RU2211455C1

RU2211455C1 - Radiometer

Info

Publication number: RU2211455C1
Application number: RU2002111041/09A
Authority: RU
Inventors: А.В. Филатов
Priority date: 2002-04-24
Filing date: 2002-04-24
Publication date: 2003-08-27
Also published as: RU2002111041A

Abstract

FIELD: passive radiolocation, measurement of weak noise signals. SUBSTANCE: proposed radiometer has antenna, receiver, high-pass filter, synchronous filter, comparator, control unit with one input and first, second, third and fourth outputs, fourth output being output of digital bus of radiometer, first and second band-pass filers, thermostatted plate on which there are installed in thermal contact first and second identical matched loads, first and second identical modulators. First matched load is connected to first input of first modulator, third output of control unit is connected to controlling input of synchronous filter, second input f comparator is coupled to zero bus of radiometer and its output is linked to input of control unit. Radiometer also incorporates preamplifier and amplifier. Input of preamplifier is connected to output of receiver and its output is linked to synchronous filter, amplifier, high-pass filter and first input of comparator connected in series. Antenna is connected to input of first modulator which output is connected through first bandpass filter to first input of second modulator. Second matched load is connected to second input of second modulator through second band-pass filter. Output of second modulator is connected to input of receiver. Controlling inputs of first and second modulators are connected correspondingly to first and second outputs of control unit. EFFECT: widened functional capabilities of radiometer. 4 dwg

Description

Изобретение относится к пассивной радиолокации и может использоваться для приема электромагнитных сигналов шумового характера в широком диапазоне частот. The invention relates to passive radar and can be used to receive electromagnetic signals of a noise nature in a wide frequency range.

Известен радиометр (а.с. 1337832, кл. G 01 R 29/08 - аналог), блок-схема которого приведена на фиг.1. Радиометр состоит из антенны 1, трех полосовых фильтров 2, 5, 6, приемника 3, делителя мощности пополам 4, аттенюатора 7, двух квадратичных детекторов 8 и 9, блока компенсации 10, усилителя низкой частоты 11 и регистратора 12. Два полосовых фильтра: входной фильтр 2 и подключенный к первому выходу делителя мощности фильтр 5 одинаковы, имеют полосу пропускания частот δf₁. Третий полосовой фильтр 6, подключенный к второму выходу делителя мощности, имеет полосу δf₂. Эти полосы частот взаимно не перекрываются. Амплитудно-частотная характеристика усилителей, входящих в приемник 3, равномерна и одинакова в обеих полосах δf₁ и δf₂. Изменение коэффициента усиления и шумов приемника происходит идентично в этих полосах. Таким образом, на вход первого квадратичного детектора 8 поступает суммарный сигнал, состоящий из входного сигнала антенны и собственных шумов приемника, полная мощность которого равна (G/2)k(T_a+T_δf1)δf₁, где G - коэффициент усиления по мощности сигналов в приемнике, 1/2 - коэффициент деления делителя 4, k - постоянная Больцмана, Т_a - эффективная шумовая температура сопротивления излучения антенны, T_δf1 - эффективная шумовая температура, обусловленная собственными шумами приемника в полосе δf₁, приведенная к входу приемника.A known radiometer (AS 1337832, class G 01 R 29/08 - analogue), a block diagram of which is shown in figure 1. The radiometer consists of an antenna 1, three band-pass filters 2, 5, 6, a receiver 3, a power divider in half 4, an attenuator 7, two quadratic detectors 8 and 9, a compensation unit 10, a low-frequency amplifier 11 and a recorder 12. Two band-pass filters: input filter 2 and the filter 5 connected to the first output of the power divider are the same, have a frequency bandwidth δf ₁ . The third band-pass filter 6, connected to the second output of the power divider, has a band δf ₂ . These frequency bands do not overlap. The frequency response of the amplifiers included in the receiver 3 is uniform and the same in both bands δf ₁ and δf ₂ . A change in the gain and noise of the receiver occurs identically in these bands. Thus, at the input of the first square-law detector 8 receives the sum signal consisting of the input antennas and its own receiver noise, the total power is equal to (G / _{_{2) k (T a + T δf1}} ) δf ₁ wherein G - power gain signals in the receiver, 1/2 is the division coefficient of the divider 4, k is the Boltzmann constant, T _a is the effective noise temperature of the radiation resistance of the antenna, T _δf1 is the effective noise temperature due to the intrinsic noise of the receiver in the band δf ₁ , reduced to the input of the receiver.

На вход второго квадратичного детектора 9 поступают только собственные шумы приемника, мощность которых определяется из выражения (G/2)kT_δf2δf₂η, где T_δf2 - эффективная температура шумов приемника в полосе δf₂, η - коэффициент передачи аттенюатора 7. Настройкой аттенюатора на коэффициент передачи η₁ обеспечивается равенство шумовых мощностей на входах квадратичных детекторов при отсутствии сигнала, то есть (G/2)k(T_a1+T_δf1)δf₁ = (G/2)kT_δf2δf₂η₁, где T_a1 - шумовая температура антенны, когда сигнал не находится в пределах ее диаграммы направленности. При появлении сигнала на входе антенны, благодаря селективным свойствам фильтров он будет проходить только к входу первого квадратичного детектора 8 и тем самым нарушит равновесие нулевого баланса на выходе радиометра. Для восстановления нулевого баланса изменяют величину сигнала на входе детектора 9, изменяя коэффициент передачи аттенюатора. Баланс будет достигнут уже при другом значении коэффициента поглощения аттенюатора η₂. Так что (G/2)k(T_a2+T_δf1)δf₁ = (G/2)kT_δf2δf₂η₂, где Т_а2 - эффективная шумовая температура антенны, на вход которой поступает измеряемый сигнал. Тогда
dη = η₂-η₁ = [(T_a2-T_a1)/T_δf2](δf₁/δf₂).
Шкала аттенюатора, проградуированная в градусах Кельвина, является измерительной шкалой. Таким образом, регулировкой величины опорного сигнала, сформированного из собственных шумов радиометра, достигается состояние нулевого приема, когда коэффициент усиления приемника не влияет на точность измерений.The input of the second quadratic detector 9 receives only the intrinsic noise of the receiver, the power of which is determined from the expression (G / 2) kT _δf2 δf ₂ η, where T _δf2 is the effective temperature of the receiver noise in the band δf ₂ , η is the attenuator gain 7. Setting the attenuator the transmission coefficient η ₁ ensures equal noise powers at the inputs of quadratic detectors in the absence of a signal, i.e. (G / 2) k (T _a1 + T _δf1 ) δf ₁ = (G / 2) kT _δf2 δf ₂ η ₁ , where T _a1 - noise temperature of the antenna when the signal is not within its radiation pattern. When a signal appears at the antenna input, due to the selective properties of the filters, it will pass only to the input of the first quadratic detector 8 and thereby upset the balance of zero balance at the output of the radiometer. To restore zero balance, change the signal value at the input of the detector 9, changing the gain of the attenuator. The balance will be achieved even with a different attenuation coefficient η ₂ . So (G / 2) k (T _a2 + T _δf1 ) δf ₁ = (G / 2) kT _δf2 δf ₂ η ₂ , where T _a2 is the effective noise temperature of the antenna at the input of which the measured signal arrives. Then
dη = η ₂ -η ₁ = [(T _a2 -T _a1 ) / T _δf2 ] (δf ₁ / δf ₂ ).
The attenuator scale, calibrated in degrees Kelvin, is a measuring scale. Thus, by adjusting the value of the reference signal generated from the intrinsic noise of the radiometer, a state of zero reception is achieved when the gain of the receiver does not affect the measurement accuracy.

К недостаткам этого радиометра можно отнести невысокую точность измерений, которая будет зависеть от стабильности собственных шумов радиометра, из которых формируется опорный сигнал. Наличие двух квадратичных детекторов будет вносить также погрешность в результаты измерения, вызванные изменением их коэффициентов передачи от температуры внешней среды. Для регулировки опорного сигнала используется аттенюатор. Следовательно, жесткие требования должны предъявляться к линейности его передаточной характеристики. Прецизионные аттенюаторы являются дорогостоящими. The disadvantages of this radiometer include the low measurement accuracy, which will depend on the stability of the intrinsic noise of the radiometer, from which the reference signal is formed. The presence of two quadratic detectors will also introduce an error in the measurement results caused by a change in their transmission coefficients as a function of the ambient temperature. An attenuator is used to adjust the reference signal. Therefore, stringent requirements must be imposed on the linearity of its transfer characteristic. Precision attenuators are expensive.

Известен радиометр (патент РФ 2093845, кл. G 01 R 29/08, G 01 S 13/95, 1997 г. ), выбранный в качестве прототипа, состоящий из (фиг.2) антенны 1, двух одинаковых модуляторов 2 и 3, двух идентичных согласованных нагрузок 4 и 5, выполняющих роль шумовых генераторов, двух полосовых фильтров 6 и 7, термостатированной платы 8, тракта усиления сигналов, состоящего из приемника 9, широкополосного усилителя 10, фильтра верхних частот 11, синхронного фильтра 12, компаратора 13 (нуль-органа), а также блока управления 14 и выходной цифровой шины 15. Особенностью радиометра является построение его входной части. A known radiometer (RF patent 2093845, class G 01 R 29/08, G 01 S 13/95, 1997), selected as a prototype, consisting of (figure 2) antenna 1, two identical modulators 2 and 3, two identical matched loads 4 and 5, which act as noise generators, two band-pass filters 6 and 7, a thermostatic board 8, a signal amplification path consisting of a receiver 9, a broadband amplifier 10, a high-pass filter 11, a synchronous filter 12, and a comparator 13 (zero -organ), as well as the control unit 14 and the output digital bus 15. A feature of the radiometer is the post digging its inlet.

В данном радиометре модуляции на входе подвергаются три шумовых сигнала: измеряемый сигнал антенны Т_а и два опорных сигнала. Опорные сигналы формируются от одинаковых согласованных нагрузок 4 и 5, находящихся на термостатированной плате 8 при одинаковой физической температуре То. Нагрузки подключены к входам первого модулятора 2. Первая нагрузка 4 подключена непосредственно, а вторая нагрузка 5 через фильтр 6 с полосой пропускания δf₁. Второй полосовой фильтр 7 установлен на выходе второго модулятора 3 непосредственно перед приемником 9 и имеет полосу пропускания частот δf₂. Полосовые фильтры удовлетворяют двум условиям. Во-первых, полоса второго фильтра 7 шире полосы первого фильтра 6 и выполняется равенство
δf₂ = nδf₁, (1)
где n - положительное число, большее единицы. Во-вторых, рабочая полоса δf₁ находится внутри полосы δf₂. Приемно-усилительный тракт радиометра имеет равномерную амплитудно-частотную характеристику в полосе δf₂ и при изменении внешних условий изменение коэффициента усиления приемника происходит на одинаковую величину в этой полосе.In this radiometer, three noise signals are exposed at the input: the measured antenna signal T _a and two reference signals. The reference signals are generated from the same coordinated loads 4 and 5, located on the thermostated board 8 at the same physical temperature To. The loads are connected to the inputs of the first modulator 2. The first load 4 is connected directly, and the second load 5 through the filter 6 with a passband δf ₁ . The second band-pass filter 7 is installed at the output of the second modulator 3 immediately in front of the receiver 9 and has a frequency bandwidth δf ₂ . Bandpass filters satisfy two conditions. Firstly, the band of the second filter 7 is wider than the band of the first filter 6 and the equality
δf ₂ = nδf ₁ , (1)
where n is a positive number greater than one. Secondly, the working strip δf ₁ is inside the strip δf ₂ . The receiving-amplifying path of the radiometer has a uniform amplitude-frequency characteristic in the band δf ₂ and when the external conditions change, the gain of the receiver changes by the same amount in this band.

Таким образом, если выполняется соотношение (1), мощности шумовых сигналов антенны, первой и второй согласованных нагрузок на входе приемника 9 соответственно равны
W_a = kT_aδf₂ = kT_anδf₁; (2)
W_сн,1 = kT₀δf₂ = kT₀nδf₁; (3)
W_сн,2 = kT₀δf₁. (4)
Для сигналов должно выполняться неравенство W_сн,2<W_a<W_сн,1 во всем диапазоне изменения сигнала антенны.Thus, if relation (1) is satisfied, the power of the noise signals of the antenna, the first and second matched loads at the input of the receiver 9 are respectively equal
W _a = kT _a δf ₂ = kT _a nδf ₁ ; (2)
W _{sn, 1} = kT ₀ δf ₂ = kT ₀ nδf ₁ ; (3)
W _{sn, 2} = kT ₀ δf ₁ . (4)
For signals, the inequality W _{cn, 2} <W _a <W _{cn, 1} must be satisfied in the entire range of the antenna signal.

Сигналы согласованных нагрузок в модуляторе 2 подвергаются широтно-импульсной модуляции. В модуляторе 3 сигнал антенны и выходной сигнал первого модулятора 2 подключаются к входу приемника на равные промежутки времени. Закон модуляции для второго модулятора 3 - симметричные импульсы со скважностью 2. Управление обоими модуляторами происходит с выходов 1 и 2 блока управления. The signals of the coordinated loads in the modulator 2 are subjected to pulse width modulation. In the modulator 3, the antenna signal and the output signal of the first modulator 2 are connected to the input of the receiver at regular intervals. The modulation law for the second modulator 3 is symmetrical pulses with a duty cycle of 2. Control of both modulators occurs from the outputs 1 and 2 of the control unit.

Принцип работы радиометра- прототипа заключается в следующем. Условием нулевого баланса в радиометре является равенство нулю напряжения на входе компаратора 13 в половину периода модуляции, когда к входу приемника 9 подключена антенна. Для осуществления принципа в измерительный тракт радиометра введен фильтр верхних частот 11, частота среза которого ниже частоты модуляции модулятора 3. Основное назначение фильтра - исключение постоянной составляющей в сигнале. Если напряжение на входе компаратора 13 равно нулю в полупериоде модуляции при подключенной антенне, следовательно и равны вольт-секундные площади положительного (от действия сигнала первой согласованной нагрузки 4) и отрицательного (сигнал второй согласованной нагрузки 5, прошедший фильтр 6) импульсов в другом полупериоде при подключенном выходе модулятора 2 к приемнику 9. Тогда сигнал антенны определяется из соотношения
Т_а=(T₀/n)+[(n-1)Т₀/n](t_шис/t_мод), (5)
где t_шис - длительность широтно-импульсного сигнала, поступающего на управляющий вход модулятора 2, t_мод - длительность симметричного сигнала на входе управления модулятором 3.The principle of operation of the prototype radiometer is as follows. The condition for zero balance in the radiometer is that the voltage at the input of the comparator 13 is equal to zero at half the modulation period when an antenna is connected to the input of the receiver 9. To implement the principle, a high-pass filter 11 is introduced into the measuring path of the radiometer, the cutoff frequency of which is lower than the modulation frequency of the modulator 3. The main purpose of the filter is to exclude a constant component in the signal. If the voltage at the input of the comparator 13 is zero in the half-period of modulation with the antenna connected, therefore, the volt-second areas of positive (from the action of the first matched load 4 signal) and negative (second matched load 5 signal that has passed filter 6) are equal in the other half-cycle when the connected output of modulator 2 to receiver 9. Then, the antenna signal is determined from the relation
T _a = (T ₀ / n) + [(n-1) T ₀ / n] (t _chis / t _mod ), (5)
where t _chis is the duration of the pulse-width signal arriving at the control input of modulator 2, t _mod is the duration of the symmetric signal at the control input of modulator 3.

Регулировка равенства вольт-секундных площадей импульсов осуществляется блоком управления путем изменения длительности широтно-импульсного сигнала t_шис без изменения основного периода модуляции, заданного длительностью t_мод.The equality of the volt-second areas of the pulses is regulated by the control unit by changing the width of the pulse-width signal _tw, without changing the main modulation period specified by the duration t _mod .

Как следует из выражения (5), сигнал антенны непосредственно определяется через длительность t_шис, с которой связан по линейному закону. В формулу не входит коэффициент усиления измерительного тракта, а также собственные шумы приемника, так как постоянная составляющая сигнала отфильтровывается фильтром верхних частот 11.As follows from expression (5), the antenna signal is directly determined through the duration t _chis , which is connected according to a linear law. The formula does not include the gain of the measuring path, as well as the intrinsic noise of the receiver, since the constant component of the signal is filtered out by the high-pass filter 11.

Данным радиометром, как следует из (5), можно измерять сигналы от Т₀/n(t_шис= 0) до Т₀(t_шис=t_мод). Так как температуру термостатированной платы То можно изменять лишь в небольших пределах, поэтому верхняя граница измеряемых сигналов может быть изменена путем нагрева платы 8, но в небольших пределах. Невозможность изменения верхней границы измеряемых сигналов в больших пределах является недостатком радиометра-прототипа. Нижняя граница, как следует из равенства (5), может варьироваться в широких пределах изменением параметра n, который определяется соотношением полос полосовых фильтров 6 и 7.With this radiometer, as follows from (5), it is possible to measure signals from T ₀ / n (t _chis = 0) to T ₀ (t _chis = t _mod ). Since the temperature of the thermostatically controlled plate To can be changed only within small limits, therefore, the upper limit of the measured signals can be changed by heating the board 8, but within small limits. The impossibility of changing the upper boundary of the measured signals within large limits is the disadvantage of the prototype radiometer. The lower boundary, as follows from equality (5), can vary over a wide range by changing the parameter n, which is determined by the ratio of the band pass filters 6 and 7.

Целью изобретения является расширение функциональных возможностей и построение схемы радиометра, способного измерять большие сигналы антенны, что может иметь место, например, при измерении радиояркостной температуры Солнца или в металлургической промышленности при дистанционном определении температуры расплавленного металла в задымленных помещениях. Также, в предлагаемом радиометре по сравнению с прототипом происходит повышение точности измерений. The aim of the invention is to expand the functionality and construction of a radiometer circuit capable of measuring large antenna signals, which may occur, for example, when measuring the radio brightness temperature of the Sun or in the metallurgical industry when remotely determining the temperature of molten metal in smoky rooms. Also, in the proposed radiometer, compared with the prototype, there is an increase in measurement accuracy.

Поставленная цель достигается тем, что в модуляционный радиометр, содержащий антенну, приемник, фильтр верхних частот, синхронный фильтр, компаратор, блок управления, который имеет один вход и первый, второй, третий, четвертый выходы, причем четвертый выход является выходной цифровой шиной радиометра, первый и второй полосовые фильтры, термостатированную плату, на которой установлены и находятся с ней в тепловом контакте первая и вторая одинаковые согласованные нагрузки, первый и второй одинаковые модуляторы, причем первая согласованная нагрузка подключена к первому входу первого модулятора, третий выход блока управления соединен с управляющим входом синхронного фильтра, второй вход компаратора соединен с нулевой шиной радиометра, а его выход подключен к входу блока управления, введены предварительный усилитель и усилитель, причем вход предварительного усилителя подключен к выходу приемника, а выход - к последовательно соединенным синхронному фильтру, усилителю, фильтру верхних частот, первому входу компаратора, антенна соединена с вторым входом первого модулятора, выход которого через первый полосовой фильтр подключен к первому входу второго модулятора, к второму входу которого через второй полосовой фильтр подключена вторая согласованная нагрузка, а выход второго модулятора соединен с входом приемника, причем управляющие входы первого и второго модуляторов подключены соответственно к второму и первому выходам блока управления. This goal is achieved by the fact that in a modulation radiometer containing an antenna, receiver, high-pass filter, synchronous filter, comparator, control unit, which has one input and first, second, third, fourth outputs, and the fourth output is an output digital bus of the radiometer, the first and second band-pass filters, a thermostatic board on which the first and second identical matched loads are installed and are in thermal contact with it, the first and second identical modulators, the first matched the load is connected to the first input of the first modulator, the third output of the control unit is connected to the control input of the synchronous filter, the second input of the comparator is connected to the zero bus of the radiometer, and its output is connected to the input of the control unit, a pre-amplifier and amplifier are introduced, and the input of the pre-amplifier is connected to the output the receiver, and the output to a series-connected synchronous filter, amplifier, high-pass filter, the first input of the comparator, the antenna is connected to the second input of the first modulator, the output of which through the first bandpass filter is connected to the first input of the second modulator, the second matched load is connected to the second input of which through the second bandpass filter, and the output of the second modulator is connected to the input of the receiver, and the control inputs of the first and second modulators are connected respectively to the second and first outputs of the block management.

На фиг. 1 представлена структурная схема радиометра с частотным формированием опорного сигнала из собственных шумов приемника (аналог); на фиг.2 представлена структурная схема радиометра с широтно-импульсной модуляцией опорных сигналов; на фиг.3 представлена структурная схема предлагаемого радиометра; на фиг.4 приведены временные диаграммы, поясняющие принцип работы радиометра. In FIG. 1 is a structural diagram of a radiometer with frequency formation of a reference signal from the receiver's own noise (analogue); figure 2 presents the structural diagram of a radiometer with pulse-width modulation of the reference signals; figure 3 presents the structural diagram of the proposed radiometer; figure 4 shows the timing diagrams explaining the principle of operation of the radiometer.

Согласно структурной схемы на фиг.3 радиометр включает в себя следующие блоки и узлы: антенну 1, одинаковые модуляторы 2, 3 и согласованные нагрузки 4, 5, два полосовых фильтра 6 и 7, термостатированную плату 8, приемник 9, предварительный низкочастотный усилитель 10, синхронный фильтр 11, низкочастотный усилитель 12, фильтр верхних частот 13, компаратор 14, блок управления 15 и выходную цифровую шину 16. According to the structural diagram of figure 3, the radiometer includes the following blocks and nodes: antenna 1, the same modulators 2, 3 and matched loads 4, 5, two band-pass filters 6 and 7, a thermostatic board 8, receiver 9, a preliminary low-frequency amplifier 10, synchronous filter 11, low-frequency amplifier 12, high-pass filter 13, comparator 14, control unit 15 and digital output bus 16.

По сравнению с прототипом изменена конфигурация входной части радиометра до приемника 9, в которой происходит модуляция сигналов. Также в измерительном низкочастотном тракте (после приемника) произведены изменения, которые приводят к повышению точности работы радиометра. Вместо одного усилителя, как в прототипе, в низкочастотный тракт введены два: первый усилитель 10 осуществляет предварительное усиление сигналов модуляции, второй усилитель 12 производит усиление промодулированных сигналов, когда в них значительно подавлены выбросы шумовой составляющей сигнала в интегрирующих звеньях низкочастотного синхронного фильтра 11. Это предотвращает перегрузку усилителя 12. Фильтр верхних частот 13 непосредственно установлен перед компаратором и тем самым способствует повышению точности работы измерительной схемы, так как в этом случае данный фильтр кроме своей основной функции - исключение постоянной составляющей в сигнале - удаляет также напряжение смещения схемы синхронного фильтра 11, который в прототипе стоит после названного фильтра, и возможный его дрейф не будет влиять на точность показаний радиометра. Блок управления аналогичен блоку управления в прототипе и выработкой соответствующих управляющих импульсных сигналов на выходах 1, 2, 3 реализует принцип работы радиометра, который заключается в следующем. Compared with the prototype, the configuration of the input part of the radiometer to the receiver 9, in which the modulation of the signals occurs, has been changed. Also, in the measuring low-frequency path (after the receiver), changes have been made that lead to an increase in the accuracy of the radiometer. Instead of one amplifier, as in the prototype, two are introduced into the low-frequency path: the first amplifier 10 pre-amplifies the modulation signals, the second amplifier 12 amplifies the modulated signals when they significantly suppress emissions of the noise component of the signal in the integrating parts of the low-frequency synchronous filter 11. This prevents overload of the amplifier 12. The high-pass filter 13 is directly installed in front of the comparator and thereby improves the accuracy of the measuring circuit This is because, in this case, this filter, in addition to its main function - eliminating the constant component in the signal - also removes the bias voltage of the synchronous filter circuit 11, which is in the prototype after the filter, and its possible drift will not affect the accuracy of the radiometer readings. The control unit is similar to the control unit in the prototype and the generation of the corresponding control pulse signals at the outputs 1, 2, 3 implements the principle of operation of the radiometer, which is as follows.

В первом модуляторе 2 осуществляется симметричная импульсная модуляция сигналов антенны 1 и первой согласованной нагрузки 4, соответственно равных Т_а и Т₀. Согласованная нагрузка выполняет роль шумового генератора, и так как она находится на термостатированной плате 8 при температуре То и согласована с первым входом модулятора 2, следовательно, ее эффективная шумовая температура равна термодинамической температуре платы. Первый модулятор 2 переключается поступающими на вход управления импульсами t_мод с выхода 2 блока управления 15, скважность которых равна двум (фиг.4а). С выхода первого модулятора сигналы антенны и согласованной нагрузки 4 проходят через полосовой фильтр 6, который формирует их частотную полосу, как равную δf₁.
Управляющий сигнал для второго модулятора 3 также имеет импульсный характер, но изменяется по широтно-импульсному закону. Данный сигнал t_шис поступает с выхода 1 блока управления 15 (фиг.4б). Широтно-импульсной модуляции во втором модуляторе 3 подвергается сигнал второй согласованной нагрузки 5, полностью аналогичной первой нагрузке и также находящейся на термостатированной плате 8, но этот сигнал перед поступлением на вход модулятора 3 формируется по частоте вторым фильтром 7, полоса пропускания которого равна δf₂.
Таким образом, на вход приемника 9 в разные моменты времени будут поступать три сигнала: от антенны 1 и первой 4 и второй 5 согласованных нагрузок. Мощности этих сигналов будут соответственно равны
W_a = kT_aδf₁; (6)
W_сн,1 = kT₀δf₁; (7)
W_сн,2 = kT₀δf₂. (8)
Таким образом сформированная в модуляторах 2 и 3 периодическая последовательность сигналов далее усиливается по мощности в приемнике 9 и на его выходе детектируется по квадратичному закону. В усилителе 10 огибающая сигналов предварительно усиливается по низкой частоте. Далее следует низкочастотная фильтрация в синхронном фильтре 11, уменьшающая всплески шумовой составляющей напряжения, дополнительное усиление в усилителе 12 и исключение в сигнале постоянной составляющей после прохода фильтра верхних частот 13, имеющего частоту среза много меньшую, чем частота модулирующего сигнала на выходе 2 блока управления. Последним звеном измерительного тракта является компаратор 14, сравнивающий сигнал с выхода фильтра верхних частот с нулевым потенциалом общей шины (второй вход компаратора соединен с общим проводом схемы). Его выходной сигнал, имеющий два дискретных уровня логического нуля и единицы, поступает на вход блока управления 15.In the first modulator 2 is a symmetrical pulse modulation of the signals of the antenna 1 and the first matched load 4, respectively equal to T _a and T ₀ . The coordinated load plays the role of a noise generator, and since it is located on the thermostatically controlled board 8 at the temperature To and is matched with the first input of the modulator 2, therefore, its effective noise temperature is equal to the thermodynamic temperature of the board. The first modulator 2 is switched by t _mode pulses arriving at the control input from the output 2 of the control unit 15, the duty cycle of which is two (Fig. 4a). From the output of the first modulator, the signals of the antenna and the matched load 4 pass through a band-pass filter 6, which forms their frequency band as equal to δf ₁ .
The control signal for the second modulator 3 also has a pulsed character, but varies according to a pulse-width law. This signal t _chis comes from the output 1 of the control unit 15 (figb). A pulse-width modulation in the second modulator 3 undergoes a signal of the second matched load 5, which is completely analogous to the first load and also located on the thermostatted board 8, but this signal is transmitted to the input of the modulator 3 by the frequency of the second filter 7, the passband of which is equal to δf ₂ .
Thus, three signals will arrive at the input of the receiver 9 at different points in time: from the antenna 1 and the first 4 and second 5 matched loads. The power of these signals will be respectively equal
W _a = kT _a δf ₁ ; (6)
W _{sn, 1} = kT ₀ δf ₁ ; (7)
W _{sn, 2} = kT ₀ δf ₂ . (8)
Thus, the periodic sequence of signals formed in modulators 2 and 3 is further amplified by power in the receiver 9 and is detected by its quadratic law at its output. In amplifier 10, the envelope of the signals is pre-amplified at a low frequency. This is followed by low-pass filtering in a synchronous filter 11, which reduces the bursts of the noise component of the voltage, additional amplification in the amplifier 12, and elimination of the DC component in the signal after passing through the high-pass filter 13, which has a cutoff frequency much lower than the frequency of the modulating signal at the output 2 of the control unit. The last link of the measuring path is a comparator 14, which compares the signal from the output of the high-pass filter with zero potential of the common bus (the second input of the comparator is connected to the common wire of the circuit). Its output signal, having two discrete levels of logical zero and one, is fed to the input of the control unit 15.

Блок управления работает как цифровая система со следящей обратной связью. В его основную задачу входит поддержание на первом входе компаратора нулевого напряжения в ту половину периода модуляции, когда по тракту проходит сигнал антенны, поступающий на вход приемника через модулятор 2, фильтр 6, модулятор 3. Эту функцию он выполняет регулировкой длительности t_шис поступления сигнала второй согласованной нагрузки 5 на вход приемника 9, но уже в другом полупериоде модуляции модулятора 2. На фиг.4в показаны временные диаграммы сигналов на входе и выходе фильтра верхних частот 13. Как следует из этих диаграмм, изменением длительности широтно-импульсного сигнала (при неизменном сигнале антенны) можно смещать периодическую последовательность сигналов вверх или вниз на выходе фильтра верхних частот относительно нулевой оси времени. На фиг.4г приведена временная диаграмма, наблюдаемая на входе 1 компаратора 14, когда описанной регулировкой достигнуто равенство нулю напряжения в полупериод коммутации антенны.The control unit operates as a digital system with tracking feedback. Its main task is to maintain at the first input of the zero voltage comparator in the half of the modulation period when the antenna passes via path signal to the input of the receiver through a modulator 2, a filter 6, a modulator 3. This function it performs control duration t of the second signal _SIS Incoming matched load 5 at the input of the receiver 9, but in a different half-period of modulation of modulator 2. Figure 4c shows the timing diagrams of the signals at the input and output of the high-pass filter 13. As follows from these diagrams, the change duration of pulse-pulse signal (signal at a constant antenna) can be shifted periodic sequence of up or down signals on the output of high pass filter relative to the zero time axis. Fig. 4g shows the timing diagram observed at input 1 of comparator 14 when the described adjustment has reached equal to zero voltage in the half-switching period of the antenna.

Таким образом, если будет достигнуто нулевое напряжение на входе компаратора 14 во второй полупериод модуляции при подключенной антенне, тогда, как следует из фиг.4г, для первого полупериода будет выполняться равенство вольт-секундных площадей положительного и отрицательного импульсов, то есть
(U_cн,2-U_a)t_шис=(U_a-U_сн,1)(t_мод-t_шис), (9)
где t_шис - длительность широтно-импульсного сигнала, поступающего с первого выхода блока управления на управляющий вход модулятора 3; t_мод - длительность симметричного модулирующего импульса с выхода 2 блока управления поступает на управляющий вход модулятора 2; U_a, U_сн,1, U_сн,2 - напряжения (см. фиг.4в), соответственно равные
U_a = GβK_ukT_aδf₁; (10)
U_сн,1 = GβK_ukT₀δf₁; (11)
U_сн,2 = GβK_ukT₀δf₂, (12)
где G - коэффициент усиления сигналов по мощности в приемнике 9; β - коэффициент передачи квадратичного детектора приемника; К_u - коэффициент усиления напряжения низкочастотной частью радиометра. В выражения (10-12) не входит составляющая от действия собственных шумов радиометра и, в первую очередь, первых каскадов усиления в приемнике. Дело в том, что фильтром верхних частот 13 исключается постоянная составляющая сигнала. Также и собственные шумы, не подвергавшиеся модуляции, будут постоянными на всем протяжении периода модуляции (если скорость дрейфа меньше частоты модуляции в радиометре) и поэтому постоянная составляющая напряжения от их действия не будет проникать на вход компаратора 14.Thus, if the voltage at the input of the comparator 14 is reached in the second modulation half-cycle with the antenna connected, then, as follows from Fig. 4d, the equality of the volt-second areas of the positive and negative pulses will be performed for the first half-cycle, i.e.
(U _{sn, 2} -U _a ) t _chis = (U _a -U _{sn, 1} ) (t _mod -t _chis ), (9)
where t _SHIS - the duration of the pulse-width signal from the first output of the control unit to the control input of the modulator 3; t _mode - the duration of the symmetric modulating pulse from the output 2 of the control unit is supplied to the control input of the modulator 2; U _a , U _{sn, 1} , U _{sn, 2} - voltage (see figv), respectively equal
U _a = GβK _u kT _a δf ₁ ; (10)
U _{cn, 1} = GβK _u kT ₀ δf ₁ ; (eleven)
U _{cn, 2} = GβK _u kT ₀ δf ₂ , (12)
where G is the gain of the power signals in the receiver 9; β is the gain of the quadratic detector of the receiver; To _u is the voltage gain of the low-frequency part of the radiometer. Expressions (10-12) do not include the component from the action of the intrinsic noise of the radiometer and, first of all, the first amplification stages in the receiver. The fact is that the high-pass filter 13 excludes the constant component of the signal. Also, intrinsic noises that have not undergone modulation will be constant throughout the modulation period (if the drift velocity is less than the modulation frequency in the radiometer) and therefore the constant component of the voltage from their action will not penetrate the input of the comparator 14.

После подстановки выражений (10-12) в (9) получим

После выполнения сокращений и решая (13) относительно t_шис, получим
t_шис = [(T_a-T₀)/T₀][δf₁/(δf₂-δf₁)]t_мод. (14)
Из последнего равенства видно, что длительность широтно-импульсного сигнала линейно и прямо пропорционально связана с сигналом антенны и, следовательно, через эту длительность можно косвенным образом определить сигнал антенны. Используя известные способы преобразования длительности сигнала, можно получить простыми методами цифровой выходной код измеряемого сигнала антенны без использования стандартного аналого-цифрового преобразователя. Как следует из (14), на измерения не влияет полный коэффициент передачи измерительного тракта GβK_u. Следовательно, радиометр работает по нулевому методу. Также собственные шумы радиометра, действующие постоянно, и как постоянная составляющая отфильтровываются фильтром 13 и не входят в (14).After substituting expressions (10-12) in (9) we obtain

After performing reductions and solving (13) with respect to t _chis , we obtain
t _chis = [(T _a -T ₀ ) / T ₀ ] [δf ₁ / (δf ₂ -δf ₁ )] t _mod . (14)
It can be seen from the last equality that the width of the pulse-width signal is linearly and directly proportional to the antenna signal and, therefore, through this duration, the antenna signal can be indirectly determined. Using known methods for converting the signal duration, it is possible to obtain by simple methods a digital output code of the measured antenna signal without using a standard analog-to-digital converter. As follows from (14), the measurements are not affected by the total transmission coefficient of the measuring path GβK _u . Therefore, the radiometer operates according to the null method. Also, the intrinsic noise of the radiometer, acting constantly, and as a constant component, are filtered out by the filter 13 and are not included in (14).

Выражая из (14) сигнал антенны, получим

Диапазон измерения для крайних значений длительности t_шис=0 и t_шис=t_мод будет определяться соответствующими значениями

Следовательно, нижняя граница Т_а,мин будет определяться фактически термодинамической температурой внутренней термостатированной платы радиометра, верхняя Т_а,макс - будет зависеть от соотношения полос пропускания полосовых фильтров, то есть от отношения (δf₂-δf₁)/δf₁. Для этого отношения должно соблюдаться условие δf₂>δf₁. Полосы пропускания фильтров должны лежать в полосе усиления сигналов приемником и могут не перекрываться.Expressing the antenna signal from (14), we obtain

The measurement range for the extreme values of the duration t _chis = 0 and t _chis = t _modes will be determined by the corresponding values

Therefore, the lower limit Ta _{, min} will be determined by the actually thermodynamic temperature of the internal thermostatted radiometer board, the upper Ta _{, max} will depend on the ratio of the passband of the bandpass filters, that is, on the ratio (δf ₂ -δf ₁ ) / δf ₁ . For this relation, the condition δf ₂ > δf ₁ must be satisfied. The passband of the filters must lie in the gain band of the signals by the receiver and may not overlap.

Если принять δf₂ = nδf₁, где n - положительное и большее единицы, тогда соотношения (14) и (15) примут вид
t_шис=[(Т_а-T₀)/T₀(n-1)]t_мод; (17)
Т_а=Т₀+Т₀(n-1)(t_шис/t_мод). (18)
Из (18) границы диапазона измеряемых сигналов для t_шис=0 и t_шис=t_мод определяются как
Т_а,мин=Т₀, (19)
Т_а,макс=nТ₀. (20)
Таким образом, как следует из (20), заменой пассивных фильтров или изменением их полос пропускания электронными методами можно достаточно просто менять диапазон измерений, его верхнюю границу.If we take δf ₂ = nδf ₁ , where n is a positive and greater unit, then relations (14) and (15) take the form
t _chis = [(T _a -T ₀ ) / T ₀ (n-1)] t _mod ; (17)
T _a = T ₀ + T ₀ (n-1) (t _chis / t _mod ). (18)
From (18), the boundaries of the range of the measured signals for t _chis = 0 and t _chis = t _{modes are} defined as
T _{a, min} = T ₀ , (19)
T _{a, max} = nT ₀ . (20)
Thus, as follows from (20), by replacing passive filters or changing their pass bands by electronic methods, it is quite possible to simply change the measurement range and its upper boundary.

Следовательно, данным радиометром по сравнению с прототипом можно измерять большие сигналы антенны (выше внутренней температуры прибора) и устанавливать верхнюю границу диапазона простой заменой полосового фильтра. На измерения не влияют дрейф и медленные флуктуации (ниже частоты модуляции в радиометре) всего коэффициента передачи измерительного тракта, а также собственные шумы радиометра и их медленное изменение. Therefore, with this radiometer, in comparison with the prototype, it is possible to measure large antenna signals (above the internal temperature of the device) and set the upper limit of the range by simply replacing the band-pass filter. Measurements are not affected by drift and slow fluctuations (below the modulation frequency in the radiometer) of the entire transmission coefficient of the measuring path, as well as the radiometer's own noise and their slow change.

Другим преимуществом является возможность с помощью данного радиометра достаточно просто организовывать спектральные измерения. Так как, по определению, полосу первого фильтра δf₁ можно выбрать достаточно узкой, а именно через этот фильтр происходит передача сигнала антенны в радиометре, следовательно, перестраивая центральную частоту этого фильтра при неизменной ширине полосы, можно провести спектральные исследования. Естественно, что приемник при этом должен будет иметь такую полосу усиливаемых частот, в которой будут происходить изменения центральной частоты первого полосового фильтра.Another advantage is the ability to easily organize spectral measurements using this radiometer. Since, by definition, the band of the first filter δf ₁ can be chosen narrow enough, namely, through this filter, the antenna signal is transmitted in the radiometer, therefore, by tuning the center frequency of this filter with a constant bandwidth, spectral studies can be performed. Naturally, the receiver will have to have such a band of amplified frequencies in which changes in the center frequency of the first bandpass filter will occur.

Claims

A radiometer comprising an antenna, a receiver, a high-pass filter, a synchronous filter, a comparator, a control unit having one input and first to fourth outputs, the fourth output being an output digital bus of the radiometer, the first and second band-pass filters, a thermostatic board on which the first and second identical matched loads are in thermal contact with it, the first and second identical modulators, and the first matched load is connected to the first input of the first modulator, the third output of the control unit connection is connected to the control input of the synchronous filter, the second input of the comparator is connected to the zero bus of the radiometer, and its output is connected to the input of the control unit, characterized in that the pre-amplifier and amplifier are introduced into the radiometer, the input of the pre-amplifier connected to the output of the receiver, and the output to a series-connected synchronous filter, amplifier, high-pass filter, the first input of the comparator, the antenna is connected to the second input of the first modulator, the output of which through the first bandpass filter under for prison to the first input of the second modulator to the second input of which through a second bandpass filter connected to a second matched load, and the output of the second modulator connected to the receiver input, wherein the control inputs of the first and second modulators are respectively connected to second and first outputs of the control unit.