WO2005078910A1

WO2005078910A1 - スイッチング電源装置及び携帯機器

Info

Publication number: WO2005078910A1
Application number: PCT/JP2005/000637
Authority: WO
Inventors: Yoshiyuki Hojo
Original assignee: Rohm Co., Ltd
Priority date: 2004-02-13
Filing date: 2005-01-20
Publication date: 2005-08-25
Also published as: CN1918777A; EP1715569B1; EP1715569A4; EP1715569A1; JPWO2005078910A1; CN100499333C; TWI360938B; US7321222B2; TW200527806A; KR20060110363A; US20070170904A1; JP4721905B2

Abstract

　コイルＬを流れる電流値を検出した後、電圧値に変換して比較器４の反転入力端子に入力し、帰還された出力電圧値と基準電圧との差を表す電圧と比較される。この比較器４の反転入力端子に入力される電圧値に対してオフセット電圧が与えられるように、電圧源２０が比較器４の反転入力端子に設けられる。

Description

明細書

スイッチング電源装置及び携帯機器

技術分野

[0001] 本発明は、軽負荷時の損失を低減して効率を改善するスイッチング電源装置に関するもので、特に、出力側のコイル電流を検出してスイッチング制御を行うカレントモードを採用したスイッチング電源装置、及び、当該スイッチング電源装置を備えた消費電力が低減される携帯機器に関する。

背景技術

[0002] 内部に備えたスイッチング素子の ONZOFF制御によって負荷に供給する電力量を制御するスイッチング電源装置において、従来は、スイッチング電源装置の軽負荷時の損失を低減するために、スイッチング素子のスイッチング動作を停止する期間を有する間欠スイッチング動作に切り換えられる間欠制御が行われて、る（特許文献 1 参照)。この間欠制御を行うスイッチング電源装置において、出力電圧に応じた電圧を間欠制御するための基準電圧 Vburstと比較する比較器を備える。

[0003] そして、この比較器において、軽負荷となって出力電圧に応じた電圧が基準電圧 V burs り高くなつたことが確認されると、ドライバによるスイッチング素子のスイッチング制御動作が停止される。その後、この比較器にヒステリシス特性を備えることにより、出力電圧が低くなつたことが確認されると、ドライバによるスイッチング素子のスィッチング制御動作が再開される。軽負荷時において、このような動作が繰り返されることによって、間欠制御用の比較器による間欠制御が行われ、その効率を高くすることができる。

特許文献 1：特開平 6— 303766号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0004] し力しながら、この従来のスイッチング電源装置は、軽負荷時の効率を高くするために、ドライバによるスイッチング素子のスイッチング動作を間欠的に行うための間欠制御用の比較器を設ける必要がある。このように間欠制御用の比較器を備える分だけ、スイッチング電源装置を構成する回路規模を増大させるとともに、このようなスィッチング電源装置が設置される携帯機器の小型化の妨げとなる。

[0005] このような問題を鑑みて、本発明は、軽負荷時における間欠制御用の回路を新たに設けることなぐ高効率を維持することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0006] 上記目的を達成するために、本発明のスイッチング電源装置は、 ONZOFF動作を行うスイッチング素子と、該スイッチング素子の ONZOFF制御を行う制御回路と、前記スイッチング素子によって流れる電流量が制御されるコイルと、該コイルと接続されるとともに該コイルとともに整流動作を行うコンデンサと、一定の周期毎に前記スィツチング素子を ONと制御するための発振信号を前記制御回路に出力する発振器と、を備えるとともに、前記コンデンサと前記コイルとの接続ノードより出力電圧を出力するスイッチング電源装置にぉヽて、前記コイルを流れる電流値を検出して電圧値に変換して電流検出電圧として出力する電流検出部と、前記電流検出部からの前記電流検出電圧にオフセット電圧を与える電圧源と、前記電圧源で前記オフセット電圧が与えられた前記電流検出電圧と、前記出力電圧に応じた電圧と基準電圧との差に応じた電圧と、を比較する比較器と、を備え、前記比較器において、前記オフセット電圧が与えられた前記電流検出電圧の大きさが前記出力電圧に応じた電圧と前記基準電圧との差に応じた電圧よりも大き!/、ことが確認されたとき、前記発振器からの前記発振信号を無効とするとともに、前記スイッチング素子を OFFとすることを特徴とする。

発明の効果

[0007] 本発明によると、検出したコイルを流れる電流値を表す電流検出電圧にオフセット電圧を与えることによって、出力電圧と基準電圧との差が小さくなる無負荷又は軽負荷時において、比較器が、電流検出電圧の大きさが出力電圧と基準電圧との差より大きいことが確認される。このとき、スイッチング素子を ONとする発振器の発振信号を無効とすることができるため、出力電圧と基準電圧との差が大きくなるまで、スイツチング素子のスイッチング動作を間欠制御することができる。よって、従来のように、間欠制御するための比較器を付加する構成とする必要がなくなるため、軽負荷又は無負荷時における高い効率を維持するとともに装置の小型化を図ることができる。図面の簡単な説明

[図 1]は、第 1の実施形態のスイッチング電源装置の内部構成を示すブロック図である。

[図 2]は、図 1のスイッチング電源装置の重負荷時における各部の動作を説明するタイミングチャートである。

[図 3]は、図 1のスイッチング電源装置の軽負荷又は無負荷時における各部の動作を説明するタイミングチャートである。

[図 4]は、図 1のスイッチング電源装置における電流検出回路周辺の構成の一例を示す回路図である。

[図 5]は、第 2の実施形態のスイッチング電源装置の内部構成を示すブロック図である。

[図 6]は、図 5のスイッチング電源装置の重負荷時における各部の動作を説明するタイミングチャートである。

[図 7]は、図 5のスイッチング電源装置の軽負荷又は無負荷時における各部の動作を説明するタイミングチャートである。

[図 8]は、図 5のスイッチング電源装置における電流検出回路周辺の構成の一例を示す回路図である。

[図 9]は、第 3の実施形態のスイッチング電源装置の内部構成を示すブロック図である。

[図 10]は、図 9のスイッチング電源装置の重負荷時における各部の動作を説明するタイミングチャートである。

[図 11]は、図 9のスイッチング電源装置の軽負荷又は無負荷時における各部の動作を説明するタイミングチャートである。

[図 12]は、図 9のスイッチング電源装置における電流検出回路周辺の構成の一例を示す回路図である。

[図 13A]は、昇圧型のスイッチング電源装置に適用したときの構成の一例を示すプロック図である。

[図 13B]は、反転型のスイッチング電源装置に適用したときの構成の一例を示すプロック図である。

符号の説明

[0009] 1 ドライバ

2 差動増幅器

3 レべノレシフタ

4 比較器

5 RSフリップフロップ

6 発振器

20, 20a, 21 電圧源

Trl, Tr2 MOSトランジスタ

L コイル

C コンデンサ

Rl, R2 抵抗

発明を実施するための最良の形態

[0010] <第 1の実施形態 >

本発明の第 1の実施形態について、図面を参照して説明する。図 1は、本実施形態のスイッチング電源装置の内部構成を示すブロック図である。

[0011] 図 1のスイッチング電源装置は、電源電位及び接地電位がそれぞれソースに印加された pチャネルの MOSトランジスタ Trl及び nチャネルの MOSトランジスタ Tr2と、 MOSトランジスタ Trl , Tr2のゲートに信号を与えて ONZOFF制御するドライバ 1と、 MOSトランジスタ Trl, Tr2それぞれのドレインの接続ノードに一端が接続されたコィル Lと、コイル Lの他端に一端が接続されるとともに他端が接地されたコンデンサ C と、コイル L及びコンデンサ Cの接続ノードと接地電位との間に直列に接続される抵抗 Rl, R2と、コイル Lとコンデンサ Cとの接続ノードに現れる電圧を抵抗 Rl, R2で分圧した電圧と基準電圧 Vrefとが入力される差動増幅器 2と、エラーアンプ 2からの出力電圧をレベルシフトするレベルシフタ 3と、レベルシフタ 3からの電圧とコイル Lを流れる電流を表す電圧とを比較する比較器 4と、比較器 4力の出力がリセット端子に入力される RSフリップフロップ 5と、 RSフリップフロップ 5のセット端子に信号を入力する発振器 6と、を備える。

[0012] そして、ドライバ 1及び RSフリップフロップ 5によって制御回路 7が構成されるとともに、検出されたコイル Lを流れる電流値を表す電圧にオフセット電圧 Voff (例えば、 30m V)を与える電圧源 20が比較器 4の反転入力端子に接続された構成とされる。即ち、コイル Lを流れる電流値 ILが電圧値 VLに変換されて比較器 4の反転入力端子に入力される際、電圧源 20からのオフセット電圧 Voff^与えられる。そして、比較器 4において、オフセット電圧 Voff^与えられた電圧値 VLが、差動増幅器 2及びレベルシフタ 3を介してその非反転入力端子に帰還される電圧 Vthと比較される。

このように構成されたスイッチング電源装置において、コイル Lとコンデンサ Cとの接続ノードである出力端子 OUTに重負荷が接続されたとき、従来のスイッチング電源装置と同様の動作を行う。このときの各部の信号の遷移図を図 2に示す。図 2 (d)のように、発振器 6よりハイとなるクロック信号力 ¾Sフリップフロップ 5のセット端子に与えられると、図 2 (c)のように、 RSフリップフロップ 5の出力がハイとなり、ドライバ 1が、 MO Sトランジスタ Trlを ONとするとともに MOSトランジスタ Tr2を OFFとする。

[0013] よって、図 2 (a)のように、 MOSトランジスタ Trlからコイル Lに電流が流れ込み、コィル Lに流れる電流値 ILが増加するため、図 2 (b)のように、比較器 4の反転入力端子に入力される電圧 VLが低くなる。尚、図 2 (a)に示す電流値 10は、コイル Lを流れる電流値 ILの平均値である。そして、発振器 6よりハイとなるクロック信号が与えられて力も時間 taが経過したときに、図 2 (b)のように、レベルシフタ 3より比較器 4の非反転入力端子に入力される電圧 Vthより低くなると、図 2 (e)のように、比較器 4からハイとなる信号が出力される。

[0014] 尚、出力端子 OUTに現れる出力電圧が抵抗 Rl, R2で分圧されて差動増幅器 2に帰還され、基準電圧 Vrefとの差分値が増幅されて、出力電圧を表す帰還電圧と基準電圧 Vrefとの誤差を表す電圧信号が出力される。その後、この電圧信号がレベルシフタ 3に与えられて電源電位側にレベルシフトされる。そのため、レベルシフタ 3から出力される電圧 Vthは、出力端子 OUTに現れる出力電圧が高くなると、差動増幅器 2からの電圧が低くなるため、その電圧値が高くなる。このように、レベルシフタ 3から比較器 4の非反転入力端子に与えられる電圧 Vthが出力端子 OUTに現れる出力電圧を表す。

[0015] そして、比較器 4からハイとなる信号力 Sフリップフロップ 5のリセット端子に入力されるため、 RSフリップフロップ 4の出力が図 2 (c)のようにローとなり、ドライバ 1が、 M OSトランジスタ Trlを OFFとするとともに、 MOSトランジスタ Tr2を ONとする。よって、図 2 (a)のように、コイル Lを流れる電流値 ILが減少し、コイル Lから MOSトランジスタ Tr2に電流が流れるようになる。よって、図 2 (b)のように、比較器 4の反転入力端子に入力される電圧 VLが高くなる。その後、発振器 6よりハイとなるクロック信号が与えられてから時間 tbが経過すると、図 2 (d)のように、次の周期のクロック信号が発振器 6より出力され、上述した動作が繰り返される。

[0016] このような動作を繰り返すことによって、出力端子 OUTよりほぼ一定となる直流電圧を負荷に出力する。即ち、発振器 6から出力されるクロック信号の周期 tbに対する M OSトランジスタ Trlを ONとする期間 taの長さを、コイル Lを流れる電流値と出力端子 OUTの出力電圧との比較結果により調整することで、出力端子 OUTの出力電圧を一定に保持することができる。尚、このように重負荷が接続されたとき、コイル Lを流れる電流 ILが検出されて得られた電圧力電圧源 20からのオフセット電圧 Voffに比べて十分に大きい。即ち、オフセット電圧 Voffは、比較器 4の反転入力端子に入力される電圧 VLに対して与える影響について考慮しなくても良い範囲の電圧値とされる。

[0017] 又、出力端子 OUTに接続される負荷が無負荷又は軽負荷であるときの動作について、以下に図 3を参照して説明する。このとき、出力端子 OUTに現れる出力電圧が高くなつて、抵抗 Rl, R2の分圧電圧と基準電圧 Vrefとの誤差が小さくなるため、差動増幅器 2からの電圧が低くなる。よって、図 3 (b)のように、レベルシフタ 3から出力される電圧 Vthの電圧値が高くなる。このように、レベルシフタ 3から比較器 4の非反転入力端子に与えられる電圧 Vthが出力端子 OUTに現れる出力電圧を表す。

[0018] このとき、 MOSトランジスタ Trlが OFFであるとともに MOSトランジスタ Tr2が ONであり、図 3 (a)のように、コイル Lに電流が流れていない状態であるため、比較器 4の反転入力端子に与えられる電圧 VLは、電源電圧 Vccから電圧源 20によるオフセット電圧 Voff分だけ電圧降下させた値 Vcc— Voffとなる。そして、図 3 (b)のように、レベルシフタ 3から出力される電圧 Vthが電圧 VL (=Vcc-Voff)よりも高いとき、比較器 4よりハィとなる信号が出力される。

[0019] そのため、図 3 (d)のように、発振器 6より周期 tb毎にハイとなるクロック信号が出力されても、図 3 (e)のように、比較器 4力も RSフリップフロップ 5のリセット端子にハイとなる信号が入力されるため、図 3 (c)のように、 RSフリップフロップ 5からの出力信号はローのままである。よって、ドライブ 1によって、 MOSトランジスタ Trlが OFFに保持されるとともに MOSトランジスタ Tr2が ONに保持される。

[0020] 又、このとき、コンデンサ Cが放電されるため、出力端子 OUTにおける出力電圧が低くなる。そのため、図 3 (b)のように、レベルシフタ 3から出力される電圧 Vthの電圧値が徐々に低くなる。そして、レベルシフタ 3から出力される電圧 Vthが電圧 VL (=V cc Voff)よりも低くなると、図 3 (e)のように、比較器 4よりローとなる信号が出力される。このように、比較器 4力もの信号がローに切りかわった後に、図 3 (d)のように、発振器 6よりハイとなるクロック信号が出力されると、図 3 (c)のように、 RSフリップフロップ 5 力の信号がハイに切りかわる。

[0021] よって、ドライブ 1によって MOSトランジスタ Trlが ONとされるとともに MOSトランジスタ Tr2が OFFとされ、図 3 (a)のように、コイル Lに電流が流れ始める。よって、このコィル Lに流れる電流 IL分だけ、比較器 4の反転入力端子に入力される電圧 VLが電圧降下する。そして、図 3 (a)のようなコイル Lに流れる電流 ILの増加に伴って、図 3 ( b)のように、比較器 4の反転入力端子に入力される電圧 VLが低くなる。そして、図 3 ( b)のように、この電圧 VLがレベルシフタ 3からの電圧 Vthよりも低くなつたとき、図 3 (e )のように、比較器 4力もの信号がハイに切りかわるため、図 3 (c)のように、 RSフリップフロップ 5からの信号がローとなる。

[0022] このように RSフリップフロップ 5からの信号がローとなり、ドライバ 1によって、 MOSトランジスタ Trlが OFFとされるとともに MOSトランジスタ Tr2が ONとされ、コイル Lを流れる電流値 ILが図 3 (a)のように減少する。このとき、コイル Lに保持されたェネルギ一が放出されるため、コンデンサ Cが充電されて出力端子 OUTからの出力電圧が高くなり、図 3 (b)のように、レベルシフタ 3からの電圧 Vthが高くなる。その後、再び、コンデンサ Cが放電することで出力端子 OUTからの出力電圧が低くなり、上述の動作が繰り返される。

[0023] このような動作を繰り返すことによって、出力端子 OUTからの電圧が所定の電圧より高い間は、 RSフリップフロップ 5のリセット端子にハイとなる信号を与えて、発振器 6 力ものクロック信号を間引くことができる。そのため、 MOSトランジスタ Trlの ONとする周期を重負荷を与えたときに比べて長くすることができるとともに、 MOSトランジスタ Trlを ONとする期間を表すデューティ比を重負荷を与えたときに比べて小さくすることができる。即ち、重負荷において周期 tb毎に行われるスイッチング動作を複数周期毎に間欠することにより、無負荷又は軽負荷時の効率を改善することができる。

[0024] このようなスイッチング電源装置において、コイル Lを流れる電流量を検出して電圧値に変換する電流検出回路 10の構成の一例を図 4に示す。即ち、 MOSトランジスタ Trlのゲート及びドレインそれぞれにゲート及びドレインそれぞれが接続された pチヤネルの MOSトランジスタ Traと、 MOSトランジスタ Traのソースにドレインが接続されるとともにソースに電源電位が与えられゲートに基準電位が与えられた pチャネルの MOSトランジスタ Trbと、によって、電流検出回路 10が構成される。

[0025] このとき、 MOSトランジスタ Trbは抵抗として動作する。そして、ドライバ 1から MOS トランジスタ Trlのゲートに与えられる電圧と同一の電圧が、 MOSトランジスタ Traのゲートに与えられることによって、 MOSトランジスタ Traを駆動する。このとき、 MOSトランジスタ Trl, Tr2のドレインの接続ノードに現れる電圧が、 MOSトランジスタ Tra のドレインに与えられ、 MOSトランジスタ Trlを流れる電流に比例した電流が MOSトランジスタ Tra, Trbを流れる。

[0026] そして、 MOSトランジスタ Trbの ON抵抗によって電圧降下された電圧力 MOSトランジスタ Trlを流れる電流に比例した電流値に比例した値、即ち、コイル Lを流れる電流値に比例した値として現れる。このように、 MOSトランジスタ Trbの ON抵抗によつて電圧降下された電圧が、コイル Lの検出電流値として、 MOSトランジスタ Traのソースと MOSトランジスタ Trbのドレインとの接続ノードに現れ、比較器 4の反転入力端子に与えられる。

[0027] 更に、図 4に示すように、この MOSトランジスタ Traのソースと MOSトランジスタ Trb のドレインとの接続ノードに、一端が比較器 4の反転入力端子に接続された抵抗 Ra の他端が接続されるとともに、比較器 4の反転入力端子に定電流を流す定電流源 11 が接続される。この定電流源 11の他端が接地される。このように、抵抗 Ra及び定電流源 11が接続されることによって、抵抗 Raに定電流源 11による定電流 Ιοί¾流すことで発生する抵抗 Raの電圧降下 Ra X Io晚オフセット電圧 Voffとして与える。即ち、抵抗 Ra及び定電流原 10が電圧源 20として動作する。

[0028] よって、電源電圧を Vccとするとともに、 MOSトランジスタ Trbの ON抵抗を Rxとし、コイル Lの電流値 ILに対して MOSトランジスタ Traを流れる電流値が AX ILとなるとき、 MOSトランジスタ Traのソースと MOSトランジスタ Trbのドレインとの接続ノードに、 Vcc Rx XAX ILとなる電圧が現れる。この電圧 Vcc RxXA X ILが、電流検出回路 10の出力として出力されて抵抗 Raの一端に与えられるとき、比較器 4の反転入力端子には、電圧 VLとして、抵抗 Raの電圧降下によるオフセットが与えられた電圧 Vcc— RxXA X IL Ra X Ioff ( = Vcc— Rx X A X IL— Voff)が与えられる。

[0029] <第 2の実施形態 >

本発明の第 2の実施形態について、図面を参照して説明する。図 5は、本実施形態のスイッチング電源装置の内部構成を示すブロック図である。図 5のスイッチング電源装置において、図 1のスイッチング電源装置と同一の目的で使用する素子及び部分については、同一の符号を付してその詳細な説明は省略する。

[0030] 図 5のスイッチング電源装置は、図 1のスイッチング電源装置における電圧源 20の代わりに、比較器 4の出力に応じて切り換えられるオフセット電圧 Vxoff^与える電圧源 20aを備える。即ち、コイル Lを流れる電流値 ILが電圧値 VLに変換されて比較器 4 の反転入力端子に入力される際、電圧源 20aからのオフセット電圧 Vxoff ^与えられる。このとき、比較器 4の出力がハイとなるとき、電圧源 20aからのオフセット電圧 Vx offの値が Vhoff (例えば、 30mV)となり、比較器 4の出力がローとなるとき、電圧源 20 aからのオフセット電圧 Vxoffの値が Vloff (例えば、 20mV)となる。このオフセット電圧 Vhoff, Vloffの関係は、 Vhoff >VloiTCある。

[0031] このように構成されたスイッチング電源装置において、まず、コイル Lとコンデンサ C との接続ノードである出力端子 OUTに重負荷が接続されたときの動作について、以下に説明する。このスイッチング電源装置は、比較器 4の出力によって電圧源 20aからのオフセット電圧 Vxoffの値が切りかわることにより電圧 VLの値が切りかわること以外は、第 1の実施形態のスイッチング電源装置（図 1)と同様の動作を行う。よって、以下において、比較器 4の出力が切りかわるときの動作について説明し、他の部分の動作については、第 1の実施形態における説明を参照するものとする。

[0032] 本実施形態のスイッチング電源装置各部の信号の遷移図を図 6に示す。第 1の実施形態と同様、図 6 (a)のように、 MOSトランジスタ Trlからコイル Lに電流が流れ込み、コイル Lに流れる電流値 ILが増加すると、図 6 (b)のように、比較器 4の反転入力端子に入力される電圧 VLが低くなる。そして、発振器 6よりハイとなるクロック信号が与えられてから時間 taが経過したときに、この電圧 VLが、図 6 (b)のように、レベルシフタ 3より比較器 4の非反転入力端子に入力される電圧 Vthより低くなると、図 6 (e)のように、比較器 4からハイとなる信号が出力される。

[0033] よって、電圧源 20aからのオフセット電圧 Vxoff¾電圧値 Vloffi^ら電圧値 Vhofflこ切りかわるため、比較器 4の反転入力端子に入力される電圧 VLの電圧値が、図 6 (b) のように、 Vhoff— Vloff分だけ低くなる。又、図 6 (c)のように、 RSフリップフロップ 5からの信号がローとなり、ドライバ 1によって MOSトランジスタ Trlが OFFとされるとともに MOSトランジスタ Tr2が ONとされる。よって、コイル Lを流れる電流値 ILが図 6 (a)のように減少するとともに、図 6 (b)のように、比較器 4の反転入力端子に入力される電圧 VLが高くなる。

[0034] その後、この電圧 VLが、図 6 (b)のように、レベルシフタ 3より比較器 4の非反転入力端子に入力される電圧 Vthより高くなると、図 6 (e)のように、比較器 4力もローとなる信号が出力される。よって、電圧源 20aからのオフセット電圧 Vxoff^電圧値 Vhoff¾ ら電圧値 Vlofflこ切りかわるため、比較器 4の反転入力端子に入力される電圧 VLの電圧値が、図 6 (b)のように、 Vhoff-Vloff分だけ高くなる。このように、電圧源 20aのオフセット電圧 Vxoffの切換動作力比較器 4からの信号が切りかわるたびに行われる。

[0035] 尚、本実施形態においても、このように重負荷が接続されたとき、第 1の実施形態と同様、コイル Lを流れる電流 ILが検出されて得られた電圧が、電圧源 20からのオフセット電圧 Vxofflこ比べて十分に大きい。即ち、オフセット電圧 Vxoffとして与えられる電圧値 Vhoff, Vloffは、比較器 4の反転入力端子に入力される電圧 VLに対して与える影響につ、て考慮しなくても良、範囲の電圧値とされる。

[0036] 同様に、出力端子 OUTに接続される負荷が無負荷又は軽負荷であるときの動作について、以下に図 7を参照して説明する。このときも、比較器 4の出力によって電圧源 20aからのオフセット電圧 Vxoffの値が切りかわることにより電圧 VLの値が切りかわること以外は、第 1の実施形態のスイッチング電源装置（図 1)と同様の動作を行う。よつて、以下において、比較器 4の出力が切りかわるときの動作について説明し、他の部分の動作については、第 1の実施形態における説明を参照するものとする。

[0037] 第 1の実施形態と同様、図 7 (e)のように比較器 4の出力がハイであるとき、 MOSトランジスタ Trlが OFFであるとともに MOSトランジスタ Tr2が ONであり、図 7 (a)のようにコイル Lに電流が流れない。よって、電圧源 20aからのオフセット電圧 Vxoffの値が Vhoffとなり、図 7 (b)のように、比較器 4の反転入力端子に与えられる電圧 VLは、電源電圧 Vccからオフセット電圧 Vhoff分だけ電圧降下させた値 Vcc— Vhoffとなる。このとき、図 7 (b)のように、レベルシフタ 3から出力される電圧 Vthが電圧 VL (=Vcc— Vhoff)よりも高い。

[0038] そのため、図 7 (d)のように、発振器 6より周期 tb毎にハイとなるクロック信号が出力されても、図 7 (e)のように、比較器 4力も RSフリップフロップ 5のリセット端子にハイとなる信号が入力されるため、図 7 (c)のように、 RSフリップフロップ 5からの出力信号はローのままである。そして、出力端子 OUTにおける出力電圧が低くなり、図 7 (b)のように、レベルシフタ 3から出力される電圧 Vthの電圧値が徐々に低くなり、レベルシフタ 3から出力される電圧 Vthが電圧 VL (=Vcc-Vhoff)よりも低くなる。

[0039] このとき、図 7 (e)のように、比較器 4よりローとなる信号が出力される。よって、電圧源 20aからのオフセット電圧 Vxoffの値が Vloffとなり、図 7 (b)のように、比較器 4の反転入力端子に与えられる電圧 VLは、電源電圧 Vccカゝらオフセット電圧 Vloff分だけ電圧降下させた値 Vcc— Vloffとなる。このように、比較器 4からの信号がローに切りかわつた後に、図 7 (d)のように、発振器 6よりハイとなるクロック信号が出力されると、図 7 ( c)のように、 RSフリップフロップ 5からの信号がハイに切りかわる。 [0040] よって、図 7 (a)のように、コイル Lに電流が流れ始めるため、このコイル Lに流れる電流 IL分だけ、図 7 (b)のように、比較器 4の反転入力端子に入力される電圧 VLが電圧降下する。そして、図 7 (b)のように、この電圧 VLがレベルシフタ 3からの電圧 V thよりも低くなつたとき、図 7 (e)のように、比較器 4からの信号カ、ィに切りかわるため、図 7 (c)のように、 RSフリップフロップ 5からの信号がローとなる。又、電圧源 20aからのオフセット電圧 Vxoffの値が Vhoff〖こ切り換えられるため、比較器 4の反転入力端子に入力される電圧 VLが Vhoff— Vloff分だけ低くなる。

[0041] このように RSフリップフロップ 5からの信号がローとなるため、コイル Lを流れる電流値 ILが図 7 (a)のように減少するため、図 7 (b)のように、電圧 VLが高くなり Vcc— Vh offとなる。このとき、コイル Lに保持されたエネルギーが放出されるため、コンデンサ C が充電されて出力端子 OUTからの出力電圧が高くなり、図 7 (b)のように、レベルシフタ 3からの電圧 Vthが高くなる。その後、再び、コンデンサ Cが放電することで出力端子 OUTからの出力電圧が低くなり、上述の動作が繰り返される。

[0042] このようなスイッチング電源装置において、第 1の実施形態における図 4と同様の構成の電流検出回路 10が設置されるとき、比較器 4との接続関係が図 8のように示される。このとき、図 8に示すように、オフセット電圧 Voff^与えるための抵抗 Raが、比較器 4の出力によって抵抗値が切り換えられる可変抵抗 Rbとされる。即ち、可変抵抗 Rbと定電流源 11とによって電圧源 21aが構成される。他の構成については、図 4の構成と同一の構成となる。

[0043] このように構成されるとき、可変抵抗 Rbは、比較器 4の出力がノ、ィとなるときの抵抗値が比較器 4の出力がローとなるときの抵抗値と比べて大きくなるように、比較器 4の出力に応じてその抵抗値が切り換えられる。よって、この可変抵抗 Rbの電圧降下によって現れるオフセット電圧 Vxoff¾ 比較器 4の出力に応じて切りかわる。この可変抵抗 Rbによる抵抗値の切換動作以外の動作については、第 1の実施形態と同様となるので、その詳細な説明については、第 1の実施形態を参照するものとして省略する。

[0044] 本実施形態のように、コイル Lの検出電流を表す電圧値に対して与えるオフセット電圧に、比較器 4の出力に応じて切り換えてヒステリシスを与えることによって、第 1の実施形態と比べて、比較器 4力もクロック信号をより確実に出力させることができ、 RS フリップフロップ 5における誤動作を防ぐことができる。

[0045] <第 3の実施形態 >

本発明の第 3の実施形態について、図面を参照して説明する。図 9は、本実施形態のスイッチング電源装置の内部構成を示すブロック図である。図 9のスイッチング電源装置において、図 1のスイッチング電源装置と同一の目的で使用する素子及び部分については、同一の符号を付してその詳細な説明は省略する。

[0046] 図 9のスイッチング電源装置は、図 1のスイッチング電源装置と異なり、発振器 6よりスロープ補償を行うための周期 tbとなるスロープ補償用信号が出力されるとともに、このスロープ補償用信号に応じて電圧値が変化する電圧源 21を比較器 4の反転入力端子と電圧源 20の間に備える。そのため、コイル Lを流れる電流値 ILが電圧値 VLに変換されて比較器 4の反転入力端子に入力される際、オフセット電圧 Voff及びスロープ補償電圧 Vslopeが付加される。このように、比較器 4の反転入力端子に与えられる電圧値 VLが異なるのみで、他の動作については第 1の実施形態と同様である。よつて、以下において、比較器 4の反転入力端子に与えられる電圧値 VLとスロープ補償電圧 Vslopeとの関係について説明し、他の部分については、第 1の実施形態における説明を参照するものとする。

[0047] このように構成されたスイッチング電源装置にぉ、て、まず、コイル Lとコンデンサ C との接続ノードである出力端子 OUTに重負荷が接続されたときの動作について、以下に説明する。このスイッチング電源装置は、電圧 VLの値力スロープ補償電圧 V slopeによって変化すること以外は、第 1の実施形態のスイッチング電源装置（図 1)と同様の動作を行う。即ち、図 10 (f)のように変化する電圧源 21からのスロープ補償電圧 Vslope及び電圧源 20からのオフセット電圧 Voff¾ 図 10 (_a)のようなコイル Lの検出電流 ILより得られた電圧値より減算されることで、図 10 (b)のような電圧 VLが比較器 4の反転入力端子に入力される。

[0048] このとき、発振器 6より、図 10 (d)のように周期 tb毎にハイとなるクロック信号が出力されるとともに、このクロック信号と同様の周期 tbを備えるスロープ補償信号が出力される。よって、電圧源 21からのスロープ補償電圧 Vslopeが、図 10 (f)のように、周期 t bの間に、その値が徐々に大きくなつて最大値 VSmax (例えば、 20mV)に達した後に、最小値である 0となる。尚、図 10 (c)、（f)のように、スロープ補償電圧 Vslopeが最大値 VSmaxから最小値 0に変位した後に、発振器 6よりクロック信号が出力される。このように、電圧源 21からのスロープ補償電圧 Vslopeが、図 10 (f)のように、周期 tb毎にほぼ三角波形状に近!、値で変化する。

[0049] 図 10 (f)のように、電圧源 21からのスロープ補償電圧 Vslopeが変化するため、図 1 0 (c)のように RSフリップフロップ 5からの出力がハイとなるとき、図 10 (b)のように、電圧 VLの変化率が、第 1の実施形態と比べて大きくなり、又、図 10 (c)のように RSフリップフロップ 5からの出力がローとなるとき、図 10 (b)のように、電圧 VLの変化率が、第 1の実施形態と比べて小さくなる。そして、図 10 (d)のように発振器 6からのクロック信号が出力されて、図 10 (c)のように RSフリップフロップ 5からの出力がロー力もハイに切りかわるとき、電圧源 21からのスロープ補償電圧 Vslopeの値が図 10 (f)のように VSmaxから 0に変化するため、電圧 VLが図 10 (b)のように電圧値 VSmax分だけ高くなる。

[0050] 同様に、出力端子 OUTに接続される負荷が無負荷又は軽負荷であるときの動作について、以下に図 11を参照して説明する。このときも、電圧 VLの値がスロープ補償電圧 Vslopeによって変化すること以外は、第 1の実施形態のスイッチング電源装置 (図 1)と同様の動作を行う。即ち、図 11 (f)のように変化する電圧源 21からのスロープ補償電圧 Vslope及び電圧源 20からのオフセット電圧 Voff¾ 図 11 (a)のようなコィル Lの検出電流 ILより得られた電圧値より減算されることで、図 11 (b)のような電圧 V Lが比較器 4の反転入力端子に入力される。又、図 11 (f)に示す電圧源 21からのスロープ補償電圧 Vslopeは、上述の図 10 (f)と同様の変化を行う。

[0051] よって、第 1の実施形態と同様、図 11 (e)のように比較器 4の出力がハイであるとき、 MOSトランジスタ Trlが OFFであるとともに MOSトランジスタ Tr2が ONであり、図 11 (a)のようにコイル Lに電流が流れない。よって、図 11 (b)のように、比較器 4の反転入力端子に与えられる電圧 VLは、電圧源 20からのオフセット電圧 Voff分と電圧源 2 1からの図 11 (f)のようなスロープ補償電圧 Vslope分とを電源電圧 Vccから電圧降下させた値 Vcc— Voff— Vslopeとなる。このとき、図 11 (b)のように、レベルシフタ 3から出力される電圧 Vthが電圧 VL ( = Vcc— Voff— Vslope)よりも高！ヽ。

[0052] そのため、図 11 (d)のように、発振器 6より周期 tb毎にハイとなるクロック信号が出力されても、図 11 (e)のように、比較器 4力も RSフリップフロップ 5のリセット端子にハイとなる信号が入力されるため、図 11 (c)のように、 RSフリップフロップ 5からの出力信号はローのままである。そして、出力端子 OUTにおける出力電圧が低くなり、図 11 (b) のように、レベルシフタ 3から出力される電圧 Vthの電圧値が徐々に低くなる。

[0053] そして、図 11 (c)のように発振器 5からクロックが出力される直前に、図 11 (f)のように電圧源 21からのスロープ補償電圧 Vslopeが最大値 VSmaxから最小値 0に変位するとき、図 11 (b)のように、レベルシフタ 3から出力される電圧 Vthが電圧 VLよりも低くなる。即ち、図 11 (b)のように、比較器 4の反転入力端子に与えられる電圧 VLの値が、 Vcc— Voff— VSmaxから Vcc— Voffに変位して高くなるとき、電圧 Vthが電圧値 Vcc— Voffよりも低くなる。

[0054] このとき、図 11 (e)のように、比較器 4よりローとなる信号が出力される。そして、スロープ補償電圧 Vslopeが最大値 VSmaxから最小値 0に変位した直後に、図 7 (d)のように、発振器 6よりハイとなるクロック信号が出力される。そのため、 RSフリップフロップ 5 のリセット端子がローとなる信号が入力された後に、セット端子にハイとなる信号が入力されて、図 11 (c)のように、 RSフリップフロップ 5からの信号がハイに切りかわる。又、スロープ補償電圧 Vslopeが最低値 0となった後、図 11 (f)のように、再びその値が徐々に高くなる。そのため、図 11 (b)のように、スロープ補償電圧 Vslopeの増加に応じて、比較器 4の反転入力端子に与えられる電圧 VLが低くなる。

[0055] このとき、 RSフリップフロップ 5からの信号がハイとなるため、図 11 (a)のように、コィル Lに電流が流れ始め、このコイル Lに流れる電流 IL分だけ、図 11 (b)のように、比較器 4の反転入力端子に入力される電圧 VLが電圧降下する。そして、図 11 (b)のように、この電圧 VLがレベルシフタ 3からの電圧 Vthよりも低くなつたとき、図 11 (e)のように、比較器 4からの信号がハイに切りかわるため、図 11 (c)のように、 RSフリップフロップ 5からの信号がローとなる。

[0056] このように RSフリップフロップ 5からの信号がローとなるため、コイル Lを流れる電流値 ILが図 11 (a)のように減少するため、図 11 (b)のように、電圧 VLが高くなり Vcc— V off— Vslopeとなる。このとき、コイル Lに保持されたエネルギーが放出されるため、コンデンサ Cが充電されて出力端子 OUTからの出力電圧が高くなり、図 11 (b)のように、レベルシフタ 3からの電圧 Vthが高くなる。その後、再び、コンデンサ Cが放電することで出力端子 OUTからの出力電圧が低くなり、上述の動作が繰り返される。

[0057] このようなスイッチング電源装置において、第 1の実施形態における図 4と同様の構成の電流検出回路 10が設置されるとき、比較器 4との接続関係が図 12のように示される。このとき、図 12に示すように、抵抗 Raと定電流源 11との接続ノードにドレインが接続された nチャネルの MOSトランジスタ Trxと、 MOSトランジスタ Trxのゲートにゲート及びドレインが接続された MOSトランジスタ Tryと、 MOSトランジスタ Tryのソースにドレインが接続された MOSトランジスタ Trzと、 MOSトランジスタ Trxのソースに接続された抵抗 Rcと、 MOSトランジスタ Tryのソースに接続されたコンデンサ C1と、 MOSトランジスタ Trxのドレインに定電流源 12と、を備えることで、電流源 21が構成される。他の構成については、図 4の構成と同一の構成となる。

[0058] このように構成されるとき、定電流源 12に電源電位が印加されるとともに、コンデンサ C1及び抵抗 Rcそれぞれの他端が接地される。そして、 MOSトランジスタ Trzのゲートに発振器 6からのクロック信号が入力される。このとき、 MOSトランジスタ Trxを流れる電流 Islopeによる抵抗 Raの電圧降下量 Ra X Islopeにより、電流源 21による電圧 Vslopeが生成される。又、第 1の実施形態と同様、定電流源 11を流れる電流 Ioff〖こよる抵抗 Raの電圧降下量 Ra X Ioff〖こより、電流源 20による電圧 Voff^生成される。

[0059] 即ち、ハイとなるクロック信号が MOSトランジスタ Trzのゲートに入力されると、 MO Sトランジスタ Trzが ONとなるため、コンデンサ C1が放電され、 MOSトランジスタ Try のソース電圧が低くなつて、 MOSトランジスタ Trx, Tryのゲート電圧が低くなる。よつて、 MOSトランジスタ Trxに流れる電流値 Islopeが減少し、 MOSトランジスタ Trxを流れる電流 Islopeによる抵抗 Raにおける電圧降下量 Vslope (=Ra X Islope)が小さくなる。

[0060] その後、発振器 6からの信号がローとなると、 MOSトランジスタ Trzが OFFとなるため、コンデンサ C1が充電され、 MOSトランジスタ Tryのソース電圧が徐々に高くなつて、 MOSトランジスタ Trx, Tryのゲート電圧が徐々に高くなる。よって、 MOSトランジスタ Trxに流れる電流値 Islopeが徐々〖こ増カロし、 MOSトランジスタ Trxを流れる電流 Islopeによる抵抗 Raにおける電圧降下量 Vslope (=Ra X Islope)が大きくなる。

[0061] このように、抵抗 Raにスロープ補償電圧 Vslopeが現れることによって、このスロープ補償電圧 Vslopeが比較器 4の反転入力端子に入力される電圧 VLに付加される。即ち、電源電圧 Vccとするとともに、 MOSトランジスタ Trbの ON抵抗を Rxとし、コイル L の電流値 ILに対して MOSトランジスタ Traを流れる電流値が AX ILとなるとき、比較 4 の反転入力端子に、電圧 VLとして、抵抗 Raの電圧降下によるオフセットが与えられた電圧 Vcc— Rx X A X IL— (Ioff + Islope) X Ra ( = Vcc— Rx X A X IL—Voff— Vslope) が与えられる。

[0062] 本実施形態のように、コイル Lの検出電流を表す電圧値に対してスロープ補償電圧を与えることによって、重負荷が与えられたときには、 MOSトランジスタ Trlが ONとなるデューティ比が大きくなつたときのコイル Lにおける電流バラツキを小さくすることができ、分周発振を抑制することができる。又、軽負荷又は無負荷が与えられるときには、クロック信号が与えられるときに同期して、比較器 4力もの出力をローとさせることができ、第 1の実施形態と比べて、より効率よく動作させることができる。

[0063] 尚、本実施形態において、第 1の実施形態と同様、電圧源 20により一定のオフセット電圧 V₀ff¾S与えられるものとしたが、第 2の実施形態と同様に、比較器 4の出力に応じてオフセット電圧 Vxo晚切り換える電圧源 20aを備えるものとしても構わなヽ。このように、電圧源 20aを備えてオフセット電圧 Vxoff^切り換えてヒステリシスを与えることで、第 2の実施形態と同様、比較器 4力クロック信号をより確実に出力させることができ、 RSフリップフロップ 5における誤動作を防ぐことができる。

[0064] 又、上述の各実施形態において、降圧型のスイッチング電源装置としたが、図 13A のような構成の昇圧型のスイッチング電源装置、又は、図 13Bのような構成の反転型のスイッチング電源装置としても構わない。尚、図 13A及び図 13Bは、昇圧型及び反転型のスイッチング電源装置を第 1の実施形態のスイッチング電源装置に適用したときの構成を示すものであるが、第 2又は第 3の実施形態におけるスイッチング電源装置に適用することもできる。

[0065] 即ち、図 13Aのような昇圧型のスイッチング電源装置は、電源電位が一端に印加されたコイル Lと、コイル Lの他端にドレインが接続されるとともにドライバ laによって制御される nチャネルの MOSトランジスタ Trnと、 MOSトランジスタ Trnのドレインにァノードが接続されるダイオード Dと、ダイオード Dの力ソードに一端が接続されたコンデンサ Cと、を備える。そして、コイル L又は MOSトランジスタ Trnを流れる電流が電圧値として比較器 4の反転入力端子に帰還される。このとき、オフセット電圧 Voff¾S電圧源 20によって与えられる。

[0066] 又、図 13Bのような反転型のスイッチング電源装置は、一端が接地されたコイルしと、コイル Lの他端にドレインが接続されるとともにドライバ lbによって制御される pチヤネルの MOSトランジスタ Trpと、 MOSトランジスタ Trpのドレインに力ソードが接続されるダイオード Dと、ダイオード Dのアノードに一端が接続されたコンデンサ Cと、を備える。そして、コイル L又は MOSトランジスタ Trpを流れる電流が電圧値として比較器 4の反転入力端子に帰還される。このとき、オフセット電圧 Voff^電圧源 20によって与えられる。

[0067] 更に、上述の各実施形態において、電源電位を基準にして各ブロックが動作するものとしたが、接地電位を基準にして各ブロックが動作するものとしても構わない。このとき、各ブロックがそれぞれ逆の極性となるように構成すれば良ぐ各ブロックの基本的な構成は上述の各実施形態における構成と同様とすることで実現可能である。更に、上述の各実施形態において、差動増幅器からの出力がレベルシフタを介して比較器に入力されるものとした力レベルシフタを解することなく差動増幅器力もの出力が比較器に直接入力されるものとしても構わない。

産業上の利用可能性

[0068] 本発明のスイッチング電源装置は、携帯電話や携帯端末装置などの携帯機器に適用することが可能である。このとき、携帯機器において、 2次電池からの電圧を変圧して他の回路装置に電圧供給するスイッチング電源装置として動作する。よって、本発明のように構成することで、携帯機器の他の回路装置を OFFとして軽負荷又は無負荷状態となったとき、スイッチング電源装置を高効率で動作させることができ、その消費電力を抑制することができる。

Claims

請求の範囲

[1] ONZOFF動作を行うスイッチング素子と、該スイッチング素子の ONZOFF制御を行う制御回路と、前記スイッチング素子によって流れる電流量が制御されるコイルと、該コイルと接続されるとともに該コイルとともに整流動作を行うコンデンサと、一定の周期毎に前記スイッチング素子を ONと制御するための発振信号を前記制御回路に出力する発振器と、を備えるとともに、前記コンデンサと前記コイルとの接続ノードより出力電圧を出力するスイッチング電源装置において、

前記コイルを流れる電流値を検出して電圧値に変換して電流検出電圧として出力する電流検出部と、

前記電流検出部力の前記電流検出電圧にオフセット電圧を与える電圧源と、前記電圧源で前記オフセット電圧が与えられた前記電流検出電圧と、前記出力電圧に応じた電圧と基準電圧との差に応じた電圧と、を比較する比較器と、

を備え、

前記比較器において、前記オフセット電圧が与えられた前記電流検出電圧の大きさが前記出力電圧に応じた電圧と前記基準電圧との差に応じた電圧よりも大きいことが確認されたとき、前記発振器力ゝらの前記発振信号を無効とするとともに、前記スイツチング素子を OFFとすることを特徴とするスイッチング電源装置。

[2] 前記比較器に与えられる前記電流検出電圧に対してスロープ補償波形が重畳されることを特徴とする請求項 1に記載のスイッチング電源装置。

[3] 前記スロープ補償波形による周期が、前記発振器からの前記発振信号と同一の周期であることを特徴とする請求項 2に記載のスイッチング電源装置。

[4] 前記電圧源力与えられる前記オフセット電圧力前記比較器の比較結果に応じて変化することを特徴とする請求項 1に記載のスイッチング電源装置。

[5] 前記出力電圧に応じた電圧と前記基準電圧とが入力される差動増幅器を備えるとともに、該差動増幅器力出力される前記出力電圧に応じた電圧と前記基準電圧との差に応じた電圧が前記比較器に与えられることを特徴とする請求項 1に記載のスィツチング電源装置。

[6] 前記差動増幅器から出力される電圧のレベル変換を行うレベルシフタを備えることを特徴とする請求項 5に記載のスイッチング電源装置。

[7] 前記制御回路が、

前記発振器力もの前記発振信号がセット端子に入力されるとともに、前記比較器からの出力がリセット端子に入力されるフリップフロップ回路と、

該フリップフロップ回路からの出力に応じて前記スイッチング素子の ONZOFFを制御するドライバと、

を備えることを特徴とする請求項 1に記載のスイッチング電源装置。

[8] 前記電流検出部が、

前記スイッチング素子の出力側と第 1電極が接続されるとともに、前記制御回路から前記スイッチング素子に与える信号が制御電極に入力される検出用トランジスタと、該検出用トランジスタの第 2電極に一端が接続されるとともに他端に直流電圧が印加された抵抗と、

を備え、

前記検出用トランジスタの第 2電極に現れる電圧が、前記電流検出電圧となることを特徴とする請求項 1に記載のスイッチング電源装置。

[9] 請求項 1一請求項 8の、ずれか〖こ記載のスイッチング電源装置を備えることを特徴とする携帯機器。