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TWI785198B - 電力轉換電路及空調機 - Google Patents

電力轉換電路及空調機 Download PDF

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TWI785198B
TWI785198B TW108103453A TW108103453A TWI785198B TW I785198 B TWI785198 B TW I785198B TW 108103453 A TW108103453 A TW 108103453A TW 108103453 A TW108103453 A TW 108103453A TW I785198 B TWI785198 B TW I785198B
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Taiwan
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reverse voltage
switching elements
main circuit
voltage
voltage application
Prior art date
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TW108103453A
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江幡勇紀
橋本浩之
Original Assignee
日商日立江森自控空調有限公司
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Abstract

在將交流電壓轉換為直流電壓之際抑制電力損耗。為此，設置將從交流系統(162)供應的交流電力轉換為直流電力而供應至負載裝置(164)的複數個主電路切換元件(QD1～QD4)、連接於主電路切換元件(QD1～QD4)與交流系統(162)之間的電抗器(174)、反向並聯連接於複數個主電路切換元件(QD1～QD4)的各者的複數個回流二極體(DD1～DD4)、連接於至少一部分的回流二極體(DD1～DD4)且在對應的回流二極體(DD1～DD4)遮斷之際將比輸出至負載裝置(164)的直流電壓(VE)低的逆電壓施加於對應的回流二極體(DD1～DD6)的逆電壓施加電路(71～74)、和控制逆電壓施加電路(71～74)的控制部(180)。

Description

電力轉換電路及空調機
本發明涉及電力轉換電路及空調機。
在本技術領域之先前技術方面，於下述專利文獻1的請求項1記載「一種電力轉換電路，具備對串聯連接於直流電壓源的負載供應電力的兩個一組的主電路切換元件、反向並聯連接於此等各主電路切換元件的回流二極體、和此等各回流二極體遮斷時將比前述直流電壓源小的逆電壓施加於各回流二極體的逆電壓施加電路，前述逆電壓施加電路具備電壓值比前述直流電壓源低的輔助電源、在前述回流二極體的反向回復時導通且耐壓比前述主電路切換元件低的逆電壓施加切換元件、以與反向回復時間比前述回流二極體短的高速的輔助二極體的串聯連接而構成且具有在將兩個一組的主電路切換元件互相切換為導通狀態與關斷狀態之際將兩主電路切換元件一起關斷的短時間的休止期間而切換前述主電路切換元件的主電路切換控制電路、和在從前述主電路切換元件關斷的時點開始的休止期間中使前述逆電壓施加切換元件導通並在前述休止期間的經過後予以關斷的逆電壓施加切換控制電路」。 [先前技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1] 日本特許第4204534號公報
[發明所欲解決之問題]
然而，於專利文獻1中，未特別言及有關在將交流電壓轉換為直流電壓之際抑制電力損耗之點。此發明係鑒於上述的事情而創作者，目的在於提供一種電力轉換電路及空調機，在將交流電壓轉換為直流電壓之際可抑制電力損耗。 [解決問題之技術手段]
為了解決上述課題，本發明的電力轉換電路具備：複數個主電路切換元件，其等將從交流系統供應的交流電力轉換為直流電力而供應至負載裝置；電抗器，其連接於前述主電路切換元件與前述交流系統之間；複數個回流二極體，其等分別反向並聯連接於複數個前述主電路切換元件；逆電壓施加電路，其連接於至少一部分的前述回流二極體，在對應的前述回流二極體遮斷之際，將比輸出至前述負載裝置的直流電壓低的逆電壓，施加至對應的前述回流二極體；和控制部，其控制前述逆電壓施加電路。 [對照先前技術之功效]
依本發明時，在將交流電壓轉換為直流電壓之際可抑制電力損耗。
[第1實施方式] 〈第1實施方式的構成〉 圖1係依本發明的第1實施方式下的AC/DC轉換器100(電力轉換電路)的電路圖。AC/DC轉換器100將從交流電源162(交流系統)供應的交流電力轉換為直流電力，供應至負載裝置164。AC/DC轉換器100具備：一對的交流端子60A、60B、直流端子62P、62N、4個切換元件QD1～QD4(第1～第4主電路切換元件)、4個回流二極體DD1～DD4、4個逆電壓施加電路71～74、轉換器控制電路180(控制部)、驅動器電路172、電抗器174、平流電容器176、電流檢測部177、和電壓檢測部178。
另外，於本實施方式，切換元件QD1～QD4及後述的其他切換元件係全部MOSFET(Metal-Oxide- Semiconductor Field-Effect Transistor)。將切換元件QD1、QD2的閘極源極間電壓，分別稱為VgsQD1、VgsQD2。交流電源162係例如商用電源，於交流端子60A、60B間，施加交流電源162輸出的交流電壓。平流電容器176係連接於直流端子62P、62N之間，平滑切換元件QD1～QD4的輸出電壓。將此平流電容器176的端子電壓稱為主直流電壓VE(直流電壓)。此外，負載裝置164係連接於直流端子62P、62N。
切換元件QD1、QD2串聯連接於直流端子62P、62N之間。同樣，切換元件QD3、QD4亦串聯連接於直流端子62P、62N之間。於交流端子60A，連接電抗器174的一端，於切換元件QD1、QD2的連接點，連接電抗器174的另一端。此外，切換元件QD3、QD4的連接點係連接於交流端子60B。以交流端子60B為基準，將電抗器174的另一端的電壓瞬時值，稱為交流電壓瞬時值vs。此外，將從交流電源162流至AC/DC轉換器100的電流瞬時值，稱為交流電流瞬時值is。
回流二極體DD1～DD4係相對於各切換元件QD1～QD4反向並聯連接。然後，逆電壓施加電路71～74並聯連接於各回流二極體DD1～DD4。逆電壓施加電路71～74在對應的回流二極體DD1～DD4反向回復之際，將比主直流電壓VE低的反向電壓施加至該回流二極體DD1～DD4，抑制反向回復損耗。
轉換器控制電路180輸出：就切換元件QD1～QD4的導通／關斷狀態進行控制的主電路控制信號SD1～SD4、和就逆電壓施加電路71～74的動作進行控制的逆電壓控制信號SE1～SE4。尤其，轉換器控制電路180記憶主直流電壓VE的目標值，以主直流電壓VE接近目標值的方式，設定切換元件QD1～QD4的工作比。驅動器電路172將主電路控制信號SD1～SD4及逆電壓控制信號SE1～SE4緩衝，將該結果作為電壓信號VD1～VD4、VE1～VE4輸出。電流檢測部177檢測交流電流瞬時值is，電壓檢測部178檢測交流電壓瞬時值vs。
接著，就逆電壓施加電路71進行說明。 於圖1中，當作切換元件QD1為關斷狀態，在二極體DD1流過順向的回流電流。於此，切換元件QD1成為導通狀態時，於二極體DD1施加逆電壓。此情況下，由於二極體DD1的殘留電荷使得逆向電流流通。此逆向電流稱為反向回復電流，反向回復電流所致的損耗稱為反向回復損耗。於二極體DD1流過反向回復電流之際，對二極體DD1直接施加主直流電壓VE時，反向回復電流及反向回復損耗變大。所以，逆電壓施加電路71係為了應付此問題而設。亦即，逆電壓施加電路71於二極體DD1流過反向回復電流之際，對二極體DD1，施加比主直流電壓VE低的逆電壓，使反向回復電流及反向回復損耗減低。
於逆電壓施加電路71的內部，直流電源22輸出比上述的直流端子62P、62N方面的主直流電壓VE低的直流電壓VG。例如，將AC/DC轉換器100適用於空調機的情況下，主直流電壓VE的實效值係300[V]程度，直流電壓VG作成其1/10以下的電壓如5V～24[V]程度即可。電阻器24及電容器26構成從直流電壓VG除去雜訊成分的濾波器電路。切換元件28(逆電壓施加切換元件)透過從轉換器控制電路180經由驅動器電路172供應的電壓信號VE1而被導通／關斷控制。二極體30係切換元件28的回流二極體。
二極體34(逆電壓施加二極體)係在切換元件28的源極端子和切換元件QD1的汲極端子之間，為了逆流防止用而連接。切換元件28係為了進行直流電源22輸出的直流電壓VG的切換，採用比切換元件QD1～QD6耐壓低者。此外，二極體34係予以高速動作為優選，故採用比回流二極體DD1～DD6反向回復時間短者。具體而言，二極體34方面，適用寬能隙半導體(碳化矽、氮化鎵、氧化鎵等)即可。另外，其他逆電壓施加電路72～74方面雖省略圖式，惟此等係構成為如同逆電壓施加電路71。
〈第1實施方式的動作〉 轉換器控制電路180可基於負載的大小(例如，交流電流瞬時值is的振幅值)，選擇複數個動作模式中之任一者。於此，可選擇的動作模式方面，包含「同步整流模式」及「切換模式」。
(同步整流模式) 同步整流模式就切換元件QD1～QD4的導通／關斷狀態，依交流電壓瞬時值vs的極性，每交流電壓瞬時值vs的半週期進行切換的動作模式。亦即，交流電壓瞬時值vs為正值時，轉換器控制電路180使切換元件QD1、QD4為導通狀態，使切換元件QD2、QD3為關斷狀態。藉此，電流從交流電源162供應時，該電流依序經由電抗器174、切換元件QD1、負載裝置164、切換元件QD4而流動，返回交流電源162。
反之，交流電壓瞬時值vs為負值時，轉換器控制電路180使切換元件QD2、QD3為導通狀態，使切換元件QD1、QD4為關斷狀態。藉此，電流從交流電源162供應時，該電流依序經由切換元件QD3、負載裝置164、切換元件QD2、電抗器174而流動，返回交流電源162。同步整流模式係電抗器174所致的電流相位的延遲非顯著的情況下，例如在交流電流瞬時值is的振幅值不足既定的閾值的情況下採用即可。
(切換模式) 另外，AC/DC轉換器100包含電抗器174，故在上述的同步整流模式，交流電流瞬時值is相對於交流電源162的電壓成為延遲相位。切換模式係目的在於改善AC/DC轉換器100的功率因數的動作模式。亦即，於切換模式，轉換器控制電路180在交流電壓瞬時值vs的半週期內，就切換元件QD1、QD2的導通／關斷狀態，互補地切換複數次。另外，就切換元件QD1、QD2的導通／關斷狀態互補地進行切換之際，產生切換元件QD1、QD2皆成為關斷狀態的滯定時間期間。此外，轉換器控制電路180係就切換元件QD3、QD4的導通／關斷狀態，以成為與上述的同步整流模式中的狀態同樣的方式進行控制。
例如，交流電壓瞬時值vs為正值時，轉換器控制電路180使切換元件QD3保持為關斷狀態，使切換元件QD4保持為導通狀態，就切換元件QD1、QD2的導通／關斷狀態互補地切換複數次。於此，使切換切換元件QD1、QD2的導通／關斷狀態的頻率為fw，使交流電壓瞬時值vs的頻率為fs時，頻率fw可為頻率fs的2～3倍程度，亦可為數百倍程度。例如，頻率fs為50Hz或60Hz時，頻率fw可作成10kHz～20kHz。
於此，切換元件QD1、QD4皆為導通狀態而切換元件QD2、QD3皆為關斷狀態時，如同上述的同步整流模式的情況般電流流動。另一方面，切換元件QD2、QD4皆為導通狀態，切換元件QD1、QD3皆為關斷狀態時，從交流電源162供應的電流依序電抗器174、切換元件QD2及經由切換元件QD4而返回交流電源162。
亦即，此情況下，成為不經由負載裝置164之下使電抗器174直接連結於交流電源162的狀態，可使大的電流流過電抗器174。對電抗器174以電流而供應的能量係以磁通累積於電抗器174，之後切換元件QD1、QD4皆成為導通狀態之際，以電流供應至負載裝置164。同步整流模式係電抗器174所致的電流相位的延遲顯著展現為功率因數的不良化的情況下，例如交流電流瞬時值is的振幅值成為上述的閾值以上的情況下採用即可。
於同步整流模式，流過回流二極體DD1～DD4的順向電流小，故反向回復電流亦變小。如此一來，有時逆電壓施加電路71～74的消耗電力變比反向回復損耗大。於如此之情況下，使逆電壓施加電路71～74為非動作狀態為優選。所以，轉換器控制電路180係於同步整流模式，將逆電壓控制信號SE1～SE4維持為低位準，使逆電壓施加電路71～74為非動作狀態。
另一方面，於切換模式，流過回流二極體DD1～DD4的順向電流大，故反向回復電流亦變大。所以，於切換模式，轉換器控制電路180在回流二極體DD1～DD4反向回復之際，同步於該時點而將逆電壓控制信號SE1～SE4設定為高位準。藉此，逆電壓施加電路71～74在回流二極體DD1～DD4反向回復之際，將比主直流電壓VE低的反向電壓施加至該回流二極體DD1～DD4，藉此抑制反向回復損耗。
圖2係AC/DC轉換器100的切換模式中的各部分的波形圖。 圖2中主電路控制信號SD1、SD2係如上所述，為了控制切換元件QD1、QD2轉換器控制電路180輸出的信號。圖2時刻t0以前的狀態係設想，交流電流瞬時值is的極性為「正」(示於圖1的方向)，切換元件QD2、QD4為導通狀態的情況。亦即，於圖1中，設想從交流端子60A流入的電流依序經由電抗器174、切換元件QD2、QD4，從交流端子60B流出的情況。
於圖2的時刻t0以前，主電路控制信號SD2為高位準，故閘極源極間電壓VgsQD2亦成為高位準。因此，切換元件QD2(圖1參照)係如上所述，成為導通狀態。接著，於圖2的時刻t0，主電路控制信號SD2從高位準下降至低位準，切換元件QD2的閘極源極間電壓VgsQD2從時刻t0逐漸下降。如此般，閘極源極間電壓VgsQD2下降時，切換元件QD2成為關斷狀態。如此一來，圖1中從交流端子60A經由電抗器174流入的電流經由二極體DD1、負載裝置164、切換元件QD4回流至交流電源162。
接著，圖2的時刻t2中主電路控制信號SD1從低位準上升至高位準時，切換元件QD1的閘極源極間電壓VgsQD1在之後的時刻t4～時刻t10，逐漸上升。主電路控制信號SD1在時刻t2上升後，至時刻t4為止的期間，於閘極源極間電壓VgsQD1雖未見變化，惟此期間係驅動器電路172的延遲時間。接著，時刻t4～t6的期間係電壓VgsQD1逐漸上升。此期間係就切換元件QD1的閘極源極間電容進行充電的期間。接著，時刻t6～t8的期間，電壓VgsQD1成為大致一定。此因在切換元件QD1出現鏡像效應所致。所以，將時刻t6～t8的期間稱為鏡像期間。
如上所述，於二極體DD1(圖1參照)流過順向的回流電流之際，使切換元件QD1為導通狀態時，於二極體DD1流過反向回復電流。實際上可產生反向回復電流的時點係因周圍溫度等的條件而變異。於此，於切換元件QA1的閘極源極間電壓VgsQA1穩定的時刻t10，該汲極源極間電壓應穩定，故反向回復應在時刻t0～t10的期間內產生。其中，圖中的時刻t4、t6、t8、t10等的時點因周圍溫度、雜訊等的條件而變異。所以，於本實施方式，當作至對時刻t10加上略微的餘裕後的時刻t12為止可產生反向回復者而設定各構件的常數等。
如示於圖2，逆電壓控制信號SE1係在時刻t1上升、在時刻t12下降的信號。驅動器電路172(圖1參照)輸出與逆電壓控制信號SE1大致相同波形的電壓信號VE1(圖示略)，切換元件28(圖1參照)依該電壓信號VE1被導通／關斷。將流過逆電壓施加電路71內的二極體34的電流稱為電流ig。於示於圖2之例，電流ig係在時刻t1～t2的期間內成為正值。此期間的電流ig係如下的反向回復電流：二極體DD1成為反向回復狀態，經由二極體34而流過二極體DD1。
此外，電流ig係在時刻t6～t8的期間內成為負值。此期間的電流ig係因二極體34本身的反向回復而產生的反向回復電流。此外，以虛線示於圖2的電流ih係在無逆電壓施加電路71的情況下由於主直流電壓VE而流過二極體DD1的反向回復電流的一例。依本實施方式時，即使結合產生於二極體DD1的反向回復電流(時刻t1～t2的期間內的電流ig)、和產生於二極體34的反向回復電流(時刻t6～t8的期間內的電流ig)，仍可比以虛線表示的反向回復電流ih大幅降低電流值，藉此可大幅抑制反向回復損耗。
〈第1實施方式的功效〉 如以上，本實施方式的AC/DC轉換器100具備：反向並聯連接於複數個主電路切換元件(QD1～QD4)的各者的複數個回流二極體(DD1～DD4)、連接於至少一部分的回流二極體(DD1～DD4)且在對應的回流二極體(DD1～DD4)遮斷之際將比輸出至負載裝置(164)的直流電壓(VE)低的逆電壓施加於對應的回流二極體(DD1～DD6)的逆電壓施加電路(71～74)、和控制逆電壓施加電路(71～74)的控制部(180)。 藉此，在將交流電壓轉換為直流電壓之際可減小反向回復電流及反向回復損耗，可抑制電力損耗。
此外，依本實施方式時，複數個主電路切換元件(QD1～QD4)具有：以比交流系統(162)的頻率高的頻率切換導通／關斷狀態從而將電抗器(174)斷續地直接連結於交流系統(162)的第1及第2主電路切換元件(QD1、QD2)、和以交流系統(162)的頻率切換導通／關斷狀態的第3及第4主電路切換元件(QD3、QD4)，逆電壓施加電路(71、72)分別具備將逆電壓施加於回流二極體(DD1、DD2)的逆電壓施加切換元件(28)，且相對於第1及第2主電路切換元件(QD1、QD2)並聯連接。 藉此，尤其可減小切換次數多的第1及第2主電路切換元件(QD1、QD2)中的反向回復電流。
此外，本實施方式中的控制部(180)係作為動作模式，選擇同步整流模式或切換模式中的任一者，同步整流模式係以交流系統(162)的頻率切換第1至第4主電路切換元件(QD1～QD4)的導通／關斷狀態的動作模式，切換模式係以比交流系統(162)的頻率高的頻率切換第1及第2主電路切換元件(QD1、QD2)的導通／關斷狀態，且以交流系統(162)的頻率切換第3及第4主電路切換元件(QD3、QD4)的導通／關斷狀態的動作模式。 藉此，依選擇因應於狀況下的動作模式，可依狀況使電力損耗更小。
此外，依本實施方式時，控制部(180)在第1及第2主電路切換元件(QD1、QD2)一起成為關斷狀態的滯定時間期間(t0～t2)中將逆電壓施加切換元件(28)設定為導通狀態，在滯定時間期間(t0～t2)的結束後將逆電壓施加切換元件(28)設定為關斷狀態。 藉此，可提高可在回流二極體(DD1、DD2)的反向回復中將比直流電壓(VE)低的逆電壓施加於回流二極體(DD1、DD2)的可能性。
此外，依本實施方式時，逆電壓施加二極體(34)以寬能隙半導體而構成，故可使逆電壓施加二極體(34)的反向回復時間比回流二極體(DA1～DA6)短，可使逆電壓施加電路(11～16)高速動作。
[第2實施方式] 〈第2實施方式的構成〉 圖3係依本發明的第2實施方式下的AC/DC轉換器170(電力轉換電路)的電路圖。另外，於以下之說明，有時對與上述的第1實施方式的各部分對應的部分標注相同的符號，省略其說明。 如同上述的第1實施方式的AC/DC轉換器100(圖1參照)，AC/DC轉換器170將從交流電源162(交流系統)供應的交流電力轉換為直流電力，供應至負載裝置164。AC/DC轉換器170係代替第1實施方式中的逆電壓施加電路71～74，具備逆電壓施加電路51～54。
此外，逆電壓施加電路51具備電容器32。電容器32連接於切換元件28的源極端子與切換元件QD1的源極端子之間。其他逆電壓施加電路52～54亦構成為如同逆電壓施加電路51。上述的以外的AC/DC轉換器170的構成如同第1實施方式的AC/DC轉換器100。
〈第2實施方式的動作〉 於本實施方式，亦轉換器控制電路180可基於負載的大小(例如，交流電流瞬時值is的振幅值)，選擇複數個動作模式中之任一者。然後，可選擇的動作模式方面，包含「同步整流模式」及「切換模式」。此等動作模式的內容亦如同第1實施方式之者。
圖4係AC/DC轉換器170的切換模式中的各部分的波形圖，主電路控制信號SD1、SD2、閘極源極間電壓VgsQD1、VgsQD2的波形係如同第1實施方式之者(圖2參照)。其中，本實施方式中的逆電壓控制信號SE1的波形係與第1實施方式之者不同。亦即，於本實施方式，逆電壓控制信號SE1在時刻t0從低位準升至高位準，在時刻t2從高位準降至低位準。
其中，逆電壓控制信號SE1的上升時點可在時刻t0之後，下降時點可在時刻t2以前。亦即，逆電壓控制信號SE1在滯定時間期間t0～t2出現上升時點與下降時點的信號。驅動器電路172(圖3參照)輸出與逆電壓控制信號SE1大致相同波形的電壓信號VE1(圖示略)，切換元件28(圖3參照)依該電壓信號VE1被導通／關斷。藉此，電容器32的端子電壓VC1的波形成為如示於圖4者。
亦即，端子電壓VC1係從時刻t0上升，時刻t2以前係穩定於一定值。端子電壓VC1上升的期間係電容器32被透過從直流電源22(圖1參照)供應的電流而充電。然後，端子電壓VC1在時刻t2逆電壓控制信號SE1下降後，逐漸下降。端子電壓VC1下降的期間係電容器32被放電。
其中，在可產生反向回復電流的時刻t2～t12的期間，端子電壓VC1係保持為比二極體34的順向電壓降VF(例如0.6V)高的值。換言之，以在時刻t2～t12的期間內將端子電壓VC1保持為比順向電壓降VF高的值的方式，決定電容器32的電容值。如此般，依本實施方式時，比主直流電壓VE低的端子電壓VC1在時刻t2～t12的期間內，作為逆電壓施加於二極體DD1，藉此可縮小反向回復電流及反向回復損耗。
於上述的第1實施方式，對二極體DD1在成為反向回復狀態可能性高的時刻t1～t12的期間將逆電壓控制信號SE1維持為高位準(圖2參照)。然而，雜訊重疊於此逆電壓控制信號SE1時，供應至切換元件28的電壓信號VE1(圖1參照)的波形擾動。藉此，無論二極體DD1是否為反向回復狀態，產生切換元件28成為關斷狀態的可能性。發生如此的狀態時，由於主直流電壓VE使得在二極體DD1流過大的反向回復電流，反向回復損耗亦增大。
相對於此，依本實施方式時，可透過切換元件28就電容器32進行充電，將電容器32的端子電壓VC1經由二極體34施加於二極體DD1。藉此，在二極體DD1的反向回復時，即使因雜訊等使得切換元件28成為關斷狀態，仍可將屬穩定的逆電壓之端子電壓VC1持續施加於二極體DD1。此外，於本實施方式，在時刻t2或其以前使切換元件28成為關斷狀態，故可抑制相對於切換元件QD1的動作之逆電壓施加電路51的干涉。
〈第2實施方式的功效〉 如以上，本實施方式的AC/DC轉換器170係如同第1實施方式具備：反向並聯連接於複數個主電路切換元件(QD1～QD4)的各者的複數個回流二極體(DD1～DD4)、連接於至少一部分的回流二極體(DD1～DD4)且在對應的回流二極體(DD1～DD4)遮斷之際將比輸出至負載裝置(164)的直流電壓(VE)低的逆電壓施加於對應的回流二極體(DD1～DD6)的逆電壓施加電路(51～54)、和控制逆電壓施加電路(51～54)的控制部(180)。 藉此，可在將交流電壓轉換為直流電壓之際可減小反向回復電流及反向回復損耗，抑制電力損耗。
此外，本實施方式中的逆電壓施加電路(51～54)進一步具備在逆電壓施加切換元件(28)成為導通狀態後被充電、在逆電壓施加切換元件(28)成為關斷狀態後被放電的電容器(32)，控制部(180)在第1及第2主電路切換元件(QD1、QD2)一起成為關斷狀態的滯定時間期間(t0～t2)中將逆電壓施加切換元件(28)設定為導通狀態，且在滯定時間期間(t0～t2)結束前將逆電壓施加切換元件(28)設定為關斷狀態。 藉此，即使在回流二極體(DD1～DD4)反向回復的時點逆電壓施加切換元件(28)的動作擾動，仍可將比直流電壓(VE)低的逆電壓著實施加於對應的回流二極體(DD1～DD4)。
[第3實施方式] 圖6係依本發明的第3實施方式下的空調機900的冷凍循環系統圖。 如示於圖6，本實施方式的空調機900具備室外機960及室內機970，同時具備將兩者連接的氣體配管982及液體配管984。
然後，室外機960具備：壓縮機961、四通閥962、室外熱交換器963及室外膨脹閥964。此等係透過配管(無符號)而依序連接。此外，室外機960具備室外扇965及室外扇馬達966。室外扇965被透過室外扇馬達966而旋轉驅動，冷卻室外熱交換器963。
此外，室內機970具備室內熱交換器973及室內膨脹閥974。兩者透過配管(無符號)而相互連接。此外，室內機970具備室內扇975及室內扇馬達976。室內扇975被透過室內扇馬達976而旋轉驅動，冷卻室內熱交換器973。設於室外機960的四通閥962係切換冷媒的流動的閥，據此切換冷房運轉與暖房運轉。室外膨脹閥964與室內膨脹閥974係將冷媒減壓而作成低溫低壓。
於圖6中，沿著氣體配管982、液體配管984等的配管而示出實線的箭頭示出空調機900的冷房運轉中的冷媒的流動。 於冷房運轉，四通閥962係如以實線表示，使壓縮機961的吐出側與室外熱交換器963連通，使壓縮機961的吸入側與氣體配管982連通。從壓縮機961吐出的冷媒係高溫高壓的氣體狀，通過四通閥962，流至室外熱交換器963。流入室外熱交換器963的氣體狀的冷媒係與透過室外扇965而供應的室外的空氣進行熱交換而凝結，成為液狀的冷媒。此液狀的冷媒係通過全開狀態的室外膨脹閥964及液體配管984，流入室內機970。
流入室內機970的液狀的冷媒係透過室內膨脹閥974而被減壓，成為低溫低壓的氣液混合狀的冷媒。此低溫低壓的氣液混合狀的冷媒流入室內熱交換器973，與透過室內扇975而供應的室內的空氣進行熱交換而蒸發，成為氣體狀的冷媒。此情況下，室內的空氣係因氣液混合狀的冷媒的蒸發潛熱而冷卻，冷風送至房間內。之後，從室內機120流出的氣體狀的冷媒通過氣體配管982，返回室外機960。返回室外機960的氣體狀的冷媒通過四通閥962，被吸入壓縮機961，再度在此被壓縮，從而形成一連串的冷凍循環。
壓縮機961具備壓縮冷媒的壓縮機構146、和將壓縮機構146旋轉驅動的馬達144。此外，AC/DC轉換器150將從交流電源162供應的交流電力轉換為直流電力，供應至換流器120。換流器120將供應的直流電力轉換為任意的頻率的三相交流電力，驅動馬達144。另外，AC/DC轉換器150的構成可適用第1、第2實施方式的AC/DC轉換器100、170(圖1、圖3參照)中的任一者。 藉此，依本實施方式時，可如同第1、第2實施方式般抑制AC/DC轉換器150的電力損耗，可實現高效率的空調機900。
[變形例] 本發明非限定於上述的實施方式者，可進行各種的變形。上述的實施方式係為以容易理解的方式說明本發明而例示者，並非限定於必定具備所說明之全部的構成者。此外，可將其中一個實施方式的構成的一部分置換為其他實施方式的構成，亦可對其中一個實施方式的構成追加其他實施方式的構成。此外，可就各實施方式的構成的一部分進行刪除，或進行其他構成的追加置換。此外，示於圖中的控制線、資訊線係示出說明上應需要者，不見得示出在製品上必要的全部的控制線、資訊線。可想成實際上幾乎全部的構成互相連接。對於上述實施方式可進行的變形係例如如下者。
(1)於上述各實施方式，雖說明適用MOSFET作為切換元件28、QD1～QD4之例，惟切換元件不限於MOSFET，亦可為IGBT、雙極電晶體等。
(2)於上述各實施方式(圖1、圖3參照)，雖相對於全部的回流二極體DD1～DD4並聯連接逆電壓施加電路51～54、71～74，惟亦可僅相對於一部分的回流二極體連接逆電壓施加電路。例如，亦可僅設置與在切換模式中導通／關斷狀態被互補地切換的切換元件QD1、QD2對應的逆電壓施加電路51、52、71、72，其他逆電壓施加電路53、54、73、74省略。此係逆接於切換元件QD1、QD2的二極體DD1、DD2比起其他二極體DD3、DD4較頻繁發生反向回復之故。如此般，逆電壓施加電路51～54、71～74之中僅設置一部分，使得可謀求AC/DC轉換器100、170的成本降低。
(3)另外，於上述各實施方式，逆電壓控制信號SE1在時刻t2或其以前下降(圖2參照)。然而，亦可作成使逆電壓控制信號SE1在時刻t2之後下降。
(4)上述各實施方式中的AC/DC轉換器100、170雖具有同步整流模式及切換模式的動作模式，惟除此等之外，或代替同步整流模式，亦可作成可選擇二極體整流模式。於此，二極體整流模式係利用4個回流二極體DD1～DD4進行全波整流的動作模式。於二極體整流模式，轉換器控制電路180將主電路控制信號SD1～SD4繼續設定為低位準，藉此使切換元件QD1～QD4繼續為關斷狀態。
(5)上述各實施方式中的轉換器控制電路180係不僅切換模式，於同步整流模式或上述的變形例的二極體整流模式中的任一者，皆可進行抑制反向回復損耗的控制。亦即，亦可作成，轉換器控制電路180係於同步整流模式或二極體整流模式，在回流二極體DD1～DD4反向回復之際，將比主直流電壓VE低的反向電壓施加至該回流二極體DD1～DD4，藉此抑制反向回復損耗。
(6)於上述第2實施方式，產生於二極體34的反向回復電流為不那麼大者的情況下，亦可逆電壓控制信號SE1的關斷時點係設為比時刻t2晚的時點。
(7)於上述各實施方式，回流二極體DD1～DD4係與切換元件QD1～QD4為不同形體者。然而，切換元件具有寄生二極體的情況下，亦可將寄生二極體適用為回流二極體DD1～DD4。
28:切換元件(逆電壓施加切換元件) 32:電容器 34:二極體(逆電壓施加二極體) 51～54、71～74:逆電壓施加電路 100、170:AC/DC轉換器(電力轉換電路) 162:交流電源(交流系統) 164:負載裝置 174:電抗器 180:轉換器控制電路(控制部) DD1～DD4:回流二極體 QD1:切換元件(第1主電路切換元件) QD2:切換元件(第2主電路切換元件) QD3:切換元件(第3主電路切換元件) QD4:切換元件(第4主電路切換元件) VE:主直流電壓(直流電壓)
[圖1] 依本發明的第1實施方式下的AC/DC轉換器的電路圖。 [圖2] 第1實施方式中的各部分的波形圖。 [圖3] 依本發明的第2實施方式下的AC/DC轉換器的電路圖。 [圖4] 第1實施方式中的各部分的波形圖。 [圖5] 依本發明的第3實施方式下的空調機的示意圖。
22:直流電源
24:電阻器
26:電容器
28:切換元件(逆電壓施加切換元件)
30:二極體
34:二極體(逆電壓施加二極體)
60A、60B:交流端子
62P、62N:直流端子
71~74:逆電壓施加電路
100:AC/DC轉換器(電力轉換電路)
162:交流電源(交流系統)
164:負載裝置
172:驅動器電路
174:電抗器
176:平流電容器
177:電流檢測部
178:電壓檢測部
180:轉換器控制電路(控制部)
DD1~DD4:回流二極體
ig:電流
is:交流電流瞬時值
QD1:切換元件(第1主電路切換元件)
QD2:切換元件(第2主電路切換元件)
QD3:切換元件(第3主電路切換元件)
QD4:切換元件(第4主電路切換元件)
VD1~VD4:電壓信號
VE:主直流電壓(直流電壓)
VE1~VE4:電壓信號
VgsQD1、VgsQD2:閘極源極間電壓
VG:直流電壓
vs:交流電壓瞬時值
SD1~SD4:主電路控制信號
SE1~SE4:逆電壓控制信號

Claims (6)

  1. 一種電力轉換電路，具備：複數個主電路切換元件，其等將從交流系統供應的交流電力轉換為直流電力而供應至負載裝置；電抗器，其連接於前述主電路切換元件與前述交流系統之間；複數個回流二極體，其等分別反向並聯連接於複數個前述主電路切換元件；逆電壓施加電路，其連接於至少一部分的前述回流二極體，在對應的前述回流二極體遮斷之際，將比輸出至前述負載裝置的直流電壓低的逆電壓，施加至對應的前述回流二極體；和控制部，其控制前述逆電壓施加電路；複數個前述主電路切換元件具有連接於前述電抗器並相互串聯連接的第1及第2主電路切換元件、和相互串聯連接的第3及第4主電路切換元件，前述控制部係作為動作模式，選擇同步整流模式或切換模式中的任一者，前述同步整流模式係以前述交流系統的頻率切換前述第1至第4主電路切換元件的導通/關斷狀態的動作模式，前述切換模式係以比前述交流系統的頻率高的頻率切換前述第1及第2主電路切換元件的導通/關斷狀態、以前 述交流系統的頻率切換前述第3及第4主電路切換元件的導通/關斷狀態的動作模式，前述逆電壓施加電路分別具備將前述逆電壓施加於前述回流二極體的逆電壓施加切換元件，且相對於前述第1及第2主電路切換元件並聯連接，前述逆電壓施加電路進一步具備：逆電壓施加二極體，其抑制從對應的前述回流二極體的電流的流入；和電容器，其在前述逆電壓施加切換元件成為導通狀態後被充電，在前述逆電壓施加切換元件成為關斷狀態後經由前述逆電壓施加二極體被放電；前述控制部在前述第1及第2主電路切換元件一起成為關斷狀態的滯定時間期間中將前述逆電壓施加切換元件設定為導通狀態，且在前述滯定時間期間結束前將前述逆電壓施加切換元件設定為關斷狀態。
  2. 如申請專利範圍第1項之電力轉換電路，其中，前述第1及第2主電路切換元件係以比前述交流系統的頻率高的頻率切換導通/關斷狀態從而將前述電抗器斷續地直接連結於前述交流系統。
  3. 如申請專利範圍第1項之電力轉換電路，其中，於前述第3及第4主電路切換元件未連接前述逆電壓施加電路。
  4. 如申請專利範圍第1項之電力轉換電路，其中，前述控制部在前述第1及第2主電路切換元件一起成為關斷狀態的滯定時間期間中將前述逆電壓施加切換元件設定為導通狀態，在前述滯定時間期間的結束後將前述逆電壓施加切換元件設定為關斷狀態。
  5. 如申請專利範圍第1項之電力轉換電路，其中，前述逆電壓施加二極體以寬能隙半導體而構成。
  6. 一種空調機，具備如申請專利範圍第1至5項中任一項的電力轉換電路。
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