低減する。
　図７に、本実施形態におけるＩＧＢＴ駆動回路２２ｃの構成を示す。図２に示すＩＧＢＴ駆動回路２２ｃと異なるのは、電圧変換回路２２ｂに加え、さらに電圧変換回路２２ｄを有する点である。電圧変換回路２２ｄは、ゲート電圧算出部２０からのゲート電圧指令値に応じてゲート電圧を制御する。具体的には、ゲート電圧を通常電圧と通常よりも低い電圧の２段階で切り替える。なお、図７では電圧変換回路２２ｂ、２２ｄを有しているが、ＩＧＢＴ駆動回路２２ｃにおける損失のみを低減するのであれば電圧変化回路２２ｂは不要である。
　図８に、本実施形態の処理フローチャートを示す。ゲート電圧算出部２０は、負荷電流（モータＭに供給される電流をいい、モータＭに流入する方向を正とする）を設定値（例えば０Ａ）と大小比較する（Ｓ２０１）。そして、設定値を超える場合には、上アームのＩＧＢＴのゲート駆動電圧を通常値に設定するとともに、下アームのＩＧＢＴのゲート駆動電圧を通常よりも低い電圧に設定する（Ｓ２０２）。したがって、図６の例では、電流の流れるＩＧＢＴ１のゲート電圧は通常値に設定されるとともに電流の流れないＩＧＢＴ２のゲート電圧は通常よりも低い値に設定される。一方、設定値を超えない場合には、上アームのＩＧＢＴのゲート駆動電圧を通常よりも低い電圧に設定するとともに、下アームのＩＧＢＴのゲート駆動電圧を通常値に設定する（Ｓ２０３）。したがって、図６の例では、電流の流れないＩＧＢＴ３のゲート電圧は通常よりも低い値に設定されるとともに電流の流れるＩＧＢＴ４のゲート電圧は通常値に設定される。
　なお、上記の例ではモータＭに供給される負荷電流を用いてゲート電圧を制御したが、図９に示すように上アーム素子電流あるいは下アーム素子電流を用いて制御することもできる。図９において、上アームのＩＧＢＴを流れる電流を上アーム素子電流、下アームのＩＧＢＴを流れる電流を下アーム素子電流とし、図中矢印の向きを正と定義する。
　図１０に、上アーム素子電流を用いて制御する場合の処理フローチャートを示す。上アーム素子電流を設定値（例えば０Ａ）と大小比較し（Ｓ３０１）、設定値を超える場合に上アームのＩＧＢＴのゲート電圧を通常値に設定し（Ｓ３０２）、設定値を超えない場合に下アームのＩＧＢＴのゲート電圧を低く設定する（Ｓ３０３）。したがって、図６の例では、電流の流れるＩＧＢＴ１のゲート電圧は通常値に設定されるとともに電流の流れないＩＧＢＴ２のゲート電圧は通常よりも低い値に設定される。
　図１１に、下アーム素子電流を用いて制御する場合の処理フローチャートを示す。下アーム素子電流を設定値（例えば０Ａ）と大小比較し（Ｓ４０１）、設定値を超える場合に下アームのＩＧＢＴのゲート電圧を通常値に設定し（Ｓ４０２）、設定値を超えない場合に上アームのＩＧＢＴのゲート電圧を低く設定する（Ｓ４０３）。したがって、図６の例では、電流の流れないＩＧＢＴ３のゲート電圧は通常よりも低い値に設定されるとともに電流の流れるＩＧＢＴ４のゲート電圧は通常値に設定される。
　このように、電流の流れていないＩＧＢＴのゲート電圧を低く設定することで、駆動回路２２ｃの損失を低減することができる。
＜第３実施形態＞
　第１実施形態では、サージ電圧に余裕がある場合にはゲート電圧を通常よりも高く設定して定常損失を低減でき、ＩＧＢＴ温度あるいは冷却水の温度が低い場合には素子耐圧が低下してこれに応じてゲートも低く設定されるが、定常損失の低減のために相対的にゲート電圧が高い状態が維持され、素子耐圧が低い状態が結果として長時間維持されてしまう。
　そこで、本実施形態では、ＩＧＢＴ温度あるいは冷却水温度が低い場合には、ゲート電圧をより低い値に設定して定常損失を意図的に増大させ、これによりＩＧＢＴを短時間に昇温させる。
　図１２に、本実施形態の処理フローチャートを示す。ゲート電圧算出部２０は、ＩＧＢＴ温度検出部１４で検出したＩＧＢＴの素子温度あるいは冷却水温度を所定のしきい温度と大小比較する（Ｓ５０１）。そして、素子温度あるいは冷却水温度がしきい温度より低い場合にはゲート電圧を低く設定して昇温する（Ｓ５０２）。このゲート電圧は、図３のＳ１０４で設定されるゲート電圧よりも低い値である。一方、素子温度あるいは冷却水温度がしきい温度以上である場合には、通常のゲート電圧に設定する（Ｓ５０３）。このゲート電圧は、図３のＳ１０４で設定されるゲート電圧である。
＜第４実施形態＞
　図１３に、第１～第３実施形態の処理を組み合わせた処理フローチャートを示す。ゲート電圧算出部２０は、ＩＧＢＴ温度あるいは冷却水温度が所定のしきい温度より低いか否かを判定する（Ｓ６０１）。そして、ＩＧＢＴ温度あるいは冷却水温度がしきい温度よりも低い場合には、ゲート電圧を通常値よりも低く設定して定常損失により生じる熱で昇温する（Ｓ６０２）。
　一方、ＩＧＢＴ温度あるいは冷却水温度がしきい温度以上である場合には、次に、負荷電流がしきい値（例えば０Ａ）を超えているか否かを判定する（Ｓ６０３）。そして、負荷電流がしきい値を超えていない場合には、駆動回路２２ｃの損失を低減すべく電流が流れていないＩＧＢＴのゲート電圧を低く設定する（Ｓ６０４）。負荷電流がしきい値を超えている場合には、電流が流れているＩＧＢＴのゲート電圧を第１実施形態の処理に応じて設定する。すなわち、サージ電圧を算出（予測）し、素子耐圧とサージ電圧との差分が所定のしきい値を超えるか否かを判定する（Ｓ６０５）。素子耐圧とサージ電圧との差分がしきい値を超える、つまりサージ電圧に余裕がある場合には通常値よりもゲート電圧を高く設定する（Ｓ６０６）。また、素子耐圧とサージ電圧との差分がしきい値以下である、つまりサージ電圧に余裕がない場合にはゲート電圧を通常値に設定する（Ｓ６０７）。
　本実施形態によれば、ゲート電圧をきめ細かく制御することで、スイッチング損失及び定常損失を低減できるとともに、低温時には意図的に定常損失を増大させて迅速に昇温することが可能であり、インバータの効率的な駆動が可能となり、ひいてはハイブリッド車両等に搭載した場合に燃費を向上させることができる。
　以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではなく、種々の変更が可能である。
　例えば、図１３の処理フローチャートでは、まずＩＧＢＴ温度あるいは冷却水温度に基づいてゲート電圧を低下させるか否かを判定しているが、これに変えて、まずサージ電圧に余裕があるか否かに基づいてゲート電圧を高くするか否かを判定し、余裕がない場合にさらにＩＧＢＴ温度あるいは冷却水温度に基づいてゲート電圧を低下させるか否かを判定してもよい。
　また、まずサージ電圧に余裕があるか否かに基づいてゲート電圧を高くするか否かを判定し、余裕がある場合あるいは余裕がない場合のいずれにおいても次にＩＧＢＴ温度あるいは冷却水温度に基づいてゲート電圧を低下させるか否かを判定してもよい。この場合、サージ電圧に余裕があるとしてゲート電圧を通常値Ｖｇ０よりも高く設定してＶｇ１とし、次にＩＧＢＴ温度あるいは冷却水温度が低い場合にＶｇ１よりも低いＶｇ２に設定する。また、サージ電圧に余裕がないとしてゲート電圧を通常値Ｖｇ０に設定し、次にＩＧＢＴ温度あるいは冷却水温度が低い場合にＶｇ０よりも低いＶｇ３に設定する。
　また、最初にサージ電圧に余裕があるか否かにより第１ゲート電圧を設定し、次に負荷電流の大小により第１ゲート電圧を調整して第２ゲート電圧とし、さらにＩＧＢＴ温度あるいは冷却水温度に基づいて第２ゲート電圧を調整して第３ゲート電圧としてもよい。具体的には、最初にサージ電圧に余裕がない場合に通常値Ｖｇ０として第１ゲート電圧を設定し、次に負荷電流が小さい場合に第１ゲート電圧Ｖｇ０を調整してＶｇ０より低いＶｇ４を第２ゲート電圧とし、さらにＩＧＢＴ温度あるいは冷却水温度が低い場合に第２ゲート電圧Ｖｇ４より高いＶｇ５を第３ゲート電圧とする等である。

Claims (6)

  1. 　半導体スイッチング素子を有するインバータを駆動する駆動装置であって、
    　前記半導体スイッチング素子の少なくとも温度、電流、直流側電圧とに基づいてサージ電圧を算出する演算手段と、
    　前記半導体スイッチング素子のゲートにゲート電圧を印加するゲート電圧印加手段であって、算出された前記サージ電圧と前記半導体スイッチング素子の素子耐圧との比較結果に基づいて前記ゲート電圧を増減制御するゲート電圧印加手段と、
    　を有することを特徴とするインバータの駆動装置。
  2. 　請求項１記載の装置において、
    　前記ゲート電圧印加手段は、前記サージ電圧が前記素子耐圧より小さく、かつ、その差分が所定のしきい電圧を超える場合に前記ゲート電圧を所定の基準値よりも高く制御し、前記サージ電圧が前記素子耐圧より小さく、かつ、その差分が所定のしきい値以下である場合に前記ゲート電圧を前記基準値とすることを特徴とするインバータの駆動装置。
  3. 　請求項１記載の装置において、
    　前記ゲート電圧印加手段は、前記スイッチング素子に流れる電流が所定のしきい電流以下である場合に前記ゲート電圧を前記基準値よりも低く設定することを特徴とするインバータの駆動装置。
  4. 　請求項１記載の装置において、
    　前記ゲート電圧印加手段は、前記スイッチング素子の温度が所定のしきい温度以下である場合に前記ゲート電圧を前記基準値よりも低くあるいは前記増減制御後のゲート電圧よりもさらに低く設定することを特徴とするインバータの駆動装置。
  5. 　請求項１記載の装置において、
    　前記ゲート電圧印加手段は、
    　前記半導体スイッチング素子毎に設けられた絶縁電源と、
    　前記絶縁電源からの電圧を前記サージ電圧と前記半導体スイッチング素子の素子耐圧とに基づいて増減する電圧変換手段と、
    　前記電圧変換手段と前記半導体スイッチング素子との間に設けられ、前記電圧変換手段から出力された電圧を所定のスイッチング指令に応じて開閉することで前記半導体スイッチング素子の前記ゲートに印加するスイッチ手段と、
    　を有することを特徴とするインバータの駆動装置。
  6. 　半導体スイッチング素子を有するインバータを駆動する駆動装置であって、
    　前記半導体スイッチング素子の予測されるサージ電圧と素子耐圧に基づいて、前記半導体スイッチング素子のゲート電圧を可変制御する制御手段
    　を有することを特徴とするインバータの駆動装置。
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