TWI664797B - 高電壓增益之直流電源轉換器 - Google Patents
高電壓增益之直流電源轉換器 Download PDFInfo
- Publication number
- TWI664797B TWI664797B TW107114493A TW107114493A TWI664797B TW I664797 B TWI664797 B TW I664797B TW 107114493 A TW107114493 A TW 107114493A TW 107114493 A TW107114493 A TW 107114493A TW I664797 B TWI664797 B TW I664797B
- Authority
- TW
- Taiwan
- Prior art keywords
- diode
- winding
- voltage
- capacitor
- switching
- Prior art date
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
本發明係有關於一種高電壓增益之直流電源轉換器，其主要係令轉換器達成達到高電壓增益，但轉換器不必操作在極大的開關導通比，且轉換器採用交錯式操作，使得兩相分支電流漣波相消，降低輸入電流漣波的大小，並讓功率開關電壓應力遠低於輸出電壓，因此可使用額定電壓低且導通電阻較小的MOSFET，降低導通損失，又令耦合電感的漏電感減緩輸出二極體的反向恢復損失問題，而且漏電感能量能夠轉移到輸出端而提高效率，也能避免開關的電壓突波問題。
Description
本發明係有關於一種高電壓增益之直流電源轉換器，尤其是指一種令轉換器達成達到高升壓比，但轉換器不必操作在極大的開關導通比，且轉換器採用交錯式操作，具有電流漣波相消作用，降低輸入電流漣波，並讓功率開關電壓應力遠小於輸出電壓，達到開關低電壓應力之特性，又令輸出二極體無反向恢復損失問題，可提高轉換效率，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
按，臺灣自有能源匱乏，98%依賴進口，化石能源依存度高，面對2015年立法通過「溫室氣體減量及管理法」與因應聯合國氣候變化綱要公約第21次締約方大會〔COP21〕通過之「巴黎協定」〔Paris Agreement〕等溫室氣體減量相關規範，我國必須順應這波能源轉型浪潮，掌握綠色成長的契機。
目前在開發中國家經濟持續發展之下，全球能源需求量增加，特別是石化能源的需求大增，國際石油價格不斷攀升，因而能源價
格普遍上漲，石化能源的大量消耗，排碳量增加，造成全球氣候異常變化，為避免石化能源過度使用，世界各國政府都積極地尋找替代能源，而再生能源的應用為最為廣泛。再生能源包含有太陽能、風力能、水力能、地熱能、潮汐能、生質能及燃料電池等，其中以太陽能發電系統、燃料電池發電系統及風力發電系統的技術最為成熟。
其中，相較於傳統的電力系統，分散式發電系統〔distributed generation system〕有許多優勢。分散式發電系統由於多設置於電力需求所在地〔On-site production〕，可減少電力輸配損失和成本〔電力輸配成本約占總電力成本的30%〕，並可延緩電網電力傳輸負荷成長，延後電力輸配電系統升級或增建的時程。和集中式電廠相比，燃料電池、生質能或燃油發電機等分散式發電系統在發電過程中所產生的廢熱可透過結合熱電共生系統〔CHP,Combined Heat and Power〕，提高系統整體效能。供電中斷時，分散式發電系統則可對家庭或鄰近區域，利用儲存電力在一定時間內持續供電。因此以分散式發電系統為基礎形成之區域型用電與電能管理型態勢必成為未來發展主流。
而分散式發電系統需要透過高升壓轉換器，讓再生能源所產生的電能匯入高直流電壓匯流排〔high voltage DC bus〕，此高直流電壓匯流排約為380~400V，再透過換流器〔inverter〕的DC-AC電能轉換或與市電併聯以供應交流負載，亦或在後級使用DC-DC
電能轉換以供應直流負載。因此可以應用在分散式發電系統中，以高電壓直流排為輸入電壓作DC-DC電能轉換的應用，例如作為電動機車或電動自行車的電池充電。
而以太陽能電池模組或以燃料電池為主的再生能源應用，由於太陽能電池模組與燃料電池所產生的輸出電壓是屬於低電壓，在實務應用上，為了達到分散式發電併網系統的需求，必須先將此低電壓利用高升壓DC-DC轉換器，升壓至高直流排電壓。例如：對於一個單相220V ac 的電網系統而言，此高直流排電壓常為380~400V dc ，以利全橋換流器〔inverter〕的DC-AC轉換。理論上，操作在極高開關導通比的傳統升壓型〔boost〕轉換器能夠得到高電壓增益，但是實務上受到寄生元件〔例如：電感器的串聯等效電阻〕的影響，電壓轉換比受限在約4到5倍以下，因此當電壓增益10倍以上的需求時，研發嶄新的高升壓轉換器拓樸是必要的。
請參閱第二十四圖現有之傳統升壓型轉換器電路示意圖所示，其中電感L的等效串聯電阻為r L ，當考慮理想元件(r L =0)且操作在連續導通模式〔CCM〕模式時，理想上其輸出電壓增益M，如(1)式，電壓增益完全決定於開關導通比〔duty ratio〕D。
理論上傳統升壓型轉換器要得到高電壓增益，轉換器必須操作在極大開關導通比；但是實務上，由於功率開關之導通電阻、二
極體之順向導通壓降和電感與電容之等效串聯電阻影響，當開關導通比趨近於1時，轉換效率將大幅度降低，導致輸出電壓不增反降。
例如r L ≠0，且令r=r L /R o ，則電壓增益M與轉換效率η對開關導通比的表示式分別為(2)、(3)式。
將(2)、(3)式利用MATLAB畫出輸出電壓增益對開關導通比的關係曲線〔請再參閱第二十五圖現有之傳統升壓型轉換器的輸出電壓增益對開關導通比的關係曲線示意圖所示〕、及效率對開關導通比的關係曲線〔請再參閱第二十六圖現有之傳統升壓型轉換器的效率對開關導通比的關係曲線示意圖所示〕可知，當傳統升壓型轉換器操作在極大開關導通比時，轉換器電壓增益是有所限制的，而且轉換效率不佳。另外，傳統升壓型轉換器操作在極大開關導通比時會產生以下問題：1.會產生很大的輸入電流漣波；2.二極體的反向恢復損失相當大，在太陽能光電系統中，將使得太陽能電池模組輸出端的電解電容數量必須增加；3.在燃料電池再生能源應用系統中，將減少燃料電池的使用壽命。
為了適合高功率應用及降低輸入電流漣波的特性，發展出交錯式升壓型轉換器，請參閱第二十七圖現有之交錯式升壓型轉換器電路示意圖所示，交錯式升壓型轉換器可有效地降低輸入電流漣波
及元件電流應力，但功率開關仍需承受高電壓應力，其導通損失會隨開關導通比增大而增加。因此研發交錯式DC-DC轉換器拓樸具有高升壓特性，但是不必操作在極大開關導通比，改善二極體的反向恢復損失問題，是重要的考量。
一般而言，交錯式升壓型轉換器之功率開關需承受高電壓應力，由於高耐壓的MOSFET，通常都具有高導通電阻R DS(ON)的特性，故選用耐壓高的MOSFET導通損失也相對較高。因此在開關成本、導通電阻、耐壓限制與轉換效率的考量之下，研發高升壓DC-DC轉換，而功率開關具有低電壓應力，也是另一個重要的考量。
緣是，發明人有鑑於此，秉持多年該相關行業之豐富設計開發及實際製作經驗，針對現有之結構及缺失再予以研究改良，提供一種高電壓增益之直流電源轉換器，以期達到更佳實用價值性之目的者。
本發明之主要目的在於提供一種高電壓增益之直流電源轉換器，主要係令轉換器達成達到高升壓比，但轉換器不必操作在極大的開關導通比，且轉換器採用交錯式操作，具有電流漣波相消作用，降低輸入電流漣波，並讓功率開關電壓應力遠小於輸出電壓，達到開關低電壓應力之特性，又令輸出二極體無反向恢復損失問題，可提高轉換效率，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
(1)‧‧‧轉換器
第一圖：本發明之電路圖
第二圖：本發明之等效電路圖
第三圖：本發明之主要元件穩態波形圖
第四圖：本發明之第一操作階段等效電路圖
第五圖：本發明之第二操作階段等效電路圖
第六圖：本發明之第三操作階段等效電路圖
第七圖：本發明之第四操作階段等效電路圖
第八圖：本發明之第五操作階段等效電路圖
第九圖：本發明之第六操作階段等效電路圖
第十圖：本發明之第七操作階段等效電路圖
第十一圖：本發明之第八操作階段等效電路圖
第十二圖：本發明之不同耦合係數下、電壓增益與開關導通比的關係曲線圖
第十三圖：本發明之不同耦合電感匝數比之電壓增益與開關導通比曲線圖
第十四圖：本發明之功率開關與二極體的電壓應力和耦合電感匝數比之曲線圖
第十五圖：本發明之模擬電路示意圖
第十六圖：本發明之滿載1000W的驅動信號、輸入電壓與輸出電壓模擬波形圖
第十七圖：本發明之滿載1000W的開關驅動信號與跨壓模擬波形圖
第十八圖：本發明之滿載1000W的電感電流漣波相消模擬波形圖
第十九圖：本發明之滿載1000W的二極體D c1與D c2電壓及電流模擬波形圖
第二十圖：本發明之滿載1000W的二極體D l 與D o 電壓及電流模擬波形圖
第二十一圖：本發明之滿載1000W的二極體D s1與D s2電壓及電流模擬波形圖
第二十二圖：本發明之滿載1000W的箝位電容C c 與舉升電容C l 模擬波形圖
第二十三圖：本發明之滿載1000W的輸出電容C 1與切換電容C 2、C 3模擬波形圖
第二十四圖：現有之傳統升壓型轉換器電路示意圖
第二十五圖：現有之傳統升壓型轉換器的輸出電壓增益對開關導通比的關係曲線示意圖
第二十六圖：現有之傳統升壓型轉換器的效率對開關導通比的關係曲線示意圖
第二十七圖：現有之交錯式升壓型轉換器電路示意圖
為令本發明所運用之技術內容、發明目的及其達成之功效有更完整且清楚的揭露，茲於下詳細說明之，並請一併參閱所揭之圖式及圖號：首先，請參閱第一圖本發明之電路圖所示，本發明之轉換器(1)主要係於輸入電壓V in 之正極分別連接有第一耦合電感第一繞組N 11之第一端及第二耦合電感第一繞組N 21之第一端，該輸入電壓V in 之負極進行接地，於該第一耦合電感第一繞組N 11之第二端分別連接有第一功率開關S 1之第一端及第一箝位二極體D c1之正極，於該第二耦合電感第一繞組N 21之第二端分別連接有第二功率開關S 2之第一端及第二箝位二極體D c2之正極，該第一功率開關S 1之第二端及該第二功率開關S 2之第二端皆進行接地，該第一箝位二極體D c1之負極與該第二箝位二極體D c2之負極分別連接箝位電容C c 之第一端及第一耦合電感第二繞組N 12之第一端與舉升二極體D l 之正極，該箝位電容C c 之第二端進行接地，該第一耦合電感第二繞組N 12之第二端連接第二耦合電感第二繞組N 22之第二端，該第二耦合電感第二繞組N 22之第一端連接舉升電容C l 之第一端，該舉升電容C l 之第二端連接該舉升二極體D l 之負極及輸出二極體D o 之正極，該輸出二極
體D o 之負極分別連接有輸出電容C 1之第一端、第一切換電容C 2之第一端及第二切換二極體D s2之正極，該輸出電容C 1之第二端進行接地，該第一切換電容C 2之第二端連接第一耦合電感第三繞組N 13之第一端及第二切換電容C 3之第一端，該第一耦合電感第三繞組N 13之第二端連接第二耦合電感第三繞組N 23之第二端，該第二切換二極體D s2之負極連接該第二耦合電感第三繞組N 23之第一端及第一切換二極體D s1之正極，該第一切換二極體D s1之負極及該第二切換電容C 3之第二端連接負載R o 之正極，而該負載R o 之負極則進行接地。
請再一併參閱第二圖本發明之等效電路圖所示，令該第一耦合電感第一繞組N 11、第二繞組N 12、第三繞組N 13構成匝數N 11：N 12：N 13之理想變壓器，令該第二耦合電感第一繞組N 21、第二繞組N 22、第三繞組N 23構成匝數N 21：N 22：N 23之理想變壓器，且於該第一耦合電感第一繞組N 11包含有第一磁化電感L m1及第一漏電感L k1，並於該第二耦合電感第一繞組N 21包含有第二磁化電感L m2及第二漏電感L k2。
使得令該第一耦合電感第一繞組N 11及該第二耦合電感第一繞組N 21係以並聯連接分擔總輸入電流，配合該第一功率開關S 1及該第二功率開關S 2之交錯式操作，以降低輸入電流i in 的電流漣波；該第一耦合電感第二繞組N 12、該第二耦合電感第二繞組N 22串聯連接結合該舉升二極體D l 及該舉升電容C l 係組成倍壓舉升單元；而該第一耦合電感第三繞組N 13及該第二耦合電感第三繞組N 23串聯連接，搭
配該第一切換二極體D s1、該第二切換二極體D s2及該第一切換電容C 2、該第二切換電容C 3組成倍壓疊加單元，疊加在該輸出電容C 1的上方，以該輸出電容C 1、該第一切換電容C 2和該第二切換電容C 3的電壓疊加成輸出電壓V o ，以增加電壓增益。
而該轉換器(1)在使用過程中，為了達到高升壓性能，開關導通比大於0.5，為了降低輸入電流漣波，該第一功率開關S 1和該第二功率開關S 2以相差半切換週期的交錯式操作。因此兩個開關操作在三種狀態：(1)S 1 ON且S 2 ON；(2)S 1 ON且S 2 OFF；(3)S 1 OFF且S 2 ON。穩態分析時，根據各功率開關及各二極體的ON/OFF狀態，該轉換器(1)在一個切換週期內可分成8個操作階段，假設：
1.功率半導體元件〔各功率開關及各二極體〕均為理想，即導通壓降為零。
2.該輸出電容C 1、該第一切換電容C 2和該第二切換電容C 3夠大，忽略電壓漣波，使得該輸出電容C 1之電壓V C1、該第一切換電容C 2之電壓V C2和該第二切換電容C 3之電壓V C3可視為定電壓，因此輸出電壓V o 可視為常數。
3.該第一耦合電感與該第二耦合電感的匝數比相等(n=N 12/N 11=N 13/N 11=N 22/N 21=N 23/N 21)，且該第一磁化電感L m1與該第二磁化電感L m2之電感值相等(L m1=L m2=L m )，該第一漏電感L k1與該第二漏電感L k2之電感值相等(L k1=L k2=L k )，磁化電感遠大於漏電感L m >>L k ，該第一耦合電感與該第二耦合電感的耦合係數k=L m /(L m +L k )。
4.該第一耦合電感之該第一磁化電感L m1與該第二耦合電感之該第二磁化電感L m2的電流操作在連續導通模式〔Continuous Conduction Mode,CCM〕。
其各線性階段線性等效電路以及主要元件波形如下所示，請再一併參閱第三圖本發明之主要元件穩態波形圖所示：
第一階段〔t 0~t 1〕：〔第一功率開關S 1：OFF→ON、第二功率開關S 2：ON、輸出二極體D o ：ON、第一切換二極體D s1：ON、第一箝位二極體D c1：OFF、第二箝位二極體D c2：OFF、舉升二極體D l ：OFF、第二切換二極體D s2：OFF〕：請再一併參閱第四圖本發明之第一操作階段等效電路圖所示，在t=t 0，該第一功率開關S 1由OFF切換成ON，且該第二功率開關S 2仍保持ON。該第一漏電感L k1之電流i Lk1上升，當該第一漏電感L k1之電流i Lk1小於該第一磁化電感L m1之電流i Lm1時〔i Lk1<i Lm1〕，該第一磁化電感L m1所儲存的能量持續傳送至該第一耦合電感第二繞組N 12及該第一耦合電感第三繞組N 13。
該輸出二極體D o 及該第一切換二極體D s1保持導通。該第一箝位二極體D c1、該第二箝位二極體D c2、該第一舉升二極體D l 、該第二切換二極體D s2均為逆向偏壓而轉變為OFF，通過該輸出二極體D o 及該第一切換二極體D s1的電流下降速率受到該第一漏電感L k1與該第二漏電感L k2的控制，這緩和了該輸出二極體D o 及該第一切換二極體D s1反向恢復問題。當t=t 1，該第一漏電感L k1之電流i Lk1上升至等於該第一磁化電感L m1之電流i Lm1時〔i Lk1=i Lm1〕，該輸出二極體D o 之電流i Do
及該第一切換二極體D s1之電流i Ds1下降至0，該輸出二極體D o 及該第一切換二極體D s1自然轉態為OFF，本階段結束。本階段中該第一箝位二極體D c1電壓v Dc1、該第二箝位二極體D c2電壓v Dc2、該舉升二極體D l 電壓v Dl 和該第二切換二極體D s2電壓v Ds2分別為：v Dc1(t)=V Cc (4)
v Dc2(t)=V Cc (5)
v Dl (t)=V C1-V Cc (6)
v Ds2(t)=V C2+V C3 (7)
第二階段〔t 1~t 2〕：〔第一功率開關S 1：ON、第二功率開關S 2：ON、輸出二極體D o ：ON→OFF、第一切換二極體D s1：ON→OFF、第一箝位二極體D c1：OFF、第二箝位二極體D c2：OFF、舉升二極體D l ：OFF、第二切換二極體D s2：OFF〕：請再一併參閱第五圖本發明之第二操作階段等效電路圖所示，在t=t 1，該輸出二極體D o 及該第一切換二極體D s1轉態為OFF，所有二極體均為逆向偏壓而OFF，該第一功率開關S 1及該第二功率開關S 2皆保持為ON。該輸入電壓V in 跨於兩個耦合電感的初級側，該第一磁化電感L m1、該第一漏電感L k1、該第二磁化電感L m2、該第二漏電感L k2皆受到該輸入電壓V in 進行充電，該第一漏電感L k1之電流i Lk1和該第二漏電感L k2之電流i Lk2線性上升，斜率均為V in /(L m +L k )，從能量觀點而言，兩個耦合電感的初級側在本階段作儲存能量。當t=t 2，該第二功率開關S 2切換成OFF時，本階段結束。本階段中：
V o (t)=V C1+V C2+V C3 (10)
v Ds1(t)=V C3 (11)
v Ds2(t)=V C2 (12)
第三階段〔t 2~t 3〕：〔第一功率開關S 1：ON、第二功率開關S 2：ON→OFF、輸出二極體D o ：OFF、第一切換二極體D s1：OFF、第一箝位二極體D c1：OFF、第二箝位二極體D c2：ON、舉升二極體D l ：ON、第二切換二極體D s2：ON〕：請再一併參閱第六圖本發明之第三操作階段等效電路圖所示，在t=t 2，該第二功率開關S 2切換成OFF時，該第二漏電感L k2之電流i Lk2的連續性使得該第二箝位二極體D c2轉態為ON，該第二漏電感L k2之電流i Lk2流經該第二箝位二極體D c2對該箝位電容C c 充電。該第二磁化電感L m2所儲存的能量以返馳式模式傳送能量至該第二耦合電感第二繞組N 22及該第二耦合電感第三繞組N 23，使得該舉升二極體D l 及該第二切換二極體D s2轉態為ON，該舉升二極體D l 之電流i Dl 及該第二切換二極體D s2之電流i Ds2分別對該舉升電容C l 及該第一切換電容C 2充電。該第一功率開關S 1仍保持為ON，通過該第一功率開關S 1的電流增加，該第二漏電感L k2之電流i Lk2線性下降。當t=t 3，該第二漏電感L k2儲存的能量釋放完畢，即該第二漏電感L k2之電流i Lk2為0〔i Lk2=0〕，該第二箝位二極體D c2自
然轉態成OFF時，本階段結束。由於流經該第二箝位二極體D c2的電流先降至0，該第二箝位二極體D c2才轉變成OFF，因此該第二箝位二極體D c2沒有反向恢復損失問題。本階段中：v Dc1(t)=V Cc (12)
v Do (t)=V C1-V Cc (13)
v Ds1(t)=V C2+V C3 (14)
v S2(t)=V Cc (15)
第四階段〔t 3~t 4〕：〔第一功率開關S 1：ON、第二功率開關S 2：OFF、輸出二極體D o ：OFF、第一切換二極體D s1：OFF、第一箝位二極體D c1：OFF、第二箝位二極體D c2：ON→OFF、舉升二極體D l ：ON、第二切換二極體D s2：ON〕：請再一併參閱第七圖本發明之第四操作階段等效電路圖所示，在t=t 3，該第二漏電感L k2能量完全釋放到箝位電容C c ，該第二漏電感L k2之電流i Lk2降為0〔i Lk2=0〕，該第二箝位二極體D c2自然轉態成OFF。該第二磁化電感L m2之電流i Lm2由該第二耦合電感第一繞組N 21反射到該第二耦合電感第二繞組N 22及該第二耦合電感第三繞組N 23，該舉升二極體D l 之電流i Dl1及該第二切換二極體D s2之電流i DS2分別對該舉升電容C l 及該第一切換電容C 2充電。此階段流過該第一功率開關S 1的電流i S1=i Lm1+i Lm2。當t=t 4，該第二功率開關S 2切換成ON時，本階段結束。
第五階段〔t 4~t 5〕：〔第一功率開關S 1：ON、第二功率開
關S 2：OFF→ON、輸出二極體D o ：OFF、第一切換二極體D s1：OFF、第一箝位二極體D c1：OFF、第二箝位二極體D c2：OFF、舉升二極體D l ：ON、第二切換二極體D s2：ON〕：請再一併參閱第八圖本發明之第五操作階段等效電路圖所示，在t=t 4，該第二功率開關S 2切換成ON，且該第一功率開關S 1仍保持為ON。該第二漏電感L k2之電流i Lk2上升，當該第二漏電感L k2之電流i Lk2小於該第二磁化電感L m2之電流i Lm2時〔i Lk2<i Lm2〕，該第二磁化電感L m2所儲存的能量藉由變壓器功能持續傳送至該第二耦合電感第二繞組N 22及該第二耦合電感第三繞組N 23。因此該舉升二極體D l 及該第二切換二極體D s2仍保持如前一階段的導通狀態。該第一箝位二極體D c1、該第二箝位二極體D c2、該第一切換二極體D s1、該輸出二極體D o 均為逆向偏壓而OFF，該舉升二極體D l 及該第二切換二極體D s2電流的下降速率受到該第一漏電感L k1與該第二漏電感L k2的控制，因此緩和該舉升二極體D l 及該第二切換二極體D s2的反向恢復問題。當t=t 5，該第二漏電感L k2之電流i Lk2上升至等於該第二磁化電感L m2之電流i Lm2時〔i Lk2=i Lm2〕，該舉升二極體D l 之電流i Dl 及該第二切換二極體D s2之電流i Ds2下降至0，該舉升二極體D l 及該第二切換二極體D s2轉態成OFF時，本階段結束。本階段中該第一箝位二極體D c1電壓v Dc1、該第二箝位二極體D c2電壓v Dc2、該輸出二極體D o 電壓v Do 和該第一切換二極體D s1電壓v Ds1分別為：v Dc1(t)=V Cc (16)
v Dc2(t)=V Cc (17)
v Do (t)=V C1-V Cc (18)
v Ds1(t)=V C2+V C3 (19)
第六階段〔t 5~t 6〕：〔第一功率開關S 1：ON、第二功率開關S 2：ON、輸出二極體D o ：OFF、第一切換二極體D s1：OFF、第一箝位二極體D c1：OFF、第二箝位二極體D c2：OFF、舉升二極體D l ：ON→OFF、第二切換二極體D s2：ON→OFF〕：請再一併參閱第九圖本發明之第六操作階段等效電路圖所示，在t=t 5，該舉升二極體D l 和該第二切換二極體D s2轉態為OFF，所有二極體均為逆向偏壓而OFF，該第一功率開關S 1及該第二功率開關S 2皆為ON。該輸入電壓V in 跨於兩個耦合電感的初級側，該第一磁化電感L m1、該第一漏電感L k1、該第二磁化電感L m2、該第二漏電感L k2皆受到該輸入電壓V in 進行充電，該第一漏電感L k1之電流i Lk1和該第二漏電感L k2之電流i Lk2線性上升，斜率均為V in /(L m +L k )，從能量觀點而言，兩個耦合電感的初級側在本階段作儲存能量。當t=t 6，該第一功率開關S 1切換成OFF時，本階段結束。本階段中：
V o (t)=V C1+V C2+V C3 (22)
v Ds1(t)=V C3 (23)
v Ds2(t)=V C2 (24)
第七階段〔t 6~t 7〕：〔第一功率開關S 1：ON→OFF、第二功率開關S 2：ON、輸出二極體D o ：ON、第一切換二極體D s1：ON、第一箝位二極體D c1：ON、第二箝位二極體D c2：OFF、舉升二極體D l ：OFF、第二切換二極體D s2：OFF〕：請再一併參閱第十圖本發明之第七操作階段等效電路圖所示，在t=t 6，該第一功率開關S 1切換成OFF時，該第一漏電感L k1之電流i Lk1的連續性使得該第一箝位二極體D c1轉態為ON，第一漏電感L k1之電流i Lk1流經該第一箝位二極體D c1對該箝位電容C c 充電，該第一磁化電感L m1以返馳式模式傳送至該第一耦合電感第二繞組N 12及該第一耦合電感第三繞組N 13，使得該輸出二極體D o 及該第一切換二極體D s1轉態為ON，該第一切換二極體D s1之電流i Ds1對該第二切換電容C 3充電，該輸出二極體D o 之電流i Do 對該舉升電容C l 放電。該第二功率開關S 2保持為ON，此時該第一漏電感L k1之電流i Lk1呈線性下降。當t=t 7，該第一漏電感L k1儲存的能量完全釋放完畢，即電流i Lk1=0，該第一箝位二極體D c1轉態成OFF時，本階段結束。由於流經該第一箝位二極體D c1的電流先降至0，該第一箝位二極體D c1轉態成OFF，因此該第一箝位二極體D c1沒有反向恢復損失問題。本階段中：
v Dc2(t)=V Cc (25)
v Ds2(t)=V C2+V C3 (26)
v Dl (t)=V C1-V Cc (27)
v S1(t)=V Cc (28)
第八階段〔t 7~t 8〕：〔第一功率開關S 1：OFF、第二功率開關S 2：ON、輸出二極體D o ：ON、第一切換二極體D s1：ON、第一箝位二極體D c1：ON→OFF、第二箝位二極體D c2：OFF、舉升二極體D l ：OFF、第二切換二極體D s2：OFF〕：請再一併參閱第十一圖本發明之第八操作階段等效電路圖所示，在t=t 7，此時該第一漏電感L k1的能量完全釋放完了，通過該第一漏電感L k1的電流降為0，該第一箝位二極體D c1轉態成OFF。該第一磁化電感L m1之電流i Lm1由該第一耦合電感第一繞組N 11反射到該第一耦合電感第二繞組N 12及該第一耦合電感第三繞組N 13，該輸出二極體D o 之電流i Do 對該輸出電容C 1充電，該第一切換二極體D s1之電流i DS1對該第二切換電容C 3充電。此階段流過該第二功率開關S 2的電流i S2=i Lm1+i Lm2。當t=t 8=T s +t 0，該第一功率開關S 1切換成ON時，本階段結束，進入下一個切換週期。
以下進行該轉換器(1)穩態特性分析：電壓增益：根據上述動作分析結果，推導穩態下之電壓增益，為了簡化分析，忽略電容電壓漣波、各二極體及各開關導通壓降。從第一階段到第六階段，第一功率開關S 1為ON，此六階段的總時間為DT s ，第一磁化電感L m1電壓
在第七階段與第八階段，第一功率開關S 1為OFF，此兩階段的總時間(1-D)T s ，第一磁化電感L m1電壓
由於穩態時，電感器滿足伏秒平衡定理〔volt-second balance principle〕，即電感器在一個切換週期的平均電壓為零，因此kV in (DT s )+k(V in -V Cc )(1-D)T s =0 (31)
整理可得箝位電容C c 電壓
在第三階段中，可知
接著，由第三階段，利用克希荷夫電壓定律可求得V Cl =V N12-V N22=nkV in -nk(V in -V Cc )=nkV Cc (35)
V C2=V N13-V N23=nkV in -nk(V in -V Cc )=nkV Cc (36)
將(32)式的結果代入(35)式和(36)式，可得舉升電容C l 電壓及第一切換電容C 2電壓
在第七階段中，可知
接著，由第七階段，利用克希荷夫電壓定律可求得V C3=V N23-V N13=nkV in -nk(V in -V Cc )=nkV Cc (41)
將(32)式的結果代入(41)式，整理可得第二切換電容C 3電壓
同理，由第七階段，利用克希荷夫電壓定律可求得V C1=V Cl +V N22-V N12+V Cc =nkV Cc +nkV in -nk(V in -V Cc )+V Cc =2nkV Cc +V Cc (43)
將(32)式的結果代入(43)式，整理可得輸出電容C 1電壓
在第二和六階段中，可求得
因此該轉換器(1)的電壓增益可表示為
在不同耦合係數k下、電壓增益與開關導通比的關係曲線，即如第十二圖本發明之不同耦合係數下、電壓增益與開關導通比的關係曲線圖所示，可知：耦合係數k對電壓增益的影響非常小。如果忽略耦合電感中的漏電感，則耦合係數k等於1。當耦合係數k=1，理想的電壓增益M為
從(46)式可知該轉換器(1)的電壓增益具有耦合電感匝數比n和開關導通比D兩個設計自由度。該轉換器(1)可藉由適當設計耦合電感的匝數比n，達到高升壓比，而不必操作在極大的開關導通比D。對應於不同的耦合電感匝數比n和開關導通比D的電壓增益曲線，請參閱第十三圖本發明之不同耦合電感匝數比之電壓增益與開關導通比曲線圖所示，可知當開關導通比D=0.6、匝數比n=1時，電壓增益為12.5倍；當開關導通比D=0.6、匝數比n=3時，電壓增益為32.5倍。
開關及二極體電壓應力分析：為了簡化分析，忽略電容電壓漣波、二極體導通壓降及耦合電感的漏電感，即假設耦合係數k=1。由第三階段及第七階段可知，該第一功率開關S 1和該第二功率開關S 2的電壓應力為
開關電壓應力只有輸出電壓的倍，遠低於輸出電壓，可使用低額定電壓的MOSFET，具有低導通電阻，可降低導通損失和成本。
從電路動作分析的第三階段和第七階段可知，該第一箝位二極體D c1、該第二箝位二極體D c2的電壓應力可表示為
該舉升二極體D l 的電壓應力可表示為
該第一切換二極體D s1、該第二切換二極體D s2的電壓應力可表示為
該輸出二極體D o 的電壓應力可表示為
將功率開關與二極體的電壓應力對輸出電壓規一化〔normalized〕和耦合電感匝數比的曲線，請參閱第十四圖本發明之
功率開關與二極體的電壓應力和耦合電感匝數比之曲線圖所示。
依據上述電路動作分析結果，使用IsSpice模擬軟體及實作結果驗證。設定該轉換器(1)之相關參數為：輸入電壓V in =36V、輸出電壓V o =400V、最大輸出功率P o =1000W、切換頻率50kHz，耦合電感匝數比n=1；以下以模擬波形與實作結果檢驗該轉換器(1)的特點〔請再一併參閱第十五圖本發明之模擬電路示意圖所示〕：
A.高電壓增益：輸入電壓V in 、輸出電壓V o 、驅動信號v gs1和v gs2
請再一併參閱第十六圖本發明之滿載1000W的驅動信號、輸入電壓與輸出電壓模擬波形圖所示，根據(46)式，開關導通比D的理論值為0.55，而實作的開關導通比大約D=0.6，該轉換器(1)有11倍之電壓增益。驗證高電壓增益，該轉換器(1)不必操作在極大開關導通比。
B.開關低電壓應力：開關跨壓v ds1、開關跨壓v ds2、驅動信號v gs1和v gs2
請再一併參閱第十七圖本發明之滿載1000W的開關驅動信號與跨壓模擬波形圖所示，當轉換器V o =400V時，第一功率開關S 1、第二功率開關S 2電壓應力皆僅約為90V。驗證該轉換器(1)之第一功率開關S 1、第二功率開關S 2具有低電壓應力之優點。
C.電感電流漣波相消：輸入電流i in 、漏電感電流i Lk1和i Lk2
請再一併參閱第十八圖本發明之滿載1000W的電感電流漣
波相消模擬波形圖所示，該轉換器(1)採輸入並聯之架構，兩個耦合電感分擔了輸入電流i in ，波形中i in 的平均電流32A，第一個耦合電感電流(i Lk1)的平均值15.8A，而第二個耦合電感電流(i Lk2)的平均值16.2A，幾乎達到均流特性。漏電感電流i Lk1與i Lk2的漣波電流大小分別為31.6A及32A，藉由交錯式操作，電流漣波相消，使得輸入電流i in 的漣波電流僅約為1.11A，驗證交錯式操作具有降低輸入電流漣波作用。
D.箝位二極體反向恢復損失問題：二極體電流i Dc1與i Dc2、電壓v Dc1與v Dc2
請再一併參閱第十九圖本發明之滿載1000W的二極體D c1與D c2電壓及電流模擬波形圖所示，可知箝位二極體電流已經下降至0準位，第一箝位二極體D c1和第二箝位二極體D c2才轉態為OFF，因此可減緩二極體反向恢復損失問題。
E.舉升二極體及輸出二極體反向恢復損失問題：二極體電流i Dl 與i Do 、電壓v Dl 與v Do
請再一併參閱第二十圖本發明之滿載1000W的二極體D l 與D o 電壓及電流模擬波形圖所示，可知舉升二極體D l 及輸出二極體D o 電流已經下降至0準位，舉升二極體D l 和輸出二極體D o 才轉態為OFF，因此可減緩二極體反向恢復損失問題。
F.切換二極體反向恢復損失問題：二極體電流i Ds1與i Ds2、電壓v Ds1與v Ds2
請再一併參閱第二十一圖本發明之滿載1000W的二極體D s1與D s2電壓及電流模擬波形圖所示，可知二極體電流已經下降至0準位，第一切換二極體D s1和第二切換二極體D s2才轉態為OFF，因此可減緩二極體反向恢復損失問題。
G.驗證箝位電容及舉升電容之電壓：電容電壓V Cc 、V Cl
請再一併參閱第二十二圖本發明之滿載1000W的箝位電容C c 與舉升電容C l 模擬波形圖所示，由(32)式及(37)式可算出當開關導通比的理論值D=0.55時，箝位電容C c 及舉升電容C l 的理論值電壓V Cc =V Cl =80V，可知箝位電容C c 及舉升電容C l 電壓接近推導的理論值。
H.驗證輸出電容及切換電容之電壓：電容電壓V C1、V C2、V C3
請再一併參閱第二十三圖本發明之滿載1000W的輸出電容C 1與切換電容C 2、C 3模擬波形圖所示，由(38)式、(42)式及(44)式可算出當開關導通比的理論值D=0.55時，輸出電容電壓V C1及切換電容電壓V C2、V C3之理論值分別為V C1=240V、V C2=V C3=80V，可知輸出電容電壓及切換電容電壓均接近推導的理論值，並且亦滿足(45)式之輸出電壓V o =V C1+V C2+V C3=400V。
結論：由以上模擬波形得知，當P o =1000W時，具有以下特點：
1.Is-Spice模擬波形確實與轉換器電路分析的結果十分相
符。
2.轉換器達到高升壓比，但轉換器不必操作在極大的開關導通比。
3.由開關跨壓波形可知，功率開關電壓應力遠小於輸出電壓，僅約為輸出電壓的1/5，達到開關低電壓應力之特性。
4.轉換器採用交錯式操作，具有電流漣波相消作用，降低輸入電流漣波。
5.輸出二極體無反向恢復損失問題，可提高轉換效率。
故轉換器確實適用於高升壓、高功率及高效率之應用。
然而前述之實施例或圖式並非限定本發明之產品結構或使用方式，任何所屬技術領域中具有通常知識者之適當變化或修飾，皆應視為不脫離本發明之專利範疇。
綜上所述，本發明實施例確能達到所預期之使用功效，又其所揭露之具體構造，不僅未曾見諸於同類產品中，亦未曾公開於申請前，誠已完全符合專利法之規定與要求，爰依法提出發明專利之申請，懇請惠予審查，並賜准專利，則實感德便。
Claims (7)
- 一種高電壓增益之直流電源轉換器，其主要係令轉換器於輸入電壓V in 之正極分別連接有第一耦合電感第一繞組N 11之第一端及第二耦合電感第一繞組N 21之第一端，該輸入電壓V in 之負極進行接地，於該第一耦合電感第一繞組N 11之第二端分別連接有第一功率開關S 1之第一端及第一箝位二極體D c1之正極，於該第二耦合電感第一繞組N 21之第二端分別連接有第二功率開關S 2之第一端及第二箝位二極體D c2之正極，該第一功率開關S 1之第二端及該第二功率開關S 2之第二端皆進行接地，該第一箝位二極體D c1之負極與該第二箝位二極體D c2之負極分別連接箝位電容C c 之第一端及第一耦合電感第二繞組N 12之第一端與舉升二極體D l 之正極，該箝位電容C c 之第二端進行接地，該第一耦合電感第二繞組N 12之第二端連接第二耦合電感第二繞組N 22之第二端，該第二耦合電感第二繞組N 22之第一端連接舉升電容C l 之第一端，該舉升電容C l 之第二端連接該舉升二極體D l 之負極及輸出二極體D o 之正極，該輸出二極體D o 之負極分別連接有輸出電容C 1之第一端、第一切換電容C 2之第一端及第二切換二極體D s2之正極，該輸出電容C 1之第二端進行接地，該第一切換電容C 2之第二端連接第一耦合電感第三繞組N 13之第一端及第二切換電容C 3之第一端，該第一耦合電感第三繞組N 13之第二端連接第二耦合電感第三繞組N 23之第二端，該第二切換二極體D s2之負極連接該第二耦合電感第三繞組N 23之第一端及第一切換二極體D s1之正極，該第一切換二極體D s1之負極及該第二切換電容C 3之第二端連接負載R o 之正極，而該負載R o 之負極則進行接地；令該轉換器在使用過程中，開關導通比大於0.5，且該第一功率開關S 1和該第二功率開關S 2以相差半切換週期的交錯式操作。
- 如申請專利範圍第1項所述高電壓增益之直流電源轉換器，其中，該第一耦合電感第一繞組N 11、第二繞組N 12、第三繞組N 13構成匝數N 11：N 12：N 13之理想變壓器。
- 如申請專利範圍第1項所述高電壓增益之直流電源轉換器，其中，該第二耦合電感第一繞組N 21、第二繞組N 22、第三繞組N 23構成匝數N 21：N 22：N 23之理想變壓器。
- 如申請專利範圍第1項所述高電壓增益之直流電源轉換器，其中，該第一耦合電感第一繞組N 11包含有第一磁化電感L m1及第一漏電感L k1。
- 如申請專利範圍第1項所述高電壓增益之直流電源轉換器，其中，該第二耦合電感第一繞組N 21包含有第二磁化電感L m2及第二漏電感L k2。
- 如申請專利範圍第1項所述高電壓增益之直流電源轉換器，其中，該第一耦合電感第二繞組N 12、該第二耦合電感第二繞組N 22串聯連接結合該舉升二極體D l 及該舉升電容C l 係組成倍壓舉升單元。
- 如申請專利範圍第1項所述高電壓增益之直流電源轉換器，其中，該第一耦合電感第三繞組N 13及該第二耦合電感第三繞組N 23串聯連接，搭配該第一切換二極體D s1、該第二切換二極體D s2及該第一切換電容C 2、該第二切換電容C 3組成倍壓疊加單元。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW107114493A TWI664797B (zh) | 2018-04-27 | 2018-04-27 | 高電壓增益之直流電源轉換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW107114493A TWI664797B (zh) | 2018-04-27 | 2018-04-27 | 高電壓增益之直流電源轉換器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TWI664797B true TWI664797B (zh) | 2019-07-01 |
| TW201946359A TW201946359A (zh) | 2019-12-01 |
Family
ID=68049488
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW107114493A TWI664797B (zh) | 2018-04-27 | 2018-04-27 | 高電壓增益之直流電源轉換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| TW (1) | TWI664797B (zh) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI687033B (zh) * | 2019-09-10 | 2020-03-01 | 崑山科技大學 | 超高電壓增益交錯式直流轉換器 |
| TWI721557B (zh) * | 2019-09-10 | 2021-03-11 | 崑山科技大學 | 高電壓增益直流轉換器 |
| TWI792945B (zh) * | 2022-03-15 | 2023-02-11 | 崑山科技大學 | 高電壓增益直流轉換器 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI792944B (zh) * | 2022-03-15 | 2023-02-11 | 崑山科技大學 | 高升壓直流轉換器裝置 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20070216319A1 (en) * | 2006-03-17 | 2007-09-20 | Yuan Ze University | High efficiency single stage bidirectional converter |
| CN101714815A (zh) * | 2009-12-14 | 2010-05-26 | 浙江大学 | 耦合电感实现高增益倍压升压型变换器 |
| TW201332272A (zh) * | 2012-01-20 | 2013-08-01 | Univ Nat Cheng Kung | 高昇壓直流－直流轉換器及其方法 |
| CN103929058A (zh) * | 2014-04-24 | 2014-07-16 | 安徽工业大学 | 基于耦合电感的两相交错并联变换器 |
| TW201737607A (zh) * | 2016-04-11 | 2017-10-16 | 崑山科技大學 | 交錯式升壓轉換器 |
-
2018
- 2018-04-27 TW TW107114493A patent/TWI664797B/zh not_active IP Right Cessation
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20070216319A1 (en) * | 2006-03-17 | 2007-09-20 | Yuan Ze University | High efficiency single stage bidirectional converter |
| CN101714815A (zh) * | 2009-12-14 | 2010-05-26 | 浙江大学 | 耦合电感实现高增益倍压升压型变换器 |
| TW201332272A (zh) * | 2012-01-20 | 2013-08-01 | Univ Nat Cheng Kung | 高昇壓直流－直流轉換器及其方法 |
| CN103929058A (zh) * | 2014-04-24 | 2014-07-16 | 安徽工业大学 | 基于耦合电感的两相交错并联变换器 |
| TW201737607A (zh) * | 2016-04-11 | 2017-10-16 | 崑山科技大學 | 交錯式升壓轉換器 |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI687033B (zh) * | 2019-09-10 | 2020-03-01 | 崑山科技大學 | 超高電壓增益交錯式直流轉換器 |
| TWI721557B (zh) * | 2019-09-10 | 2021-03-11 | 崑山科技大學 | 高電壓增益直流轉換器 |
| TWI792945B (zh) * | 2022-03-15 | 2023-02-11 | 崑山科技大學 | 高電壓增益直流轉換器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TW201946359A (zh) | 2019-12-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Harb et al. | A three-port photovoltaic (PV) micro-inverter with power decoupling capability | |
| Hu et al. | New modular structure DC–DC converter without electrolytic capacitors for renewable energy applications | |
| TWI635697B (zh) | 隔離型零電壓切換高升壓ｄｃ－ｄｃ轉換器 | |
| TWI664797B (zh) | 高電壓增益之直流電源轉換器 | |
| Hu et al. | Ultrahigh step-up DC–DC converter for distributed generation by three degrees of freedom (3DoF) approach | |
| CN102185480B (zh) | 一种双向隔离直流变换器 | |
| TWI682617B (zh) | 交錯式超高升壓轉換器 | |
| CN105939126B (zh) | 一种开关电感型混合准z源逆变器 | |
| CN107888073B (zh) | 一种全方位软开关的交直流混合能量路由器 | |
| Yang et al. | Single-phase high-gain bidirectional dc/ac converter based on high step-up/step-down dc/dc converter and dual-input dc/ac converter | |
| CN112019080B (zh) | 一种含lc有源升压缓冲网络的单相电流型逆变器 | |
| TW201733256A (zh) | 交錯式高升壓ｄｃ－ｄｃ轉換器 | |
| CN108199603B (zh) | 多绕组分时供电隔离反激直流斩波型单级多输入逆变器 | |
| TWI663816B (zh) | 交錯式高升壓直流－直流轉換器 | |
| TWI625033B (zh) | 交錯式直流升壓裝置 | |
| CN110350816B (zh) | 一种储能电感并联有源缓冲电路的单级单相电流型逆变器 | |
| CN103337961A (zh) | 一种高电压变比双向直流变换器及其控制方法 | |
| CN108111044B (zh) | 外置并联分时选择开关隔离反激周波型单级多输入逆变器 | |
| CN109818494A (zh) | 一种高增益电压型准y源直流-直流变换器 | |
| TW202249406A (zh) | 對稱切換型高升壓直流轉換器 | |
| TWI716110B (zh) | 柔性切換交錯式主動箝位高升壓直流轉換器 | |
| TWI687036B (zh) | 超高升壓轉換器 | |
| TWI832074B (zh) | 交錯式高升壓直流轉換器 | |
| CN108054946B (zh) | 内置并联分时选择开关电压型单级多输入低频环节逆变器 | |
| Wen et al. | Practical implementation of an interleaved boost converter for electric vehicle applications |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees |