[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

RU2181526C2 - Improved encoding system for compressing digital data transmission - Google Patents

Improved encoding system for compressing digital data transmission Download PDF

Info

Publication number
RU2181526C2
RU2181526C2 RU99100706/09A RU99100706A RU2181526C2 RU 2181526 C2 RU2181526 C2 RU 2181526C2 RU 99100706/09 A RU99100706/09 A RU 99100706/09A RU 99100706 A RU99100706 A RU 99100706A RU 2181526 C2 RU2181526 C2 RU 2181526C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
signal
location
carrier
peak
bandwidth
Prior art date
Application number
RU99100706/09A
Other languages
Russian (ru)
Other versions
RU99100706A (en
Inventor
Эллиот Л. ГРЮНБЕРГ (US)
Эллиот Л. ГРЮНБЕРГ
Ричард Б. МАРСТЕН (US)
Ричард Б. МАРСТЕН
Ксиаомей КВИАН (US)
Ксиаомей КВИАН
Дхадесугоор Р. ВАМАН (US)
Дхадесугоор Р. ВАМАН
Original Assignee
Диджитал Компрешн Текнолоджи, Л.П.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Диджитал Компрешн Текнолоджи, Л.П. filed Critical Диджитал Компрешн Текнолоджи, Л.П.
Publication of RU99100706A publication Critical patent/RU99100706A/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2181526C2 publication Critical patent/RU2181526C2/en

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/14Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex
    • H04L5/143Two-way operation using the same type of signal, i.e. duplex for modulated signals
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
  • Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)

Abstract

FIELD: telecommunication systems and broadcasting networks. SUBSTANCE: during transmission system operates in other-than-main frequency band of source so that transmitting channel of 1 Ambit/s circuit capacity can transmit N Ambit/s over channel, where N is number of parallel bits integrated to be transmitted over channel of 1 Ambit/s circuit capacity. Process includes concurrent encoding of first group of parallel bits to form digitized voltage-amplitude signal in preset bit interval, modulation of carrier frequency by digital voltage-amplitude signal, transmission of modulated carrier over transmission path with limited frequency band and inherent noise, demodulation of mentioned modulated carrier signal, and reception of mentioned digitized voltage-amplitude signal; mentioned demodulation process actually provides for suppressing inherent noise and for enhancing mentioned output-signal-to-noise ratio; proposed process also includes decoding of digitized voltage-amplitude signal received within preset bit interval to form second group of parallel bits corresponding to first group of parallel bits. EFFECT: enhanced circuit capacity of channel.. 26 cl, 16 dwg

Description

Настоящая заявка является частичным продолжением заявки на выдачу патента США 08/668594, поданной 19 июня 1996, которая является продолжением заявки на выдачу патента США 08/418254, поданной 6 апреля 1995, от которой в настоящее время заявитель отказался, которая, в свою очередь, является продолжением заявки на выдачу патента США 08/210141, от которой заявитель отказался. This application is a partial continuation of the application for the grant of US patent 08/668594, filed June 19, 1996, which is a continuation of the application for the grant of US patent 08/418254, filed on April 6, 1995, which the applicant has now refused, which, in turn, is a continuation of the application for the grant of US patent 08/210141, which the applicant refused.

Настоящее изобретение относится к устройству и способу для увеличения пропускной способности существующей телекоммуникационной инфраструктуры, которая содержит телефонную скрученную пару (ТСП), коаксиальный телевизионный (КТК) кабель, сети микроволновой, мобильной и персональной связи, сети радио- и спутниковой связи. The present invention relates to a device and method for increasing the capacity of an existing telecommunications infrastructure, which contains twisted telephone pair (TSP), coaxial television (CPC) cable, microwave, mobile and personal communications networks, radio and satellite communications networks.

Изобретение имеет отношение к концепции обратной связи, раскрытой в патенте США 5029210 "Совмещенная система связи" ("Cooperative Communications System"), выданном Эллиоту Л. Граенбергу (Elliot L. Gruenberg) в июле 1991 г. , данный патент включен в настоящую заявку посредством ссылки. Настоящее изобретение также имеет отношение к патентной заявке США 07/812417 "Телевизор без развертки" ("Scanless TV"), поданной Эллиотом Л. Граенбергом 23 декабря 1991 и измененной посредством заявки, являющейся частичным продолжением "Сжимающая система передачи и хранения информации" ("Compressive Communications and Storage System"), поданной 11 ноября 1993. Доктринальные положения, раскрытые в вышеуказанных заявках, также включены в настоящее описание посредством ссылки. The invention relates to the feedback concept disclosed in US Pat. No. 5,029,210 to the Cooperative Communications System, issued to Elliot L. Gruenberg in July 1991, this patent is incorporated into this application by links. The present invention also relates to US patent application 07/812417 "Scanless TV", filed by Elliot L. Graenberg on December 23, 1991 and modified by the application, which is a partial continuation of the "Compressive transmission and storage of information" (" Compressive Communications and Storage System "), filed November 11, 1993. The doctrinal provisions disclosed in the above applications are also incorporated herein by reference.

Методы сжатия цифровых сигналов можно разбить на две категории
- сжатие источника;
- сжатие передачи.
Digital signal compression methods can be divided into two categories.
- source compression;
- transmission compression.

Сжатие источника основано на удалении избыточной информации из источника и, таким образом, обеспечении требующейся передачи информации при более низкой скорости. Однако удаление избыточной информации требует понимания соотносительных (коррелятивных) свойств сигналов. Эти свойства являются уникальными (единственными) для каждого типа сигнала, например, таких сигналов, как голосовой или видеосигнал. Избыточная информация должны быть оценена в приемнике для того, чтобы воспроизвести информацию источника. Таким образом, методы сжатия источника являются уникальными для каждого типа передаваемого сигнала. The compression of the source is based on the removal of redundant information from the source and, thus, providing the required information transfer at a lower speed. However, the removal of redundant information requires an understanding of the correlative (signaling) properties of the signals. These properties are unique (unique) for each type of signal, for example, signals such as voice or video. Excessive information must be evaluated at the receiver in order to reproduce the source information. Thus, source compression techniques are unique to each type of transmitted signal.

Сжатие передачи увеличивает объем передаваемой информации (пропускную способность) по каналу с ограниченной полосой частот. К конкретным методам, которые реализуют, относится метод асинхронной цифровой абонентской линии (АЦАЛ). Transmission compression increases the amount of information transmitted (bandwidth) over a channel with a limited frequency band. Specific methods that implement include the asynchronous digital subscriber line (ADSL) method.

В методе АЦАЛ для модуляции несущих входными данными используется квадратурная амплитудная модуляция (КАМ). Этот метод осуществляют в двух вариантах. Вариант 1 основан на комбинированной амплитудной и фазовой КАФ модуляции компании AT&T. Этот вариант позволяет передавать 1.544 Мбит/с по существующей абонентской линии с телефонной скрученной парой (ТСП). Это подходит для односторонней передачи по каждой ТСП одной сжатой Экспертной Группы Киноизображений (MPEG) - закодированного на магнитной ленте видеосигнала. Вариант 2 основан на технологии, совместно разработанной компаниями Northern Telecommunications Corporation и Amati Corporation. Концепция основана на дискретной многотональной передаче (ДМП). Для приложений с ТСП ДМП обеспечивает 250 поддиапазонов, при этом каждый поддиапазон имеет ширину полосы частот 4 кГц, а полная ширина полосы частот 1 МГц. В каждом поддиапазоне в качестве схемы модуляции используется КАМ. Это позволяет выполнять передачу в одном направлении со скоростью 6 Мбит/с и двухстороннюю передачу со скоростью 528 кбит/с. 528 кбит/с включает передачу 384 кбит/с по каналу и передачу 144 кбит/с по каналу цифровой сети с интеграцией услуг (ЦСИУ) с номинальной скоростью доступа. Таким образом, всего по каналу передается 7 Мбит/с. The ADSL method uses quadrature amplitude modulation (QAM) to modulate the carriers with input data. This method is carried out in two versions. Option 1 is based on AT&T combined amplitude and phase CAF modulation. This option allows you to transfer 1.544 Mbit / s over an existing subscriber line with telephone twisted pair (TSP). This is suitable for the one-way transmission of a single compressed Expert Group of Motion Pictures (MPEG), encoded on a magnetic tape, of a video signal over each TSP. Option 2 is based on technology jointly developed by Northern Telecommunications Corporation and Amati Corporation. The concept is based on discrete multi-tone transmission (DTM). For applications with DSP, the DMP provides 250 subbands, with each subband having a bandwidth of 4 kHz and a full bandwidth of 1 MHz. In each subband, KAM is used as a modulation scheme. This allows you to transfer in one direction at a speed of 6 Mbps and two-way transmission at a speed of 528 kbit / s. 528 kbit / s includes 384 kbit / s transmission over the channel and 144 kbit / s transmission over the channel of a digital network with service integration (ISSU) with a nominal access speed. Thus, a total of 7 Mbps is transmitted over the channel.

Алгоритм ДМП был предложен Комитету Аккредитации Стандартов (КАС) Т1 для стандартизации. Этот алгоритм по КАС Т1 предполагает использование проволоки калибра 24. The DMP algorithm was proposed by the T1 Standards Accreditation Committee (CAS) for standardization. According to KAS T1, this algorithm involves the use of 24 gauge wire.

Изобретение, описанное в настоящей заявке на выдачу патента, представляет собой способ цифрового сжатия для увеличения ширины полосы частот телекоммуникационных систем и сетей вещания. Это изобретение может быть применено к телефонным сетям, содержащим линии с проволочной телефонной скрученной парой, но не ограничено этим применением, к коаксиальным кабелям для телефонии, передачи данных и передачи видеоинформации со звуковым сопровождением или без него; к сетям сотовой, микроволновой, мобильной и персональной связи; к радио и спутниковым системам. Изобретение применимо к мультимедийным приложениям со всеми вышеуказанными элементами телекоммуникационных систем и сетей вещания. Оно осуществляется в режиме передачи, а не полосы частот (режим источника). The invention described in this patent application is a digital compression method for increasing the bandwidth of telecommunication systems and broadcast networks. This invention can be applied to telephone networks containing, but not limited to, twisted-pair telephone wire lines, to coaxial cables for telephony, data and video transmission with or without sound; to cellular, microwave, mobile and personal communication networks; to radio and satellite systems. The invention is applicable to multimedia applications with all of the above elements of telecommunication systems and broadcast networks. It is carried out in a transmission mode, not a frequency band (source mode).

Предложенная система кодирования основана на новом методе объединения группы параллельных цифровых сигналов для передачи на частотах, используемых вышеупомянутыми телекоммуникационными системами и сетями вещания. В этой системе для достижения сжатия используют комбинированный метод кодирования и модуляции. Система упрощает передачу большого числа параллельных битов данных в одном символьном периоде. Например, если канал может передавать 1 Мбит/с, то, используя предложенную систему кодирования, тот же канал может передать N Мбит/с, где N битов параллельно объединены для того, чтобы быть переданными по каналу, обеспечивающему передачу 1 Мбит/с. The proposed coding system is based on a new method of combining a group of parallel digital signals for transmission at frequencies used by the aforementioned telecommunication systems and broadcast networks. In this system, a combined coding and modulation technique is used to achieve compression. The system simplifies the transmission of a large number of parallel data bits in a single symbol period. For example, if a channel can transmit 1 Mbit / s, then, using the proposed coding system, the same channel can transmit N Mbit / s, where N bits are combined in parallel in order to be transmitted on a channel that provides 1 Mbit / s.

Цель изобретения состоит в увеличении пропускной способности канала с ограниченной полосой частот для того, чтобы упростить обеспечение мультимедийными услугами. Настоящее изобретение позволяет упростить обеспечение мультимедийными услугами, поставляемыми телефонными компаниями непосредственно в жилые дома по существующим ТСП, упростить операторам КТК обеспечение новыми и развивающимися интерактивными услугами без проведения в дома оптиковолоконного кабеля и позволит вещательным компаниям значительно увеличить число каналов в существующих радио и спутниковых сетях. The purpose of the invention is to increase the bandwidth of a channel with a limited frequency band in order to simplify the provision of multimedia services. The present invention makes it possible to simplify the provision of multimedia services delivered by telephone companies directly to residential buildings using existing TSPs, to simplify CPC operators to provide new and developing interactive services without fiber-optic cables in their homes, and to allow broadcasting companies to significantly increase the number of channels in existing radio and satellite networks.

Эти и другие цели и признаки настоящего изобретения очевидны из нижеследующего подробного описания, приводимого с соответствующими чертежами, на которых:
фиг. 1 - общая схема системы сжатой передачи, показывающая сжатие ДН, кодирование и декодирование;
фиг. 2 - схема кодера ДН для сжатой передачи;
фиг. 3 - схема декодера ДН для восстановления несжатых цифровых данных;
фиг. 4 - схема дерева (древовидной структуры) декодирования ДН;
фиг. 4а - схема генератора 301-i дерева (древовидной структуры);
фиг. 5 - схема, иллюстрирующая систему дуплексной передачи, в соответствии с настоящим изобретением;
фиг. 6 - схема, подробно показывающая предложенную систему дуплексного сжатия;
фиг. 7 - схема фильтра пиков, используемого в настоящем изобретении;
фиг. 7а - электрическая схема временного пикового детектора, в соответствии с настоящим изобретением;
фиг. 8 - автокорреляционные функции белого шума в ограниченной полосе частот;
фиг. 9 - схема использования цифрового фильтра пиков с избыточной дискретизацией;
фиг. 10 - схема использования цифрового фильтра пиков с избыточной дискретизацией рекурсивного типа;
фиг. 11 - схема аналогового полосового фильтра пиков с селектированием (стробированием);
фиг. 12 - характеристики фазового частотного фильтра;
фиг. 13 - спектры перекрывающихся импульсов символов;
фиг. 14 - схема демонстрационной системы, содержащей полное моделирование Системы кодирования ДН на 12000 футах (3,6 км) ТСП 26-калибра.
These and other objects and features of the present invention are apparent from the following detailed description given with the corresponding drawings, in which:
FIG. 1 is a general diagram of a compressed transmission system, showing DN compression, encoding, and decoding;
FIG. 2 is a diagram of an encoder DN for compressed transmission;
FIG. 3 is a design of a decoder for recovering uncompressed digital data;
FIG. 4 is a diagram of a tree (tree structure) of decoding DN;
FIG. 4a is a diagram of a tree generator 301-i (tree structure);
FIG. 5 is a diagram illustrating a duplex transmission system in accordance with the present invention;
FIG. 6 is a diagram showing in detail the proposed duplex compression system;
FIG. 7 is a diagram of a peak filter used in the present invention;
FIG. 7a is an electrical diagram of a temporary peak detector in accordance with the present invention;
FIG. 8 - autocorrelation functions of white noise in a limited frequency band;
FIG. 9 is a diagram of using a digital peak filter with oversampling;
FIG. 10 is a diagram of using a digital filter of peaks with over-sampling of a recursive type;
FIG. 11 is a diagram of an analog bandpass filter of peaks with selection (gating);
FIG. 12 - characteristics of the phase frequency filter;
FIG. 13 - spectra of overlapping pulses of characters;
FIG. 14 is a diagram of a demonstration system containing a complete simulation of a coding system for DNs at 12,000 feet (3.6 km) of a 26-caliber TSP.

Фиг. 15 - схема демонстрационной системы для проверки шумоподавляющего приемника;
фиг. 16А-16В - входной и выходной сигналы приемника, соответственно, в отсутствие вносимого канального шума;
фиг. 16C-16D - входной и выходной сигналы приемника, соответственно, при увеличении мощности вносимого шума до 30 ДБ.
FIG. 15 is a diagram of a demonstration system for checking a noise reduction receiver;
FIG. 16A-16B - input and output signals of the receiver, respectively, in the absence of introduced channel noise;
FIG. 16C-16D are the input and output signals of the receiver, respectively, with an increase in the power of introduced noise up to 30 dB.

Предложенный метод реализуется в Системе кодирования ДН (дискретизированного напряжения) для увеличения пропускной способности канала при существующей инфраструктуре. Система кодирования ДН проверялась на абонентской линии с ТCП 26-калибра, где она обеспечивала передачу 16 Мбит/с по одной ТСП для линии длиной 12000 футов (3.6 км). Следовательно, она может работать на более чем 85% существующих абонентских линий, проведенных в жилые дома. Для приложений, связанных с абонентскими линиями, настоящее изобретение обеспечивает сжатие 16:1 для односторонней передачи в канале ТСП с ограниченной полосой частот в 1 МГц. Возможно получение и более высоких коэффициентов сжатия. Система также может использоваться в дуплексном режиме. Используя ТСП, система позволяет осуществлять дуплексный режим со скоростью 16 Мбит/с, если она объединена с подходящими фильтрами. Если используются две ТСП, то система упрощает передачу информации в дуплексном режиме со скоростью 32 Мбит/с, что является более чем достаточным для передачи большого числа телевизионных каналов в дома и офисы. Следует заметить, что большинство домов обычно имеет проводку с двумя ТСП. The proposed method is implemented in the coding system DN (discrete voltage) to increase the bandwidth of the channel with the existing infrastructure. The DN coding system was tested on a subscriber line with a 26-gauge SST, where it provided 16 Mbit / s transmission over one SST for a line with a length of 12,000 feet (3.6 km). Consequently, it can work on more than 85% of existing subscriber lines conducted in residential buildings. For subscriber line applications, the present invention provides 16: 1 compression for one-way transmission on an MSC channel with a limited frequency band of 1 MHz. It is possible to obtain higher compression ratios. The system can also be used in full duplex mode. Using TSP, the system allows duplex operation at a speed of 16 Mbps if it is combined with suitable filters. If two TSPs are used, then the system simplifies the transmission of information in duplex mode at a speed of 32 Mbps, which is more than sufficient to transfer a large number of television channels to homes and offices. It should be noted that most houses usually have wiring with two distribution boards.

Система кодирования ДН очень проста и может быть легко использована в аппаратном обеспечении, использующем сверхбольшие интегральные схемы (СБИС-схемы). Она обеспечивает значительные преимущества. The coding system for DNs is very simple and can be easily used in hardware using ultra-large integrated circuits (VLSI circuits). It provides significant benefits.

- Она упрощает использование имеющихся в домах и в деловых помещениях ТСП без замены проводки (проводной линии), требующейся для мультимедийных приложений с высокой информационной емкостью. - It simplifies the use of TSPs available in homes and business premises without replacing the wiring (wire line) required for multimedia applications with high information capacity.

- Система не имеет ограничений по специфике канала. Она может быть использована для абонентских линий с ТСП, КТК кабелей, беспроводных каналов, радио- и спутниковых каналов. Коэффициенты сжатия этой системы по отношению к увеличению пропускной способности канала изменяются в виде функции от типа используемого канала, природы искажений в канале и аддитивного шума. - The system has no restrictions on the specifics of the channel. It can be used for subscriber lines with TSP, CPC cables, wireless channels, radio and satellite channels. The compression coefficients of this system with respect to the increase in channel capacity vary as a function of the type of channel used, the nature of the distortion in the channel, and additive noise.

- Система кодирования ДН использует сжатие передачи вместо сжатия источника. Следовательно, она применима к любым средам (носителям) источника информации. - The DN coding system uses transmission compression instead of source compression. Therefore, it is applicable to any medium (media) of the information source.

Алгоритм кодирования ДН упрощает обеспечение многими услугами по одному каналу. Пример использования существующей ТСП предполагает одновременное предоставление следующих услуг в жилых и рабочих помещениях:
- многоканальные телефоны;
- множество видеоканалов (качества КВМ (кассетного видеомагнитофона));
- информационные услуги для компьютерных приложений:,
- факсимильные услуги;
- информационные услуги такие, как услуги баз данных;
- телевидение и
- канал ТВЧ (телевидения высокой четкости), если он имеется, и в то время, когда он имеется.
The DN coding algorithm simplifies the provision of many services on a single channel. An example of the use of an existing TSP involves the simultaneous provision of the following services in residential and working premises:
- multichannel telephones;
- a lot of video channels (quality KVM (video cassette recorder));
- information services for computer applications :,
- fax services;
- information services such as database services;
- television and
- HDTV (high-definition television) channel, if available, and while it is available.

В таблице представлен сравнительный анализ алгоритма кодирования ДН и других методов сжатия передачи. The table provides a comparative analysis of the coding algorithm of the payload and other transmission compression methods.

Более конкретно, система кодирования ДН основана на сжатии передачи и не использует никакой избыточности, содержащейся в источнике. Разработанный способ не зависит от типа источника. Следовательно, в качестве источника в этом способе может применяться цифровая информация независимо от того, закодирована она предварительно или нет. Цель системы кодирования ДН состоит в увеличении пропускной способности существующего канала с ограниченной полосой частот. More specifically, the DN coding system is based on transmission compression and does not use any redundancy contained in the source. The developed method does not depend on the type of source. Therefore, digital information can be used as a source in this method, regardless of whether it is pre-encoded or not. The goal of a coding system for DNs is to increase the capacity of an existing channel with a limited frequency band.

Следует заметить, что увеличенная пропускная способность, скажем, 16:1, позволяющая осуществлять передачу 16 битов в одном символьном периоде, уменьшает время передачи, при этом одновременно увеличивается емкость передающей среды. Это означает, что передача конкретного программного сообщения, видеомагнитофонной записи, информации, факсимильного или голосового сообщения теперь может происходить за время, составляющее 1/16 от времени, требующегося для такой передачи без настоящего изобретения. Если изобретение применяется путем "запараллеливания" N битов на входе декодера ДН, тогда время передачи будет снижено в соотношении N:1, а пропускная способность увеличится с таким же коэффициентом. It should be noted that the increased bandwidth, say, 16: 1, which allows the transmission of 16 bits in one symbol period, reduces the transmission time, while simultaneously increasing the capacity of the transmission medium. This means that the transmission of a specific program message, VCR, information, facsimile or voice message can now occur in a time of 1/16 of the time required for such a transfer without the present invention. If the invention is applied by "parallelizing" N bits at the input of the decoder, then the transmission time will be reduced in the ratio N: 1, and the throughput will increase with the same coefficient.

Кроме того, с использованием имеющихся коммерческих продуктов СБИС с алгоритмом последовательной очереди "первым пришел - первым обслужен" (ПППО) возможно запоминание закодированных ДН сообщений для задержки передачи, поскольку в изобретении не требуется немедленной, без задержки, передачи с запараллеленного входа на ДН-декодированный выход. Поскольку с помощью ДН-кодирования получается "сжатие" передачи с коэффициентом N:1, емкость, требующаяся для запоминания любого сообщения, уменьшается с тем же коэффициентом N. Следовательно, увеличенная пропускная способность при моделировании изобретения с коэффициентом 16:1 позволяет уменьшить в 16 раз объем памяти, требующийся для запоминания сообщения при передаче с задержкой. In addition, using the available commercial VLSI products with a first-in-first-out sequence algorithm (PPPO), it is possible to memorize encoded DN messages for transmission delay, since the invention does not require immediate, without delay, transmission from a parallel input to DN-decoded exit. Since DN coding results in “compression” of the transmission with a factor of N: 1, the capacity required to store any message decreases with the same coefficient N. Therefore, the increased throughput when modeling the invention with a factor of 16: 1 can be reduced by 16 times The amount of memory required to memorize a message during delayed transmission.

Оба вышеописанных признака имеют как значение по существу, так и экономическое значение для конечных пользователей, поскольку уменьшается стоимость передачи и хранения информации. Both of the above characteristics have both a substantive value and economic value for end users, since the cost of transmitting and storing information is reduced.

Дерево (древовидная структура) ДН-кодирования упрощает пересылку большего числа битов данных в одном символьном периоде, следовательно, достигается увеличение пропускной способности. Предположим, что канал с шириной полосы частот ШПЧ может передавать информацию со скоростью R бит/с без использования системы ДН-кодирования. Тогда, используя алгоритм ДН-кодирования, тот же канал в пределах той же ширины полосы частот ШПЧ будет способен передавать N•R бит/с при коэффициенте сжатия N:1. N - число битов, установленных параллельно для каждого символа. Полная система, как часть этого изобретения, содержит следующий набор аппаратуры:
- аппаратура полной системы (фиг. 1);
- кодер ДН для передающей стороны (фиг. 2);
- кодер ДН для приемной стороны (фиг. 3);
- дерево (древовидная структура) декодирования ДН для выделения параллельных битов данных (фиг. 4).
The tree (tree structure) of DN coding simplifies the transfer of more data bits in one symbol period, therefore, an increase in throughput is achieved. Suppose that a channel with an SHPC frequency bandwidth can transmit information at a rate of R bps without using a DN coding system. Then, using the DN coding algorithm, the same channel within the same frequency bandwidth of the SHPC will be able to transmit N • R bits / s at a compression ratio of N: 1. N is the number of bits set in parallel for each character. The complete system, as part of this invention, contains the following set of equipment:
- equipment of the complete system (Fig. 1);
- encoder DN for the transmitting side (Fig. 2);
- DN encoder for the receiving side (Fig. 3);
- a tree (tree structure) of decoding DNs for allocation of parallel data bits (Fig. 4).

Обратимся к фиг. 1; кодер 2 ДН передающей стороны принимает параллельно информационные биты (биты данных) 1 D1-Dm и генерирует модулированную несущую, которая передается по каналу 3. Кодер 4 ДН приемной стороны выделяет величину напряжения из принятой модулированной несущей в каждом символьном периоде. Это напряжение будет использовано устройством 5 дерева декодирования ДН для выделения параллельных битов D1-Dm. Turning to FIG. 1; the transmitting side encoder 2 receives parallel information bits (data bits) 1 D1-Dm and generates a modulated carrier that is transmitted on channel 3. The receiving side encoder 4 receives the voltage value from the received modulated carrier in each symbol period. This voltage will be used by the device 5 decoding tree DN to allocate parallel bits D1-Dm.

Устройство, которое соответствует кодеру 2 ДН передающей стороны, представлено на фиг. 2. Это устройство упрощает сбор параллельных информационных битов D1-Dm и генерирует модулированную несущую, используя комбинированный способ кодирования и модуляции. Амплитуда для каждой параллельной группы закодированных битов составляет символ. A device that corresponds to the transmitting side encoder 2 is shown in FIG. 2. This device simplifies the collection of parallel information bits D1-Dm and generates a modulated carrier using a combined coding and modulation method. The amplitude for each parallel group of encoded bits is a symbol.

Для осуществления передачи информационные биты на передающей стороне распределяются в две группы:
- Группа 1, 1-1, ..., 1-n, состоит из D1, D2, ..., Dn и Группа 2, 1-n+1, ..., 1-n+m), состоит из Dn+1, Dn+2, ..., Dn+m.
To transmit, information bits on the transmitting side are divided into two groups:
- Group 1, 1-1, ..., 1-n, consists of D1, D2, ..., Dn and Group 2, 1-n + 1, ..., 1-n + m), consists of Dn + 1, Dn + 2, ..., Dn + m.

- Для сжатия 16:1 - n-8 и m=8, и каждая группа передает параллельно 8 битов за временной промежуток, соответствующий одному символьному периоду. - For compression 16: 1 - n-8 and m = 8, and each group transmits in parallel 8 bits for the time period corresponding to one symbol period.

Если информационный бит Di дает величину напряжения ДНi, то ПНi положительно, когда D представляется "1", и ДHi отрицательно, когда Di - "0". Усилители/умножители 100-1, ..., 100-n; 100-n+1, ..., 100-n+m формируют выходные сигналы: ДHi•Sin ωct в первой группе и ДHi•Cos ωct во второй группе.If the information bit Di gives the magnitude of the voltage DNi, then PNi is positive when D is represented by "1", and DHi is negative when Di is "0". Amplifiers / Multipliers 100-1, ..., 100-n; 100-n + 1, ..., 100-n + m form the output signals: ДHi • Sin ω c t in the first group and ДHi • Cos ω c t in the second group.

Несущая ωc формируется генератором 207 несущей, находящимся в приемнике 4 (см. фиг. 3).The carrier ω c is formed by the carrier generator 207 located in the receiver 4 (see Fig. 3).

Этот сигнал подается назад в передатчик 2 по каналу 3. Существенным является то, что фаза несущей ωc передающей стороны соответствует фазе демодулирующей несущей, которая используется приемником в течение длительности каждого символьного периода (в течение которого передается группа параллельных битов), так что обеспечивается правильное детектирование амплитуды символа. При переходе от одного символьного периода к другому не обязательно сохраняется фазовая когерентность, поэтому фаза символа должна постоянно подстраиваться с помощью фазового синхронизатора 106. Фазовращатель 105 обеспечивает ортогональность и сдвиг фазы на 90o для несущей передающей стороны, модулируемой битами второй группы.This signal is fed back to the transmitter 2 via channel 3. It is essential that the phase of the carrier ω c of the transmitting side corresponds to the phase of the demodulating carrier, which is used by the receiver for the duration of each symbol period (during which a group of parallel bits is transmitted), so that the correct character amplitude detection. When moving from one symbol period to another, phase coherence is not necessarily preserved, so the symbol phase must be constantly adjusted using a phase synchronizer 106. The phase shifter 105 provides orthogonality and a phase shift of 90 ° for the carrier transmitting side modulated by bits of the second group.

Выходной сигнал СУММ 103 первой группы:
выходной сигнал (группа 1) - [ДН1+ДН2+ ... +ДНn]•Sinωct
Выходной сигнал СУММ 104 второй группы:
выходной сигнал (группа 2)=[ДНn+1+ДНn+2+ ... +ДНn+m]•Cosωct
Сумматор 105 линейно складывает СУШ 103 и СУММ 104 для осуществления передачи. Каждый полный передаваемый сигнал задается выражением:

Figure 00000002

Полный передаваемый сигнал проходит в декодер 4 ДН через полосовой фильтр ПФ 106.The output signal SUM 103 of the first group:
output signal (group 1) - [DN1 + DN2 + ... + DNn] • Sinω c t
The output signal SUMM 104 of the second group:
output signal (group 2) = [DN n + 1 + DN n + 2 + ... + DN n + m] • Cosω c t
The adder 105 linearly adds the SUSH 103 and the SUM 104 to transmit. Each complete transmitted signal is given by:
Figure 00000002

The full transmitted signal passes to the decoder 4 NAM through a band-pass filter PF 106.

Устройство 4, которое представляет собой декодер ДН приемной стороны системы, представлено на фиг. 3. The device 4, which is a receiver decoder of the receiving side of the system, is shown in FIG. 3.

Полный сигнал проходит по прямому каналу от передающей стороны 2 через предварительный процессор 208, очень узкополосный полосовой фильтр (ПФ) 200 - фильтр "пиков", который раскрыт ниже, для удаления шума вне полосы частот (перекрестные помехи и канальный шум). Выходной сигнал ПФ используется для восстановления ДНХ и ДНУ (см. фиг. 3) следующим образом. The full signal passes through a direct channel from the transmitting side 2 through the pre-processor 208, a very narrow-bandpass filter (PF) 200 - filter "peaks", which is disclosed below, to remove noise outside the frequency band (crosstalk and channel noise). The output signal PF is used to recover the DNH and DNU (see Fig. 3) as follows.

Для восстановления первой группы информационных битов выходной сигнал после ПФ (фильтра пиков) 200 умножается на Sinωct в умножителе 201 для формирования СИГНАЛ 1, а для восстановления второй группы информационных битов этот выходной сигнал умножается на Sin(ωct+PH) в умножителе 202 для формирования СИГНАЛ 2.To restore the first group of information bits, the output signal after the PF (peak filter) 200 is multiplied by Sinω c t in the multiplier 201 to generate SIGNAL 1, and to restore the second group of information bits this output signal is multiplied by Sin (ω c t + PH) in the multiplier 202 to form SIGNAL 2.

Значения напряжения ДНК и ДНУ (фиг. 3) восстанавливаются путем пропускания СИГНАЛ 1 и СИГНАЛ 2 через фильтры нижних частот ФНЧ 203 и 204, соответственно. Следовательно, ДНХ и ДНУ получаются следующим образом:
ДНХ=ФНЧ {[выходной сигнал ПФ]•Sinωct}
ДНУ=ФНЧ {[выходной сигнал ПФ]•Sin(ωct+PH)}
Для того, чтобы обеспечить однозначное детектирование ДНi групп, модуляция СИГНАЛ 1 и СИГНАЛ 2 должна поддерживаться со сдвигом фазы на 90o. Это свойство ортогональности хорошо известно. Для поддержания ортогональности используется фазовращатель РН 205, сдвигающий фазу на 90o.
The voltage values of DNA and DND (Fig. 3) are restored by passing SIGNAL 1 and SIGNAL 2 through low-pass filters of the low-pass filters 203 and 204, respectively. Therefore, DNH and DNU are obtained as follows:
DNH = LPF {[PF output signal] • Sinω c t}
DNU = LPF {[PF output signal] • Sin (ω c t + PH)}
In order to ensure unambiguous detection of DNi groups, the modulation of SIGNAL 1 and SIGNAL 2 must be supported with a phase shift of 90 o . This property of orthogonality is well known. To maintain orthogonality, a PH 205 phase shifter is used, shifting the phase by 90 ° .

Обратимся теперь к фиг. 3; ДНХ используется в качестве входного сигнала в деревьях ДНi 206-1, ..., 206-n для того, чтобы восстановить данные {D1, D2, . . . ,Dn}, а ДНY используется в качестве ходного сигнала в деревьях ДНj 206-n+l, ..., 206-n+m для того, чтобы восстановить данные {Dn+1, Dn+2, ..., Dn+m}. Поскольку для компонентов ДНХ и ДНY процесс восстановления данных аналогичен, в последующем объяснении будет использован только ДНХ и деревья "ДНi". Turning now to FIG. 3; DX is used as an input signal in the trees DNi 206-1, ..., 206-n in order to recover data {D1, D2,. . . , Dn}, and ДНY is used as a running signal in the trees ДНj 206-n + l, ..., 206-n + m in order to restore the data {Dn + 1, Dn + 2, ..., Dn + m}. Since the data recovery process is similar for the DNH and DNY components, in the following explanation only the DNX and DNi trees will be used.

Комплекс дерева ДН кодирования состоит из деревьев 206-1, .., 206-n ДНi-ДНn декодирования для информационных битов D1-Dn и деревьев 206-n+1... 206-n+m ДНn+1. . .ДНn+m декодирования для информационных битов Dn+1...Dn+m. Устройство для восстановления информационного бита Di, соответствующее древовидному ДНi декодеру, проиллюстрировано на фиг. 4. The DN coding tree complex consists of decoding trees 206-1, .., 206-n ДНi-Дн n for information bits D1-Dn and trees 206-n + 1 ... 206-n + m ДНn + 1. . .ДНn + m decoding for information bits Dn + 1 ... Dn + m. A device for recovering the information bit Di corresponding to the tree-like DNi decoder is illustrated in FIG. 4.

Сигнал ДНХ подается на вход древовидного генератора 301-i, генератор является элементом дерева 206-i кодирования. Этот блок образует дерево ДНХ с ранее вычисленными величинами ДНi составляющих ДНХ, как показано на фиг. 4а, и это будет описано более полно позднее. Для каждого входного сигнала (символ) ДНХ будет r=2n выходных сигналов 301, где n - число битов, модулирующих Sinωct, для того, чтобы учесть все возможные комбинации из этих входных сигналов.The DNX signal is fed to the input of the tree-like generator 301-i, the generator is an element of the encoding tree 206-i. This block forms a DH tree with previously calculated DNi values of the DV components, as shown in FIG. 4a, and this will be described more fully later. For each input signal (symbol), the DNX will have r = 2 n output signals 301, where n is the number of bits modulating Sinω c t in order to take into account all possible combinations of these input signals.

Древовидный ДНi декодер требуется для оценки (величины) ДНi, где i=1, 2, . .., n. Для каждой (величины) ДНi восстановленные данные будут представлять собой Di, где i=1, 2, ..., n, которые соответствуют входным сигналам на фиг. 2. Дерево принимает сигнал ДНХ для данных группы 1 и аналогичное дерево обрабатывает сигнал ДНY для данных группы 2 (фиг. 3). Работа декодера основана на предположении, что передающая сторона и приемная сторона знают величины ДНi, и для каждой величины ДНi существует поддерево. Метод выбора известных величин ДНi будет описан позднее. Известные величины ДНi обозначаются ниже в дереве декодирования (показанном на фиг. 4а) как ДHk. A tree-like DNi decoder is required to evaluate (magnitude) DNi, where i = 1, 2,. .., n. For each (value) ДНi, the reconstructed data will be Di, where i = 1, 2, ..., n, which correspond to the input signals in FIG. 2. The tree receives the DNX signal for the data of group 1 and a similar tree processes the DNY signal for the data of group 2 (Fig. 3). The operation of the decoder is based on the assumption that the transmitting side and the receiving side know the values of DNi, and for each value of DNi there is a subtree. A method for selecting known DNi values will be described later. Known values of DNi are denoted below in the decoding tree (shown in Fig. 4a) as DHk.

Процесс оценки основан на минимизации разностей при сравнении ДНХ (и ДНY) с известными величинами ДНi (и ДНj), используя метод, который идентифицирует все ДНk составляющие операций СУММ, показанных ранее, как выходные сигналы 103 и 104 передающей стороны, и на выборе величин ДНi (и ДНj), которые соответствуют минимальным разностям. Процесс осуществляется следующим образом. The evaluation process is based on minimizing differences when comparing DNH (and DNY) with known DNi (and DNj) values, using a method that identifies all DNk components of the SUM operations shown earlier as output signals 103 and 104 of the transmitting side, and on the choice of DNi values (and ДНj), which correspond to the minimum differences. The process is as follows.

Для восстановления ДНi дерево сегментируется, чтобы складывать или вычитать ДНk (k не равно 1) и формировать ДН(r), где r=1, 2,..., h, как показано на фиг. 4а. To restore DNi, the tree is segmented to add or subtract DNk (k is not equal to 1) and form DN (r), where r = 1, 2, ..., h, as shown in FIG. 4a.

Шаг 1. Создание двух ветвей. Step 1. Create two branches.

Выходной сигнал ветви 1 = ДНХ+ДНk
Выходной сигнал ветви 2 = ДНХ-ДНk
Шаг 2. Создание для каждой из ветвей 1 и 2 по две ветви путем сложения с ДНk+1 и вычитается ДНk+1.
Output signal of branch 1 = ДНХ + Днk
Output signal of branch 2 = DNX-DNk
Step 2. Create for each of branches 1 and 2 two branches by adding to DNk + 1 and DNk + 1 is subtracted.

Шаги повторяются до тех пор, пока не используются все величины ДНk (k не равно 1). На выходе получается г ветвей с величинами ДН(1), ДН(2), ..., ДН(r), где r=2n, как упоминалось выше.The steps are repeated until all DNk values are used (k is not equal to 1). The output is r branches with values of ДН (1), ДН (2), ..., ДН (r), where r = 2 n , as mentioned above.

Методика решения, направленного на восстановление информационных битов Di, основана на вычислении величин U и V, которые определяются следующим образом:
U - [ДН(h)+ДНi] для каждого ДН(h) - в блоке 302 суммирования и запоминания (фиг. 4),
V - [ДН(h)+ДНi] для каждого ДН(h) - в блоке 303 вычитания и запоминания.
The solution technique aimed at restoring the information bits Di is based on calculating the values of U and V, which are determined as follows:
U - [DN (h) + DNi] for each DN (h) - in block 302 summing and storing (Fig. 4),
V - [DN (h) + DNi] for each DN (h) - in block 303 subtraction and storage.

Затем устанавливается минимальная величина U, Umin путем сравнения выходных сигналов 302 в компараторе 304.Then, the minimum value U, U min is established by comparing the output signals 302 in the comparator 304.

Минимальная величина V, Vmin устанавливается путем сравнения выходных сигналов 303 в компараторе 305. Тогда
Di=0 для Umin<Vmin
=1 для Umin≥Vmin,
это определяется в компараторе 306.
The minimum value of V, V min is set by comparing the output signals 303 in the comparator 305. Then
Di = 0 for U min <V min
= 1 for U min ≥V min ,
this is determined in comparator 306.

Тот же самый процесс повторяется для всех поддеревьев для того, чтобы восстановить D1, D2, ..., Dn+m. The same process is repeated for all subtrees in order to restore D1, D2, ..., Dn + m.

Выбор величин ДНi основан на требованиях, предъявляемых к мощности передачи. Например, для телефонных каналов требуется, чтобы они работали так, чтобы мощность сигнала, поступающая на вход, составляла примерно 10 дБм, а линия оканчивалась, используя 100 Ом (сопротивление нагрузки). Такие параметры приводят к максимальному диапазону по напряжению. Предположим, что диапазон напряжения от Нмин до Нмакс, где Нмин - минимальное напряжение, а Нмакс - максимальное напряжение в этом диапазоне. Для того, чтобы работал древовидный ДНi декодер, должны соблюдаться нижеприведенные критерии выбора, которые гарантируют получение уникальной (единственной) величины ДНi для каждого информационного бита Di так, чтобы ДНХ и ДНY могли быть декодированы для получения Di. The choice of DNi values is based on the requirements for transmission power. For example, telephone channels require that they operate so that the signal power supplied to the input is approximately 10 dBm and the line terminates using 100 ohms (load resistance). Such parameters result in a maximum voltage range. Assume that the voltage range is from Nmin to Nmax, where Nmin is the minimum voltage, and Nmax is the maximum voltage in this range. In order for the tree-based DNi decoder to work, the following selection criteria must be followed, which guarantee the receipt of a unique (unique) value of DNi for each information bit Di so that the DNX and DNY can be decoded to obtain Di.

Предположим, что
- каждый информационный бит (бит данных) Dl имеет тракт i;
- по каналу переносится полный сигнал всех трактов i и, следовательно, он (канал) может рассматриваться как логическая совокупность параллельных трактов для информационного бита Di; и
- для информационного бита Di {0, 1} соответствующие величины напряжения - {-ДНi, +ДНi}.
Let's pretend that
- each information bit (data bit) Dl has a path i;
- the channel carries the complete signal of all paths i and, therefore, it (the channel) can be considered as a logical set of parallel paths for the information bit Di; and
- for the information bit Di {0, 1}, the corresponding voltage values are {-DNi, + DNi}.

Критерии выбора для ДНi. Selection Criteria for DNi.

Выбор ДНi для тракта i между Нмин и Нмакс задается выражением:
ДHi={[Нмакс-Нмин]/(n+1)}+смещение (i),
где n - число информационных битов (D1, D2,..., Dn) в передаваемой группе, а смещение (i) - небольшое смещение уровня для ДНi от уровня, соответствующего однородному распределению уровней, выбранное для того, чтобы устранить неоднозначности в выборе, которые возникают при равных промежутках между уровнями. Между Нмин и Нмакс находятся уровни напряжения ДH(1), ДН(2), ..., ДН(n) для информационных битов D1, D2, ..., Dn.
The choice of DNi for path i between Nmin and Nmax is given by the expression:
ДHi = {[Nmax-Nmin] / (n + 1)} + displacement (i),
where n is the number of information bits (D1, D2, ..., Dn) in the transmitted group, and the offset (i) is a small level offset for DNi from the level corresponding to a uniform distribution of levels, selected in order to eliminate the ambiguities in the choice, which occur at equal intervals between levels. Between Nmin and Nmax are the voltage levels ДН (1), ДН (2), ..., ДН (n) for information bits D1, D2, ..., Dn.

В вышеприведенном выражении диапазон напряжения (Нмакс - Нмин) делится для n-1 информационных трактов ровно на n-1 значений напряжения. Смещение (i) является единственным (уникальным) для каждого информационного тракта. In the above expression, the voltage range (Nmax - Nmin) is divided for n-1 information paths exactly by n-1 voltage values. The offset (i) is unique (unique) for each information path.

Для выбора ДHi должны быть установлены два важных ограничения:
- минимальное ДHi
- смещение (i).
There are two important limitations that must be set in order to choose a Hi:
- minimum DHi
- offset (i).

Минимальная величина ДНi должна быть выбрана на основе ограничения:
Нмин≤min ДHi≤1/2[{Нмакс-Нмин}/(n-1)].
The minimum value of DNi should be selected based on the limitation:
Nmin≤min DHi≤1 / 2 [{Nmax-Nmin} / (n-1)].

Для минимизации влияния шума на канал min ДHi должно быть далеко за пределами нижней границы; а для гарантирования единственности и различимости ДHi в приемнике при детектировании Di величина min ДHi должна быть за пределами верхней границы Нмакс. To minimize the effect of noise on the channel, min ДHi should be far beyond the lower boundary; and to guarantee the uniqueness and distinguishability of DHi in the receiver during the detection of Di, the value of min DHi should be outside the upper limit of Nmax.

Смещение (1) должно выбираться так, чтобы:
- сумма любых [ДHi+ДHj] не была равна ДНk, и
- ДНi+1 - ДНi была монотонно возрастающей.
The offset (1) should be selected so that:
- the sum of any [ДHi + ДHj] was not equal to Днk, and
- ДНi + 1 - ДНi was monotonically increasing.

Это будет обеспечивать генерацию единственной и различимой величины ДНi для детектирования Di. This will ensure the generation of a unique and distinguishable value of DNi for detecting Di.

Сумма смещений (i) для всех ДHi выбирается следующим образом:
СУММ смещений - Нмакс - Мах ДHi. Для (n-1) ДНi
полное число смещений задается выражением:

Figure 00000003

где ri - индекс величины напряжения данных в совокупности {ДНr}, а ДН1 не имеет смещения.The sum of the displacements (i) for all ДHi is selected as follows:
SUM of displacements - Nmax - Mach ДHi. For (n-1) DNi
the total number of offsets is given by:
Figure 00000003

where r i is the index of the magnitude of the data voltage in the aggregate {ДНr}, and ДН1 has no bias.

Примеры. Examples.

Для алгоритма ДН кодирования с коэффициентом сжатия 8:1 имеются две группы, каждая из которых состоит из четырех битов, n=4 для каждой группы битов данных (ДН1, ДН2, ДН3, ДН4), а Полное смещение = 6. For the DN coding algorithm with a compression ratio of 8: 1, there are two groups, each of which consists of four bits, n = 4 for each group of data bits (DN1, DN2, DN3, DN4), and Full offset = 6.

Для алгоритма кодирования ДН с коэффициентом сжатия 16:1 имеются две группы по восемь битов в каждой, n-8 для каждой группы битов данных (ДН1, .. ., ДН8), и Полное смещение = 14. For the DN coding algorithm with a compression ratio of 16: 1, there are two groups of eight bits each, n-8 for each group of data bits (DN1, ..., DN8), and Full offset = 14.

Минимальное смещение задается выражением:
смещениемин = СУММ смещение/Полное смещение, а
смещение (i) для ДНi задается выражением:
смещение (i) =(i-1)(смещениемин для i=1, 2, ..., n.
The minimum offset is given by:
displacement min = SUM displacement / Total displacement, and
the offset (i) for ДНi is given by the expression:
offset (i) = (i-1) ( min offset for i = 1, 2, ..., n.

Ортогональная передача
Ортогональная передача групп ДНi будет обеспечивать двойное сжатие. На фиг. 2 проиллюстрирована передача двух групп данных, D1, D2, ..., Dn; Dn+1, Dn+2, . .., Dn+m. Для ортогональной передачи полный сигнал формируется следующим образом:
полный сигнал = sum1•Sinωct+sum2•Cosωct.
Первый член определяется как компонента Q; второй член - компонента I.
Orthogonal transmission
The orthogonal transfer of DNi groups will provide double compression. In FIG. 2 illustrates the transmission of two groups of data, D1, D2, ..., Dn; Dn + 1, Dn + 2,. .., Dn + m. For orthogonal transmission, the complete signal is generated as follows:
total signal = sum1 • Sinω c t + sum2 • Cosω c t.
The first term is defined as a component of Q; the second term is component I.

В приемнике полный сигнал разделяется на две ветви. Первая ветвь формирует ДНХ следующим образом (фиг. 2):
компонента Q = [полный сигнал]•Sinωct, a
ДНХ выходной сигнал ФНИ [компоненты Q].
At the receiver, the complete signal is divided into two branches. The first branch forms the DH as follows (Fig. 2):
component Q = [full signal] • Sinω c t, a
DNH output signal of the PNI [Q component].

Вторая ветвь формирует ДНY следующим образом:
компонента I = [полный сигнал]•Cosωct, a
ДНY - выходной сигнал ФНИ [компоненты I].
The second branch forms the day as follows:
component I = [full signal] • Cosω c t, a
ДНY is the output signal of the PNI [component I].

Для восстановления данных сигналы ДНХ и ДНУ пропускаются через древовидный ДН1 декодер. To recover data, the signals of the DNH and DNU are passed through the tree-like DN1 decoder.

Дуплексный режим
Устройство, которое раскрывает систему, упрощающую осуществление дуплексного режима за счет использования алгоритма кодирования ДН, представлено на фиг. 5. Канал используется для приема, а также для передачи сигналов. Это обычная телефонная линия. Для других видов систем передачи передающий и приемный каналы логически разделены, и поэтому очень легко осуществлять выделение сигналов. Конкретный характер передачи и приема по телефонному каналу основывается на конкретных вариантах осуществления.
Duplex mode
A device that discloses a system that simplifies the implementation of the duplex mode by using the coding algorithm of the beam pattern is shown in FIG. 5. The channel is used for receiving as well as for transmitting signals. This is a regular telephone line. For other types of transmission systems, the transmit and receive channels are logically separated, and therefore it is very easy to extract signals. The specific nature of the transmission and reception over the telephone channel is based on specific embodiments.

Вариант осуществления 1
В этом варианте осуществления обе стороны являются одновременно передающими и приемными. Предположим, что одна сторона передает полный сигнал S1, а другая сторона передает полный сигнал S2. S1 и S2, соответственно, модулированы информационными битами {D0, D1, ..., Dm}, которые различны на двух концах системы. В любой момент времени в дуплексном канале имеется общий (суммарный) полный сигнал, который задается выражением:
Общий сигнал канала = a•S1 + b•S2,
где а - коэффициент ослабления (затухания) для прямого канала,
b - коэффициент ослабления для обратного канала, и
а и b изменяются в зависимости от расстояния прохода по каналу.
Embodiment 1
In this embodiment, both sides are both transmitting and receiving. Suppose that one side transmits the full signal S1, and the other side transmits the full signal S2. S1 and S2, respectively, are modulated by information bits {D0, D1, ..., Dm}, which are different at the two ends of the system. At any time in the duplex channel there is a common (total) complete signal, which is given by the expression:
Total channel signal = a • S1 + b • S2,
where a is the attenuation coefficient (attenuation) for the direct channel,
b is the attenuation coefficient for the return channel, and
a and b vary depending on the distance of passage through the channel.

Восстановление сигнала осуществляется следующим образом:
S1 восстанавливается путем:
{(a•S1 + b•S2) - b•S2}•[1/a].
Signal recovery is carried out as follows:
S1 is restored by:
{(a • S1 + b • S2) - b • S2} • [1 / a].

S2 восстанавливается путем:
{(a•S1 + b•S2) - a•S1}•[1/b].
S2 is restored by:
{(a • S1 + b • S2) - a • S1} • [1 / b].

Временные соотношения для восстановления этих сигналов в телекоммуникационных сетях достаточно хорошо известны и поэтому здесь они не представлены. Этот вариант осуществления широко используется на практике в телефонных системах, работающих в США. Однако следует заметить, что задержка канала по времени распространения сигнала, которая включает задержку, связанную с обработкой сигнала, не должна превышать нескольких символьных периодов. The time relationships for reconstructing these signals in telecommunication networks are well known and therefore are not presented here. This embodiment is widely used in practice in telephone systems operating in the United States. However, it should be noted that the channel delay over the signal propagation time, which includes the delay associated with the signal processing, should not exceed several symbol periods.

Вариант осуществления 2
В этом способе используется хорошо известный метод, называемый "пинг-понг". Предположим, что по каждой ТСП предполагается передавать дуплексные данные со скоростью 4.2 Мбит/с. То есть, каждая сторона передает, по меньшей мере, 4.2 Мбит/с. Это приведет к тому, что при использовании двух ТСП в дуплексном режиме будет производиться передача данных со скоростью 8.4 Мбит/с. Метод "пинг-понг" дает преимущество при использовании кратного числа ТСП между двумя сторонами, уменьшая воздействие перекрестных помех. В случае двух ТСП, соединяющих две станции, метод "пинг-понг" работает следующим образом.
Embodiment 2
This method uses a well-known method called ping pong. Assume that for each DTT it is supposed to transmit duplex data at a speed of 4.2 Mbit / s. That is, each side transmits at least 4.2 Mbps. This will lead to the fact that when using two DSPs in duplex mode, data will be transmitted at a speed of 8.4 Mbps. The ping-pong method offers the advantage of using multiple TSPs between two sides, reducing the effects of crosstalk. In the case of two TSPs connecting two stations, the ping-pong method works as follows.

- Стороне А и стороне В дается равное время для осуществления передачи по обеим ТСП. - Party A and party B are given equal time to transmit on both TSPs.

- Сторона А передает по каждой ТСП в течение времени Т данные со скоростью 16 Мбит/с. То есть, обе ТСП являются линиями, передающими в одном направлении. Таким образом, сторона А способна передавать 32 Мбит/с в течение времени Т. - Party A transmits for each TSP during time T data at a speed of 16 Mbit / s. That is, both TSPs are lines transmitting in the same direction. Thus, party A is capable of transmitting 32 Mbit / s over time T.

- В следующий временной промежуток Т только стороне В разрешается передавать по каждой ТСП в обратном направлении данные со скоростью 16 Мбит/с. Таким образом, второй промежуток времени Т отводится стороне В для передачи данных со скоростью 32 Мбит/с. - In the next time period T, only party B is allowed to transmit data at a speed of 16 Mbps for each DSP in the opposite direction. Thus, the second time interval T is allocated to side B for data transmission at a speed of 32 Mbit / s.

- Канал предоставляется поочередно стороне А и стороне В, при этом обеим сторонам предоставляются равные временные промежутки Т. - The channel is provided alternately to side A and side B, with equal time intervals T being provided to both sides.

Этот вариант осуществления позволяет каналу иметь только одностороннюю передачу в любой временной интервал, и поэтому очень просто осуществляется восстановление данных на дальней стороне. Кроме того, этот способ будет приводить к значительному снижению перекрестного шума в канале. Однако при этом способе требуется помещать данные в буфер на обеих сторонах, осуществлять синхронизацию передачи с каждой стороны и выполнять протокол для цикловой синхронизации данных. Для построения этого варианта осуществления требуются некоторые непроизводительные затраты. Компромиссное решение дает пониженный перекрестный шум в противовес непроизводительным затратам на цикловую синхронизацию. This embodiment allows the channel to have only one-way transmission at any time interval, and therefore, data recovery on the far side is very simple. In addition, this method will lead to a significant reduction in crosstalk in the channel. However, with this method, it is required to put data in a buffer on both sides, synchronize the transmission on each side, and execute a protocol for cyclic data synchronization. To construct this embodiment, some overhead is required. A compromise solution provides reduced crosstalk as opposed to the overhead of clock synchronization.

Система кодирования ДН работает с обоими вышеприведенными вариантами осуществления. The coding system DN works with both of the above options for implementation.

Симметричная дуплексная система с сжатием
Для передачи по одной ТCП в обоих направлениях в целом 16 Мбит/с требуется применять новый вариант осуществления, который позволяет получить удвоенный коэффициент сжатия, поскольку одна и та же полоса частот (канал) используется в обоих направлениях. Основной метод выполнения этого, согласно настоящему изобретению, показан на фиг. 6. Он следует тем же принципам, которые использовались в ранее указанном патенте 5029210, и может применяться в любом варианте осуществления совместно с хорошо известными методами коммутации (переключения), применяемыми в описанном выше варианте осуществления 2. Обе оконечные станции имеют и сторону передатчика, и сторону приемника. Левая оконечная станция имеет сторону 2А передатчика и сторону 4В приемника, а правая оконечная станция имеет сторону 2В передатчика и сторону 4А приемника. Биты информации, поступающие в передатчик 2А левой оконечной станции, будут приниматься приемником 4А правой оконечной станции, в то время как одновременно биты информации, поступающие в передатчик 2В, будут приниматься блоком 4В левой оконечной станции. Элементы, отмеченные одной и той же цифровой позицией в этих блоках, выполняют идентичные функции. Для случая с n=8 каждый передатчик 2А, 2В передает одновременно 16 бит, используя описанный выше метод ортогональной передачи.
Symmetric Duplex Compression System
In order to transmit 16 Mbit / s as a whole in both directions in one DSC in both directions, a new embodiment is required, which allows to obtain twice the compression ratio, since the same frequency band (channel) is used in both directions. The basic method of doing this, according to the present invention, is shown in FIG. 6. It follows the same principles that were used in the previously mentioned patent 5029210, and can be applied in any embodiment in conjunction with the well-known switching (switching) methods used in the above embodiment 2. Both terminal stations have a transmitter side and side of the receiver. The left terminal station has a transmitter side 2A and a receiver side 4B, and the right terminal station has a transmitter side 2B and a receiver side 4A. Bits of information arriving at the transmitter 2A of the left terminal will be received by the receiver 4A of the right terminal, while at the same time bits of information arriving at the transmitter 2B will be received by the block 4B of the left terminal. Elements marked with the same digital position in these blocks perform identical functions. For the case with n = 8, each transmitter 2A, 2B transmits 16 bits simultaneously, using the orthogonal transmission method described above.

В этой дуплексной системе канал 3 передает сумму выходных сигналов передатчиков 2А и 2В, а каждый приемник 4А и 4В удаляет сигнал своей соответствующей оконечной станции, оставляя сигнал, содержащий информацию, передаваемую из другой оконечной станции, используя прием, аналогичный тому, который применяется в ранее упомянутом патенте США No 5029210. Этот метод будет описан более подробно. Концентрируясь в передатчике 2А, входные биты AD1-ADn преобразуются в биполярные напряжения ДН1-ДНn как описано выше, в блоках 109-1 - 109n, и эти напряжения суммируются в сумматоре 113. Суммарный сигнал, принятый приемником 4В, прибавляется к выходному сигналу 113 в сумматоре 401. Этот сигнал модулирует несущую, полученную из правой оконечной станции. Другая группа битов ADn+1 - ADn+m преобразуется в биполярные квантованные напряжения ДНn+1 - ДНn+m в блоках 109n+1 - 109n+m , которые суммируются в 114 и складываются с выходным сигналом ДНY приемника 4В в сумматоре 402. Выходной сигнал этого сумматора подается на вход амплитудного модулятора 111. Несущая для этого модулятора является тем же несущим сигналом, который используется и в модуляторе 110 с тем отличием, что эта несущая имеет фазу, смещенную на 90o в 108. Выходные сигналы модуляторов линейно складываются и передаются по каналу 3. В этом случае по каналу 3 передается сумма входных сигналов в передатчик 2А и выходных сигналов приемника 4В.In this duplex system, channel 3 transmits the sum of the output signals from the transmitters 2A and 2B, and each receiver 4A and 4B removes the signal from its respective terminal station, leaving a signal containing information transmitted from another terminal station using a technique similar to that used previously US Pat. No. 5,029,210 mentioned. This method will be described in more detail. Concentrating in transmitter 2A, the input bits AD 1 -AD n are converted to bipolar voltages DN 1 -DN n as described above, in blocks 109-1 through 109n, and these voltages are summed in adder 113. The total signal received by receiver 4B is added to output signal 113 in adder 401. This signal modulates the carrier received from the right terminal station. Another group of bits AD n + 1 - AD n + m is converted to bipolar quantized voltages ДН n + 1 - ДН n + m in blocks 109 n + 1 - 109 n + m , which are added to 114 and added to the output signal ДНY of the receiver 4В in the adder 402. The output signal of this adder is fed to the input of the amplitude modulator 111. The carrier for this modulator is the same carrier signal that is used in the modulator 110 with the difference that this carrier has a phase offset 90 ° to 108. Output signals modulators are linearly added and transmitted on channel 3. In this case, on channel 3 the sum of the input signals to the transmitter 2A and the output signals of the receiver 4B is transmitted.

Таким же образом передатчик 2В обеспечивает для канала выходной сигнал с правой оконечной станции; этот выходной сигнал представляет собой сумму входных сигналов в передатчик, преобразованных в биполярные сигналы в блоках 1191 - 119n и 119n+1 - 119n+m приемника 2В, с суммарными сигналами ДНХ и ДНY приемника 4А, подученную в блоках СУММ 405 и 406, соответственно. Этот выходной сигнал был бы идентичен сигналу, полученному из передатчика 2А, если бы между оконечными станциями не было бы задержек на прохождение сигналов. Ниже раскрыто, как компенсируются эти задержки. Сигналы ДНХ и ДНY приемника 4А получают из переданных полных сигналов путем вычитания соответствующих ортогональных переданных сигналов передатчика 2В в блоках ВЫЧ 407 и 408, соответственно. Аналогичные операции выполняются в левой оконечной станции в передатчике 4В с помощью блоков ВЫЧ (вычитатель) 403 и 404, соответственно. Блоки задержки 409 и 410 приемника 4А используются для того, чтобы обеспечить вычитание правильных символов, учитывая время задержки на распространение сигналов между двумя оконечными станциями.In the same way, the 2B transmitter provides the channel with an output signal from the right terminal station; this output signal is the sum of the input signals to the transmitter converted to bipolar signals in blocks 119 1 - 119 n and 119 n + 1 - 119 n + m of the receiver 2B, with the total signals DX and DNY of the receiver 4A, learned in blocks SUMM 405 and 406, respectively. This output signal would be identical to the signal received from transmitter 2A if there were no delays in the transmission of signals between the terminal stations. The following discloses how these delays are compensated. The DNX and DNY signals of the receiver 4A are obtained from the transmitted complete signals by subtracting the corresponding orthogonal transmitted signals of the transmitter 2B in the VCH blocks 407 and 408, respectively. Similar operations are performed in the left terminal station in the transmitter 4B using blocks VCH (subtractor) 403 and 404, respectively. The delay units 409 and 410 of the receiver 4A are used to ensure that the correct symbols are subtracted, given the delay time for propagation of signals between the two terminal stations.

Все несущие сигналы ωc получают из генератора 207, находящегося в приемнике 4А. Несущие левой оконечной станции получают из канального сигнала путем отбора с помощью узкополосного фильтра (УПФ) 107 в передатчике 2А. Несущую для передатчика 2В правой оконечной станции также получают из канального сигнала и путем отбора с помощью УПФ 107 в передатчике 2А, но ее фаза подстраивается с помощью блока 120 фазовращателя в 2В для того, чтобы скомпенсировать задержку на распространение сигнала.All carrier signals ω c receive from the generator 207 located in the receiver 4A. The carriers of the left terminal station are obtained from the channel signal by selection using a narrow-band filter (UPF) 107 in the transmitter 2A. The carrier for the right terminal station transmitter 2B is also obtained from the channel signal and by selection using UPF 107 in the transmitter 2A, but its phase is adjusted using the phase shifter unit 2B in 2B in order to compensate for the propagation delay.

Система передачи с фильтром пиков
На фиг. 1-3 представлен весь процесс передачи информации из передающей стороны в сторону приема. Параллельные биты 1-1 - 1-n данных используются для того, чтобы для каждого символа при различных комбинациях двоичных значений битов 1-1 - 1-n данных получить конкретное значение напряжения. Аналогично, параллельные биты 1-n+1 - 1-n+m данных используются для того, чтобы получить конкретные значения, аналогичные значениям для битов 1-1 - 1-n (фиг. 2). Значение напряжения, полученное из битов 1-1 - 1-n, используется для модулирования Sinωct, а напряжение, полученное из битов 1-n+1 - 1-n+m, используется для модулирования Cosωct,. Эти две модулированные несущие суммируются до осуществления передачи по синхронному каналу. Полная модулированная несущая пропускается через полосовой фильтр 106, и ширина полосы частот сигнала устанавливается по точкам, соответствующим 6 дБ. Использование полосового фильтра на передающей стороне обеспечивает спектральное разделение двусторонней передачи по одному и тому же каналу. Модулированную несущую, которая является носителем битов данных от 1-1 до 1-n и от 1-n+1 до 1-n+m, получают для одного символьного периода.
Peak Filter Transmission System
In FIG. 1-3 presents the entire process of transmitting information from the transmitting side to the receiving side. Parallel data bits 1-1 to 1-n are used to obtain a specific voltage value for each symbol with different combinations of binary values of data bits 1-1 to 1-n. Similarly, parallel data bits 1-n + 1 - 1-n + m are used to obtain specific values similar to those for bits 1-1 - 1-n (Fig. 2). The voltage value obtained from bits 1-1 - 1-n is used to modulate Sinω c t, and the voltage obtained from bits 1-n + 1 - 1-n + m is used to modulate Cosω c t ,. These two modulated carriers are summed before transmitting on the synchronous channel. A full modulated carrier is passed through a band-pass filter 106, and the signal bandwidth is set at points corresponding to 6 dB. The use of a band-pass filter on the transmitting side provides spectral separation of the two-way transmission on the same channel. A modulated carrier, which is a carrier of data bits from 1-1 to 1-n and from 1-n + 1 to 1-n + m, is obtained for one symbol period.

Кодер ДН на приемной стороне канала принимает полную модулированную несущую + канальный шум (3-1). Этот сигнал проходит предварительную обработку в предпроцессоре (предварительном процессоре) 208 для восстановления некоторых высокочастотных компонент, которые были потеряны при полосовой фильтрации на передающей стороне. Затем обработанный сигнал передается в фильтр (200) пиков. Фильтр пиков используется в качестве шумопонижающего устройства. Фильтр пиков представляет собой полосовой фильтр с шириной полосы пропускания 1 кГц, центрированной по несущей частоте. Он используется для обработки в каждом символьном периоде полного модулированного сигнала на несущей + канального шума для того, чтобы восстановить модулированную несущую при значительно пониженном шуме. Процесс фильтрации применяется раздельно для каждого символьного периода. Выходной сигнал фильтра пиков для каждого символьного периода передается в умножители 201 и 202 для восстановления значений напряжения битов данных от 1-1 до 1-n и от 1-n+1 до 1-n+m с помощью низкочастотных фильтров 203 и 204. Выходные сигналы ДН кодера на приемной стороне представляют собой сигналы ДНх и ДНу, которые используются деревьями ДН декодирования (от 206-1 до 206-n) и (от 206-n+1 до 206-n+m), соответственно. The encoder on the receiving side of the channel receives the full modulated carrier + channel noise (3-1). This signal is pre-processed in the preprocessor (pre-processor) 208 to recover some high-frequency components that were lost during bandpass filtering on the transmitting side. Then the processed signal is transmitted to the filter (200) peaks. The peak filter is used as a noise reduction device. The peak filter is a band-pass filter with a bandwidth of 1 kHz centered on the carrier frequency. It is used to process the full modulated signal on the carrier + channel noise in each symbol period in order to restore the modulated carrier with significantly reduced noise. The filtering process is applied separately for each symbol period. The output of the peak filter for each symbol period is transmitted to the multipliers 201 and 202 to recover the voltage values of the data bits from 1-1 to 1-n and from 1-n + 1 to 1-n + m using low-pass filters 203 and 204. Output DN signals of the encoder at the receiving side are DNx and DNu signals that are used by the decoding DN trees (from 206-1 to 206-n) and (from 206-n + 1 to 206-n + m), respectively.

Полосовой фильтр пиков
Полная модулированная несущая имеет следующие характеристики:
- в каждом символьном периоде существует только один синусоидальный сигнал с фазой и амплитудой;
- в пределах символа существует очень высокая корреляция, но между соседними символами корреляции не существует;
- существует корреляция шума в пределах дискретизированных (по частоте) символьных периодов, но нет корреляции шума в пределах дискретизированного периода с шумом в другом дискретизированном периоде,
Первая из вышеприведенных характеристик означает, что фильтрация принятого, полного модулированного сигнала на несущей может быть выполнена с помощью очень узкого полосового фильтра пиков. Этот фильтр устранит большую часть канального шума.
Peak bandpass filter
A full modulated carrier has the following characteristics:
- in each symbol period there is only one sinusoidal signal with phase and amplitude;
- within the symbol there is a very high correlation, but there is no correlation between adjacent symbols;
- there is a correlation of noise within the discretized (in frequency) symbol periods, but there is no correlation of noise within the discretized period with noise in another discretized period,
The first of the above characteristics means that filtering the received, full modulated signal on the carrier can be done using a very narrow bandpass peak filter. This filter will eliminate most of the channel noise.

Вторая из вышеуказанных характеристик означает, что обычный цифровой фильтр, который для генерации стабильного выходного сигнала требует корреляцию между символами, требует, чтобы ширина полосы пропускания фильтра была такой же, как и ширина полосы частот канала. Но это не приведет к снижению канального шума, и, следовательно, он не может использоваться для переноса высокой частотной полосы. The second of the above characteristics means that a conventional digital filter, which requires a correlation between symbols to generate a stable output signal, requires that the filter bandwidth be the same as the channel bandwidth. But this will not lead to a decrease in channel noise, and, therefore, it cannot be used to transfer a high frequency band.

Третья характеристика используется в связи с фильтром пиков для существенного уменьшения внутрисимвольного шума и для значительного увеличения отношения сигнала к шуму на выходе фильтра пиков. The third characteristic is used in connection with the peak filter to significantly reduce intrasymbol noise and to significantly increase the signal-to-noise ratio at the output of the peak filter.

В изобретении по отношению к вышеприведенной ситуации реализуют полосовой фильтр пиков исключительно путем независимой обработки каждого символа для восстановления синусоидального сигнала и в то же время для уменьшения канального шума. In accordance with the above situation, the invention implements a peak bandpass filter exclusively by independently processing each symbol to restore a sinusoidal signal and at the same time to reduce channel noise.

Когда эта система обрабатывает в какой-то момент времени один символ, то имеется только энергия одного импульса для того, чтобы выделить символьный импульс из энергии шума. Характеристика ошибок КОБ (коэффициент ошибок в битах) является функцией отношения сигнал/шум (S/N):
S/N=S/NeB=ST/Ne,
где Т - символьный период, Ne - интенсивность шума и для белого шума это постоянная величина во всей полосе частот. Повторение сигнала символа не изменяет отношения сигнал/шум. Однако повторение позволяет пропускать символ через узкий полосовой фильтр. Это делает возможным собрать шум, который сильно коррелирован с шумом в символьном фильтре, в аналогичном, втором узкополосном фильтре с частотным пиком, находящимся вне полосы частот символьного периода. Шум на выходе такого второго узкополосного фильтра представляет собой синусоидальную волну, и его можно вычесть из синусоидального выходного сигнала символьного фильтра, сигнал + шум. Тогда можно записать для символа 1 МГц, например,
S1МГц+N1МГц-N1,001МГц=S1МГц+ε,
где шум дискретизируется на 1,001 МГц вне полосы пропускания символьного фильтра, ε может быть оценен как N/n, где n - число повторений сигнала или отношение ширины полосы частот канала к ширине полосы пропускания фильтра.
When this system processes one symbol at some point in time, there is only the energy of one pulse in order to separate the symbol pulse from the noise energy. The BER error characteristic (bit error rate) is a function of the signal-to-noise ratio (S / N):
S / N = S / N e B = ST / N e ,
where T is the symbol period, N e is the noise intensity and for white noise it is a constant in the entire frequency band. Repetition of a symbol signal does not change the signal-to-noise ratio. However, repetition allows a character to pass through a narrow bandpass filter. This makes it possible to collect noise, which is strongly correlated with noise in the symbol filter, in a similar second narrow-band filter with a frequency peak outside the frequency band of the symbol period. The noise at the output of such a second narrow-band filter is a sine wave, and it can be subtracted from the sine wave output of the symbol filter, signal + noise. Then you can write for a 1 MHz symbol, for example,
S 1MHz + N 1MHz -N 1.001MHz = S 1MHz + ε,
where noise is sampled at 1.001 MHz outside the symbol filter bandwidth, ε can be estimated as N / n, where n is the number of signal repetitions or the ratio of the channel bandwidth to the filter bandwidth.

Фильтр пиков выполняют в двух вариантах:
- цифровой полосовой фильтр пиков;
- аналоговый полосовой фильтр пиков.
The peak filter is performed in two versions:
- digital bandpass peak filter;
- analog peak-pass filter.

Шумоподавляющий полосовой фильтр пиков
На фиг. 7 представлена блок-схема приемной стороны декодера, который содержит фильтр 700 пиков, содержащий первый полосовой фильтр 705а пиков и второй полосовой фильтр 705и пиков. На вход каждого полосового фильтра 705А и 705В пиков подается принятая модулированная несущая X(t), которая выделена (путем стробирования) для одного символьного периода. Следовательно, например, когда частота несущей равна 1 МГц, символьный период установлен в 1 микросекунду. Принятый сигнал с шумом представляется:
X(t)= S(t)+N(t)1МГц ширина полосы, где S(t) - модулированная несущая, a N(t) - канальный шум при ширине полосы 1 МГц.
Peak bandpass filter
In FIG. 7 is a block diagram of a receiver side of a decoder that includes a peak filter 700, comprising a first peak bandpass filter 705a and a second peakband filter 705a. At the input of each bandpass filter 705A and 705B peaks, a received modulated carrier X (t) is applied, which is allocated (by gating) for one symbol period. Therefore, for example, when the carrier frequency is 1 MHz, the symbol period is set to 1 microsecond. The received signal with noise appears:
X (t) = S (t) + N (t) 1 MHz bandwidth, where S (t) is the modulated carrier, and N (t) is the channel noise at a bandwidth of 1 MHz.

В варианте осуществления, показанном на фиг. 7, фильтр 705А пиков настроен на частоту символа (например, 1 МГц), а фильтр 705В пиков настроен на вторую частоту (например,
1,001 МГц), заданную так, чтобы фильтр 705А пиков имел ширину полосы пропускания меньше, чем 1 кГц. (Эти числа приведены в качестве примеров только для пояснения функции фильтров). Выходной сигнал фильтра 705В, который имеет полосу пропускания равную полосе пропускания фильтра 705А, по существу представляет собой шум, в то время как выходной сигнал фильтра 705А - это сигнал символа и коррелированный шум. Очевидно, что шум в обоих фильтрах пиков в значительной степени коррелирован, в частности, с учетом автокорреляционной функции белого шума с ограниченной полосой частот, которая является эквивалентом обратного преобразования Фурье, показанного на фиг. 8. Как показано на фиг. 8, пара Фурье равна Σιν ατ/πt ... Pa(ω), где автокорреляционная функция 192 представляет собой функцию с временной областью определения, а функция 194 с частотной областью определения может рассматриваться как шум, имеющий частоты, ограниченные полосой частот с шириной "а" полосы частот. Хорошо известно, что функция 192 - это автокорреляция шумов равных амплитуд, ограниченных полосой Pa(ω). Абсцисса "t" графика с временной областью определения, в действительности, представляет собой временные разности, при которых наблюдается шум с такой характеристикой частотного спектра (который существует в течение неопределенно долгого времени). Следовательно, если шумовые временные последовательности возникают примерно в одно и то же время, то имеется по существу единичная корреляция, как показано на фиг. 8, и если два шумовых сигнала смещены по частоте в пределах одного и того же временного интервала, тогда они могут быть вычтены, поскольку корреляция между этими двумя шумами близка к единице.
In the embodiment shown in FIG. 7, the peak filter 705A is tuned to a symbol frequency (e.g., 1 MHz), and the peak filter 705B is tuned to a second frequency (e.g.,
1.001 MHz), set so that the peak filter 705A has a bandwidth of less than 1 kHz. (These numbers are given as examples only to illustrate the function of the filters). The output of filter 705B, which has a passband equal to the passband of filter 705A, is essentially noise, while the output of filter 705A is a symbol signal and correlated noise. Obviously, the noise in both peak filters is largely correlated, in particular, taking into account the autocorrelation function of white noise with a limited frequency band, which is equivalent to the inverse Fourier transform shown in FIG. 8. As shown in FIG. 8, the Fourier pair is equal to Σιν ατ / πt ... Pa (ω), where the autocorrelation function 192 is a function with a time domain, and a function 194 with a frequency domain can be considered as noise having frequencies bounded by a frequency band with a width of " a "frequency band. It is well known that function 192 is an autocorrelation of noise of equal amplitudes bounded by the band Pa (ω). The abscissa "t" of the graph with the time domain of definition is, in fact, the time differences at which noise is observed with such a characteristic of the frequency spectrum (which has existed for an indefinitely long time). Therefore, if noise time sequences occur at about the same time, then there is essentially a single correlation, as shown in FIG. 8, and if two noise signals are frequency shifted within the same time interval, then they can be subtracted, since the correlation between these two noise is close to unity.

В предложенном изобретении шумовые входные сигналы на двух фильтрах пиков 705А и 705В по существу одновременны по времени. Могут существовать только локальные разностные задержки порядка наносекунд. И напротив, шум, связанный с разными символами, смещен по времени на величину, равную или большую, чем ширина (длительность) битов (микросекунды). На фиг. 8 также представлено, что корреляция остается почти единичной для значительно больших временных разностей, чем наносекунды, порядка трети ширины бита. Острота фильтра и/или число повторений n определяют доступное разделение по частотам. In the proposed invention, the noise input signals at the two peak filters 705A and 705B are essentially simultaneous in time. Only local difference delays of the order of nanoseconds can exist. Conversely, noise associated with different characters is time shifted by an amount equal to or greater than the width (duration) of the bits (microseconds). In FIG. Figure 8 also shows that the correlation remains almost single for significantly larger time differences than nanoseconds, on the order of a third of the bit width. The sharpness of the filter and / or the number of repetitions n determine the available frequency separation.

Следовательно, как показано на фиг. 7, для того, чтобы получить значительное увеличение отношения сигнал/шум (S/N), шумовой выходной сигнал фильтра 705В будет по существу вычитаться из выходного сигнала фильтра 705А, состоящего из сигнала плюс шума. Чем уже ширина полосы пропускания фильтров 705А и 705В пиков, тем более высоко шумоподавление. Это снижение шума является важным, поскольку оно увеличивает число уровней напряжения, которые могут использоваться, и/или существенно снижает требования на мощность сигнала, что является ключевым моментом для эффективного сжатия ширины полосы частот. Therefore, as shown in FIG. 7, in order to obtain a significant increase in the signal to noise ratio (S / N), the noise output of the filter 705B will be substantially subtracted from the output of the filter 705A consisting of the signal plus noise. The narrower the bandwidth of the filters 705A and 705B peaks, the higher the noise reduction. This noise reduction is important because it increases the number of voltage levels that can be used and / or substantially reduces the signal power requirements, which is a key point for efficient bandwidth compression.

Как показано на фиг. 7, выходные сигналы фильтров 705А и 705В пиков одновременно поступают на вход соответствующих пиковых детекторов 706А и 706В. Эти выходные сигналы фильтров пиков представляют собой синусоидальные волны, имеющие одну амплитуду и фазу, пиковые значения которых детектируются в соответствующих пиковых детекторах 706А и 706В. На фиг. 7А показана подробная электрическая схема пиковых детекторов 706А и 706В; она приведена только в качестве примера выполнения таких детекторов. Первый пиковый детектор 706а состоит из резистора 900, диода 901, резистора 902 и емкости 903. Значения емкости 903 и резистора 902 выбирают так, чтобы поддерживать пиковое значение выходного сигнала детектора близким к одному значению, положительному пику сигнала в течение временного промежутка, равного одному тактовому интервалу. Тактовый сигнал 916, поступающий из схемы восстановления синхронизации 750 (фиг. 7), соединяет выход детектора с землей после сигнального интервала путем запирания ключа (коммутатора) 904 в течение промежутка времени, равного периоду сигнала (символа). Выходной сигнал детектора 706А подается через блокирующий конденсатор 906 в суммирующий усилитель, который состоит из усилителя 907, резистора обратной связи 908 и входного резистора 906. Эти элементы выполняют функцию сумматора 707, показанного на фиг. 7. Аналогично, пиковый детектор 706В состоит из диода 901А, резистора 900А, резистора 902А и емкости 903А, которые выполняют функции, идентичные функциям соответствующих элементов, описанных ранее, для обработки выходного сигнала первого фильтра пиков. Постоянная времени этой цепи также совпадает с тактированием (с синхронизацией переключения) ключа 904А. Выходной сигнал этого детектора подается на инвертирующий усилитель, состояший из конденсатора 909, входного резистора 910, усилителя 912 и резистора обратной связи 911. Как показано на фиг. 7а, эти элементы обеспечивают получение выходного сигнала, который инвертирован по фазе относительно входного сигнала. Затем этот сигнал подается на вход суммирующего усилителя 907 через конденсатор 913 и входной резистор 919. В этом случае выходные пиковые, постоянного тока (ПТ), шумовые сигналы двух фильтров, которые работают на незначительно различающихся частотах, аналогичны и они будут иметь тенденцию к уничтожению друг друга, оставляя при этом выходной сигнал, который имеет значение постоянного тока, соответствующее только пиковому сигналу. As shown in FIG. 7, the output signals of the peak filters 705A and 705B are simultaneously input to the corresponding peak detectors 706A and 706B. These peak filter output signals are sinusoidal waves having a single amplitude and phase, the peak values of which are detected in the respective peak detectors 706A and 706B. In FIG. 7A shows a detailed electrical diagram of peak detectors 706A and 706B; it is given only as an example of such detectors. The first peak detector 706a consists of a resistor 900, a diode 901, a resistor 902, and a capacitance 903. The capacitance values 903 and the resistor 902 are chosen so as to keep the peak value of the detector output close to one value, the positive peak of the signal for a time period equal to one clock interval. The clock signal 916, coming from the synchronization recovery circuit 750 (Fig. 7), connects the detector output to ground after the signal interval by locking the key (switch) 904 for a period of time equal to the period of the signal (symbol). The output of detector 706A is supplied through a blocking capacitor 906 to a summing amplifier, which consists of an amplifier 907, a feedback resistor 908, and an input resistor 906. These elements function as an adder 707 shown in FIG. 7. Similarly, the peak detector 706B consists of a diode 901A, a resistor 900A, a resistor 902A, and a capacitance 903A that perform functions identical to those of the corresponding elements described previously for processing the output signal of the first peak filter. The time constant of this circuit also coincides with the timing (with switching synchronization) of key 904A. The output signal of this detector is supplied to an inverting amplifier consisting of a capacitor 909, an input resistor 910, an amplifier 912, and a feedback resistor 911. As shown in FIG. 7a, these elements provide an output signal that is inverted in phase with respect to the input signal. Then this signal is fed to the input of the summing amplifier 907 through a capacitor 913 and an input resistor 919. In this case, the output peak, direct current (DC), noise signals of two filters that operate at slightly different frequencies are similar and they will tend to destroy each other friend, while leaving an output signal that has a constant current value corresponding only to the peak signal.

На фиг, 7 показана схема 750 восстановления синхронизации, которая реализует, например, схему фазовой синхронизации; на ее вход подается модулированный сигнал на несущей, и из него формируется тактовый сигнал 916, выходящий из передатчика для того, чтобы управлять (включать и выключать) работой пикового детектора так, чтобы он мог работать последовательно с каждым символом. FIG. 7 shows a synchronization recovery circuit 750 that implements, for example, a phase synchronization circuit; A modulated signal on the carrier is supplied to its input, and a clock signal 916 is formed from it, which leaves the transmitter in order to control (turn on and off) the operation of the peak detector so that it can work sequentially with each symbol.

Сигнал (символ. ), принятый в конкретный временной интервал, соответствующий длительности несжатого бита, представляет собой синусоидальную волну с конкретной фазой относительно тактовой синхронизации. Пиковые детекторы 706А и 706В будут обеспечивать выходной сигнал, равный по амплитуде пиковому значению сигнала на синусоидальном интервале, который длится до тех пор, пока он не срезается тактовым импульсом, генерируемым схемой 750 восстановления синхронизации. В результате длительность выходного импульса из суммирующего усилителя 707 представляет собой меру (характеристику) фазы сигнал символа. Счетчик 708 отмеряет эту длительность путем начала счета в момент положительного пика и прекращения счета на срезе тактового сигнала. Выходная фаза счетчика 708 - это величина, представляющая время, соответствующее углу, величина которого является входными данными для компьютера 709. Затем компьютер 709, учитывая пиковую амплитуду выходного импульса, поступающего из суммирующего усилителя 707, определяет по заранее заданной справочной таблице величину фазового угла α,, которая соответствует отсчитанному (счетчиком) числу. Компьютер также определяет соответствующие SinSinα и Cosα из хранящейся в памяти таблицы и умножает эти величины на значение амплитуды пикового детектора для определения ортогональных компонент ДНy и ДНх, соответственно. Значения ДНх и ДНу являются входными данными для деревьев декодирования, (от 206-1 до 206-n) и (от 206-n+1 до 206-n+m), соответственно, как здесь обсуждалось. A signal (symbol.) Received in a specific time interval corresponding to the duration of an uncompressed bit is a sine wave with a specific phase relative to clock synchronization. Peak detectors 706A and 706B will provide an output signal equal in amplitude to the peak value of the signal at a sinusoidal interval, which lasts until it is cut off by the clock pulse generated by the synchronization recovery circuit 750. As a result, the duration of the output pulse from the summing amplifier 707 is a measure (characteristic) of the phase of the symbol signal. Counter 708 measures this duration by starting counting at the time of a positive peak and ending counting on a clock signal slice. The output phase of the counter 708 is a value representing the time corresponding to the angle, the value of which is the input to the computer 709. Then, the computer 709, taking into account the peak amplitude of the output pulse coming from the summing amplifier 707, determines the phase angle value α from the predetermined look-up table, , which corresponds to the counted (counter) number. The computer also determines the corresponding SinSinα and Cosα from the stored table and multiplies these values by the amplitude value of the peak detector to determine the orthogonal components of DNy and DNx, respectively. The values of DNx and DN are input for decoding trees, (from 206-1 to 206-n) and (from 206-n + 1 to 206-n + m), respectively, as discussed here.

Метод, описанный здесь для получения ДНх и ДНу, отличается от метода получения ДНх и ДНу, как показано на фиг. 3, в котором используются умножители 201, 202 и низкочастотные фильтры 203 и 204. The method described here for obtaining DNx and DNu differs from the method for producing DNx and DNu, as shown in FIG. 3, in which multipliers 201, 202 and low-pass filters 203 and 204 are used.

Цифровой полосовой фильтр пиков
Первый и второй полосовые фильтры пиков могут быть цифровыми фильтрами с БИХ (БИХ - бесконечная импульсная характеристика) или КИХ (КИХ - конечная импульсная характеристика). Для таких фильтров требуется время для обработки сигнала, близкое к 1/(ширина полосы частот). В описанном примере варианта осуществления изобретения ширина полосы пропускания фильтра - 1 кГц, поэтому время обработки - 1 мс. Для того, чтобы поддерживать частоту ввода символов 1 МГц, потребовалось бы 1000 пар фильтров. Этого можно избежать с помощью избыточной дискретизации, которая ускоряет процесс "пиковой" фильтрации так, что он может быть осуществлен за один символьный период.
Digital Peak Bandpass Filter
The first and second bandpass peak filters can be digital filters with IIR (IIR - infinite impulse response) or FIR (FIR - finite impulse response). Such filters require a signal processing time close to 1 / (bandwidth). In the described example of an embodiment of the invention, the filter bandwidth is 1 kHz, so the processing time is 1 ms. In order to maintain a character input frequency of 1 MHz, 1000 filter pairs would be required. This can be avoided by using excessive sampling, which speeds up the process of "peak" filtering so that it can be carried out in one character period.

Если выборки символов, принимаемые за каждую микросекунду, запоминаются и повторяются каждую 0.01 микросекунду, синхронизация осуществляется тактовыми импульсами, тогда символы могут пройти фильтрацию за символьный интервал в 1 микросекунду. Поскольку сигнал на 1 МГц с шириной полосы частот 1 кГц для работы фильтра пиков масштабируется, эти сигналы будут иметь вид сигнала на частоте 100 МГц. Следовательно, полосовой фильтр пиков работает на частоте 100 МГц с шириной полосы пропускания 100 кГц. Этот метод называется избыточной дискретизацией. If the symbol samples received for each microsecond are remembered and repeated every 0.01 microseconds, the synchronization is performed by clock pulses, then the symbols can be filtered for a symbol interval of 1 microsecond. Since the signal at 1 MHz with a bandwidth of 1 kHz is scaled for the peak filter to work, these signals will look like a signal at a frequency of 100 MHz. Therefore, the bandpass peak filter operates at a frequency of 100 MHz with a bandwidth of 100 kHz. This method is called oversampling.

На фиг. 9 показана работа цифрового полосового фильтра пиков с избыточной дискретизацией. Каждый символ (частота символов 1 МГц), принятый из передающего канала, стробируется (выделяется) и используется в качестве входного сигнала в полосовом фильтре пиков. Выделенный символ, хранящийся в буфере 751, повторяется в соответствии с тактовой частотой 100 МГц. То есть, на вход цифровых фильтров 752 и 752А пиков поступают повторяемые символы, которые появляются с частотой 100 МГц как символы с избыточной дискретизацией. Последний символ выходных сигналов цифровых фильтров после восстановления стабильного символа выделяется, и последний шумовой символ 752А вычитается из символа "сигнал плюс шум" в суммирующем усилителе 753 и запоминается в буфере 754. Стабильный выходной сигнал появляется в конце 1 микросекунды. Выборки в символе затем считываются из буфера 754 с частотой 1 МГц, которая является частотой приема символов из передающей стороны. Этот сигнал представляется как Y(t), как показано на фиг. 7. Y(t) используется в качестве входного сигнала для счетчика 708 и компьютера 709 для получения компонентов DVx и DVy. Работа фильтров пиков абсолютно одинаковая, как уже описано ранее, за исключением того, что шумовой фильтр 752А должен быть настроен на 1 кГц в отличие от сигнального фильтра 752. In FIG. Figure 9 shows the operation of the digital bandpass filter peaks with oversampling. Each symbol (symbol frequency 1 MHz) received from the transmitting channel is gated (allocated) and used as an input signal in the bandpass peak filter. The selected character stored in the buffer 751 is repeated in accordance with a clock frequency of 100 MHz. That is, the digital filters 752 and 752A of the peaks receive repeated symbols that appear at a frequency of 100 MHz as oversampling symbols. After restoring the stable symbol, the last symbol of the output signals of the digital filters is extracted, and the last noise symbol 752A is subtracted from the signal plus noise symbol in the summing amplifier 753 and stored in the buffer 754. A stable output signal appears at the end of 1 microsecond. The samples in the symbol are then read from buffer 754 at a frequency of 1 MHz, which is the frequency of reception of symbols from the transmitting side. This signal is represented as Y (t), as shown in FIG. 7. Y (t) is used as input to the counter 708 and computer 709 to receive DVx and DVy components. The operation of the peak filters is exactly the same as previously described, except that the noise filter 752A must be tuned to 1 kHz, unlike the signal filter 752.

Может быть выполнен и более простой цифровой фильтр пиков с избыточной дискретизацией, чем стандартный КИХ. Как показано на фиг. 10, он состоит из одного блока 755 задержки. Выходной сигнал блока 755 задержки складывается в сумматоре 756 с входным сигналом, так что выходной сигнал:
En = enSinωt+en-1sin(ωt+ωτo),
где τo- задержка блока 755. Этот сигнал подается назад в сумматор 757, где он складывается с входящим сигналом е. Последовательное суммирование после n итераций приводит к

Figure 00000004

где ω = 2πf. Когда f=f0, 2πfoτo =2π, величина En будет = n, максимальное значение, а нули будут возникать при частотах ±fo/2n из fo, которая определяет ширину полосы пропускания фильтра. Таким образом, эта система является узкополосным фильтром и работает как фильтр, показанный на фиг. 8. Фильтр, настроенный на нулевую частоту 755, будет обеспечивать вычитаемый шумовой сигнал. Этот фильтр состоит из задержки 755А и сумматоров 756А и 757А. Вычитание происходит в суммирующем усилителе 758, как показано на фиг. 10.An oversampling simpler digital peak filter than the standard FIR can also be performed. As shown in FIG. 10, it consists of one delay unit 755. The output of the delay unit 755 is added to the adder 756 with the input signal, so that the output signal:
E n = e n Sinωt + e n-1 sin (ωt + ωτ o ),
where τ o is the delay of block 755. This signal is fed back to the adder 757, where it is added to the input signal e. Sequential summation after n iterations leads to
Figure 00000004

where ω = 2πf. When f = f 0 , 2πf o τ o = 2π, the value of E n will be = n, the maximum value, and zeros will occur at frequencies ± f o / 2n of f o , which determines the filter bandwidth. Thus, this system is a narrow-band filter and acts like the filter shown in FIG. 8. A filter tuned to zero frequency 755 will provide a subtracted noise signal. This filter consists of a delay 755A and adders 756A and 757A. Subtraction occurs in a summing amplifier 758, as shown in FIG. 10.

Требующаяся ширина полосы частот передающего канала определяется исходя из базовой частоты несжатых битов. Но дополнительные фильтры пиков могут работать на том же входном канале, благодаря чему происходит кратное увеличение коэффициента сжатия. The required transmit channel bandwidth is determined based on the base frequency of the uncompressed bits. But additional peak filters can work on the same input channel, due to which there is a multiple increase in the compression ratio.

Аналоговый полосовой фильтр пиков
Первый и второй полосовые фильтры пиков могут быть аналоговыми полосовыми фильтрами пиков, реализующими принцип сверхрезонанса, описанный в патентной заявке США 08/518007 "Система сжатой передачи и хранения информации", поданной 22 августа 1995 г., содержание которой включено в настоящее описание посредством ссылки и заявителем которой является тот же заявитель, что и настоящего изобретения.
Analog Peak Bandpass Filter
The first and second peak-pass filters can be analog peak-pass filters that implement the principle of super-resonance described in US patent application 08/518007 "Compressed Information Transmission and Storage System" filed August 22, 1995, the contents of which are incorporated herein by reference and the applicant of which is the same applicant as the present invention.

В варианте осуществления аналогового фильтра, показанного на фиг. 11, обновленная полная модулированная несущая выделяется (стробируется) для одного символьного периода (например, символьный период устанавливается равным 1 мкс, когда несущая частота 1 МГц). В активном режиме, когда принимается символьный импульс, схемы 805 и 806 пропускают сигналы, а схема 807 не пропускает сигналы. В активном режиме входной символьной импульс суммируется в сумматоре 801 с обратными сигналами, полученными с выхода усилителя 803, в который подаются сигналы, прошедшие через фазовый/частотный фильтр 802. Существует также внутренняя задержка 804, в первую очередь, в усилителе, который влияет на работу цепи обратный связи. Характеристики фильтра 802 даны на фиг. 12. Характеристика фильтра может быть получена из резонансной цепи, которая имеет запаздывающее фазовое смещение на частотах ниже резонансной, нулевое фазовое смещение на резонансной частоте и опережающее фазовое смещение на частотах выше резонансной. Смещение фазы линейно зависит от частоты. Усилитель 803 пропускает все частоты, обеспечивает коэффициент усиления по контуру, приблизительно равный единице, и состоит из ряда каскадов для того, чтобы гарантировать сигнал обратной связи как слагаемый в сумматоре 801. (Фаза в каждом каскаде усилителя инвертируется независимо от частоты сигнала). In the embodiment of the analog filter shown in FIG. 11, the updated full modulated carrier is allocated (gated) for one symbol period (for example, the symbol period is set to 1 μs when the carrier frequency is 1 MHz). In active mode, when a symbol pulse is received, circuits 805 and 806 pass signals, and circuit 807 does not pass signals. In the active mode, the input symbol pulse is summed in the adder 801 with the feedback signals received from the output of the amplifier 803, into which the signals transmitted through the phase / frequency filter 802 are supplied. There is also an internal delay 804, primarily in the amplifier, which affects the operation feedback circuit. The characteristics of the filter 802 are given in FIG. 12. The filter characteristic can be obtained from the resonant circuit, which has a delayed phase shift at frequencies below the resonant frequency, zero phase shift at the resonant frequency, and leading phase shift at frequencies above the resonant frequency. The phase shift linearly depends on the frequency. The amplifier 803 passes all frequencies, provides a loop gain of approximately one, and consists of a number of stages in order to guarantee a feedback signal as a term in the adder 801. (The phase in each amplifier stage is inverted regardless of the signal frequency).

Физическая задержка 804 по контуру, в первую очередь, определяется усилителем, и работа улучшается, когда она минимальна. Современные усилители имеют задержки, измеряемые в наносекундах на один каскад. Поэтому сигнал резко возрастает при селективно-частотном методе благодаря линейному изменению фазы в зависимости от частоты фильтра 802, а также благодаря тому, что задержка по контуру значительно короче, чем длительность символьного импульса. Частотная селективность увеличивается за счет множества быстрых рециркуляций n, которые происходят в течение периода импульса. Выходной сигнал фильтра - это сумма векторов, которая приводит к следующему выражению, предполагая, что амплитуды постоянны,
E = ∑ej(ωt+nΔφ) = (sin(nΔφ/2)sin(Δφ/2))ejωt,
где Δφ - фазовый сдвиг каждого фазового напряжения любой частоты за одну итерацию, а fо - резонансная частота фильтра (центральная частота). Это выражение для Е определяет функцию переноса контура после п итераций. Сдвиг Δf частоты, требующийся для того, чтобы вызвать сдвиг фазы nΔφ/2 = 2π после n итераций, - равен Δf = 2πfo/2Qn, который получается из универсальной резонансной кривой (см. Терман. Учебник по радиотехнике, 1-е изд., с 137). Этот фазовый сдвиг первого нуля функции переноса контура, и это является разумным обоснованием для ширины полосы пропускания фильтра. Это выражение показывает, что селективность резко зависит от произведения Q на n.
The physical loop delay 804 is primarily determined by the amplifier, and performance improves when it is minimal. Modern amplifiers have delays, measured in nanoseconds per stage. Therefore, the signal increases sharply with the selective-frequency method due to the linear phase change depending on the frequency of the 802 filter, and also because the circuit delay is much shorter than the duration of the symbol pulse. Frequency selectivity increases due to the many fast recirculations n that occur during the pulse period. The output of the filter is the sum of the vectors, which leads to the following expression, assuming that the amplitudes are constant,
E = ∑e j (ωt + nΔφ) = (sin (nΔφ / 2) sin (Δφ / 2)) e jωt ,
where Δφ is the phase shift of each phase voltage of any frequency in one iteration, and f о is the resonant frequency of the filter (center frequency). This expression for E defines the transfer function of the contour after n iterations. The frequency shift Δf required to cause the phase shift nΔφ / 2 = 2π after n iterations is Δf = 2πf o / 2Qn, which is obtained from the universal resonance curve (see Terman. Radio Engineering Manual, 1st ed. , p. 137). This phase shift is the first zero of the loop transfer function, and this is a reasonable justification for the filter bandwidth. This expression shows that the selectivity sharply depends on the product of Q by n.

На фиг. 12 показана выходная характеристика фильтра, представленного на фиг. 11, в виде функции частоты для двух значений произведения Q•n. Повторяющиеся операции происходят быстро, так что фиг. 12 иллюстрирует окончательную величину конкретного импульса. Линия 851 показывает спектр входного сигнала в фильтр. Кривая, обозначенная позицией 852, - это окончательная спектральная амплитуда, задаваемая произведением Q на n, где n - повторения по контуру фильтра и n равно 30. Линия 854 - это изменение фазы при изменении частоты для того же значения произведения Q-n. Линия 853 показывает окончательный спектр, когда Q•n = 100, а линия 855 показывает фазово-частотную характеристику для случая Q•n = 100. Фиг.12 показывает, что сверхрезонанс будет усиливаться по мере увеличения показателей Q или n. In FIG. 12 shows the output characteristic of the filter of FIG. 11 as a function of frequency for two values of the product Q • n. Repeated operations occur quickly, so FIG. 12 illustrates the final magnitude of a particular pulse. Line 851 shows the spectrum of the input signal to the filter. The curve indicated by 852 is the final spectral amplitude given by the product of Q by n, where n is the repetition along the filter and n is 30. Line 854 is the phase change when the frequency changes for the same value of the product Q-n. Line 853 shows the final spectrum when Q • n = 100, and line 855 shows the phase-frequency response for the case Q • n = 100. FIG. 12 shows that superresonance will increase as Q or n increases.

Этот сверхрезонансный фильтр 802, показанный на фиг. 11, также может быть использован для значительного увеличения отношения сигнала к шуму на одном символьном импульсе. Как обсуждалось ранее, сигнальный фильтр содержит шум, который не подавляется при итеративном процессе. Однако этот шум может быть существенно снижен путем использования аналогичного фильтра с центром (полосы) на близкой частоте, не содержащей символа, но находящейся в пределах передающего канала. (См. фиг. 7). Выходной сигнал этого второго фильтра является шумовым сигналом, в высокой степени коррелированным с шумом в сигнальном фильтре, и он будет по существу подавлять шум после вычитания. Процесс идентичен с ранее описанным за исключением того, что сверхрезонансный фильтр может выполнять операцию в пределах периода импульса сигнала, и при этом не требуется масштабирования частоты. Это подавляет мощность шума с коэффициентом n или более и позволяет выполнить соответствующее снижение мощности сигнала, требующейся для того, чтобы различать уровни в передаваемом сигнале, при этом эффективно улучшается практическое выполнение сжатия данных путем увеличения амплитудного диапазона уровней и путем уменьшения возможных помех от других каналов. This superresonance filter 802 shown in FIG. 11 can also be used to significantly increase the signal-to-noise ratio of a single symbol pulse. As discussed previously, a signal filter contains noise that is not suppressed in an iterative process. However, this noise can be significantly reduced by using a similar filter with the center (band) at a close frequency, not containing a symbol, but within the transmitting channel. (See FIG. 7). The output of this second filter is a noise signal highly correlated with the noise in the signal filter, and it will substantially suppress noise after subtraction. The process is identical to the previously described except that the super-resonant filter can perform an operation within the period of the signal pulse, and frequency scaling is not required. This suppresses the noise power with a coefficient of n or more and allows for a corresponding reduction in the signal power required to distinguish between the levels in the transmitted signal, while the practical implementation of data compression is effectively improved by increasing the amplitude range of the levels and by reducing possible interference from other channels.

Преимуществом является, что фильтр выполняет выделение (уровней) без значительной задержки. The advantage is that the filter performs the selection of (levels) without significant delay.

Процесс формирования сигнала может завершаться по одному из двух путей: 1) путем опрокидывания (изменения на 180o) входной фазы символьного сигнала и 2) путем преобразования сигнала обратной связи непосредственно после символьного периода. Последний путь является предпочтительным и он будет описан. В конце активного периода схемы 805 и 806 задерживают (не пропускают) сигналы, а схема 807 пропускает сигнал в течение периода, во время которого фильтр пиков не обрабатывает никаких символов. В этот период схема 807 пропускает сигнал в инвертор 808, по-другому она не пропускает сигнал. В этом случае сформированные символьные сигналы стираются, но это приводит к потере символьного интервала. Скорость передачи данных может поддерживаться с помощью двух фильтров пиков, при этом каждый работает в чередующихся интервалах.The signal generation process can be completed in one of two ways: 1) by tipping (changing 180 o ) the input phase of the symbol signal and 2) by converting the feedback signal immediately after the symbol period. The latter path is preferred and will be described. At the end of the active period, the circuits 805 and 806 delay (do not pass) the signals, and the circuit 807 passes the signal during the period during which the peak filter does not process any symbols. During this period, the circuit 807 passes the signal to the inverter 808, otherwise it does not pass the signal. In this case, the generated symbol signals are erased, but this leads to the loss of the symbol interval. The data rate can be supported using two peak filters, with each running in alternating intervals.

Выделение символьного импульса
На фиг. 13 показано, как символьные импульсы с перекрывающимися спектрами выделяются с помощью фильтра пиков. Символьные импульсы 951 одинаковы по амплитуде в течение временного периода символа несмотря на то, что они умножены на символьную синусоидальную волну. Преобразование Фурье импульсов 951 задается выражением
PT(t-to)...(2sinωT/ω)e-jωt.
Амплитуда частотных спектров импульсов по форме имеет вид Sinωt/ω, но, как показано на фиг. 13, фазовый угол φ линейно зависит от частоты ω при изменении частоты между первыми нулевыми точками и равен нулю при ωo, центральной частоте спектров импульсов. Это означает, что импульсы с различными центральными частотами будут разделяться с помощью фазового/частотного фильтра 802 (фиг. 11), что подтверждено экспериментом, в котором используются фазовые разности в процессе суммирования (фиг. 12). В этом случае дополнительные каналы, содержащие символы с различными центральными частотами, близко находящимися друг от друга, не будут мешать друг другу, как показано для сигнала 953, который показывает окончательный спектр фильтра. Это напрямую увеличивает пропускную способность передающего канала в зависимости от числа символьных каналов, которые могут быть таким образом скомплектованы вместе.
Symbol pulse extraction
In FIG. 13 shows how symbolic pulses with overlapping spectra are extracted using a peak filter. The symbolic pulses 951 are the same in amplitude over the time period of the symbol, despite the fact that they are multiplied by the symbolic sine wave. The Fourier transform of momenta 951 is given by
P T (tt o ) ... (2sinωT / ω) e -jωt .
The amplitude of the frequency spectra of the pulses in shape has the form Sinωt / ω, but, as shown in FIG. 13, the phase angle φ linearly depends on the frequency ω with a change in frequency between the first zero points and is equal to zero for ω o , the central frequency of the pulse spectra. This means that pulses with different center frequencies will be separated using a phase / frequency filter 802 (Fig. 11), which is confirmed by an experiment in which phase differences are used in the summation process (Fig. 12). In this case, additional channels containing symbols with different center frequencies that are close to each other will not interfere with each other, as shown for signal 953, which shows the final filter spectrum. This directly increases the transmission capacity of the transmitting channel, depending on the number of symbol channels that can thus be bundled together.

Экспериментальные результаты
Эксперименты проводились в двух частях для демонстрации подтверждения концепции полной системы. Первая часть - для демонстрации системы кодирования ДН с использованием моделирования на компьютере в режиме реального времени. Вторая часть - демонстрация работы фильтра, подавляющего шум фильтра пиков в аппаратном обеспечении.
Experimental results
The experiments were carried out in two parts to demonstrate confirmation of the concept of a complete system. The first part is for demonstrating a coding system for DNs using real-time computer simulation. The second part is a demonstration of the filter, which suppresses the noise of the filter peaks in the hardware.

Экспериментальные результаты для системы кодирования ДН
Система кодирования ДН, которая состоит из кодера ДН на передающей стороне, а также декодера ДН и дерева декодирования ДН на приемной стороне, моделировалась и тестировалась с использованием смоделированной телефонной скрученной пары (ТСП) AWG#26 длиной 12,000 футов (3.6 км). Поскольку с помощью компьютерного моделирования затруднительно представить двухстороннюю передачу, то для выполнения оценки проводилось моделирование передачи в одном направлении.
Experimental results for coding system DN
The DN coding system, which consists of the DN encoder on the transmitting side, as well as the DN decoder and the DN decoding tree on the receiving side, was modeled and tested using a simulated AWG # 26 telephone twisted pair (TSC) length of 12,000 feet (3.6 km). Since it is difficult to imagine a two-way transmission using computer simulation, one-way transmission simulation was performed to evaluate.

Моделирование ТСП было основано на использовании опубликованных значений параметров ТСП и на масштабировании значений для получения приемлемых на практике в телефонных системах значений импеданса и мощности уровней. Эти значения были получены из специальной литературы. Импедансы были согласованы в соответствии с современной практикой телефонии, а все мощности и уровни напряжения были масштабированы аналогичным образом. The simulation of the DFT was based on using the published values of the DFT parameters and on scaling the values to obtain impedance and power levels that are acceptable in practice in telephone systems. These values were obtained from specialized literature. The impedances were aligned in accordance with modern telephony practice, and all power and voltage levels were scaled in a similar way.

Входные данные для системы были получены из генераторов случайных чисел двухрядных (параллельных) последовательностей и из черно-белых и цветных изображений. Демонстрационная система показана на фиг. 14. Все данные и элементы изображений точно были восстановлены в приемной стороне. Один символ с шириной полосы частот 1 МГц использовался для передачи 16 битов данных пользователя. Input data for the system were obtained from random number generators of two-row (parallel) sequences and from black-and-white and color images. A demonstration system is shown in FIG. 14. All data and image elements have been accurately restored to the receiving side. One character with a bandwidth of 1 MHz was used to transmit 16 bits of user data.

Моделирование имело ограничение, которое тесно связано с моделированием частоты дискретизации несущей символа. Очень важно, чтобы не были связаны частота дискретизации несущей и частота дискретизации для фильтра пиков для того, чтобы увидеть влияние фильтра пиков на подавление шума, поскольку моделирование не позволяет выполнить два фильтра пиков, работающих на очень близких друг к другу центральных частотах, как это было сделано в аппаратном обеспечении. The simulation had a limitation that is closely related to the modeling of the sampling frequency of the carrier symbol. It is very important that the carrier sampling frequency and the sampling frequency for the peak filter are not connected in order to see the effect of the peak filter on noise suppression, since the simulation does not allow two peak filters operating at very close to each other central frequencies, as it was made in hardware.

Это ограничение подтолкнуло к разработке аппаратного обеспечения, реализующего фильтр пиков для подавления шума для того, чтобы продемонстрировать проверку (подтверждение) концепции подавления шума. Но программное моделирование продемонстрировало эффективность передачи до 16 Мбит/с при частоте символов 1 МГц. This limitation has led to the development of hardware that implements a peak filter for noise reduction in order to demonstrate verification of the noise reduction concept. But software modeling has demonstrated transmission efficiencies of up to 16 Mbps at a 1 MHz symbol frequency.

Экспериментальная демонстрация подавления шума
Методика подавления шума, описанная выше со ссылками на фиг. 7 и 7а, была продемонстрирована с помощью тестовой схемы, показанной на фиг. 15, а полученные результаты показаны на фиг. 16а - 16d. Как показано на фиг. 15, генератор 1000 (Fluke 6060) синусоидальной волны использовался для генерации сигнала на несущей (ВЧ сигнала), и этот сигнал модулировался в 1001 импульсными сигналами, управляемыми цифровыми тактовыми импульсами. Несущая частота была 26777 кГц и имела величину -20 дбм. Генератор белого шума 1002 (NoiseCom), который генерирует полосу частот 30 МГц белого шума, имеющего максимальную мощность 13.2 дбм, использовался для обеспечения регулируемых уровней шума. Генерированный шумовой сигнал суммировался линейно с сигналом на несущей в суммирующем усилителе 1003. Осциллограф 1007 и спектральный анализатор 1008 (HP 4270) подсоединялись на входе, при этом наиболее низкий измеряемый уровень выходного сигнала, который измерялся спектральным анализатором 1008, был -83 дбм, когда отсутствовала несущая или шум. Оборудование, на котором проводилась проверка, было описано со ссылкой на фиг. 7, модулированный сигнал на несущей (ВЧ сигнал) плюс шум составляют входной сигнал для первого аналогового фильтра 1004А пиков, а 1005А - это его тактируемый пиковый детектор. Второй фильтр 1004В пиков и пиковый детектор 1005В, несущие только шум, смещены на 3000 Гц от фильтра 1005А пиков. Ширина полос пропускания фильтров была приблизительно 30 Гц. Вычитатель 1006 линейно вычитал шумовой сигнал из сигнала первого фильтра. Стандартный осциллограф 1009 на 100 МГц использовался для изучения выходного сигнала линейного вычитателя.
Noise Reduction Experimental Demonstration
The noise reduction technique described above with reference to FIG. 7 and 7a was demonstrated using the test circuit shown in FIG. 15, and the results are shown in FIG. 16a - 16d. As shown in FIG. 15, a sine wave generator 1000 (Fluke 6060) was used to generate a carrier signal (RF signal), and this signal was modulated into 1001 pulsed signals controlled by digital clock pulses. The carrier frequency was 26777 kHz and had a value of -20 dBm. White noise generator 1002 (NoiseCom), which generates a 30 MHz frequency band of white noise with a maximum power of 13.2 dBm, was used to provide adjustable noise levels. The generated noise signal was linearly summed with the carrier signal in the summing amplifier 1003. The oscilloscope 1007 and the spectrum analyzer 1008 (HP 4270) were connected at the input, while the lowest measured level of the output signal, which was measured by the spectrum analyzer 1008, was -83 dBm, when absent carrier or noise. The equipment that was tested was described with reference to FIG. 7, the modulated carrier signal (RF signal) plus noise make up the input signal for the first analog filter 1004A peaks, and 1005A is its clock peak detector. The second peak filter 1004B and the peak detector 1005B, carrying only noise, are offset by 3000 Hz from the peak filter 1005A. The filter bandwidth was approximately 30 Hz. Subtractor 1006 linearly subtracted the noise signal from the signal of the first filter. A standard 1009 at 100 MHz oscilloscope was used to study the output of a linear subtractor.

На фиг. 16а показан частотный спектр, полученный из спектрального анализатора 1008, для входного модулированного сигнала на несущей без шума. Дисплей анализатора 1008, показанный на фиг. 16а, показывает сигнал -20 дбм с центральной частотой на 25,667 Гц с двумя боковыми полосами, отстоящими примерно на 12,5 кГц, и без вносимого шума. Внутренний минимальный уровень шума -83 дбм. Верхний сигнал 995, показанный сверху фиг. 16b - это входной сигнал для приемника во временной области без вносимого шума. Нижний сигнал 996, показанный внизу на фиг. 16b - это детектированный выходной сигнал после пикового детектирования и подавления шума. Входной сигнал, проиллюстрированный на фиг. 16b, получен с осциллографа 1007 (фиг. 15), работающего в режиме: 10 мВ/дел. по оси "у" и 20 мс/дел. по оси "х". Выходной сигнал приемника был получен с осциллографа 1009. In FIG. 16a shows a frequency spectrum obtained from a spectral analyzer 1008 for a modulated input signal on a carrier without noise. The analyzer display 1008 shown in FIG. 16a shows a −20 dBm signal with a center frequency of 25.667 Hz with two sidebands spaced about 12.5 kHz apart and without noise. The internal minimum noise level is -83 dBm. The upper signal 995 shown at the top of FIG. 16b is an input signal to a receiver in the time domain without introduced noise. The lower signal 996 shown below in FIG. 16b is a detected output signal after peak detection and noise suppression. The input signal illustrated in FIG. 16b, obtained from an oscilloscope 1007 (FIG. 15) operating in the mode: 10 mV / div. along the y axis and 20 ms / div. on the x axis. The receiver output was received from an oscilloscope 1009.

На фиг. 16с показан частотный спектр входного модулированного сигнала на несущей с вносимым шумом 30 дб. Как можно заметить, мощность шума выше, чем мощность модулированной несущей. Отношение S/N приблизительно -3 дб. Выходной сигнал после подавления шума в вычитателе 1006, и измеренный осциллографом 1009, показан на фиг. 16d. Как можно заметить, выходной сигнал 998 приемника, показанный внизу на фиг. 16d, многократно прерываемый, несмотря на то, что входной сигнал 999, показанный сверху фиг. 16d, содержит вносимый шум 30 Дб. In FIG. 16c shows a frequency spectrum of an input modulated signal on a carrier with an added noise of 30 dB. As you can see, the noise power is higher than the power of the modulated carrier. S / N ratio of approximately -3 dB. The output signal after noise reduction in the subtractor 1006, and measured by the oscilloscope 1009, is shown in FIG. 16d. As you can see, the receiver output 998, shown below in FIG. 16d repeatedly interrupted despite the fact that the input signal 999 shown at the top of FIG. 16d contains insertion noise of 30 dB.

Описанный здесь метод делает возможным осуществлять прием нескольких сигналов, при этом требуется ширина полосы частотного канала, определяемая исходя из скорости передачи информационных битов, т.е. скорости передачи символов или временной частоты, с которой информация дискретизируется, как показано на фиг. 16d. Однако демодулятор сигнала занимает очень узкую ширину полосы частот, такую же как боковые полосы, так что несколько таких сигналов, смещенных по частотам, могут занимать одну и ту же ширину полосы частот, отличаясь по занимаемой части ширины полосы частотного канала (как описано в вышеупомянутой патентной заявке США No 08/518007). В действительности это дополнительно увеличивает сжатие ширины полосы частот системы путем увеличения пропускной способности передающего тракта с ограниченной полосой частот. The method described here makes it possible to receive several signals, while the bandwidth of the frequency channel is required, which is determined based on the bit rate of the information bits, i.e. the symbol rate or time frequency at which information is sampled, as shown in FIG. 16d. However, the signal demodulator occupies a very narrow frequency bandwidth, same as the sidebands, so that several of these signals offset in frequency can occupy the same frequency bandwidth, differing in the occupied part of the frequency channel bandwidth (as described in the aforementioned patent U.S. Application No. 08/518007). In fact, this further increases the compression of the system bandwidth by increasing the transmission capacity of the transmit path with a limited frequency band.

Вышеприведенное описание изобретения является иллюстративным и поясняющим его; различные изменения в размере, форме и материалах, а также в деталях представленной конструкции могут быть сделаны в пределах объема прилагаемой формулы без выхода за рамки сущности изобретения. The above description of the invention is illustrative and explanatory; various changes in size, shape and materials, as well as in the details of the design presented, can be made within the scope of the attached claims without going beyond the scope of the invention.

Claims (29)

1. Система передачи для улучшенного сжатия ширины полосы частот, содержащая средство в первом местоположении для одновременного кодирования первой группы параллельных двоичных битов в сигнал амплитуды напряжения, имеющий место в заранее заданном битовом интервале, средство для модулирования несущей упомянутым сигналом амплитуды напряжения, средство для передачи упомянутой модулированной несущей во второе местоположение по имеющему собственный шум тракту передачи с ограниченной шириной полосы частот, средство в упомянутом втором местоположении для демодулирования упомянутой модулированной несущей для восстановления упомянутого сигнала амплитуды напряжения, причем упомянутое средство демодулирования содержит средство подавления шума для существенного подавления упомянутого собственного шума и увеличения отношения сигнала к шуму для восстановленного сигнала амплитуды напряжения, и средство в упомянутом втором местоположении для декодирования упомянутого восстановленного сигнала амплитуды напряжения, принятого в упомянутом заранее заданном битовом интервале, во вторую группу параллельных двоичных битов, которые соответствуют упомянутой первой группе параллельных двоичных битов, закодированных в упомянутом первом местоположении, причем упомянутое средство демодулирования содержит средство фильтра пиков, имеющее существенно меньшую ширину полосы пропускания, чем ширина полосы частот упомянутого тракта передачи с ограниченной шириной полосы частот, для приема упомянутого модулированного сигнала несущей и обработки каждого последовательного сигнала амплитуды напряжения для снижения шума и перекрестных помех, принимаемых в упомянутом втором местоположении. 1. A transmission system for improved compression of a frequency bandwidth, comprising means at a first location for simultaneously encoding a first group of parallel binary bits into a voltage amplitude signal occurring in a predetermined bit interval, means for modulating a voltage amplitude signal with said carrier, means for transmitting said modulated carrier to a second location on a noise-limited transmission bandwidth with a limited bandwidth, means in said second method a provision for demodulating said modulated carrier for reconstructing said voltage amplitude signal, said demodulating means comprising noise suppression means for substantially suppressing said intrinsic noise and increasing a signal to noise ratio for a reconstructed voltage amplitude signal, and means in said second location for decoding said reconstructed signal the amplitude of the voltage received in the aforementioned predetermined bit inter further, into a second group of parallel binary bits that correspond to said first group of parallel binary bits encoded at said first location, said demodulating means comprising a peak filter means having a substantially smaller bandwidth than the bandwidth of said limited transmission path frequency bands for receiving said modulated carrier signal and processing each successive voltage amplitude signal to reduce i noise and crosstalk received at said second location. 2. Система передачи по п. 1, которая дополнительно содержит средство для приема потока двоичных битов в последовательной форме и преобразования упомянутого потока последовательных двоичных битов в упомянутую первую группу параллельных двоичных битов для представления в упомянутое средство кодирования. 2. The transmission system according to claim 1, which further comprises means for receiving a stream of binary bits in serial form and converting said stream of serial binary bits into said first group of parallel binary bits for presentation to said encoding means. 3. Система передачи по п. 1, в которой по меньшей мере две группы параллельных двоичных битов одновременно независимо кодированы посредством упомянутого средства кодирования в упомянутом первом местоположении, причем одна из упомянутых групп с закодированными двоичными битами модулирует первую несущую, а вторая из упомянутых групп с закодированными двоичными битами модулирует вторую несущую, которая смещена по фазе на 90o относительно упомянутой первой несущей, при этом упомянутая система дополнительно содержит средство для объединения упомянутых первой и второй модулированных несущих для получения суммарного сигнала несущей, средство для передачи упомянутого суммарного сигнала несущей в упомянутое второе местоположение по упомянутому тракту передачи с ограниченной шириной полосы частот, средство в упомянутом втором местоположении для демодулирования упомянутого суммарного сигнала несущей посредством первого генерированного сигнала несущей, имеющего ту же относительную фазу, что и упомянутая первая несущая, используемая в упомянутом первом местоположении, и демодулирования упомянутого суммарного сигнала несущей с помощью второй генерированной несущей, имеющей фазу, смещенную на упомянутые 90o относительно упомянутой первой несущей, используемой в упомянутом первом местоположении, при этом создаются два или более дискретизированных сигналов амплитуды напряжения, и средство для декодирования упомянутых двух или более дискретизированных сигналов амплитуды напряжения в по меньшей мере две раздельные группы параллельных двоичных битов, при этом каждая из упомянутых декодированных раздельных групп соответствует упомянутым группам из параллельных двоичных битов, закодированных в упомянутом первом местоположении.3. The transmission system of claim 1, wherein at least two groups of parallel binary bits are simultaneously independently encoded by said encoding means at said first location, wherein one of said groups with encoded binary bits modulates the first carrier and the second of said groups with encoded binary bits modulates the second carrier, which is phase-shifted 90 o relative to the first carrier, while the said system further comprises means for combining said first and second modulated carriers for receiving a total carrier signal, means for transmitting said total carrier signal to said second location along said limited bandwidth transmission path, means at said second location for demodulating said total carrier signal by a first generated carrier signal having the same relative phase as said first carrier used at said first location, and d modulating said total carrier signal with a second generated carrier having a phase offset by said 90 ° relative to said first carrier used at said first location, thereby creating two or more sampled voltage amplitude signals, and means for decoding said two or more sampled voltage amplitude signals in at least two separate groups of parallel binary bits, with each of these decoded separately X groups corresponds to said groups of parallel binary bits encoded at said first location. 4. Система передачи по п. 3, в которой упомянутое средство кодирования назначает конкретные положительные или отрицательные значения напряжения для каждого из параллельных двоичных битов из упомянутых групп, при этом упомянутое значение напряжения для каждого бита содержит заранее заданную величину смещения напряжения, определяемую исходя из диапазона напряжений, доступного в тракте передачи, причем любая сумма закодированных двоичных битов уникально отличима от любой другой суммы закодированных двоичных битов. 4. The transmission system of claim 3, wherein said encoding means assigns specific positive or negative voltage values for each of the parallel binary bits from said groups, said voltage value for each bit comprising a predetermined voltage bias value determined from a range voltages available in the transmission path, and any sum of encoded binary bits is uniquely distinguishable from any other sum of encoded binary bits. 5. Система передачи по п. 3, в которой упомянутое средство декодирования содержит дерево логического решения, которое оценивает двоичное значение "1" или "0" для каждого положения бита упомянутой группы параллельных двоичных битов. 5. The transmission system of claim 3, wherein said decoding means comprises a logical decision tree that evaluates a binary value of “1” or “0” for each bit position of said group of parallel binary bits. 6. Система передачи по п. 3, в которой упомянутое средство фильтра пиков содержит первый фильтр пиков с первой шириной полосы пропускания, настроенный на частоту упомянутого сигнала несущей, и второй фильтр пиков, настроенный на частоту, равную сумме несущей частоты сигнала и частотной разности, превышающей ширину полосы пропускания упомянутого первого фильтра пиков, при этом выходной сигнал упомянутого первого фильтра пиков содержит модулированный сигнал несущей и шум, а выходной сигнал упомянутого второго фильтра пиков содержит шум, существенно коррелированный с упомянутым шумом выходного сигнала упомянутого первого фильтра пиков. 6. The transmission system according to claim 3, wherein said peak filter means comprises a first peak filter with a first bandwidth tuned to the frequency of said carrier signal and a second peak filter tuned to a frequency equal to the sum of the carrier frequency of the signal and the frequency difference, greater than the bandwidth of said first peak filter, wherein the output signal of said first peak filter contains a modulated carrier signal and noise, and the output signal of said second peak filter contains noise, closely correlated with said noise of the output signal of said first peak filter. 7. Система передачи по п. 6, в которой каждый из упомянутых первого и второго фильтров пиков является сверхрезонансным фильтром. 7. The transmission system of claim 6, wherein each of said first and second peak filters is a superresonance filter. 8. Система передачи по п. 6, в которой упомянутые первый и второй фильтры пиков являются фильтрами с повторениями, работающими независимо на нескольких логических элементах, выбирающих последовательные импульсы с закодированным напряжением, принимаемые в заранее заданных и последовательных битовых интервалах, при этом каждый из упомянутых импульсов с закодированным напряжением повторяется в каждом из упомянутых первом и втором фильтрах пиков заранее заданное число раз для получения первого и второго выходных сигналов, имеющих в значительной степени коррелированный шум. 8. The transmission system of claim 6, wherein said first and second peak filters are repetitive filters that operate independently on multiple logic elements that select consecutive pulses with encoded voltage received at predetermined and consecutive bit intervals, each of which pulses with encoded voltage is repeated in each of the aforementioned first and second peak filters a predetermined number of times to obtain the first and second output signals having The degree of correlated noise. 9. Система передачи по п. 8, в которой упомянутое средство демодулирования дополнительно содержит средство для вычитания упомянутого выходного сигнала упомянутого второго фильтра пиков из упомянутого выходного сигнала упомянутого первого фильтра пиков для подавления упомянутого коррелированного шума от упомянутой демодулированной несущей. 9. The transmission system of claim 8, wherein said demodulating means further comprises means for subtracting said output signal of said second peak filter from said output signal of said first peak filter to suppress said correlated noise from said demodulated carrier. 10. Система передачи по п. 9, которая дополнительно содержит первый пиковый детектор для получения первой пиковой величины сигнала упомянутого выходного сигнала из упомянутого первого фильтра пиков и второй пиковый детектор для получения второй пиковой величины сигнала упомянутого выходного сигнала из упомянутого второго фильтра пиков, при этом упомянутое средство вычитания вычитает упомянутую вторую пиковую величину сигнала из упомянутой первой пиковой величины сигнала для подавления упомянутой шумовой компоненты от упомянутой демодулированной несущей. 10. The transmission system of claim 9, further comprising a first peak detector for acquiring a first peak signal value of said output signal from said first peak filter and a second peak detector for receiving a second peak signal value of said output signal from said second peak filter, wherein said subtracting means subtracts said second peak signal value from said first peak signal value to suppress said noise component from said dem dulirovannoy carrier. 11. Система передачи по п. 10, которая дополнительно содержит средство для одновременного управления работой синхронизации упомянутого первого пикового детектора и работой синхронизации упомянутого второго пикового детектора для того, чтобы влиять на работу соответствующих первого и второго пиковых детекторов в каждый временной интервал последовательных символов. 11. The transmission system according to claim 10, which further comprises means for simultaneously controlling the synchronization operation of said first peak detector and the synchronization operation of said second peak detector in order to influence the operation of the respective first and second peak detectors at each time interval of consecutive symbols. 12. Система передачи по п. 11, которая дополнительно содержит средство для определения амплитуды и фазы упомянутого демодулированного сигнала несущей в каждом интервале последовательных символов и вычисления ортогональных компонент для каждого последовательного дискретизированного сигнала амплитуды напряжения. 12. The transmission system according to claim 11, which further comprises means for determining the amplitude and phase of said demodulated carrier signal in each interval of consecutive symbols and for calculating orthogonal components for each successive sampled voltage amplitude signal. 13. Система передачи по п. 12, в которой упомянутое средство для определения амплитуды и фазы упомянутого демодулированного сигнала несущей в каждом последовательном интервале дополнительно содержит средство для измерения временной разности между детектированным выходным сигналом упомянутого первого пикового детектора и концом временного интервала соответствующего ему символа. 13. The transmission system according to claim 12, wherein said means for determining the amplitude and phase of said demodulated carrier signal in each successive interval further comprises means for measuring a time difference between the detected output signal of said first peak detector and the end of the time interval of the corresponding symbol. 14. Система передачи по п. 1, в которой упомянутый тракт передачи представляет собой телефонную скрученную пару (ТСП), которая выполнена с возможностью переносить широкополосные сигналы, и другие виды передающих сред, используемых в телефонных системах. 14. The transmission system according to claim 1, wherein said transmission path is a telephone twisted pair (TSP), which is configured to carry broadband signals, and other types of transmission media used in telephone systems. 15. Система передачи по п. 1, в которой упомянутый тракт передачи представляет собой канал в телевизионном кабеле. 15. The transmission system according to claim 1, wherein said transmission path is a channel in a television cable. 16. Система передачи по п. 1, в которой упомянутый тракт передачи представляет собой спутниковый телевизионный распределительный канал или канал вещания. 16. The transmission system of claim 1, wherein said transmission path is a satellite television distribution channel or a broadcast channel. 17. Система передачи по п. 1, в которой упомянутый тракт передачи представляет собой сотовый телефонный канал, канал мобильной связи или канал услуг персональной связи (УПС), наземный или спутниковый. 17. The transmission system according to claim 1, wherein said transmission path is a cellular telephone channel, a mobile communication channel or a personal communication service (UPS) channel, terrestrial or satellite. 18. Система передачи по п. 1, в которой две или более систем чередуют по частотам так, что они могут занимать упомянутый тракт передачи с ограниченной шириной полосы частот, по существу, без взаимных помех. 18. The transmission system according to claim 1, in which two or more systems are interleaved in frequency so that they can occupy said transmission path with a limited bandwidth, essentially without mutual interference. 19. Система дуплексной передачи для улучшения сжатия ширины полосы частот, содержащая средство в первом местоположении для одновременного кодирования первой группы параллельных двоичных битов в сигнал амплитуды напряжения, имеющий место в заранее заданном символьном периоде, средство для суммирования упомянутого сигнала амплитуды напряжения в упомянутом первом местоположении с первым принятым и демодулированным информационным сигналом, принятым в упомянутом первом местоположении из второго местоположения, средство в упомянутом первом местоположении для модулирования несущей выходным сигналом из упомянутого средства суммирования, средство в упомянутом первом местоположении для вычитания упомянутого сигнала амплитуды напряжения, генерированного в упомянутом первом местоположении, из упомянутого первого демодулированного информационного сигнала, принятого в упомянутом первом местоположении для восстановления упомянутого информационного сигнала, происходящего из упомянутого второго местоположения, средство в упомянутом втором местоположении для одновременного кодирования второй группы параллельных двоичных битов в сигнал амплитуды напряжения, имеющий место в заранее заданном символьном периоде, средство для генерирования упомянутого первого демодулированного информационного сигнала в упомянутом втором местоположении для передачи в упомянутое первое местоположение по тракту передачи с ограниченной шириной полосы частот, средство в упомянутом втором местоположении для суммирования второго демодулированного информационного сигнала, принятого в упомянутом втором местоположении, с упомянутым информационным сигналом, сгенерированным в упомянутом втором местоположении, средство в упомянутом втором местоположении для модулирования несущей выходным сигналом из упомянутого средства суммирования и средство в упомянутом втором местоположении для вычитания упомянутого первого демодулированного информационного сигнала, происходящего в упомянутом втором местоположении, из упомянутого демодулированного информационного сигнала, принятого в упомянутом втором местоположении, для восстановления упомянутого информационного сигнала, происходящего из упомянутого первого местоположения. 19. A duplex transmission system for improving bandwidth compression, comprising means at a first location for simultaneously encoding a first group of parallel binary bits into a voltage amplitude signal occurring in a predetermined symbol period, means for summing said voltage amplitude signal at said first location with the first received and demodulated information signal received at said first location from a second location, means at said ne at the location for modulating the carrier with the output signal from said summing means, means at said first location for subtracting said voltage amplitude signal generated at said first location from said first demodulated information signal received at said first location to recover said information signal originating from said second location, means at said second location for simultaneously encoding a second group of parallel binary bits into a voltage amplitude signal occurring in a predetermined symbol period, means for generating said first demodulated information signal at said second location for transmission to said first location along a transmission path with a limited frequency bandwidth, means in said a second location for summing the second demodulated information signal received at said second location with said information signal generated at said second location, means at said second location for modulating the carrier with an output signal from said summing means and means at said second location for subtracting said first demodulated information signal occurring at said second location from said demodulated information signal, received at said second location to recover said information an ion signal originating from said first location. 20. Система передачи по п. 19, в которой упомянутую первую несущую в упомянутом втором местоположении передают в упомянутое первое местоположение по упомянутому тракту передачи, причем несущая действует, как упомянутая первая несущая в упомянутом первом местоположении. 20. The transmission system of claim 19, wherein said first carrier at said second location is transmitted to said first location along said transmission path, wherein the carrier acts like said first carrier at said first location. 21. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот, содержащий этапы одновременного кодирования первой группы параллельных двоичных битов в первом местоположении в сигнал амплитуды напряжения, имеющий место в заранее заданном символьном периоде, модулирования несущей упомянутым сигналом амплитуды напряжения, передачи упомянутой модулированной несущей во второе местоположение по имеющему собственный шум тракту передачи с ограниченной шириной полосы частот, демодулирования упомянутой несущей для восстановления упомянутого сигнала амплитуды напряжения, при этом средство демодулирования содержит средство подавления шума для существенного подавления упомянутого собственного шума и увеличения отношения сигнала к шуму для восстановленного сигнала амплитуды напряжения, и декодирования в упомянутом втором местоположении упомянутого сигнала амплитуды напряжения во вторую группу параллельных двоичных битов, которые соответствуют упомянутой первой группе параллельных двоичных битов, закодированных в упомянутом первом местоположении, причем упомянутое средство демодулирования содержит средство фильтра пиков, имеющее существенно меньшую ширину полосы пропускания, чем ширина полосы частот упомянутого тракта передачи с ограниченной шириной полосы частот, для приема упомянутого модулированного сигнала несущей и обработки каждого последовательного сигнала амплитуды напряжения для снижения шума и перекрестных помех, принимаемых в упомянутом втором местоположении. 21. A method for improved bandwidth compression, comprising the steps of simultaneously encoding a first group of parallel binary bits at a first location into a voltage amplitude signal occurring in a predetermined symbol period, modulating the voltage amplitude with said signal, transmitting said modulated carrier to a second location at own noise to the transmission path with a limited bandwidth, demodulating said carrier to restore said signal voltage amplitudes, the demodulating means comprising noise suppression means for substantially suppressing said intrinsic noise and increasing the signal-to-noise ratio for the reconstructed voltage amplitude signal, and decoding the voltage amplitude signal in said second location into a second group of parallel binary bits that correspond to said first a group of parallel binary bits encoded at said first location, said means de the modulation contains a peak filter means having a substantially smaller bandwidth than the bandwidth of said transmission path with a limited bandwidth for receiving said modulated carrier signal and processing each successive voltage amplitude signal to reduce noise and crosstalk received in said second location. 22. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п. 21, который дополнительно содержит этапы независимого и одновременного кодирования по меньшей мере двух групп параллельных двоичных битов в упомянутом первом местоположении, модулирования первой несущей сигналом, соответствующим одной из упомянутых групп двоичных битов, и модулирования второй несущей сигналом амплитуды напряжения от кодера, представляющего вторую из упомянутых групп двоичных битов, при этом упомянутая вторая несущая смещена по фазе на 90o относительно упомянутой первой несущей, суммирования упомянутых первой и второй несущих, передачи упомянутых суммированных несущих во второе местоположение по тракту передачи с ограниченной шириной полосы частот, демодулирования упомянутого суммированного сигнала несущей для получения двух дискретизированных сигналов амплитуды напряжения в по меньшей мере две раздельные группы параллельных двоичных битов, причем каждая из упомянутых декодированных раздельных групп соответствует упомянутым группам параллельных битов, закодированных в упомянутом первом местоположении.22. The method for improved compression of the bandwidth of claim 21, further comprising the steps of independently and simultaneously encoding at least two groups of parallel binary bits at said first location, modulating the first carrier signal with a signal corresponding to one of said groups of binary bits, and modulating the second carrier signal voltage amplitude from the encoder, representing the second of said groups of binary bits, wherein said second carrier is shifted in phase by 90 o with respect to said the first carrier, summing said first and second carriers, transferring said summed carriers to a second location along a transmission path with a limited bandwidth, demodulating said summed carrier signal to obtain two sampled voltage amplitude signals in at least two separate groups of parallel binary bits, wherein each of said decoded separate groups corresponds to said groups of parallel bits encoded in said first ocations. 23. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п. 22, в котором время, требуемое для передачи упомянутых групп параллельных двоичных битов, уменьшается с коэффициентом, равным величине сжатия ширины полосы частот, полученной с помощью упомянутого способа сжатия ширины полосы частот. 23. The method for improved bandwidth compression of claim 22, wherein the time required for transmitting said groups of parallel binary bits is reduced by a factor equal to the amount of bandwidth compression obtained using said bandwidth compression method. 24. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п. 23, в котором обеспечена возможность сохранения упомянутых групп параллельных двоичных битов для их задержанной передачи, а объем памяти, требуемый для хранения такого сообщения, используя упомянутый способ, уменьшают в соответствии с величиной, равной сжатию ширины полосы частот, полученному с помощью упомянутого способа сжатия ширины полосы частот. 24. The method of improved compression of the bandwidth of claim 23, wherein it is possible to store said groups of parallel binary bits for delayed transmission, and the amount of memory required to store such a message using the method is reduced in accordance with a value equal to compression bandwidth obtained using the aforementioned method of compressing the bandwidth. 25. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п. 21, в котором перед демодуляцией выполняют этап одновременного ввода упомянутой модулированной несущей в первый фильтр пиков, настроенный на частоту упомянутого сигнала несущей, и во второй фильтр пиков, настроенный на частоту, равную сумме упомянутой несущей частоты и частотной разности, превышающей частотную ширину полосы пропускания упомянутого первого фильтра пиков, и получения первого выходного сигнала из упомянутого первого фильтра пиков, содержащего упомянутый модулированный сигнал несущей и шум, и получения второго выходного сигнала упомянутого второго фильтра пиков, содержащего шум, существенно коррелированный с упомянутым шумом из упомянутого первого выходного сигнала. 25. The method of improved compression of the bandwidth of claim 21, wherein before demodulating, the step of simultaneously inputting said modulated carrier into a first peak filter tuned to a frequency of said carrier signal and to a second peak filter tuned to a frequency equal to the sum of said carrier frequency and frequency difference in excess of the frequency bandwidth of said first peak filter, and obtaining a first output signal from said first peak filter containing said modulated the carrier signal and the noise, and obtaining a second output signal of said second peak filter containing noise substantially correlated with said noise from said first output signal. 26. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п. 25, который дополнительно содержит этап вычитания упомянутого второго выходного сигнала упомянутого второго фильтра пиков из упомянутого первого выходного сигнала упомянутого первого фильтра пиков для подавления упомянутой шумовой компоненты из упомянутого модулированного сигнала несущей. 26. The method for improved compression of the bandwidth of claim 25, further comprising the step of subtracting said second output signal of said second peak filter from said first output signal of said first peak filter to suppress said noise component from said modulated carrier signal. 27. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п. 26, который дополнительно содержит этап детектирования первой пиковой величины сигнала упомянутого первого выходного сигнала из упомянутого первого фильтра пиков и детектирования второй пиковой величины сигнала упомянутого второго выходного сигнала из упомянутого второго фильтра пиков, при этом этап вычитания содержит вычитание упомянутой второй пиковой величины сигнала из упомянутой первой пиковой величины сигнала для подавления упомянутой шумовой компоненты из упомянутого модулированного сигнала несущей. 27. The method of improved compression of a frequency bandwidth of claim 26, further comprising the step of detecting a first peak value of a signal of said first output signal from said first peak filter and detecting a second peak value of a signal of said second output signal from said second peak filter, wherein subtracting includes subtracting said second peak signal value from said first peak signal value to suppress said noise component from said m dulirovannogo carrier signal. 28. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п. 27, который дополнительно содержит этап определения амплитуды и фазы упомянутого демодулированного сигнала несущей в каждом последовательном заранее заданном символьном периоде и вычисления ортогональных компонент для каждого последовательного дискретизированного сигнала амплитуды напряжения. 28. The method of improved compression of the bandwidth of claim 27, further comprising the step of determining the amplitude and phase of said demodulated carrier signal in each successive predetermined symbol period and computing orthogonal components for each successive sampled voltage amplitude signal. 29. Способ улучшенного сжатия ширины полосы частот по п. 28, в котором упомянутый этап определения амплитуды и фазы упомянутого демодулированного сигнала несущей в каждом последовательном периоде дополнительно содержит этап измерения временной разности между детектированным выходным сигналом упомянутого первого пикового детектора и концом соответствующего ему заданного битового интервала. 29. The method of improved compression of the frequency bandwidth of claim 28, wherein said step of determining the amplitude and phase of said demodulated carrier signal in each successive period further comprises the step of measuring a time difference between the detected output signal of said first peak detector and the end of its predetermined bit interval .
RU99100706/09A 1996-06-19 1997-05-30 Improved encoding system for compressing digital data transmission RU2181526C2 (en)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US66859496A 1996-06-19 1996-06-19
US08/668,594 1996-06-19

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU99100706A RU99100706A (en) 2001-01-27
RU2181526C2 true RU2181526C2 (en) 2002-04-20

Family

ID=24682977

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU99100706/09A RU2181526C2 (en) 1996-06-19 1997-05-30 Improved encoding system for compressing digital data transmission

Country Status (7)

Country Link
EP (1) EP0906681A4 (en)
JP (1) JP2002503403A (en)
AU (1) AU3292997A (en)
BR (1) BR9709870A (en)
CA (1) CA2258682A1 (en)
RU (1) RU2181526C2 (en)
WO (1) WO1997049216A1 (en)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2510930C1 (en) * 2012-12-03 2014-04-10 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Уральский государственный университет путей сообщения" (УрГУПС) Method of transmitting information signals and apparatus for realising said method
RU2655659C2 (en) * 2014-03-20 2018-05-29 Хуавэй Текнолоджиз Ко., Лтд. Method and device for processing signals based on sharpened pickup

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10114159C2 (en) * 2001-03-22 2003-09-11 Infineon Technologies Ag Method and device for data transmission

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4601046A (en) * 1984-05-15 1986-07-15 Halpern Peter H System for transmitting data through a troposcatter medium
US4805216A (en) * 1987-01-08 1989-02-14 Compfax Corporation Method and apparatus for continuously acknowledged link encrypting
US4881241A (en) * 1988-02-24 1989-11-14 Centre National D'etudes Des Telecommunications Method and installation for digital communication, particularly between and toward moving vehicles
US5095497A (en) * 1989-10-02 1992-03-10 At & T Bell Laboratories Technique for achieving the full coding gain of encoded digital signals

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2510930C1 (en) * 2012-12-03 2014-04-10 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Уральский государственный университет путей сообщения" (УрГУПС) Method of transmitting information signals and apparatus for realising said method
RU2655659C2 (en) * 2014-03-20 2018-05-29 Хуавэй Текнолоджиз Ко., Лтд. Method and device for processing signals based on sharpened pickup

Also Published As

Publication number Publication date
JP2002503403A (en) 2002-01-29
AU3292997A (en) 1998-01-07
BR9709870A (en) 2000-01-11
EP0906681A1 (en) 1999-04-07
CA2258682A1 (en) 1997-12-24
EP0906681A4 (en) 2002-10-16
WO1997049216A1 (en) 1997-12-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5956372A (en) Coding system for digital transmission compression
US5815488A (en) Multiple user access method using OFDM
AU733587B2 (en) Method and apparatus for sub-band modulation of signals for transmission and/or storage
US5636246A (en) Multicarrier transmission system
US6925134B1 (en) System and method for signal synchronization in a communication system
KR100337955B1 (en) Modem for analog and digital simultaneous communication
US5497398A (en) Multi-carrier transceiver
KR100418848B1 (en) High speed decoder and decoding method
US7113557B2 (en) Noise canceling method and apparatus
CA2266372C (en) System for digital information transmission, with associated methods and devices
EP1130918A2 (en) Apparatus and method for digital data transmission
US20080273605A1 (en) High bandwidth data transport system
TWI330010B (en) Communication apparatus
JP3630688B2 (en) Digital transmission system
US4398062A (en) Apparatus for privacy transmission in system having bandwidth constraint
JP2001177506A (en) Multiple accessing method, device for performing the method and communication system using the method
RU2181526C2 (en) Improved encoding system for compressing digital data transmission
US7042902B2 (en) Techniques for communicating information using prime-frequency waveform mapping
US6898207B2 (en) Techniques for communicating information using Hermite-Gaussian basis functions
WO1997049216A9 (en) Improved coding system for digital transmission compression
EP0496717A1 (en) A method and a device for transmitting the data over a noisy medium
US5032908A (en) High definition television acoustic charge transport filter bank
AU2004201237A1 (en) Coding system for digital transmission compression
RU99100706A (en) IMPROVED CODING SYSTEM FOR COMPRESSING DIGITAL TRANSMISSION
AU708318B2 (en) Improved multicarrier transmission system

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20040531