WO2002011378A1 - Procede de traitement d'un signal numerique en entree d'un egaliseur de canal - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to the field of radiocommunications, and in particular the processing carried out in a receiver upstream of a digital equalizer.
- GSM Global System for Mobile communications
- TDMA Time Division Multiple Access
- the GSM system uses a frequency hopping technique to combat channel fading and to increase the capacity of the system.
- the frequency hopping of the GSM consists, for a communication established on a TDMA channel defined in particular by a given time interval of successive TDMA frames, to change the communication frequency from one frame to the next among the carriers spaced at 200 kHz allocated to the system, according to a jump pattern known to the transmitter and the receiver.
- the filtering carried out upstream of the channel equalizer can correspond to a fixed or adaptive filter.
- the specification of a fixed filter depends on the assumptions made about noise and interferers. If the filter is optimized to increase the performance in sensitivity, the resistance of the receiver to the interferers possibly present in the adjacent frequency channels is reduced.
- an adaptive filter achieves a better compromise.
- the use of an adaptive filter has so far been possible only in the case of stationary channels, making it possible to reliably determine the reception filter. In some cases, this stationarity condition is not fulfilled.
- the frequency hopping at the rate of the TDMA frames of 4.615 ms, carried out between two bursts of signal ("bursts" emitted in two successive frames) constantly modifies the interference conditions and therefore the optimal structure of the reception filter.
- the present invention aims to allow an adaptive estimation of the whitening filter, even in the presence of a poorly stationary transmission channel, such as that of GSM.
- the invention thus proposes a method for processing a digital signal block in baseband at the output of a filter adapted to a radio transmission channel and at the input of a channel equalizer, in which the signal is subjected in baseband to a whitening filter estimated for the block by a procedure comprising the following steps:
- - calculate an autocorrelation vector of the baseband signal determining a modified autocorrelation vector as a sum of predetermined vectors weighted by respective coefficients, the predetermined vectors comprising a first vector representative of an autocorrelation of a useful signal in a first frequency band, at least a second representative vector of a correlation of the useful signal with a disturbance originating from at least one channel located in a second frequency band adjacent to the first band and a third vector representative of a correlation of the useful signal with a thermal noise component, said coefficients being chosen to minimize a deviation between the calculated autocorrelation vector and said modified autocorrelation vector; - Estimate an autocorrelation vector of the noise by subtracting from the modified autocorrelation vector the first vector multiplied by an energy estimate of the useful signal; and
- the procedure for estimating the whitening filter comprises the following steps:
- a noise autocorrelation vector in the form of a sum of predetermined vectors weighted by respective coefficients, the predetermined vectors comprising a first vector representative of an autocorrelation of a useful signal in a first frequency band, at least a second vector representative of a correlation of the useful signal with a disturbance originating from at least one channel located in a second frequency band adjacent to the first band and a third vector representative of a correlation of the useful signal with a noise component thermal, said coefficients being chosen to minimize a difference between the calculated autocorrelation vector and said autocorrelation vector of the estimated noise; and
- the estimate of the whitening filter takes into account the structure of the disturbing signals in the frequency band of the useful signal (co-channel interference due to frequency reuse, and broadband thermal noise) and in one or more adjacent frequency bands
- the calculated autocorrelation vector (of the signal in baseband, or as a variant of the estimated noise sequence) is projected onto different directions which correspond to predetermined correlation vectors relating to the useful signal (and to the co-channel interferers) and signals likely to be present in adjacent channels.
- This projection amounts to an optimization by least squares which eliminates the estimation errors of the autocorrelation vector, and thus allows a reliable estimation of the whitening filter, even if only one block of the signal is available to make this estimation.
- the size of the block is chosen so that the interference conditions are substantially stationary over the duration of a block. In the case of a GSM type signal, a block will typically correspond to a signal burst transmitted in a time interval of the TDMA frame. Between two successive bursts, the communication frequency can change, which modifies the conditions of • co-channel and adjacent channel interference.
- Another aspect of the present invention relates to a device for processing a digital baseband signal in a radiocommunication receiver, comprising a whitening filter for receiving the baseband signal at the output of a filter adapted to a transmission channel and supplying a filtered signal to a channel equalizer, and means for estimating the whitening filter for a block of the baseband signal.
- the means for estimating the whitening filter comprise: - means for calculating an autocorrelation vector of the baseband signal;
- an autocorrelation vector modified as a sum of predetermined vectors weighted by respective coefficients, the predetermined vectors comprising a first vector representative of an autocorrelation of a useful signal in a first frequency band, at at least a second vector representative of a correlation of the useful signal with a disturbance originating from at least one channel located in a second frequency band adjacent to the first band and a third vector representative of a correlation of the useful signal with a component of thermal noise, said coefficients being chosen to minimize a difference between the calculated autocorrelation vector and said modified autocorrelation vector;
- the means for estimating the whitening filter comprise: - means for estimating a noise sequence included in the signal block in baseband, superimposed on a sequence of known signal; - means for calculating an autocorrelation vector of the estimated noise sequence;
- FIGS. 2 and 3 are flowcharts of procedures for estimating the whitening filter usable in the receiver of Figure 1.
- the receiver shown in FIG. 1 comprises an antenna 1 for picking up radio signals.
- radio signals are of GSM type.
- GSM uses several carrier frequencies with 200 kHz deviations between them. Spectral signal shaping is designed to minimize interference between adjacent frequency channels. However, there remains an interference residue which is added to the noise picked up in the useful signal band. In addition, the reuse of frequencies in geographically separate cells means that there also remains a residue of co-channel interference due to other communications on the same carrier frequency in a remote cell. These disturbances are added to the broadband thermal noise.
- the modulation used to transmit the GSM signal can be of the GMSK type ("Gaussian Minimum Shift Keying") for traditional GSM channels, or of the EDGE type ("Enhanced Data for GSM Evolution").
- the radio signal received by the antenna 1 is amplified by an amplifier 2, then subjected to band-pass filtering by a radio frequency filter 3.
- This signal is transposed to an intermediate frequency by a mixer 4 which mixes it with a wave delivered by a local oscillator 5.
- a bandpass filter 6 retains only the useful frequency component at the output of the mixer 4, and the resulting intermediate frequency signal is digitized by an analog-digital converter 7.
- the digital signal at intermediate frequency is converted into baseband, taking into account the frequency hopping pattern relating to the communication considered, then subjected to suitable filtering.
- FIG. 1 the operations for conversion to base band and adapted filtering are shown diagrammatically by two separate modules 8, 9. In practice, the same module can perform the two operations.
- the matched filter 9 has a response suited to that of the various filters used at the level of the signal transmitter, as well as those 3, 6 of the receiver. If c (t) designates the waveform of the shaping pulse, integrating the filters of the receiver, the matched filter 9 essentially performs a convolution of the baseband signal by the response c * ( ⁇ -t) , where ⁇ is a propagation delay.
- the pulse c (t) differs depending on whether the signal transmitted is of the GMSK or EDGE type.
- the output signal of the matched filter 9 is sampled at the frequency of the symbols transmitted.
- the samples of a signal block corresponding to a TDMA burst are denoted S k , for 0 ⁇ k ⁇ L.
- the baseband signal S k delivered by the matched filter 9 is subjected on the one hand to a whitening filter 10 and on the other hand to a module 11 for probing the propagation channel.
- the channel equalizer 13 operates for example according to the Viterbi algorithm (see GD Forney Jr.: “The Viterbi Algorithm", Proc. of the IEEE, Vol. 61, No. 3, March 1973, pages 268-278). Its output signal is supplied to decoders located downstream of the receiver for operation.
- the role of the whitening filter 10 is to give a uniform spectrum to the residual noise of the signal from the matched filter 9, which provides the best performance of the channel equalizer 13.
- the problem of estimating the optimal whitening filter can therefore be reduced to the problem of correctly estimating the noise autocorrelation vector K on a single signal burst.
- This problem is dealt with by the estimation module 14 of the receiver which solves it using a priori information on the interferers (co-channel and in the adjacent channels).
- the module 14 seeks to model the spectrum of the colored noise present at the output of the matched filter 9 as being the mixture of Q + Q ′ + 2 distinct spectra corresponding respectively:
- M q the column vector of size p whose components are the normalized correlations of orders 0 to p-1 of the signal of band 0 with the signal from band q after the adapted filtering (-Q ⁇ q ⁇ Q ').
- M are constants known a priori. They simply depend on the modulation spectrum and the filtering elements of the transmission chain. One possibility is to calculate them from pulse shapes measured on a specimen of the receiver at the output of the matched filter 9. These constants are determined once and for all (calculated and / or measured) and stored by the estimation module 14 .
- the module 14 performs an estimation of the autocorrelation vector of the signal received in the form of a linear combination of the Q + Q '+ 2 vectors M q (-Q ⁇ q ⁇ Q') and M N. This estimate consists of a projection on the space generated by these Q + Q ′ + 2 vectors, which amounts to minimizing the estimation noise of the autocorrelation vector.
- the autocorrelation vector X as observed by the receptor is broken down into the form:
- ⁇ Re (M H M) T 1 Re (M H x) (3)
- Re (.) Denotes the real part and (.) H the conjugate transpose.
- the autocorrelation vector X on which the estimation module 14 operates is composed of autocorrelations of the samples S k of the output signal of the matched filter 9, calculated in step 20 on the length L of the signal burst:
- step 21 the vector of coefficients est is estimated according to the relation (3), the matrices M H and Re (M H M) _1 having been calculated once and for all and stored in module 14.
- step 22 the estimated autocorrelation vector X is obtained by making the product of the matrix M by the vector crosscédemment previously calculated.
- the channel 1 sounding module there is the estimation of the energy by symbol of the useful signal contained in the received signal.
- This energy at u is typically estimated by correlation on the basis of the known training sequence inserted in the transmitted signal block.
- the energy estimate â u is supplied to module 14 which obtains the estimate of the noise autocorrelation vector K by subtracting the vector a u .M 0 from X in step 23.
- the components f 0 , f ,, • • •, f- ⁇ of this vector F are supplied to the whitening filter 10 so that it applies them to the finite impulse response filtering of the current signal block.
- the autocorrelations X j are calculated directly on the basis of an estimated noise sequence obtained by the channel sounding module 11.
- These noise estimates N k are only obtained by the module 11 that for the samples k corresponding to the learning sequence, without influence of the unknown information symbols, i.e. for (L-L ') / 2 + L " ⁇ k ⁇ (L + L' ) / 2. They are obtained by subtracting corresponding samples S k from the convoluted training sequence with the estimated impulse response of the channel.
- the calculation of the autocorrelations X ⁇ is carried out in step 30 according to:
- step 31 the module 14 calculates the vector ⁇ according to the relation (3), then the estimate K of the noise autocorrelation vector is obtained directly in step 32 by the product M. ⁇ , the useful component having already been deleted.
- steps 33 and 34 are executed in the same manner as steps 24 and 25 in the embodiment according to FIG. 2.
- the above method allowing optimization of the whitening filter upstream of a Viterbi equalizer, provides a significant improvement in the robustness of the interference receiver.
- the improvement of the channel-to-interferer ratio (C / l) for a binary error rate (BER) of 1% can reach several decibels for co-interferers. - channel and of the order of ten decibels for the interferers in the adjacent channels.
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Abstract
Pour traiter un signal numérique en bande de base en sortie d'un filtre adapté (9) et en entrée d'un égaliseur de canal (13), on soumet ce signal à un filtre blanchissant (10) dont on estime les coefficients pour chaque bloc de signal en tenant compte de la structure des signaux perturbateurs dans la bande de fréquence du signal utile et dans une ou plusieurs bandes adjacentes. On procède pour cela à une projection d'un vecteur d'autocorrélation calculé à partir du bloc de signal reçu sur différentes directions correspondant à des vecteurs de corrélation prédéterminés relatifs au signal utile, aux signaux éventuellement présents dans les bandes adjacentes et au bruit thermique. Les coefficients du filtre blanchissant sont ensuite déduits de la somme des vecteurs projetés, en tenant compte de l'énergie du signal utile si celui-ci n'a pas été enlevé avant le calcul des autocorrélations.
Description
PROCEDE DE TRAITEMENT D'UN SIGNAL NUMERIQUE EN ENTREE
D'UN EGALISEUR DE CANAL
La présente invention concerne le domaine des radiocommunications, et en particulier les traitements effectués dans un récepteur en amont d'un égaliseur numérique.
Elle s'applique dans des systèmes où le spectre disponible est subdivisé en bandes de fréquence adjacentes pour supporter des communications différentes.
Un exemple est le système européen de radiocommunication cellulaire dit GSM (« Global System for Mobile communications »), dans lequel le spectre alloué autour de 900 ou 1800 MHz est subdivisé en bandes de fréquence espacées de 200 kHz, chacune de ces bandes faisant l'objet d'un multiplexage temporel selon la méthode TDMA (« Time Division
Multiple Access »). Le système GSM utilise une technique de saut de fréquence afin de lutter contre les évanouissements de canal et d'augmenter la capacité du système. Le saut de fréquence du GSM consiste, pour une communication établie sur un canal TDMA défini notamment par un intervalle de temps donné de trames TDMA successives, à changer la fréquence de communication d'une trame à la suivante parmi les porteuses espacées de 200 kHz allouées au système, selon un motif de saut connu de l'émetteur et du récepteur.
Dans un récepteur de radiocommunication, les filtrages effectués en amont de l'égaliseur de canal peuvent correspondre à un filtre fixe ou adaptatif.
La spécification d'un filtre fixe dépend des hypothèses faites sur le bruit et les interféreurs. Si on optimise le filtre pour accroître les performances en sensibilité, on diminue la résistance du récepteur aux interféreurs éventuellement présents dans les canaux fréquentiels adjacents.
Réciproquement, un excellent filtre en ce qui concerne la résistance aux interféreurs dans les canaux adjacents dégrade les performances en sensibilité.
Un filtre adaptatif permet d'atteindre un meilleur compromis. Toutefois, l'utilisation d'un filtre adaptatif n'a été possible jusqu'à présent que dans le cas de canaux stationnaires, permettant de déterminer de manière fiable le filtre de réception.
Dans certains cas, cette condition de stationnarité n'est pas remplie. Par exemple, dans le système GSM, le saut de fréquence à la cadence des trames TDMA de 4,615 ms, réalisé entre deux rafales de signal (« bursts ») émises dans deux trames successives modifie constamment les conditions d'interférence et donc la structure optimale du filtre de réception.
Il est classique de décomposer le filtrage en amont de l'égaliseur de canal en la cascade d'un filtre adapté au spectre de la modulation et d'un filtre dans la bande de Nyquist dit « blanchissant ». Ce filtre blanchissant doit garantir des résidus de bruit (bruit thermique + interférences des autres canaux) autant que possible indépendants à l'entrée de l'égaliseur de canal. On sait que cette structure procure un schéma de détection optimal (voir G.D. Forney Jr. : « Maximum-Likelihood Séquence Estimation of Digital Séquences in the Présence of Intersymbol Interférence », IEEE Trans. Infomn. Theory, Vol. IT-18, mai 1972, pages 363-378).
La présente invention vise à permettre une estimation adaptative du filtre blanchissant, même en présence d'un canal de transmission peu stationnaire, tel que celui du GSM.
L'invention propose ainsi un procédé de traitement d'un bloc de signal numérique en bande de base en sortie d'un filtre adapté à un canal de transmission radio et en entrée d'un égaliseur de canal, dans lequel on soumet le signal en bande de base à un filtre blanchissant estimé pour le bloc par une procédure comprenant les étapes suivantes :
- calculer un vecteur d'autocorrélation du signal en bande de base ; - déterminer un vecteur d'autocorrélation modifié comme une somme de vecteurs prédéterminés pondérés par des coefficients respectifs, les vecteurs prédéterminés comprenant un premier vecteur représentatif d'une autocorrélation d'un signal utile dans une première bande de fréquence, au moins un second vecteur représentatif d'une corrélation du signal utile avec une perturbation issue d'au moins un canal situé dans une seconde bande de fréquence adjacente à la première bande et un troisième vecteur représentatif d'une corrélation du signal utile avec une composante de bruit thermique, lesdits coefficients étant choisis pour minimiser un écart entre le vecteur d'autocorrélation calculé et ledit vecteur d'autocorrélation modifié ;
- estimer un vecteur d'autocorrélation du bruit en soustrayant du vecteur d'autocorrélation modifié le premier vecteur multiplié par une estimation d'énergie du signal utile ; et
- estimer des coefficients du filtre blanchissant à partir du vecteur d'autocorrélation du bruit estimé.
Dans une variante de ce procédé, la procédure d'estimation du filtre blanchissant comprend les étapes suivantes :
- estimer une séquence de bruit incluse dans le bloc de signal en bande de base, superposée à une séquence de signal connue ; - calculer un vecteur d'autocorrélation de la séquence de bruit estimée ;
- estimer un vecteur d'autocorrélation du bruit sous forme d'une somme de vecteurs prédéterminés pondérés par des coefficients respectifs, les vecteurs prédéterminés comprenant un premier vecteur représentatif d'une autocorrélation d'un signal utile dans une première bande de fréquence, au moins un second vecteur représentatif d'une corrélation du signal utile avec une perturbation issue d'au moins un canal situé dans une seconde bande de fréquence adjacente à la première bande et un troisième vecteur représentatif d'une corrélation du signal utile avec une composante de bruit thermique, lesdits coefficients étant choisis pour minimiser un écart entre le vecteur d'autocorrélation calculé et ledit vecteur d'autocorrélation du bruit estimé ; et
- estimer des coefficients du filtre blanchissant à partir du vecteur d'autocorrélation du bruit estimé.
L'estimation du filtre blanchissant tient compte de la structure des signaux perturbateurs dans la bande de fréquence du signal utile (interférences co-canal dues à la réutilisation des fréquences, et bruit thermique à large bande) et dans une ou plusieurs bandes de fréquences adjacentes
(interférences de canaux adjacents, et bruit thermique à large bande).
Le vecteur d'autocorrélation calculé (du signal en bande de base, ou en variante de la séquence de bruit estimée) est projeté sur différentes directions qui correspondent à des vecteurs de corrélation prédéterminés relatifs au signal utile (et aux interféreurs co-canal) et aux signaux susceptibles d'être présents dans les canaux adjacents. Cette projection revient à une optimisation par moindre carrés qui élimine les erreurs d'estimation du vecteur d'autocorrélation, et permet ainsi une estimation fiable du filtre blanchissant, même si un seul bloc du signal est disponible pour effectuer cette estimation.
La taille du bloc est choisie de façon que les conditions d'interférence soient sensiblement stationnaires sur la durée d'un bloc. Dans le cas d'un signal de type GSM, un bloc correspondra typiquement à une rafale de signal émise dans un intervalle de temps de la trame TDMA. Entre deux rafales successives, la fréquence de communication peut changer, ce qui modifie les •conditions d'interférences co-canal et dans les canaux adjacents.
Un autre aspect de la présente invention se rapporte à un dispositif de traitement d'un signal numérique en bande de base dans un récepteur de radiocommunication, comprenant un filtre blanchissant pour recevoir le signal en bande de base en sortie d'un filtre adapté à un canal de transmission et fournir un signal filtré à un égaliseur de canal, et des moyens d'estimation du filtre blanchissant pour un bloc du signal en bande de base.
Pour la mise en œuvre du premier procédé ci-dessus, les moyens d'estimation du filtre blanchissant comprennent : - des moyens de calcul d'un vecteur d'autocorrélation du signal en bande de base ;
- des moyens de détermination d'un vecteur d'autocorrélation modifié comme une somme de vecteurs prédéterminés pondérés par des coefficients respectifs, les vecteurs prédéterminés comprenant un premier vecteur représentatif d'une autocorrélation d'un signal utile dans une première bande de fréquence, au moins un second vecteur représentatif d'une corrélation du signal utile avec une perturbation issue d'au moins un canal situé dans une seconde bande de fréquence adjacente à la première bande et un troisième vecteur représentatif d'une corrélation du signal utile avec une composante de bruit thermique, lesdits coefficients étant choisis pour minimiser un écart entre le vecteur d'autocorrélation calculé et ledit vecteur d'autocorrélation modifié ;
- des moyens d'estimation d'un vecteur d'autocorrélation du bruit par différence entre le vecteur d'autocorrélation modifié et le premier vecteur multiplié par une estimation d'énergie du signal utile ; et
- des moyens d'estimation des coefficients du filtre blanchissant à partir du vecteur d'autocorrélation du bruit estimé.
Pour la mise en œuvre de la variante précitée du procédé, les moyens d'estimation du filtre blanchissant comprennent : - des moyens d'estimation d'une séquence de bruit incluse dans le bloc de signal en bande de base, superposée à une séquence de signal connue ;
- des moyens de calcul d'un vecteur d'autocorrélation de la séquence de bruit estimée ;
- des moyens d'estimation d'un vecteur d'autocorrélation du bruit sous forme d'une somme de vecteurs prédéterminés pondérés par des coefficients respectifs, les vecteurs prédéterminés comprenant un premier vecteur représentatif d'une autocorrélation d'un signal utile dans une première bande de fréquence, au moins un second vecteur représentatif d'une corrélation du signal utile avec une perturbation issue d'au moins un canal situé dans une seconde bande de fréquence adjacente à la première bande et un troisième vecteur représentatif d'une corrélation du signal utile avec une composante de bruit thermique, lesdits coefficients étant choisis pour minimiser un écart entre le vecteur d'autocorrélation calculé et ledit vecteur d'autocorrélation du bruit estimé ; et - des moyens d'estimation des coefficients du filtre blanchissant à partir du vecteur d'autocorrélation du bruit estimé. D'autres particularités et avantages de la présente invention apparaîtront dans la description ci-après d'exemples de réalisation non limitatifs, en référence aux dessins annexés, dans lesquels : - la figure 1 est un schéma synoptique d'un récepteur de radiocommunication mettant en œuvre la présente invention ; et
- les figures 2 et 3 sont des organigrammes de procédures d'estimation du filtre blanchissant utilisables dans le récepteur de la figure 1.
Le récepteur représenté sur la figure 1 comprend une antenne 1 pour capter des signaux radio. Dans la suite de la présente description, on considérera, sans que ceci soit limitatif, que ces signaux radio sont de type GSM.
Le GSM utilise plusieurs fréquences porteuses ayant entre elles des écarts de 200 kHz. La mise en forme spectrale des signaux est conçue pour minimiser les interférences entre les canaux frequentiels adjacents. Il subsiste toutefois un résidu d'interférence qui s'ajoute au bruit capté dans la bande du signal utile. De plus, la réutilisation des fréquences dans des cellules géographiquement séparées fait qu'il subsiste également un résidu d'interférences co-canal dues à d'autres communications sur la même fréquence porteuse dans une cellule distante. Ces perturbations viennent s'ajouter au bruit thermique à large bande.
La modulation utilisée pour transmettre le signal GSM peut être de type GMSK (« Gaussian Minimum Shift Keying ») pour des canaux GSM traditionnels, ou de type EDGE (« Enhanced Data for GSM Evolution »).
Le signal radio capté par l'antenne 1 est amplifié par un amplificateur 2, puis soumis à un filtrage passe-bande par un filtre radiofréquence 3. Ce signal est transposé à une fréquence intermédiaire par un mélangeur 4 qui le mélange à une onde délivrée par un oscillateur local 5. Un filtre passe-bande 6 retient seulement la composante fréquentielle utile en sortie du mélangeur 4, et le signal à fréquence intermédiaire résultant est numérisé par un convertisseur analogique-numérique 7.
Le signal numérique à fréquence intermédiaire est converti en bande de base, en tenant compte du motif de saut de fréquence relatif à la communication considérée, puis soumis à un filtrage adapté. Sur la figure 1 , les opérations de conversion en bande de base et de filtrage adapté sont schématisées par deux modules distincts 8, 9. En pratique, le même module peut assurer les deux opérations.
Le filtre adapté 9 a une réponse adaptée à celle des différents filtres utilisés au niveau de l'émetteur du signal, ainsi que ceux 3, 6 du récepteur. Si c(t) désigne la forme d'onde de l'impulsion de mise en forme, intégrant les filtres du récepteur, le filtre adapté 9 effectue essentiellement une convolution du signal en bande de base par la réponse c*(τ-t), où τ est un retard de propagation. Bien entendu, l'impulsion c(t) diffère selon que le signal transmis est de type GMSK ou EDGE.
Le signal de sortie du filtre adapté 9 est échantillonné à la fréquence des symboles transmis. Les échantillons d'un bloc de signal correspondant à une rafale TDMA sont notés Sk, pour 0 < k < L. Le bloc se compose de L = 148 symboles, les L' = 26 symboles centraux étant des symboles connus a priori formant une séquence d'apprentissage.
Le signal en bande de base Sk délivré par le filtre adapté 9 est soumis d'une part à un filtre blanchissant 10 et d'autre part à un module 11 de sondage du canal de propagation.
Le module de sondage de canal 11 estime de façon connue la réponse impulsionnelle du canal de transmission sur une longueur de L"+1 échantillons (la mémoire du canal étant par exemple L" = 4), et, après convolution avec celle du filtre blanchissant, la fournit à l'égaliseur de canal 13 qui traite le signal
délivré par le filtre blanchissant 10. L'égaliseur de canal 13 fonctionne par exemple selon l'algorithme de Viterbi (voir G.D. Forney Jr. : « The Viterbi Algorithm », Proc. of the IEEE, Vol. 61 , No. 3, mars 1973, pages 268-278). Son signal de sortie est fourni aux décodeurs situés en aval du récepteur pour exploitation.
Le rôle du filtre blanchissant 10 est de donner un spectre uniforme au bruit résiduel du signal issu du filtre adapté 9, ce qui procure les meilleures performances de l'égaliseur de canal 13.
De façon connue, si on désigne par K(z) la transformée en z du vecteur d'autocorrélation du bruit et si on factorise K(z) sous la forme K(z) = R(z).R(z"1)*, alors la transformée en z du filtre blanchissant optimal est donnée par F(z) = 1/R(z).
Si on réalise le filtre blanchissant 10 avec une réponse impulsionnelle
finie de longueur p (par exemple p = 4), alors cette réponse F =
F = H"1 (D
avec e = Le vecteur d'autocorrélation
K = détermine la première colonne de la matrice H qui est hermitienne
Le problème de l'estimation du filtre blanchissant optimal peut donc se ramener au problème de l'estimation correcte du vecteur K d'autocorrélation du bruit sur une seule rafale de signal.
Ce problème est traité par le module d'estimation 14 du récepteur qui
le résout en utilisant de l'information a priori sur les interféreurs (co-canal et dans les canaux adjacents).
Le module 14 cherche à modéliser le spectre du bruit coloré présent en sortie du filtre adapté 9 comme étant le mélange de Q + Q' + 2 spectres distincts correspondant respectivement :
- aux interférences co-canal (bande q = 0) ;
- au bruit thermique ;
- aux interférences issues de canaux correspondant à Q bandes de fréquences adjacentes inférieures à celle du canal considéré (bandes q < 0) ;
- aux interférences issues de canaux correspondant à Q' bandes de fréquences adjacentes supérieures à celle du canal considéré (bandes q > 0).
Dans une réalisation typique, on prendra Q = Q' = 1. On peut éventuellement prendre Q = 0 (respectivement Q' = 0) dans le cas d'un canal situé à l'extrémité inférieure (respectivement supérieure) du spectre GSM, mais cela n'est pas obligatoire.
On note Mq le vecteur-colonne de taille p dont les composantes sont les corrélations normalisées d'ordres 0 à p-1 du signal de la bande 0 avec le signal provenant de la bande q après le filtrage adapté (-Q < q < Q'). On note encore MN le vecteur-colonne de taille p dont les composantes sont les corrélations normalisées d'ordres 0 à p-1 du signal de la bande 0 avec le bruit thermique après le filtrage adapté, et M la matrice p x (Q+Q'+2) donnée par M = (M_Q, M_Q+1, ... , MQ>, MN). Toutes les composantes des vecteurs Mq et MN, et donc de la matrice
M sont des constantes connues a priori. Elles dépendent simplement du spectre de la modulation et des éléments de filtrage de la chaîne de transmission. Une possibilité est de les calculer à partir de formes d'impulsion mesurées sur un spécimen du récepteur en sortie du filtre adapté 9. Ces constantes sont déterminées une fois pour toutes (calculées et/ou mesurées) et mémorisées par le module d'estimation 14.
Le module 14 effectue une estimation du vecteur d'autocorrélation du signal reçu sous forme d'une combinaison linéaire des Q + Q' + 2 vecteurs Mq (-Q < q < Q') et MN. Cette estimation consiste en une projection sur
l'espace engendré par ces Q + Q' + 2 vecteurs, ce qui revient à minimiser le bruit d'estimation du vecteur d'autocorrélation.
Le vecteur d'autocorrélation X tel qu'observé par le récepteur est décomposé sous la forme :
*-Q
notant A = ao le vecteur composé de ces Q + Q' + 2 estimations, la aQ'
minimisation de l'énergie du bruit d'estimation W consiste à prendre :
 = Re(MHM)T1Re(MHx) (3) où Re(.) désigne la partie réelle et (.)H la transposée conjuguée. Le vecteur d'autocorrélation estimé est alors X = M. , c'est-à-dire une somme des vecteurs prédéterminés M_Q, M_Q+1, ... , MQ., MN respectivement pondérés par les coefficients â_Q, â_Q+1, ... , âQ. et N0.
Dans la réalisation illustrée par la figure 2, le vecteur d'autocorrélation X sur lequel opère le module d'estimation 14 est composé d'autocorrélations des échantillons Sk du signal de sortie du filtre adapté 9, calculées à l'étape 20 sur la longueur L de la rafale de signal:
Parmi les opérations effectuées par le module de sondage de canal 1 , il y a l'estimation de l'énergie par symbole du signal utile contenu dans le signal reçu. Cette énergie âu est typiquement estimée par corrélation sur la base de la séquence d'apprentissage connue insérée dans le bloc de signal transmis.
L'estimation énergétique âu est fournie au module 14 qui obtient l'estimation du vecteur K d'autocorrélation du bruit en soustrayant de X le vecteur au.M0 à l'étape 23.
Le module 14 construit alors la matrice hermitienne de Toeplitz H à partir du vecteur d'autocorrélation estimé K = X - âu.M0 (K est la première colonne de H), puis il procède à l'inversion de la matrice H à l'étape 24. Pour réaliser cette inversion, on peut utiliser divers algorithmes classiques d'inversion 'des matrices de Toeplitz, comme par exemple l'algorithme de Levinson-Durbin. A l'étape 25, le module 14 obtient l'estimation F du filtre blanchissant comme dans la relation (1 ) : F = H~1.e1.
Les composantes f0, f,, • • • , f-^ de ce vecteur F sont fournies au filtre blanchissant 10 pour qu'il les applique au filtrage à réponse impulsionnelle finie du bloc de signal courant.
Dans la variante de réalisation représentée sur la figure 3, les autocorrélations Xj sont calculées directement sur la base d'une séquence de bruit estimée obtenue par le module de sondage de canal 11. Ces estimations du bruit Nk ne sont obtenues par le module 11 que pour les échantillons k correspondant à la séquence d'apprentissage, sans influence des symboles d'information inconnus, c'est-à-dire pour (L-L')/2+L" < k < (L+L')/2. Elles sont obtenues en soustrayant des échantillons correspondants Sk la séquence d'apprentissage convoluée avec la réponse impulsionnelle estimée du canal. Le calcul des autocorrélations X{ est effectué à l'étape 30 selon :
A l'étape 31 , le module 14 calcule le vecteur  selon la relation (3), puis l'estimation K du vecteur d'autocorrélation du bruit est obtenue directement à l'étape 32 par le produit M.Â, la composante utile ayant déjà été supprimée.
La procédure selon la figure 3 se termine par l'inversion de la matrice
H (étape 33) et par l'obtention des composantes du vecteurs F à l'étape 34. Ces étapes 33 et 34 sont exécutées de la même manière que les étapes 24 et
25 dans la réalisation selon la figure 2.
On a observé que le procédé ci-dessus, permettant une optimisation du filtre blanchissant en amont d'un égaliseur de Viterbi, procurait une amélioration sensible de la robustesse du récepteur aux interférences. Dans l'exemple du GSM en environnement urbain avec une modulation GMSK, l'amélioration du rapport canal-sur-interféreurs (C/l) pour un taux d'erreur binaire (BER) de 1 % peut atteindre plusieurs décibels pour les interféreurs co- canal et de l'ordre de la dizaine de décibels pour les interféreurs dans les canaux adjacents.
Claims
1. Procédé de traitement d'un bloc de signal numérique en bande de base en sortie d'un filtre adapté à un canal de transmission radio (9) et en entrée d'un égaliseur de canal (13), dans lequel on soumet le signal en bande de base à un filtre blanchissant (10) estimé pour le bloc par une procédure comprenant les étapes suivantes :
- calculer un vecteur (X) d'autocorrélation du signal en bande de base ;
- déterminer un vecteur d'autocorrélation modifié ( X) comme une somme de vecteurs prédéterminés pondérés par des coefficients respectifs, les vecteurs prédéterminés comprenant un premier vecteur (M0) représentatif d'une autocorrélation d'un signal utile dans une première bande de fréquence, au moins un second vecteur (Mq) représentatif d'une corrélation du signal utile avec une perturbation issue d'au moins un canal situé dans une seconde bande de fréquence adjacente à la première bande et un troisième vecteur (MN) représentatif d'une corrélation du signal utile avec une composante de bruit thermique, lesdits coefficients (â0, âq, N0) étant choisis pour minimiser un écart entre le vecteur d'autocorrélation calculé et ledit vecteur d'autocorrélation modifié ; - estimer un vecteur (K) d'autocorrélation du bruit en soustrayant du vecteur d'autocorrélation modifié ( X) le premier vecteur (M0) multiplié par une estimation d'énergie du signal utile (âu) ; et
- estimer des coefficients (F) du filtre blanchissant à partir du vecteur d'autocorrélation du bruit estimé (K) .
2. Procédé de traitement d'un bloc de signal numérique en bande de base en sortie d'un filtre adapté à un canal de transmission radio (9) et en entrée d'un égaliseur de canal (13), dans lequel on soumet le signal en bande de base à un filtre blanchissant (10) estimé pour le bloc par une procédure comprenant les étapes suivantes : - estimer une séquence de bruit (Nk) incluse dans le bloc de signal en bande de base, superposée à une séquence de signal connue ; - calculer un vecteur (X) d'autocorrélation de la séquence de bruit estimée ;
- estimer un vecteur (K) d'autocorrélation du bruit sous forme d'une somme de vecteurs prédéterminés pondérés par des coefficients respectifs, les vecteurs prédéterminés comprenant un premier vecteur
(M0) représentatif d'une autocorrélation d'un signal utile dans une première bande de fréquence, au moins un second vecteur (Mq) représentatif d'une corrélation du signal utile avec une perturbation issue d'au moins un canal situé dans une seconde bande de fréquence adjacente à la première bande et un troisième vecteur (MN) représentatif d'une corrélation du signal utile avec une composante de bruit thermique, lesdits coefficients (â0, âq, N0) étant choisis pour minimiser un écart entre le vecteur d'autocorrélation calculé et ledit vecteur d'autocorrélation du bruit estimé ; et - estimer des coefficients (F) du filtre blanchissant à partir du vecteur d'autocorrélation du bruit estimé (K) .
3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, dans lequel l'estimation des coefficients du filtre blanchissant (10) comprend les étapes suivantes :
- former une matrice hermitienne de Toeplitz (H) dont la première colonne est définie par le vecteur d'autocorrélation du bruit estimé (K) ;
- inverser ladite matrice ;
- extraire les coefficients estimés (F) du filtre blanchissant de la première colonne de la matrice inversée.
4. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel chaque bloc de signal numérique en bande de base correspond à une rafale de signal GSM.
5. Dispositif de traitement d'un signal numérique en bande de base dans un récepteur de radiocommunication, comprenant un filtre blanchissant (10) pour recevoir le signal en bande de base en sortie d'un filtre adapté à un canal de transmission (9) et fournir un signal filtré à un égaliseur de canal (13), et des moyens (14) d'estimation du filtre blanchissant pour un bloc du signal en bande de base, caractérisé en ce que les moyens d'estimation du filtre blanchissant comprennent :
- des moyens de calcul d'un vecteur d'autocorrélation du signal en bande de base ; - des moyens de détermination d'un vecteur d'autocorrélation modifié (X) comme une somme de vecteurs prédéterminés pondérés par des coefficients respectifs, les vecteurs prédéterminés comprenant un premier vecteur (M0) représentatif d'une autocorrélation d'un signal utile dans une première bande de fréquence, au moins un second vecteur (Mq) représentatif d'une corrélation du signal utile avec une perturbation issue d'au moins un canal situé dans une seconde bande de fréquence adjacente à la première bande et un troisième vecteur (MN) représentatif d'une corrélation du signal utile avec une composante de bruit thermique, lesdits coefficients (â0, âq, N0) étant choisis pour minimiser un écart entre le vecteur d'autocorrélation calculé et ledit vecteur d'autocorrélation modifié ;
- des moyens d'estimation d'un vecteur d'autocorrélation du bruit (K) par différence entre le vecteur d'autocorrélation modifié (X) et le premier vecteur (M0) multiplié par une estimation d'énergie du signal utile (âu) ; et
- des moyens d'estimation des coefficients (F) du filtre blanchissant à partir du vecteur d'autocorrélation du bruit estimé (K) .
6. Dispositif de traitement d'un signal numérique en bande de base dans un récepteur de radiocommunication, comprenant un filtre blanchissant (10) pour recevoir le signal en bande de base en sortie d'un filtre adapté à un canal de transmission (9) et fournir un signal filtré à un égaliseur de canal (13), et des moyens (14) d'estimation du filtre blanchissant pour un bloc du signal en bande de base, caractérisé en ce que les moyens d'estimation du filtre blanchissant comprennent : - des moyens d'estimation d'une séquence de bruit (Nk) incluse dans le bloc de signal en bande de base, superposée à une séquence de signal connue ; - des moyens de calcul d'un vecteur (X) d'autocorrélation de la séquence de bruit estimée ;
- des moyens d'estimation d'un vecteur (K) d'autocorrélation du bruit sous forme d'une somme de vecteurs prédéterminés pondérés par des coefficients respectifs, les vecteurs prédéterminés comprenant un premier vecteur (M0) représentatif d'une autocorrélation d'un signal utile dans une première bande de fréquence, au moins un second vecteur (Mq) représentatif d'une corrélation du signal utile avec une perturbation issue d'au moins un canal situé dans une seconde bande de fréquence adjacente à la première bande et un troisième vecteur (MN) représentatif d'une corrélation du signal utile avec une composante de bruit thermique, lesdits coefficients (â0, âq, N0) étant choisis pour minimiser un écart entre le vecteur d'autocorrélation calculé et ledit vecteur d'autocorrélation du bruit estimé ; et - des moyens d'estimation des coefficients (F) du filtre blanchissant à partir du vecteur d'autocorrélation du bruit estimé (K) .
7. Dispositif selon la revendication 5 ou 6, dans lequel les moyens (14) d'estimation des coefficients du filtre blanchissant comprennent des moyens pour former une matrice hermitienne de Toeplitz (H) dont la première colonne est définie par le vecteur d'autocorrélation du bruit estimé (K) , des moyens d'inversion de ladite matrice et des moyens pour extraire les coefficients estimés (F) du filtre blanchissant de la première colonne de la matrice inversée.
8. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 5 à 7, dans lequel chaque bloc de signal numérique en bande de base correspond à une rafale de signal GSM.
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Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005002241A2 (fr) | 2003-06-27 | 2005-01-06 | Nokia Corporation | Procede et appareil de suppression de brouillage dans la meme voie dans un recepteur |
| WO2005041510A1 (fr) * | 2003-10-14 | 2005-05-06 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Procede et dispositif de filtre blanchissant de bruit |
| FR2871966A1 (fr) * | 2004-06-17 | 2005-12-23 | Nortel Networks Ltd | Procede et dispositif de traitement de signal dans un recepteur de radiocommunication |
| US7133476B2 (en) * | 2002-08-01 | 2006-11-07 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Apparatus and methods for suppression of interference among disparately-modulated signals |
| US7289583B2 (en) | 2003-10-14 | 2007-10-30 | Telefonktiebolagel Lm Ericsson (Publ) | Method of and apparatus for single antenna interference rejection through relaxation |
| FR2913171A1 (fr) * | 2007-02-28 | 2008-08-29 | France Telecom | Procede de determination de la presence d'un signal de telecommunications sur une bande de frequences. |
| EP1533934A3 (fr) * | 2003-11-21 | 2010-06-16 | Infineon Technologies AG | Procédé et dispositif de prédiction du bruit contenu dans un signal reçu |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7006800B1 (en) * | 2003-06-05 | 2006-02-28 | National Semiconductor Corporation | Signal-to-noise ratio (SNR) estimator in wireless fading channels |
| FR2873877B1 (fr) * | 2004-08-02 | 2006-12-01 | Wavecom Sa | Procede de conception d'un filtre de reception numerique et dispositif de reception correspondant |
| US7711035B2 (en) | 2004-09-17 | 2010-05-04 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for suppressing communication signal interference |
| WO2006073326A1 (fr) * | 2004-12-30 | 2006-07-13 | Intel Corporation | Precodage de reponses prescrites pour des canaux avec brouillage intersymbole |
| WO2007001205A1 (fr) * | 2005-06-29 | 2007-01-04 | Intel Corporation | Construction et egalisation d'un precodeur |
| US7643590B2 (en) * | 2005-08-23 | 2010-01-05 | Research In Motion Limited | Joint demodulation filter for co-channel interference reduction and related methods |
| US7639763B2 (en) * | 2005-08-23 | 2009-12-29 | Research In Motion Limited | Wireless communications device including a joint demodulation filter for co-channel interference reduction and related methods |
| DE112005003711T5 (de) * | 2005-09-30 | 2008-08-14 | Intel Corporation, Santa Clara | Vorcodiererkonstruktion für verschiedene Kanallängen |
| US20080010671A1 (en) * | 2006-06-09 | 2008-01-10 | John Mates | Whitening functional unit and method |
| US8194587B2 (en) * | 2006-11-09 | 2012-06-05 | Broadcom Corporation | Adaptive network supporting single to concurrent interfering wireless transmissions |
| US8126396B2 (en) * | 2006-11-09 | 2012-02-28 | Broadcom Corporation | Wireless network that utilizes concurrent interfering transmission and MIMO techniques |
| US20080112358A1 (en) * | 2006-11-09 | 2008-05-15 | Broadcom Corporation, A California Corporation | Cell protocol adapting between single and concurrent interfering transmissions and receptions based on channel conditions |
| US7848460B2 (en) * | 2007-07-12 | 2010-12-07 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Interference suppression method and apparatus |
| US8811550B2 (en) * | 2010-05-11 | 2014-08-19 | Qualcomm Incorporated | Recursive implementation for calculation of whitening matrix |
| US10651891B1 (en) * | 2019-07-09 | 2020-05-12 | Raytheon Company | Adaptive hopping equalizer |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0801484A2 (fr) * | 1996-04-10 | 1997-10-15 | Silicon Systems, Inc. | Traitement de signal |
| EP0939525A1 (fr) * | 1998-02-26 | 1999-09-01 | Italtel s.p.a. | Estimation de séquence pour signaux modulés à phase continue |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6590932B1 (en) * | 1999-11-24 | 2003-07-08 | Ericsson Inc. | Methods, receiver devices and systems for whitening a signal disturbance in a communication signal |
| US6990692B1 (en) * | 2000-02-23 | 2006-01-31 | Dada Corp. | Cap with curved visor |
| US6826242B2 (en) * | 2001-01-16 | 2004-11-30 | Broadcom Corporation | Method for whitening colored noise in a communication system |
-
2000
- 2000-07-28 FR FR0009954A patent/FR2812480B1/fr not_active Expired - Lifetime
-
2001
- 2001-07-26 US US10/343,137 patent/US7257174B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-07-26 EP EP01958188A patent/EP1305921A1/fr not_active Withdrawn
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- 2001-07-26 AU AU2001279920A patent/AU2001279920A1/en not_active Abandoned
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0801484A2 (fr) * | 1996-04-10 | 1997-10-15 | Silicon Systems, Inc. | Traitement de signal |
| EP0939525A1 (fr) * | 1998-02-26 | 1999-09-01 | Italtel s.p.a. | Estimation de séquence pour signaux modulés à phase continue |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101013282B1 (ko) | 2002-08-01 | 2011-02-09 | 에릭슨 인코포레이티드 | 간섭 삭제 장치 및 방법 |
| US7133476B2 (en) * | 2002-08-01 | 2006-11-07 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Apparatus and methods for suppression of interference among disparately-modulated signals |
| WO2005002241A2 (fr) | 2003-06-27 | 2005-01-06 | Nokia Corporation | Procede et appareil de suppression de brouillage dans la meme voie dans un recepteur |
| EP1639719A4 (fr) * | 2003-06-27 | 2009-04-22 | Nokia Corp | Procede et appareil de suppression de brouillage dans la meme voie dans un recepteur |
| EP1639719A2 (fr) * | 2003-06-27 | 2006-03-29 | Nokia Corporation | Procede et appareil de suppression de brouillage dans la meme voie dans un recepteur |
| US7289583B2 (en) | 2003-10-14 | 2007-10-30 | Telefonktiebolagel Lm Ericsson (Publ) | Method of and apparatus for single antenna interference rejection through relaxation |
| US7212593B2 (en) | 2003-10-14 | 2007-05-01 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method of and apparatus for noise whitening filtering |
| WO2005041510A1 (fr) * | 2003-10-14 | 2005-05-06 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Procede et dispositif de filtre blanchissant de bruit |
| EP1533934A3 (fr) * | 2003-11-21 | 2010-06-16 | Infineon Technologies AG | Procédé et dispositif de prédiction du bruit contenu dans un signal reçu |
| FR2871966A1 (fr) * | 2004-06-17 | 2005-12-23 | Nortel Networks Ltd | Procede et dispositif de traitement de signal dans un recepteur de radiocommunication |
| FR2913171A1 (fr) * | 2007-02-28 | 2008-08-29 | France Telecom | Procede de determination de la presence d'un signal de telecommunications sur une bande de frequences. |
| WO2008113958A2 (fr) * | 2007-02-28 | 2008-09-25 | France Telecom | Procede de determination de la presence d'un signal de telecommunications sur une bande de frequences |
| WO2008113958A3 (fr) * | 2007-02-28 | 2008-11-20 | France Telecom | Procede de determination de la presence d'un signal de telecommunications sur une bande de frequences |
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