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TWI565205B - 功率變換器裝置 - Google Patents

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TWI565205B
TWI565205B TW104123339A TW104123339A TWI565205B TW I565205 B TWI565205 B TW I565205B TW 104123339 A TW104123339 A TW 104123339A TW 104123339 A TW104123339 A TW 104123339A TW I565205 B TWI565205 B TW I565205B
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曾劍鴻
言超
葉浩屹
忽培青
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台達電子工業股份有限公司
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Description

功率變換器裝置
本發明涉及一種功率變換器裝置，尤其涉及基於常通型開關元件的功率變換器裝置。
有源功率元件是開關電源的重要元件，其特性對於開關電源的性能十分關鍵。隨著半導體技術的發展，採用有源功率元件組成的例如功率因數校正電路(PFC)或直流/直流轉換電路(D2D)等的轉換效率目前已高達97%，其功率密度也達到相當高的程度。然而基於矽(Si)材料的有源功率元件特性已經接近理論極限，繼續發展的空間較小，阻礙了開關電源效率和功率密度的進一步提高。
基於寬禁帶材料例如氮化鎵(GaN)或碳化矽(SiC)等的有源功率元件內阻更小、開關損耗更小，並且能夠承受更高的工作溫度，從而能夠進一步提高開關電源的效率和功率密度。
寬禁帶材料有源功率元件通常包含至少三個端子，其中一端為控制端，即閘極，用於控制該元件的導通及關斷。以金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)為例，三個端子分別是閘極、源極和射極。而有源功率元件通常又分為常通型和常閉型兩種，以常通型MOSFET元件為例，當閘極源極間電壓為零時，元件導通；當 閘極源極為負壓時，元件關斷。以常閉型MOSFET元件為例，當閘極源極間電壓為正時，元件導通；閘極源極間電壓為零時，元件關斷。然而，使用常通型開關元件的一個最大的困難問題就是如何解決電路的啟動問題，下面以降壓式(Buck)電路為例來說明這一問題。
圖1是說明一種採用常通型開關元件組成的Buck電路的示意圖。如圖1中所示，降壓式(Buck)電路中的開關元件Q1和Q2為常通型半導體元件，例如為常通型氮化鎵(GaN)元件。該電路被期望能夠通過中點O經電感L1向電容Co輸出電壓。然而由於在該電路的初始狀態，即該電路還未加電工作的時刻，直流輸入電壓Vin為零，輔助電源Vaux和控制/驅動模組C&D也未提供控制信號給開關元件Q1和Q2，這樣，開關元件Q1和Q2的閘極源極電壓也為零，因此開關元件Q1和Q2處於導通狀態。而當該電路加電時，也即輸入電壓Vin開始建立，不等於零時，由於輔助電源Vaux和控制/驅動模組C&D建立控制信號的時間落後於輸入電壓Vin，也即開關元件Q1和Q2的閘極源極電壓並未達到使其保持關斷狀態的負壓，則開關元件Q1和Q2上的電流會從輸入電壓Vin的正極“+”直通到地G而導致電路損壞。也就是說，由常通型開關元件組成的電路存在啟動問題。
基於圖1，圖2是說明一種採用電子開關解決由常通型開關元件組成的電路的啟動問題的示意圖。如圖2中所述，在輸入電壓Vin、開關元件Q1和Q2形成的回路中串聯了一個電子開關Qin。電子開關Qin為常閉型開關，如由矽(Si)製作的金屬氧化物半導體(MOS)元件。由於加電前，常閉型開關元件的閘極電壓為零，處於關 斷狀態。當輸入電壓Vin加電時，在控制/驅動模組C&D完全建立控制信號前，電子開關Qin都處於關斷狀態，這樣就不會發生開關元件Q1和Q2直通現象，即可保證電路安全。而當輔助電源Vaux和控制/驅動模組C&D完全建立控制信號後，也即此時開關元件Q1和Q2的驅動信號開始正常工作後，則使電子開關Qin長期導通。這樣就實現了電路的安全啟動。但這樣的不足是，電子開關Qin的電壓應力與開關元件Q1和Q2一樣，均為輸入電壓Vin。而電子開關Qin通常為矽(Si)的MOS元件，在與寬禁帶半導體元件如氮化鎵(GaN)的MOS元件電壓等級一樣的情況下，其通態電阻造成的損耗不容忽視。這種電子開關通常不是作為功率轉換電路的用於實現電源轉換的開關元件，而是常通型元件應用時的輔助電子開關，該電子開關的工作頻率相對會較低，通常低於1KHZ。
為了解決額外增加的矽(Si)元件的耐壓問題，以及為了使氮化鎵(GaN)元件可以直接替代傳統的矽(Si)的MOS元件而無需改變控制和驅動方案，提出了圖3的方案。圖3是說明一種通過將常閉型開關元件與常通型開關元件串聯作為一個組合來簡單替換電路中的常閉型開關元件的示意圖。如圖3中所示，耐壓40V的常閉型矽(Si)開關元件QL與耐壓600V的常通型氮化鎵(GaN)開關元件QH串聯形成一個組合，常通型氮化鎵(GaN)開關元件QH的源極與常閉型矽(Si)開關元件QL的射極連接在一起，常通型氮化鎵(GaN)開關元件QH的閘極與常閉型矽(Si)開關元件QL的源極連接在一起，常通型氮化鎵(GaN)開關元件QH的射極D用作該組合的射極，常閉型矽(Si)開關元件QL的源極S用作該組合的源極，該組合可具備類似於傳統係(Si)元件的常閉控制特性，又利用了氮化鎵 (GaN)元件的一些優點。但是，圖3所示的方案增加了電路的驅動損耗、回路電感、電磁干擾、反向恢復損耗，另外很難進行元件的參數搭配，無法充分發揮出氮化鎵(GaN)元件的優良特性。
本發明相對於傳統常通型的應用，在此提供了一種常通型元件在功率轉換器裝置中應用的一種方式。在此，本發明提供了一種功率變換器裝置，不同於傳統的功率變換器裝置，此種功率變換器裝置中用於電源轉換的開關元件至少包括兩個開關元件，該兩個開關元件一種是常通型開關元件，該常通型開關元件的工作頻率大於1KHZ；另一種是一個常閉型開關元件，該常閉型開關元件的工作頻率大於1KHZ。該功率變換器裝置中的控制器，分別輸出第一控制信號和第二控制信號，以對應地控制常通型開關元件和常閉型開關元件，使得在第一控制信號控制常通型開關元件關閉後第二控制信號控制常閉型開關元件導通。
在此提供的功率變換器裝置中，使電路中的開關元件中常通型元件和常閉型搭配使用，實現常通型元件的應用，在不改變功率變換器裝置的電路結構的同時，有利於提高開關電源的效率。
Vin、Vin+、Vin-‧‧‧輸入電壓
Vbus+、Vbu-‧‧‧中間電壓
Vout、Vout+、Vout-‧‧‧輸出電壓
Vaux‧‧‧輔助電源
Ci‧‧‧諧振電容
Cin‧‧‧輸入電容
Cout‧‧‧輸出電容
Co‧‧‧電容
Cbus、Cbus1、Cbus2‧‧‧中間電容
L、L1‧‧‧電感
Li‧‧‧諧振電感
La‧‧‧儲能電感
Ti‧‧‧變壓器
Q1、Q2‧‧‧開關元件
QH‧‧‧常通型GaN開關元件
QL‧‧‧常閉型Si開關元件
Qin‧‧‧電子開關
Qon、Sa1、Sa11、Sa12、Sa13、Sa14、Sa2‧‧‧常通型開關元件
Qoff、Si1、Si11、Si12、Si13、Si14、Si2、Si3、Si4‧‧‧常閉型開關元件
SW‧‧‧開關元件
Sig1‧‧‧第一組控制信號
Sig2‧‧‧第二組控制信號
DL1、DL2‧‧‧時間間隔
Dr1‧‧‧第一驅動模組
Dr2‧‧‧第二驅動模組
Tri‧‧‧隔離型直流變換器
Tra‧‧‧非隔離式負載點變換器
t0~t6‧‧‧時刻點
Ctr‧‧‧控制器
D‧‧‧射極
G‧‧‧閘極
S‧‧‧源極
O‧‧‧中點
G‧‧‧接地
C&D‧‧‧控制/驅動模組
圖1是說明一種傳統的常通型開關元件應用於Buck電路的示意圖；圖2是說明一種傳統的採用電子開關解決常通型開關元件應用於Buck時的啟動問題的示意圖；圖3是說明另一種傳統的解決常通型元件作為開關元件應用時的 傳統方式示意圖；圖4是說明根據本發明第一實施例的功率變換器裝置的示意圖；圖5是說明根據本發明第一實施例的功率變換器裝置的工作時序的示意圖；圖6是說明根據本發明第二實施例的功率變換器裝置的示意圖；圖7是說明根據本發明第二實施例的功率變換器裝置的工作時序的示意圖；圖8是說明根據本發明第三實施例的功率變換器裝置的示意圖；圖9是說明根據本發明第四實施例的功率變換器裝置的示意圖；圖10是說明根據本發明第五實施例的功率變換器裝置的示意圖；圖11是說明根據本發明第六實施例的功率變換器裝置的示意圖；圖12是說明根據本發明第七實施例的功率變換器裝置的示意圖；圖13是說明根據本發明第八實施例的功率變換器裝置的示意圖；以及圖14是說明根據本發明第九實施例的功率變換器裝置的示意圖。
下面將結合圖4至圖14詳細描述本發明，其中，相同的附圖標記表示相同或相似的設備或信號，另外，作為連接導線的線段之間如果存在交叉點，那麼交叉點上帶有黑點“‧”則表示所述交叉點是連接點，交叉點上不帶有黑點“‧”則表示所述交叉點不是連接點而僅僅是相互穿越；各元件的符號不但代表所述元件自身 ，還可以表示所述元件的容量的代數符號。
這裡本發明所限定的元件或元件組合不同於圖2中所示的電子開關Qin。電子開關Qin的耐壓等級必須大於等於輸入電壓Vin，而且工作頻率相對較低(例如通常在10HZ以下)，遠低於該電路中用於形成功率轉換器橋臂的開關元件的工作頻率(如1KHZ以上)。而本發明所限定的元件或元件組合雖然其耐壓等級也大於等於輸入電壓Vin，但其自身為形成功率轉換器部分橋臂的開關元件，其工作頻率等於功率轉換器開關工作頻率之一，通常是1kHZ以上，而且不是如圖2中所示的額外設置的電子開關Qin。
下面將結合圖4至圖14詳細描述本發明提供的功率轉換器裝置。
如圖4中所示，根據本發明第一實施例的功率變換器裝置中，功率變換器裝置至少包括兩個開關元件SW(為便於描述，這裡只用了一個虛線框表示)和一控制器Ctr，控制器Ctr控制該兩個開關元件SW的通與斷實現輸入電壓Vin至輸出電壓Vout的轉換。開關元件SW包括：至少一個常通型開關元件Qon，常通型開關元件Qon的工作頻率例如大於1KHZ；以及至少一個常閉型開關元件Qoff，常閉型開關元件Qoff的工作頻率例如大於1KHZ，且常通型開關元件Qon與常閉型開關元件Qoff串聯連接。控制器Ctr，分別輸出第一組控制信號Sig1和第二組控制信號Sig2以對應地控制常通型開關元件Qon和常閉型開關元件Qoff，使得在第一控制信號Sig1控制常通型開關元件Qon關閉後第二控制信號Sig2控制常閉型開關元件Qoff導通。
圖5是說明根據本發明第一實施例的功率變換器裝置的工作時序 的示意圖。如圖5中所示，Vin為輸入電壓的波形，第一組控制信號Sig1和第二組控制信號Sig2分別為常通型開關元件Qon和常閉型開關元件Qoff的閘極源極驅動電壓波形。如圖5中所示，在t0時刻，輸入電壓Vin等於0，第一組控制信號Sig1和第二組控制信號Sig2都為0，這樣常通型開關元件Qon處於導通狀態，常閉型開關元件Qoff處於關斷狀態。在t1時刻，輸入電壓Vin開始建立，此時第一組控制信號Sig1和第二組控制信號Sig2都仍舊為0。在t2時刻，第一組控制信號Sig1開始出現負壓，也即常通型開關元件Qon處於關斷狀態，建立關斷能力，此時，第二組控制信號Sig2仍舊為0，也即常閉型開關元件Qoff仍舊維持關斷狀態。在t3時刻，第二組控制信號Sig2開始出現正脈衝，也即加電狀態完成，電路進入正常工作狀態，此時，常閉型開關元件Qoff開始進入正常的高頻工作狀態。其中常閉型開關元件Qoff與常通型開關元件Qon的工作頻率可以相同，也可以不同。圖6中縱軸上的“1”表示驅動該元件開通，“0’’表示驅動該元件關斷。
如圖5中所示，在常通型開關元件Qon的驅動電壓未能給予關斷能力前，常閉型開關元件Qoff處於將輸入電壓Vin和常通型開關元件Qon隔離的工作狀態下，確保了電路的安全。在常通型開關元件Qon的驅動電壓可以給予關斷能力後，常閉型開關元件Qoff處於正常高頻工作狀態之下，此時常通型開關元件Qon也處於高頻工作狀態之下。也就是說，常閉型開關元件Qoff從長期關閉狀態(即t0到t3期間)開始第一次開通的時刻(即t3)延遲于常通型開關元件Qon從長期開通狀態(即t0到t2期間)開始第一次關斷的時刻(即t2)，兩個時刻之間的時間間隔為DL1。這樣，時 間間隔DL1的存在即可保證電路可靠啟動正常工作。
該功率轉換器裝置中使用電路中原有的具備電壓阻斷能力的常閉型開關元件Qoff來實現常通型開關元件Qon的直接使用，電路結構簡單，且可以直接充分發揮出常通型開關元件Qon的優良特性，提高整個功率轉換器裝置的效率。
同樣，為了電路安全，如圖5中所示，常通型開關元件Qon從高頻工作受控狀態轉為失去關閉能力狀態的時刻t5，延遲於常閉型開關元件Qoff進入長期關閉狀態的時刻t4，這兩個時刻之間的時間間隔為DL2，從而確保了電路的可靠關閉。
為便於理解本發明，下面將通過更具體的例子來描述本發明。
圖6是說明根據本發明第二實施例的功率變換器裝置的示意圖。圖7是說明根據本發明第二實施例的功率變換器裝置的工作時序的示意圖。
如圖7中所示，第二實施例中功率變換器裝置為一直流/直流變換器裝置。該直流/直流變換器裝置包含了級聯的兩級架構。
前一級直流/直流(D2D)變換器例如為隔離型直流變換器(DCX)Tri，包括：常閉型開關元件Si1、Si2、Si3和Si4；輸入電容Cin；諧振電感Li；諧振電容Ci；變壓器Ti和中間電容Cbus，它們的連接關係如圖中所示。隔離型直流變換器Tri接收輸入電壓Vin+和Vin-，且在中間電容Cbus上產生中間電壓Vbus+和Vbus-。
後一級直流/直流(D2D)變換器例如為非隔離式負載點變換器(POL)Tra，包括：常通型開關元件Sa1和Sa2；儲能電感La和輸出 電容Cout，它們的連接關係如圖中所示。非隔離式負載點變換器Tra接收中間電壓Vbus+和Vbus-，且在輸出電容Cout上產生輸出電壓Vout+和Vout-。
根據第二實施例的直流/直流變換器裝置還包含控制器Ctr、第一驅動模組Dr1、第二驅動模組Dr2和輔助電源Vaux。其中，輔助電源Vaux為控制器Ctr提供工作電壓，可以是不同於輸入電壓Vin+和Vin-的另一個電源，控制器Ctr分別產生第一組控制信號Sig11(這裡分別用第一驅動模組Dr1到開關元件Sa1和Sa2各自閘極的兩條細實線表示)和第二組控制信號Sig12(這裡分別用第一驅動模組Dr1到開關元件Si1、Si2、Si3和Si4各自閘極的四條細實線表示)。其中第一組控制信號Sig11經由第一驅動模組Dr1對應地控制常通型開關元件Sa1和Sa2，以及第二組控制信號Sig12經由第二驅動模組Dr2對應地控制常閉型開關元件Si1、Si2、Si3和Si4。
在圖6所示的兩級電路中，每級中的開關元件必須在時序上互相配合才能分別產生各自的輸出電壓，即中間電壓Vbus+和Vbus，以及輸出電壓Vout+和Vout-，而兩級電路間的開關元件則沒有必須的時序配合關係，也即彼此間可以配合也可以不配合。
通常，圖6所示的兩級電路中間會連接有能量存儲單元，該能量存儲單元至少包含一個容性元件，如電容Cbus，以利前後級電路能量傳遞。一般說來前級電路在該能量存儲單元，尤其是該容性元件上產生一個電壓，作為前級的輸出以及後級的輸入。很顯然，當多級電路級聯時，對於後級電路來講，前級電路天然就具備了前文中所述的常閉型開關元件的功能。
如圖6中所示，前級電路隔離型直流變換器(DCX)Tri為有隔離作用的直流/直流(D2D)變換器，可以是諧振型電路例如半橋諧振電路(LLC)，也可以是脈衝寬度調製(PWM)電路，例如半橋，全橋，返馳式(Flyback)，正激式(Forward)變換器等電路。此外，該前級電路可以工作於開環狀態(如DCX)或者閉環狀態。當然，前級電路可以為帶變壓器的隔離型電路，也可以為不隔離型電路。後級為由升壓式(Buck)電路組成的非隔離式負載點變換器POL，也可以以閉環或者開環方式工作。以隔離型直流變換器DCX加上非隔離式負載點變換器POL架構為例，由於隔離型直流變換器DCX有原副邊隔離阻斷的能力，隔離型直流變換器DCX即可視為常閉型開關元件。如圖6中所示，前級電路的開關元件都採用了常閉型元件。因此，作為後級的非隔離式負載點變換器POL的所有開關元件，均可以直接使用常通型元件，即視為常通型元件。只要按圖6處理好常通型元件和常閉型元件的時序，而無需像前述的各種現有技術那樣額外增加功率元件。
如圖7中所示，圖6的功率變換器裝置的工作過程可以是這樣：由於常閉型開關元件Si1、Si2、Si3和Si4為常閉型隔離元件組合，在輸入電壓Vin上電時，也即t1時刻，即便常通型開關元件Sa1和Sa2不具備自我阻斷能力(如圖7中所示，Sig11=0)，此時，由於Sig12=0，也即常閉型開關元件Si1、Si2、Si3和Si4處於關斷狀態，能獨自承擔輸入電壓Vin，使得常通型開關元件Sa1和Sa2的真正意義上的輸入電壓Vbus也即前後級電路之間的能量存儲單元Cbus上的電壓，從而不會對常通型開關元件Sa1和Sa2造成傷害。當常通型開關元件Sa1和Sa2的驅動電壓在t2時刻可以提供關斷 信號，即閘極電壓低於關斷閥值如-5V後，由於常通型開關元件Sa1和Sa2可以因此自主關斷，則可以讓常閉型開關元件Si1、Si2、Si3和Si4開始正常高頻工作，使得中間電壓Vbus開始上升，常通型開關元件Sa1和Sa2所在的後級電路如升壓式(Buck)電路也可以開始正常高頻工作。如圖7中所示，常通型開關元件Sa1和Sa2開始高頻工作的時間晚於常閉型開關元件Si1、Si2、Si3和Si4，延遲了時間間隔DL1，即在t3之後。事實上，常通型開關元件Sa1和Sa2的閘極可以更早開始施加高頻驅動電壓，如t2即開始。這樣，只要將原有電路中的各元件的驅動電壓上電時序合理安排，就可以在電路的部分位置處直接使用常通型元件，幾無額外代價。
同樣，為了電路安全，如圖7中所示，常通型開關元件Sa1和Sa2從高頻工作受控狀態轉為失去關閉能力狀態的時刻t6，延遲於常閉型開關元件Si1、Si2、Si3和Si4進入長期關閉狀態的時刻t5，這兩個時刻之間的時間間隔為DL2，從而確保了電路的可靠關閉。
圖8是說明根據第三實施例的功率變換器裝置的示意圖。如圖8中所示，圖8的方案是圖6方案的進一步改進，將常通型開關元件的使用範圍擴展到了前一級隔離型直流變換器Tri的變壓器Ti次級的開關元件Si3和Si4，使得可以更加充分發揮出常通型開關元件的優良特性。
圖9是說明根據第四實施例的功率變換器裝置的示意圖。如圖9中所示，圖9的方案是圖8方案的進一步改進，將常通型開關元件的使用範圍擴展到了前一級隔離型直流變換器Tri的變壓器Ti初級 的開關元件Si2，使得可以更加充分發揮出常通型開關元件的優良特性。
圖10是說明根據第五實施例的功率變換器裝置的示意圖。如圖10中所示，圖10的方案是圖9方案的變形，將常通型開關元件的使用範圍擴展到了前一級隔離型直流變換器Tri的變壓器Ti初級的開關元件Si1，而保留開關元件Si2為常閉型開關元件，使得本領域技術人員進一步理解本發明技術方案在電路設計上的靈活性。
圖11是說明根據第六實施例的功率變換器裝置的示意圖。如圖11中所示，圖11的方案是圖8所示方案的進一步改進，僅在前級中有部分開關元件例如開關元件Si3和Si4為常通型開關元件，而在後級直流/直流轉換電路的開關元件中，保留例如開關元件Sa1和Sa2為常閉型開關元件，用於防止外部電流倒灌，使得圖11的方案更加適合於例如給蓄電池充電以及多個電源並聯應用的情況。當然，在其他的實施例中後級直流/直流轉換電路中也可以僅保留一個開關元件為常閉型開關元件，用於防止外部電流倒灌。
圖12是說明根據第七實施例的功率變換器裝置的示意圖。圖13是說明根據本發明第八實施例的功率變換器裝置的示意圖。圖14是說明根據本發明第九實施例的功率變換器裝置的示意圖。圖12至圖14中描述了，在本發明的功率變換器裝置中，前級直流/直流轉換電路可以為不隔離調整直流/直流(D2D)轉換電路，例如非隔離式負載點變換器Tra1，後級直流/直流(D2D)轉換電路可以為隔離不調整直流/直流(D2D)轉換電路，例如隔離型直流變換器Tri1。它們所包含的元件及其連接關係如圖12至圖14中所示，由於其描述過程與前述圖6至圖11類似，因此不再贅述。
根據本發明功率變換器裝置，使用電路中原有的具備電壓阻斷能力的常閉型開關元件來實現常通型開關元件的直接使用，電路結構簡單，成本較低，且可以直接充分發揮出常通型開關元件的優良特性，從而能夠進一步提高開關電源的效率和功率密度。
雖然已參照典型實施例描述了本發明，但應當理解，這裡所用的術語是說明性和示例性、而非限制性的術語。由於本發明能夠以多種形式具體實施，所以應當理解，上述實施例不限於任何前述的細節，而應在隨附權利要求所限定的範圍內廣泛地解釋，因此落入權利要求或其等同範圍內的全部變化和改型都應為隨附權利要求所涵蓋。
Vin‧‧‧輸入電壓
Vout‧‧‧輸出電壓
Qon‧‧‧常通型開關元件
Qoff‧‧‧常閉型開關元件
SW‧‧‧開關元件
Sig1‧‧‧第一組控制信號
Sig2‧‧‧第二組控制信號
Ctr‧‧‧控制器

Claims (13)

  1. 一種功率變換器裝置，其係從一個電源獲得電力，該功率變換器裝置包括：開關元件，該開關元件包括：至少一個常通型開關元件，所述常通型開關元件的工作頻率大於1KHZ；以及至少一個常閉型開關元件，該常閉型開關元件的工作頻率大於1KHZ，且該常通型開關元件與該常閉型開關元件係串聯連接；以及控制器，分別輸出第一控制信號和第二控制信號，以對應地控制該常通型開關元件和所述常閉型開關元件，使得在該第一控制信號控制該常通型開關元件關閉後該第二控制信號控制該常閉型開關元件導通；其中，當該功率變換器裝置關閉時，在該第二控制信號關閉該常閉型開關元件後，該第一控制信號維持關閉該常通型開關元件預設時間後關閉該第一控制信號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的功率變換器裝置，其中，該功率變換器裝置為直流/直流轉換裝置。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的功率變換器裝置，其中，該功率變換器裝置為兩級級聯結構的直流/直流轉換裝置，且該兩級級聯結構的直流/直流轉換裝置包括：前級直流/直流轉換電路和後級直流/直流轉換電路。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的功率變換器裝置，其中，該前級直流/直流轉換電路為隔離不調整直流/直流轉換電路，且該後級直流/直流轉換電路為不隔離調整直流/直流轉換電路。
  5. 如申請專利範圍第3項所述的功率變換器裝置，其中，該前級直流/直流轉換電路為不隔離調整直流/直流轉換電路，且該後級直流/直流轉換電路為隔離不調整直流/直流轉換電路。
  6. 如申請專利範圍第4項或第5項所述的功率變換器裝置，其中，該隔離不調整直流/直流轉換電路包括一個變壓器，且該變壓器的一原邊和一副邊各連接有該開關元件。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的功率變換器裝置，其中，該變壓器的該原邊連接的該開關元件為兩個開關元件，該兩個開關元件組成一個半橋逆變電路，且該變壓器的該原邊的一端連接到該半橋逆變電路的輸出端。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的功率變換器裝置，其中，該兩個開關元件一個為常通型開關元件，另一個為常閉型開關元件。
  9. 如申請專利範圍第6項所述的功率變換器裝置，其中，該變壓器的該副邊連接的該開關元件為兩個開關元件，該兩個開關元件為兩個常閉型開關元件、一個常閉型開關元件和一個常通型開關元件、或兩個常通型開關元件。
  10. 如申請專利範圍第4項所述的功率變換器裝置，其中，該不隔離調整直流/直流轉換電路中的該開關元件中的一部分或全部為常通型開關元件。
  11. 如申請專利範圍第5項所述的功率變換器裝置，其中，該不隔離調整直流/直流轉換電路中的該開關元件中至少有一個為常閉型開關元件。
  12. 如申請專利範圍第1項所述的功率變換器裝置，其中，該控制器由一個輔助電源提供電源。
  13. 如申請專利範圍第3項所述的功率變換器裝置，其中，在該後級直流/直流轉換電路的該開關元件中，至少有一個開關元件為常閉型開關元件，用於防止外部電流倒灌。
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