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WO2007063766A1 - 電動機の制御装置 - Google Patents

電動機の制御装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2007063766A1
WO2007063766A1 PCT/JP2006/323404 JP2006323404W WO2007063766A1 WO 2007063766 A1 WO2007063766 A1 WO 2007063766A1 JP 2006323404 W JP2006323404 W JP 2006323404W WO 2007063766 A1 WO2007063766 A1 WO 2007063766A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
command
voltage
ref
current
axis
Prior art date
Application number
PCT/JP2006/323404
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Masanobu Inazumi
Original Assignee
Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki filed Critical Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki
Publication of WO2007063766A1 publication Critical patent/WO2007063766A1/ja

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/14—Estimation or adaptation of motor parameters, e.g. rotor time constant, flux, speed, current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/047—V/F converter, wherein the voltage is controlled proportionally with the frequency

Definitions

  • the present invention relates to a control device using a vZf-constant method for efficiently controlling a reactive current of an electric motor by using an inverter circuit.
  • vZf control system for controlling the voltage applied to the electric motor and the frequency approximately in proportion.
  • a method of adjusting the voltage output to the motor according to the current detected by the stator of the motor has been proposed for the purpose of preventing turbulence during driving and saving energy.
  • Patent Document 1 (hereinafter referred to as Conventional Technology 1) that adjusts the voltage according to the detected current will be described below.
  • FIG. 3 is a configuration diagram of Patent Document 1.
  • the voltage command adjustment means surrounded by the broken line calculates the correction amount ⁇ * of the voltage command V * to be given to the PWM control means 5.
  • This correction amount ⁇ * is added to the output signal of the fZV conversion means to generate a new voltage command V *.
  • the currents iu and iw flowing through the stator windings of the motor are converted into two-phase currents ia and ij8 by the three-phase Z2-phase conversion means.
  • These currents ia and ij8 are input to the coordinate conversion means and converted into a current component (reactive current component) orthogonal to the voltage vector V * and a current component i ⁇ parallel to the voltage vector V *.
  • the product of the voltage command V * and iy is calculated by the multiplying means, and ⁇ ⁇ ⁇ is divided by the dividing means by the angular frequency ⁇ , which is the output of the converting means, to obtain v ⁇ iy / ⁇ .
  • This ⁇ * ⁇ i ⁇ ⁇ ⁇ is input to the calorie calculating means with the code shown in the figure. If the difference between V ' ⁇ and L'f is obtained by adding means, ⁇ ' id is obtained, and k 'id proportional to only the d-axis current id is calculated (because ⁇ is a constant, it is replaced with proportional coefficient k) Is done.
  • This k'id is input to the adjusting means, and ⁇ , which is the correction amount of the voltage command V *, is generated.
  • the correction amount ⁇ is negatively affected by the addition means with respect to the original voltage command V *.
  • the output signal of the adding means is input to the PWM control means 5 as a corrected voltage command v *.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of Patent Document 1.
  • a speed command ⁇ —ref is input to the FV converter, and the FV converter outputs a voltage command E—ref.
  • the speed command ⁇ _ref is input to the integrator, and the position command ⁇ _ref is output.
  • the armature currents Iu and Iw of the synchronous motor are input to the current coordinate converter and output the ⁇ -axis current I ⁇ obtained by coordinate conversion to the axis advanced 90 degrees from the position command ⁇ -ref.
  • LPF-out is output by passing the ⁇ -axis current I ⁇ through a low-pass filter.
  • the voltage corrector performs proportional control and outputs a voltage correction amount ⁇ VI.
  • HPF-out is output by passing I ⁇ through a high-pass filter.
  • the voltage corrector performs proportional control and outputs a voltage correction amount ⁇ VI.
  • the voltage correction amount ⁇ VI and AV2 are added to the voltage command E-ref, and the corrected voltage command V-ref and position command ⁇ -ref are input to the inverter circuit to execute ignition.
  • Such a configuration can reduce turbulence and oscillation during driving.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 2000-232800 (Fig. 1)
  • Patent Document 2 JP-A-2005-151610 (Fig. 1)
  • the conventional technique 1 energy efficiency is improved because reactive power is adjusted.
  • a motor constant is necessary for the calculation, it is necessary to grasp the motor constant in advance, and there is an error in the motor constant. In some cases, energy efficiency is poor and robustness is poor.
  • the conventional technique 2 has a problem that it does not improve the energy efficiency because it is a function for suppressing the turbulence and oscillation during driving and stabilizing the control system. In this way, when the motor is driven by speed sensorless with a control method (open loop) that keeps VZF constant, unlike the vector control method (closed loop), accurate torque is distributed. Since there was no power, there was a problem that the efficiency of the motor deteriorated by applying more voltage than necessary to prevent the stepping out of the synchronous speed force.
  • the present invention has been made in view of such problems, and by adjusting the gain of the proportional differential controller based on current feedback on-line with the electric constants and mechanical constants of the motor, VZF can be kept constant. It is an object of the present invention to provide a motor control device that improves energy efficiency and robustness even with the speed sensorless control method.
  • the present invention provides an inverter circuit that inputs a speed command (co ref).
  • a voltage command adjustment unit (15) that outputs a command voltage (V *) to (2), an integrator (4) that integrates the speed command to generate a position command ( ⁇ ref), and the inverter circuit (2 ) Input the stator current for at least two phases of the three-phase current supplied to the motor (3) and the position command ( ⁇ ref), and the stator current for the two phases is ⁇ in the same phase as the position command.
  • a current coordinate converter (5) that converts coordinates to the ⁇ -axis current (I ⁇ ) 90 degrees ahead of the axis current (I ⁇ ) and the position command, the command voltage (V *), and the position command ( ⁇ ref ) As an input, and the inverter circuit (2) for applying a voltage to the motor (3).
  • a ⁇ -axis current command device (10) that gives a current command on the ⁇ -axis in phase with the position command value ( ⁇ ref), the ⁇ -axis current command (I y ref), and the ⁇ -axis current (I ⁇ ) And a subtractor (14) for outputting the deviation to the voltage command adjustment unit (15).
  • the voltage command adjustment unit receives the speed command ( ⁇ ref) and receives an induced voltage command ( ⁇ ref) proportional to the frequency of the speed command ( ⁇ ref). Eref) to obtain FV change (1), and the integral deviation or proportional integral control is performed with the deviation between the ⁇ -axis current command (I y ref) and the ⁇ -axis current (I y) as input, and the voltage correction amount
  • the command voltage (V *) is used as the ⁇ -axis voltage command (V ⁇ ref) which is the output of the adder (12).
  • the voltage command adjustment unit (15) is characterized in that the speed indicator Command ( ⁇ ref) is input to obtain the induced voltage command (Eref) proportional to the frequency of the speed command ( ⁇ ref), FV change (1), the ⁇ -axis current command (I y ref) and the ⁇ -axis current Integral control or proportional-integral control is performed using the deviation from (I y) as an input, and the voltage corrector (11) for obtaining the voltage correction amount ( ⁇ V) and the voltage correction amount ( ⁇ V) are input.
  • the FV corrector (13) adjusts the proportional gain of the FV converter (1) so that the voltage correction amount ( ⁇ ) becomes zero, and the command voltage (V *) is adjusted for the proportional gain.
  • an induced voltage command (Eref) that is the output of the FV converter (1) is used.
  • the invention according to claim 2 or 3 is characterized in that the deviation is output to the voltage corrector (11) after passing through the low-pass filter (8).
  • V5 R -IS +-L -lY + E (!)
  • V ⁇ ⁇ -axis voltage
  • I ⁇ ⁇ -axis current
  • ⁇ ⁇ -axis current
  • ⁇ Rotational speed
  • Equation (1) is an ideal state, but when the disturbance load state is unknown, a voltage error ⁇ occurs between the voltage command V * given to the inverter and the ideal voltage Vq, and Equation (1) Becomes equation (2)
  • the FV change is performed by converting the voltage command into a voltage command proportional to the speed command. Therefore, even if the FV change proportional gain is adjusted according to The effect is obtained.
  • ⁇ I ⁇ can be obtained from a deviation between a ⁇ -axis current command I y * and a ⁇ -axis current I ⁇ obtained by converting the motor current into ⁇ ⁇ coordinates.
  • VZF is made constant by adjusting the output voltage in accordance with the integral value of the deviation between the ⁇ -axis current command and the ⁇ -axis current. Even with the speed sensorless control method, energy efficient drive and robustness can be improved.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor control device according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram of a motor control apparatus according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a block diagram of a motor control device according to prior art 2.
  • FIG. 6 shows a modification of the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 shows the relationship between the control coordinates ⁇ - ⁇ axes of the present invention and the actual rotor coordinates d-q axes.
  • the ideal state of motor control is that the angle ⁇ e between the ⁇ axis and the d axis is zero.
  • the d-q axis is defined as the orthogonal coordinates where the magnetic pole direction of the rotor is the d-axis, and the axis advanced 90 degrees from the d-axis is the q-axis.
  • the method of the present invention does not require a means for measuring the magnetic pole position such as a position detector, and the magnetic pole position of the rotor, that is, the dq axis cannot be detected.
  • Permanent magnet type synchronous motors are classified into a type in which a permanent magnet is attached to the rotor surface and a type in which a permanent magnet is embedded in the rotor core (called a spear motor). The present invention is applicable to both types.
  • ⁇ is the interior chaper of Interior Permanent Magnet.
  • FIG. 1 is a block diagram of a motor control device according to a first embodiment of the present invention.
  • coref is the speed command
  • 1 is the FV converter
  • 2 is the inverter circuit
  • 3 is the synchronous motor
  • 4 is the integrator
  • 5 is the current coordinate change ⁇
  • 10 is the current commander
  • 11 is the voltage corrector
  • 12 is an adder
  • 14 is a subtractor
  • 15 is a voltage command adjusting unit
  • 16 is a motor control device.
  • the voltage command adjustment unit 15 is composed of FV transformation 1, a voltage corrector 11 and an adder 12, and outputs a command voltage V * to the inverter circuit 2.
  • the current coordinate converter 5 converts the stator current for two phases into a ⁇ -axis current component having the same phase as the position command value and a ⁇ -axis current component advanced 90 degrees from the position command value.
  • the speed command coref is input to the FV converter 1 and the integrator 4, and the voltage command Eref which is the output of the FV change 1 is input to the adder 12.
  • the adder 12 adds the voltage command Eref and the voltage correction amount ⁇ output from the voltage compensator 11 and outputs the ⁇ -axis voltage command V ⁇ ref to the W converter circuit 2.
  • the integrator 4 integrates the speed command coref to obtain the phase command ⁇ ref and outputs the phase command ⁇ ref to the inverter circuit 2 and the current coordinate converter 5.
  • the inverter circuit 2 applies a voltage to the synchronous motor 3 based on the voltage command Eref and the phase command ⁇ ref.
  • the current coordinate converter 5 inputs the current (Iu, Iw) of the inverter circuit 2 and the phase command ⁇ ref and outputs the ⁇ -axis current I ⁇ to the subtractor 14.
  • the subtracter 14 subtracts the ⁇ -axis current command I ⁇ ref output from the current command device 10 and the ⁇ -axis current output from the current coordinate transformation 5, and outputs the subtracted signal to the voltage compensator 11.
  • the speed command co ref is input to the FV converter 1
  • the FV converter 1 outputs the voltage command Eref to the adder 12.
  • the speed command co ref is input to the integrator 4, and the position command ⁇ ref is output to the inverter circuit 2 and the current coordinate variable 5.
  • the armature currents Iu and Iw of the synchronous motor 3 are output by the current command converter 10 and the ⁇ -axis current I ⁇ obtained by converting the coordinates to the same phase as the position command ⁇ ref by the current coordinate converter 5
  • the deviation of the ⁇ -axis current command ⁇ ⁇ ref is obtained by the subtractor 14, and the obtained deviation is input to the voltage compensator 11.
  • the voltage compensator 11 performs integral control or proportional integral control! Output to adder 12.
  • the efficiency of the motor 3 can be determined from the deviation between the ⁇ -axis current I ⁇ on the ⁇ - ⁇ axis and the ⁇ -axis current command I ⁇ ref, so that the ⁇ axis current I ⁇ and the ⁇ axis current command I ⁇
  • the motor 3 can be driven efficiently.
  • FIG. 6 shows a modification of the first embodiment.
  • Fig. 6 differs from Fig. 1 only in that it has a low-pass filter 8.
  • the low-pass filter 8 By passing the deviation between the y-axis current command (I y ref) and the ⁇ -axis current (I ⁇ ) through the low-pass filter and outputting it to the voltage corrector (11), the high-frequency component can be removed, and the operation of the controller Can be stabilized.
  • FIG. 2 is a block diagram of a motor control device according to the second embodiment of the present invention.
  • 13 is an FV corrector.
  • the voltage command adjustment unit 15 includes an FV converter 1, a voltage corrector 11, and an FV corrector 13.
  • the same names as those in Fig. 1 are assigned the same reference numerals, and duplicate descriptions are omitted.
  • FIG. 2 is different from FIG. 1 in the internal configuration of the voltage command adjustment unit 15. That is, the adder 12 in FIG. 1 is removed and an FV corrector 13 is added.
  • the other parts are the same as in Figure 1.
  • the speed command ⁇ ref is input to the FV converter 1, and the FV converter 1 ef is output to inverter circuit 2.
  • the speed command coref is input to the integrator 4 and the position command ⁇ ref is output to the inverter circuit 2 and the current coordinate transformation 5 respectively.
  • the armature currents Iu and Iw of the synchronous motor are the ⁇ -axis current I ⁇ and the output of the current command unit 6 obtained by performing coordinate transformation in the same phase as the position command ⁇ r ef by the current coordinate converter 5 Using the deviation of the ⁇ -axis current command ref as an input, the voltage corrector 11 performs integral control or proportional integral control, and outputs the voltage correction amount ⁇ to the FV corrector 13.
  • the FV corrector 13 adjusts the proportional gain of the FV converter 1 so that the voltage correction amount ⁇ becomes zero.
  • the FV corrector 13 performs proportional control for converting the output ⁇ of the voltage corrector 11 into an induced voltage constant correction amount.
  • the induced voltage command Eref and the phase command ⁇ ref which are the outputs of the FV converter 1 are input to the inverter circuit 2 and fired.
  • the efficiency of the motor 3 can be determined from the deviation between the ⁇ -axis current I ⁇ on the ⁇ - ⁇ axis and the ⁇ -axis current command I ⁇ ref.
  • the proportional gain of the FV converter so that the integral value of the deviation is zero, the motor 3 can be driven efficiently.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

　Ｖ／Ｆを一定とする速度センサレス制御方式であっても省エネ駆動とロバスト性を向上させる電動機の制御装置を提供する。 　速度指令(ωｒｅｆ)を入力してインバータ回路(2)へ指令電圧(Ｖ＊)を出力する電圧指令調整部(15)と、速度指令を積分し位置指令(θｒｅｆ)を生成する積分器(4)と、インバータ回路(2)から電動機(3)へ供給される３相電流のうち少なくとも２相分のステータ電流と位置指令(θｒｅｆ)とを入力し２相分のステータ電流を位置指令と同位相のγ軸電流(Ｉγ)と位置指令より９０度進んだδ軸電流(Ｉδ)に座標変換する電流座標変換器(5)と、指令電圧(Ｖ＊)と位置指令(θｒｅｆ)を入力として電動機(3)へ電圧を印加するインバータ回路(2)とを備えた電動機の制御装置において、位置指令値(θｒｅｆ)と同位相のγ軸上の電流指令を与えるγ軸電流指令器(10)と、γ軸電流指令(Iγｒｅｆ)とγ軸電流(Ｉγ)との偏差を電圧指令調整部(15)へ出力する減算器(14)とを備えた。

Description

明 細 書
電動機の制御装置
技術分野
[0001] 本発明は、インバータ回路を用いて電動機の無効電流を制御し効率よく駆動する ための vZf—定方式による制御装置に関する。
背景技術
[0002] 従来、電動機の速度センサレス駆動方式の一つとして、電動機に印加する電圧と 周波数とをほぼ比例させて制御する vZf制御方式がある。 vZf制御にぉ 、ては駆 動中の乱調防止や省エネを目的として、電動機のステータカ 検出した電流に応じ て電動機に出力する電圧を調整する方式が提案されている。
[0003] 以下、検出した電流に応じて電圧を調整する方式の特許文献 1 (以下、従来技術 1 という）について説明する。図 3は特許文献 1の構成図である。破線によって囲んだ電 圧指令調整手段により、周波数指令 f*、電動機の電流 iu、 iw及び電圧指令 V*に基づ いて、 PWM制御手段 5に与える電圧指令 V*の補正量 Δν*を演算し、この補正量 Δν* を fZV変換手段の出力信号に加えて新たな電圧指令 V*を生成するようにした。また 、電動機の固定子卷線に流れる電流 iu、 iwは 3相 Z2相変換手段により 2相電流 ia 、 ij8に変換される。これらの電流 ia、 ij8は座標変換手段に入力され、電圧ベクトル V*に直交する電流成分 (無効電流成分) と電圧ベクトル V*に平行な電流成分 i δと に変換される。電圧指令調整手段内の I2演算手段は I2=iy2+i52の演算式に従つ て電流の大きさの 2乗値を求め、次の乗算手段により固定子卷線のインダクタンス L を乗算して L'fを求める。この L'l2は、加算手段に入力される。一方、電圧指令 V*と i yとの積が乗算手段により算出され、この ν ·ίγを変換手段の出力である角周波数 ωにより除算手段で除算して、 v -iy/ωが求められる。この ν* · i γ Ζ ωは、前記カロ 算手段に図示の符号で入力される。加算手段により V 'ίγΖωと L'fとの差を取れ ば、 Φ 'idが求められ、 d軸電流 idのみに比例する k' id (Φは定数なので、比例係数 k と置換えた)が算出される。この k'idは調節手段に入力され、電圧指令 V*の補正量で ある Δνが生成される。補正量 Δνは加算手段によりもとの電圧指令 V*に対して負帰 還され、加算手段の出力信号が補正後の電圧指令 v*として PWM制御手段 5に入力 される。このような構成により、例えば負荷が軽くなつて電動機への印加電圧が過大 になったときには、補正量 Δνが電圧指令 V*を小さくするように作用することになり、 従来の VZf—定制御に比べて損失の低減を図ることができる。
[0004] 次に検出した電流に応じて電圧を調整する方式の特許文献 2 (以下、従来技術 2と いう）について説明する。図 4は特許文献 1の構成図において、速度指令 ω— refが F V変換器に入力され、 FV変換器は電圧指令 E— refを出力する。また、速度指令 ω _refは積分器に入力され、位置指令 Θ _refを出力する。一方、同期電動機の電機 子電流 Iu、 Iwは電流座標変換器に入力され位置指令 Θ—refから 90度進んだ軸に 座標変換して得られる δ軸電流 I δを出力する。そこで δ軸電流 I δをローパスフィル タに通すことにより、 LPF— outが出力される。 LPF— outを入力として、電圧補正器 は比例制御を行い、電圧補正量 Δ VIを出力する。また、 I δをハイパスフィルタに通 すことにより、 HPF— outが出力される。 HPF— outを入力として、電圧補正器は比 例制御を行い、電圧補正量 Δ VIを出力する。この電圧補正量 Δ VIと AV2とを前記 電圧指令 E— refに加え補正後の電圧指令 V— refと位置指令 Θ—refをインバータ 回路に入力し、点弧が実施される。このような構成により、駆動中の乱調や発振を軽 減することができる。
特許文献 1：特開 2000— 232800号公報（図 1)
特許文献 2：特開 2005— 151610号公報（図 1 )
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] し力しながら、従来技術 1では無効電力を調整するためエネルギー効率は良くなる が演算にモータ定数が必要なため、事前にモータ定数を把握する必要があり、モー タ定数に誤差がある場合エネルギー効率が悪ィ匕しロバスト性が悪いという問題があつ た。また、従来技術 2においては駆動中の乱調や発振を抑え制御系を安定にするた めの機能であるため、エネルギー効率の改善にはならないという問題があった。 このように VZFを一定とする制御方式 (オープンループ)で電動機を速度センサレ スで駆動する場合、ベクトル制御方式 (クローズドループ）と違って正確なトルクが分 力もないため、同期速度力もの脱調を防ぐために必要以上の電圧を印加し電動機の 効率を悪化させるという問題があった。
[0006] そこで、本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、電流フィードバック による比例微分制御器のゲインをモータの電気定数や機械定数によってオンライン で調整することにより、 VZFを一定とする速度センサレス制御方式であってもェネル ギー効率のよい省エネ駆動とロバスト性を向上させる電動機の制御装置を提供する ことを目的とする。
課題を解決するための手段
[0007] 上記問題を解決するため本発明は、速度指令（ co ref)を入力してインバータ回路
(2)へ指令電圧 (V*)を出力する電圧指令調整部（15)と、前記速度指令を積分し位 置指令（ Θ ref)を生成する積分器 (4)と、前記インバータ回路 (2)から電動機 (3)へ 供給される 3相電流のうち少なくとも 2相分のステータ電流と前記位置指令（ Θ ref)と を入力し前記 2相分のステータ電流を前記位置指令と同位相の γ軸電流 (I γ )と前 記位置指令より 90度進んだ δ軸電流 (I δ )に座標変換する電流座標変換器 (5)と、 前記指令電圧 (V*)と前記位置指令（ Θ ref)を入力として前記電動機 (3)へ電圧を 印加する前記インバータ回路（2)とを備えた電動機の制御装置において、
前記位置指令値（ Θ ref)と同位相の γ軸上の電流指令を与える γ軸電流指令器 ( 10)と、前記 γ軸電流指令 (I y ref)と前記 γ軸電流 (I Ύ )との偏差を前記電圧指令 調整部（15)へ出力する減算器（14)とを備えたことを特徴とするものである。
[0008] また、請求項 1記載の発明において、前記電圧指令調整部（15)は、前記速度指 令（ ω ref)を入力し前記速度指令（ ω ref)の周波数に比例した誘起電圧指令 (Eref) を求める FV変 (1)と、前記 γ軸電流指令 (I y ref)と前記 γ軸電流 (I y )との前 記偏差を入力として積分制御または比例積分制御を行 、電圧補正量（ Δ V)を求め る電圧補正器 ( 11)と、前記誘起電圧指令 (Eref)と前記電圧補正量（ Δ V)とを加算 し δ軸電圧指令 (V δ ref)を求める加算器（12)とからなり、
前記指令電圧 (V*)を前記加算器（12)出力である前記 δ軸電圧指令 (V δ ref)と したことを特徴とするものである。
また、請求項 1記載の発明において、前記電圧指令調整部（15)は、前記速度指 令（ ω ref)を入力し前記速度指令（ ω ref)の周波数に比例した誘起電圧指令 (Eref) を求める FV変 (1)と、前記 γ軸電流指令 (I y ref)と前記 γ軸電流 (I y )との前 記偏差を入力として積分制御または比例積分制御を行 、電圧補正量（ Δ V)を求め る電圧補正器（11)と、前記電圧補正量（ Δ V)を入力し前記電圧補正量（ Δν)が零 になるように前記 FV変換器（1)の比例ゲインを調整する FV補正器（13)とからなり、 前記指令電圧 (V*)を前記比例ゲインを調整された前記 FV変換器（1)出力である 誘起電圧指令 (Eref)としたことを特徴とするものである。
また、請求項 2または 3記載の発明において、前記偏差をローパスフィルタ（8)通過 後に前記電圧補正器 ( 11)へ出力することを特徴とするものである。
[0009] 以下、本発明の原理について説明する。モータに流れる電圧と電流を回転座標系 γ δ座標上で考える。ここで γ軸とは位相指令と同位相のベクトル、 δ軸とは位相指 令から 90度進んだベクトルである。すると δ軸上のモータの電圧と電流の関係は式（ 1)となる。
[0010] [数 1]
V5 = R -IS + - L -lY + E (!)
V δ： δ軸電圧、 I δ： δ軸電流、 Ιγ： γ軸電流、 ω：回転速度
Ε:誘起電圧、 R:モータ抵抗、 L:モータインダクタンス
式 (1)は理想的な状態であるが、外乱負荷の状態が不明な場合はインバータに与え た電圧指令 V*と理想的な電圧 Vqとの間に電圧誤差 Δνが生じ、式 (1)は式 (2)となる
[0011] [数 2]
VS + LV =R-{ld + ΚΙδ) + {ω + Αω)·∑· (ΐγ + Μγ) + (Ε + ΑΕ) (2)
AV:電圧誤差、 Δΐδ： δ軸電流誤差、 Δΐγ : γ軸電流誤差
Δ ω：速度誤差、 ΔΕ:誘起電圧誤差、 L:モータインダクタンス
I δは外乱トルクに比例する量なので外乱負荷が変動しない限り一定である。また、 ωと Εも速度が変動しない限り一定なので、 ΔΙ δ = Δ ω = ΔΕ = 0である。このことを 式 (2)に代入すると式 (3)となる。 [0012] [数 3]
VS + KV = R - Ιδ + ω■ L - {ly + Μγ) + E (3) 式 (3)より電圧誤差 Δνは Δ ΐ γで消費されることがわかり、 Δ ΐ γく 0の時は電圧誤 差 Δνく 0なので、インバータに与える電圧指令を Δ ΐ γ =0となるまで増やすことに より電圧不足による脱調を防止できる。また、 Δ ΐ γ >0の時は電圧誤差 Δν>0なの で、インバータに与える電圧を Δ ΐ γ =0となるまで減らすことにより余剰な電圧をおさ え効率よく駆動することができる。
[0013] さらに VZf制御の場合では電圧指令を速度指令に比例した電圧指令に変換する FV変 カゝら演算しているので、 Δ ΐ γに応じて FV変 の比例ゲインを調整して も同等の効果が得られる。
[0014] また、 Δ I γは γ軸電流指令 I y *とモータ電流を γ δ座標変換した γ軸電流 I γと の偏差より求めることができる。
発明の効果
[0015] 以上述べたように、本発明の電動機の制御装置によれば、 γ軸電流指令と γ軸電 流の偏差の積分値に応じて出力電圧を調整することによって、 VZFを一定とする速 度センサレス制御方式であってもエネルギー効率のよい省エネ駆動とロバスト性を向 上させることができる。
図面の簡単な説明
[0016] [図 1]本発明の第 1の実施例の電動機の制御装置のブロック線図
[図 2]本発明の第 2の実施例の電動機の制御装置のブロック線図
[図 3]従来技術 1に係る電動機の制御装置のブロック線図
[図 4]従来技術 2に係る電動機の制御装置のブロック線図
[図 5]本発明の制御座標 γ— δ軸と実際の回転子座標 d— q軸との関係図
[図 6]本発明の第 1の実施例の変形例
符号の説明
[0017] 1 FV変
2 インバータ回路 3 同期電動機
4 積分器
5 電流座標変換器
6、 7、 11 電圧補正器
8 ローパスフィルタ
9 ハイパスフィルタ
10 電流指令器
12 加算器
13 FV補正器
14 減算器
15 電圧指令調整部
16 電動機制御装置
V* 指令電圧
coref 速度指令
Eref 電圧指令
0 ref 位置指令
発明の実施するための最良の形態
以下、本発明の第 1の実施の形態について図 1に基づいて説明する。図 5は本発 明の制御座標 γ— δ軸と実際の回転子座標 d— q軸との関係を示す図である。電動 機制御の理想状態は γ軸と d軸とのなす角度 Θ eは零となる。永久磁石形同期電動 機における回転子の磁極方向を d軸とし、更に d軸から 90度進んだ軸を q軸とした直 交座標を d— q軸とする。また、本発明方式では位置検出器といった磁極位置を測定 する手段を要しておらず、回転子の磁極位置、つまり d— q軸の検出は不可能なので 、位相指令 Θ ref上の軸を γ軸とし、更に γ軸から 90度進んだ軸を δ軸とした直交 座標系 Ί - δ軸を設定し、制御は γ - δ軸上で行なう。また永久磁石形同期電動機 は回転子表面に永久磁石を取り付ける種類と、回転子鉄心内部に永久磁石を埋め 込んだ種類 (ΙΡΜモータと称される）がある。本発明は両方どちらの種類にも適用で きる。なお、 ΙΡΜは Interior Permanent Magnetのィ-シャノレである。 VZF制御で駆動を開始すると、インバータ回路力 電圧が供給され、永久磁石形 同期電動機の固定子に電機子電流 Iが発生する。その時の磁束の大きさを Φとし、 電機子電流の大きさを Iとし、 y - δ軸上の電流ベクトル位相を Θ iとし、制御軸 γ軸と 磁極位置 d軸との位相差を Θ eとすると、同期電動機には Φ * I * sin ( Θ e+ Θ i)のトル クが発生し、同期電動機は回転する。ここで位相差 Θ eが微小であると仮定すると Φ * I * sin ( Θ e+ Θ i) = Φ * I δ
となり、磁束の大きさ Φは同期電動機によって一定であるため、同期電動機のトルク は δ軸電流に比例している。
実施例 1
図 1は本発明の第 1の実施の形態に係る電動機の制御装置のブロック線図である。 図 1において、 corefは速度指令、 1は FV変換器、 2はインバータ回路、 3は同期電動 機、 4は積分器、 5は電流座標変^^、 10は電流指令器、 11は電圧補正器、 12は 加算器、 14は減算器、 15は電圧指令調整部、 16は電動機制御装置である。電圧指 令調整部 15は FV変翻 1と電圧補正器 11と加算器 12から構成され、インバータ回 路 2へ指令電圧 V*を出力する。ここで、電流座標変換器 5は 2相分のステータ電流を 位置指令値と同位相の γ軸電流成分と位置指令値より 90度進んだ δ軸電流成分に 座標変換するものである。
次に図 1の構成を説明する。速度指令 corefは FV変換器 1と積分器 4へ入力され、 FV変 1の出力である電圧指令 Erefは加算器 12へ入力される。加算器 12は電 圧指令 Erefと電圧補償器 11の出力である電圧補正量 Δνとを加算 Wンバータ回 路 2へ δ軸電圧指令 V δ refを出力する。積分器 4は速度指令 corefを積分して位相 指令 Θ refを求め、インバータ回路 2と電流座標変換器 5へ位相指令 Θ refを出力す る。インバータ回路 2は電圧指令 Erefと位相指令 Θ refとに基づいて同期電動機 3へ 電圧を印加する。
電流座標変換器 5はインバータ回路 2の電流 (Iu、 Iw)と位相指令 Θ refとを入力し 減算器 14へ γ軸電流 I γを出力する。減算器 14は電流指令器 10から出力される γ 軸電流指令 I γ refと電流座標変 5から出力される γ軸電流とを減算し、その減算 した信号を電圧補償器 11へ出力する。 次に図 1の動作を説明する。図 1において速度指令 co refが FV変換器 1に入力され 、 FV変換器 1は電圧指令 Erefを加算器 12へ出力する。また、速度指令 co refは積分 器 4に入力され、位置指令 Θ refをインバータ回路 2と電流座標変 5へ出力する。
[0020] 一方、同期電動機 3の電機子電流 Iu、 Iwを電流座標変換器 5によって位置指令 Θ refと同位相に座標変換して得られる γ軸電流 I γと電流指令器 10の出力である γ 軸電流指令 Ι τ refの偏差を減算器 14により求め、求めた偏差を電圧補償器 11へ入 力し、電圧補正器 11は積分制御または比例積分制御を行!、電圧補正量 Δ Vを加算 器 12へ出力する。そして、前記電圧補正量 Δ νと前記電圧指令 Erefとの和を加算 器 12より求め、その出力である δ軸電圧指令 V δ refと前記位相指令 Θ refをインバ ータ回路 2に入力し、インバータ回路 2で IGBT等で構成される主回路スイッチング素 子が点弧される。
[0021] このように、電動機 3の効率は、 γ - δ軸上の γ軸電流 I γと γ軸電流指令 I γ refの 偏差より判別できることから、 Ύ軸電流 I Ύと Ύ軸電流指令 I Ύ refの偏差の積分値を誘 起電圧指令 Erefに電圧補正量 Δ νとして加算することにより、電動機 3は効率よく駆 動することができる。
図 6は第 1の実施例の変形例である。図 6が図 1と異なる部分はローパスフィルタ 8を 備えた部分だけである。 y軸電流指令 (I y ref)と γ軸電流 (I γ )との偏差をローパス フィルタに通過した後に電圧補正器（ 11 )へ出力することにより高周波成分を除去で き、更に制御装置の動作を安定させることができる。
実施例 2
[0022] 以下、本発明の第 2の実施の形態について図 2に基づいて説明する。
図 2は本発明の第 2の実施の形態に係る電動機の制御装置のブロック線図である。 図 2において、 13は FV補正器である。電圧指令調整部 15は FV変換器 1と電圧補 正器 11と FV補正器 13から構成される。図 1と同一名称には同一符号を付け重複説 明を省略する。図 2が図 1と異なる部分は、電圧指令調整部 15の内部構成である。 すなわち図 1中の加算器 12を除去し、 FV補正器 13を追加した部分である。その他 の部分は図 1と同一である。
図 2にお 、て速度指令 ω refが FV変換器 1に入力され、 FV変換器 1は電圧指令 Er efをインバータ回路 2へ出力する。また、速度指令 corefは積分器 4に入力され、位置 指令 Θ refをインバータ回路 2と電流座標変翻 5へそれぞれ出力する。
[0023] 一方、同期電動機の電機子電流 Iu、 Iwを電流座標変換器 5によって位置指令 Θ r efと同位相に座標変換して得られる γ軸電流 I γと電流指令器 6の出力である γ軸 電流指令 refの偏差を入力として、電圧補正器 11は、積分制御または比例積分制 御を行い電圧補正量 Δνを FV補正器 13へ出力する。 FV補正器 13は、前記電圧補 正量 Δνを零にするように前記 FV変換器 1の比例ゲインを調整する。
このように FV補正器 13は、電圧補正器 11の出力 Δνを誘起電圧定数補正量に変 換するための比例制御をする。
[0024] そして FV変換器 1の出力である前記誘起電圧指令 Erefと前記位相指令 Θ refをィ ンバータ回路 2に入力し、点弧される。
このように、電動機 3の効率は、 γ - δ軸上の γ軸電流 I γと γ軸電流指令 I γ refの 偏差より判別できることから、 Ύ軸電流 I Ύと Ύ軸電流指令 I Ύ refの偏差の積分値を零 にするように FV変換器の比例ゲインを調整することにより、電動機 3を効率よく駆動 することができる。
産業上の利用可能性
[0025] VZFを一定とする速度センサレス制御方式であってもエネルギー効率のよ!、省ェ ネ駆動とロバスト性を向上させる電動機の制御装置を提供ことができる。

Claims

請求の範囲
[1] 速度指令（ ω ref)を入力してインバータ回路 (2)へ指令電圧 (V*)を出力する電圧 指令調整部（ 15)と、前記速度指令を積分し位置指令（ Θ ref)を生成する積分器 (4) と、前記インバータ回路（2)から電動機（3)へ供給される 3相電流のうち少なくとも 2 相分のステータ電流と前記位置指令（ Θ ref)とを入力し前記 2相分のステータ電流を 前記位置指令と同位相の γ軸電流 (I Ύ )と前記位置指令より 90度進んだ δ軸電流（ I δ )に座標変換する電流座標変 (5)と、前記指令電圧 (V*)と前記位置指令（ Θ ref)を入力として前記電動機（3)へ電圧を印加する前記インバータ回路（2)とを備 えた電動機の制御装置において、
前記位置指令値（ Θ ref)と同位相の γ軸上の電流指令を与える γ軸電流指令器 ( 10)と、前記 γ軸電流指令 (I y ref)と前記 γ軸電流 (I Ύ )との偏差を前記電圧指令 調整部（15)へ出力する減算器 (14)とを備えたことを特徴とする電動機の制御装置
[2] 前記電圧指令調整部（ 15)は、前記速度指令（ ω ref)を入力し前記速度指令（ ω r ef)の周波数に比例した誘起電圧指令 (Eref)を求める FV変換器（1)と、前記 γ軸 電流指令 (I y ref)と前記 γ軸電流 (I y )との前記偏差を入力として積分制御または 比例積分制御を行い電圧補正量（ Δν)を求める電圧補正器（11)と、前記誘起電圧 指令 (Eref)と前記電圧補正量（ Δ V)とを加算し δ軸電圧指令 (V δ ref)を求めるカロ 算器（12)とからなり、
前記指令電圧 (V*)を前記加算器（12)出力である前記 δ軸電圧指令 (V δ ref)と したことを特徴とする請求項 1記載の電動機の制御装置。
[3] 前記電圧指令調整部（ 15)は、前記速度指令（ ω ref)を入力し前記速度指令（ ω r ef)の周波数に比例した誘起電圧指令 (Eref)を求める FV変換器（1)と、前記 γ軸 電流指令 (I y ref)と前記 γ軸電流 (I y )との前記偏差を入力として積分制御または 比例積分制御を行い電圧補正量（ Δν)を求める電圧補正器（11)と、前記電圧補正 量（ Δ V)を入力し前記電圧補正量（ Δν)が零になるように前記 FV変翻（1)の比 例ゲインを調整する FV補正器（13)とからなり、
前記指令電圧 (V*)を前記比例ゲインを調整された前記 FV変換器（1)出力である 誘起電圧指令 (Eref)としたことを特徴とする請求項 1記載の電動機の制御装置。 前記偏差をローパスフィルタ (8)通過後に前記電圧補正器 ( 11)へ出力することを 特徴とする請求項 2または 3に記載の電動機の制御装置。
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