[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

WO2003075451A1 - Abstimmbares, kapazitives bauteil und lc-oszillator mit dem bauteil - Google Patents

Abstimmbares, kapazitives bauteil und lc-oszillator mit dem bauteil Download PDF

Info

Publication number
WO2003075451A1
WO2003075451A1 PCT/DE2003/000390 DE0300390W WO03075451A1 WO 2003075451 A1 WO2003075451 A1 WO 2003075451A1 DE 0300390 W DE0300390 W DE 0300390W WO 03075451 A1 WO03075451 A1 WO 03075451A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
reference signal
connection
mos transistors
transistors
tuning
Prior art date
Application number
PCT/DE2003/000390
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Jürgen OEHM
Duyen PHAM-STÄBNER
Original Assignee
Infineon Technologies Ag
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies Ag filed Critical Infineon Technologies Ag
Priority to EP03743285A priority Critical patent/EP1481470A1/de
Publication of WO2003075451A1 publication Critical patent/WO2003075451A1/de
Priority to US10/934,167 priority patent/US6995626B2/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1228—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more field effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
    • H03B5/1212—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair
    • H03B5/1215—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier comprising a pair of transistors, wherein an output terminal of each being connected to an input terminal of the other, e.g. a cross coupled pair the current source or degeneration circuit being in common to both transistors of the pair, e.g. a cross-coupled long-tailed pair
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
    • H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
    • H03B5/1246—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising transistors used to provide a variable capacitance
    • H03B5/1253—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance the means comprising transistors used to provide a variable capacitance the transistors being field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
    • H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
    • H03B5/1293—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator having means for achieving a desired tuning characteristic, e.g. linearising the frequency characteristic across the tuning voltage range
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J2200/00—Indexing scheme relating to tuning resonant circuits and selecting resonant circuits
    • H03J2200/36—Circuit arrangements for, e.g. increasing the tuning range, linearizing the voltage-capacitance relationship, lowering noise, constant slope in different bands

Definitions

  • the present invention relates to a tunable, capacitive component and an LC oscillator with the tunable, capacitive component.
  • Tunable, capacitive components are usually implemented using varactor diodes.
  • the junction capacitance depends on an applied control voltage.
  • Varactor diodes or tunable, capacitive components are used, for example, on a large scale in voltage-controlled oscillators, so-called voltage controlled oscillators (VCO).
  • VCO voltage controlled oscillators
  • these usually comprise a tunable capacitance and a fixed value inductance and are therefore referred to as LC oscillators.
  • the oscillation frequency of the oscillator is set by varying the capacitance value of the tunable capacitance.
  • Such voltage-controlled oscillators are required, for example, in transmitters and receivers in mobile radio.
  • FIG. 1 shows a basic circuit arrangement for a voltage-controlled LC oscillator with two inductors 1, two tunable capacitors 2 and two cross-coupled MOS transistors 3 according to the prior art with a symmetrical structure.
  • the oscillation frequency F osz of the LC VCO according to FIG. 1 is determined to a good approximation by the resonance frequency of the LC
  • the frequency V osz of the LC-VCO can therefore be controlled by the voltage-controlled capacitances 2 which can be set via the voltage Vtune.
  • the LC oscillator comprising the actual LC resonant circuit 1, 2 and the damping amplifier 3, which is coupled to it, is supplied by a reference current source 4 fed.
  • the controlling voltage Vfune is present at the controlled capacitors 2 at their connecting nodes, which form the circuit input 5.
  • a pair of circuit nodes 6, 7 forms the output of the circuit, so that the control voltage Vtune applied from the outside against reference potential connection 8 does not directly impress the control voltage at the (capacitance) control inputs of the varactors 2.
  • the voltages of the nodes 6, 7 oscillate 180 degrees out of phase with the frequency Fosz and the amplitude Uosz around a mean voltage value which, measured against ground, depends on the current Iref and the design of the transistors 3.
  • the current Iref in the In practice, reference current source 4 shown in FIG. 1 is never completely independent of the supply voltage, so that disturbances in the supply voltage project into the reference current Iref. Furthermore, a reference current source itself is never completely free of noise and interference.
  • Disturbances in the reference current Iref cause potential fluctuations in the same direction at the outputs A and B of the LC-VCO and thus project into the mean voltage value. Since the average capacitance value of the varactors 2 is determined directly by the tuning voltage that is present across the varactors 2, disturbances in the reference current Iref also simultaneously change the frequency F osz or the phase position of the LC-VCO. Random random disturbances in the frequency or phase of an oscillator oscillation are usually observed in the form of phase noise.
  • the change in capacitance 2 with the controlling voltage is not unnecessarily high. It is therefore desirable if the voltage range over which the capacitance 2 can be controlled is as large as possible, and at the same time the voltage dependency of the capacitance 2 is linear over the entire control voltage range. So that amplitude noise does not transform into phase noise, it is further advantageous if the controlled capacitance value is not a function of the voltage amplitude present at capacitance 2.
  • FIG. 2a shows a voltage-controlled capacitance 2 according to the prior art with two normally-off NMOS transistors 9, the four source / drain connections of which are connected to the tuning input 5.
  • the output node pair 6, 7 is connected to a gate connection of the transistors 9.
  • the circuit arrangement shown in FIG. 2a can be used unchanged for the LC-VCO in accordance with FIG.
  • Potential fluctuations in the same direction at the connections 6, 7 with respect to the connection 5 each cause - within the control range of the capacitance between the gate and transistor channel - a change in the same direction of the capacitance of the NMOS transistors 9 between the gates and the interconnected drain and source connections.
  • the change in the capacitance or the capacitance coverings with the control voltage which drops off effectively via the transistors 9 working as a varactor, is comparatively very large and only linear in a very small range, which is less than 50 mV. If the amplitude U osz at the outputs 6, 7 of the LC-VCO is very large, the situation improves somewhat.
  • Figure 2b shows the electrical equivalent circuit of the tunable capacitance of Figure 2a.
  • a controllable capacitance is specified in a VCO, which is constructed by means of MOS transistors.
  • the known capacitive components which can be tuned and are suitable for use in VCO have the disadvantage in common that they do not have a large linear tuning range and / or have relatively high series resistances. High series resistances lead to poor quality, while an insufficient tuning range of a varactor or a tunable capacitance generally has the disadvantage of only a narrow frequency band in which the VCO can be tuned when used in a VCO. Finally, low linearity means that circuit properties are dependent on the current operating point of the capacitive component, which in turn has a disadvantageous effect on the implementation of control loops etc.
  • the object of the present invention is therefore to provide a tunable, capacitive component which, with improved properties, is suitable for use in voltage-controlled oscillators. It is a further object of the invention to provide an oscillator with the improved component. According to the invention, the object relating to the tunable, capacitive component is achieved by a tunable, capacitive component, comprising:
  • a tuning input for supplying a tuning voltage, a pair of circuit nodes between which a capacitance that can be tuned by means of the tuning voltage is provided,
  • a reference signal input designed to supply a reference signal for setting the operating point of the MOS transistors, the reference signal input being connected to the resistors at its connecting node or to the four source / drain connections.
  • the MOS transistors which are interconnected as a pair of transistors, form controllable capacitors.
  • these controllable capacities are not directly connected to the pair of circuit nodes, but the dynamic connection to the circuit nodes is established by means of the two coupling capacitors.
  • low-frequency and DC voltage fluctuations in the mean voltage value of the voltage between the switching nodes are no longer included in the tuning voltage.
  • the coupling of the pair of MOS transistors to the tuning input can be carried out indirectly or directly.
  • the two coupling capacitances preferably have capacitance values which are large compared to the maximum settable capacitance values of the MOS transistors.
  • the coupling resistors preferably have resistance values which are large compared to the reciprocal of the product of 2 ⁇ , the oscillator frequency and the capacitance value of the MOS transistors.
  • the present principle is based on the knowledge that by executing the capacitive component as a pair of MOS transistors in combination with the provision of a reference signal input which is designed to set the operating point of the MOS transistors by means of a reference signal, a tunable, capacitive component is realized , which has an adjustable tuning range.
  • the tuning input is preferably connected to the source / drain connections of the transistor pair, alternatively to the gate connections of the transistors via coupling resistors.
  • the reference signal input is coupled to the opposite input.
  • MOS transistors have a bulk connection, this is preferably connected to a reference potential connection, that is to say to a ground connection.
  • a further pair of MOS transistors or any number of further pairs of MOS transistors can be provided.
  • the one or more pairs of MOS transistors are connected in parallel with the first-mentioned pair of MOS transistors in such a way that the gate connections are also connected to the pair of circuit nodes which form the output of the capacitive component via further pairs of coupling capacitances.
  • Vote entrance and Reference signal inputs are designed in accordance with the circuitry in the first-mentioned pair of MOS transistors.
  • the tuning input is connected to the four source / drain connections of the pair of MOS transistors, then all further pairs of MOS transistors with their four source / drain connections are also connected directly to one another and to the tuning input.
  • the further reference signal inputs one of which is assigned to a pair of transistors, are connected in pairs to the gate connections of the pairs of transistors via further coupling resistors.
  • the reference signal input and the further reference signal input (s) are connected to the four source / drain connections of the assigned transistor pair.
  • the further MOS transistor pairs are each coupled in pairs to the common tuning input with a further pair of resistors.
  • the tuning input can also be called a tuning input.
  • the reference signal inputs can be coupled in and out with the transistor pairs for switching on and off respective reference signals.
  • the reference signals that can be supplied to the individual transistor pairs and are assigned in each case can be different.
  • the provision of the reference signals provided for setting the operating point can be made in a simple manner, for example with by means of a resistance chain, which is connected to a reference signal source and has tapping points for tapping respective reference signals, the tapping points being coupled directly or switchably to assigned reference signal inputs.
  • Switches are preferably provided in each case, which couple the reference signal inputs to the assigned MOS transistor pairs for switching the respective reference signals on and off. This makes it possible to precharge stabilization capacitances connected to ground on the transistor side, for example, which in turn ensure that when switches are open, even in the event of faults, for example on the supply voltage, the linear relationship between the effective capacitance between the circuit nodes and the tuning voltage, that is to say with The present principle achieved high linearity of the tuning characteristic, is retained.
  • the stabilizing capacities with their capacitance values are advantageously large compared to the transistor capacities.
  • an LC oscillator with a tunable, capacitive component as described above comprising
  • an attenuation amplifier which provides a negative impedance and is coupled to the resonator core, -
  • the resonant circuit frequency can be detuned with the tuning voltage that can be supplied to the tuning input.
  • the advantages of the tunable, capacitive component according to the invention namely a large variation ratio, highly linear and preferably temperature-stable tuning characteristic and low series resistance occur particularly advantageously when the component is used in an LC oscillator.
  • a large variation ratio of the tunable capacitance ie a large quotient of the largest and smallest adjustable capacitance, enables the oscillator frequency of the LC oscillating circuit to be tuned over a wide frequency range. This feature is particularly advantageous when used in local oscillators of high-frequency transmitters and receivers, since a large number of widely spaced transmission channels can thus be addressed.
  • the highly linear tuning characteristic of the tunable, capacitive component enables circuit properties to be dimensioned independently of the operating point, in particular when implementing control loops.
  • the low series resistance of the capacitance leads to a high quality of the oscillator circuit.
  • the LC oscillator with the tunable, capacitive component according to the present principle shows particularly low phase noise.
  • FIG. 1 shows a basic circuit diagram of an LC-VCO with NMOS
  • FIG. 2b shows the electrical equivalent circuit diagram of FIG. 2a
  • FIG. 3a shows a first exemplary embodiment of a controllable capacitance with NMOS transistors according to the present principle
  • FIG. 3b shows the electrical equivalent circuit of FIG. 3a
  • Figure 4a shows a second embodiment of a controllable capacitance with NMOS transistors according to the present principle
  • FIG. 4b shows the electrical equivalent circuit diagram of FIG. 4a
  • FIG. 5 shows an LC-VCO with a tunable capacity according to FIG. 3a.
  • FIG. 6 shows the tuning line of a controllable capacitance with NMOS transistors
  • FIG. 8 shows the tuning characteristic of the controllable capacity from FIG. 7,
  • FIG. 7 with pre-charging that can be switched off
  • FIG. 10a shows an exemplary embodiment of a switch from FIG. 9,
  • FIG. 10b the equivalent circuit of the switch from FIG. 10a
  • FIG. 11 shows a further development of the tunable capacitance from FIG. 9 with additional temperature compensation of the working points
  • FIG. 12 shows the subject of Figure 11, but with the
  • FIG. 13 shows the tuning characteristic of the controllable capacity from FIG. 11,
  • FIG. 14 is a diagram to illustrate the superposition of the tuning characteristic curves when several capacitors are connected in parallel with different operating points according to the present principle
  • FIG. 15 shows the control characteristic of a VCO according to FIG. 5
  • FIG. 3a shows an exemplary embodiment for a voltage-controlled capacitance in accordance with the present principle in a further development of the subject of FIG. 2a with two normally-off NMOS transistors 9 which, with their gate connections, are coupled dynamically to the nodes via coupling capacitances 10
  • the four load connections of the transistors 9 are connected to one another and to the tuning input 5 with their source / drain connections. Furthermore, a reference signal input 11 is provided for setting the operating point of the transistors 9, which is connected via a coupling resistor 12 to a respective gate connection thereof.
  • An advantage of the coupling capacitances is that DC and low-frequency voltage fluctuations in the mean voltage value no longer enter into the control voltage of the transistors 9.
  • the proposed possibility for setting the operating point of the transistors 9 advantageously enables any good one Linearization of the tuning characteristic, as explained in more detail later.
  • Ct represents the controllable capacitance value of the transistors 9 operating as a varactor.
  • Figure 3b shows the electrical equivalent circuit of the object of Figure 3a.
  • FIG. 4a shows an alternative embodiment of the subject of Figure 3a.
  • this largely corresponds to that of FIG. 3a, but the connections for tuning voltage and reference signal 5, 11 are interchanged. Accordingly, the tuning input 5 is connected here via resistors 12 to the gates of the transistors 9, while the reference signal input 11 is connected to their source / drain connections.
  • Figure 4b shows the electrical equivalent circuit of the object of Figure 4a.
  • FIG. 5 shows a circuit arrangement for a voltage-controlled LC oscillator which is improved compared to FIG.
  • NMOS transistors 9 according to the present principle, as shown in ren 3a and 4a shown.
  • the controllable capacitances 2 are no longer directly connected to the nodes 6, 7, but via coupling capacitances 10, with the advantages and dimensioning rules already explained.
  • FIG. 6 shows an example of the simulated small signal relationship between the control voltage V ⁇ - U ne unc ⁇ the effective capacitance C between the nodes 6, 7 for a voltage-controlled capacitance 2 constructed according to FIG. 3 a with self-blocking NMOS transistors 9, which are connected via the Coupling capacitances 10 are dynamically coupled to the nodes 6, 7.
  • V re f 0 volts
  • the control voltage range from V ⁇ ne shifts completely into the negative range.
  • the value for V re f for the circuit arrangement according to FIG. 3a must generally always be chosen to be greater than or equal to V ⁇ O.
  • the GND potential would be an ideal, interference-free reference potential for Vref.
  • connections 5, 11 for V tune and V re f can also be used as a differential voltage control input for the between the nodes 6, 7 effective capacity can be understood, so that the objects according to FIG. 3a and FIG. 4a are actually identical from a technical point of view.
  • FIG. 7 shows a circuit arrangement which, with regard to the connections, tuning input 5 and output pair node pair 6, 7, consists of N circuit arrangements according to FIG. However, the reference signal connections for supplying the reference signals V re f ] _ to V re f are not connected to one another.
  • the reference signal connections 11, 13, 14 are at potentials which systematically increase or decrease systematically compared to the GND potential, technically advantageously in the same order of magnitude.
  • the circuit arrangement of FIG. 7 approximately corresponds to the positioning range of a circuit arrangement with regard to the adjustment range of the capacitance between the nodes 6, 7 3a corresponds, the following conversion condition can be used, for example:
  • the coupling capacitances are reduced by a factor of N compared to the object in FIG. 3a.
  • the coupling resistances are made larger by a factor of N.
  • Channel lengths of the transistors 9 are retained.
  • Channel widths of the transistors 9 are reduced by a factor of N.
  • circuit arrangement according to FIG. 7 in the manner described can also alternatively be formed with technically advantageously similar circuit arrangements according to FIG. 4a.
  • Figure 8 shows an example of the simulated relationship between the control voltage Vt une and the effective capacitance between the nodes 6, 7 in accordance with a voltage controlled capacitance 7 is self-locking with NMOS transistors.
  • the division factor N is 10.
  • the simulation result shown in FIG. 8 shows that there is now an approximately linear relationship between the effective capacitance and the control voltage Vt une over a comparatively large range of approx.
  • the comparison with the simulation result shown in FIG. 6 also shows that the influence of the temperature on the voltage dependence of the capacitance has decreased significantly over the entire control voltage range.
  • the reference potentials Vrefl to VrefN can be derived from the supply voltage + V Q Q in such a way that any existing ones Do not project disturbances of the supply voltage + Vcc into the reference potentials V re f] _ to V re fu.
  • FIG. 9 shows a development of the circuit arrangement according to FIG. 8.
  • the potentials V re f_ to V re fj are generated by current supply with the aid of a resistor chain.
  • a series connection of resistors 15 is provided with tapping points between the resistors 15, each of which is coupled to an assigned reference signal input of a tunable partial capacitance according to FIG. 3a.
  • a switch 16 is provided for this coupling.
  • each switch with a capacitance 17 is connected to the reference potential.
  • the resistance chain which forms a voltage divider, is connected to a reference signal source 18 connected thereto, which is designed as a current source.
  • the resistance chain is also connected to reference potential terminal 8.
  • Both the gates of the paired NMOS transistors 9 and the storage capacitors 17 are charged to the respective potentials generated in this way via the electronic switches 16. After the end of the charging phase, the switches 16 are opened.
  • the charges applied to the gates of the NMOS transistors 9 and to the storage capacitors 17 now ensure that the linear relationship between the effective capacitance between the nodes 6, 7 and the control voltage Vt une remains.
  • the storage capacitors 17 each have a multiple (> 10) of the maximum as the capacitance value Have MOS capacitance of the NMOS transistors 9, as seen from the control input 5, the storage capacitors 17 each form a capacitive voltage divider with the NMOS transistors 9. After the switches 16 are opened, the amount of charge applied to the gates of the NMOS transistors 9 and the storage capacitors 17 can practically no longer change, for example due to disturbances at + Vcc.
  • the above statement applies in particular exactly when the switches 16 are ideal switches.
  • the electronic switches used in the monolithic integration preferably consist of real transistors with finite properties.
  • Electronic MOS switches e.g. Leakage currents, the 'off' resistance is not infinitely large and the 'on' resistance is not zero.
  • circuit arrangement according to FIG. 9 in the manner described is alternatively also conceivable with technically advantageously similar circuit arrangements according to FIG. 4a.
  • the coupling capacitors 17 also act as storage capacitors.
  • FIG. 10a shows an electronic switch 16, as can be used for example in the subject of FIG. 9.
  • the switch 16 comprises the complementary switching transistors 19, 20, the controlled paths of which are connected in parallel and form the load path of the switch 16.
  • an inverter 21 has its output connected to this control input.
  • a further complementary pair of transistors 22, 23 with its controlled paths is also connected in parallel with the controlled paths of the transistors 19, 20. These transistors 22, 23 are connected as diodes.
  • From the state level at the control input 24 of the inverter 21 and thus the switch 16, an inverted control signal for the transistor 19 is generated with the aid of the inverter 21.
  • the control input 24 has an H level, both the transistor 19 and the transistor 20 are conductive.
  • connection 25 forms the input of the switch and the connection 26 forms the output.
  • the storage capacity 17, which is connected to the output 26, forms a time constant with the forward resistance between the nodes 25, 26.
  • FIG. 10a for an electronic switch 16 is expanded by the NMOS transistors 22, 23, which bring about a so-called non-linear potential connection.
  • the switch connections 25, 26 have the same potential, the transistors 22, 23 are blocked, i.e. maximum high impedance. If the switch connections 25, 26 have different potential, depending on the sign of the potential difference, either diode 22 or diode 23 becomes slightly conductive according to the magnitude of the potential difference.
  • the diodes 22, 23 prevent the charges on the gates of the NMOS transistors 9 and the capacitances 17 in FIG. 9 from changing too greatly, owing to leakage currents.
  • the leakage current losses are dependent on the leakage current
  • FIG. 10b shows the electrical equivalent circuit diagram of the switch 16 according to FIG. 10a.
  • FIG. 11 shows an expansion of the circuit arrangement according to FIG. 9. In structure and advantageous mode of operation, this largely corresponds to the subject of FIG. 9. In contrast, however, auxiliary transistors 27 with their controlled paths are connected between the tapping points of the resistor chain 15 and the switches 16.
  • the source terminals of the transistors 27 are respectively connected to the tapping points, the re reference signals V re f] _ to provide V f.
  • the drain connections are connected to the inputs 25 of the respective electronic switches 16.
  • a reference current Ic which is fed in at the drain connections of the transistors 27 is in each case discharged again with the aid of current mirror arrangements 28 which are connected to the source connections of the transistors 27 in such a way that reference voltage tapping points V re fi to V re f (N-1) no current is fed in each case.
  • the reference voltages V re fi 'to V re are applied to the inputs 25 of the respective electronic switches 16 shown in FIG f j ', which are each shifted in the manner described below with respect to the voltages V re f ] _ to V re f ⁇ by the voltage components Vtl, ... VtN.
  • V ref N ' V re f N + VtN
  • the voltage components Vtl,... VtN are generated with the aid of the auxiliary transistors 27, each of which a reference current Ic flows through.
  • the magnitude of the reference current Ic is selected so that the voltage drop from drain to source via the auxiliary transistors 27 corresponds in good approximation to the threshold voltages Vtl, ... VtN.
  • the generated voltage components Vtl, ... VtN ideally correspond to the respective operating voltages of the divided MOS capacities 9. If the voltage components Vtl, ... VtN are successfully generated and superimposed on V re f ] _ bis exactly, then the influence of the threshold voltages of the divided MOS capacitances 9 on the characteristic behavior between the effective capacitance between the nodes 6, 7 and the control voltage V £ une is completely eliminated. The reason for this is that the control area of a MOS capacitance is always centered around the MOS insertion voltage Vt.
  • FIG. 12 shows a variant of the circuit arrangement according to FIG. 11 using the circuit arrangement analogously according to FIG. 4a instead of those according to FIG. 3a.
  • Vrefi 1 Vrefi - Vti
  • control relationship between the control voltage V and the effective capacitance between the nodes 6, 7 is accordingly inverted with respect to the relationship shown in FIG. 13 below.
  • FIG. 13 shows an example of the simulated relationship between the control voltage Vt une and the effective capacitance between the nodes 6, 7 for a voltage-controlled capacitance according to FIG. 11 with normally-off NMOS transistors.
  • the division factor N is 10.
  • FIG. 15 shows a control characteristic curve measured at 27 degrees of an LC VCO according to FIG. 5, which has a controllable capacity according to the arrangement shown in FIG.
  • the division factor N is 10.
  • VCO control characteristic is approximately 1.5 volts according to the linear range of controllable capacity.
  • circuit diagrams described above can also be implemented in complementary circuit technology.
  • MOS capacitances can be implemented with both N-channel MOS transistors and P-channel MOS transistors.
  • the level of the zero field threshold voltage V t ⁇ 0 of the MOS transistors 9 also plays no fundamental role.
  • the function of a current mirror circuit can be carried out using simple or complex circuit technology, for example with cascodes.
  • Alternative embodiments of the circuit structures specified here are therefore to be regarded as equivalent means for achieving the principle presented, which are within the scope of the invention.

Landscapes

  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)

Abstract

Es ist ein abstimmbares, kapazitives Bauteil angegeben, welches ein Paar von MOS-Transistoren (9) umfasst, deren Gate-Anschlüsse über je eine Koppelkapazität (10) mit einem Paar von Schaltungsknoten (6, 7), zwischen denen die abgestimmte Kapazität abgreifbar ist, verbunden sind. Die vier Lastanschlüsse der MOS-Transistoren (9) sind miteinander verbunden. Weiterhin ist ein Abstimmeingang (5) sowie ein Bezugssignaleingang (11) vorgesehen, welche beide mit dem Transistorpaar (9) gekoppelt sind. Dabei ist der Bezugssignaleingang (11) zur Arbeitspunkteinstellung der Transistoren ausgebildet. Die beschriebene, abstimmbare Kapazität hat einen grossen Abstimmbereich sowie einen geringen Serienwiderstand und ermöglicht aufgrund der Arbeitspunkteinstellung gute Linearitätseigenschaften. Das Bauteil ist mit Vorteil in LC-Oszillatoren anwendbar.

Description

Beschreibung
Abstimmbares, kapazitives Bauteil und LC-Oszillator mit dem Bauteil
Die vorliegende Erfindung betrifft ein abstimmbares, kapazitives Bauteil und einen LC-Oszillator mit dem abstimmbaren, kapazitiven Bauteil.
Abstimmbare, kapazitive Bauteile werden üblicherweise durch Varaktordioden realisiert. Bei Varaktordioden hängt die Sperrschichtkapazität von einer angelegten Steuerspannung ab.
Varaktordioden oder abstimmbare, kapazitive Bauteile werden beispielsweise großtechnisch in spannungsgesteuerten Oszillatoren, sogenannten Voltage Controlled Oscillators (VCO) eingesetzt. Diese umfassen in einem Resonanzkreis neben einer abstimmbaren Kapazität üblicherweise eine Festwert-Induktivität und werden daher als LC-Oszillatoren bezeichnet. Durch Variieren des Kapazitätswerts der abstimmbaren Kapazität wird die Schwingfrequenz des Oszillators eingestellt. Derartige, spannungsgesteuerte Oszillatoren werden beispielsweise in Sende- und Empfangsgeräten im Mobilfunk benötigt.
Figur 1 zeigt eine Grundschaltungsanordnung für einen spannungsgesteuerten LC-Oszillator mit zwei Induktivitäten 1, zwei abstimmbaren Kapazitäten 2 sowie zwei kreuzgekoppelten MOS-Transistoren 3 gemäß Stand der Technik mit symmetrischem Aufbau. Die Schwingfrequenz Fosz des LC-VCOs nach Figur 1 ist in guter Näherung bestimmt durch die Resonanzfrequenz des LC-
Kreises, die von dem Produkt aus wirksamer Induktivität und wirksamer Kapazität abhängt. In seiner Frequenz Fosz steuerbar ist der LC-VCO daher durch die über die Spannung Vtune einstellbaren spannungsgesteuerten Kapazitäten 2. Der LC- Oszillator umfassend den eigentlichen LC-Schwingkreis 1, 2 sowie den Entdämpfungsverstärker 3, der daran angekoppelt ist, wird von einer Referenzstromquelle 4 gespeist. In Figur 1 liegt die steuernde Spannung Vfune an den gesteuerten Kapazitäten 2 an deren Verbindungsknoten, der den Schaltungseingang 5 bildet, an. Ein Paar von Schaltungsknoten 6, 7 bildet den Ausgang der Schaltung, so daß die von außen gegen Bezugspotentialanschluß 8 angelegte steuernde Spannung Vtune jeweils nicht direkt die steuernde Spannung an den (Ka- pazitäts-) Steuereingängen der Varaktoren 2 eingeprägt. Die Spannungen der Knoten 6, 7 oszillieren um 180 Grad phasenver- schoben mit der Frequenz Fosz und der Amplitude Uosz um einen Spannungsmittelwert, der, gegen Masse gemessen, abhängig ist von dem Strom Iref und der Auslegung der Transistoren 3. Der Strom Iref in der in Figur 1 eingezeichneten Referenzstromquelle 4 ist in der Praxis nie völlig unabhängig von der Ver- sorgungsspannung, so daß Störungen der Versorgungsspannung sich in den Referenzstrom Iref projizieren. Weiterhin ist auch eine Referenzstromquelle selbst nie völlig rausch- und störungsfrei .
Störungen im Referenzstrom Iref bewirken gleichsinnige Potentialschwankungen an den Ausgängen A und B des LC-VCOs und projizieren sich somit in den Spannungsmittelwert. Da der mittlere Kapazitätswert der Varaktoren 2 direkt von der Abstimmspannung, die über den Varaktoren 2 anliegt, bestimmt ist, verändern Störungen im Referenzstrom Iref gleichzeitig auch die Frequenz Fosz bzw. die Phasenlage des LC-VCOs. Statistisch zufällige Störungen in der Frequenz bzw. Phase einer Oszillatorschwingung werden meßtechnisch in der Regel in der Form von Phasenrauschen beobachtet.
Für ein geringes LC-VCO-Phasenrauschen ist es daher unter anderem wichtig, daß die Änderung der Kapazität 2 mit der steuernden Spannung nicht unnötig hoch ist. Wünschenswert ist es daher, wenn der Spannungsbereich, über den die Kapazität 2 steuerbar ist, möglichst groß ist, und gleichzeitig die Spannungsabhängigkeit der Kapazität 2 über den gesamten Steuerspannungsbereich linear ist. Damit sich Amplitudenrauschen nicht in Phasenrauschen transformiert, ist es weiter vorteilhaft, wenn der gesteuerte Kapazitätswert keine Funktion von der an der Kapazität 2 anste- henden Spannungsamplitude ist.
Um den Einstellbereich der Kapazität 2 unter allen Betriebs- bedingungungen vollständig zur Verfügung zu haben, ist es außerdem wichtig, daß die Spannungsabhängigkeit der Kapazität 2 über den gesamten Steuerspannungsbereich temperaturunabhängig ist .
Figur 2a zeigt eine spannungsgesteuerte Kapazität 2 gemäß Stand der Technik mit zwei selbstsperrenden NMOS-Transistoren 9, deren vier Source- /Drain-Anschlüsse mit dem Abstimmeingang 5 verbunden sind. Das Ausgangsknotenpaar 6, 7 ist mit je einem Gate-Anschluß der Transistoren 9 verbunden.
Die gezeigte Schaltungsanordnung gemäß Figur 2a kann unverän- dert für den LC-VCO nach Figur 1 verwendet werden. Gleichsinnige Potentialschwankungen an den Anschlüssen 6, 7 gegenüber dem Anschluß 5 bewirken jeweils - innerhalb des Steuerbereiches der Kapazitätbeläge zwischen Gate und Transistorkanal - eine gleichsinnige Änderung der Kapazitätsbeläge der NMOS- Transistoren 9 zwischen den Gates und den miteinander verbundenen Anschlüssen Drain und Source.
Für die Anordnung gemäß Figur 2a ist die Änderung der Kapazität bzw. der Kapazitätbeläge mit der Steuerspannung, die über die als Varaktor arbeitenden Transistoren 9 wirksam abfällt, vergleichsweise sehr groß und nur in einem sehr kleinen Bereich, der geringer als 50mV ist, linear. Ist die Amplitude Uosz an den Ausgängen 6, 7 des LC-VCOs sehr groß, verbessert sich die Situation etwas .
Figur 2b zeigt das elektrische Ersatzschaltbild der abstimmbaren Kapazität von Figur 2a. In dem Dokument P. Andreani et al . "A 2.2 GHz CMOS VCO with Inductive Degeneration Noise Suppression" , IEEE 2001 Custom Integrated Circuit Conference, pp . 197-200, IEEE/CICC 2001, ISBN 0-7803-6591-7 ist eine steuerbare Kapazität in einem VCO angegeben, welche mittels MOS-Transistoren aufgebaut ist.
In dem Dokument C. Samori et al . "A -94dBc/Hz@100kHz fully integrated 5-GHz CMOS VCO with 18% tuning ränge for Bluetooth Applications", IEEE 2001 Custom Integrated Circuit Conference, pp. 201-204, IEEE/CICC 2001, ISBN 0-7803-6591-7 ist ein LC-VCO angegeben, bei dem als abstimmbare Bauelemente PMOS-Varaktoren verwendet werden.
Den bekannten, für den Einsatz in VCO geeigneten abstimmbaren kapazitiven Bauteilen ist der Nachteil gemeinsam, daß sie nicht über einen großen linearen Abstimmbereich verfügen und/oder verhältnismäßig hohe Serienwiderstände haben. Hohe Serienwiderstände führen zu einer schlechten Güte, während ein zu geringer Abstimmbereich eines Varaktors oder einer abstimmbaren Kapazität im allgemeinen bei Einsatz in einem VCO den Nachteil eines nur schmalen Frequenzbandes, in dem der VCO abstimmbar ist, mit sich bringt. Eine geringe Linearität schließlich führt dazu, daß Schaltungseigenschaften vom aktu- eilen Arbeitspunkt des kapazitiven Bauteils abhängig sind, was sich wiederum nachteilhaft auf die Implementierung von Regelschleifen etc. auswirkt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, ein abstimm- bares, kapazitives Bauteil anzugeben, welches mit verbesserten Eigenschaften zum Einsatz in spannungsgesteuerten Oszillatoren geeignet ist. Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen Oszillator mit dem verbesserten Bauteil anzugeben. Erfindungsgemäß wird die Aufgabe bezüglich des abstimmbaren, kapazitiven Bauteils gelöst durch ein abstimtnbares, kapazitives Bauteil, umfassend:
- einen Abstimmeingang zum Zuführen einer Abstimmspannung, - ein Paar von Schaltungsknoten, zwischen denen eine mittels der Abstimmspannung abstimmbare Kapazität bereitgestellt ist,
- ein Paar von MOS-Transistoren, die mit dem Abstimmeingang gekoppelt sind und deren vier Source-/Drain-Anschlüsse it- einander verbunden sind,
- zwei Koppelkapazitäten, die mit je einem Anschluß mit je einem Gate-Anschluß der MOS-Transistoren und mit je einem weiteren Anschluß mit je einem der Schaltungsknoten verbunden sind, - zwei Koppelwiderstände, die mit je einem Anschluß mit je einem der Gate-Anschlüsse der MOS-Transistoren und mit je einem weiteren Anschluß an einen Verbindungsknoten angeschlossen sind, und
- einen Bezugssignaleingang ausgebildet zum Zuführen eines Bezugssignals zur Arbeitspunkteinstellung der MOS- Transistoren, wobei der Bezugssignaleingang mit den Widerständen an ihrem Verbindungsknoten oder mit den vier Sour- ce-/Drain-Anschlüssen verbunden ist.
Die MOS-Transistoren, welche als Transistorpaar miteinander verschaltet sind, bilden steuerbare Kapazitäten. Diese steuerbaren Kapazitäten sind jedoch nicht unmittelbar mit dem Paar von Schaltungsknoten verbunden, sondern die dynamische Verbindung zu den Schaltungsknoten ist mittels der beiden Koppelkapazitäten hergestellt. Hierdurch gehen mit Vorteil niederfrequente und DC-Spannungsschwankungen im Spannungsmittelwert der Spannung zwischen den Schaltknoten nicht mehr in die Abstimmspannung ein.
Die Kopplung des Paars von MOS-Transistoren mit dem Abstimmeingang kann mittelbar oder unmittelbar ausgeführt sein. Die beiden Koppelkapazitäten weisen bevorzugt Kapazitätswerte auf, welche groß sind gegenüber den maximal einstellbaren Kapazitätswerten der MOS-Transistoren.
Die Koppelwiderstände weisen bevorzugt Widerstandswerte auf, welche groß sind gegenüber dem Kehrwert aus dem Produkt von 2π, der Oszillatorfrequenz und dem Kapazitätswert der MOS- Transistoren.
Dem vorliegenden Prinzip liegt die Erkenntnis zugrunde, daß durch Ausführen des kapazitiven Bauteils als Paar von MOS- Transistoren in Kombination mit dem Vorsehen eines Bezugs- Signaleingangs, der ausgebildet ist zur Arbeitspunkteinstellung der MOS-Transistoren mittels eines Bezugssignals, ein abstimmbares, kapazitives Bauteil realisiert ist, welches einen einstellbaren Abstimmbereich aufweist.
Der Abstimmeingang ist bevorzugt mit den Source- /Drain- Anschlüssen des Transistorpaares, alternativ mit den Gate- Anschlüssen der Transistoren über Koppelwiderstände verbunden. Der Bezugssignaleingang ist jeweils an entgegengesetztem Eingang angekoppelt.
Insofern die MOS-Transistoren einen Bulk-Anschluß haben, ist dieser bevorzugt mit einem Bezugspotentialanschluß, das heißt mit einem Masseanschluß, verbunden.
Zur noch weiteren Verbesserung der Linearitätseigenschaften des abstimmbaren, kapazitiven Bauteils gemäß vorliegendem Prinzip können ein weiteres Paar von MOS-Transistoren oder auch eine beliebige Anzahl weiterer Paare von MOS- Transistoren vorgesehen sein. Das oder die weiteren Paare von MOS-Transistoren sind mit dem erstgenannten Paar von MOS- Transistoren derart parallel geschaltet, daß die Gate- Anschlüsse über weitere Paare von Koppelkapazitäten ebenfalls mit dem Paar von Schaltungsknoten, die den Ausgang des kapazitiven Bauteils bilden, verbunden sind. Abstimmeingang und Bezugssignaleingang sind entsprechend der Verschaltung bei dem erstgenannten Paar von MOS-Transistoren ausgebildet. Ist der Abstimmeingang mit den vier Source-/Drain-Anschlüssen des Paars vom MOS-Transistoren verbunden, so sind auch alle wei- teren Paare von MOS-Transistoren mit ihren jeweils vier Source-/Drain-Anschlüssen unmittelbar miteinander und mit dem Abstimmeingang verbunden. In diesem Fall sind die weiteren Bezugssignaleingänge, von denen je einer je einem Transistorpaar zugeordnet ist, über weitere Koppelwiderstände paarweise mit den Gate-Anschlüssen der Transistorpaare verbunden.
Alternativ ist der Bezugssignaleingang und der oder die weiteren Bezugssignaleingänge mit jeweils den vier Source- /Drain-Anschlüssen des zugeordneten Transistorspaars verbun- den. In diesem Fall sind mit je einem weiteren Widerstandspaar die weiteren MOS-Transistorpaare mit dem gemeinsamen Abstimmeingang jeweils paarweise gekoppelt. Der Abstimmeingang kann auch als Tuning-Eingang bezeichnet werden.
Zu beachten ist, daß sowohl bei der ersten, wie auch bei der zweiten Alternative der Ansteuerung der MOS-Transistorpaare mit Abstimm- und Bezugssignal die Bezugssignaleingänge zu- und abschaltbar mit den Transistorpaaren gekoppelt sein können zum Zu- und Abschalten jeweiliger Bezugssignale.
Die den einzelnen Transistorpaaren zuführbaren, jeweils zugeordneten Bezugssignale können verschieden sein.
Da mit dem vorgestellten, weitergebildeten Prinzip die Ar- beitspunkte der als abstimmbare Kapazitäten arbeitenden MOS- Transistorpaare unabhängig voneinander eingestellt werden können, ist eine Abstimmkennlinie des gesamten, abstimmbaren, kapazitiven Bauteils erzielbar, welche eine praktisch beliebig gute Linearität zeigt.
Die Bereitstellung der zur Arbeitspunkteinstellung vorgesehenen Bezugssignale kann in einfacher Weise beispielsweise mit- tels einer Widerstandskette erfolgen, welche an eine Bezugssignalquelle angeschlossen ist und Abgriffspunkte zum Abgreifen von jeweiligen Bezugssignalen aufweist, wobei die Abgriffspunkte mit zugeordneten Bezugssignaleingängen unmittel- bar oder schaltbar gekoppelt sind.
Bevorzugt sind jeweils Schalter vorgesehen, die die Bezugssignaleingänge mit den zugeordneten MOS-Transistorpaaren zum Zu- und Abschalten der jeweiligen Bezugssignale koppeln. Hierdurch ist es möglich, eine Voraufladung von beispielsweise transistorseitig gegen Masse geschalteten Stabilisierungskapazitäten zu erzielen, welche wiederum sicherstellen, daß bei geöffneten Schaltern auch bei Störungen beispielsweise auf der VersorgungsSpannung der lineare Zusammenhang zwischen der wirksamen Kapazität zwischen den Schaltungsknoten und der AbStimmspannung, das heißt die mit vorliegendem Prinzip erzielte hohe Linearität der Abstimmkennlinie, erhalten bleibt.
Mit Vorteil sind die Stabilisierungskapazitäten mit ihren Ka- pazitätswerten groß gegenüber den Transistorkapazitäten.
Um gegebenenfalls auftretende Nichtidealitäten der bezugs- signalschaltenden Schalter, beispielsweise Leckströme, auszugleichen, ist es vorteilhaft, in die der Bezugssignalzufüh- rung dienenden Signalpfade zusätzlich Transistoren oder
Dioden einzufügen, die eine sogenannte nichtlineare Poten- tialanbindung bewirken. Hierdurch können in einfacher Weise Leckstromverluste der Schalter ausgeglichen werden.
Bezüglich des LC-Oszillators wird die Aufgabe gelöst durch einen LC-Oszillator mit einem abstimmbaren, kapazitiven Bauteil wie vorstehend beschrieben, umfassend
- ein Resonatorkern mit einer Induktivität und mit dem abstimmbaren kapazitiven Bauteil als Schwingkreisfrequenz be- stimmende Bauteile und
- einen Entdämpfungsverstärker, der eine negative Impedanz bereitstellt und mit dem Resonatorkern gekoppelt ist, - wobei mit der dem Abstimmeingang zuführbaren Abstimmspannung die Schwingkreisfrequenz verstimmbar ist.
Die Vorteile des erfindungsgemäßen abstimmbaren, kapazitiven Bauteils, nämlich großes Variationsverhältnis, hochlineare und bevorzugt temperaturstabile Abstimmkennlinie sowie geringer Serienwiderstand treten bei Anwendung des Bauteils in einem LC-Oszillator besonders vorteilhaft auf. So ermöglicht ein großes Variationsverhältnis der abstimmbaren Kapazität, also ein großer Quotient aus größter und kleinster einstellbarer Kapazität, daß die Oszillatorfrequenz des LC-Schwing- kreises über einen großen Frequenzbereich abgestimmt werden kann. Dieses Merkmal ist insbesondere bei Anwendung in Lokaloszillatoren von Hochfrequenz-Sende- und -Empfangsgeräten vorteilhaft, da somit eine Vielzahl weit auseinanderliegender Übertragungskanäle angesprochen werden kann. Die hochlineare Abstimmkennlinie des abstimmbaren, kapazitiven Bauteils ermöglicht eine arbeitspunktunabhängige Dimensionierung von Schaltungseigenschaften, insbesondere bei Implementierung von Regelschleifen. Der geringe Serienwiderstand der Kapazität schließlich führt zu einer hohen Güte der Oszillatorschaltung.
Insgesamt zeigt der LC-Oszillator mit dem abstimmbaren, kapa- zitiven Bauteil gemäß vorliegendem Prinzip besonders geringes Phasenrauschen .
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen des vorliegenden Prinzips ergeben sich aus den Unteransprüchen. Die Erfindung wird anhand von mehreren Ausführungsbeispielen, welche in den Zeichnungen dargestellt sind, näher erläutert.
Es zeigen:
Figur 1 ein Prinzipschaltbild eines LC-VCO mit NMOS-
Transistoren gemäß Stand der Technik, Figur 2a eine steuerbaren Kapazität gebildet mit NMOS- Transistoren gemäß Stand der Technik,
Figur 2b das elektrische Ersatzschaltbild der Figur 2a,
Figur 3a ein erstes Ausführungsbeispiel einer steuerbaren Kapazität mit NMOS-Transistoren gemäß vorliegendem Prinzip,
Figur 3b das elektrische Ersatzschaltbild der Figur 3a,
Figur 4a eine zweites Ausführungsbeispiel einer steuerbaren Kapazität mit NMOS-Transistoren gemäß vorliegendem Prinzip;
Figur 4b das elektrische Ersatzschaltbild der Figur 4a,
Figur 5 einen LC-VCO mit einer abstimmbaren Kapazität gemäß Figur 3a,
Figur 6 die Abstimmkenlinie einer steuerbaren Kapazität mit NMOS-Transistoren,
Figur 7 eine Weiterbildung der abstimmbaren Kapazität von Figur 3a,
Figur 8 die Abstimmkennlinie der steuerbaren Kapazität von Figur 7 ,
Figur 9 eine Weiterbildung der abstimmbaren Kapazität von
Figur 7 mit abschaltbarer Voraufladung,
Figur 10a ein Ausführungsbeispiel eines Schalters von Figur 9,
Figur 10b die Ersatzschaltung des Schalters von Figur 10a, Figur 11 eine Weiterbildung der abstimmbaren Kapazität von Figur 9 mit zusätzlicher Temperaturkompensation der Arbeitspunkte,
Figur 12 den Gegenstand von Figur 11, jedoch mit der
Grundschaltung gemäß Figur 4a anstelle von Figur 3a,
Figur 13 die Abstimmkennlinie der steuerbaren Kapazität von Figur 11,
Figur 14 ein Schaubild zur Veranschaulichung der Superpo- sition der Abstimmkennlinien bei Parallelschalten mehrerer Kapazitäten mit unterschiedlichen Ar- beitspunkten gemäß vorliegendem Prinzip und
Figur 15 die Steuerkennlinie eines VCO gemäß Figur 5 mit
Verwendung einer abstimmbaren Kapazität gemäß Figur 11.
Figur 3a zeigt ein Ausführungsbeispiel für eine spannungsgesteuerte Kapazität gemäß dem vorliegenden Prinzip in einer Weiterbildung des Gegenstands von Figur 2a mit zwei selbstsperrenden NMOS-Transistoren 9, die mit ihren Gatean- Schlüssen über Koppelkapazitäten 10 dynamisch an die Knoten
6, 7 angekoppelt sind. Die Transistoren 9 sind mit ihren vier Lastanschlüssen Source-/Drain miteinander und mit dem Abstimmeingang 5 verbunden. Weiterhin ist ein Bezugssignaleingang 11 zur Arbeitspunkteinstellung der Transistoren 9 vorge- sehen, der über je einen Koppelwiderstand 12 mit je einem Gate-Anschluß derselben verbunden ist.
Ein Vorteil der Koppelkapazitäten ist, daß DC- und niederfrequente Spannungsschwankungen in dem Spannungsmittelwert nicht mehr in die Steuerspannung der Transistoren 9 eingehen. Mit Vorteil ermöglicht die vorgesehene Möglichkeit zur Arbeitspunkteinstellung der Transistoren 9 eine beliebig gute Linearisierung der Abstimmkennlinie, wie später näher erläutert .
Bevorzugt sollte hier die Ungleichung erfüllt sein, daß die Koppelkapazitäten groß sind gegenüber den abstimmbaren Kapazitäten 9.
Damit der ohmsche Wert R der bevorzugt gleichartigen Widerstände 12, über die das DC-Potential Vref am Bezugssignalein- gang 11 auf die Gates der NMOS-Transistoren 9 übertragen wird, nicht in die LC-VCO-Schwingtrequenz Fosz eingeht, sollte dieser möglichst hoch gewählt werden, so daß gilt:
Ä » . '
2π ■ Fn os„z ■ Ct
wobei Ct den steuerbaren Kapazitätswert der als Varaktor arbeitenden Transistoren 9 repräsentiert.
Figur 3b zeigt das elektrische Ersatzschaltbild des Gegen- Stands von Figur 3a.
Figur 4a zeigt eine alternative Ausführungsform des Gegenstand von Figur 3a. Dieser entspricht in Bauteilen, Aufbau und vorteilhafter Funktion weitgehend dem von Figur 3a, es sind jedoch die Anschlüsse für Abstimmspannung und Bezugssignal 5, 11 vertauscht. Demnach ist der Abstimmeingang 5 hier über Widerstände 12 mit den Gates der Transistoren 9 verbunden, während der Bezugssignaleingang 11 mit deren Sour- ce-/Drain-Anschlüssen verbunden ist.
Figur 4b zeigt das elektrische Ersatzschaltbild des Gegenstands von Figur 4a.
Figur 5 zeigt eine gegenüber Figur 1 verbesserte Schaltungs- anordnung für einen spannungsgesteuerten LC-Oszillator mit
NMOS-Transistoren 9 gemäß vorliegendem Prinzip, wie in Figu- ren 3a und 4a gezeigt. Im Gegensatz zu Figur 1 sind die steuerbaren Kapazitäten 2 nicht mehr direkt mit den Knoten 6, 7 verbunden, sondern über Koppelkapazitäten 10, mit den bereits erläuterten Vorteilen und Dimensionierungsregeln.
Dieser technische Vorteil tritt natürlich insbesondere dann besonders deutlich hervor, wenn gleichzeitig auch das Referenzpotential Vref am Bezugssignaleingang 11 als störungsfrei angesehen werden kann. Das ist zum Beispiel gegeben, wenn das Potential Vref mit dem GND-Potential am Bezugspotentialanschluß 8 identisch ist.
Figur 6 zeigt beispielhaft den simulierten Kleinsignal- Zusammenhang zwischen der Steuerspannung V^-Une unc^ der wirk- samen Kapazität C zwischen den Knoten 6, 7 für eine gemäß Figur 3a aufgebaute spannungsgesteuerte Kapazität 2 mit selbstsperrenden NMOS-Transistoren 9, die über die Koppelkapazitäten 10 dynamisch an die Knoten 6, 7 angekoppelt sind. In der Simulation beträgt die Nullfeld-Einsatzspannung der NMOS- Transistoren
Figure imgf000014_0001
°-5 Volt und die am Anschluß 11 anliegende Referenzspannung Vref = 1 Volt. Es gilt allgemein für die Gate-Source- und Gate-Drain-Spannungen ÜQQ , UQQ, daß
UGS = UGD = vref - vtune
Aus dem Vergleich des in Figur 6 gezeigten Simulationsergebnisses mit der Gleichung folgt, daß der Steuerbereich einer MOS-Kapazität zentriert um ihre MOS-Einsatzspannung V^-ho ist und maximal ca. 250mV beträgt. Da der Steuerbereich einer MOS-Kapazität prinzipbedingt immer um die MOS-Einsatzspannung vthO zentriert ist, verschiebt sich auch der Steuerbereich einer MOS-Kapazität gemäß dem Temperaturgang der MOS- Einsatzspannung V^g .
Für Vref = 0 Volt verschiebt sich der Steuerspannungsbereich von V^ ne vollständig in den negativen Bereich. Da aber in der monolithischen Integration in der Regel nur positive Wer- te für V^une realisiert werden können, muß der Wert für Vref für die Schaltungsanordnung nach Figur 3a in der Regel immer größer oder gleich V^ O gewählt werden. Wie bereits zuvor erwähnt, wäre aber gerade das GND-Potential ein ideal störungs- freies Referenzpotential für Vref.
Durch die Vertauschung der Anschlüsse Vtune und Vref von Figur 4a gegenüber Figur 3a liegt für Vref = 0 Volt der Steuerspannungsbereich von V£Urιe im positiven Bereich. Außerdem ist bei Figur 4a der SteuerZusammenhang zwischen der Steuerspannung Vtune und der wirksamen Kapazität zwischen den Knoten 6, 7 gegenüber dem in Figur 6 gezeigten Kleinsignal -Zusammenhang invertiert .
Bemerkung: Sieht man von der Steuerwirkung der Potentialdifferenz zwischen dem Bulk- und dem Source- Anschluß auf den Inversionsgrad des MOS-Transistorkanals ab (Substratsteuereffekt) , dann können die Anschlüsse 5, 11 für Vtune und Vref auch als differentieller SpannungsSteuereingang für die zwi- sehen den Knoten 6, 7 wirksame Kapazität aufgefaßt werden, so daß die Gegenstände gemäß Figur 3a und Figur 4a bei dieser Betrachtungsweise im technischen Sinne eigentlich identisch sind.
Figur 7 zeigt eine Schaltungsanordnung, die bezüglich der Anschlüsse Abstimmeingang 5, und Ausgangspaarknotenpaar 6, 7 aus N parallel geschalteten, technisch vorteilhaft gleichartigen Schaltungsanordnungen gemäß Figur 3a besteht. Die Bezugssignalanschlüsse zur Zuführung der Bezugssignale Vref]_ bis Vref sind jedoch nicht miteinander verbunden.
Die Bezugssignalanschlüsse 11, 13, 14 liegen an Potentialen, die gegenüber dem GND-Potential, technisch vorteilhaft in der gleichen Größenordnung, systematisch zunehmen oder systema- tisch abnehmen. Damit die Schaltungsanordnung von Figur 7 bezüglich des Stellbereichs der Kapazität zwischen den Knoten 6, 7 in etwa dem Stellbereich einer Schaltungsanordnung nach Figur 3a entspricht, kann beispielsweise folgende Umrechnungsbedingung verwendet werden:
Die Koppelkapazitäten werden um Faktor N gegenüber dem Gegen- stand von Figur 3a verkleinert. Die Koppelwiderstände hingegen werden um Faktor N größer gemacht. Kanallängen der Transistoren 9 bleiben erhalten. Kanalweiten der Transistoren 9 werden um Faktor N verkleinert. Aus Gründen der Symmetrie ist technisch vorteilhaft, daß die geometrische Auslegung der Transistoren 9 identisch ist.
Grundsätzlich kann die Schaltungsanordnung nach Figur 7 in der beschriebenen Art auch alternativ mit technisch vorteilhaft gleichartigen Schaltungsanordnungen gemäß Figur 4a aus- gebildet sein.
Dadurch, daß die Anschlüsse Vref]_ bis Vrefj^ auf unterschiedlichen Potentialen liegen, überlagern sich bei geeigneter Wahl der Potentiale und bei hinreichend großem Aufteilungs- faktor N die jeweiligen einzelnen Steuerkennlinien der N parallel geschalteten Schaltungsanordnungen gemäß Figur 3a bzw. Figur 4a zu einem insgesamt linearen Zusammenhang zwischen vtune un< der wirksamen Kapazität zwischen den Knoten 6, 7.
Figur 8 zeigt beispielhaft den simulierten Zusammenhang zwischen der Steuerspannung Vt-une und der wirksamen Kapazität zwischen den Knoten 6, 7 für eine spannungsgesteuerte Kapazität gemäß Figur 7 mit selbstsperrenden NMOS-Transistoren. Der Aufteilungsfaktor N beträgt 10. Das in Figur 8 dargestellte Simulationsergebnis zeigt, daß jetzt über einen vergleichsweise großen Bereich von ca. l.ΞVolt ein näherungsweise linearer Zusammenhang zwischen der wirksamen Kapazität und der Steuerspannung Vtune besteht. Der Vergleich mit dem in Figur 6 gezeigten Simulationsergebnis zeigt auch, daß der Ein- fluß der Temperatur auf die Spannungsabhängigkeit der Kapazität über den gesamten Steuerspannungsbereich deutlich zurückgegangen ist . Das in Figur 8 beispielhaft dargestellte technisch vorteilhafte Verhalten der Schaltungsanordnung nach Figur 7 kann in der Praxis insbesondere dann vorteilhaft genutzt werden, wenn die Referenzpotentiale Vrefl bis VrefN aus der Versorgungs- Spannung +VQQ in der Art abgeleitet werden können, daß sich gegebenenfalls vorhandene Störungen der VersorgungsSpannung +Vcc nicht in die Referenzpotentiale Vref]_ bis Vrefu projizieren.
Figur 9 zeigt eine Weiterbildung der Schaltungsanordnung nach Figur 8. Die Potentiale Vref_ bis Vrefj werden durch Stromspeisung mit Hilfe einer Widerstandskette erzeugt. Hierfür ist eine Serienschaltung von Widerständen 15 vorgesehen mit Abgriffspunkten zwischen den Widerständen 15, die mit je einem zugeordneten Bezugssignaleingang einer abstimmbaren Teil- kapazität gemäß Figur 3a gekoppelt sind. Zu dieser Kopplung ist je ein Schalter 16 vorgesehen. Varaktorseitig ist jeder Schalter mit einer Kapazität 17 gegen Bezugspotential ver- schaltet. Die Widerstandskette, die einen Spannungsteiler bildet, ist mit einer daran angeschlossenen Bezugssignalquelle 18, die als Stromquelle ausgeführt ist, verbunden. Die Widerstandskette ist weiterhin mit Bezugspotentialanschluß 8 verbunden.
Über die elektronischen Schalter 16 werden sowohl die Gates der paarweise zugeordneten NMOS-Transistoren 9 als auch die Speicherkondensatoren 17 auf die so generierten jeweiligen Potentiale aufgeladen. Nach dem Ende der Aufladephase werden die Schalter 16 geöffnet. Die auf die Gates der NMOS- Transistoren 9 und auf die Speicherkondensatoren 17 aufgebrachten Ladungen sorgen nun dafür, daß der lineare Zusammenhang zwischen der wirksamen Kapazität zwischen den Knoten 6, 7 und der Steuerspannung Vtune bestehen bleibt .
Dafür gilt bevorzugt, daß die Speicherkondensatoren 17 als Kapazitätswert jeweils ein Vielfaches (>10) der maximalen MOS-Kapazität der NMOS-Transistoren 9 besitzen, da vom Steuereingang 5 aus gesehen jeweils die Speicherkondensatoren 17 mit den NMOS-Transistoren 9 einen kapazitiven Spannungsteiler bilden. Nach dem Öffnen der Schalter 16 kann sich die aufge- brachte Ladungsmenge auf den Gates der NMOS-Transistoren 9 und den Speicherkondensatoren 17 z.B. bedingt durch Störungen auf +Vcc praktisch nicht mehr verändern.
Obige Aussage trifft insbesondere dann exakt zu, wenn es sich bei den Schaltern 16 um ideale Schalter handelt. Die in der monolithischen Integration eingesetzten elektronischen Schalter bestehen bevorzugt aus realen Transistoren mit endlich guten Eigenschaften. An elektronischen MOS-Schaltern treten z.B. Leckströme auf, der ' Off ' -Widerstand ist nicht unendlich groß und der ' On' -Widerstand ist nicht Null.
Grundsätzlich ist die Schaltungsanordnung nach Figur 9 in der beschriebenen Art alternativ auch mit technisch vorteilhaft gleichartigen Schaltungsanordnungen gemäß Figur 4a denkbar.
Besitzt die an den Knoten 6, 7 angeschlossene Schaltung einen niederohmigen Pfad nach Masse, dann wirken die Koppelkondensatoren 17 zusätzlich auch als Speicherkondensatoren.
Figur 10a zeigt einen elektronischen Schalter 16, wie er beispielsweise in dem Gegenstand von Figur 9 eingesetzt sein kann. Der Schalter 16 umfaßt die komplementären Schalttransistoren 19, 20, deren gesteuerte Strecken parallelgeschaltet sind und die Laststrecke des Schalters 16 bilden. Zur An- Steuerung der Gates des Transistors 19 ist ein Inverter 21 mit seinem Ausgang an diesen Steuereingang angeschlossen. Weiterhin parallel zu den gesteuerten Strecken der Transistoren 19, 20 ist ein weiteres komplementäres Transistorpaar 22, 23 mit seinen gesteuerten Strecken geschaltet. Diese Transi- stören 22, 23 sind als Dioden geschaltet. Aus dem Zustandspegel am Steuereingang 24 des Inverters 21 und damit des Schalters 16 wird mit Hilfe des Inverters 21 ein invertiertes Steuersignal für den Transistor 19 erzeugt. Bei einem H-Pegel am Steuereingang 24 sind sowohl der Transi- tor 19 als auch der Transistor 20 leitend. Bei einem L-Pegel am Steuereingang 24 sind die Transitoren 19 und 20 gesperrt. Der Anschluß 25 bildet den Eingang des Schalters und der Anschluß 26 den Ausgang. Die Speicherkapazität 17, die am Ausgang 26 angeschlossen ist, bildet mit dem Durchlaßwiderstand zwischen den Knoten 25, 26 eine Zeitkonstante.
Wie bereits erwähnt, können an einem elektronischen Schalter Leckströme auftreten, die bei einer entsprechenden Verwendung eines solchen Schalters bei einem Gegenstand gemäß Figur 9 ggf. zu einer langsamen Änderung der Ladungen auf den Gates der NMOS-Transistoren 9 führen können. Daher ist die in Figur 10a gezeigte Schaltungsanordnung für einen elektronischen Schalter 16 erweitert um die NMOS-Transistoren 22, 23, die eine sogenannte nichtlineare Potential-Anbindung bewirken. Solange die Schalteranschlüsse 25, 26 gleiches Potential besitzen, sind die Transistoren 22, 23 gesperrt, d.h. maximal hochohmig . Besitzen die Schalteranschlüsse 25, 26 unterschiedliches Potential wird, je nach Vorzeichen des Potentialunterschieds, entweder Diode 22 oder Diode 23 gemäß der Höhe des Potentialunterschieds geringfügig leitfähig. Befinden sich die Transistoren 19, 20 im ausgeschalteten Zustand, verhindern die Dioden 22, 23, daß, bedingt durch Leckströme, sich die Ladungen auf den Gates der NMOS-Transistoren 9 und den Kapazitäten 17 in Figur 9 allzu stark verändern können. Die Leckstromverluste werden über die leckstromabhängige
Leitfähigkeit in den Schaltern ausgeglichen. Da Leckströme in elektronischen Schaltern mit minimalen Abmessungen in der Regel sehr klein sind, das heißt kleiner 1 pA, bleibt sowohl der Spannungsabfall zwischen Drain und Source über Dioden 22, 23 und die differentielle Leitfähigkeit derselben immer sehr gering. Folglich ist im ausgeschalteten Zustand der Transistoren 19, 20, gesehen vom Anschluß 25 in Richtung 26, die Zeitkonstante des Tiefpasses zwischen den Anschlüssen 25, 26, die im Leckstromfall im Wesentlichen durch die differentielle Leitfähigkeit von der Dioden 22, 23 und der Kapazität 17 gebildet wird, sehr groß.
Figur 10b zeigt das elektrische Ersatzschaltbild des Schalters 16 gemäß Figur 10a.
Figur 11 zeigt eine Erweiterung der Schaltungsanordnung nach Figur 9. Diese entspricht in Aufbau und vorteilhafter Wirkungsweise weitgehend dem Gegenstand von Figur 9. Demgegenüber sind jedoch zwischen den Abgriffspunkten der Widerstandskette 15 und den Schaltern 16 jeweils Hilfstransistoren 27 mit ihren gesteuerten Strecken geschaltet.
Die Source-Anschlüsse der Transistoren 27 sind jeweils mit den Abgriffspunkten verbunden, die die Bezugssignale Vref]_ bis Vref bereitstellen. Die Drain-Anschlüsse sind mit den Eingängen 25 der jeweiligen elektronischen Schalter 16 ver- bunden. Ein jeweils an den Drain-Anschlüssen der Transistoren 27 eingespeister Referenzstrom Ic wird jeweils mit Hilfe von Stromspiegelanordnungen 28, die an den Source-Anschlüssen der Transistoren 27 angeschlossen sind, in der Art wieder abgeführt, daß in die Referenzspannungs-Abgriffspunkte Vrefi bis Vref (N-1) jeweils kein Strom eingespeist wird. Der Source- Anschluß des N-ten Hilfstransistors 27 ist mit VrefN = GND verbunden, daher entfällt hier die N-te Stromspiegelanordnung 28. An den Eingängen 25 der in Figur 10 gezeigten jeweiligen elektronischen Schalter 16 liegen die Referenzspannungen Vrefi ' bis Vrefj ' an, die jeweils in der nachfolgend beschriebenen Weise gegenüber den Spannungen Vref]_ bis Vref^ um die Spannungsanteile Vtl, ...VtN verschoben sind.
Die gegen Masse erzeugten Spannungen Vref]_ bis Vrefjj werden nun nicht mehr direkt über die elektronischen Schalter 16 auf die Gates der NMOS-Transistoren 9 übertragen. Sie werden jetzt hier zunächst um die Spannungsanteile Vtl . ...VtN auf Vref]_ ' bis Vrefjj' verschoben gemäß:
Vrefl' = vrefl + Vtl ref2' = Vref2 + Vt2
VrefN' = VrefN + VtN
Die Generierung der Spannungsanteile Vtl, ...VtN geschieht mit Hilfe der Hilfstransistoren 27, die jeweils von einem Referenzstrom Ic durchflössen sind. Der Referenzstrom Ic ist in seiner Höhe so gewählt, daß der Spannungsabfall von Drain nach Source über die Hilfstransistoren 27 in guter Näherung den Einsatzspannungen Vtl, ...VtN entspricht.
Die generierten Spannungsanteile Vtl, ...VtN entsprechen im Idealfall den jeweiligen Einsatzspannungen der aufgeteilten MOS-Kapazitäten 9. Gelingt die Generierung und Überlagerung der Spannungsanteile Vtl, ...VtN auf Vref]_ bis
Figure imgf000021_0001
exakt, dann eliminiert sich der Einfluß der Einsatzspannungen der aufgeteilten MOS-Kapazitäten 9 auf das Kennverhalten zwischen der wirksamen Kapazität zwischen den Knoten 6, 7 und der Steuerspannung V£une vollständig. Ursache dafür ist, daß der Steuerbereich einer MOS-Kapazität immer um die MOS-Einsatz- Spannung Vt zentriert ist.
Durch die hier beschriebene Verschiebung der gegen Masse erzeugten Spannungen Vrefi bis Vref^ um die jeweiligen Einsatzspannungen Vtl, ...VtN der aufgeteilten MOS-Kapazitäten 9 werden die jeweiligen Steuerbereiche der MOS-Kapazitäten 9 exakt auf die gegen GND erzeugten Spannungen Vref;L bis
Figure imgf000021_0002
zentriert . Der Einfluß der von der Temperatur und der von den Substratvorspannungen abhängigen MOS-Einsatzspannungen ist eliminiert .
Figur 12 zeigt eine Variante der Schaltungsanordnung gemäß Figur 11 unter sinngemäßer Verwendung der Schaltungsanordnung nach Figur 4a anstelle derer gemäß Figur 3a. Die Ausführungen für Figur 11 gelten hier sinngemäß. Allerdings gilt hier für die Verschiebung der Spannungen Vrefj_ um die Spannungsanteile Vti auf Vrefi' mit i = 1..N:
Vrefi1 = Vrefi - Vti
Im Vergleich zur Anordnung in Figur 11 ist dementsprechend der Steuerzusammenhang zwischen der Steuerspannung V^une und der wirksamen Kapazität zwischen den Knoten 6, 7 gegenüber dem in Figur 13 nachfolgend gezeigten Zusammenhang invertiert .
Figur 13 zeigt beispielhaft den simulierten Zusammenhang zwi- sehen der Steuerspannung Vtune und der wirksamen Kapazität zwischen den Knoten 6, 7 für eine spannungsgesteuerte Kapazität gemäß Figur 11 mit selbstsperrenden NMOS-Transistoren. Der Aufteilungsfaktor N beträgt 10.
Das in Figur 13 dargestellte Simulationsergebnis zeigt, daß über einen vergleichsweise großen Bereich von ca. 1.6 Volt ein hochlinearer Zusammenhang zwischen der wirksamen Kapazität und der Steuerspannung besteht. Der Vergleich mit dem in Figur 8 gezeigten Simulationsergebnis zeigt weiterhin, daß der Einfluß der Temperatur auf die Spannungsabhängigkeit der Kapazität über den gesamten Steuerspannungsbereich noch weiter zurückgegangen ist. Bei genauer ' Betrachtung des Simulationsergebnisses in Figur 13 und Figur 8 fällt jedoch auf, daß der lineare Zusammenhang zwischen der wirksamen Kapazität und der SteuerSpannung von einer gewissen Welligkeit überlagert ist, die insbesondere bei niedrigen Temperaturen zunimmt. Diese sogenannte Welligkeit ist zum einen bestimmt vom Aufteilungsfaktor N und zum anderen von der Temperatur, da die Größe des Umsteuerbereichs der jeweiligen MOS-Kapazitäten ei- ne Funktion von der Temperatur ist. Die Größe des Umsteuerbereichs nimmt mit der Temperatur zu. Figur 14 zeigt für das gegebene Fallbeispiel N = 10, wie sich die einzelnen gesteuerten Kapazitätskennlinien der MOS- Transistorpaare 9, jeweils zentriert um die Referenzspannungswerte Vref]_ bis Vrefj überlagern. Im Fallbeispiel sind folgende Kenngrößen gegeben:
- Linearer Steuerbereich der abstimmbaren Kapazität insgesamt: ca. 1.6 Volt,
- Aufteilung in Teilsteuerbereiche von je ca. 160mV, - jeweiliger maximaler kapazitiver Steuerbereich der MOS- Transistorpaare: ca. 250mV bei 27 Grad,
- jeweilige Überlappung der kapazitiven Steuerbereiche der MOS-Transistorpaare: ca. 180mV bei 27 Grad,
- kapazitive Steuerbereiche jeweils ohne Überlappung: ca. 90mV bei 27 Grad und
- jeweiliger linearer kapazitiver Steuerbereich der MOS- Transistorpaare: ca. 50mV bei 27 Grad.
Da der jeweilige kapazitive Steuerbereich der MOS- Transistorpaare ohne jeweilige Überlappung bei 27 Grad um ca. 40mV größer ist als der jeweilige lineare kapazitive Steuerbereich der MOS-Transistorpaare, kommt es zwangsläufig bei 27 Grad zu der in Figur 13 erkennbaren Welligkeit. Unter Beibehaltung eines linearen Bereichs von insgesamt ca. 1.6 Volt verschwindet die Welligkeit für N >> 10 vollständig. Zu große Werte für N ziehen allerdings einen Verdrahtungs-Aufwand nach sich, der einhergeht mit zunehmenden parasitären Effekten.
Bei Verwendung der hochlinearen Kapazität gemäß vorgestelltem Prinzip in einem LC-VCO gemäß Figur 5 verschwindet jedoch die Welligkeit in ihrer Auswirkung auf die VCO-Steuerkennlinie vollständig, auch bei N kleiner oder gleich 10. Durch die in der Regel für geringes Phasenrauschen notwendigen großen VCO- Amplituden Uosz mittelt sich nämlich die kleinsignal äßige Welligkeit großsignalmäßig über die Oszillationsamplitude Uosz während des Durchlaufs einer Oszillationsperiode vollständig aus . Weiterhin gilt, daß der über Vtune definierte kapazitive Kleinsignalwert der wirksamen Kapazität zwischen den Anschlüssen 6, 7 weitgehend dem wirksamen Großsignalwert ent- spricht, soweit die Großsignalauslenkung zwischen den Anschlüssen 6, 7 nicht die Größenordnung des Linearbereichs von vtune überschreitet. Grund dafür ist, daß mit zunehmender dynamischer Amplitude zum Zeitpunkt t immer anteilig genau so - viele MOS-Kapazitäten 9 ihren Minimalwert annehmen, wie MOS- Kapazitäten 9 ihren Maximalwert, so daß die wirksame Nettokapazität zwischen den Anschlüssen 6, 7 immer weitgehend konstant bleibt.
Figur 15 zeigt eine bei 27 Grad gemessene Steuerkennlinie ei- nes LC-VCOs gemäß Figur 5, der eine steuerbare Kapazität gemäß der in Figur 11 gezeigten Anordnung besitzt. Der Auftei- lungsfaktor N beträgt 10.
Sehr gut erkennbar ist, daß die VCO-Steuerkennlinie im Line- arbereich keine Welligkeit aufweist. Der Linearbereich der
VCO-Steuerkennlinie beträgt gemäß dem Linearbereich der steuerbaren Kapazität ca. 1.5 Volt.
Allgemein gilt, daß die vorstehend beschriebenen Schaltbilder auch im komplementärer Schaltungstechnik ausgeführt werden können. So sind zum Beispiel MOS-Kapazitäten sowohl mit N- Kanal -MOS-Transistoren als auch mit P-Kanal -MOS-Transistoren realisierbar. Auch die Höhe der Nullfeld-Einsatzspannung Vt^0 der MOS-Transistoren 9 spielt keine grundsätzliche Rolle. Weiterhin kann zum Beispiel die Funktion einer Stromspiegelschaltung in einfacher oder in aufwendiger Schaltungstechnik, zum Beispiel mit Kaskoden ausgeführt werden. Alternative Ausführungen hier angegebener Schaltungsstrukturen sind also als äquivalente Mittel zum Erreichen des vorgestellten Prinzips anzusehen, die im Rahmen der Erfindung liegen.

Claims

Patentansprüche
1. Abstimmbares, kapazitives Bauteil, umfassend
- einen Abstimmeingang (5) zum Zuführen einer Abstimmspan- nung (Vtune) ,
- ein Paar von Schaltungsknoten (6, 7), zwischen denen eine mittels der Abstimmspannung (Vtune) abstimmbare Kapazität bereitgestellt ist,
- ein Paar von MOS-Transistoren (9) , die mit dem Abstimmein- gang (5) gekoppelt sind und deren vier Source- /Drain- Anschlüsse miteinander verbunden sind,
- zwei Koppelkapazitäten (10) , die mit je einem Anschluß mit je einem Gate-Anschluß der MOS-Transistoren (9) und mit je einem weiteren Anschluß mit je einem der Schaltungsknoten (6, 7) verbunden sind,
- zwei Koppelwiderstände (12) , die mit je einem Anschluß mit je einem der Gate-Anschlüsse der MOS-Transistoren (9) und mit je einem weiteren Anschluß an einen Verbindungsknoten angeschlossen sind, und - einen Bezugssignaleingang (11) ausgebildet zum Zuführen eines Bezugssignals (Vref) zur Arbeitspunkteinstellung der MOS-Transistoren (9) , wobei der Bezugssignaleingang (11) mit den Widerständen (12) an ihrem Verbindungsknoten oder mit den vier Source-/Drain-Anschlüssen verbunden ist.
2. Bauteil nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Abstimmeingang (5) mit den vier Source-/Drain-Anschlüssen verbunden ist und der Bezugssignaleingang (11) mit dem Ver- bindungsknoten der beiden Widerstände (12) verbunden ist.
3. Bauteil nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Abstimmeingang (5) mit dem Verbindungsknoten der beiden Widerstände (12) verbunden ist und der Bezugssignaleingang (11) mit den vier Source-/Drain-Anschlüssen verbunden ist .
4. Bauteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß
- ein weiteres Paar von MOS-Transistoren (9) vorgesehen ist, die mit dem Abstimmeingang (5) gekoppelt sind und deren vier Source-/Drain-Anschlüsse miteinander verbunden sind,
- zwei weitere Koppelkapazitäten (10) vorgesehen sind, die mit je einem Anschluß mit je einem Gate-Anschluß der weiteren MOS-Transistoren (9) und mit je einem weiteren Anschluß mit je einem der Schaltungsknoten verbunden sind,
- zwei weitere Koppelwiderstände (12) , die mit je einem Anschluß mit je einem der Gate-Anschlüsse der MOS- Transistoren (9) und mit je einem weiteren Anschluß an einen weiteren Verbindungsknoten angeschlossen sind, und daß - ein weiterer Bezugssignaleingang (13) ausgebildet zum Zuführen eines weiteren Bezugssignals zur Arbeitspunkteinstellung der weiteren MOS-Transistoren (9) vorgesehen ist, der mit den weiteren Koppelwiderständen (12) an ihrem Verbindungsknoten oder mit den vier Source- /Drain-Anschlüssen des weiteren Paars von MOS-Transistoren (9) verbunden ist.
5. Bauteil nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß zur Bereitstellung der Bezugssignale eine Widerstandskette (15) vorgesehen ist, die an eine Bezugssignalquelle (18) angeschlossen ist, wobei die Widerstandskette (15) Abgriffspunkte aufweist, die mit zugeordneten Bezugssignaleingängen (11, 13) gekoppelt sind.
6. Bauteil nach Anspruch 4 oder 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß ein erster Schalter (16) vorgesehen ist, der den Bezugssignaleingang (11) mit dem ersten Paar von MOS-Transistoren (9) koppelt zum Zu- und Abschalten des Bezugssignals und daß ein zweiter Schalter (16) vorgesehen ist, der den weiteren Bezugssignaleingang (13) mit dem weiteren Paar von MOS- Transistoren (9) koppelt zum Zu- und Abschalten des weiteren Bezugssignals .
7. Bauteil nach Anspruch 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß je eine gegen einen Bezugspotentialanschluß geschaltete Kapazität (17) vorgesehen ist, die an denjenigen Anschluß des ersten Schalters und des zweiten Schalters (16) angeschlossen ist, der mit dem Paar von Transistoren (9) beziehungsweise mit dem weiteren Paar von Transistoren (9) gekoppelt ist.
8. Bauteil nach Anspruch 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß eine erste TemperaturkompensationsSchaltung (27, 28) zum Kom- pensieren von temperaturbedingten Arbeitspunktverschiebungen vorgesehen ist, welche an den Bezugssignaleingang (11) angekoppelt ist, und daß eine zweite Temperaturkompensations- Schaltung (27, 28) zum Kompensieren von temperaturbedingten Arbeitspunktverschiebungen vorgesehen ist, welche an den wei- teren Bezugssignaleingang (13) angekoppelt ist.
9. LC-Oszillator mit einem abstimmbaren, kapazitiven Bauteil nach einem der Ansprüche 1 bis 8, umfassend
- ein Resonatorkern mit einer Induktivität (1) und mit dem abstimmbaren kapazitiven Bauteil (9) als Schwingkreisfrequenz bestimmende Bauteile und
- einen Entdämpfungsverstärker (3), der eine negative Impedanz bereitstellt und mit dem Resonatorkern (1, 9) gekoppelt ist, - wobei mit der dem Abstimmeingang (5) zuführbaren Abstimmspannung die Schwingkreisfrequenz verstimmbar ist.
PCT/DE2003/000390 2002-03-04 2003-02-11 Abstimmbares, kapazitives bauteil und lc-oszillator mit dem bauteil WO2003075451A1 (de)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP03743285A EP1481470A1 (de) 2002-03-04 2003-02-11 Abstimmbares, kapazitives bauteil und lc-oszillator mit dem bauteil
US10/934,167 US6995626B2 (en) 2002-03-04 2004-09-03 Tunable capacitive component, and LC oscillator with the component

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10209517A DE10209517A1 (de) 2002-03-04 2002-03-04 Abstimmbares, kapazitives Bauteil und LC-Oszillator mit dem Bauteil
DE10209517.5 2002-03-04

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US10/934,167 Continuation US6995626B2 (en) 2002-03-04 2004-09-03 Tunable capacitive component, and LC oscillator with the component

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2003075451A1 true WO2003075451A1 (de) 2003-09-12

Family

ID=7714017

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/DE2003/000390 WO2003075451A1 (de) 2002-03-04 2003-02-11 Abstimmbares, kapazitives bauteil und lc-oszillator mit dem bauteil

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6995626B2 (de)
EP (1) EP1481470A1 (de)
CN (1) CN1639961A (de)
DE (1) DE10209517A1 (de)
WO (1) WO2003075451A1 (de)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1505721A1 (de) * 2003-08-08 2005-02-09 Sony Ericsson Mobile Communications Japan, Inc. Spannungsgesteuerter Oszillator mit abstimmbaren MOS-Kondensatoren
EP1598936A1 (de) * 2004-05-19 2005-11-23 Sony Ericsson Mobile Communications Japan, Inc. Variable Kapazitätsschaltung mit AN/AUS Schalter für die variable Kapazitätsfunktion und selbige benutzender spannungsgesteuerter Oszillator
WO2006031777A2 (en) * 2004-09-10 2006-03-23 University Of Florida Research Foundation, Inc. Capacitive circuit element and method of using the same
US7477113B1 (en) * 2002-11-15 2009-01-13 National Semiconductor Corporation Voltage-controlled capacitance linearization circuit

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1297073C (zh) * 2002-10-03 2007-01-24 松下电器产业株式会社 电压控制振荡器、无线电通信设备和电压控制振荡的方法
DE10335357B4 (de) * 2003-08-01 2007-03-08 Xignal Technologies Ag Integrierte Schaltungsanordnung mit einem Schaltungsteil zur Bereitstellung einer Kapazität
DE10339703B4 (de) * 2003-08-28 2006-08-10 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung für einen hochauflösenden digital steuerbaren Schwingkreis
DE102004005547A1 (de) * 2004-02-04 2005-09-08 Infineon Technologies Ag Anordnung mit zu- und abschaltbarer Kapazität und Verfahren zum Zu- und Abschalten einer Kapazität
US7508898B2 (en) * 2004-02-10 2009-03-24 Bitwave Semiconductor, Inc. Programmable radio transceiver
TWI373925B (en) * 2004-02-10 2012-10-01 Tridev Res L L C Tunable resonant circuit, tunable voltage controlled oscillator circuit, tunable low noise amplifier circuit and method of tuning a resonant circuit
DE102004008701B4 (de) * 2004-02-23 2006-04-06 Infineon Technologies Ag Schaltung mit einer veränderbaren Kapazität und Verfahren zum Betreiben einer Schaltung mit einer veränderbaren Kapazität
US7170356B2 (en) 2004-02-23 2007-01-30 Infineon Technologies Ag Circuit with variable capacitance and method for operating a circuit with variable capacitance
DE102004008706A1 (de) * 2004-02-23 2005-09-08 Infineon Technologies Ag Oszillatorschaltung und Verfahren zum Betreiben einer Oszillatorschaltung
DE102004017788B4 (de) 2004-04-02 2008-01-03 Atmel Germany Gmbh Oszillator mit abstimmbarer Diffusionskapazität als Schwingkreiskapazität
GB0506887D0 (en) * 2005-04-05 2005-05-11 Rokos George H S Improvement to tuning control
DE102005003904A1 (de) * 2005-01-27 2006-10-12 Infineon Technologies Ag Oszillatorschaltung
KR100727319B1 (ko) 2005-05-04 2007-06-12 삼성전자주식회사 미세 조정 장치와 디지털 조정 장치 및 이를 구비하는 전압제어 발진기
US7672645B2 (en) 2006-06-15 2010-03-02 Bitwave Semiconductor, Inc. Programmable transmitter architecture for non-constant and constant envelope modulation
US20080111642A1 (en) * 2006-11-09 2008-05-15 Jose Bohorquez Apparatus and methods for vco linearization
KR100818798B1 (ko) * 2006-12-28 2008-04-01 삼성전자주식회사 전원 전압의 변동에 대하여 안정된 발진 주파수를 유지하는전압 제어 발진기
JP2008245259A (ja) * 2007-02-26 2008-10-09 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電圧制御発振器、並びにそれを用いたｐｌｌ回路及び無線通信機器
US20080272851A1 (en) * 2007-05-04 2008-11-06 Mediatek Inc. LC voltage controlled oscillator with tunable capacitance unit
US7944318B2 (en) 2008-04-14 2011-05-17 Panasonic Corporation Voltage controlled oscillator, and PLL circuit and radio communication device each including the same
US8044739B2 (en) * 2009-06-09 2011-10-25 Qualcomm Incorporated Capacitor switching circuit
JP5655534B2 (ja) * 2009-12-18 2015-01-21 日本電波工業株式会社 電圧制御可変容量及び電圧制御発振器
US20110163612A1 (en) * 2010-01-05 2011-07-07 Jing-Hong Conan Zhan Load devices with linearization technique employed therein
CN104917463A (zh) * 2015-06-26 2015-09-16 华东师范大学 一种互补金属氧化物半导体全集成71-76GHz LC压控振荡器
US9806159B2 (en) * 2015-10-08 2017-10-31 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. Tuned semiconductor amplifier
FR3047602A1 (fr) * 2016-02-10 2017-08-11 St Microelectronics Tours Sas Dispositif de commande d'un condensateur de capacite reglable
CN112904046B (zh) * 2021-02-10 2022-03-18 复旦大学 一种大气层内飞行器气流监测系统

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0676684A2 (de) * 1994-04-11 1995-10-11 Advanced Micro Devices, Inc. Inkrementalausgangschaltung zur Stromversorgung
US5714907A (en) * 1996-07-29 1998-02-03 Intel Corporation Apparatus for providing digitally-adjustable floating MOS capacitance
US5926064A (en) * 1998-01-23 1999-07-20 National Semiconductor Corporation Floating MOS capacitor
US6292065B1 (en) * 2000-01-27 2001-09-18 International Business Machines Corporation Differential control topology for LC VCO
US20010035797A1 (en) * 2000-02-24 2001-11-01 German Gutierrez Method and circuitry for implementing a differentially tuned varactor-inductor oscillator
US20020008593A1 (en) * 1999-12-14 2002-01-24 Gomez Ramon Alejandro Varactor folding technique for phase noise reduction in electronic oscillators
US20020014925A1 (en) * 2000-07-26 2002-02-07 Toshiyuki Ochiai LC resonance circuit and voltage-controlled oscillation circuit

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ES2317648T3 (es) * 1997-09-11 2009-04-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Dispositivo electrico que comprende una capacitancia o capacidad depe ndiente del voltaje o tension y metodo de fabricacion del mismo.
US6211745B1 (en) * 1999-05-03 2001-04-03 Silicon Wave, Inc. Method and apparatus for digitally controlling the capacitance of an integrated circuit device using mos-field effect transistors
DE10021867A1 (de) * 2000-05-05 2001-11-15 Infineon Technologies Ag Spannungsgesteuerte Kapazität
JP2005064691A (ja) * 2003-08-08 2005-03-10 Sony Ericsson Mobilecommunications Japan Inc 共振回路および電圧制御発振器

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0676684A2 (de) * 1994-04-11 1995-10-11 Advanced Micro Devices, Inc. Inkrementalausgangschaltung zur Stromversorgung
US5714907A (en) * 1996-07-29 1998-02-03 Intel Corporation Apparatus for providing digitally-adjustable floating MOS capacitance
US5926064A (en) * 1998-01-23 1999-07-20 National Semiconductor Corporation Floating MOS capacitor
US20020008593A1 (en) * 1999-12-14 2002-01-24 Gomez Ramon Alejandro Varactor folding technique for phase noise reduction in electronic oscillators
US6292065B1 (en) * 2000-01-27 2001-09-18 International Business Machines Corporation Differential control topology for LC VCO
US20010035797A1 (en) * 2000-02-24 2001-11-01 German Gutierrez Method and circuitry for implementing a differentially tuned varactor-inductor oscillator
US20020014925A1 (en) * 2000-07-26 2002-02-07 Toshiyuki Ochiai LC resonance circuit and voltage-controlled oscillation circuit

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7477113B1 (en) * 2002-11-15 2009-01-13 National Semiconductor Corporation Voltage-controlled capacitance linearization circuit
EP1505721A1 (de) * 2003-08-08 2005-02-09 Sony Ericsson Mobile Communications Japan, Inc. Spannungsgesteuerter Oszillator mit abstimmbaren MOS-Kondensatoren
US7183870B2 (en) 2003-08-08 2007-02-27 Sony Ericsson Mobile Communications Japan, Inc. Resonant circuit and a voltage-controlled oscillator
EP1598936A1 (de) * 2004-05-19 2005-11-23 Sony Ericsson Mobile Communications Japan, Inc. Variable Kapazitätsschaltung mit AN/AUS Schalter für die variable Kapazitätsfunktion und selbige benutzender spannungsgesteuerter Oszillator
US7279994B2 (en) 2004-05-19 2007-10-09 Sony Ericsson Mobile Communications Japan, Inc. Variable capacitance circuit having on/off switch for variable capacitance function, and voltage controlled oscillator using the variable capacitance circuit
KR101095881B1 (ko) * 2004-05-19 2011-12-21 소니 에릭슨 모빌 커뮤니케이션즈 재팬, 아이엔씨. 가변 용량 기능의 온 오프 스위치를 가지는 가변 용량회로, 및 이 가변 용량 회로를 사용한 전압 제어 발진기
WO2006031777A2 (en) * 2004-09-10 2006-03-23 University Of Florida Research Foundation, Inc. Capacitive circuit element and method of using the same
WO2006031777A3 (en) * 2004-09-10 2006-05-04 Univ Florida Capacitive circuit element and method of using the same

Also Published As

Publication number Publication date
CN1639961A (zh) 2005-07-13
DE10209517A1 (de) 2003-06-26
EP1481470A1 (de) 2004-12-01
US6995626B2 (en) 2006-02-07
US20050088249A1 (en) 2005-04-28
DE10209517A8 (de) 2004-11-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1481470A1 (de) Abstimmbares, kapazitives bauteil und lc-oszillator mit dem bauteil
DE60030589T2 (de) Verfahren zur steuerspannungsversorgung für varaktoren, zur verminderung des phasenrauschens in elektronischen oszillatoren
DE102006017189B4 (de) Integrierte Oszillatorschaltung mit wenigstens zwei Schwingkreisen
WO2003047108A2 (de) Temperaturstabilisierter oszillator-schaltkreis
DE3419654C2 (de) Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Wechselstromsignals mit steuerbarer Frequenz
DE102006032276B4 (de) Amplitudenregelungsschaltung
DE102008023680B4 (de) Spannungsgesteuerte Oszillatorschaltung
DE4340924C2 (de) Frequenzstabiler RC-Oszillator
EP1391030B1 (de) Spannungsgesteuerte oszillatorschaltung
DE19621228A1 (de) Digital einstellbarer Quarzoszillator mit monolithisch integrierter Oszillatorschaltung
DE102006046189B4 (de) Oszillatorschaltung
DE10351050A1 (de) Integrierter Ladungspumpen-Spannungswandler
DE102005028173B4 (de) Integrierte CMOS-Tastverhältnis-Korrekturschaltung für ein Taktsignal
DE4331499C2 (de) Spannungsgesteuerter Oszillator
EP1481469B1 (de) Schaltungsanordnung zur erzeugung eines referenzstromes und oszillatorschaltung mit der schaltungsanordnung
DE69118798T2 (de) Konstantstromschaltung und ein Schwingkreis gesteuert durch dieselbe
DE10345234B3 (de) Oszillatoranordnung mit erhöhter EMI-Robustheit
DE3024014C2 (de) Wechsel-Gleichspannungswandler in Form einer integrierten Schaltung
DE102005042789B4 (de) Schwingkreis und Oszillator mit Schwingkreis
EP1393435B1 (de) Kompensierte oszillatorschaltung
DE3853983T2 (de) Elektronischer Oszillator.
DE10032248B4 (de) Steuerbare Stromquelle
DE102004005261B4 (de) Amplitudengeregelte Oszillatorschaltung und Verfahren zum Betreiben einer amplitudengeregelten Oszillatorschaltung
DE102004008701B4 (de) Schaltung mit einer veränderbaren Kapazität und Verfahren zum Betreiben einer Schaltung mit einer veränderbaren Kapazität
DE19929234B4 (de) Ladungspumpenschaltung, insbesondere für eine elektrische Phasenregelschleife

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): CN JP US

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LU MC NL PT SE SI SK TR

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
DFPE Request for preliminary examination filed prior to expiration of 19th month from priority date (pct application filed before 20040101)
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 10934167

Country of ref document: US

Ref document number: 2003805146X

Country of ref document: CN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2003743285

Country of ref document: EP

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 2003743285

Country of ref document: EP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Country of ref document: JP