[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

RU2659613C1 - Method of synthesizing of a multi-beam self-focusing adaptive antenna array using a parametric model of the spatial frequency spectrum of emission sources signals - Google Patents

Method of synthesizing of a multi-beam self-focusing adaptive antenna array using a parametric model of the spatial frequency spectrum of emission sources signals Download PDF

Info

Publication number
RU2659613C1
RU2659613C1 RU2017131602A RU2017131602A RU2659613C1 RU 2659613 C1 RU2659613 C1 RU 2659613C1 RU 2017131602 A RU2017131602 A RU 2017131602A RU 2017131602 A RU2017131602 A RU 2017131602A RU 2659613 C1 RU2659613 C1 RU 2659613C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
sfaar
block
signal
spatial
output
Prior art date
Application number
RU2017131602A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Андрей Германович Зайцев
Original Assignee
Федеральное государственное бюджетное учреждение "Центральный научно-исследовательский институт Войск воздушно-космической обороны" Минобороны России (ФГБУ "ЦНИИ ВВКО" Минобороны России)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное бюджетное учреждение "Центральный научно-исследовательский институт Войск воздушно-космической обороны" Минобороны России (ФГБУ "ЦНИИ ВВКО" Минобороны России) filed Critical Федеральное государственное бюджетное учреждение "Центральный научно-исследовательский институт Войск воздушно-космической обороны" Минобороны России (ФГБУ "ЦНИИ ВВКО" Минобороны России)
Priority to RU2017131602A priority Critical patent/RU2659613C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2659613C1 publication Critical patent/RU2659613C1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture

Landscapes

  • Radio Transmission System (AREA)
  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

FIELD: radio engineering and communications.
SUBSTANCE: invention relates to radio engineering and can be used in radio technical control equipment (RTC) with multi-beam adaptive antenna arrays. Method for synthesizing a multi-beam self-focusing adaptive antenna array (MB SFAAA) using a parametric model of the spatial frequency spectrum (SFS) of emission sources (ES) signals comprises the setting of the initial data on the number of antenna elements (AE), their characteristics, spatial location and type of the beam-forming network (BFN), with the subsequent construction of the adaptive processor (AP) of the MB SFAAA, which calculates the vector of the weight coefficients of the MB SFAAA, at which the signal-to-interference + noise ratio at the antenna output is maximized. Construction of the MB SFAAA AP is performed using the parametric model of the SFS of a signal received by the MB SFAAA based on the minimum mean square error criterion. Synthesized MB SFAAA consists of the AE units connected in parallel to the BFN unit and the AP unit, including a spatial signal processing unit (SSP), a signal processor unit connected to the SSP unit via a feedback loop and a control unit.
EFFECT: technical result is to increase the efficiency of suppression of signals from sources of interference.
3 cl, 6 dwg

Description

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в средствах радиотехнического контроля (РТК) с многолучевыми адаптивными антенными решетками.The invention relates to radio engineering and can be used in means of radio engineering control (RTK) with multi-beam adaptive antenna arrays.

Известен способ синтеза квазиоптимальной антенны [1], состоящий в том, что на основании исходных данных длины антенны, числа излучателей, шага между излучателями и заданного уровня боковых лепестков (УБЛ) определяют исходное амплитудное распределение поля по раскрыву антенны, затем рассчитывают исходную диаграмму направленности (ДН) и соответствующий ей коэффициент использования поверхности (КИП) антенного полотна с последующим проведением процедуры оптимизации амплитудного распределения антенны, при котором ДН соответствующая найденному амплитудному распределению будет иметь УБЛ не больше заданного при максимальном значении КИП антенны. Недостатком известного способа синтеза квазиоптимальной антенны [1] состоит в том, что он не обеспечивает синтез квазиоптимальной антенны, которая реализует максимум ОСПШ на ее выходе при изменении параметров сигнально-помеховой обстановки (СПО).A known method for the synthesis of a quasi-optimal antenna [1], which consists in the fact that based on the source data of the antenna length, the number of emitters, the step between the emitters and a given level of side lobes (UBL), the initial amplitude field distribution over the antenna aperture is determined, then the initial radiation pattern is calculated ( DN) and the corresponding surface utilization coefficient (IQF) of the antenna sheet, followed by the optimization procedure for the amplitude distribution of the antenna, at which the corresponding antenna is found Nome amplitude distribution UBL will have no greater than a predetermined maximum value when TRC antenna. A disadvantage of the known method for the synthesis of a quasi-optimal antenna [1] is that it does not provide the synthesis of a quasi-optimal antenna, which realizes the maximum SINR at its output when changing the parameters of the signal-noise environment (STR).

Известен способ синтеза адаптивной антенной решетки (ААР) [2, с. 12-17, 80-87], выбранный в качестве прототипа, включающий задание исходных данных по количеству антенных элементов (АЭ) ААР N, их характеристикам X, положению в пространстве и типу диаграммообразующей схемы (ДОС) с последующим построением адаптивного процессора (АП), образованного соединенными по цепи обратной связи ДОС и АП, вычисляющим значение вектора весовых коэффициентов (ВВК)

Figure 00000001
, где
Figure 00000002
- комплексное значение весового коэффициента на n-м АЭ, обеспечивающее максимум ОСПШ на выходе ААР при изменении параметров СПО.A known method of synthesis of an adaptive antenna array (AAR) [2, p. 12-17, 80-87], selected as a prototype, including setting initial data on the number of antenna elements (AE) AAP N, their characteristics X, position in space and type of diagram-forming circuit (DOS) with the subsequent construction of an adaptive processor (AP) formed by connected on the feedback circuit of DOS and AP, calculating the value of the vector of weighting coefficients (VVK)
Figure 00000001
where
Figure 00000002
- the complex value of the weight coefficient at the nth AE, providing a maximum SINR at the output of the AAR when changing the parameters of the STR.

Применение ААР, синтезированных согласно способа-прототипа в средствах радиотехнического контроля (РТК) выявило техническую проблему, состоящую в низкой эффективности указанных ААР при их работе по источникам помехового излучения (ПИ), создающих сигналы на входе антенны средств РТК, имеющие уровни мощности соизмеримые с уровнем мощности сигнала контролируемой РЭС, когда отстройка центральной частоты энергетического спектра сигналов источников помех (ИП) от несущей частоты сигнала контролируемой РЭС меньше ширины его энергетического спектра.The use of AAR synthesized according to the prototype method in radio-technical control (RTK) means revealed a technical problem consisting in the low efficiency of these AAR when they work on sources of interference radiation (PI) that generate signals at the input of the antenna of the RTK means having power levels comparable with the level signal power of the controlled RES, when the detuning of the central frequency of the energy spectrum of the signals of interference sources (IP) from the carrier frequency of the signal of the controlled RES is less than the width of its energy spectrum.

Существенным недостатком наиболее близкого способа-прототипа [2, с. 12-17, 80-87] является относительно узкая область его возможного практического применения, существующая из-за отсутствия учета, при синтезе ААР, влияния сигналов ИП, имеющих подобные энергетические спектры, на ее контур адаптации. Последнее приводит к снижению коэффициента подавления сигналов ИП (снижению величины ОСПШ на выходе ААР) и, как следствие, к снижению эффективности комплексов РТК по обнаружению сигналов контролируемых РЭС.A significant disadvantage of the closest prototype method [2, p. 12-17, 80-87] is a relatively narrow area of its possible practical application, which exists due to the lack of consideration, in the synthesis of AAR, of the influence of IP signals having similar energy spectra on its adaptation circuit. The latter leads to a decrease in the suppression coefficient of SP signals (a decrease in the SINR at the output of the AAR) and, as a result, to a decrease in the efficiency of RTK complexes in detecting signals controlled by RES.

Задачей, на решение которой направлено изобретение, является расширение области его практического применения и создание способа синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решеткой (МЛ СФААР), использование которого позволит синтезировать МЛ СФААР, осуществляющую эффективное подавления помеховых сигналов с уровнями мощности на входе антенны комплекса РТК соизмеримых с уровнем мощности сигнала контролируемой РЭС, когда отстройка центральной частоты энергетического спектра сигналов ИП от несущей частоты сигнала контролируемой РЭС меньше ширины его энергетического спектра.The problem to which the invention is directed is to expand the field of its practical application and to create a method for synthesizing a multi-beam self-focusing adaptive antenna array (ML SFAAR), the use of which will allow the synthesis of ML SFAAR, which effectively suppresses interference signals with power levels at the input of an antenna of the RTK complex commensurate with the signal power level of the controlled RES when the detuning of the central frequency of the energy spectrum of the IP signals from the carrier frequency of the signal trolled RES less than the width of its energy spectrum.

Техническим результатом изобретения является повышение эффективности подавления сигналов ИП, когда уровни мощности помеховых сигналов на входе АР сопоставимы с уровнем мощности полезного сигнала, а отстройка центральной частоты энергетического спектра сигналов ИП от несущей частоты полезного сигнала меньше ширины его энергетического спектра.The technical result of the invention is to increase the efficiency of suppressing IP signals when the power levels of the interfering signals at the input of the AR are comparable with the power level of the useful signal, and the detuning of the central frequency of the energy spectrum of the IP signals from the carrier frequency of the useful signal is less than the width of its energy spectrum.

Показателем эффективности подавления помех МЛ СФААР является коэффициент подавления КP, определяемый формулой:An indicator of the effectiveness of interference suppression ML SFAAR is the suppression coefficient K P defined by the formula:

Figure 00000003
Figure 00000003

где γ2(1) - ОСПШ на входе и выходе МЛ СФААР, вычисляемое в соответствии с формулой:where γ 2 (1) is the SINR at the input and output of the ML SFAAR, calculated in accordance with the formula:

Figure 00000004
Figure 00000004

где

Figure 00000005
,
Figure 00000006
- мощности сигнала контролируемой РЭС, принимаемого МЛ СФААР и внутренних шумов ее приемных каналов;
Figure 00000007
- мощность сигнала m-го источника ПИ на входе и выходе МЛ СФААР; М - число источников ПИ.Where
Figure 00000005
,
Figure 00000006
- signal strength of the controlled RES, received by the SFAAR ML and the internal noise of its receiving channels;
Figure 00000007
- signal power of the m-th source of PI at the input and output of ML SFAAR; M is the number of sources of PI.

Поставленная задача решается, а требуемый технический результат достигается тем, что в известном способе-прототипе синтеза ААР, включающий задание исходных данных по количеству АЭ N, их характеристикам X, положению в пространстве и типу ДОС с последующим построением АП, вычисляющего значение ВВК, обеспечивающее максимум отношения ОСПШ на выходе ААР при изменении параметров СПО, согласно изобретения, построение АП выполняют с использованием параметрической модели пространственной спектральной плотности мощности (СПМ) сигналов источников излучения (ИИ), для этого задается параметрическая модель пространственной СПМ принимаемого сигнала:The problem is solved, and the required technical result is achieved by the fact that in the known prototype method of AAR synthesis, which includes setting initial data on the number of AE N, their characteristics X, position in space and type of DOS, with the subsequent construction of an AP that calculates the VVC value that provides the maximum the SINR ratio at the output of the AAR when changing the parameters of the STR, according to the invention, the construction of the AP is performed using a parametric model of the spatial spectral power density (PSD) of the signals source a radiation (IR), for that given parametric model spatial PSD of the received signal:

Figure 00000008
Figure 00000008

где

Figure 00000009
- пространственная СПМ принимаемого сигнала; z=exp(-jωX);
Figure 00000010
- пространственная частота; λ, d, θ - длина волны излучения, расстояние между АЭ и угол, отсчитываемый от нормали к раскрыву антенны;
Figure 00000011
- пространственная СПМ сигналов ИИ; A0 - размерный коэффициент;
Figure 00000012
,
Figure 00000013
- полиномы числителя и знаменателя пространственной СПМ принимаемого сигнала; NX - пространственная СПМ пространственно-некоррелированного фонового излучения; j - мнимая единица [3, стр. 31]; М - число ИИ, далее, на основании заданной модели SX(z-1), определяется передаточная функция блока пространственной обработки сигнала (ПОС) в АП, проводится ее декомпозиция относительно корней полиномов числителя и знаменателя с последующим выполнением процедуры обратного Z-преобразования [3, стр. 263], результатом которой является алгоритм обработки принятого сигнала в блоке ПОС, включающий последовательное выполнение пространственного когерентного накоплении принимаемого сигнала согласно формуле:Where
Figure 00000009
- spatial PSD of the received signal; z = exp (-jω X );
Figure 00000010
- spatial frequency; λ, d, θ - radiation wavelength, the distance between the AE and the angle measured from the normal to the aperture of the antenna;
Figure 00000011
- spatial PSD of AI signals; A 0 - dimensional coefficient;
Figure 00000012
,
Figure 00000013
- polynomials of the numerator and denominator of the spatial PSD of the received signal; N X — spatial PSD of spatially uncorrelated background radiation; j is the imaginary unit [3, p. 31]; M is the number of AIs, then, based on the given model S X (z -1 ), the transfer function of the spatial signal processing unit (PIC) in the AP is determined, its decomposition is carried out relative to the roots of the polynomials of the numerator and denominator, followed by the inverse Z-transformation procedure [ 3, p. 263], the result of which is an algorithm for processing the received signal in the PIC unit, including sequential execution of spatial coherent accumulation of the received signal according to the formula:

Figure 00000014
,
Figure 00000014
,

где

Figure 00000015
- n-й комплексный цифровой отсчет когерентно накопленного входного сигнала;
Figure 00000016
- комплексный цифровой отсчет входного сигнала принятый (n+
Figure 00000017
)-м элементом антенны; L - число когерентно накапливаемых пространственных отсчетов принимаемого сигнала; νm,
Figure 00000018
- m-й корень полинома знаменателя ПФ блока ПОС, и М кратное пространственное дифференцирование накопленного сигнала согласно формуле:Where
Figure 00000015
- n-th complex digital readout of the coherently accumulated input signal;
Figure 00000016
- complex digital sample of the input signal received (n +
Figure 00000017
) th element of the antenna; L is the number of coherently accumulated spatial samples of the received signal; ν m
Figure 00000018
- the mth root of the polynomial of the denominator of the PF block POS, and M is the multiple spatial differentiation of the accumulated signal according to the formula:

Figure 00000019
,
Figure 00000020
,
Figure 00000019
,
Figure 00000020
,

где

Figure 00000021
- n-й комплексный цифровой отсчет когерентно накопленного сигнала после (m-1)-го пространственного дифференцирования;
Figure 00000022
- сигнал на n-м выходе блока ПОС; wm,
Figure 00000023
- m-й корень полинома числителя ПФ блока ПОС, далее выполняется построение уравнений функционирования блока сигнального процессора (СП), вычисляющего значение вектора комплексных коэффициентов (ВКК) блока ПОС Λ при котором сигнал на выходе блока ПОС минимален:Where
Figure 00000021
- nth complex digital reading of the coherently accumulated signal after the (m-1) -th spatial differentiation;
Figure 00000022
- signal at the nth output of the PIC block; w m
Figure 00000023
- the mth root of the polynomial of the NF numerator of the POS block, then the equations of operation of the signal processor (SP) block are constructed, which calculates the value of the vector of complex coefficients (CCC) of the POS block Λ at which the signal at the output of the POS block is minimal:

Figure 00000024
,
Figure 00000024
,

где

Figure 00000025
, ΩΛ - ВКК блока ПОС и множество его значений; Λ0 - значение ВКК блока ПОС при котором сигнал на его выходе минимален;
Figure 00000026
- евклидова норма вектора [3, стр. 410];
Figure 00000027
- вектор выходных сигналов блока ПОС, и построение уравнений функционирования блока устройства управления (УУ), вычисляющего значение ВВК при котором ОСПШ на выходе адаптивной антенны максимально:Where
Figure 00000025
, Ω Λ - VKK block PIC and the set of its values; Λ 0 is the VCC value of the PIC block at which the signal at its output is minimal;
Figure 00000026
- the Euclidean norm of the vector [3, p. 410];
Figure 00000027
- the vector of the output signals of the PIC block, and the construction of the equations of functioning of the block of the control device (CU), which calculates the IHC value at which the SINR at the output of the adaptive antenna is maximal:

Figure 00000028
,
Figure 00000028
,

где γ - показатель эффективности, являющийся ОСПШ на выходе адаптивной антенны, при этом синтезированная МЛ СФААР состоит из блоков АЭ параллельно соединенных с блоком ДОС и блоком АП, включающий блок ПОС, блок СП, соединенный с блоком ПОС по цепи обратной связи и блок УУ, вычисляющий ВВК МЛ СФААР значение которого передается в блок ДОС для выполнения взвешенного суммирования сигналов, принятых блоками АЭ, выход блока ДОС является выходом МЛ СФААР.where γ is the efficiency indicator, which is the SINR at the output of the adaptive antenna, while the synthesized ML SFAAR consists of AE units connected in parallel with the DOS unit and the AP unit, including the POS unit, the SP unit connected to the POS unit through the feedback circuit and the UU unit, calculating the VVK ML SFAAR whose value is transmitted to the DOS block to perform a weighted summation of the signals received by the AE blocks, the output of the DOS block is the output of the SFAAR ML.

Кроме того, требуемый технический результат достигается тем, что уравнения функционирования блока СП, вычисляющего значение ВКК блока ПОС при котором сигнал на его выходе минимален, соответствуют следующим формулам:In addition, the required technical result is achieved by the fact that the equations of operation of the joint venture unit, which calculates the value of the VCC of the PIC unit at which the signal at its output is minimal, correspond to the following formulas:

Figure 00000029
;
Figure 00000029
;

Figure 00000030
;
Figure 00000030
;

Figure 00000031
;
Figure 00000031
;

Figure 00000032
,
Figure 00000032
,

где Λ(k), Λ (k,k-1) - текущее и экстраполированное значение ВКК блока ПОС;where Λ (k), Λ (k, k-1) is the current and extrapolated value of the VCC of the PIC block;

КΛ(k), КΛ[k,k-1) - матрицы дисперсии ошибок фильтрации и экстраполяции ВКК блока ПОС; gΛ - матрица пересчета приращений вектора Λ для k-го шага наблюдения на следующий шаг;

Figure 00000033
- матрица крутизн измерителя ВКК блока ПОС;
Figure 00000034
- матрица, составленная из строк-векторов
Figure 00000035
сигнала, принимаемого МЛ СФААР (здесь Y1 (k)=Y(k)); "Т" - знак транспонирования;
Figure 00000036
- значение матрицы крутизн измерителя ВКК для экстраполированной оценки Λ; Rη - корреляционная матрица внутренних шумов приемных каналов МЛ СФААР; "+" - знак эрмитого сопряжения [3, стр. 396];
Figure 00000037
- вектор нелинейной формы от ВКК блока ПОС, элементы которого определяются формулой:K Λ (k), K Λ [k, k-1) are the variance matrices of the filtration and extrapolation errors of the VCC of the PIC block; g Λ is the matrix for recalculating the increments of the vector Λ for the kth step of observation to the next step;
Figure 00000033
- the slope matrix of the meter VKK POS unit;
Figure 00000034
- matrix composed of row vectors
Figure 00000035
the signal received by ML SFAAR (here Y 1 (k) = Y (k)); "T" is the sign of transposition;
Figure 00000036
- the value of the slope matrix of the VKK meter for the extrapolated estimate of Λ; R η - correlation matrix of internal noise of the receiving channels ML SFAAR; "+" - a sign of hermitian conjugation [3, p. 396];
Figure 00000037
- a vector of a nonlinear form from the VCC block of the PIC, the elements of which are determined by the formula:

Figure 00000038
Figure 00000038

где

Figure 00000039
,
Figure 00000040
Where
Figure 00000039
,
Figure 00000040

Figure 00000041
Figure 00000041

Кроме того, требуемый технический результат достигается тем, что уравнение функционирования блока УУ, вычисляющего значение ВВК МЛ СФААР при котором ОСПШ на ее выходе максимально, соответствует формуле:In addition, the required technical result is achieved by the fact that the equation of operation of the UU unit, which calculates the value of the VVK ML SFAAR at which the SINR at its output is maximum, corresponds to the formula:

Figure 00000042
,
Figure 00000042
,

где I0 - размерный коэффициент МЛ СФААР;

Figure 00000043
- оценка вектора амплитудно-фазового распределения, создаваемого сигналом m-го источника помехового излучения на АЭ; rm=ехр[-j arg(wm)];
Figure 00000044
- диагональная матрица амплитудного распределения токов на АЭ, определяющего ширину главного луча ДН МЛ СФААР в q-м направлении; r0q - вектор фазового распределения токов на АЭ, определяющий q-e направление главного луча ДН МЛ СФААР; "j" - мнимая единица; "*" - знак комплексного сопряжения [3, стр. 31]; Мс - число главных лучей ДН МЛ СФААР.where I 0 is the dimensional coefficient of ML SFAAR;
Figure 00000043
- estimation of the amplitude-phase distribution vector generated by the signal of the m-th source of interfering radiation on the AE; r m = exp [-j arg (w m )];
Figure 00000044
- the diagonal matrix of the amplitude distribution of currents on the AE, which determines the width of the main beam of the MD ML SFAAR in the qth direction; r 0q is the vector of the phase distribution of currents on the AE, which determines the qe direction of the main beam of the ML ML SFAAR; "j" is the imaginary unit; "*" - a sign of complex conjugation [3, p. 31]; M s - the number of main rays of the ML ML SFAAR.

Способ синтеза МЛ СФААР включает задание исходных данных по количеству АЭ МЛ СФААР N, их характеристикам X, положению в пространстве и типу ДОС с последующим построением АП, вычисляющего ВВК МЛ СФААР, образованного блоком УУ, блоком СП и блоком ПОС соединенным по цепи обратной связи с блоком СП, при этом новым является то, что построение АП реализуется с использованием параметрической модели СПЧ сигналов ИИ и включает выполнение процедуры задания параметрической модели СПЧ входного сигнала с последующим выполнением процедуры синтеза блока ПОС осуществляющего его пространственную декорреляцию, алгоритм работы которого состоит из реализации процедур пространственного когерентного накопления принятого сигнала и М кратного пространственного дифференцирования результатов пространственного когерентного накопления, выполнение процедуры синтеза блока СП, осуществляющего вычисление ВКК блока ПОС сформированного из корней полиномов параметрической модели СПЧ принятого сигнала, оптимальные значение которых находится с применением критерия минимума среднего квадрата ошибки в качестве которого рассматривается сигнал на выходе блока ПОС и соответствует значениям межэлементного набега фаз сигналов ИИ относительно опорного АЭ, выполнение процедура синтеза блока УУ, вычисляющего значение ВВК МЛ СФААР, обеспечивающее максимум ОСПШ на ее выходе.A method for synthesizing ML SFAAR includes setting initial data on the number of AEs of ML SFAAR N, their characteristics X, position in space and type of DOS, followed by the construction of an AP that calculates the IHC of ML SFAAR formed by a UU block, a SP block, and a POS block connected via a feedback circuit with block SP, while new is that the construction of the AP is implemented using the parametric model of the FH signal of the AI and includes the procedure for setting the parametric model of the FH signal input, followed by the synthesis of the block The PIC of its spatial decorrelation, the algorithm of which consists of the implementation of procedures for spatial coherent accumulation of the received signal and M multiple spatial differentiation of the results of spatial coherent accumulation, performing the synthesis of the SP block, which calculates the VCC block POS formed from the roots of the polynomials of the parametric model of the FH of the received signal, the optimal the value of which is found using the criterion of the minimum mean square osh bki which is regarded as the output PIC block and corresponds to the values AI interconnection raid signal phase relative to the reference AE synthesis procedure execution unit W, IHC value calculating ML SFAAR providing maximum SINR at its output.

Заявляемый способ синтеза МЛ СФААР поясняется чертежами, представленными на фиг. 1, фиг. 2, фиг. 3, и результатами, представленными на фиг. 4, фиг. 5, фиг. 6.The inventive method for the synthesis of ML SFAAR is illustrated by the drawings shown in FIG. 1, FIG. 2, FIG. 3 and the results presented in FIG. 4, FIG. 5, FIG. 6.

На фиг. 1 представлена электрическая структурная схема МЛ СФААР, синтезированная в соответствии с заявляемым способом.In FIG. 1 shows the electrical structural diagram of ML SFAAR synthesized in accordance with the claimed method.

На фиг. 2 представлена электрическая структурная схема АП синтезированной МЛ СФААР.In FIG. Figure 2 shows the electrical block diagram of the AP synthesized by ML SFAAR.

На фиг. 3 представлена электрическая структурная схема ДОС синтезированной МЛ СФААР.In FIG. Figure 3 shows the electrical block diagram of the DOS of the synthesized ML SFAAR.

На фиг. 4 представлен результат моделирования ДН по мощности линейной МЛ СФААР с изотропными АЭ, синтезированной по заявленному способу.In FIG. 4 presents the result of modeling the DN according to the power of linear ML SFAAR with isotropic AE synthesized by the claimed method.

На фиг. 5 представлен результат моделирования ДН по мощности линейной МЛ СФААР с изотропными АЭ, синтезированной по заявленному способу.In FIG. 5 presents the result of modeling the DN according to the power of linear ML SFAAR with isotropic AE synthesized by the claimed method.

На фиг. 6 представлены результаты оценки величины коэффициента подавления помехового сигнала как функции коэффициента ас, характеризующего относительную долю энергии полезного сигнала, пораженного помехой.In FIG. Figure 6 shows the results of evaluating the coefficient of suppression of the interfering signal as a function of the coefficient ac, which characterizes the relative fraction of the energy of the useful signal affected by the interference.

Цифрами на фиг. 1, фиг. 2, фиг. 3 обозначены:The numbers in FIG. 1, FIG. 2, FIG. 3 are indicated:

1 - блок антенного элемента;1 - block antenna element;

2 - блок аналого-цифрового преобразования;2 - block analog-to-digital conversion;

3 - блок диаграммообразующей схемы;3 - block diagram-forming circuit;

4 - блок адаптивного процессора;4 - block adaptive processor;

5 - блок пространственной обработки сигнала;5 - block spatial signal processing;

6 - блок сигнального процессора;6 - signal processor unit;

7 - блок устройства управления;7 - control unit block;

8 - блок комплексного взвешивания сигналов;8 - block integrated signal weighing;

9 - блок N-входового сумматора.9 - block N-input adder.

Синтез МЛ СФААР по заявленному способу состоит в том, что по имеющимся требованиям к коэффициенту направленного действия (КНД) МЛ СФААР G, уровню бокового излучения Umin рассчитывается число N АЭ, шаг d между соседними АЭ и амплитудное распределение МЛ СФААР на ее АЭ - In,

Figure 00000045
, где In - амплитуда тока n-го АЭ, согласно формуле:The synthesis of ML SFAAR according to the claimed method consists in the fact that according to the existing requirements for the directivity coefficient (LPC) of ML SFAAR G, the level of side radiation U min, the number N AE, step d between adjacent AEs and the amplitude distribution of ML SFAAR on its AE - I are calculated n
Figure 00000045
, where I n is the amplitude of the current of the n-th AE, according to the formula:

Figure 00000046
Figure 00000046

где m - параметр, определяющий ширину главного луча ДН МЛ СФААР; хn - положение n-го АЭ относительно опорного, которому соответствует ДН F(I,X,u) формируемая ДОС МЛ СФААР согласно формуле:where m is a parameter that determines the width of the main beam of the ML ML SFAAR; x n - the position of the n-th AE relative to the reference, which corresponds to the DN F (I, X, u) formed by DOS ML SFAAR according to the formula:

Figure 00000047
Figure 00000047

где ƒn (X,u) - функция, определяющая форму ДН n-го АЭ; X - вектор заданных характеристик АЭ; u=sin (θ) - обобщенная угловая координата; θ - угол, отсчитываемый от нормали к МЛ СФААР.where ƒ n (X, u) is the function that determines the shape of the pattern of the n-th AE; X is the vector of the specified characteristics of the AE; u = sin (θ) is the generalized angular coordinate; θ is the angle measured from the normal to the ML SFAAR.

Далее выполняется синтез АП, вычисляющего ВВК МЛ СФААР, обеспечивающий максимум ОСПШ на ее выходе при изменении параметров СПО. Новым в заявляемом способе синтеза МЛ СФААР является то, что синтез АП выполняется с использованием параметрической модели СПЧ сигналов ИИ. Для этого задается параметрическая модель пространственной спектральной плотности мощности (СПМ) сигнала, принимаемого МЛ СФААР:Next, the synthesis of AP is performed, which calculates the VVK ML SFAAR, providing a maximum SINR at its output when changing the parameters of the STR. New in the claimed method for the synthesis of ML SFAAR is that the synthesis of AP is performed using the parametric model of the HRF signals of AI. For this, a parametric model of the spatial power spectral density (PSD) of the signal received by the SFAAR ML is set:

Figure 00000048
Figure 00000048

которой соответствует АРСС-процесс порядка (М,М).which corresponds to the APCC process of order (M, M).

При эквидистантности пространственных отсчетов входного сигнала МЛ СФААР исходный АРСС-процесс, соответствующий модели (5), может быть аппроксимирован авторегрессионной (АР) моделью порядка Q (Q>>М) [4, стр. 221]. В этом случае входной сигнал МЛ СФААР запишется [5]:If the spatial samples of the input signal of the ML SFAAR are equidistant, the initial ARSS process corresponding to model (5) can be approximated by an autoregressive (AR) model of order Q (Q >> M) [4, p. 221]. In this case, the input signal ML SFAAR is recorded [5]:

Figure 00000049
Figure 00000049

где

Figure 00000050
- вектор входного сигнала МЛ СФААР;
Figure 00000051
- матрица, составленная из строк-векторов
Figure 00000052
входного сигнала МЛ СФААР (здесь Y1=Y); ηY - вектор дискретного белого гауссового шума (БГШ), с нулевым математическим ожиданием и корреляционной матрицей (КМ)
Figure 00000053
.Where
Figure 00000050
- vector input signal ML SFAAR;
Figure 00000051
- matrix composed of row vectors
Figure 00000052
input signal ML SFAAR (here Y 1 = Y); η Y is the vector of discrete white Gaussian noise (BGS), with zero mean and a correlation matrix (CM)
Figure 00000053
.

Синтез АП, как синтез адаптивной системы [6, стр. 58-61], включает синтез регулятора - синтез блока ПОС и синтез алгоритмов адаптации настраиваемых параметров регулятора - синтез устройств, вычисляющих ВКК блока ПОС и ВВК МЛ СФААР.AP synthesis, as the synthesis of an adaptive system [6, p. 58-61], includes the synthesis of the controller — synthesis of the PIC unit and the synthesis of adaptation algorithms for the tuned controller parameters — synthesis of devices that calculate the VCC of the POS and VVK ML SFAAR.

1. Синтез блока ПОС в заявляемом способе синтеза МЛ СФААР выполняется как синтез пространственного фильтра, осуществляющего декорреляцию («обеливание») входного сигнала. Для этого:1. The synthesis of the PIC block in the present method for the synthesis of ML SFAAR is performed as a synthesis of a spatial filter that carries out decorrelation (“whitening”) of the input signal. For this:

а) определяется передаточная функция (ПФ) блока ПОС, которая, с точностью до постоянного сомножителя, соответствует дробно-рациональной функции, обратной к функции, описывающей модель СПЧ входного сигнала:a) the transfer function (PF) of the PIC block is determined, which, up to a constant factor, corresponds to a rational fractional function inverse to the function that describes the model of the input frequency signal frequency converter:

Figure 00000054
Figure 00000054

где H(z-1) - ПФ блока ПОС; Н0 - размерный коэффициент;where H (z -1 ) - PF block PIC; H 0 - dimensional coefficient;

б) проводится процедура декомпозиция сформированной ПФ H(z-1) относительно корней полиномов ее числителя и знаменателя:b) the decomposition of the formed FS H (z -1 ) relative to the roots of the polynomials of its numerator and denominator is carried out:

Figure 00000055
Figure 00000055

где wm, νm,

Figure 00000056
- корни полиномов числителя и знаменателя ПФ
Figure 00000057
, образующие вектор комплексных коэффициентов (ВКК) блока ПОС Λ;where w m , ν m ,
Figure 00000056
- the roots of the polynomials of the numerator and denominator PF
Figure 00000057
forming the vector of complex coefficients (CCC) of the PIC block Λ;

в) применяется обратное Z-преобразование к ПФ H0(z-1), результатом выполнения которого является алгоритм обработки принимаемого сигнала в блоке ПОС, состоящий в последовательном выполнении его пространственного когерентного накопления согласно формуле:c) the inverse Z-transformation is applied to the PF H 0 (z -1 ), the result of which is an algorithm for processing the received signal in the PIC unit, consisting in sequentially performing its spatial coherent accumulation according to the formula:

Figure 00000058
Figure 00000058

с последующим М-кратным пространственным дифференцированием накопленного сигнала согласно формуле:followed by M-fold spatial differentiation of the accumulated signal according to the formula:

Figure 00000059
Figure 00000059

где yn+1 - комплексный цифровой отсчет входного сигнала принятый (n+

Figure 00000060
)-м элементом МЛ СФААР;
Figure 00000061
- n-й комплексный цифровой отсчет когерентно накопленного входного сигнала после (m-1)-го пространственного дифференцирования; wm, νm,
Figure 00000062
- корни полиномов параметрической модели СПЧ сигнала, принятого МЛ СФААР; L - число когерентно накапливаемых пространственных отсчетов; М - число ИИ; N - число АЭ.where y n + 1 is the complex digital sample of the input signal received (n +
Figure 00000060
) -th element of ML SFAAR;
Figure 00000061
- nth complex digital reading of the coherently accumulated input signal after the (m-1) -th spatial differentiation; w m , ν m ,
Figure 00000062
- the roots of the polynomials of the parametric model of the FH signal received by ML SFAAR; L is the number of coherently accumulated spatial samples; M is the number of AI; N is the number of AEs.

Управляемыми параметрами блока ПОС являются корни полиномов числителя и знаменателя ПФ H0(z-1), образующие ВКК блока ПОС Λ, значение которого вычисляется СП.The controlled parameters of the PIC block are the roots of the polynomials of the numerator and denominator of the PF H 0 (z -1 ), which form the CCC of the POS block Λ, the value of which is calculated by the SP.

2. Синтез СП выполняется с использованием критерия минимума среднего квадрата ошибки и выполняется как синтез устройства, вычисляющего значение ВКК блока ПОС, при котором сигнал на его выходе минимален:2. The synthesis of the joint venture is performed using the criterion of the minimum mean square error and is performed as a synthesis of a device that calculates the value of the IAC of the PIC block, at which the signal at its output is minimal:

Figure 00000063
Figure 00000063

где

Figure 00000064
- вектор выходных сигналов блока ПОС; еn (Λ) - сигнал на n-м выходе блока ПОС, являющийся ошибкой предсказания n-го пространственного отсчета входного сигнала МЛ СФААР по имеющимся Q пространственным отсчетам:Where
Figure 00000064
- the vector of the output signals of the PIC unit; e n (Λ) is the signal at the nth output of the PIC block, which is a prediction error of the nth spatial reference of the input signal of the ML SFAAR based on the available Q spatial samples:

Figure 00000065
Figure 00000065

где сm(Λ) - m-й коэффициент аппроксимирующего ряда.where with m (Λ) is the mth coefficient of the approximating series.

Для этого:For this:

а) выполняется аппроксимация плотности вероятности векторного с. п. Λ нормальным законом;a) an approximation of the probability density of vector s is performed. Section Λ by normal law;

б) задается модель изменения ВКК Λ блока ПОС в виде стохастического уравнения:b) a model is given for changing the VCC Λ of the PIC block in the form of a stochastic equation:

Figure 00000066
Figure 00000066

где Λ(k) - значение ВКК блока ПОС в k-й момент времени; gΛ=diag(g11,g22,…,g2M2M) - диагональная матрица, определяющая динамику изменения процесса Λ;

Figure 00000067
- значение вектора дискретного БГШ, с нулевым математическим ожиданием и КМ
Figure 00000068
в k-й момент времени.where Λ (k) is the VCC value of the PIC block at the k-th moment of time; g Λ = diag (g 11 , g 22 , ..., g 2M2M ) is the diagonal matrix that determines the dynamics of the process Λ;
Figure 00000067
- the value of the vector of discrete BGS, with zero mathematical expectation and CM
Figure 00000068
at the kth point in time.

в) с использованием модели (12) выполняется аппроксимация входного сигнала МЛ СФААР авторегрессионным процессом:c) using model (12), the input signal of the ML SFAAR is approximated by an autoregressive process:

Figure 00000069
Figure 00000069

где

Figure 00000070
- значение вектора входного сигнала МЛ СФААР в k-й момент времени; уn(k) - значение входного сигнала МЛ СФААР регистрируемое n-м АЭ в k-й момент времени;
Figure 00000071
- матрица, составленная из строк-векторов
Figure 00000072
входного сигнала МЛ СФААР (здесь Y1 (k)=Y(k)); ηY(k) - значение вектора дискретного БГШ, с нулевым математическим ожиданием и КМ
Figure 00000073
в k-й момент времени, "Т" - знак транспонирования [3, стр. 396].Where
Figure 00000070
- the value of the input signal vector ML SFAAR at the k-th point in time; n (k) is the value of the input signal of ML SFAAR recorded by the n-th AE at the k-th moment in time;
Figure 00000071
- matrix composed of row vectors
Figure 00000072
input signal ML SFAAR (here Y 1 (k) = Y (k)); η Y (k) is the value of the vector of discrete BGS, with zero mathematical expectation and CM
Figure 00000073
at the k-th moment of time, “T” is the sign of transposition [3, p. 396].

Далее, на основании уравнения наблюдения (уравнения входного сигнала МЛ СФААР) определяемого формулой (14), когда плотность вероятности векторного с. п. Λ - гауссова, для структуры исполнительной части СП, определяемой формулой (13), используя методы нелинейной фильтрации [7, стр. 464], строятся уравнения вычисления векторного с. п. Λ в соответствии с критерием оптимальности (11), являющиеся уравнениями функционирования СП и соответствующие следующим рекуррентным уравнениям:Further, on the basis of the observation equation (the input signal equation of ML SFAAR) determined by formula (14), when the probability density is vector s. p. Λ is Gaussian, for the structure of the executive part of the joint venture defined by formula (13), using nonlinear filtering methods [7, p. 464], equations for calculating vector s are constructed. p. Λ in accordance with the optimality criterion (11), which are the functioning equations of the joint venture and corresponding to the following recurrence equations:

Figure 00000074
Figure 00000074

Figure 00000075
Figure 00000075

Figure 00000076
Figure 00000076

Figure 00000077
Figure 00000077

Figure 00000078
Figure 00000078

где Λ(k), Λ[k,k-1) - текущее и экстраполированное значение ВКК блока ПОС; КΛ(k), КΛ[k,k-1) - матрицы дисперсии ошибок фильтрации и экстраполяции ВКК блока ПОС; gΛ - матрица пересчета приращений вектора Λ для k-го шага наблюдения на следующий шаг;

Figure 00000079
- матрица крутизн измерителя ВКК блока ПОС;
Figure 00000080
- матрица, составленная из строк-векторов
Figure 00000081
сигнала, принимаемого МЛ СФААР (здесь Y1 (k)=Y(k)); "Т" - знак транспонирования;
Figure 00000082
- значение матрицы крутизн измерителя ВВК для экстраполированной оценки Λ; Rη - КМ внутренних шумов приемных каналов МЛ СФААР; "+" - знак эрмитого сопряжения;
Figure 00000083
- вектор нелинейной формы от ВКК блока ПОС, элементы которого определяются формулой [8]:where Λ (k), Λ [k, k-1) is the current and extrapolated VCC value of the PIC block; K Λ (k), K Λ [k, k-1) are the variance matrices of the filtration and extrapolation errors of the VCC of the PIC block; g Λ is the matrix for recalculating the increments of the vector Λ for the kth step of observation to the next step;
Figure 00000079
- the slope matrix of the meter VKK POS unit;
Figure 00000080
- matrix composed of row vectors
Figure 00000081
the signal received by ML SFAAR (here Y 1 (k) = Y (k)); "T" is the sign of transposition;
Figure 00000082
- the value of the slope matrix of the VVK meter for the extrapolated estimate of Λ; R η - CM internal noise of the receiving channels ML SFAAR; "+" - a sign of hermitian conjugation;
Figure 00000083
- a vector of a nonlinear form from the VCC block of the PIC, the elements of which are determined by the formula [8]:

Figure 00000084
Figure 00000084

где

Figure 00000085
,
Figure 00000086
Where
Figure 00000085
,
Figure 00000086

Figure 00000087
Figure 00000087

3. Синтез блока УУ выполняется с использованием критерия максимума ОСПШ и выполняется как синтез устройства с заданной конфигурацией, вычисляющего значение ВВК МЛ СФААР, при котором ОСПШ на выходе МЛ СФААР максимально:3. The synthesis of the CC unit is carried out using the maximum criterion of the SPSA and is performed as the synthesis of a device with a given configuration that calculates the value of the VVK ML SFAAR at which the SPSH at the output of the ML SFAAR is maximum:

Figure 00000088
Figure 00000088

где γ - показатель эффективности МЛ СФААР, являющийся ОСПШ на ее выходе.where γ is an indicator of the effectiveness of ML SFAAR, which is the SPSL at its output.

Для этого:For this:

а) показатель эффективности МЛ СФААР задается в виде отношения Релея [9, стр. 114]:a) the efficiency indicator of ML SFAAR is set in the form of a Rayleigh ratio [9, p. 114]:

Figure 00000089
Figure 00000089

где

Figure 00000090
, a Rnn, Rss - КМ сигналов помеховых ИИ и сигналов источников контролируемых РЭС.Where
Figure 00000090
, a R nn , R ss - CM of signals of interfering AI and signals of sources controlled by RES.

б) выполняется оптимизация (20) на основе решения матричного уравнения пучка эрмитовых форм:b) optimization is performed (20) based on the solution of the matrix equation of a sheaf of Hermitian forms:

Figure 00000091
Figure 00000091

где

Figure 00000092
, а Рn(х)=х+х.Where
Figure 00000092
, and P n (x) = x + x.

в) находится решение оптимизационной задачи (19), которое, при заданном значении (20), является уравнением функционирования блока УУ, вычисляющего значение ВВК МЛ СФААР, максимизирующее ОСПШ на выходе МЛ СФААР:c) a solution to the optimization problem (19) is found, which, for a given value (20), is the equation of operation of the UU unit that calculates the value of the VVK ML SFAAR, maximizing the SINR at the output of the ML SFAAR:

Figure 00000093
Figure 00000093

где I0 - размерный коэффициент МЛ СФААР;

Figure 00000094
- оценка вектора амплитудно-фазового распределения, создаваемого сигналом m-го источника ПИ на АЭ; rm=ехр[-jarg(wm)];
Figure 00000095
- диагональная матрица амплитудного распределения токов на АЭ, определяющего ширину главного луча ДН МЛ СФААР в q-м направлении; r0q - вектор фазового распределения токов на АЭ, определяющий q-е направление главного луча ДН МЛ СФААР; "*" - знак комплексного сопряжения; Мс - число главных лучей ДН МЛ СФААР.where I 0 is the dimensional coefficient of ML SFAAR;
Figure 00000094
- estimation of the amplitude-phase distribution vector generated by the signal of the m-th source of PI on the AE; r m = exp [-jarg (w m )];
Figure 00000095
- the diagonal matrix of the amplitude distribution of currents on the AE, which determines the width of the main beam of the MD ML SFAAR in the qth direction; r 0q is the vector of the phase distribution of currents on the AE, which determines the qth direction of the main beam of the ML ML SFAAR; "*" - a sign of complex conjugation; M s - the number of main rays of the ML ML SFAAR.

МЛ СФААР, синтезированная по заявляемому способу, представлена на фиг. 1. Она содержит N блоков 1 антенных элементов (АЭ), N блоков 2 аналого-цифрового преобразования (АЦП), блок 3 диаграммообразующей схемы (ДОС), блок 4 адаптивного процессора (АП).ML SFAAR synthesized by the present method is shown in FIG. 1. It contains N blocks 1 of antenna elements (AE), N blocks 2 of analog-to-digital conversion (ADC), block 3 of a diagram-forming circuit (DOS), block 4 of an adaptive processor (AP).

Выходы N блоков 1 АЭ параллельно, через N блоков 2 АЦП, соединены с соответствующими входами первой группы входов бока 3 ДОС, а также с соответствующими входами группы входов блока 4 АП. Группа выходов блока 4 АП соединена со второй группой входов блока 3 ДОС. Выход блока 3 ДОС является выходом МЛ СФААР.The outputs of N blocks 1 AE in parallel, through N blocks 2 of the ADC, are connected to the corresponding inputs of the first group of inputs of the side 3 DOS, as well as to the corresponding inputs of the group of inputs of the block 4 AP. The group of outputs of block 4 AP connected to the second group of inputs of block 3 DOS. The output of block 3 DOS is the output of ML SFAAR.

Блок 4 АП представлен на фиг. 2. Он содержит блок 5 пространственной обработки сигналов (ПОС), блок 6 сигнального процессора (СП), соединенный по цепи обратной связи с блоком 5 ПОС, и блок 7 устройства управления (УУ). Первая группа входов блока 5 ПОС является группой входов блока 4 АП, параллельно соединена с группой входов блока 6 СП. Группа выходов блока 6 СП параллельно соединена со второй группой входов блока 5 ПОС и группой входов блока 7 УУ. группа выходов блока 7 УУ является группой выходов блока 4 АП.The AP block 4 is shown in FIG. 2. It contains a spatial signal processing unit (PIC) 5, a signal processor (SP) unit 6 connected in a feedback circuit to a PIC unit 5, and a control device unit (CC) 7. The first group of inputs of block 5 of the PIC is a group of inputs of block 4 AP, in parallel is connected to the group of inputs of block 6 SP. The group of outputs of unit 6 of the joint venture is connected in parallel with the second group of inputs of unit 5 of the PIC and the group of inputs of unit 7 of the control unit. the group of outputs of unit 7 of the control unit is the group of outputs of unit 4 of the AP.

Блок 3 ДОС представлен на фиг. 3. Он содержит N блоков 8 комплексного взвешивания сигналов (КВС) и блок 9 N-входового сумматора. Первые входы блоков 8 КВС образуют первую группу входов блока 3 ДОС. Вторые входы блоков 8 КВС образуют вторую группу входов блока 3 ДОС. Выход каждого из N блоков 8 КВС соединен с соответствующим входом блока 9 N-входового сумматора. Выход блока 9 N-входового сумматора является выходом блока 3 ДОС.DOS block 3 is shown in FIG. 3. It contains N blocks 8 complex signal weighting (FAC) and block 9 of the N-input adder. The first inputs of blocks 8 KBC form the first group of inputs of block 3 DOS. The second inputs of blocks 8 FAC form the second group of inputs of block 3 DOS. The output of each of the N blocks 8 of the FAC is connected to the corresponding input of block 9 of the N-input adder. The output of block 9 of the N-input adder is the output of block 3 DOS.

Блок 1 антенного элемента (АЭ) МЛ СФААР предназначен для приема (регистрации) сигналов ИИ, может быть выполнен, например, в виде печатной антенны [10, с. 268].Block 1 of the antenna element (AE) of ML SFAAR is intended for receiving (recording) signals of AI, can be performed, for example, in the form of a printed antenna [10, p. 268].

Блок 2 аналого-цифрового преобразования (АЦП) предназначен для преобразования принятого сигнала ИИ в цифровую форму, может быть выполнен, например, на базе субмодуля ADM214x10M [11].Block 2 analog-to-digital conversion (ADC) is designed to convert the received signal of the AI into digital form, can be performed, for example, on the basis of the submodule ADM214x10M [11].

Блок 3 диаграммообразующей схемы (ДОС) предназначен для формирования диаграммы направленности МЛ СФААР в соответствии с правилом:Block 3 of the diagram-forming circuit (DOS) is intended for the formation of the radiation pattern of ML SFAAR in accordance with the rule:

Figure 00000096
Figure 00000096

где х0 - цифровой комплексный сигнал на выходе блока ДОС;

Figure 00000097
,
Figure 00000098
- пространственные отсчеты цифрового комплексного сигнала, поступающие на первую группу входов блока ДОС;
Figure 00000099
,
Figure 00000100
- пространственные отсчеты цифрового комплексного сигнала, поступающие на вторую группу входов блока ДОС, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [12, с. 34].where x 0 is the digital complex signal at the output of the DOS block;
Figure 00000097
,
Figure 00000098
- spatial readings of the digital complex signal arriving at the first group of inputs of the DOS block;
Figure 00000099
,
Figure 00000100
- spatial readings of the digital complex signal arriving at the second group of inputs of the DOS block can be implemented in a digital signal processor, for example, the TMS320C6x chip [12, p. 34].

Блок 4 АП МЛ СФААР предназначен для вычисления значений вектора комплексных коэффициентов блока 5 ПОС и вектора весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [12, с. 34].Block 4 AP ML SFAAR is designed to calculate the values of the vector of complex coefficients of the PIC block 5 and the vector of weight coefficients DOS ML SFAAR, can be implemented in a digital signal processor, for example, the TMS320C6x chip [12, p. 34].

Блок 5 пространственной обработки сигналов (ПОС) предназначен для предварительной пространственной обработки сигнала, принимаемого МЛ СФААР в соответствии с правилом:Block 5 spatial signal processing (PIC) is intended for preliminary spatial processing of the signal received by ML SFAAR in accordance with the rule:

Figure 00000101
,
Figure 00000101
,

Figure 00000102
,
Figure 00000102
,

где

Figure 00000103
- n-й комплексный цифровой отсчет когерентно накопленного входного сигнала после (m-1)-го пространственного дифференцирования;
Figure 00000104
- комплексный цифровой отсчет входного сигнала принятый (n+
Figure 00000105
)-м элементом МЛ СФААР; wm, νm,
Figure 00000106
- корни полиномов параметрической модели СПЧ сигнала, принятого МЛ СФААР; L - число когерентно накапливаемых пространственных отсчетов; М - число ИИ; N - число АЭ, результатом которой является его декорреляция («обеливание»), может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [12, с. 34].Where
Figure 00000103
- nth complex digital reading of the coherently accumulated input signal after the (m-1) -th spatial differentiation;
Figure 00000104
- complex digital sample of the input signal received (n +
Figure 00000105
) -th element of ML SFAAR; w m , ν m ,
Figure 00000106
- the roots of the polynomials of the parametric model of the FH signal received by ML SFAAR; L is the number of coherently accumulated spatial samples; M is the number of AI; N is the number of AEs, the result of which is its decorrelation (“whitening”), can be implemented in a digital signal processing processor, for example, the TMS320C6x chip [12, p. 34].

Блок 6 сигнального процессора (СП) предназначен для вычисления значений ВКК блока ПОС в соответствии с разностными уравнениями:Block 6 of the signal processor (SP) is designed to calculate the values of the VCC block PIC in accordance with the difference equations:

Figure 00000107
;
Figure 00000107
;

Figure 00000108
;
Figure 00000108
;

Figure 00000109
;
Figure 00000109
;

Figure 00000110
,
Figure 00000110
,

где Λ(k), Λ (k,k-1) - текущее и экстраполированное значение ВКК блока ПОС; КΛ(k), КΛ[k,k-1) - матрицы дисперсии ошибок фильтрации и экстраполяции ВКК блока ПОС; gΛ - матрица пересчета приращений вектора Λ для k-го шага наблюдения на следующий шаг;

Figure 00000111
- матрица крутизн измерителя ВКК блока ПОС;
Figure 00000112
- матрица, составленная из строк-векторов
Figure 00000113
сигнала, принимаемого МЛ СФААР (здесь Y1(k)=Y(k)); "Т" - знак транспонирования;
Figure 00000114
- значение матрицы крутизн измерителя ВВК для экстраполированной оценки Λ; Rη - КМ внутренних шумов приемных каналов МЛ СФААР; "+" - знак эрмитого сопряжения;
Figure 00000115
- вектор нелинейной формы от ВКК блока ПОС, элементы которого определяются формулой:where Λ (k), Λ (k, k-1) is the current and extrapolated value of the VCC of the PIC block; K Λ (k), K Λ [k, k-1) are the variance matrices of the filtration and extrapolation errors of the VCC of the PIC block; g Λ is the matrix for recalculating the increments of the vector Λ for the kth step of observation to the next step;
Figure 00000111
- the slope matrix of the meter VKK POS unit;
Figure 00000112
- matrix composed of row vectors
Figure 00000113
the signal received by ML SFAAR (here Y 1 (k) = Y (k)); "T" is the sign of transposition;
Figure 00000114
- the value of the slope matrix of the VVK meter for the extrapolated estimate of Λ; R η - CM internal noise of the receiving channels ML SFAAR; "+" - a sign of hermitian conjugation;
Figure 00000115
- a vector of a nonlinear form from the VCC block of the PIC, the elements of which are determined by the formula:

Figure 00000116
Figure 00000116

где

Figure 00000117
,
Figure 00000118
Where
Figure 00000117
,
Figure 00000118

Figure 00000119
,
Figure 00000120
, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [12, с. 34].
Figure 00000119
,
Figure 00000120
, can be implemented in a digital signal processor, for example, the TMS320C6x chip [12, p. 34].

Блок 7 устройства управления (УУ) предназначен для вычисления ВВК МЛ СФААР в соответствии с формулой:Block 7 of the control device (UU) is designed to calculate the VVK ML SFAAR in accordance with the formula:

Figure 00000121
Figure 00000121

где I0 - размерный коэффициент МЛ СФААР;

Figure 00000122
- оценка вектора амплитудно-фазового распределения, создаваемого сигналом m-го источника ПИ на АЭ; rm=exp[-jarg(wm)];
Figure 00000123
- диагональная матрица амплитудного распределения токов на АЭ, определяющего ширину главного луча ДН МЛ СФААР в q-м направлении; r0q - вектор фазового распределения токов на АЭ, определяющий q-е направление главного луча ДН МЛ СФААР; "j" - мнимая единица; "*" - знак комплексного сопряжения; Мс - число главных лучей ДН МЛ СФААР, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [12, с. 34].where I 0 is the dimensional coefficient of ML SFAAR;
Figure 00000122
- estimation of the amplitude-phase distribution vector generated by the signal of the m-th source of PI on the AE; r m = exp [-jarg (w m )];
Figure 00000123
- the diagonal matrix of the amplitude distribution of currents on the AE, which determines the width of the main beam of the MD ML SFAAR in the qth direction; r 0q is the vector of the phase distribution of currents on the AE, which determines the qth direction of the main beam of the ML ML SFAAR; "j" is the imaginary unit; "*" - a sign of complex conjugation; M s - the number of main beams of the ML ML SFAAR, can be implemented in a digital signal processor, for example, the TMS320C6x chip [12, p. 34].

Блок 8 комплексного взвешивания сигналов (КВС) осуществляет умножение цифровых комплексных сигналов, поступающих на его соответствующие входы в соответствии с правилом:Block 8 of the integrated signal weighting (FAC) multiplies the digital complex signals supplied to its respective inputs in accordance with the rule:

Figure 00000124
Figure 00000124

где х0 - цифровой комплексный сигнал на выходе блока КВС; х1 - сигнал на первом входе блока КВС; х2 - сигнал на втором входе блока КВС; "*" - знак комплексного сопряжения, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [12, с. 34].where x 0 is the digital complex signal at the output of the PIC unit; x 1 is the signal at the first input of the FAC unit; x 2 is the signal at the second input of the FAC unit; "*" - a sign of complex pairing, can be implemented in a digital signal processor, for example, the TMS320C6x chip [12, p. 34].

Блок 9 N-входовый сумматор, осуществляет суммирования цифровых комплексных сигналов, поступающих на его входы в соответствии с правилом:Block 9 N-input adder, performs the summation of digital complex signals arriving at its inputs in accordance with the rule:

Figure 00000125
,
Figure 00000125
,

где х0 - цифровой комплексный сигнал на выходе блока N-входового сумматора; хn,

Figure 00000126
- пространственные отсчеты поступающего цифрового комплексного сигнала, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [12, с. 34].where x 0 is a digital complex signal at the output of the block of the N-input adder; x n
Figure 00000126
- spatial samples of the incoming digital complex signal can be implemented in a digital signal processor, for example, the TMS320C6x chip [12, p. 34].

Функционирование МЛ СФААР, синтезированной по заявленному способу, поясняется чертежами, представленными на фиг. 1, фиг. 2, фиг. 3, и результатами, представленными на фиг. 4, фиг. 5, фиг. 6.The functioning of ML SFAAR synthesized by the claimed method is illustrated by the drawings shown in FIG. 1, FIG. 2, FIG. 3 and the results presented in FIG. 4, FIG. 5, FIG. 6.

В соответствии с набором амплитудно-фазовых распределений задаваемыми векторами Iq, r0q,

Figure 00000127
, МЛ СФААР комплекса РТК формирует Мс ДН требуемой формы в направлении Мс контролируемых ИИ (контролируемых РЭС). При этом в зоне ответственности комплекса РТК находятся М источников помехового излучения, сигналы которых принимаются каждым из N блоков 1 АЭ, оцифровываются в соответствующих блоках 2 АЦП и параллельно передаются в блок 3 ДОС, а также в блок 4 АП.In accordance with a set of amplitude-phase distributions given by vectors I q , r 0q ,
Figure 00000127
, ML SFAAA of the RTK complex forms M with DN of the required shape in the direction of M from controlled AI (controlled by RES). Moreover, in the area of responsibility of the RTK complex there are M sources of interfering radiation, the signals of which are received by each of the N blocks 1 of the AE, are digitized in the corresponding blocks 2 of the ADC and are simultaneously transmitted to block 3 of the DOS, and also to block 4 of the AP.

В блоке 6 СП в соответствии с формулами (15)-(18) вычисляется ВКК. Результаты вычислений ВКК параллельно передаются в блок 5 ПОС и блок 7 УУ.In block 6 SP in accordance with formulas (15) - (18) is calculated VKK. The results of the VCC calculations are simultaneously transmitted to the PIC unit 5 and the UU unit 7.

В блоке 5 ПОС, используя переданные значения результатов вычисления ВКК Λ, выполняется весовая обработки принятых сигналов ИИ в соответствии с формулами (9), (10). В результате формируется выходной сигнал блока 5 ПОС, который, по цепи обратной связи, передается в блок 6 СП.In block 5 of the PIC, using the transmitted values of the results of the calculation of the IQC Λ, the weighted processing of the received AI signals is performed in accordance with formulas (9), (10). As a result, the output signal of the PIC unit 5 is formed, which, through the feedback circuit, is transmitted to the SP unit 6.

В блоке 7 УУ по вычисленным значениям ВКК Λ и заданным значениям векторов Iq, r0q,

Figure 00000128
, в соответствии с формулой (22) вычисляется ВВК МЛ СФААР I0. Вычисленные значения ВВК МЛ СФААР I0 передаются в блок 3 ДОС.In block 7 of the control unit according to the calculated values of the VCC Λ and the given values of the vectors I q , r 0q ,
Figure 00000128
, in accordance with formula (22), the VVK ML SFAAR I 0 is calculated. The calculated values of VVK ML SFAAR I 0 are transferred to block 3 DOS.

В блоке 3 ДОС оцифрованные значения входного сигнала поступают на первые входы соответствующих блоков 8 КВС, где взвешиваются значениями ВВК МЛ СФААР I0, поступившими на вторые входы соответствующих блоков 8 КВС. Далее, с блоков 8 КВС взвешенные значения входного сигнала поступают на соответствующие входы блока 9 N-входового сумматора. В результате на выходе блока 9 N-входового сумматора формируется многолучевая ДН, имеющая Мс главных лепестков (лучей), ориентированных в направления контролируемых ИИ (контролируемых РЭС) и М нулей, ориентированных в направления источников помехового излучения.In block 3 of the DOS, the digitized values of the input signal are supplied to the first inputs of the corresponding units 8 of the FAC, where they are weighted by the values of the VVK ML SFAAR I 0 received by the second inputs of the corresponding units of 8 FAC. Further, from blocks 8 FAC weighted values of the input signal are supplied to the corresponding inputs of block 9 of the N-input adder. As a result, at the output of block 9 of the N-input adder, a multipath beam is formed having M from the main lobes (rays) oriented in the direction of the controlled AI (controlled RES) and M zeros oriented in the direction of the sources of interference radiation.

На фиг. 4 представлен результат моделирования ДН по мощности линейной МЛ СФААР с изотропными элементами, синтезированной по заявленному способу. На фиг. 5 - результат моделирования ДН по мощности линейной ААР с изотропными элементами, синтезированной согласно способу-прототипу. Результаты фиг. 4, фиг. 5 получены для эквидистантной АР с числом АЭ равным N=30 при шаге решетки, составляющем

Figure 00000129
, где λ - длина волны излучения. Контролируемые РЭС находились под углами θ01=-5°, θ02=40, θ03=7° (Мс=3) относительно нормали к АР, а ИП - под углами θ1=-17°, θ2=-13°, θ3=-9°, θ4=10° и θ5=15° (М=5). Значения величин мощности ИП и контролируемых РЭС выбирались равными:
Figure 00000130
,
Figure 00000131
, когда
Figure 00000132
При этом величина отстройки центральной частоты энергетического спектра сигналов ИП от несущей частоты полезного сигнала составляла не более Δω ~ 10%.In FIG. 4 presents the result of modeling the DN by the power of the linear ML SFAAR with isotropic elements synthesized by the claimed method. In FIG. 5 - the result of modeling the DN in terms of power of a linear AAR with isotropic elements synthesized according to the prototype method. The results of FIG. 4, FIG. 5 are obtained for an equidistant AR with an AE number of N = 30 at a lattice spacing of
Figure 00000129
where λ is the radiation wavelength. The controlled RES were at angles θ 01 = -5 °, θ 02 = 4 0 , θ 03 = 7 ° (M s = 3) relative to the normal to the AR, and PI were at angles θ 1 = -17 °, θ 2 = - 13 °, θ 3 = -9 °, θ 4 = 10 ° and θ 5 = 15 ° (M = 5). The values of IP power and controlled RES were selected equal to:
Figure 00000130
,
Figure 00000131
when
Figure 00000132
In this case, the magnitude of the detuning of the central frequency of the energy spectrum of the IP signals from the carrier frequency of the useful signal was no more than Δω ~ 10%.

На фиг. 6 представлены результаты оценки величины коэффициента подавления помехового сигнала КР=ƒ (αс) как функции коэффициента αс, характеризующего относительную долю энергии полезного сигнала, пораженного помехой, для МЛ СФААР, синтезированной согласно способу-прототипу - пунктирная линия (линия 1) и когда МЛ СФААР синтезирована согласно заявленному способу - непрерывная линия (линия 2). Значение αс~1 соответствует значению Δω ~0%. Коэффициент αс, при условии что Δω≤0,3Δωс, где Δωс - ширина полосы энергетического спектра сигнала контролируемой РЭС, определяется согласно соотношению

Figure 00000133
где Δω - ширина полосы энергетического спектра сигнала ПИ; G(ω) - спектральная плотность комплексной огибающей сигнала ИИ. Результаты фиг. 6 получены при
Figure 00000134
Figure 00000135
, когда
Figure 00000136
In FIG. 6 presents the results of evaluating the value of the coefficient of suppression of the interfering signal K P = ƒ (α s ) as a function of the coefficient α s characterizing the relative fraction of the energy of the useful signal affected by the interference for the ML SFAAR synthesized according to the prototype method — dashed line (line 1) and when ML SFAAR is synthesized according to the claimed method is a continuous line (line 2). The value of α c ~ 1 corresponds to the value Δω ~ 0%. The coefficient α s , provided that Δω≤0,3Δω s , where Δω s is the bandwidth of the energy spectrum of the signal of the controlled RES, is determined according to the ratio
Figure 00000133
where Δω is the bandwidth of the energy spectrum of the PI signal; G (ω) is the spectral density of the complex envelope of the AI signal. The results of FIG. 6 obtained at
Figure 00000134
Figure 00000135
when
Figure 00000136

Из представленных результатов следует, что применение заявленного способа позволяет синтезировать МЛ СФААР, осуществляющую прием сигналов, контролируемых РЭС с заданного направления, и подавление сигналов источников ПИ с произвольных направлений, когда уровни мощности сигналов ИП и контролируемых РЭС на входе МЛ СФААР сопоставимы между собой, а отстройка центральной частоты энергетического спектра сигналов ИП от несущей частоты сигнала контролируемой РЭС меньше ширины его энергетического спектра. Так при значении коэффициента αс ~0,61-0,82, когда источники помех расположены на угловых расстояниях, превышающих ширину главного луча ДН МЛ СФААР, а

Figure 00000137
Figure 00000138
, МЛ СФААР синтезированная по заявленному способу, обеспечивает выигрыш в коэффициенте подавление помеховых сигналов Кр на ~17-22%, что позволяет повысить эффективность средства РТК по показателю ОСПШ на выходе МЛ СФААР на ~38-62%.From the presented results it follows that the application of the claimed method allows you to synthesize ML SFAAR, which receives signals controlled by RES from a given direction, and suppress signals of sources of PI from arbitrary directions, when the power levels of signals of IP and controlled RES at the input of ML SFAAR are comparable, and the detuning of the central frequency of the energy spectrum of IP signals from the carrier frequency of the signal of the controlled RES is less than the width of its energy spectrum. So, with the coefficient α с ~ 0.61-0.82, when the interference sources are located at angular distances exceeding the width of the main beam of the ML ML SFAAR, and
Figure 00000137
Figure 00000138
, ML SFAAR synthesized by the claimed method provides a gain in the coefficient of suppression of interfering signals K p by ~ 17-22%, which allows to increase the efficiency of the RTK in terms of the SINR at the output of ML SFAAR by ~ 38-62%.

Таким образом, выполнение синтеза АП с использованием параметрической модели пространственной СПМ сигнала, принимаемого МЛ СФААР, определяемой формулой (5), позволяет синтезировать МЛ СФААР, осуществляющую подавление сигналов источников ПИ, когда уровни мощности сигналов ИП и контролируемых РЭС на входе МЛ СФААР сопоставимы между собой, а отстройка центральной частоты энергетического спектра сигналов ИП от несущей частоты сигнала контролируемой РЭС меньше ширины его энергетического спектра, т.е. достичь технического результата и решить указанную техническую проблему. В свою очередь синтез МЛ СФААР, осуществляющей подавление помеховых сигналов с уровнями мощности на входе антенны комплекса РТК, соизмеримых с уровнем мощности сигнала контролируемой РЭС, когда отстройка центральной частоты энергетического спектра сигналов ИП от несущей частоты сигнала контролируемой РЭС меньше ширины его энергетического спектра, позволяет расширить область практического применения заявленного способа синтеза МЛ СФААР, т.е. решить поставленную задачу.Thus, the implementation of AP synthesis using the parametric model of the spatial SPM signal received by the SFAAR ML defined by formula (5) allows us to synthesize the SFAAR ML, which suppresses the signals of the PI sources when the power levels of the IP signals and the controlled RES at the input of the SFAAR are comparable , and the detuning of the central frequency of the energy spectrum of IP signals from the carrier frequency of the signal of the controlled RES is less than the width of its energy spectrum, i.e. achieve a technical result and solve the specified technical problem. In turn, the synthesis of ML SFAAR, which suppresses interfering signals with power levels at the antenna input of the RTK complex, is comparable with the power level of the signal of the controlled RES, when the detuning of the central frequency of the energy spectrum of the IP signals from the carrier frequency of the signal of the controlled RES is less than the width of its energy spectrum, the field of practical application of the claimed method for the synthesis of ML SFAAR, i.e. solve the problem.

Источники информацииInformation sources

1. Патент РФ №2357338 С1, МПК H01Q 21/00.1. RF patent No. 2357338 C1, IPC H01Q 21/00.

2. Монзинго, Р.А. Адаптивные антенные решетки. Введение в теорию /Р.А. Монзинго, Т.У. Миллер. - М.: Радио и связь, 1986. - 448 с.2. Monzingo, R.A. Adaptive antenna arrays. Introduction to Theory / P.A. Monzingo, T.U. Miller. - M .: Radio and communications, 1986. - 448 p.

3. Корн, Г. Справочник по математике для научных работников и инженеров /Г. Корн, Т. Корн. Пер. с англ. под ред. И.Г. Арамановича. - М.: Наука, 1973. - 831 с.3. Korn, G. Handbook of mathematics for scientists and engineers / G. Korn, T. Korn. Per. from English under the editorship of I.G. Aramanovich. - M .: Nauka, 1973.- 831 p.

4. Марпл.-мл., С.Л. Цифровой спектральный анализ и его приложения /С.Л. Марпл.-мл.. - М.: Мир, 1990. - 584.4. Marpl.-ml., S.L. Digital spectral analysis and its applications / S.L. Marpl.-ml .. - M .: Mir, 1990 .-- 584.

5. Зайцев, А.Г. Алгоритмы функционирования системы пространственного разделения сигналов на основе их параметрических моделей /А.Г. Зайцев, В.М. Шевчук, С.В. Ягольников //Радиотехника. - 2000. - №11. - С. 75-78.5. Zaitsev, A.G. Algorithms for the functioning of the system of spatial separation of signals based on their parametric models / A.G. Zaitsev, V.M. Shevchuk, S.V. Yagolnikov // Radio engineering. - 2000. - No. 11. - S. 75-78.

6. Фрадков, А.Л. Адаптивное управление в сложных системах. Беспоисковые методы /А.Л. Фрадков - М.: Наука. Гл. ред. физ-мат. лит., 1990 - 296 с.6. Fradkov, A.L. Adaptive management in complex systems. Searchless methods / A.L. Fradkov - M .: Science. Ch. ed. physical mat. lit., 1990 - 296 p.

7. Тихонов, В.И. Статистический анализ и синтез радиотехнических устройств и систем /В.И. Тихонов, В.Н. Харисов. - М.: Радио и связь, 1991. - 608 с.7. Tikhonov, V.I. Statistical analysis and synthesis of radio engineering devices and systems / V.I. Tikhonov, V.N. Harisov. - M .: Radio and communications, 1991 .-- 608 p.

8. Зайцев, А.Г. Синтез устройства обработки многолучевой СФАР с многопараметрическим управлением и разделением сигналов на основе АРСС моделирования /А.Г. Зайцев, С.М. Костромицкий. //Радиотехника и электроника. Вып. 22. - Мн.: Вышейш. школа. - 1994. - С. 75-82.8. Zaitsev, A.G. Synthesis of a multi-beam SFAR processing device with multi-parameter control and signal separation based on ARSS modeling / A.G. Zaitsev, S.M. Kostromitsky. // Radio engineering and electronics. Vol. 22. - Mn .: Highest. school. - 1994 .-- S. 75-82.

9. Адаптивные антенные решетки. Уч. пособие в 2-х частях. Часть 2.: В.А. Григорьев, С.С. Щесняк, В.Л. Гулюшин, Ю.А. Распаев и др. /под общ. ред. В.А. Григорьева. - СПб: Университет ИТМО, 2016 - 118 с.9. Adaptive antenna arrays. Uch. allowance in 2 parts. Part 2 .: V.A. Grigoriev, S.S. Sheshnyak, V.L. Gulushin, Yu.A. Raspaev and others / under the total. ed. V.A. Grigoryeva. - St. Petersburg: ITMO University, 2016 - 118 p.

10. Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных антенных решеток /под ред. Д.И. Воскресенского. М.: Радиотехника. - 2003. - 631 с. 10. Microwave devices and antennas. Design of phased antenna arrays / ed. DI. Voskresensky. M .: Radio engineering. - 2003 .-- 631 p.

11. www.insys.ru, info@insys.ru, ЗАО "Инструментальные системы".11. www.insys.ru, info@insys.ru, CJSC Instrumental Systems.

12. Остапенко, А.Г. Цифровые процессоры обработки сигналов: Справочник. /А.Г. Остапенко, С.И. Лавлинский, А.Б. Сушков и др., - М.: Радио и связь, 264 с. - 1994.12. Ostapenko, A.G. Digital Signal Processing Processors: A Guide. / A.G. Ostapenko, S.I. Lavlinsky, A.B. Sushkov et al., M.: Radio and Communications, 264 p. - 1994.

Claims (23)

1. Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки (МЛ СФААР), включающий задание исходных данных по количеству антенных элементов (АЭ) N, их характеристикам X, положению в пространстве и типу диаграммообразующей схемы (ДОС) с последующим построением адаптивного процессора (АП), вычисляющего значение вектора весовых коэффициентов (ВВК) МЛ СФААР
Figure 00000139
, где
Figure 00000140
- значение весового коэффициента n-го АЭ, обеспечивающее максимум отношения сигнал/помеха + шум (ОСПШ) на выходе МЛ СФААР при изменении параметров сигнально-помеховой обстановки, отличающийся тем, что построение АП выполняется с использованием параметрической модели пространственной спектральной плотности мощности (СПМ) сигналов источников излучения (ИИ), для этого задается параметрическая модель пространственной СПМ сигнала, принимаемого МЛ СФААР:1. A method for the synthesis of a multi-beam self-focusing adaptive antenna array (ML SFAAR), including setting initial data on the number of antenna elements (AE) N, their characteristics X, position in space and the type of diagram-forming circuit (DOS) with the subsequent construction of an adaptive processor (AP), calculating the value of the vector of weighting coefficients (VVK) ML SFAAR
Figure 00000139
where
Figure 00000140
- the value of the weight coefficient of the nth AE, which provides the maximum signal-to-noise + noise ratio (SIR) at the output of the SFAAR ML when changing the parameters of the signal-noise situation, characterized in that the construction of the AP is performed using the parametric model of the spatial power spectral density (PSD) signals of radiation sources (AI); for this, a parametric model of the spatial SPM signal is received, received by ML SFAAR:
Figure 00000141
Figure 00000141
 где Sx(z-1) - пространственная СПМ сигнала, принимаемого МЛ СФААР; z=ехр(-jωX);
Figure 00000142
- пространственная частота; λ, d, θ - длина волны излучения, расстояние между АЭ и угол, отсчитываемый от нормали к раскрыву антенны;
Figure 00000143
- пространственная СПМ сигналов ИИ; A0 - размерный коэффициент;
Figure 00000144
,
Figure 00000145
- полиномы числителя и знаменателя пространственной СПМ входного сигнала МЛ СФААР; NX - пространственная СПМ пространственно-некоррелированного фонового излучения; j - мнимая единица; М - число ИИ, далее, на основании заданной модели SX(z-1), определяется передаточная функция (ПФ) блока пространственной обработки сигнала (ПОС) в АП, проводится ее декомпозиция относительно корней полиномов числителя и знаменателя с последующим выполнением процедуры обратного Z-преобразования, результатом которой является алгоритм обработки принятого сигнала в блоке ПОС, включающий последовательное выполнение пространственного когерентного накопления принимаемого сигнала согласно формуле:where S x (z -1 ) is the spatial PSD signal received by ML SFAAR; z = exp (-jω X );
Figure 00000142
- spatial frequency; λ, d, θ - radiation wavelength, the distance between the AE and the angle measured from the normal to the aperture of the antenna;
Figure 00000143
- spatial PSD of AI signals; A 0 - dimensional coefficient;
Figure 00000144
,
Figure 00000145
- polynomials of the numerator and denominator of the spatial PSD of the input signal ML SFAAR; N X — spatial PSD of spatially uncorrelated background radiation; j is the imaginary unit; M is the number of AI, then, based on the given model S X (z -1 ), the transfer function (FS) of the spatial signal processing unit (POS) in the AP is determined, its decomposition is carried out relative to the roots of the polynomials of the numerator and denominator, followed by the inverse Z -transformation, the result of which is the algorithm for processing the received signal in the PIC unit, including the sequential execution of spatial coherent accumulation of the received signal according to the formula:
Figure 00000146
Figure 00000146
 где
Figure 00000147
- n-й комплексный цифровой отсчет когерентно накопленного входного сигнала; yn+1 (k) - комплексный цифровой отсчет входного сигнала, принятый (n+l)-м элементом МЛ СФААР; L - число когерентно накапливаемых пространственных отсчетов входного сигнала МЛ СФААР; νm,
Figure 00000148
- m-й корень полинома знаменателя ПФ блока ПОС и М-кратного пространственного дифференцирования накопленного сигнала согласно формуле:Where
Figure 00000147
- n-th complex digital readout of the coherently accumulated input signal; y n + 1 (k) is the complex digital sample of the input signal received by the (n + l) th element of the ML SFAAR; L is the number of coherently accumulated spatial samples of the input signal ML SFAAR; ν m
Figure 00000148
- the mth root of the polynomial of the denominator of the PF block POS and M-fold spatial differentiation of the accumulated signal according to the formula:
Figure 00000149
,
Figure 00000150
,
Figure 00000149
,
Figure 00000150
, где
Figure 00000151
- n-й комплексный цифровой отсчет когерентно накопленного входного сигнала после (m-1)-го пространственного дифференцирования;
Figure 00000152
- сигнал на n-м выходе блока ПОС; wm,
Figure 00000153
- m-й корень полинома числителя ПФ блока ПОС, далее выполняется построение уравнений функционирования блока сигнального процессора (СП), вычисляющего значение вектора комплексных коэффициентов (ВКК) блока ПОС Λ, при котором сигнал на выходе блока ПОС минимален:Where
Figure 00000151
- nth complex digital reading of the coherently accumulated input signal after the (m-1) -th spatial differentiation;
Figure 00000152
- signal at the nth output of the PIC block; w m
Figure 00000153
- the mth root of the polynomial of the NF numerator of the POS block, then the equations of functioning of the signal processor (SP) block are constructed, which calculates the value of the vector of complex coefficients (VCC) of the POS block Λ, at which the signal at the output of the POS block is minimal:
Figure 00000154
Figure 00000154
 где
Figure 00000155
, ΩΛ - ВКК блока ПОС и множество его значений; Λ0 - значение ВКК блока ПОС, при котором сигнал на его выходе минимален;
Figure 00000156
- евклидова норма вектора;
Figure 00000157
- вектор выходных сигналов блока ПОС и построение уравнений функционирования блока устройства управления (УУ), вычисляющего значение ВВК МЛ СФААР, при котором ОСПШ на выходе МЛ СФААР максимально:Where
Figure 00000155
, Ω Λ - VKK block PIC and the set of its values; Λ 0 is the VCC value of the PIC block at which the signal at its output is minimal;
Figure 00000156
is the Euclidean norm of the vector;
Figure 00000157
- the vector of the output signals of the PIC unit and the construction of the equations of operation of the unit of the control device (CU), which calculates the value of the VVK ML SFAAR, at which the SINR at the output of the ML SFAAR is maximum:
Figure 00000158
Figure 00000158
 где γ - показатель эффективности МЛ СФААР, являющийся ОСПШ на ее выходе, при этом синтезированная МЛ СФААР состоит из блоков АЭ, параллельно соединенных с блоком ДОС и блоком АП, включающий блок ПОС, блок СП, соединенный с блоком ПОС по цепи обратной связи и блок УУ, вычисляющий ВВК МЛ СФААР, значение которого передается в блок ДОС для выполнения взвешенного суммирования сигналов, принятых блоками АЭ, выход блока ДОС является выходом МЛ СФААР.where γ is the efficiency indicator of the ML SFAAR, which is the SINR at its output, while the synthesized ML SFAAR consists of AE blocks parallel connected to the DOS block and the AP block, including the POS block, the SP block, connected to the POS block via the feedback circuit and the block UU computing VVK ML SFAAR, the value of which is transmitted to the DOS block to perform a weighted summation of the signals received by the AE blocks, the output of the DOS block is the output of the SFAAR ML. 2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что уравнения функционирования блока СП, вычисляющего значение ВКК блока ПОС, при котором сигнал на его выходе минимален, соответствуют следующим формулам:2. The method according to p. 1, characterized in that the equations of operation of the joint venture block, which calculates the value of the VCC of the PIC block, at which the signal at its output is minimal, correspond to the following formulas:
Figure 00000159
Figure 00000159
 Λ(k,k-1)=gΛΛ(k-1);Λ (k, k-1) = g Λ Λ (k-1);
Figure 00000160
Figure 00000160
Figure 00000161
Figure 00000161
 где Λ(k), Λ(k,k-1) - текущее и экстраполированное значение ВКК блока ПОС; KΛ(k), KΛ(k,k-1) - матрицы дисперсии ошибок фильтрации и экстраполяции ВКК блока ПОС; gΛ - матрица пересчета приращений вектора Λ для k-го шага наблюдения на следующий шаг;
Figure 00000162
- матрица крутизн измерителя ВКК блока П ОС;
Figure 00000163
- матрица, составленная из строк-векторов
Figure 00000164
сигнала, принимаемого МЛ СФААР (здесь Y1(k)=Y(k)); "Т" - знак транспонирования;
Figure 00000165
- значение матрицы крутизн измерителя ВКК для экстраполированной оценки Λ; Rη - корреляционная матрица внутренних шумов приемных каналов МЛ СФААР; "+" - знак эрмитого сопряжения;
Figure 00000166
- вектор нелинейной формы от ВКК блока ПОС, элементы которого определяются формулой:where Λ (k), Λ (k, k-1) is the current and extrapolated value of the VCC of the PIC block; K Λ (k), K Λ (k, k-1) are the variance matrices of the filtration and extrapolation errors of the VCC of the PIC block; g Λ is the matrix for recalculating the increments of the vector Λ for the kth step of observation to the next step;
Figure 00000162
- the slope matrix of the meter VKK block P OS;
Figure 00000163
- matrix composed of row vectors
Figure 00000164
the signal received by ML SFAAR (here Y 1 (k) = Y (k)); "T" is the sign of transposition;
Figure 00000165
- the value of the slope matrix of the VKK meter for the extrapolated estimate of Λ; R η - correlation matrix of internal noise of the receiving channels ML SFAAR; "+" - a sign of hermitian conjugation;
Figure 00000166
- a vector of a nonlinear form from the VCC block of the PIC, the elements of which are determined by the formula:
Figure 00000167
Figure 00000167
 где
Figure 00000168
Where
Figure 00000168
Figure 00000169
Figure 00000169
 3. Способ по п. 1, отличающийся тем, что уравнение функционирования блока УУ, вычисляющего значение ВВК МЛ СФААР, при котором ОСПШ на ее выходе максимально, соответствует следующей формуле:3. The method according to p. 1, characterized in that the equation of operation of the unit UU, which calculates the value of the VVK ML SFAAR, in which the SINR at its output is maximum, corresponds to the following formula:
Figure 00000170
Figure 00000170
 где I0 - размерный коэффициент МЛ СФААР;
Figure 00000171
- оценка вектора амплитудно-фазового распределения, создаваемого сигналом m-го источника помехового излучения на АЭ; rm=exp[-jarg(wm)];
Figure 00000172
- диагональная матрица q-го амплитудного распределения токов на АЭ;
Figure 00000173
- вектор q-го фазового распределения токов на АЭ; "*" - знак комплексного сопряжения; Мс - число главных лучей ДН МЛ СФААР.where I 0 is the dimensional coefficient of ML SFAAR;
Figure 00000171
- estimation of the amplitude-phase distribution vector generated by the signal of the m-th source of interfering radiation on the AE; r m = exp [-jarg (w m )];
Figure 00000172
- diagonal matrix of the qth amplitude distribution of currents on the AE;
Figure 00000173
is the vector of the qth phase current distribution on the AE; "*" - a sign of complex conjugation; M s - the number of main rays of the ML ML SFAAR.
RU2017131602A 2017-09-11 2017-09-11 Method of synthesizing of a multi-beam self-focusing adaptive antenna array using a parametric model of the spatial frequency spectrum of emission sources signals RU2659613C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2017131602A RU2659613C1 (en) 2017-09-11 2017-09-11 Method of synthesizing of a multi-beam self-focusing adaptive antenna array using a parametric model of the spatial frequency spectrum of emission sources signals

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2017131602A RU2659613C1 (en) 2017-09-11 2017-09-11 Method of synthesizing of a multi-beam self-focusing adaptive antenna array using a parametric model of the spatial frequency spectrum of emission sources signals

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2659613C1 true RU2659613C1 (en) 2018-07-03

Family

ID=62815830

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2017131602A RU2659613C1 (en) 2017-09-11 2017-09-11 Method of synthesizing of a multi-beam self-focusing adaptive antenna array using a parametric model of the spatial frequency spectrum of emission sources signals

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2659613C1 (en)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2072525C1 (en) * 1993-09-29 1997-01-27 Нижегородский государственный технический университет Directivity pattern shaping method
RU2232485C2 (en) * 2001-11-27 2004-07-10 Корпорация "Самсунг Электроникс" Procedure to form directivity pattern of antenna and device for its realization
RU2237379C2 (en) * 2002-02-08 2004-09-27 Самсунг Электроникс Method and device for shaping directivity pattern of base-station adaptive antenna array
RU2495447C2 (en) * 2011-11-15 2013-10-10 Федеральное государственное унитарное предприятие "Ростовский-на-Дону научно-исследовательский институт радиосвязи" (ФГУП "РНИИРС") Beam forming method

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2072525C1 (en) * 1993-09-29 1997-01-27 Нижегородский государственный технический университет Directivity pattern shaping method
RU2232485C2 (en) * 2001-11-27 2004-07-10 Корпорация "Самсунг Электроникс" Procedure to form directivity pattern of antenna and device for its realization
RU2237379C2 (en) * 2002-02-08 2004-09-27 Самсунг Электроникс Method and device for shaping directivity pattern of base-station adaptive antenna array
RU2495447C2 (en) * 2011-11-15 2013-10-10 Федеральное государственное унитарное предприятие "Ростовский-на-Дону научно-исследовательский институт радиосвязи" (ФГУП "РНИИРС") Beam forming method

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8354960B2 (en) Method for low sidelobe operation of a phased array antenna having failed antenna elements
CN105891771B (en) It is a kind of improve estimated accuracy based on continuously distributed angle estimating method and equipment
CN102801455B (en) Wave beam method for generating codebooks, beam search method and relevant apparatus
CN114640381A (en) Method and system for calculating reflection coefficient of intelligent super surface
CN107302391A (en) Adaptive beamforming method based on relatively prime array
WO2008105909A2 (en) Optimal beam pattern synthesis via matrix weighting
CN115236589B (en) Polar region under-ice DOA estimation method based on covariance matrix correction
RU2659613C1 (en) Method of synthesizing of a multi-beam self-focusing adaptive antenna array using a parametric model of the spatial frequency spectrum of emission sources signals
RU2407026C1 (en) Location finding method of narrow-band radio signals of short-wave range
RU2431862C1 (en) Polarisation independent direction finding method of multi-beam radio signals
RU2659608C1 (en) Method for synthesis of a multi-beam self-focusing adaptive antenna arrays by using a parametric correlation matrix model of a received signal
CN115833894B (en) Digital-analog synthesis self-adaptive anti-interference method based on subarrays
Stephan et al. Evaluation of antenna calibration and DOA estimation algorithms for FMCW radars
EP1543341B1 (en) Method and apparatus for reducing the amount of shipboard-collected calibration data
Chen et al. Synthesis of wideband frequency-invariant beam patterns for nonuniformly spaced arrays by generalized alternating projection approach
RU2650095C1 (en) Method for synthesis of a multi-beam self-focusing adaptive antenna arrays by using a parametric model of signals of radiation sources
JP2006121513A (en) Distributed aperture antenna equipment
CN115808659A (en) Robust beam forming method and system based on low-complexity uncertain set integration
RU2577827C1 (en) Self-focusing multibeam antenna array
RU2650096C1 (en) Method of the multi-beam adaptive antenna array beam pattern generating using the input signal spatial frequencies spectrum parametric model
KR102030994B1 (en) Array antenna apparatus and method for synthesis of spatial spectrum
JP2005151526A (en) Device for suppressing unwanted signal
Cordill et al. Mutual coupling calibration using the Reiterative Superresolution (RISR) algorithm
RU2764000C1 (en) Method for forming a directional diagram
CN118625257B (en) Multi-sound source positioning method and system based on limited-new-rate sampling

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20190912