KR930008657B1 - Mos fet switch control circuit - Google Patents
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Abstract
Description
제 1 도는 종래의 회로도.1 is a conventional circuit diagram.
제 2 도는 본 발명에 따른 회로도.2 is a circuit diagram according to the present invention.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings
Q1 : 스위칭수단 11 : 기동수단Q1: switching means 11: starting means
12 : 보호수단 13 : 전류검출수단12 protection means 13 current detection means
14 : 부하추종 안정화수단 15 : 과전류 보호수단14: load tracking stabilization means 15: overcurrent protection means
16 : 전원공급수단 17 : 드라이브수단16: power supply means 17: drive means
18 : 입력변동 안정화수단18: stabilization means of input variation
본 발명은 SMPS(Switching Mode Power Supply)에 관한 것으로, 특히 스위칭소자로 모스 FET를 채용하여 스위칭시 고주파 스위칭을 수행하도록 제어하는 스위칭 제어 회로에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching mode power supply (SMPS), and more particularly, to a switching control circuit that employs a MOS FET as a switching element to control high frequency switching during switching.
일반적으로 SMPS는 여러종류의 부류가 있으나 가장 기본적인 것이 RCC (Ringing Choke Conveter) 방식의 SMPS이다.In general, there are several types of SMPS, but the most basic is SMPS of RCC (Ring Choke Conveter).
상기 RCC방식에서는 주로 트랜지스터를 스위칭 소자로 사용하여 스위칭하는데, 제 1 도는 이러한 RCC방식의 종래 회로중 한예이다.In the RCC method, a transistor is mainly used as a switching element to switch. FIG. 1 is an example of a conventional circuit of the RCC method.
상기 제 1 도는 상용전원(1)과, 파워스위치(2)와, 과전류차단용 퓨즈(3), 라인필터(4), 정류평활수단(5)과, 스위칭소자(Q1)와 이의 스위칭을 제어하는 RCC 제어부(5-2)및 스누버회로(5-1)를 포함하는 메인 스위칭부(6)와, 파워전송수단(T1)과, 2차정류 평활수단(7)으로 구성되어 있다. 상기한 제 1 도의 동작을 간단히 살펴본다.1 shows a commercial power supply 1, a power switch 2, an overcurrent blocking fuse 3, a line filter 4, rectification smoothing means 5, a switching element Q1 and its switching. And a main switching section 6 including an RCC control section 5-2 and a snubber circuit 5-1, a power transmission means T1, and a secondary rectifying smoothing means 7. The operation of FIG. 1 will be briefly described.
먼저 기동저항 R1을 통해 스위칭 트랜지스터 Q1의 베이스에 전류가 공급되면, 상기 트랜지스터 Q1은 스위칭온 하며 파워전송수단(T1)의 1차권선 NP에 전류를 흘린다.First, when a current is supplied to the base of the switching transistor Q1 through the starting resistor R1, the transistor Q1 switches on and flows a current through the primary winding NP of the power transmission means T1.
이때 상기 파워전송수단(T1)의 보조권선 NB에는 도트점을 정(+)으로 하는 전압이 발생하는데, 이는 상기 트랜지스터 Q1을 한층더 순바이어스 상태로 하여 상기 트랜지스터 Q1를 계속 턴온 상태로 유지시킨다.At this time, a voltage having a dot point positive (+) is generated in the auxiliary winding NB of the power transmission means T1, which keeps the transistor Q1 turned on by bringing the transistor Q1 into a forward bias state.
상기 트랜지스터 Q1의 포화전압은 콜랙터 전류가 ic=hfe·iD인 점에서 급격히 증가하므로 상기 파워전송수단(T1)의 1차권선 NP에 걸린 전압은 낮아지고, 동시에 상기 보조권선 NB에 발생하는 전압도 작아진다. 이때문에 상기 트랜지스터 Q1의 베이스 전류가 감소하여 에미터 콜렉터간 전압 Vcc가 가속적으로 크게 되어 포화영역과 능동영역을 거쳐 차단상태에 이르게 된다.Since the saturation voltage of the transistor Q1 increases rapidly at the point that the collector current is ic = hfe.iD, the voltage applied to the primary winding NP of the power transmission means T1 is lowered, and at the same time, the voltage generated at the auxiliary winding NB. Also becomes smaller. As a result, the base current of the transistor Q1 is reduced, and the voltage Vcc between the emitter collectors is accelerated to be increased to reach the blocking state through the saturation region and the active region.
상기 트랜지스터 Q1이 처단됨과 동시에 2차정류 평활수단(7)의 정류다이오드 D1은 순바이어스 되어 2차 평활회로를 거쳐 안정된 직류전원을 출력 시킨다.At the same time as the transistor Q1 is cut off, the rectifying diode D1 of the secondary rectifying smoothing means 7 is forward biased to output a stable DC power supply through the secondary smoothing circuit.
그런데 상기 트랜지스터 Q1을 이용한 스위칭방식의 RCC전원장치는 동작주파수가 20KHZ정도로 제한되어 있으므로, 소형경량화에 한계가 있다. 또 스위칭으로 사용되는 파워트랜지스터의 중요한 파라미터인 전하 저장시간과 스위칭 손실을 조정하기 위한 포워드 및 리버스 바이어스 회로를 자칫 부주의하게 구성하면, 세컨더리 브랙이크 다운이 발생하여 상기 스위칭용 파워트랜지스터는 파괴되어 버린다.However, since the operating frequency of the switching type RCC power supply using the transistor Q1 is limited to about 20 KHZ, there is a limit in miniaturization and weight reduction. Inadvertently configuring the forward and reverse bias circuits to adjust the charge storage time and switching loss, which are important parameters of the power transistor used for switching, secondary breakdown occurs and the switching power transistor is destroyed.
따라서 이를 방지하기 위해서는 드라이버 회로를 아주 세밀하고 정교하게 설계하여야만 하게 된다. 그런데 이렇게 할 경우 대부분 회로가 복잡하게 되고, 전원장치의 신뢰성이 저하되며, 스위칭 주파수가 낮아 어쩔수 없이 제품의 크기가 커지기 때문에 저가로 소형 및 경량화로 제작하기는 어려윤 단점이 있다.Therefore, to prevent this, the driver circuit must be designed with great detail and precision. However, in this case, the circuit becomes complicated in most cases, the reliability of the power supply is deteriorated, and the switching frequency is inevitably increased due to the large size of the product.
따라서 본 발명의 목적은 저가로 소형 및 경향화가 가능한 SMPS의 스위칭 드라이버회로를 제공함에 있다. 본 발명의 다른 목적은 스위칭소자를 모스 FET를 채용 100KHz정도의 고주파 스위칭 주파수를 갖도록 스위칭할 수 있는 스위칭 제어회로를 제공함에 있다.Accordingly, an object of the present invention is to provide a switching driver circuit of SMPS that is small in size and can be trended at low cost. Another object of the present invention is to provide a switching control circuit capable of switching the switching element to have a high frequency switching frequency of about 100KHz employing a Morse FET.
상기한 목적을 달성하기 위해 본 발명은 스위칭수단으로 모스타입의 전계효과 트랜지스터를 채용하고 이를 스위칭 제어하기 위해 전압 제어 형태의 바이어스 회로를 구현하고 있다. 제 1 도는 본 발명에 따른 회로도로서, 상기 제 1 도의 종래회로에서 스누버회로를 포함한 메인 스위칭부만 제외하고 그 이외의 구성은 모두 동일하다.In order to achieve the above object, the present invention employs a Morse type field effect transistor as a switching means, and implements a voltage control type bias circuit to control the switching. FIG. 1 is a circuit diagram according to the present invention, except for the main switching unit including the snubber circuit in the conventional circuit of FIG.
본 발명은 스위칭 제어 회로로서, 정류평활수단(5)의 정의 출력단에 접속하여, 소정 스위칭을 위한 기동전원을 얻어내는 기동수단(11)과, 상기 기동수단(11)과 접속하여 상기 기동수단이 얻어낸 기동전원을 받아 기동하여 소정 제어 신호가 인입될때 스위칭 동작하는 스위칭수단(Q1)과, 상기 스위칭수단(Q1)과 상기 전원공급수단(16)의 음의 출력단간에 접속하여 상기 스위칭수단(Q1)이 스위칭 동작할때 나타나는 전류를 검출하는 전류검출수단(13)과, 상기 스위칭수단(Q1)과 상기 전류검출수단(13)의 접속점과 상기 스위칭수단(Q1)의 제어신호 입력단간에 접속하여 상기 스위칭수단(Q1)을 보호하고 보호수단(12)과, 상기 전류검출수단(13)이 검출한 전류를 받아 그값이 과대할시 상기 스위칭수단(Q1)을 스위칭 오프하는 방향으로 동작하도록하여 상기 스위칭수단(Q1)을 보호하는 과전류 보호수단(15)과, SMPS의 출력전압을 검출하는 전압검출수단(9)과, 상기 전압검출수단(9)이 검출한 전압의 상태를 광결합하여 커플링 포트커플러(10)와, 상기 포토커플러(10)가 커플링하여 검출한 상기 SMPS의 출력전압 상태신호를 받고 그에따라 상기 스위칭수단(Q1)의 스위칭 듀티폭을 조절하는 부하추종 안정화수단(14)과, 파워전송수단(T1)의 보조권선(NB)와, 상기 보조권선(NB)과 접속하여 그에 유기되는 전압을 전압커플링하여 상기 스위칭수단(Q1)의 제어신호로서 공급하여 그에따라 상기 스위칭수단(Q1)이 스위칭할 수 있도록 하는 드라이브수단(17)과, 상기 드라이브수단(17)의 드라이브 전압을 분지하여 상기 포토커플러(10)에 동작전원을 공급하는 전원 공급수단(16)과, 상기 보조권선(NB)의 유기전원 및 상기 포토커플러(10)에 나타나는 전압을 안정화 시키는 입력변동 안정화수단(18)으로 구성한다.The present invention is a switching control circuit, comprising: a startup means (11) connected to a positive output terminal of a rectifying smoothing means (5) to obtain a starting power source for a predetermined switching, and the startup means connected to the startup means (11); The switching means Q1 is connected between the switching means Q1 for switching operation Q1 and the negative output terminal of the switching means Q1 and the power supply means 16. Current switching means 13 for detecting a current appearing during the switching operation, a connection point between the switching means Q1 and the current detecting means 13 and a control signal input terminal of the switching means Q1, The switching means by protecting the means Q1 and operating in the direction of switching off the switching means Q1 when the protection means 12 and the current detecting means 13 receive the current detected and their value is excessive; (Q1) The overcurrent protection means 15 for protection, the voltage detection means 9 for detecting the output voltage of the SMPS, and the coupling port coupler 10 by optically coupling the state of the voltage detected by the voltage detection means 9; Load tracking stabilization means 14 for receiving the output voltage state signal of the SMPS detected by the photocoupler 10 and adjusting the switching duty width of the switching means Q1 according to the coupling; The auxiliary winding NB of T1 and the voltage connected to the auxiliary winding NB and voltage induced thereon are voltage-coupled and supplied as a control signal of the switching means Q1 so that the switching means Q1 switches. Drive means 17, power supply means 16 for supplying operating power to the photocoupler 10 by branching the drive voltage of the drive means 17, and the auxiliary winding NB Voltage of the organic power supply and the photocoupler 10 It constitutes the input fluctuation stabilizing means 18 for stabilizing.
이러한 상기 구성 및 상기 제 2 도를 참조로 본 발명의 실시예를 설명한다.An embodiment of the present invention will be described with reference to the above configuration and the second FIG.
먼저 사용자가 파워스위칭(2)를 스위칭온 하면, 상용교류전력(1)은 과전류 보호용 퓨즈(3)를 거쳐 회로에 유입된다. 이때 상기 사용교류는 라인필터(4)에서 필터링된뒤, 정류평활수단(5)에서 정류평활 되므로서 직류로 변환된다.First, when the user switches on the power switching (2), the commercial AC power 1 is introduced into the circuit via the over-current protection fuse (3). At this time, the use alternating current is filtered by the line filter 4, and then rectified smoothed by the rectifying smoothing means 5 is converted into direct current.
그리고 이 직류는 직류 파워전송수단(T1)의 1차권선(NP)에 공급된다. 이러한 상황이 될때 기동수단인 저항 R1은 상기 직류전력을 스위칭수단인 모스 FET Q1의 게이트에 공급된다.The direct current is supplied to the primary winding NP of the direct current power transmission means T1. In this situation, the resistor R1, which is a starting means, is supplied to the gate of the MOS FET Q1 which switches the DC power.
이때 상기 모스 FET Q1은 턴온하여 상기 1차권선 NP의 접지단을 전류검출수단인 저항 R4를 매체로하여 접지 시킨다. 이때 상기 1차권선 NP에는 상기 직류가 상기 스위칭온된 모스 FET Q1과 상기 저항 R4를 통해 흐르게 된다. 상기 1차권선 NP에 전류가 흐르면, 상기 보조권선 NB에는 상기 1차권선에 입력되는 전위와 동전위가 전압이 유기되고, 이는 드라이브수단인 저항 R6과 캐패시터 C8을 경유하여 상기 모스 FET Q1의 게이트에 입력된다.At this time, the MOS FET Q1 turns on and grounds the ground terminal of the primary winding NP to the ground using the resistor R4 serving as a current detecting means as a medium. In this case, the DC flows through the switched-on Morse FET Q1 and the resistor R4. When a current flows in the primary winding NP, the potential and the coincidence voltage are induced in the secondary winding NB, which is the gate of the MOS FET Q1 via a resistor R6 and a capacitor C8 as driving means. Is entered.
이때 상기 보조권선 NB에 유기되는 전압은 상기 모스 FET Q1이 계속 턴온 하는 방향이 되도록 상기 모스 FET Q1의 게이트에 공급된다. 즉, 상기 1차권선 NP에 공급되는 전위는 상기 모스 FET Q1의 게이트에 정궤환되는 형태로 된다.At this time, the voltage induced in the auxiliary winding NB is supplied to the gate of the MOS FET Q1 such that the MOS FET Q1 continues to turn on. In other words, the potential supplied to the primary winding NP becomes positive feedback to the gate of the MOS FET Q1.
상기 모스 FET Q1의 턴온 기간을 Ton이라고 상기 모스 FET Q1의 드레인 전류의 피크치를 iP1=(Vin/Lp)· Ton이며, 상기 모스 FET Q1의 턴온 기간에 상기 1차권선 NP에 축적된 에너지는 Ep=0.5 Lp·i Vin2iP2으로 표현할 수 있다. 상기에서 Lp는 1차권선의 인덕턴스값이고 Vin은 1차권선 양단의 전압이다.The turn-on period of the MOS FET Q1 is Ton, and the peak value of the drain current of the MOS FET Q1 is iP 1 = (Vin / Lp) -Ton, and the energy accumulated in the primary winding NP during the turn-on period of the MOS FET Q1 is Ep = 0.5 Lp · i Vin 2 iP 2 can be expressed. Lp is the inductance value of the primary winding and Vin is the voltage across the primary winding.
상기 모스 FET Q1의 턴온하면, 이 턴온된 모스 FET Q1에는 상기 파워전송수단인 트랜스 T1의 1차코일 Np에 흐르는 여자전류와 부하전류에 상당하는 전류가 흐르게 된다. 이때 상기 트랜스 T1코아의 자속밀도는 비례하여 증가하게 된다. 상기 트랜스 T1의 자속밀도가 계속증가하여 어느 시점후 포화점에 도달하게 되면 그때부터는 자계가 변화 하더라도 상기 자속밀도는 변화하지 않는다.When the Morse FET Q1 is turned on, the turned-on Morse FET Q1 flows an exciting current and a load current flowing in the primary coil Np of the transformer T1 as the power transmission means. At this time, the magnetic flux density of the trans T1 core increases proportionally. If the magnetic flux density of the transformer T1 continues to increase and reaches a saturation point after a certain point, the magnetic flux density does not change even if the magnetic field changes thereafter.
이때 상기 트랜스 T1은 공심코일과 동등하여 급속히 임피던스가 감소하게 되고, 그 때문에 상기 모스 FET Q1의 드레인 전류는 급속히 증가한다. 상기 모스 FET Q1의 드레인 전류가 증가하면, 상기 모스 FET Q1이 포화영역에서 벗어나 드레이-소스전압 Vds가 다시 증가하고 그 양만큼 상기 1차권선 Np의 전압이 저하된다. 이때 상기 1차권선 Np의 양단 전압이 낮아지면, 상기 모스 FET q1의 게이트-소스간의 전압 Vgs전압도 낮아 지므로 결국 상기 모스 FET Q1이 턴오프하면, 상기 트랜스 T1의 2차권선 Ns의 양단전압은 역전되어 2차 정류평활수단(6)의 다이오드 D3는 턴온하게 된다. 그리고 상기 모스 FET Q1이 턴온하였던 동안에 축적된 에너지가 상기 다이오드 D3를 통해 평활캐패시터 C10을 경유하여 다시 직류로 된뒤 부하에 출력된다.At this time, the transformer T1 is equivalent to the air core coil, and the impedance rapidly decreases, so that the drain current of the MOS FET Q1 increases rapidly. When the drain current of the MOS FET Q1 increases, the MOS FET Q1 moves out of the saturation region, and the drain-source voltage Vds increases again, and the voltage of the primary winding Np decreases by that amount. At this time, when the voltage across the primary winding Np is lowered, the gate-source voltage Vgs voltage of the MOS FET q1 is also lowered. Thus, when the MOS FET Q1 is turned off, the voltage at both ends of the secondary winding Ns of the transformer T1 is decreased. Reversed, the diode D3 of the secondary rectification smoothing means 6 is turned on. The energy accumulated while the MOS FET Q1 is turned on is directly DC via the smoothing capacitor C10 through the diode D3 and then output to the load.
여기서 상기 캐패시터 C10의 양단전위와 같은 출력전위를 Vo라하고, 상기 다이오드 D3에 흐르는 전류를 i2p, 상기 2차권선 Ns의 인덕턱스를 Ls라 하면, 이들 사이에는 i2p=Toff(Vo/Ls)의 관계가 성립하며, 상기 2차권석 NS에 의해 2차측에 공급되는 에너지 Es는 Es=0.5·LS·i2p2으로 나타낼 수가 있다. 상기에서 Toff는 상기 모스 FET Q1이 턴오프하고 있는 기간이다.Here, if the output potential equal to the both ends of the capacitor C10 is Vo, the current flowing through the diode D3 is i2p and the inductance of the secondary winding Ns is Ls, and i2p = Toff (Vo / Ls) The relationship holds, and the energy Es supplied to the secondary side by the secondary winding NS can be represented by Es = 0.5 · LS · i2p 2 . Toff is a period in which the MOS FET Q1 is turned off.
상기 2차권선 Ns에 축적되어 있던 에너지 Es가 모두 출력측으로 전달되고나면, 상기 다이오드 D3에 흐르는 전류는 제로가 되고 상기 다이오드 D3는 턴오프된다. 이 순간 상기 보조권선 NB에 발생하는 정의 벡스윙(back swing)전압으로 상기 모스 FET Q1은 다시 턴온 상태로 된다. 그리고 이후 상술한 동작 상태를 반복하므로서 계속적인 스위칭이 수행된다.After all of the energy Es accumulated in the secondary winding Ns is transferred to the output side, the current flowing in the diode D3 becomes zero and the diode D3 is turned off. At this moment, the MOS FET Q1 is turned on again by a positive back swing voltage generated in the auxiliary winding NB. Subsequently, continuous switching is performed by repeating the above-described operating state.
상기 보조권선 NB에 발생한 순방향 전압은 드라이브수단(17)인 캐패시터 C8과 저항 R6의 시정수에 의해 감쇄되어 상기 모스 FET Q1의 게이트에 인가된다.The forward voltage generated in the auxiliary winding NB is attenuated by the capacitor C8 as the drive means 17 and the time constant of the resistor R6 and applied to the gate of the MOS FET Q1.
보호수단(12)인 제너다이오드 ZD1와 저항 R3는 상기 모스 FET Q1을 보호하기 위한 것이다. 또한 부하 안정화수단(14)은 캐패시터 C7 및 트랜지스터 Q2와 함께 상기 모스 FET Q1의 스위칭은 폭 Ton을 변화시켜 부하변동에 대해 정전압 출력을 얻을 수 있다. 또, 입력전압이 상승하면 제너다이오드 ZD2를 통하여 상기 트랜지스터 Q2의 베이스 전류가 증가하고, 그러면 상기 트랜지스터 Q2의 콜렉터-에미터간 임피던스가 낮아져 상기 모스 FET Q1의 게이트 전류를 끌어 당김으로 상기 모스 FET Q1의 턴온기간 Ton은 작게되어, 상기 상승하려던 전압을 낮추는 방향으로 동작한다. 또 전원공급수단(16)은 다이오드 D2와 캐패시터 C9은 상기 트랜지스터 Q2의 베이스 전류를 제어하는 포토커플러 10의 동작 전원을 만들어준다.Zener diode ZD1 and resistor R3 as protection means 12 protect the MOS FET Q1. In addition, the load stabilization means 14, together with the capacitor C7 and the transistor Q2, the switching of the MOS FET Q1 can change the width Ton to obtain a constant voltage output for the load change. In addition, when the input voltage is increased, the base current of the transistor Q2 increases through the zener diode ZD2, and then the collector-emitter impedance of the transistor Q2 is lowered, thereby attracting the gate current of the MOS FET Q1, thereby reducing the MOS FET Q1. The turn-on period Ton becomes small and operates in a direction of lowering the voltage to be raised. In addition, the power supply means 16, the diode D2 and the capacitor C9 makes the operating power of the photocoupler 10 for controlling the base current of the transistor Q2.
상기 캐패시터 C9에 양의 펄스전압이 충전되어 있어 출력전압이 조금이라도 상승하면, 전압검출회로 9를 통하여 검출되는 전압은 증가하고, 이는 포토커플러 10의 발광부 광량을 증가시키며, 이로인해 수광포토 트랜지스터의 콜렉터 전류도 증가한다.When the capacitor C9 is charged with a positive pulse voltage, and the output voltage increases even a little, the voltage detected through the voltage detection circuit 9 increases, which increases the light quantity of the light emitting portion of the photocoupler 10, thereby receiving a photosensitive photo transistor. Also increases the collector current.
이 결과 상기 트랜지스터 Q2의 콜렉터 전류가 증가하고, 상기 모스 FET의 턴온기간 Ton은 감소되어 출력전압 Vo는 안정화 된다.As a result, the collector current of the transistor Q2 increases, and the turn-on period Ton of the MOS FET decreases to stabilize the output voltage Vo.
전류검출수단인 저항 R4는 상기 모스 FET Q1에 흐르는 전류를 전압강하를 통해 양단으로 센싱한뒤, 저항 R5를 통하여 트랜지스터 Q3의 베이스에 인가한다. 이때 만일 상기 모스 FET Q1에 순간이라도 과전류가 흐른다면, 상기 트랜지스터 Q3에 공급되는 전압은 상기 트랜지스터 Q3를 충분히 턴온 시킬 수 있을 정도로 높은 값이 되며, 그로인해 상기 트랜지스터 Q3는 급속히 턴온하여 상기 모스 FET Q1의 게이트 전위를 접지전위로 강하시킴으로서, 상기 모스 FET Q1에 과전류가 흐르는 것을 방지한다.The resistor R4, which is a current detecting means, senses the current flowing through the MOS FET Q1 at both ends through a voltage drop, and then applies the resistor R5 to the base of the transistor Q3 through the resistor R5. At this time, if an overcurrent flows in the MOS FET Q1 even at a moment, the voltage supplied to the transistor Q3 is high enough to sufficiently turn on the transistor Q3, so that the transistor Q3 is rapidly turned on and the MOS FET Q1 is turned on. By lowering the gate potential of the transistor to ground potential, overcurrent is prevented from flowing into the MOS FET Q1.
이상 본 발명의 동작을 살펴보았는데, 상기에서 기술한 바와같이 아주간단한 회로로 구성되어 있으며, 특히 스위칭소자를 모스 FET로하여 자여발진 시킴으로써 약 100KHz이상의 고주파로 스위칭이 가능함에 따라 저가로 소형 경량화가 가능한 이점이 있다.As described above, the operation of the present invention has been described. As described above, the circuit is composed of a very simple circuit. Particularly, since the switching element is self-excited by using a MOS FET, switching at a high frequency of about 100 KHz or more is possible, thereby making it possible to reduce the size and weight at a low cost. There is an advantage.
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Cited By (1)
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1991
- 1991-05-25 KR KR1019910008559A patent/KR930008657B1/en not_active IP Right Cessation
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| KR920022666A (en) | 1992-12-19 |
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