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TW201820769A - 換流器控制裝置及馬達驅動系統 - Google Patents

換流器控制裝置及馬達驅動系統 Download PDF

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TW201820769A
TW201820769A TW106129101A TW106129101A TW201820769A TW 201820769 A TW201820769 A TW 201820769A TW 106129101 A TW106129101 A TW 106129101A TW 106129101 A TW106129101 A TW 106129101A TW 201820769 A TW201820769 A TW 201820769A
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inverter
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茂田智秋
谷口峻
安井和也
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日商東芝股份有限公司
日商東芝基礎設施系統股份有限公司
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Abstract

依實施方式下的換流器控制裝置及馬達驅動系統，係精度佳地進行電流控制者，具備：將同步馬達進行驅動的換流器主電路；就流於前述換流器主電路與前述同步馬達之間的電流進行檢測的電流檢測器；依從外部供應的轉矩指令而生成從前述換流器主電路往前述同步馬達進行輸出的輸出電流的電流指令值的指令生成部；生成往前述換流器主電路的電壓指令值而使前述電流指令值與以前述電流檢測器所檢測出的電流檢測值一致的電流控制部。前述指令生成部，係在將前述換流器主電路進行驅動時，生成前述電流指令值而使閾值以上的基本波電流通電於前述同步馬達。

Description

換流器控制裝置及馬達驅動系統
[0001] 本發明之實施方式涉及換流器(Inverter)控制裝置及馬達驅動系統。
[0002] 於就同步馬達進行驅動的換流器的控制裝置，期望如設計般使電流通過，精度佳地控制馬達的輸出轉矩。 　　[0003] 此外，為了控制裝置的小型輕量化、低成本化及可靠性提升，已提出不使用旋轉變壓器、編碼器等的旋轉感測器的無旋轉感測器控制法。在無旋轉感測器控制係期望能在換流器停止至最高速的寬廣的速度範圍推定旋轉相位角及旋轉速度。 [先前技術文獻] [專利文獻] 　　[0004] 　　[專利文獻1] 日本特許第5425173號公報 　　[專利文獻2] 日本特許第5281339號公報
[0005] 然而，馬達的電感驟變時，存在馬達時間常數驟變使得電流控制的精度降低的情形。例如，少量的電流使得轉子橋部發生磁飽和，在將電感驟變的凸極式同步馬達進行驅動時，馬達的低速旋轉時係無感測器控制不穩定化，馬達的高速旋轉時係無感測器控制的精度降低。 　　[0006] 本發明之實施方式，係鑒於上述情況而創作者，目的在於提供精度佳地進行電流控制的換流器控制裝置及馬達驅動系統。 　　[0007] 依實施方式下的換流器控制裝置具備：換流器主電路，其係將同步馬達進行驅動；電流檢測器，其係就流於前述換流器主電路與前述同步馬達之間的電流進行檢測；指令生成部，其係依從外部供應的轉矩指令，生成從前述換流器主電路往前述同步馬達進行輸出的輸出電流的電流指令值；電流控制部，其係生成往前述換流器主電路的電壓指令值，使前述電流指令值與以前述電流檢測器所檢測出的電流檢測值一致。前述指令生成部，係在將前述換流器主電路進行驅動時，生成前述電流指令值而使閾值以上的基本波電流通電於前述同步馬達。
[0009] 以下，參照圖式就第1實施方式的換流器控制裝置及馬達驅動系統進行說明。 　　圖1係示意性就第1實施方式的換流器控制裝置及馬達驅動系統的構成例進行繪示的方塊圖。 　　[0010] 本實施方式的馬達驅動系統具備：同步馬達M、換流器主電路INV、換流器控制裝置100、上位控制器CTR。換流器控制裝置100具備：電流檢測器SS、指令生成部110、電流控制部120、高頻電壓重疊部130、座標轉換部140、160、調變部150、高頻電流檢測部170、旋轉相位角／速度推定部(第1旋轉相位角／速度推定部)180、加法器190。 　　[0011] 同步馬達M，係於轉子具有磁凸極性的同步馬達，例如為同步磁阻馬達。此外，同步馬達M，係亦可採用使用磁鐵下的永久磁鐵式同步馬達、以次級繞組供應磁場磁通的繞組磁場式同步馬達等。在本實施方式，係說明有關作為同步馬達M採用同步磁阻馬達之例。 　　[0012] 換流器主電路INV具備：直流電源(直流負載)、U相、V相、W相的各相2個切換元件。各相2個切換元件，係在連接於直流電源的正極的直流線路、和連接於直流電源的負極的直流線路之間串聯。換流器主電路INV的切換元件的動作，係透過調變部150輸出的閘控指令而控制。換流器主電路INV，係透過閘控指令將既定的頻率的U相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iw往屬交流負載的同步馬達M輸出的3相交流換流器。此外，換流器主電路INV，係亦可將以同步馬達M發電的電力往屬直流電源的二次電池進行充電。 　　[0013] 圖2係供於就示於圖1的同步馬達的一部分的構成例進行說明用的圖。 　　另外，此處僅示出同步馬達M的一部分，同步馬達M的定子10及轉子20係例如成為將示於圖2的構成組合複數個者。 　　[0014] 同步馬達M，係具有磁凸極性的同步磁阻馬達。同步馬達M具備：定子10、轉子20。轉子20具有：氣隙21、外周橋BR1、中心橋BR2。 　　[0015] 中心橋BR2，係配置於將轉子20的外周與中心連結的線上。另外，配置中心橋BR2的線路為d軸。外周橋BR1，係位於轉子20的外周與氣隙21之間。在示於圖2的同步馬達M的部分，係設置從轉子20的外周部朝中心部延伸的6個氣隙21。氣隙21，係相對於d軸而線對稱地延伸於中心橋BR2與外周橋BR1之間。 　　[0016] 圖3係供於說明實施方式中的d軸、q軸及推定旋轉座標系(dc軸、qc軸)的定義用的圖。 　　d軸係從αβ固定座標系的α軸(U相)旋轉了旋轉相位角θ下的向量軸，q軸係在電角與d軸正交的向量軸。此外，於本實施方式，同步馬達M具有磁凸極性，d軸係於同步馬達M的轉子20靜態電感成為最小的向量軸，q軸係於同步馬達M的轉子20靜態電感成為最大的向量軸。 　　[0017] 相對於此，dcqc推定旋轉座標系係對應於在轉子20的推定位置的d軸與q軸。亦即，dc軸係從α軸旋轉了旋轉相位角推定值θest下的向量軸，qc軸係在電角與dc軸正交的向量軸。換言之，從d軸旋轉了推定誤差Δθ下的向量軸為dc軸，從q軸旋轉了推定誤差Δθ下的向量軸為qc軸。 　　[0018] 以下，就上述的同步馬達M，說明有關靜態電感與動態電感的特性的一例。 　　圖4係就在通電於電動機之際的q軸靜態電感與d軸靜態電感的一例進行繪示的圖。 　　圖5係就在通電於電動機之際的q軸動態電感與d軸動態電感的一例進行繪示的圖。 　　[0019] 靜態電感係相對於流過同步馬達M的基本波電流之電感，動態電感係相對於流過同步馬達M的諧波電流之電感。靜態電感，係相當於相對於一基本波電流值I而產生的磁通Φ的變化量(Φ／I)。動態電感，係相當於相對於一諧波電流的變動ΔI之磁通的變動ΔΦ的變化量(ΔΦ／ΔI)。 　　[0020] 比較靜態電感與動態電感時，動態電感為靜態電感以下。此原因在於，動態電感攸關轉子20的電橋BR1、BR2的磁飽和，靜態電感攸關主磁通通過的磁鋼板的磁飽和。亦即，表示在使電流通電於同步馬達M時，轉子20的電橋BR1、BR2先發生磁飽和。 　　[0021] 此外，d軸動態電感與q軸動態電感皆具有磁飽和持續時收束於既定的值的傾向。本實施方式的換流器控制裝置及馬達驅動系統，係基於同步馬達M之上述特性，進行電流控制及磁極推定。 　　[0022] 電流檢測器SS，係就流往同步馬達M的3相交流電流(響應電流)iu、iv、iw之中至少2相的交流電流值進行檢測，往換流器控制裝置100供應。 　　[0023] 座標轉換部160，係一向量轉換部，利用從旋轉相位角／速度推定部180供應的相位角推定值θest，將從電流檢測器SS供應的響應電流值iu、iw，從三相固定座標系往dcqc推定旋轉座標系的響應電流值Idc、Iqc轉換。座標轉換部160，係將dc軸電流值Idc與qc軸電流值Iqc往電流控制部120供應。 　　[0024] 指令生成部110，係從上位控制器CTR接收轉矩指令T* 、導通關斷指令Gst，生成d軸電流指令Idref、q軸電流指令Iqref而輸出。此外，指令生成部110，係從上位控制器CTR接收載波頻率fcar，輸出載波指令CAR。此外，對d軸方向的電流指令值Idref的振幅設定上限。 　　[0025] 圖6係示意性就示於圖1的指令生成部的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　指令生成部110具備：電流指令生成部111、限制部112、時間延遲部113、載波生成部114、電流校正部115、Lq校正部116。 　　[0026] 電流指令生成部111，係例如利用圖表、近似公式、理論公式等而算出成為銅損最小的dq軸電流指令值。電流指令生成部111，係所算出的dq軸電流指令值之中，作為第1d軸電流指令id1 * 而輸出。 　　[0027] 在本實施方式，第1d軸電流指令id1 * 係使既定的閾值以上的大小的基本波電流通電於同步馬達M的轉子20的-d軸方向者。 　　[0028] 限制部112，係使第1d軸電流指令id1 * 的絕對值為下限值dlim以上而算出第2d軸電流指令id2 * 的絕對值，以第2d軸電流指令id2 * 的符號成為與第1d軸電流指令id1 * 的符號相同的方式算出第2d軸電流指令id2 * 而輸出。 　　[0029] 限制部112具備：絕對值算出部ABS、下限限制部LIM、符號判定部112A、乘法部112B。 　　[0030] 絕對值算出部ABS，係從電流指令生成部111接收第1d軸電流指令id1 * ，算出第1d軸電流指令id1 * 的絕對值而輸出。 　　[0031] 圖7係供於說明示於圖6的下限限制部的動作的一例用的圖。 　　下限限制部LIM，係從絕對值算出部ABS接收第1d軸電流指令id1 * 的絕對值，第1d軸電流指令id1 * 的絕對值為下限值idlim以上時，輸出與第1d軸電流指令id1 * 的絕對值相等的第2d軸電流指令id2 * 的絕對值。另一方面，下限限制部LIM，係第1d軸電流指令id1 * 的絕對值不足下限值idlim時，輸出與下限值dlim相等的第2d軸電流指令id2 * 的絕對值。 　　[0032] 符號判定部112A，係從電流指令生成部111接收第1d軸電流指令id1 * ，判斷第1d軸電流指令id1 * 大於零或零以下。符號判定部112A，係在第1d軸電流指令id1 * 大於零時輸出「+1」，第1d軸電流指令id1 * 為零以下時輸出「 -1」。 　　[0033] 乘法部112B，係將從下限限制部LIM輸出的第2d軸電流指令id2 * 的絕對值與符號判定部112A的輸出值進行乘算而輸出。 　　[0034] 圖8係供於說明示於圖6的限制部的動作的一例用的圖。 　　限制部112，係例如第1d軸電流指令id1 * 為負時，如示於圖8，限制d軸電流的振幅的下限而輸出第2d軸電流指令id2 * 。 　　[0035] 如上述般，透過限制d軸電流的振幅的下限，使得可使d軸方向(或-d軸方向)的既定的閾值以上的基本波電流通電於同步馬達M。 　　[0036] 電流校正部115，係從限制部112接收第2d軸電流指令id2 * ，利用下述[數學表達式A]算出q軸電流指令iq * 。 　　[0037] [數1]其中，Ld係d軸電感、p係極對數、Lq係q軸電感(其中，透過Lq校正部116而校正之值)。 　　[0038] Lq(q軸電感)校正部116，係接收在電流校正部115所算出的q軸電流指令Iqref ，利用圖表、近似公式等算出q軸電感Lq，往電流校正部115輸出。 　　[0039] 透過上述[數學表達式A]算出q軸電流指令iq* (=q軸電流指令Iqref)時，q軸電流指令Iqref 成為基於轉矩指令T* 及第2d軸電流指令id2* 之值，成為直流值。 　　[0040] 時間延遲部113，係使導通關斷指令Gst延遲既定時間而輸出。 　　[0041] 另外，導通關斷指令Gst，係邏輯與演算部S1與邏輯與演算部S2的控制指令，該邏輯與演算部S1係就將轉矩指令往電流指令生成部111供應的路徑的電氣連接進行切換者，該邏輯與演算部S2係就從限制部112將第2d軸電流指令id2 * 作為d軸電流指令Idref 輸出的路徑的電氣連接進行切換者。此外，導通關斷指令Gst，係經由時間延遲部113，供應至就從電流校正部115輸出q軸電流指令的路徑的電氣連接進行切換的邏輯與演算部S3。因此，q軸電流指令Iqref ，係至少在Lq校正部116及電流校正部115的演算所需的時間，被比d軸電流指令Idref 延遲而輸出。 　　[0042] 在本實施方式，透過上述電流校正部115從電流指令生成部111輸出的電流指令值Idref 、Iqref ，係成為使同步馬達M產生如轉矩指令T* 的轉矩的電流指令值。藉此，即使透過限制部112使得電流指令值的下限被限制的情況下，仍輸出如想定的轉矩，可防止速度控制系統變不穩定。 　　[0043] 另外，在本實施方式，係雖示出限制d軸電流指令Idref 的振幅的上限之例，惟在限制q軸電流指令Iqref 的振幅的上限之情況下亦同樣地從轉矩指令T* 算出d軸電流指令，使得獲得與本實施方式同樣的效果。 　　[0044] 載波生成部114，係基於從外部供應的載波頻率fcar，生成在調變部150使用的載波指令CAR而輸出。在本實施方式，載波指令係既定的頻率的三角波。 　　[0045] 電流控制部120具備例如PI(比例積分)控制器，比較從座標轉換部160供應的dc軸電流值Idc及qc軸電流值Iqc、d軸電流指令Idref及q軸電流指令Iqref，以dc軸電流值Idc與d軸電流指令Idref成為零、qc軸電流值Iqc與q軸電流指令Iqref的差成為零的方式，算出電壓指令Vdc、Vqc而輸出。 　　[0046] 高頻電壓重疊部130，係從指令生成部110接收載波指令CAR，就dc軸或qc軸或其雙方生成任意頻率的高頻電壓，往加法器190及旋轉相位角／速度推定部180輸出。在本實施方式，高頻電壓重疊部130係輸出dc軸的高頻電壓Vdh。 　　[0047] 圖9係示意性就示於圖1的高頻電壓重疊部的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　圖10係供於就示於圖1的高頻電壓重疊部的輸入與輸出的關係的一例進行說明用的圖。 　　[0048] 高頻電壓重疊部130具備：同步脈衝生成部131、高頻電壓同步部(邏輯與演算部)132。 　　同步脈衝生成部131，係生成與從指令生成部110供應的載波指令CAR同步的同步脈衝而往高頻電壓同步部132輸出。 　　[0049] 高頻電壓同步部132，係將在內部所生成的屬既定的大小的直流電壓指令值的電壓Vh，與同步脈衝相乘而輸出。亦即，從高頻電壓重疊部130輸出的高頻電壓Vdh係如下的高頻電壓指令：具有既定的振幅Vh，具有與載波指令CAR的週期(1／fcar)同步的高頻電壓週期(1／fdh)。 　　加法器190，係配置於電流控制部120的後階，對從電流控制部120輸出的電壓指令Vdc加上高頻電壓Vdh以將電壓指令Vdc更新而輸出。 　　[0050] 座標轉換部140，係一向量轉換部，利用從旋轉相位角／速度推定部180供應的相位角推定值θest，將電壓指令Vdc、Vqc從dcqc推定旋轉座標系往三相固定座標系的電壓指令Vu* 、Vv* 、Vw* 轉換。 　　[0051] 在本實施方式，供應至座標轉換部140的電壓指令Vdc、Vqc係基於使既定的大小的基本波電流通電於同步馬達M於-d軸方向的電流指令Idref、Iqref之值，將電壓指令Vdc、Vqc利用相位角推定值θest進行向量轉換，從而獲得與轉子速度(=ωest)及轉子頻率(=ωest／2π)同步的電壓指令Vu* 、Vv* 、Vw* 。 　　[0052] 調變部150，係透過載波指令CAR就電壓指令Vu* 、Vv* 、Vw* 進行調變而生成閘控指令Vu_PWM、Vv_PWM、Vw_PWM，往換流器主電路INV輸出。在本實施方式，載波指令CAR係既定的頻率的三角波，調變部150係透過比較三角波與電壓指令從而進行PWM調變控制。 　　[0053] 基於從上述調變部150輸出的閘控指令Vu_PWM、Vv_PWM、Vw_PWM，換流器主電路INV的切換元件進行動作，使得與轉子速度(=ωest)及轉子頻率(=ωest／2π)同步、既定的閾值以上的大小的-d軸方向的基本波電流被通電於同步馬達M。 　　[0054] 圖11係示意性就示於圖1的高頻電流檢測部的構成例進行繪示的方塊圖。 　　高頻電流檢測部170具備：帶通濾波器171、FET解析部172。 　　[0055] 帶通濾波器171，係從座標轉換部160接收dc軸的響應電流值(輸出電流)Idc與qc軸的響應電流值(輸出電流)Iqc，抽出與透過加法器190重疊於dc軸電壓指令Vdc的高頻電壓Vdh的頻率fdh相等的頻率的高頻電流值iqc’而輸出。 　　[0056] FET解析部172，係進行例如高頻電流值iqc’的FFT解析，檢測出高頻電流振幅Iqch而往旋轉相位角／速度推定部180輸出。 　　旋轉相位角／速度推定部180，係利用高頻電流振幅Iqch與高頻電壓Vdh，算出旋轉相位角推定值θest及旋轉速度推定值ωest而輸出。 　　[0057] 以下，詳細說明有關換流器控制裝置100的各構成。 　　圖12係示意性就示於圖1的旋轉相位角／速度推定部的構成例進行繪示的方塊圖。 　　旋轉相位角／速度推定部180具備：包含旋轉相位角誤差算出部181的第1相位角誤差推定部180A、PI(比例積分)控制部182、積分器183。 　　[0058] 例如，於同步馬達M，旋轉相位角誤差Δθ為零的情況(推定為實際的dq軸的dcqc軸一致的情況)下的電壓方程式係以下述[數學表達式1]表現。 [數2][0059] 於上述[數學表達式1]，vd為d軸電壓、vq為q軸電壓、id為d軸電流、iq為q軸電流、R為電樞繞組電阻、ωe為電角角速度、Ld為d軸電感、Lq為q軸電感、p為微分算子(=d／dt)。 　　[0060] 相對於旋轉相位角推定值θest與真的旋轉相位角θ一致的情況下的電壓方程式[數學表達式1]，旋轉相位角推定值θest與真的旋轉相位角θ不一致的情況下，dcqc軸電壓方程式改寫為[數學表達式2]。 [數3][0061] 再者，將上述[數學表達式2]就電流微分項進行整理時，成為下述[數學表達式3]。 [數4][0062] 此時，馬達旋轉數夠低(亦即低速旋轉時)，電阻所致的電壓降可無視的情況下，上述[數學表達式3]可表現如下述[數學表達式4]。 [數5][0063] 再者，例如，將高頻電壓僅施加於dc軸時，上述[數學表達式4]可表現為下述[數學表達式5]。 [數6][0064] 依上述[數學表達式5]可得知qc軸的諧波電流iqc依存於旋轉相位角度誤差Δθ而變化。著眼有關qc軸成分而變形，使得旋轉相位角誤差Δθ可表現為下述[數學表達式6]。 [數7][0065] 旋轉相位角誤差算出部181，係利用上述的旋轉角度依存的特性演算旋轉相位角誤差推定值Δθest而輸出。 　　PI控制部182，係以旋轉相位角誤差推定值Δθest成為零的方式，進行PI控制以算出旋轉速度推定值ωest而輸出。 　　積分器183，係就旋轉速度推定值ωest進行積分以算出旋轉相位角θest而輸出。 　　[0066] 於此，將高頻電壓重疊而推定旋轉相位角的情況下，應著眼有關同步馬達M的動態電感。例如，即使為利用磁凸極性而旋轉的凸極式同步馬達，有時動態電感的差(Lq-Ld)變極小，有時難以透過上述[數學表達式6]進行旋轉相位角推定。 　　[0067] 亦即，作為相對於電流變化ΔI之磁通變化ΔΦ的比(ΔΦ／ΔI)的動態電感、作為相對於基本波電流I之基本波磁通Φ的比(Φ／I)的靜態電感掌握為不同者的情況下，[數學表達式1]的電壓方程式可表現為[數學表達式7]。 　　[0068] [數8]於此，於上述[數學表達式7]，Lda、Lqa為相對於基本波電流之電感(=靜態電感)、Ldh、Lqh為相對於電流變化之電感(=動態電感)。 　　[0069] 再者，此情況下的高頻電流能以下述[數學表達式8]表示。 [數9]於此，。 　　[0070] 再者，將高頻電壓僅施力於作為推定d軸的dc軸時[數學表達式8]可表現為[數學表達式9]。 [數10][0071] 將dq軸分別重寫時， [數11][0072] 將上述[數學表達式11]變形而表現有關旋轉相位角誤差推定值Δθ時，成為下述[數學表達式12]。 [數12][0073] 根據上述[數學表達式12]，存在於分母的動態電感之差(以下，稱為凸極差)小的情況下，無法取得依旋轉相位角誤差推定值Δθ而產生的特徵量而變得難以算出旋轉相位角推定值θest。 　　[0074] 圖13A係就流過同步馬達的電流為大致零時的d軸電流與q軸電流的一例進行繪示的圖。 　　圖13B係流過同步馬達的電流為大致零時的就d軸動態電感與q軸動態電感的一例進行繪示的圖。 　　[0075] 如示於圖13A，使高頻電壓重疊於d軸電壓指令使得d軸電流大幅變化。在另一方面，如示於圖13B，可得知凸極差變極小。亦即，不使電流通電於同步馬達M的情況(電流大致零的情況)下，同步馬達M的磁飽和不發生，故d軸動態電感Ldh與q軸動態電感Lqh的凸極差成為大致零。因此，上述的[數學表達式12]的分母成為大致零。 　　[0076] 此狀態下，利用[數學表達式12]算出轉子角推定值θest時，旋轉相位角誤差推定值Δθest不會收束至零，存在無法精度佳地進行旋轉相位角推定值θest的算出的情形。此原因應在於，[數學表達式12]的分母成為大致零、同步馬達M的轉子未充分磁飽和的狀態下相對於電流之電感的變動大。 　　[0077] 因此，在本實施方式的換流器控制裝置100及馬達驅動系統，係使同步於轉子速度下的既定的閾值以上的大小的基本波電流通電於-d軸方向。 　　[0078] 此時，通電於同步馬達M的d軸電流的大小，係以d軸動態電感會充分飽和的方式進行決定即可，例如以d軸動態電感成為額定運轉時的d軸靜態電感以下的方式而決定通電之d軸電流的限制值(idmini )即可。使既定的閾值以上的基本波電流通電於同步馬達M，使得可使轉子20的磁飽和進展。 　　[0079] 圖14A係就將同步於轉子速度的基本波電流往同步馬達進行通電時的d軸電流與q軸電流的一例進行繪示的圖。 　　圖14B係就將示於圖14A的d軸電流與q軸電流往同步馬達進行通電的d軸動態電感與q軸動態電感的一例進行繪示的圖。 　　[0080] 依圖14A及圖14B時，可得知將同步於轉子速度下的既定的大小的基本波電流通電於-d軸方向時，同步馬達M的轉子會充分磁飽和，磁凸極差相對於電流為零時變大。 　　[0081] 此狀態下，利用上述[數學表達式12]算出轉子角推定值θest時，旋轉相位角誤差推定值Δθest在既定時間內收束至零，可穩定進行旋轉相位角推定。 　　[0082] 圖15係就相位角誤差推定值為90°時的動態電感特性的一例進行繪示的圖。 　　另外，依啟動換流器的時機，有時基本波電流不僅通電於d軸而恐亦通電於q軸。此情況下，亦如示於圖15，將基本波電流以dc軸為目標進行通電，使得d軸動態電感的飽和因q軸磁通的洩漏部分而進展，可獲得磁凸極差。 　　[0083] 圖16係就旋轉相位角誤差推定值為90°、流於同步馬達的電流為大致零時的d軸動態電感與q軸動態電感的一例進行繪示的圖。 　　圖17係就旋轉相位角誤差推定值為90°、以dc軸為目標而通電於同步馬達時的d軸動態電感與q軸動態電感的一例進行繪示的圖。 　　[0084] 若比較圖16與圖17，未通電於同步馬達M時，磁凸極差比以dc軸為目標使既定的電流通電於同步馬達M時小。因此，即使產生相位角推定的誤差時，仍能以使高頻電壓重疊於電壓指令值的方式獲得磁凸極差，可算出旋轉相位角推定值及速度推定值。 　　亦即，依本實施方式時，可提供精度佳地進行電流控制的換流器控制裝置及馬達驅動系統。 　　[0085] 另外，在本實施方式，係雖說明有關使高頻電壓重疊於dc軸的電壓指令而就q軸高頻電流進行檢測的方式，惟非限定於此方式者，即使為就dc軸與qc軸雙方的電流進行檢測之方法、使高頻電壓重疊於dc軸與qc軸雙方的電壓指令的方式等，只要為就旋轉相位角誤差推定值進行演算的手法即獲得與本實施方式同樣的效果。 　　[0086] 接著，參照圖式就第2實施方式的換流器控制裝置及馬達驅動系統進行說明。另外，於以下的說明，就與上述的第1實施方式同樣的構成，係標注相同的符號而省略說明。 　　[0087] 圖18係示意性就第2實施方式的換流器控制裝置及馬達驅動系統的構成例進行繪示的方塊圖。 　　本實施方式的馬達驅動系統具備：同步馬達M、換流器主電路INV、換流器控制裝置100、上位控制器CTR。換流器控制裝置100具備：電流檢測器SS、指令生成部110、電流控制部120、座標轉換部140、160、調變部150、旋轉相位角／速度推定部(第2旋轉相位角／速度推定部)180。 　　[0088] 同步馬達M，係於轉子具有磁凸極性的同步馬達，例如為同步磁阻馬達。同步馬達M，係亦可採用例如使用磁鐵下的永久磁鐵式同步馬達、同步磁阻馬達、以次級繞組供應磁場磁通的繞組磁場式同步馬達等。在本實施方式，係說明有關作為同步馬達M採用同步磁阻馬達之例。 　　[0089] 換流器主電路INV具備：直流電源(直流負載)、U相、V相、W相的各相2個切換元件。各相2個切換元件，係在連接於直流電源的正極的直流線路、和連接於直流電源的負極的直流線路之間串聯。換流器主電路INV的切換元件的動作，係被透過從調變部150接收的閘控指令而控制。換流器主電路INV，係透過閘控指令將既定的頻率的U相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iw往屬交流負載的同步馬達M輸出的3相交流換流器。此外，換流器主電路INV，係亦可將以同步馬達M發電的電力往屬直流電源的二次電池進行充電。 　　[0090] 在本實施方式，係於旋轉相位角誤差的演算方面採用利用馬達參數設定值進行推定的方式。於本實施方式使用的旋轉相位角推定值的演算方式，係適於同步馬達M高速旋轉時的旋轉相位角推定者。 　　[0091] 圖19係示意性就示於圖18的旋轉相位角／速度推定部的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　於本實施方式，旋轉相位角／速度推定部180，係利用電壓指令Vdc、Vqc、電流檢測值Idc、Iqc(或電流指令Idref、Iqref)、靜態電感設定值Lda_set，就旋轉相位角誤差Δθest進行演算。 　　[0092] 旋轉相位角／速度推定部180具備：利用例如擴張感應電壓而算出旋轉相位角誤差推定值Δθest的第2相位角誤差推定部180B、PI控制部187、積分器188。 　　[0093] 於第1實施方式，電壓方程式係上述的[數學表達式2]，將本式改寫為擴張感應電壓的表現時成為下述[數學表達式13]。 [數13][0094] 於此，上述[數學表達式13]的擴張感應電壓Ex能以下述式表現。 [數14][0095] 再者，於旋轉相位角產生誤差的情況下，[數學表達式13]能以[數學表達式14]表現。 [數15][0096] 進一步使[數學表達式14]變形時，成為下述[數學表達式15]。 [數16][0097] 分別除上述[數學表達式15]的d軸與q軸時，成為[數學表達式16]。 [數17][0098] 再者，取[數學表達式16]的反正切使得能以[數學表達式17]就旋轉相位角誤差Δθ進行演算。 [數18][0099] 上述[數學表達式17]，係同步馬達M的旋轉速度充分快、且電流變化可充分無視時，改寫為下述[數學表達式18]。 [數19][0100] 此外，實際上馬達參數係使用設定值，故[數學表達式18]改寫為[數學表達式19]。 [數20][0101] 於此，R_set為電阻設定值、Ld_set為d軸電感設定值。 　　再者，電阻方面的電壓降可無視的情況下，上述[數學表達式19]改寫為[數學表達式20]。 [數21][0102] 第2相位角誤差推定部180B，係利用上述[數學表達式20]算出旋轉相位角誤差推定值Δθest。 　　亦即，乘法器B2，係將qc軸電流指令Iqc與旋轉速度推定值ωest相乘而輸出。乘法器B2的輸出係往電感設定部184供應。電感設定部184，係將所輸入的值(Iqc×ωest)與d軸靜態電感設定值Lda_set相乘而往加法器B1輸出。加法器B1，係將dc軸電壓指令Vdc、電感設定部184的輸出(Iqc×ωest×Lda_set)相加而輸出。 　　[0103] 乘法器B4，係將dc軸電流指令Idc與旋轉速度推定值ωest相乘而輸出。乘法器B4的輸出係往電感設定部185供應。電感設定部185，係將所輸入的值(Idc×ωest)與d軸靜態電感設定值Lda_set相乘而往減法器B3輸出。減法器，係從qc軸電壓指令Vqc減去電感設定部185的輸出(Idc×ωest×Lda_set)而輸出。 　　[0104] 除法器B5，係將減法器B3的輸出除以加法器B1的輸出，往反正切算出部186輸出。反正切算出部186，係算出從除法器輸出之值的反正切，作為旋轉相位角誤差推定值Δθest而輸出。 　　[0105] PI控制部187，係以旋轉相位角誤差推定值Δθest收束至零的方式進行PI控制，從而輸出旋轉速度推定值ωest。 　　積分器188，係就從PI控制部187輸出的旋轉速度推定值ωest進行積分將旋轉相位角推定值θest算出而輸出。 　　[0106] 於此，依上述的[數學表達式13]時，雖利用d軸靜態電感設定值(Lda_set)就旋轉相位角誤差進行演算，惟如示於圖4，d軸靜態電感(Lda)依電流而大幅變化，故有時旋轉相位角誤差推定值Δθest的運算結果恐收束於非意欲的相位，無法精度佳地算出旋轉相位角推定值θest。為了提升推定精度，使用相對於電流之d軸靜態電感Lda的表格時，由於演算負載的增加、記憶體的限制等而不實際，存在結果造成旋轉相位角推定值的誤差的擴大的可能性。 　　[0107] 相對於此，在本實施方式，係對基於磁飽和的靜態電感變化大的d軸方向的電流指令值設定限制而通電流，使得d軸方向的磁飽和常時進展，故變得可在例如示於圖4之特性中靜態電感不大幅變化的區域使換流器控制裝置及馬達驅動系統運轉。 　　[0108] 此情況下，對就旋轉相位角推定值誤差Δθest進行演算的方程式，係僅設定磁飽和時的d軸靜態電感Lda即可，可精度佳地推定旋轉相位角。再者，不進行如使用表格的複雜的處理，故相位角推定所需的處理時間減低、調整的容易度提升。 　　[0109] 此外，在本實施方式，係於運用擴張感應電壓的方法，除d軸的方程式與q軸的方程式而取反正切從而就旋轉相位角誤差進行演算，惟未限定於使用前述的方程式。採用以下方式亦獲得同樣的效果：基於將模型電壓(從電壓指令值利用馬達模型進行演算之電壓=前饋電壓同義)進行減算的結果推定旋轉相位角。 　　[0110] 例如，著眼於上述[數學表達式15]的q軸方向時，成為下述[數學表達式21]。 [數22][0111] 再者，旋轉相位角推定值誤差Δθest小、電阻所致的電壓降可無視的情況下，成為下述[數學表達式22]。 [數23][0112] 可如上述[數學表達式22]般僅使d軸方向的靜態電感為設定值Lda_set而算出旋轉相位角推定值誤差Δθest。 　　亦即，依本實施方式時，可提供精度佳地進行電流控制的換流器控制裝置及馬達驅動系統。 　　[0113] 接著，參照圖式就第3實施方式的換流器控制裝置及馬達驅動系統進行說明。在本實施方式的換流器控制裝置及馬達驅動系統，係依速度變更旋轉相位角／速度推定方法。 　　[0114] 圖20係示意性就第3實施方式的換流器控制裝置及馬達驅動系統的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　[0115] 指令生成部110，係基於從旋轉相位角／速度推定部180供應的旋轉速度推定值ωest，輸出控制切換信號flg。 　　旋轉相位角／速度推定部180，係基於控制切換信號flg的值而切換旋轉相位角／速度推定方法。 　　[0116] 圖21係示意性就示於圖20的指令生成部110的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　指令生成部110，係除上述的第1實施方式中的指令生成部110的構成以外，進一步具備低通濾波器FLT、閾值判定部117。另外，示於圖21之限制部112，係與示於圖6之限制部112同樣的構成。 　　低通濾波器FLT，係接收旋轉速度推定值ωest，除去高頻成分而往閾值判定部117輸出。 　　[0117] 閾值判定部117，係將輸入的旋轉速度推定值ωest與既定的閾值進行比較，旋轉速度推定值ωest為既定的閾值以下時，將控制切換信號flg作為「1」輸出，旋轉速度推定值ωest不足既定的閾值時，將控制切換信號flg作為「0」輸出。 　　[0118] 圖22係供於說明示於圖21之閾值判定部的其他構成例用的圖。 　　在閾值判定部117’，係例如將使控制切換信號flg從「0」變成「1」時(旋轉速度從高速變化至低速時)的閾值(第1閾值Th1)、和使控制切換信號flg從「1」變成「0」時(旋轉速度從低速往高速變化時)的閾值(第2閾值Th2＞第1閾值Th1)設為不同的值。如此般利用複數個閾值切換控制切換信號flg，使得可迴避控制切換信號flg的值在閾值附近變不穩定，可進行穩定的控制。 　　[0119] 圖23係示意性就示於圖20的旋轉相位角／速度推定部的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　旋轉相位角／速度推定部180具備：利用高頻電壓信號與高頻電流就旋轉相位角誤差Δθest進行演算的第1相位角誤差推定部180A、利用電壓指令與電流指令或電流檢測值就旋轉相位角誤差Δθest進行演算的第2相位角誤差推定部180B、PI控制部P1、P2、切換部SW、積分器188。 　　[0120] 第1相位角誤差推定部180A，係相當於示於圖11的第1實施方式的旋轉相位角／速度推定部180的第1相位角誤差推定部180A。 　　第2相位角誤差推定部180B，係相當於示於圖18的第2實施方式的旋轉相位角／速度推定部180的第2相位角誤差推定部180B。 　　[0121] PI控制部P1具備一PI控制器，該PI控制器係以從第1相位角誤差推定部180A輸出的旋轉相位角誤差推定值Δθest成為零的方式，就旋轉速度推定值進行演算而輸出。 　　[0122] PI控制部P2具備一PI控制器，該PI控制器係以從第2相位角誤差推定部180B輸出的旋轉相位角誤差推定值Δθest成為零的方式，就旋轉速度推定值ωest進行演算而輸出。 　　[0123] 切換部SW，係依控制切換信號flg的值而切換輸入端子與輸出端子的電氣連接。切換部SW具備：被輸入從PI控制部P1供應的旋轉速度推定值ωest的第1輸入端子、被輸入從PI控制部P2供應的旋轉速度推定值ωest的第2輸入端子、輸出端子。切換部SW，係控制切換信號flg為「1」時，將第1輸入端子與輸出端子電性連接，控制切換信號flg為「0」時將第2輸入端子與輸出端子電性連接。 　　積分器188，係就從切換部SW輸出的旋轉速度推定值ωest進行積分，輸出旋轉相位角推定值θest。 　　[0124] 圖24係示意性就示於圖20的高頻電壓重疊部的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　高頻電壓重疊部130進一步具備邏輯與演算部133，該邏輯與演算部133係輸出控制切換信號flg與屬既定的大小的直流電壓指令的電壓Vh的邏輯與者。邏輯與演算部133的輸出係供應至邏輯與演算部132，僅控制切換信號flg為「1」時輸出電壓Vh。亦即，在第1相位角誤差推定部180A，僅旋轉相位角誤差推定值Δθest被演算時輸出高頻電壓Vdh。 　　[0125] 依本實施方式的換流器控制裝置及馬達驅動系統時，一面僅於d軸方向設定電流振幅之上限從而使磁飽和進展，一面在同步馬達M的旋轉速度增加之際係由於d軸方向的電流振幅限制使得電流續流因而產生感應電壓，使得可從在第1相位角誤差推定部180A的相位角推定(低速旋轉時)，往在第2相位角誤差推定部180B的相位角推定(高速旋轉時)平順地轉移。 　　[0126] 此外，進行透過第1相位角誤差推定部180A下的旋轉相位角誤差推定值Δθest的算出時，雖由於將高頻信號重疊而產生擾音，惟在本實施方式在旋轉速度增加時從利用高頻信號重疊下的方式切換推定方式因而可減低因高頻重疊而產生的擾音。 　　亦即，依本實施方式時，可提供精度佳地進行電流控制的換流器控制裝置及馬達驅動系統。 　　[0127] 接著，就第4實施方式的換流器控制裝置及馬達驅動系統，參照圖式進行說明。 　　圖25係示意性就第4實施方式的換流器控制裝置及馬達驅動系統的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　[0128] 本實施方式的馬達驅動系統具備：同步馬達M、換流器主電路INV、換流器控制裝置100、上位控制器CTR。換流器控制裝置100具備：電流檢測器SS、指令生成部110、電流控制部120、座標轉換部140、160、調變部150、角度／速度檢測器210、角度感測器200。 　　[0129] 同步馬達M，係於轉子具有磁凸極性的同步馬達，例如為同步磁阻馬達。同步馬達M，係亦可採用例如使用磁鐵下的永久磁鐵式同步馬達、同步磁阻馬達、以次級繞組供應磁場磁通的繞組磁場式同步馬達等。在本實施方式，係說明有關作為同步馬達M採用同步磁阻馬達之例。 　　[0130] 換流器主電路INV具備：直流電源(直流負載)、U相、V相、W相的各相2個切換元件。各相2個切換元件，係在連接於直流電源的正極的直流線路、和連接於直流電源的負極的直流線路之間串聯。換流器主電路INV的切換元件的動作，係被透過從調變部150接收的閘控指令而控制。換流器主電路INV，係透過閘控指令將既定的頻率的U相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iw往屬交流負載的同步馬達M輸出的3相交流換流器。此外，換流器主電路INV，係亦可將以同步馬達M發電的電力往屬直流電源的二次電池進行充電。 　　[0131] 角度感測器200，係安裝於同步馬達M，就同步馬達M的轉子的角度進行檢測。角度感測器200可採用例如旋轉變壓器。 　　角度／速度檢測器210，係就透過角度感測器200檢測出的同步馬達M的轉子角度進行校正，算出旋轉相位角θ及旋轉速度ω。 　　[0132] 圖26係示意性就示於圖25的電流控制部的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　電流控制部120具備：以d軸電流指令Idref與d軸電流Id的差成為零的方式輸出d軸電壓指令Vd的PI控制部122、以q軸電流指令Iqref與q軸電流Iq的差成為零的方式輸出q軸電壓指令Vq的PI控制部123、前饋電壓演算部121。 　　[0133] 設計電流控制系統的情況下，有時將控制對象(plant)視為一階滯後系統。要將同步馬達M視為一階滯後的plant，係考慮將基於電樞反應的電壓項(干涉項)前饋地補償的方式。同步馬達M的電壓方程式，係上述的[數學表達式1]，前饋電壓係以下述[數學表達式23]而計算。 　　[0134] [數24][0135] 將[數學表達式1]與[數學表達式23]進行減算時，成為下述[數學表達式24]。 [數25]此處[數學表達式24]表示電流PI控制器的輸出。 　　[0136] 此時，假定馬達參數與設定值一致，亦即假定Lda=Lda_set且Lqa=Lqa_set的情況時，[數學表達式24]成為[數學表達式25]。 [數26][0137] 進一步使[數學表達式25]變形時，成為[數學表達式26]、[數學表達式27]。 [數27]依上述[數學表達式26]、[數學表達式27]時，可得知plant成為一階滯後。 　　[0138] 考量進一步對上述式進行PI控制而進行電流控制。進行PI控制的情況下的d軸迴路轉移函數成為下述[數學表達式28]。 [數28]其中，、tA=任意時間常數、s:p=微分算子、Kpd=d軸比例增益。 　　[0139] 將上述[數學表達式28]變形為傳遞函數的形式時，成為下述[數學表達式29]。 [數29][0140] 於此，設計為τA =τd 時，上述[數學表達式29]成為如下述[數學表達式30]。 [數30]如上述[數學表達式30]般設計PI控制器，使得可將同步馬達視為任意時間常數τnew 的plant，可透過調整增益Kpd而進行電流控制。 　　[0141] 於此，假定在[數學表達式25]時點Lda= Lda_set且Lqa=Lqa_set，如前述般，此等由於運轉狀態(磁飽和)而大幅變化。此等不一致的情況下，無法將控制系統設計為任意時間常數的plant，無法獲得如設計的響應。 　　[0142] 圖27係示意性就電流控制部的比較例進行繪示的方塊圖。 　　在示於圖27的電流控制部120，係為了獲得如設計般的響應，採取依磁飽和使增益為可變的構成。基於運轉狀態的變化，係尤其於靜態電感因磁飽和而大幅變化的d軸變顯著，故對於PI控制部122的比例控制器P與積分控制器I供應d軸電流指令Idref。 　　[0143] 此外，在上述[數學表達式30]，係雖設計為使任意時間常數τA 與馬達時間常數τd 一致，惟為此須d軸動態電感Ldh為既知，此等值如同上述的靜態電感由於磁飽和的影響而大幅變化。q軸動態電感Lqh的磁飽和所致的變化，係小於d軸動態電感Ldh的磁飽和所致的變化。d軸動態電感Ldh，係相對於未通電於同步馬達M的狀態下的d軸動態電感Ldh，磁飽和進展的狀態下的d軸動態電感Ldh成為例如10倍程度的大小。Plant的時間常數相對於設計的電流響應發生10倍變化時，電流控制會失敗，故有可能無法精度佳地輸出轉矩。 　　[0144] 要解決此等問題雖可考慮使用磁飽和表等的方法，惟此情況下可能產生記憶體的窘迫、處理時間超過等的問題。 　　相對於此，在本實施方式，係對d軸電流的振幅設定上限限制，作成d軸電流常時流通從而使d軸動態電感及d軸靜態電感皆磁飽和，可減低d軸動態電感及d軸靜態電感的變化，故使得d軸PI控制增益設計被精簡化，可進行如設計般的電流控制。 　　[0145] q軸動態電感及q軸靜態電感大幅變化的情況下優選上利用表格等。另外，雖亦可使q軸電感磁飽和，惟此情況下d軸與q軸皆會磁飽和，磁凸極性變小故須迴避無法輸出轉矩。 　　[0146] 此時，通電的d軸電流係決定為d軸動態電感會充分飽和即可，例如以d軸動態電感成為額定運轉時的d軸靜態電感以下的方式決定通電之d軸電流的限制值即可。於額定運轉時d軸靜態／動態電感成為大致一定值，採用本方式之際係以額定運轉時的d軸靜態／動態電感為根據而設定參數、設計增益即可。 　　如上述般依本實施方式時，可提供精度佳地進行電流控制的換流器控制裝置及馬達驅動系統。 　　[0147] 雖就本發明之數個實施方式進行說明，惟此等實施方式係作為舉例而提示者，並未意欲限定發明之範圍。此等新穎的實施方式，係能以其他的各種方式進行實施，在不脫離發明之要旨的範圍下，可進行各種的省略、置換、變更。此等實施方式、其變形等，係包含於發明之範圍、要旨等中，並包含於申請專利範圍所記載之發明與其均等之範圍。 　　[0148] 於上述的第1實施方式至第4實施方式，換流器控制裝置，係可由硬體而構成，亦可由軟體而構成，亦可將硬體與軟體進行組合而構成。例如，亦可換流器控制裝置，係包含1或複數個處理器、記憶體，以軟體實現在各構成所執行的演算。在任一情況下，皆可獲得與上述的第1實施方式至第4實施方式同樣的效果。
[0149]
10‧‧‧定子
20‧‧‧轉子
21‧‧‧氣隙
100‧‧‧換流器控制裝置
110‧‧‧指令生成部
111‧‧‧電流指令生成部
112‧‧‧限制部
113‧‧‧時間延遲部
114‧‧‧載波生成部
115‧‧‧電流校正部
116‧‧‧Lq校正部
117‧‧‧閾値判定部
117'‧‧‧閾値判定部
120‧‧‧電流控制部
121‧‧‧前饋電壓演算部
122‧‧‧PI控制部
123‧‧‧PI控制部
130‧‧‧高頻電壓重疊部
131‧‧‧同步脈衝生成部
132‧‧‧高頻電壓同步部
133‧‧‧邏輯與演算部
140‧‧‧座標轉換部
150‧‧‧調變部
160‧‧‧座標轉換部
170‧‧‧高頻電流檢測部
171‧‧‧帶通濾波器
172‧‧‧FET解析部
180‧‧‧旋轉相位角／速度推定部
181‧‧‧旋轉相位角誤差算出部
182‧‧‧PI控制部
183‧‧‧積分器
184‧‧‧電感設定部
185‧‧‧電感設定部
186‧‧‧反正切算出部
187‧‧‧PI控制部
188‧‧‧積分器
190‧‧‧加法器
200‧‧‧角度感測器
210‧‧‧角度／速度檢測器
112A‧‧‧符號判定部
112B‧‧‧乘法部
180A‧‧‧第1相位角誤差推定部
180B‧‧‧第2相位角誤差推定部
ABS‧‧‧絕對值算出部
LIM‧‧‧下限限制部
B1‧‧‧加法器
B2‧‧‧乘法器
B3‧‧‧減法器
B4‧‧‧乘法器
B5‧‧‧除法器
BR1‧‧‧外周橋
BR2‧‧‧中心橋
CAR‧‧‧載波指令
CTR‧‧‧上位控制器
FLT‧‧‧低通濾波器
INV‧‧‧換流器主電路
M‧‧‧同步馬達
P1‧‧‧PI控制部
P2‧‧‧PI控制部
S1‧‧‧邏輯與演算部
S2‧‧‧邏輯與演算部
S3‧‧‧邏輯與演算部
SS‧‧‧電流檢測器
[0008] 　　[圖1] 圖1係示意性就第1實施方式的換流器控制裝置及馬達驅動系統的構成例進行繪示的方塊圖。 　　[圖2] 圖2係供於就示於圖1的同步馬達的一部分的構成例進行說明用的圖。 　　[圖3] 圖3係供於說明實施方式中的d軸、q軸及推定旋轉座標系(dc軸、qc軸)的定義用的圖。 　　[圖4] 圖4係就在通電於電動機之際的q軸靜態電感與d軸靜態電感的一例進行繪示的圖。 　　[圖5] 圖5係就在通電於電動機之際的q軸動態電感與d軸動態電感的一例進行繪示的圖。 　　[圖6] 圖6係示意性就示於圖1的指令生成部的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　[圖7] 圖7係供於說明示於圖6的下限限制部的動作的一例用的圖。 　　[圖8] 圖8係供於說明示於圖6的限制部的動作的一例用的圖。 　　[圖9] 圖9係示意性就示於圖1的高頻電壓重疊部的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　[圖10] 圖10係供於就示於圖1的高頻電壓重疊部的輸入與輸出的關係的一例進行說明用的圖。 　　[圖11] 圖11係示意性就示於圖1的高頻電流檢測部的構成例進行繪示的方塊圖。 　　[圖12] 圖12係示意性就示於圖1的旋轉相位角／速度推定部的構成例進行繪示的方塊圖。 　　[圖13A] 圖13A係就流過同步馬達的電流為大致零時的d軸電流與q軸電流的一例進行繪示的圖。 　　[圖13B] 圖13B係就流過同步馬達的電流為大致零時的d軸動態電感與q軸動態電感的一例進行繪示的圖。 　　[圖14A] 圖14A係就將同步於轉子速度的基本波電流往同步馬達進行通電時的d軸電流與q軸電流的一例進行繪示的圖。 　　[圖14B] 圖14B係就將示於圖14A的d軸電流與q軸電流往同步馬達進行通電的d軸動態電感與q軸動態電感的一例進行繪示的圖。 　　[圖15] 圖15係就相位角誤差推定值為90°時的動態電感特性的一例進行繪示的圖。 　　[圖16] 圖16係就旋轉相位角誤差推定值為90°、流於同步馬達的電流為大致零時的d軸動態電感與q軸動態電感的一例進行繪示的圖。 　　[圖17] 圖17係就旋轉相位角誤差推定值為90°、以dc軸為目標而通電於同步馬達時的d軸動態電感與q軸動態電感的一例進行繪示的圖。 　　[圖18] 圖18係示意性就第2實施方式的換流器控制裝置及馬達驅動系統的構成例進行繪示的方塊圖。 　　[圖19] 圖19係示意性就示於圖17的旋轉相位角／速度推定部的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　[圖20] 圖20係示意性就第3實施方式的換流器控制裝置及馬達驅動系統的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　[圖21] 圖21係示意性就示於圖20的指令生成部的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　[圖22] 圖22係供於說明示於圖20之閾值判定部的其他構成例用的圖。 　　[圖23] 圖23係示意性就示於圖20的旋轉相位角／速度推定部的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　[圖24] 圖24係示意性就示於圖20的高頻電壓重疊部的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　[圖25] 圖25係示意性就第4實施方式的換流器控制裝置及馬達驅動系統的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　[圖26] 圖26係示意性就示於圖24的電流控制部的一構成例進行繪示的方塊圖。 　　[圖27] 圖27係示意性就電流控制部的比較例進行繪示的方塊圖。

Claims (7)

  1. 一種換流器控制裝置， 　　具備： 　　換流器主電路，其係將同步馬達進行驅動； 　　電流檢測器，其係就流於前述換流器主電路與前述同步馬達之間的電流進行檢測； 　　指令生成部，其係依從外部供應的轉矩指令，生成從前述換流器主電路往前述同步馬達進行輸出的輸出電流的電流指令值； 　　電流控制部，其係生成往前述換流器主電路的電壓指令值而使前述電流指令值與以前述電流檢測器所檢測出的電流檢測值一致； 　　前述指令生成部，係在將前述換流器主電路進行驅動時，生成前述電流指令值而使閾值以上的基本波電流通電於前述同步馬達。
  2. 如請求項1的換流器控制裝置，其中，前述指令生成部具備限制部，該限制部使前述電流指令值的振幅的下限為受限制的值。
  3. 如請求項1的換流器控制裝置，其中，前述電流指令值，係以動態電感或靜態電感成為最小的軸為目標而通電於前述同步馬達之值。
  4. 如請求項1的換流器控制裝置，其具備： 　　高頻電壓重疊部，其係使高頻電壓指令值重疊於前述電壓指令值； 　　高頻電流檢測部，其係就前述換流器主電路的輸出電流所含的高頻電流進行檢測； 　　第1旋轉相位角／速度推定部，其係基於被檢測出的前述高頻電流，算出前述同步馬達的旋轉相位角推定值與旋轉速度推定值。
  5. 如請求項1的換流器控制裝置，其具備第2旋轉相位角／速度推定部，該第2旋轉相位角／速度推定部係基於前述電壓指令值、前述電流檢測值、額定運轉時的d軸靜態電感設定值，算出旋轉相位角推定值與速度推定值。
  6. 如請求項1的換流器控制裝置，其中，前述同步馬達係具有磁凸極性的馬達，基於前述電流指令值通電於前述同步馬達時的d軸動態電感為額定運轉時的d軸靜態電感以下。
  7. 一種馬達驅動系統， 　　具備： 　　同步馬達； 　　換流器主電路，其係將前述同步馬達進行驅動； 　　電流檢測器，其係就流於前述換流器主電路與前述同步馬達之間的電流進行檢測； 　　指令生成部，其係依從外部供應的轉矩指令，生成從前述換流器主電路往前述同步馬達進行輸出的輸出電流的電流指令值； 　　電流控制部，其係生成往前述換流器主電路的電壓指令值而使前述電流指令值與以前述電流檢測器所檢測出的電流檢測值一致； 　　前述指令生成部，係在將前述換流器主電路進行驅動時，生成前述電流指令值而使閾值以上的基本波電流通電於前述同步馬達。
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