RU2574079C1

RU2574079C1 - Method for unambiguous measurement of radial velocity of target in coherent-pulse radar station

Info

Publication number: RU2574079C1
Application number: RU2014144032/07A
Authority: RU
Inventors: Дмитрий Геннадьевич Митрофанов; Геннадий Владимирович Рудианов; Николай Владимирович Силаев; Виталий Валерьевич Бортовик; Сергей Анатольевич Климов; Алексей Аркадьевич Желнин; Николай Иванович Бирко; Андрей Юрьевич Сбусин
Filing date: 2014-10-30
Publication date: 2016-02-10

Abstract

FIELD: radio engineering, communication.

SUBSTANCE: result is achieved based on the use of a cross-correlation function of reflected and reference signals, wherein the number of maxima of the cross-correlation function is used to establish the range in which the true value of the Doppler frequency of the reflected signal is located, followed by the determination of the true value of the radial velocity of the target. The correlation analysis of reflected signals is performed by first converting the said signals to a digital form, followed by merging into a single synthesised digital signal whose duration is equal to the repetition period of the radar pulses. After calculating the cross-correlation function of the synthesised signal, its envelope is passed through a low-pass filter and the number of its global maxima N is counted. This enables to determine the frequency range in which the true Doppler frequency of the reflected signal is located. The advantage of the present method lies in enabling the unambiguous measurement of the radial velocity of an aerial target in a coherent-pulse radar station at Doppler frequencies which exceed the repetition frequency of probing ultrahigh-frequency pulses.

EFFECT: unambiguous measurement of the radial velocity of an aerial target in a coherent-pulse radar station.

12 dwg

Description

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано в радиолокационных станциях обнаружения и целеуказания (СОЦ), а также в радиолокационных станциях сопровождения для измерения истинного значения радиальной скорости воздушной цели.The invention relates to the field of radar and can be used in radar detection and target designation (SOC), as well as in radar tracking stations to measure the true value of the radial speed of an air target.

Обнаружение воздушных целей в типовых СОЦ происходит следующим образом. Станция имеет антенну, вращающуюся в горизонтальной плоскости с частотой Ω_ВР. Конструкция антенны такова, что характеристика направленности имеет большую ширину в вертикальной плоскости и малую в горизонтальной плоскости [1, с. 285-286]. Передатчик радиолокационной станции (РЛС) формирует последовательность сверхвысокочастотных импульсов, которая с помощью антенны излучается в пространство. При контакте характеристики направленности антенны (ХНА) и цели появляется отраженный воздушной целью сигнал, который принимается этой же антенной, обрабатывается приемной системой РЛС и направляется в другие системы РЛС. При появлении отметки от цели на экране индикатора делается вывод о наличии цели. Азимут цели принимается равным азимуту антенны в момент приема максимального отраженного сигнала (центра пачки отраженных сигналов), а наклонная дальность до цели определяется по времени задержки отраженного импульса относительно излученного. При дальнейшем вращении антенны ее луч, а соответственно и ХНА покидает место расположения цели, поэтому отраженный сигнал исчезает. Следовательно, информация от цели как и отметка от цели на индикаторе пропадает и появляется только спустя полный оборот антенны в момент следующего облучения воздушной цели. Время, в течение которого информация от цели отсутствует, определяется периодом вращения T_ВР антенны:The detection of air targets in typical SOCs is as follows. The station has an antenna rotating in a horizontal plane with a frequency Ω _BP . The antenna design is such that the directivity characteristic has a large width in the vertical plane and small in the horizontal plane [1, p. 285-286]. The transmitter of the radar station (RLS) generates a sequence of microwave pulses, which with the help of an antenna is radiated into space. When the directivity of the antenna (ANA) and the target are in contact, a signal reflected by the air target appears, which is received by the same antenna, processed by the receiving radar system and sent to other radar systems. When a mark from the target appears on the indicator screen, a conclusion is made about the presence of the target. The target azimuth is taken equal to the antenna azimuth at the time of receiving the maximum reflected signal (center of the packet of reflected signals), and the slant range to the target is determined by the delay time of the reflected pulse relative to the emitted. With further rotation of the antenna, its beam, and, accordingly, the XNA, leaves the target location, so the reflected signal disappears. Therefore, the information from the target as well as the mark from the target on the indicator disappears and appears only after a full revolution of the antenna at the time of the next exposure to the air target. The time during which information from the target is missing is determined by the rotation period T of the _BP antenna:

где Ω_ВР - угловая скорость вращения антенны по азимуту (единицы оборотов в секунду).where Ω _BP is the angular velocity of rotation of the antenna in azimuth (units of revolutions per second).

При подслеживании (с помощью СОЦ) за воздушной целью по дальности возникает ошибка, определяемая радиальной скоростью V_р полета целиWhen tracking (using SOC) for an air target in range, an error occurs, determined by the radial speed V _p of the target’s flight

где t - время от момента облучения до текущего момента времени t.where t is the time from the moment of exposure to the current time t.

Такую ошибку называют динамической ошибкой слежения или подслеживания по дальности (ошибкой измерения дальности). Для уменьшения или полного устранения динамической ошибки необходимо как можно точнее измерять радиальную скорость цели и учитывать ее при измерении дальности в последующие контрольные моменты времени t_к по формулеSuch an error is called a dynamic range tracking or tracking error (range measurement error). To reduce or completely eliminate the dynamic error, it is necessary to measure the radial velocity of the target as accurately as possible and take it into account when measuring the range at subsequent control time instants t _to using the formula

где D_обл - дальность, измеренная РЛС в момент облучения цели (контакта ХНА с целью).where D _reg - the range measured by the radar at the time of irradiation of the target (contact HNA with the target).

Таким образом, при подслеживании за воздушной целью с помощью СОЦ актуальной задачей является измерение ее радиальной скорости, которая при определенных условиях не может быть в импульсной РЛС вычислена правильно, что связано с неоднозначностью измерений в импульсных радиолокационных системах.Thus, when tracking an air target using SOC, the urgent task is to measure its radial velocity, which under certain conditions cannot be calculated correctly in a pulsed radar, which is associated with the ambiguity of measurements in pulsed radar systems.

Известны цифровые устройства доплеровской обработки импульсных видеосигналов, обеспечивающие спектральный анализ, когерентную фильтрацию, определение радиальной скорости воздушной или иной цели и направление ее движения (измерение величины частоты Доплера и ее знака) [2, с. 155, рис. 12]. Однако эти устройства при работе на постоянной частоте повторения не обеспечивают возможность прямого однозначного измерения частоты Доплера f_д и ее знака, если измеряемая доплеровская частота превышает половину частоты повторения импульсов РЛС F_п/2, где F_п - частота повторения. Причиной этого является проявление известного стробоскопического эффекта. Как известно [3], измерение частоты Доплера эхо-сигнала, отраженного от движущейся цели с помощью когерентно-импульсной РЛС, сопровождается явлением неоднозначности. Данное явление обусловлено тем, что частота биений на выходе фазового детектора в приемнике РЛС однозначно определяет частоту Доплера только в пределах от 0 до половины частоты повторения РЛС (F_п/2) [3, с. 102]. Причем, при частоте Доплера f_д, равной F_п/2, частота биений максимальна (фиг. 1).Known digital devices for Doppler processing of pulsed video signals, providing spectral analysis, coherent filtering, determining the radial speed of an air or other target and the direction of its movement (measuring the magnitude of the Doppler frequency and its sign) [2, p. 155, fig. 12]. However, these devices, when operating at a constant repetition rate, do not provide the ability to directly unambiguously measure the Doppler frequency f _d and its sign if the measured Doppler frequency exceeds half the radar pulse repetition frequency F _p / 2, where F _p is the repetition frequency. The reason for this is the manifestation of the known stroboscopic effect. As is known [3], the measurement of the Doppler frequency of an echo signal reflected from a moving target using a coherent-pulse radar is accompanied by an ambiguity phenomenon. This phenomenon is due to the fact that the beat frequency at the output of the phase detector in the radar receiver uniquely determines the Doppler frequency only in the range from 0 to half the radar repetition frequency (F _p / 2) [3, p. 102]. Moreover, when the Doppler frequency f _d equal to F _p / 2, the beat frequency is maximum (Fig. 1).

При превышении частотой Доплера величины F_п/2 частота биений F_б уменьшается. Процесс увеличения и снижения частоты биений в ходе увеличения f_д повторяется с периодом, равным частоте повторения РЛС. Таким образом, предел однозначного измерения доплеровской частоты составляет F_п/2.When the Doppler frequency exceeds F _p / 2, the beat frequency F _b decreases. The process of increasing and decreasing the beat frequency during increasing f _{d is} repeated with a period equal to the frequency of the radar repetition. Thus, the limit of unambiguous measurement of the Doppler frequency is F _p / 2.

Известно устройство, обеспечивающее расширение диапазона однозначного определения частоты Доплера до частоты повторения F_п, т.е. в два раза [4]. Принцип действия данного устройства заключается в формировании однополосного импульсного видеосигнала из двухполосного импульсного видеосигнала, поступающего с выхода фазового детектора, путем вырезания (удаления) из его спектра части спектральных линий - четных или нечетных, где нечетные линии соответствуют частотам f_д, F_п+f_д, 2F_п+f_д и т.д., а четные линии соответствуют частотам F_п-f_д, 2F_п-f_д и т.д. В результате такого вырезания части спектральных линий («прополки» спектра) образуется новый однополосный спектр и соответственно новый однополосный выходной импульсный видеосигнал, обеспечивающий однозначное определение частоты Доплера f_д в пределах от 0 до F_п. Однако данное устройство не позволяет однозначно определять радиальную скорость цели, если частота Доплера превышает значение F_п.A device that provides unambiguous determination of range extension Doppler frequency before repetition frequency F _n, i.e. twice [4]. The principle of operation of this device is to generate a single-band pulsed video signal from a two-band pulsed video signal coming from the output of the phase detector by cutting (removing) from its spectrum part of the spectral lines - even or odd, where the odd lines correspond to the frequencies f _d , F _p + f _d , 2F _n + f _d , etc., and even lines correspond to frequencies F _n -f _d , 2F _n -f _d , etc. As a result of cutting out part of the spectral lines (“weeding” the spectrum), a new single-band spectrum and, accordingly, a new single-band output pulse video signal are formed, which provides an unambiguous determination of the Doppler frequency f _d in the range from 0 to F _p . However, this device does not allow to unambiguously determine the radial velocity of the target, if the Doppler frequency exceeds the value of F _p .

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому изобретению является способ однозначного измерения радиальной скорости цели в когерентно-импульсной радиолокационной станции, реализованный в зенитной самоходной установке (ЗСУ) 2С6М зенитного пушечно-ракетного комплекса (ЗПРК) 2К22 [5, с. 5-150]. Данный способ аналогично [4] позволяет расширить предел однозначного измерения частоты Доплера до величины F_п, т.е. увеличить интервал однозначного измерения V_p в 2 раза.The closest in technical essence to the claimed invention is a method of unambiguous measurement of the radial velocity of a target in a coherent-pulse radar station, implemented in a self-propelled anti-aircraft gun (ZSU) 2S6M anti-aircraft gun-missile complex (SAM) 2K22 [5, p. 5-150]. This method similarly to [4] allows you to expand the limit of a unique measurement of the Doppler frequency to the value of F _p , ie increased unambiguous measurement range V _p 2 times.

Сущность способа [5, с. 5-150] заключается в следующем.The essence of the method [5, p. 5-150] is as follows.

Передающая система СОЦ формирует когерентные зондирующие сверхвысокочастотные (СВЧ) импульсы с частотой повторения F_п, которые с помощью антенно-фидерной системы (АФС) излучаются в пространство [6, с. 76-79], в котором предполагается нахождение целей. Антенна АФС имеет ХНА, широкую в вертикальной плоскости и узкую в горизонтальной плоскости. Данная антенна вращается в горизонтальной плоскости со скоростью в несколько оборотов в секунду. Таким образом, производится поиск воздушных целей в зоне обнаружения СОЦ. Отраженные от воздушной цели радиоимпульсы, несущая частота которых приобретает доплеровскую добавку, принимаются антенной АФС и через резонатор, обеспечивающий электромагнитную совместимость с другими СОЦ, подаются в приемную систему.The SOC transmitting system generates coherent sounding microwave (microwave) pulses with a repetition frequency F _p , which are emitted into the space using the antenna-feeder system (AFS) [6, p. 76-79], in which it is supposed to find goals. The AFS antenna has an XNA that is wide in the vertical plane and narrow in the horizontal plane. This antenna rotates in a horizontal plane at a speed of several revolutions per second. Thus, a search is made for air targets in the SOC detection zone. Radio pulses reflected from an air target, the carrier frequency of which acquires a Doppler additive, are received by the AFS antenna and fed through a resonator providing electromagnetic compatibility with other SOCs to the receiving system.

В приемной системе отраженные сигналы поступают на разрядник, защищающий элементы приемной системы от мощного импульса передатчика [6, с. 76-79]. Далее отраженные сигналы усиливаются и через фильтр зеркальной частоты, подавляющий помеху по зеркальному каналу приема, подаются на преобразователь частоты, где частота сигнала понижается до промежуточной порядка десятков мегагерц. С выхода преобразователя частоты сигналы подаются на усилитель промежуточной частоты (УПЧ), где усиливаются и подаются на квадратурные фазовые детекторы (ФД) [3, с. 239]. На выходах квадратурных ФД образуются две последовательности импульсов, промодулированных в квадратуре (в двух квадратурных каналах) по амплитуде частотой биений при наличии у цели радиальной скорости. При радиальной скорости цели, соответствующей частоте Доплера, не превышающей F_п/2, частота биений тождественно равна доплеровской частоте F_д [3, с. 69]In the receiving system, the reflected signals arrive at the arrester protecting the elements of the receiving system from the powerful pulse of the transmitter [6, p. 76-79]. Further, the reflected signals are amplified and, through a mirror-frequency filter, which suppresses interference along the mirror-side reception channel, are fed to a frequency converter, where the signal frequency is reduced to an intermediate order of tens of megahertz. From the output of the frequency converter, the signals are fed to an intermediate frequency amplifier (IFA), where they are amplified and fed to quadrature phase detectors (PD) [3, p. 239]. At the outputs of the quadrature PD, two sequences of pulses are formed that are modulated in quadrature (in two quadrature channels) in amplitude with the beat frequency when the target has a radial velocity. When the radial speed of the target, corresponding to the Doppler frequency not exceeding F _p / 2, the beat frequency is identically equal to the Doppler frequency F _d [3, p. 69]

где V_p - радиальная скорость цели; λ - длина волны РЛС.where V _p is the radial velocity of the target; λ is the radar wavelength.

Полученные на выходах ФД последовательности импульсов в квадратуре поступают на устройство однополосной обработки, состоящее из двух фазовращателей и суммирующего устройства [6, с. 105-106].The sequences of pulses obtained at the PD outputs are squared into a single-band processing device consisting of two phase shifters and a summing device [6, p. 105-106].

Как известно [3, с. 96], в спектре сигнала на выходе фазового детектора в случае движущейся цели отсутствуют спектральные линии на частотах, кратных частоте повторения. Данные линии оказываются сдвинутыми в обе стороны от этих значений на доплеровскую добавку. Эти линии получили название верхней боковой (ВБ) и нижней боковой (НБ) составляющих спектра сигнала. Устройство однополосной обработки выделяет из сигнала частоты верхней боковой и нижней боковой составляющих. Частота НБ составляющей (частота биений на выходе ФД) равна F_б, а частота ВБ составляющей равна F_п-F_б. Работа устройства однополосной обработки основана на фазовых различиях сигналов ВБ и НБ составляющих. Анализируя фазовые различия указанных сигналов, устройство однополосной обработки определяет, по какой составляющей необходимо определять частоту Доплера - по ВБ или по НБ. Если скорость цели такова, что доплеровская частота отраженного сигнала меньше F_п/2, то частоте Доплера соответствует НБ составляющая. В противном случае доплеровской частоте соответствует ВБ составляющая. Таким образом, устройство однополосной обработки определяет, в каком интервале находится частота биений: от нуля до F_п/2 или от F_п/2 до F_п.As is known [3, p. 96], in the spectrum of the signal at the output of the phase detector in the case of a moving target, there are no spectral lines at frequencies that are multiples of the repetition frequency. These lines turn out to be shifted in both directions from these values by the Doppler additive. These lines are called the upper lateral (WB) and lower lateral (NB) components of the signal spectrum. A single-band processing device extracts the upper side and lower side components from the frequency signal. The frequency of the NB component (beat frequency at the output of the PD) is equal to F _b , and the frequency of the WB component is F _p -F _b . The operation of the single-band processing device is based on the phase differences of the WB and NB components. By analyzing the phase differences of these signals, the single-band processing device determines by which component it is necessary to determine the Doppler frequency - by WB or by NB. If the target speed is such that the Doppler frequency of the reflected signal is less than F _p / 2, then the Doppler frequency corresponds to the NB component. Otherwise, the Doppler frequency corresponds to the WB component. Thus, the single-band processing device determines in which interval the beat frequency is: from zero to F _p / 2 or from F _p / 2 to F _p .

С выхода устройства однополосной обработки верхняя и нижняя боковые составляющие спектра сигнала поступают на две гребенки узкополосных доплеровских фильтровых каналов. Каждая гребенка включает набор узкополосных доплеровских фильтров (УДФ). Первая гребенка имеет фильтры с 1-го по К-й, а вторая гребенка - с (К+1)-го по 2К-й. Количество К УДФ в гребенке определяется диапазоном измеряемых радиальных скоростей цели и требуемой разрешающей способностью по радиальной скорости.From the output of the single-band processing device, the upper and lower side components of the signal spectrum are fed to two combs of narrow-band Doppler filter channels. Each comb includes a set of narrow-band Doppler filters (UDF). The first comb has filters from the 1st to the Kth, and the second comb has filters from the (K + 1) th to the 2ndK. The amount of K UF in the comb is determined by the range of measured radial velocities of the target and the required radial speed resolution.

На первую гребенку подается сигнал НБ составляющей, а на вторую гребенку - сигнал ВБ составляющей. Причем, большему номеру УДФ соответствует большая радиальная скорость цели. Каждый фильтровый канал включает последовательно соединенные УДФ, детектор, интегратор и пороговый элемент. При превышении напряжением на выходе какого-либо z-го УДФ установленной пороговой величины соответствующий z-й пороговый элемент формирует на своем выходе логическую единицу, которая поступает на преобразователь номера канала в код скорости [6, с. 76-79]. Если сигнал логической единицы поступает с первой гребенки, то скорость находится в диапазоне от нуля до F_п/2, а если сигнал логической единицы поступает со второй гребенки, то скорость находится в диапазоне от F_п/2 до F_п. Таким образом, радиальная скорость цели однозначно измеряется в диапазоне от 0 до F_п. Код скорости поступает на интегратор дальности и используется для устранения динамической ошибки измерения дальности до цели.The signal of the NB component is supplied to the first comb, and the signal of the WB component to the second comb. Moreover, a larger radial velocity of the target corresponds to a larger UDF number. Each filter channel includes a series-connected UDF, a detector, an integrator, and a threshold element. If the voltage at the output of any zth UDF exceeds a set threshold value, the corresponding zth threshold element forms a logical unit at its output, which is fed to the channel number converter in the speed code [6, p. 76-79]. If the signal of the logical unit comes from the first comb, then the speed is in the range from zero to F _p / 2, and if the signal of the logical unit comes from the second comb, then the speed is in the range from F _p / 2 to F _p . Thus, the radial velocity of the target is uniquely measured in the range from 0 to F _p . The speed code arrives at the range integrator and is used to eliminate the dynamic error of measuring the range to the target.

При очевидных достоинствах способ-прототип [5] не позволяет однозначно определять радиальную скорость цели, если соответствующая ей частота Доплера превышает значение F_п. Иначе говоря, радиальная скорость V_P цели может превышать величину, соответствующую частоте F_п. В этом случае радиальная скорость цели будет измерена неверно, т.е. с ошибкой неоднозначности.With obvious advantages, the prototype method [5] does not allow to unambiguously determine the radial velocity of the target, if the corresponding Doppler frequency exceeds the value of F _p . In other words, the radial velocity V _{P of the} target can exceed a value corresponding to the frequency F _p . In this case, the radial velocity of the target will be measured incorrectly, i.e. with an ambiguity error.

В импульсно-доплеровских РЛС частота повторения F_п может достигать сотен кГц. При таких значениях F_п неоднозначность измерения скорости не возникает, так как скорости современных целей ограничены величинами сотен метров в секунду (за исключением гиперзвуковых). Однако в когерентно-импульсных РЛС частота повторения F_п может составлять всего единицы кГц, что позволяет однозначно измерять радиальные скорости целей, летящих не быстрее десятков метров в секунду. Например, при F_п=1 кГц и λ=4 см однозначно измеряются скорости всего лишь до 20 м/с. Для таких РЛС востребован способ, предполагающий устранение возникающей неоднозначности измерений.In pulse-Doppler radar, the repetition frequency F _p can reach hundreds of kHz. At such values of F _n ambiguity velocity measurement does not occur, since the speed of modern objectives limited quantities hundred meters per second (except for hypersonic). However, in coherently pulsed radars, the repetition frequency F _p can be as small as a few kHz, which makes it possible to unambiguously measure the radial speeds of targets flying no faster than tens of meters per second. For example, at F _p = 1 kHz and λ = 4 cm, velocities up to 20 m / s are uniquely measured. For such radars, a method is required that involves the elimination of the arising ambiguity of measurements.

Задачей изобретения является разработка способа, позволяющего однозначно измерять радиальную скорость воздушной цели в когерентно-импульсной РЛС при доплеровских частотах, превышающих значение F_п, что обеспечивает уменьшение ошибки подслеживания за воздушной целью по дальности.The objective of the invention is to develop a method that allows you to uniquely measure the radial speed of an air target in a coherent pulse radar at Doppler frequencies exceeding the value of F _p , which reduces the tracking error for an air target in range.

Поставленная задача может быть решена на основе использования взаимной корреляционной функции (ВКФ) отраженного и опорного (копии зондирующего) сигналов. Из свойств двумерной корреляционной функции или так называемого тела неопределенности [2, 3] следует, что число горбов (максимумов) в корреляционной функции, являющейся срезом тела неопределенности, зависит от соотношения между доплеровской добавкой сигнала и величиной NF_п/2, где N - целое число. Поэтому по числу максимумов во ВКФ можно установить диапазон, в котором находится истинное значение доплеровской частоты отраженного сигнала, а затем определить истинное значение радиальной скорости цели.The problem can be solved by using the mutual correlation function (VKF) of the reflected and reference (copies of the probing) signals. From the properties of the two-dimensional correlation function or the so-called uncertainty body [2, 3] it follows that the number of humps (maxima) in the correlation function, which is a slice of the uncertainty body, depends on the relationship between the Doppler addition of the signal and the value of NF _p / 2, where N is an integer number. Therefore, by the number of maxima in the VKF, you can set the range in which the true value of the Doppler frequency of the reflected signal is located, and then determine the true value of the radial velocity of the target.

Более подробно сущность предлагаемого способа однозначного измерения радиальной скорости цели в когерентно-импульсной радиолокационной станции можно пояснить следующим образом.In more detail, the essence of the proposed method for unambiguous measurement of the radial velocity of a target in a coherent-pulse radar can be explained as follows.

Сначала неоднозначную доплеровскую частоту отраженного сигнала f_дн измеряют по номеру узкополосного доплеровского фильтра, выходной сигнал которого превышает пороговое значение. Эта операция ничем не отличается от измерения доплеровской частоты типовым фильтровым способом [3]. В дальнейшем же для однозначного определения частоты Доплера предлагается определять, в каком интервале частот от (N-1)F_п/2 до NF_п/2 (где N - целое число) находится истинная доплеровская частота (фиг. 1). Другими словами, необходимо установить величину N, для которой истинная доплеровская частота будет верно и однозначно попадать в интервал частот от (N-1)F_п/2 до NF_п/2. Для определения величины N и указанного частотного интервала предлагается использовать взаимную корреляционную функцию (ВКФ) отраженного и опорного сигналов. В качестве опорного сигнала в данном случае предполагается использовать зондирующий сигнал, просочившийся в приемный тракт РЛС в соответствующем периоде повторения [7, 8].First, the ambiguous Doppler frequency of the reflected signal f _{dn is} measured by the number of the narrow-band Doppler filter, the output signal of which exceeds a threshold value. This operation is no different from measuring the Doppler frequency by a typical filter method [3]. In the future, in order to unambiguously determine the Doppler frequency, it is proposed to determine in which frequency range from (N-1) F _p / 2 to NF _p / 2 (where N is an integer) is the true Doppler frequency (Fig. 1). In other words, it is necessary to establish the value of N for which the true Doppler frequency will correctly and unambiguously fall into the frequency range from (N-1) F _p / 2 to NF _p / 2. To determine the value of N and the indicated frequency interval, it is proposed to use the mutual correlation function (WKF) of the reflected and reference signals. In this case, it is supposed to use a sounding signal that has leaked into the radar receiving path in the corresponding repetition period as a reference signal [7, 8].

Опорный просочившийся в приемную систему зондирующий сигнал на выходе УПЧ математически может быть описан формулойThe reference probe signal leaked into the receiving system at the output of the IF amplifier can be mathematically described by the formula

где U_o(t) - закон амплитудной модуляции зондирующего (опорного) сигнала; f_пч - промежуточная частота, на которую преобразован в УПЧ зондирующий сигнал; τ_и - длительность зондирующего импульса.where U _o (t) is the law of amplitude modulation of the probe (reference) signal; f _pch is the intermediate frequency at which the probing signal is converted into an amplifier; τ _and is the duration of the probe pulse.

Пусть отраженный сигнал, прошедший УПЧ, представляет собой радиоимпульс с амплитудной модуляцией, обусловленной отражением от цели, условиями распространения радиоволн и особенностями преобразований в приемном устройстве РЛС, и постоянной частотой заполненияLet the reflected signal transmitted by the IFA be a radio pulse with amplitude modulation due to reflection from the target, propagation conditions of the radio waves, and features of the transformations in the radar receiver, and a constant filling frequency

где U_c(t) - закон амплитудной модуляции отраженного сигнала; f_д - доплеровская частота отраженного сигнала, зависящая от радиальной скорости цели; τ_з - временная задержка, обусловленная дальностью цели.where U _c (t) is the law of amplitude modulation of the reflected signal; f _d - Doppler frequency of the reflected signal, depending on the radial velocity of the target; τ _s - time delay due to the range of the target.

Для получения ВКФ зондирующего и отраженного сигналов предлагается переводить их в цифровую форму и производить все расчеты в процессоре цифровой вычислительной системы (ЦВС), входящей в состав РЛС. Согласно предлагаемому способу отраженные от цели сигналы, снятые с выхода УПЧ, преобразуют с помощью аналого-цифрового преобразователя (АЦП) в цифровую форму. При этом каждый отраженный сигнал дискретизируют с периодом дискретизации Δt, вычисляемым по формулеTo obtain the VCF of the probing and reflected signals, it is proposed to digitalize them and perform all calculations in the processor of the digital computer system (CVS), which is part of the radar. According to the proposed method, the signals reflected from the target, taken from the output of the converter, are converted using digital-to-analog converter (ADC) into digital form. Moreover, each reflected signal is sampled with a sampling period Δt calculated by the formula

где f_{д макс} - максимально возможное значение доплеровской добавки к несущей частоте зондирующего сигнала.where f _{d max} - the maximum possible value of the Doppler additive to the carrier frequency of the probe signal.

В результате проведенной цифровой дискретизации получают в пределах каждого отраженного сигнала К цифровых дискретных отсчетов, именуемых для краткости дискретами. Число дискретов, приходящихся на один сигнал, будет равно К=τ_и/Δt.As a result of digital sampling, digital discrete samples, referred to as discretes for brevity, are obtained within each reflected signal K. The number of samples per one signal will be equal to K = τ _and / Δt.

Гипотеза, лежащая в основе предлагаемого способа, основана на однозначном соответствии между сдвигом сигнала по доплеровской частоте и числом полуволн графического изображения формируемой ВКФ. Как удалось выяснить методом моделирования, имеется объективная возможность по виду формируемой ВКФ определить, при каком значении N истинная доплеровская частота отраженного сигнала будет принадлежать интервалу частот от (N-1)F_п/2 до NF_п/2. А это, в свою очередь, позволяет однозначно вычислить истинную радиальную скорость цели.The hypothesis underlying the proposed method is based on a one-to-one correspondence between the shift of the signal by the Doppler frequency and the number of half-waves of the graphic image of the generated VKF. As it was possible to find out by simulation, there is an objective possibility by the form of the generated VKF to determine at what value N the true Doppler frequency of the reflected signal will belong to the frequency interval from (N-1) F _p / 2 to NF _p / 2. And this, in turn, allows you to uniquely calculate the true radial velocity of the target.

Однако сформировать ВКФ с нужными свойствами по одному импульсу невозможно. Для обоснования длительности анализируемого отраженного сигнала τ_с, обеспечивающей получение нужных свойств в ВКФ, обратимся к величине диапазона неоднозначности измерения частоты Доплера, т.е. определим условие, при котором ВКФ имеет хотя бы одну полуволну. Пусть, например, длительность зондирующего радиоимпульса равна τ_и=3,3 мкс (такую длительность имеет зондирующий импульс СОЦ ЗСУ 2С6М [6, с. 75]). При таких параметрах протяженность диапазона однозначности измерения частоты Доплера, а также протяженность диапазонов неоднозначного измерения доплеровской частоты составляет 0,5/τ_и=0,15 МГц. Эта величина существенно превышает возможные значения доплеровских частот сигналов реальных целей (при радиальной скорости цели V_P=200 м/с и длине волны λ=2 см доплеровская добавка f_д=2V_p/λ=20 кГц).However, it is impossible to form a VKF with the desired properties in a single pulse. To justify the duration of the analyzed reflected signal τ _s , which provides the desired properties in the CCF, we turn to the value of the range of ambiguity of the Doppler frequency measurement, i.e. we define the condition under which the VKF has at least one half-wave. Let, for example, the duration of the probe radio pulse be equal to τ _and = 3.3 μs (the probe pulse SOC ZSU 2S6M has such a duration [6, p. 75]). With these parameters, the length of the range of ambiguity of the Doppler frequency measurement, as well as the length of the ranges of ambiguous measurement of the Doppler frequency is 0.5 / τ _and = 0.15 MHz. This value significantly exceeds the possible values of the Doppler frequencies of signals of real targets (with a radial target speed of V _P = 200 m / s and a wavelength of λ = 2 cm, the Doppler additive f _d = 2V _p / λ = 20 kHz).

Поскольку граничная частота однозначного измерения частоты Доплера составляет F_п/2, то для получения в графике ВКФ хотя бы одной полуволны, должно выполняться соотношениеSince the boundary frequency of an unambiguous measurement of the Doppler frequency is F _p / 2, in order to obtain at least one half-wave in the VKF graph, the relation

откуда длительность сигнала τ_с, подлежащего корреляционному анализу, должна составлятьwhence, the duration of the signal τ _s subject to correlation analysis should be

Таким образом, длительность используемого при корреляционном анализе сигнала не должна быть меньше периода повторения РЛС T_п, а в условиях стремления к минимальным временным затратам, она должна быть равна T_п. В импульсной РЛС данное условие за счет уменьшения скважности выполнить невозможно. В результате для выполнения условия (9) предлагается в память ЦВС записывать и соединять между собой оцифрованные последовательно принимаемые отраженные сигналы. Сигналы следует в цифровом виде соединять в один протяженный синтезируемый сигнал. Увеличение длительности синтезируемого сигнала необходимо осуществлять до тех пор, пока его значение не достигнет τ_с=T_п.Thus, the duration of the signal used in the correlation analysis should not be less than the radar repetition period T _p , and in conditions of desire for minimal time costs, it should be equal to T _p . In a pulsed radar, this condition cannot be fulfilled by reducing the duty cycle. As a result, in order to fulfill condition (9), it is proposed to record and interconnect the digitized successively received reflected signals into the memory of the DAC. The signals should be digitally combined into one extended synthesized signal. An increase in the duration of the synthesized signal must be carried out until its value reaches τ _c = T _p .

Например, в СОЦ ЗСУ 2С6М [6, с. 75] период повторения T_п составляет 133 мкс. Скважность импульсного сигнала равна 40,3. Время накопления 41-го отраженного импульса t_н составляет 5,45 мс. При ширине ХНА СОЦ в азимутальной плоскости ΔΘ_β=4^° и скорости вращения антенны по азимуту Ω_β=1 об/с длительность пачки отраженных сигналов от цели составит около 10 мс, т.е. время накопления сигналов t_н приемом пачки отраженных сигналов антенной СОЦ при ее вращении вполне обеспечивается.For example, in SOTS ZSU 2S6M [6, p. 75] the repetition period T _p is 133 μs. The duty cycle of the pulse signal is 40.3. The accumulation time of the 41st reflected pulse t _n is 5.45 ms. When SOC HENNA width in the azimuthal plane ΔΘ _β = 4 ^° and the antenna azimuth rotation speed Ω _β = about 1 / s burst duration of the reflected signals from targets around 10 msec, i.e., the time of signal accumulation t _{n by} receiving a packet of reflected signals by the SOC antenna during its rotation is fully provided.

Итак, согласно предлагаемому способу для выполнения условия (9) оцифрованные отраженные сигналы в виде цифровых дискретов последовательно запоминают в памяти ЦВС. Операцию запоминания оцифрованных дискретов проводят в течение M периодов повторения, причем число M рассчитывают по формуле M=Λ(T_п/τ_и), где Λ(*) - функция округления до следующего целого числа. Из оцифрованных дискретов отраженных сигналов M периодов повторения составляют непрерывную последовательность, в которой первому дискрету очередного отраженного сигнала предшествует последний дискрет предыдущего отраженного сигнала. С учетом того, что в пределах одного отраженного сигнала (импульса) получают К дискретов, всего в запоминаемой последовательности получают Х=КМ элементов (дискретов). Из запомненных X дискретов формируют цифровой массив данных M1, выражающий значениями своих элементов амплитудную огибающую M соединенных между собой последовательно принятых отраженных сигналов.So, according to the proposed method for fulfilling condition (9), the digitized reflected signals in the form of digital samples are sequentially stored in the memory of the DAC. The operation of storing the digitized discrete is carried out during M repetition periods, and the number M is calculated by the formula M = Λ (T _p / τ _and ), where Λ (*) is the rounding function to the next integer. Of the digitized discrete samples of the reflected signals, M repetition periods comprise a continuous sequence in which the first discrete of the next reflected signal is preceded by the last discrete of the previous reflected signal. Given the fact that within one reflected signal (impulse) receive K discrete, all in a memorized sequence receive X = KM elements (discrete). From the stored X discrete samples, a digital data array M1 is formed, expressing the values of its elements as the amplitude envelope M of the interconnected received reflected signals.

Одновременно с этим зондирующие сигналы, просочившиеся в приемное устройство РЛС, оцифровывают аналогичным образом в этих же M периодах на выходе УПЧ. Аналогично объединяют оцифрованные дискреты M зондирующих сигналов в непрерывную последовательность и создают из них аналогичный цифровой массив данных M2 из X элементов, выражающий значениями своих элементов амплитудную огибающую M соединенных между собой последовательно просочившихся в приемное устройство зондирующих сигналов.At the same time, the probing signals leaked to the radar receiver are digitized in the same way in the same M periods at the output of the amplifier. The digitized discretes M of the probing signals are combined in a continuous sequence and a similar digital data array M2 of X elements is created from them, which expresses the values of its elements as the amplitude envelope M of the probing signals that are connected to each other sequentially leaked to the receiver.

Для запоминания и хранения значений рассчитываемой ВКФ согласно способу создают в памяти ЦВС массив R из (2Х-1) элементов. Каждый элемент массива R будет иметь свой номер j, изменяющийся от 1 до (2Х-1), т.е. массив R будет состоять из j-x элементов r_j, предназначенных для запоминания j-x значений взаимной корреляционной функции.To memorize and store the values of the calculated VKF according to the method, an array R of (2X-1) elements is created in the memory of the DAC. Each element of the array R will have its own number j, varying from 1 to (2X-1), i.e. the array R will consist of jx elements r _j intended for storing jx values of the mutual correlation function.

По окончании формирования массивов M1 и M2 с помощью ЦВС производят вычисление j-x элементов r_j взаимной корреляционной функции массивов M1 и М2 (ВКФ отраженного и зондирующего синтезированных сигналов) по формулеUpon completion of the formation of arrays M1 and M2 via EVC produce jx computation elements r _j mutual correlation function arrays M1 and M2 (CCF reflected and probe synthesized signals) by the formula

где m1_i - значение i-го элемента массива M1; m2_i - значение i-го элемента массива M2.where m1 _i is the value of the i-th element of the array M1; m2 _i - i-th value of the array element M2.

Для удобства проведения дальнейшего анализа в выражении для расчета ВКФ умышленно использован знак модуля, т.е. способ оперирует модулем ВКФ. Далее слово «модуль» для краткости в описании способа не используется. Если по формуле (10) рассчитать всю ВКФ, то ее графическое изображение (вид) будет зависеть от доплеровской добавки отраженного сигнала. Так, если доплеровская добавка равна нулю (т.е. частоты эхо-сигнала и опорного сигнала равны), то ВКФ представляет собой треугольную линейно изменяющуюся функцию [9, с. 108-109], показанную на фиг. 2. Если доплеровская добавка равна 0,5/τ_и, то график ВКФ представляет собой одну полуволну (фиг. 3). Если доплеровская добавка равна 1/τ_и, то график ВКФ представляет собой две полуволны (фиг. 4). Если доплеровская добавка равна 2/τ_и, то график вычисляемой ВКФ представляет собой четыре полуволны (фиг. 5) и т.д.For the convenience of conducting further analysis, the sign of the module was intentionally used in the expression for calculating the VKF, i.e. The method operates with the VKF module. Further, the word "module" is not used in the description of the method for brevity. If, by formula (10), the entire VKF is calculated, then its graphic image (view) will depend on the Doppler addition of the reflected signal. So, if the Doppler addition is equal to zero (that is, the frequencies of the echo signal and the reference signal are equal), then the SCF is a triangular linearly varying function [9, p. 108-109] shown in FIG. 2. If the Doppler additive is equal to 0.5 / τ _and , then the graph VKF represents one half-wave (Fig. 3). If the Doppler addition is 1 / τ _and , then the graph of the VKF is two half-waves (Fig. 4). If the Doppler additive is 2 / τ _and , then the graph of the calculated VKF is four half-waves (Fig. 5), etc.

Представленные взаимные корреляционные функции [10] являются сечениями двумерной взаимной корреляционной функции (в координатах «временной сдвиг - частотный сдвиг») плоскостями времени. Вид двумерной взаимной корреляционной функции (двумерной автокорреляционной функции) показан на фиг. 6. Из фиг. 6 видно, что при увеличении величины частотного сдвига между сравниваемыми сигналами функция взаимной корреляции меняет форму, а именно изменяется число ее полуволн. Расстояние между сечениями, в которых функция взаимной корреляции имеет целое число полуволн, составляет 0,5/τ_и.The presented cross-correlation functions [10] are sections of a two-dimensional cross-correlation function (in the coordinates “time shift - frequency shift”) time planes. A view of a two-dimensional cross-correlation function (two-dimensional autocorrelation function) is shown in FIG. 6. From FIG. Figure 6 shows that with an increase in the frequency shift between the compared signals, the cross-correlation function changes shape, namely, the number of its half-waves changes. The distance between the sections in which the cross-correlation function has an integer number of half-waves is 0.5 / τ _and .

Рассчитанная по формуле (10) ВКФ благодаря использованию знака модуля будет иметь только положительные значения и может иметь большое число локальных экстремумов. Для исключения их из анализа предлагается записанную в цифровой форме в виде элементов массива R ВКФ подвергнуть низкочастотной фильтрации с помощью цифрового низкочастотного фильтра. В результате такой фильтрации выделяют огибающую ВКФ. В выделенной огибающей ВКФ определяют количество ее максимумов N. По числу максимумов N можно принимать решение о нахождении истинной доплеровской частоты отраженного сигнала в том или ином частотном диапазоне. Если график ВКФ имеет одну полуволну, то N=1 и частота Доплера лежит в диапазоне 0<f_д<F_п/2. Вид ВКФ при f_д=0,4/τ_с показан на фиг. 7. Если график ВКФ имеет две полуволны, то N=2 и частота Доплера лежит в диапазоне F_п/2<f_д<F_п. Вид ВКФ при f_д=0,8/τ_с показан на фиг. 8.Due to the use of the module sign, the VKF calculated by formula (10) will have only positive values and can have a large number of local extrema. To exclude them from the analysis, it is proposed to digitally record in the form of elements of the R VKF array R low-pass filtering using a digital low-pass filter. As a result of such filtering, the envelope of the VKF is isolated. In the selected envelope of the VCF, the number of its maxima N is determined. Based on the number of maxima N, one can decide on finding the true Doppler frequency of the reflected signal in a particular frequency range. If the VKF graph has one half-wave, then N = 1 and the Doppler frequency lies in the range 0 <f _d <F _p / 2. The view of the VKF at f _d = 0.4 / τ _{s is} shown in FIG. 7. If the VKF graph has two half-waves, then N = 2 and the Doppler frequency lies in the range of F _p / 2 <f _d <F _p . The view of the VKF at f _d = 0.8 / τ _{s is} shown in FIG. 8.

Таким образом, по числу N глобальных максимумов полученной ВКФ на основе выраженияThus, according to the number N of global maxima of the obtained VKF based on the expression

можно определить нижнюю F_н и верхнюю F_в границы диапазона, в котором лежит истинная доплеровская частота отраженного сигнала:it is possible to determine the lower F _n and the upper F _{to the} limits of the range in which the true Doppler frequency of the reflected signal lies:

где F_н, F_в - верхняя и нижняя границы частотного диапазона.where F _n F _{in the} upper and lower boundaries of the frequency range.

Далее к измеренной с помощью гребенки УДФ неоднозначной доплеровской частоте сигнала f_дн прибавляют значение нижней границы установленного по числу N доплеровского диапазона F_н=(N-1)F_п/2, в результате чего получают истинную доплеровскую частоту f_ди отраженного сигнала. Используя значение f_ди, вычисляют истинную радиальную скорость V_ри цели по формулеNext to the measured via UDP comb ambiguous Doppler frequency f _days signal added the lower limit established by the number N of Doppler range F _n = (N-1) F _s / 2, to obtain the true Doppler frequency f _di of the reflected signal. Using the value of f _di , calculate the true radial velocity V _{ri of the} target according to the formula

Поскольку для вывода на индикатор РЛС используют код скорости цели, то для преемственности согласно способу величину F_н преобразуют в нижнюю границу V_н скоростного диапазона по формулеSince the target speed code is used to output to the radar indicator, for continuity, according to the method, the value of F _{n is} converted to the lower boundary V _{n of the} speed range according to the formula

Затем величину V_н нижней границы скоростного диапазона преобразуют в код нижней границы скоростного диапазона. На заключительном этапе суммируют код неоднозначной радиальной скорости цели с кодом нижней границы скоростного диапазона и получают код истинного значения радиальной скорости цели, который используется для вывода величины истинной радиальной скорости цели V_ри на экран индикатора РЛС.Then, the value of V _{n the} lower limit of the speed range is converted into a code of the lower boundary of the speed range. At the final stage, the ambiguous radial velocity code of the target is summed with the code of the lower boundary of the speed range and a code of the true value of the radial velocity of the target is obtained, which is used to display the value of the true radial velocity of the target V _ri on the radar indicator screen.

Для проверки приведенных предложений и рассуждений проведено моделирование процесса вычисления ВКФ с исходными данными, типичными для современных РЛС: промежуточная частота F_пч=40 МГц, длительность импульса τ_и=1 мкс, период повторения F_п=5 кГц, частота излучения - постоянная. В этом случае время накопления t_н составляет t_н=0,04 с, а длительность синтезируемого протяженного сигнала τ_с=0,2 мс. Опорный сигнал и отраженный сигнал описывали формулами (5) и (6). Величина каждого j-го элемента ВКФ рассчитывалась по формуле (10). Для нулевой частоты Доплера методом моделирования получена форма ВКФ, показанная на фиг. 9. Для частоты Доплера, равной 2,5 кГц, ВКФ имеет графическую интерпретацию, демонстрируемую фиг. 10. Таким образом, если график ВКФ имеет вид одной полуволны, то принимается решение, что частота Доплера лежит в пределах 0<f_д<F_п/2. При доплеровских частотах, равных 5 кГц и 7,5 кГц, ВКФ принимает форму, представленную на фиг. 11 и 12 соответственно. Если ВКФ имеет график в виде двух полуволн, то частота Доплера лежит в пределах F_п/2<f_д<F_п, а если ВКФ имеет график в виде трех полуволн, то частота Доплера лежит в пределах F_п<f_д<3F_п/2.To verify the above suggestions and reasoning, a simulation of the VKF calculation process was performed with the initial data typical of modern radars: intermediate frequency F _pc = 40 MHz, pulse duration τ _u = 1 μs, repetition period F _p = 5 kHz, radiation frequency is constant. In this case, the accumulation time t _n is t _n = 0.04 s, and the duration of the synthesized extended signal is τ _s = 0.2 ms. The reference signal and the reflected signal were described by formulas (5) and (6). The value of each j-th element of the VKF was calculated by the formula (10). For a zero Doppler frequency, a VCF form, shown in FIG. 9. For a Doppler frequency of 2.5 kHz, the WKF has a graphical interpretation as shown in FIG. 10. Thus, if the VKF graph has the form of one half-wave, then a decision is made that the Doppler frequency lies in the range 0 <f _d <F _p / 2. At Doppler frequencies of 5 kHz and 7.5 kHz, the WKF takes the form shown in FIG. 11 and 12, respectively. If VKF has a graph in the form of two half-waves, then the Doppler frequency lies within F _p / 2 <f _d <F _p , and if VKF has a graph in the form of three half-waves, then the Doppler frequency lies within F _p <f _d <3F _p / 2.

Таким образом, использование корреляционной обработки отраженного сигнала позволяет определить интервал, в котором находится истинное значение доплеровской частоты. При этом устраняется неоднозначность измерения частоты Доплера, характерная для когерентно-импульсных РЛС.Thus, the use of correlation processing of the reflected signal allows us to determine the interval in which the true value of the Doppler frequency is located. This eliminates the ambiguity in measuring the Doppler frequency characteristic of coherent-pulse radar.

В качестве примера рассмотрим процесс измерения радиальной скорости сверхзвуковой цели. Пусть длина волны λ равна 20 см (типичная для СОЦ), частота повторения F_п=5 кГц, радиальная скорость цели V_р=600 м/с. Частота Доплера в этом случае составляет 6 кГц и выходит за пределы интервала неоднозначности (0-5 кГц). Используя известный способ измерения доплеровской частоты, СОЦ определит доплеровскую добавку, равную 1 кГц, что значительно ниже истинного значения. Согласно предлагаемому способу вычисляется ВКФ и определяется, что огибающая ВКФ имеет два максимума (поскольку частота Доплера 6 кГц в соответствии с выражением (10) лежит в пределах от F_п до 2F_п). Следовательно, нижняя граница интервала доплеровских частот сигнала равна F_н=5 кГц. В соответствии с предлагаемым способом производится суммирование доплеровской добавки, измеренной СОЦ известным методом (1 кГц), с величиной нижней границы доплеровского частотного интервала 5 кГц. В результате суммирования получается значение 6 кГц, что соответствует истинному значению доплеровской частоты отраженного от цели сигнала.As an example, consider the process of measuring the radial velocity of a supersonic target. Let the wavelength λ equal to 20 cm (typical for SOC), the repetition frequency F _p = 5 kHz, the radial velocity of the target V _p = 600 m / s. The Doppler frequency in this case is 6 kHz and goes beyond the ambiguity interval (0-5 kHz). Using the well-known method of measuring Doppler frequency, SOC will determine the Doppler additive equal to 1 kHz, which is significantly lower than the true value. According to the proposed method, the VKF is calculated and it is determined that the envelope of the VKF has two maxima (since the Doppler frequency of 6 kHz in accordance with expression (10) lies in the range from F _p to 2F _p ). Therefore, the lower boundary of the interval of Doppler frequencies of the signal is F _n = 5 kHz. In accordance with the proposed method, the summation of the Doppler additive, measured by the SOC by a known method (1 kHz), with the value of the lower boundary of the Doppler frequency interval of 5 kHz. As a result of the summation, a value of 6 kHz is obtained, which corresponds to the true value of the Doppler frequency of the signal reflected from the target.

Предлагаемый способ осуществляют следующим образом.The proposed method is as follows.

С помощью передающей системы СОЦ формируют когерентные зондирующие СВЧ-импульсы с частотой повторения F_п, которые с помощью АФС излучают в пространство. С помощью вращающейся антенны производят поиск целей в зоне обнаружения СОЦ. Отраженные от цели импульсы (радиосигналы), несущая частота которых приобретает доплеровскую добавку, принимают антенной АФС и подают в приемную систему. В приемной системе отраженные сигналы усиливают и через фильтр зеркальной частоты подают на преобразователь частоты, где производят понижение частоты до промежуточной. Далее отраженные сигналы на промежуточной частоте подают на УПЧ, где производится их усиление.Using the SOC transmitting system, coherent sounding microwave pulses with a repetition frequency F _{p are formed} , which are emitted into space using AFS. Using a rotating antenna, they search for targets in the SOC detection zone. Impulses (radio signals) reflected from the target, the carrier frequency of which acquires a Doppler additive, are received by the AFS antenna and fed to the receiving system. In the receiving system, the reflected signals are amplified and fed through a mirror frequency filter to a frequency converter, where the frequency is reduced to an intermediate one. Next, the reflected signals at an intermediate frequency are fed to the amplifier, where they are amplified.

Усиленные сигналы с выхода УПЧ подают на гребенку УДФ и по номеру узкополосного доплеровского фильтра, выходной сигнал которого превышает пороговое значение, определяют неоднозначную доплеровскую частоту отраженного сигнала f_дн, а затем преобразуют ее в цифровой код скорости с помощью преобразователя номера канала в код скорости.The amplified signals from the output of the amplifier are fed to the comb of the UDF and the number of the narrow-band Doppler filter, the output signal of which exceeds the threshold value, determines the ambiguous Doppler frequency of the reflected signal f _days , and then converts it into a digital speed code using a channel number converter into a speed code.

Одновременно сигналы, снятые с выхода УПЧ, преобразуют с помощью АЦП в цифровую форму. При этом каждый отраженный сигнал дискретизируют с периодом дискретизации Δt, вычисляемым по формуле (7). В результате в пределах каждого отраженного сигнала получают К цифровых дискретных отсчетов, именуемых для краткости дискретами. Число дискретов, приходящихся на один сигнал, будет равно К=τ_и/Δt.At the same time, the signals taken from the output of the amplifier are converted using digital-to-digital converter. Moreover, each reflected signal is sampled with a sampling period Δt calculated by the formula (7). As a result, K digital discrete samples, referred to as discrete for brevity, are obtained within each reflected signal. The number of samples per one signal will be equal to K = τ _and / Δt.

Оцифрованные отраженные сигналы в виде цифровых дискретов последовательно запоминают в памяти ЦВС. Операцию запоминания оцифрованных дискретов проводят в течение M периодов повторения, причем число M рассчитывают по формуле M=Λ(T_п/τ_и), где Λ(*) - функция округления до следующего целого числа. Из оцифрованных дискретов отраженных сигналов M периодов повторения составляют непрерывную последовательность, в которой первому дискрету очередного отраженного сигнала предшествует последний дискрет предыдущего отраженного сигнала. С учетом того, что в пределах одного отраженного сигнала (импульса) получают К дискретов, всего в запоминаемой последовательности получают Х=КМ элементов (дискретов). Из запомненных X дискретов формируют цифровой массив данных M1, выражающий значениями своих элементов амплитудную огибающую M соединенных между собой последовательно принятых отраженных сигналов.The digitized reflected signals in the form of digital samples are sequentially stored in the memory of the DAC. The operation of storing the digitized discrete is carried out during M repetition periods, and the number M is calculated by the formula M = Λ (T _p / τ _and ), where Λ (*) is the rounding function to the next integer. Of the digitized discrete samples of the reflected signals, M repetition periods comprise a continuous sequence in which the first discrete of the next reflected signal is preceded by the last discrete of the previous reflected signal. Given the fact that within one reflected signal (impulse) receive K discrete, all in a memorized sequence receive X = KM elements (discrete). From the stored X discrete samples, a digital data array M1 is formed, expressing the values of its elements as the amplitude envelope M of the interconnected received reflected signals.

Одновременно с этим зондирующие сигналы, просочившиеся в приемное устройство РЛС, оцифровывают аналогичным образом в этих же M периодах на выходе УПЧ. Аналогично объединяют оцифрованные дискреты M зондирующих сигналов в непрерывную последовательность и создают из них аналогичный цифровой массив данных M2 из X элементов, выражающий значениями своих элементов амплитудную огибающую M плотно соединенных между собой последовательно просочившихся в приемное устройство РЛС зондирующих сигналов.At the same time, the probing signals leaked to the radar receiver are digitized in the same way in the same M periods at the output of the amplifier. The digitized discrete M probing signals are combined in a continuous sequence and a similar digital data array M2 of X elements is created from them, which expresses the values of its elements as the amplitude envelope M of sounding signals tightly interconnected in series with the radar receiver.

Для запоминания и хранения значений рассчитываемой ВКФ создают в памяти ЦВС массив R из (2Х-1) элементов. Каждый элемент массива R будет иметь свой номер j, изменяющийся от 1 до (2Х-1), т.е. массив R будет состоять из j-x элементов r_j, предназначенных для запоминания j-x значений взаимной корреляционной функции.To memorize and store the values of the calculated VKF, an array R of (2X-1) elements is created in the memory of the DAC. Each element of the array R will have its own number j, varying from 1 to (2X-1), i.e. the array R will consist of jx elements r _j intended for storing jx values of the mutual correlation function.

По окончании формирования массивов M1 и М2 с помощью ЦВС производят вычисление j-x элементов r_j взаимной корреляционной функции массивов M1 и М2 (ВКФ отраженного и зондирующего синтезированных сигналов) по формуле (10).At the end of the formation of the arrays M1 and M2 using the DAC, jx elements r _{j are} calculated for the mutual correlation function of the arrays M1 and M2 (VKF of the reflected and probing synthesized signals) according to formula (10).

Записанную в цифровой форме в виде элементов массива R ВКФ подвергают низкочастотной фильтрации с помощью цифрового низкочастотного фильтра. В результате чего выделяют огибающую ВКФ. В выделенной огибающей ВКФ определяют количество ее максимумов N. По количеству максимумов N с помощью выражения (12) определяют нижнюю F_н границу диапазона, в котором лежит истинная доплеровская частота отраженного сигнала. Величину F_н преобразуют в нижнюю границу V_н скоростного диапазона по формуле (14), которую затем преобразуют в код нижней границы скоростного диапазона. В заключение суммируют код неоднозначной радиальной скорости цели V_рн с кодом нижней границы скоростного диапазона и получают код истинного значения радиальной скорости цели.Recorded in digital form in the form of array elements R, the VKF is subjected to low-pass filtering using a digital low-pass filter. As a result, the envelope of the VKF is isolated. The number of its maxima N is determined in the selected envelope of the VCF. The lower F _{n the} boundary of the range in which the true Doppler frequency of the reflected signal lies is determined by the number of maxima N using expression (12). The value of F _{n is} converted to the lower limit V _{n of the} speed range according to the formula (14), which is then converted to the code of the lower boundary of the speed range. In conclusion, summarize the ambiguous radial velocity code of the target V _ph with the code of the lower boundary of the speed range and get the code of the true value of the radial velocity of the target.

В предлагаемом способе второй квадратурный ФД, вторая гребенка УДФ и устройство однополосной обработки не используются, так как диапазон однозначного измерения скорости определяется новым способом (по числу максимумов огибающей ВКФ).In the proposed method, the second quadrature PD, the second comb of the UDF, and the single-band processing device are not used, since the range of the unambiguous measurement of speed is determined in a new way (by the number of maxima of the envelope of the VKF).

Способ однозначного измерения радиальной скорости цели в когерентно-импульсной радиолокационной станции является вполне реализуемым в современных СОЦ, поскольку может быть осуществлен на существующей элементной базе, а также предполагает использование радиолокационной информации, действительно получаемой используемыми в настоящее время СОЦ.The method of unambiguous measurement of the radial velocity of a target in a coherently pulsed radar station is quite feasible in modern SOCs, since it can be implemented on the existing element base, and also involves the use of radar information actually obtained by the current SOCs.

Преимущество предлагаемого способа заключается в обеспечении возможности однозначно измерять радиальную скорость цели в когерентно-импульсной РЛС при доплеровских частотах, превышающих значение F_п, что позволит учитывать динамическую ошибку сопровождения цели при измерении дальности, что, в свою очередь, обеспечит уменьшение ошибки подслеживания за целью по дальности.The advantage of the proposed method is the ability to unambiguously measure the radial velocity of the target in a coherent pulse radar at Doppler frequencies exceeding the value of F _p , which will allow you to take into account the dynamic error of tracking the target when measuring range, which, in turn, will reduce the tracking error for the target by range.

Способ может быть рекомендован для реализации в типовых когерентно-импульсных радиолокационных станциях, используемых для предоставления информации о параметрах движения воздушных судов диспетчерским службам аэропортов системы управления воздушным движением.The method can be recommended for implementation in typical coherent-pulse radar stations used to provide information about the parameters of the movement of aircraft to the dispatch services of airports of the air traffic control system.

Источники информацииInformation sources

1. Белоцерковский Г.Б. Основы радиолокации и радиолокационные устройства. М., «Сов. радио», 1975. - 336 с.1. Belotserkovsky G. B. Basics of radar and radar devices. M., "Owls. Radio ”, 1975. - 336 p.

2. Ширман Я.Д., Манжос В.Н. «Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех», 1981 г., Радио и связь, 416 с.2. Shirman Y.D., Manzhos V.N. “Theory and technique of processing radar information against a background of interference”, 1981, Radio and communications, 416 p.

3. Финкельштейн М.И. Основы радиолокации. Учебник для вузов. М.: Радио и связь, 1983.- 536 с.3. Finkelstein M.I. Basics of radar. Textbook for high schools. M .: Radio and communications, 1983 .-- 536 p.

4. Цифровое устройство доплеровской обработки квадратурных импульсных видеосигналов. Патент на изобретение №:2155970. Авторы: Офенгейм И.Г., Давыдычев А.В.4. A digital device for Doppler processing of quadrature pulsed video signals. Patent for invention No. 2155970. Authors: Ofenheim I.G., Davydychev A.V.

5. Зенитная самоходная установка ЗСУ 2С6М. Техническое описание. 2С6М.00.00.000 ТО, 1991, 80 с. (прототип).5. Anti-aircraft self-propelled gun mount ZSU 2S6M. Technical description. 2С6М.00.00.000 TO, 1991, 80 s. (prototype).

6. Изделие 1РЛ144М. Техническое описание. ЦА 1.640.005 ТО, 1991. - 175 с. - прототип.6. Product 1RL144M. Technical description. TSA 1.640.005 TO, 1991 .-- 175 s. - prototype.

7. Митрофанов Д.Г. Экспериментальные исследования параметров траекторных нестабильностей полета воздушных объектов. Воронеж. НПФ «САКВОЕЕ» ООО. Сборник докладов XV международной конференции «RLNC-2009». 2009. С. 1536-1547.7. Mitrofanov D.G. Experimental studies of the parameters of trajectory instabilities of flight of air objects. Voronezh. NPF SAKVOE LLC. Collection of reports of the XV international conference "RLNC-2009". 2009.S. 1536-1547.

8. Митрофанов Д.Г. Исследование отражательных характеристик воздушных объектов в условиях проявления траекторных нестабильностей. Серпухов. Известия института инженерной физики, 2009. №3 (13). С. 37-46.8. Mitrofanov D.G. The study of the reflective characteristics of airborne objects in the conditions of manifestation of trajectory instabilities. Serpukhov. Proceedings of the Institute of Engineering Physics, 2009. No. 3 (13). S. 37-46.

9. Кук Ч., Бернфельд М. Радиолокационные сигналы. Теория и применение / Перевод с англ. под ред. B.C. Кельзона. М.: Сов. радио, 1971. - 568 с.9. Cook C., Bernfeld M. Radar signals. Theory and Application / Translation from English. under the editorship of B.C. Kelson. M .: Sov. Radio, 1971. - 568 p.

10. Марпл мл. С.Л. Цифровой спектральный анализ и его приложения. Пер. с англ. С.И. Хабарова. М.: Мир, 1990. 584 с.10. Marple ml. S.L. Digital spectral analysis and its applications. Per. from English S.I. Khabarova. M .: Mir, 1990.584 s.

Claims

A method for unambiguous measurement of the radial velocity of a target in a coherent pulse radar station, which includes generating coherent probe microwave pulses in a transmitting system with a repetition frequency F _p and duration τ _and , radiating these pulses using an antenna-feeder system into space, searching for targets in the detection zone of a coherent a pulsed radar station using a rotating antenna, receiving an antenna of signals reflected from a target, transmitting reflected signals from an antenna to a receiving system topic, amplification of reflected signals, transmission of reflected signals through a mirror frequency filter to a frequency converter, reduction of the frequency of reflected signals to an intermediate frequency of the order of tens of megahertz, amplification of reflected signals at an intermediate frequency in an intermediate frequency amplifier, generation of a sequence of pulses modeled in amplitude using a phase detector beating frequency, highlighting the beat frequency on one of the filter channels of the comb from Ζ filter channels, being in the comb e of the каналов filter channels of such a z-th filter channel in which the signal exceeds the threshold value and the threshold element generates a logical unit signal, converting the z-th filter channel number to the target radial velocity ambiguous code V _ph using the channel number converter to the speed code,
characterized in that the signals reflected from the target at the output of the intermediate frequency amplifier are converted using a analog-to-digital converter into digital form, each signal being sampled with a sampling period Δt calculated by the formula Δt = 1 / (4f _pc + 4f _{d max} ), where f _pch is the value of the intermediate frequency, f _{d max} is the maximum possible value of the Doppler additive to the carrier frequency of the probing signal, obtained within each reflected signal K of digital discrete samples, referred to as discrete for brevity, and Κ = τ _and / Δt, is successively stored in the memory of a digital computer system digitized discrete unit during M periods of repetition where the number M is calculated by the formula Μ = Λ (T _p / _τ), where Λ (*) - function of rounding up to the next integer , from the digitized discrete samples of the reflected signals M repetition periods, a continuous sequence is formed in which the first discrete of the next reflected signal is preceded by the last discrete of the previous reflected signal, in total X = KM elements are obtained in the sequence, formed from n x digital data array M1 expressing the values of its elements the amplitude envelope M of the interconnected received reflected signals, at the same time the probing signals leaked to the receiver of the radar station are digitized in the same way in the same Μ periods at the output of the intermediate frequency amplifier, similarly combined digitized discrete Μ sounding signals in a continuous sequence and create from them a similar digital data array M2 of X elements, expressed yuschy values of its elements amplitude envelope Μ interconnected successively leaked to the receiving device sounding signals provide a memory digital computing system array R from the (2X-1) elements r _j for storing the values of the cross correlation function, after formation of arrays M1 and M2 with using a digital computer system, jx elements r _{j are} calculated for the mutual correlation function of the arrays M1 and M2 according to the formula

where m1 _i is the value of the i-th element of the array M1; m2 _i is the value of the i-th element of the array M2, recorded in digital form as elements of the array R, the cross-correlation function is subjected to low-pass filtering using a digital low-pass filter, as a result of which the envelope of the mutual correlation function is isolated, its quantity is determined in the extracted envelope of the mutual correlation function maxima N, using the found number of maxima N correlation function, determine the lower boundary F _{n the} true range of the Doppler frequency of the signal reflected from the target according to the formula
F _n = (N-1) F _p ,
the value of F _n convert to the lower limit of V _n speed range according to the formula

where λ is the wavelength of the emitted signals, the value V _{n of the} lower boundary of the velocity range is converted into a code of the lower boundary of the velocity range, the code of the ambiguous radial velocity of the target is summed with the code of the lower boundary of the velocity range, and a code of the true value of the radial velocity of the target is obtained.