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KR20180105747A - 도로에서 전력을 공급받는 전기 차량 시스템 - Google Patents

도로에서 전력을 공급받는 전기 차량 시스템 Download PDF

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Publication number
KR20180105747A
KR20180105747A KR1020187026916A KR20187026916A KR20180105747A KR 20180105747 A KR20180105747 A KR 20180105747A KR 1020187026916 A KR1020187026916 A KR 1020187026916A KR 20187026916 A KR20187026916 A KR 20187026916A KR 20180105747 A KR20180105747 A KR 20180105747A
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KR
South Korea
Prior art keywords
power
vehicle
road
module
coil
Prior art date
Application number
KR1020187026916A
Other languages
English (en)
Inventor
존 탈보트 보이즈
그랜트 안쏘니 코빅
Original Assignee
오클랜드 유니서비시즈 리미티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 오클랜드 유니서비시즈 리미티드 filed Critical 오클랜드 유니서비시즈 리미티드
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Abstract

도로 구동 전기 차량 시스템은 도로 내부 또는 하부에 제공되는 하나 이상의 모듈들(111)에 유도적으로 가용 전력을 생성하는 전력 공급기(101)를 포함한다. 모듈들(111)은 상기 차량의 위치와 관련된 도로 위를 지나가는 하나 이상의 차량들에 선택적으로 가용 자기 필드를 생성한다. 상기 도로 위의 상기 자기 필드의 존재 또는 세기는 상기 차량의 타입 또는 카테고리에 의존할 수 있다.

Description

도로에서 전력을 공급받는 전기 차량 시스템{ROADWAY POWERED ELECTRIC VEHICLE SYSTEM}
본 발명은 전기 차량에 유도 전력을 전송하는 시스템에 관한 것이다. 본 발명은 특히, 전기 차량들이 주행하는 도로면으로부터 이 차량들에 전력을 공급하는 응용을 갖는다.
순수한 전기 차량(EV), 즉, 오직 전기 에너지에만 의존하는 전기차량과 관련된 레인지(range) 문제를 극복하기 위해, 도로를 따라 움직이는 차량들에 유도적으로 전력을 제공하는 문제점이 수년 동안 논의되어 왔다.
차량이 주행하는 동안 지속적으로 또는 적어도 충분하게 자주 전력을 제공하는 능력은 많은 이점들을 가지고 있다. 이러한 이점들은 차량 탑재용 에너지 저장장치 및 차량 무게의 최소화를 포함하며 또한, 이용 가능한 전력원들이 분산되어 있고, 전기 차량의 전력 공급이 낮을 때에만 사용될 때 요구되는 긴 충전 시간의 해소를 포함한다.
충전 또는 도로로부터 유도적으로 전기 차량으로 전력을 공급하는 것은 이전에 공개된 문헌들에서 제안되어 있다. 도로에서 전력을 공급받는 전기 차량(RPEV) 시스템을 제공하기 위해 제안된 해결책들은, 도로의 작은 구역들이, 충전을 필요로 하는 차량이 근접해 있다고 결정될 때 전력이 공급될 수 있는 내장된 유도 루프들을 포함하는 방법에 대해 논의한다. 이것은 고속도로의 큰 구역들에 전력을 공급할 필요를 제거하고, 상기 시스템의 효율성을 증가시킨다. 모든 경우에서, 많은 유도 루프들이 도로를 따라 놓여진다. 그러나, 이들은 일반적으로 1-10kHz 사이의 주파수에서 동작하는 전력 공급기에 직접적으로 연결되어 있다. 각 유도 루프는 차량이 근처에 있다고 감지될 때 직접 스위칭 수단에 의해 선택적으로 전력이 공급된다. 차량 탑재용 유도 수신기들이 고속도로의 방향으로 길게 존재하고 보통 차량이 주행하는 때에 도로에서 가장 근접하게 되도록 조절된다.
예를 들어, 미국특허 4331225 와 4836344는, 전기화학 배터리가 차량이 유도 도로를 따라 주행할 때 충전될 수 있는 수단을 기술한다. 미국특허 4836344에서 조절 가능한 릴레이들이, 차량이 도로면을 따라 움직일 때 차량으로 전력을 전송하기 위하여, 약 3m 길이의 고속도로 전송기 모듈의 부분들을 온 및 오프 스위칭하기 위해 사용된다.
유도 도로 모듈들이 도로의 세로 방향으로 지향되어 신장되며, 도로의 중앙을 따라 끝과 끝이 맞닿은 채로 놓여진다. 차량에 대한 전력 조절이, 필요에 따라 일시적으로 도로 전력 모듈을 스위칭 오프함으로써 간단히 도로 측면으로부터 행해진다.
동일 발명자의 미국 특허 4331225는, 바람직한 차량 수신기를 동작시 차량 픽-업 수신기와 도로 유도 트랙간의 에어-갭이 가능한 한 작게 되도록 낮추는 수단과 그리고 또한 주행 중 모든 자기 저항 변화를 보상(그럼으로써 보상된 수신 코일의 출력 전압을 조절)하도록 픽-업 튜닝을 수정하기 위해 커패시터 스위칭 수단을 이용하는 것을 개시하고 있다.
미국특허 5207304 (Lechner)에서는, 차량 탑재용 도로 송신기 코일과 수신기 모두의 자석 구조의 개선에 대해 개시하고 있으며, U형 및 W형 자기 코어와 그리고 전력 제어 및 배터리 조절을 가능케 하는 가변 스위칭 커패시터를 제안하고.
미국특허 5311973(Tseng)에서는, 1차 코일들의 스위칭을 조절하고 유도 루프들을 따라 차량 안내를 도와주기 위한 센서들을 조절하기 위한 무선 통신의 추가에 대해 개시되고 있다.
미국특허 5821728은 이전의 특허 공개문헌들로부터의 상기 많은 구성 요소들을 결합하는 시스템에 대해 기술하고 있다. 상기 시스템은 도로의 중심선을 따라 유도 커플링 스트립들과 함께 도로로부터 전력을 취하기 위해 더 낮아져야 하는 차량의 픽업 수신기를 필요로 한다.
미국특허 6879889에서는 전기화학 배터리(EMB)와 같은 빠른 충전 에너지 저장 장치에 의존하는 고속 충전 시스템이 제안되어 있다. 결과적으로, 도로 중앙을 따라 길이방향으로 놓여진 유도 송신기 모듈(대략 3m x 65cm의 각각 하나의 시신sk신장된 편평한 팬케이크 코일)의 클러스터들은 단지 고속도로의 10%보다 덜 설치되어야 할 필요가 있다고 제안되고 있다. 효과적으로 되기 위해 이러한 전력 송신기들은 상대적으로 높은 충전 비율을 필요로 한다.(EV가 송신기 모듈 상에서 움직이는 동안 EV로 지속적으로 전송되는 100kW - 140kW의 최소 전력 전송) 상기 EV가 고속도로를 따라 움직이는 동안 도로 전송기 모듈과 수신기 코일 사이에서 커플링을 향상시키기 위하여 조절 가능한 탑승 높이 서스펜션 및 정렬이 제안되고 있다. 차고 및/또는 도로변의 가로등을 따라 있는 정류장에서 또는 다른 편리한 장소에서, 높은 충전율은 픽-업이 에어-갭이 거의 0까지 낮아지도록 요구한다. 주차는 가로로 100mm 내에 있어야 된다고 추정되지만, 가로 방향으로 10-20mm내로 수신 코일을 조절하기 위한 메커니즘이 제안되고 있다. 그런 정적인 충전 상황에서, 눈 또는 얼음의 증가가 정확한 동작으로부터 픽-업이 낮아지는 메커니즘을 멈추게 하지 않도록 보장하는, 도로를 가열하기 위한 수단이 제안되고 있다. 상기 기술은 각각 전송 전력의 10% 만큼 취할 수 있는 도로에 내장된 가열 소자들을 필요로 한다. 데이터 및 과금을 위한 통신 수단에 대해 또한 기재된다.
개선된 도로 구동 전기 차량 시스템, 또는 그러한 시스템에서 사용되는 차량 또는 도로를 제공하는 것이 본 발명의 목적이다. 또한 종래의 도로 구동 전기 차량제안에 유용한 대안을 제공하는 것이 목적이다.
본 명세서에서 도로를 따라 이격된 단위상 송신기 모듈 또는 다위상 트랙의 작은 구역을 사용하여, 도로로부터 이동 차량으로 전력이 유도적으로 커플링되는 RPEV 시스템을 위한 해결안이 기술된다. 상기 기술된 시스템은 기존의 문제들을 극복하거나 적어도 개선하고, 개선되고 안전한 특성을 제공한다. 상기 시스템들은 또한 차량에 탑재된 배터리에 차량과 도로 측의 컨트롤러 사이의 통신에 의존함이 없이 제어 가능한 충전을 가능케한다. EV가 도로를 따라 움직이는 동안 또는 정지 중 일 때(예컨대, 신호등에서 또는 차고에 주차할 때), 차량 탑재 픽업 전력 수신기를 낮출 필요가 없다. 이에 더하여, 상당한 운행 성능 저하가 없는 효율적인 전력 전송 문제 및 도로 차선을 따른 가로 방향 움직임에 대한 자유도가 없는 문제 역시 해결된다. 차량의 존재 및 일반적 타입 또는 카테고리를 검출하는 센서를 사용하여 시스템 효율이 최대화되고, 차량 아래의 도로 구역만이 필요한 만큼 전력을 공급받는다. 도로에 탑재된 동적 제어에 의해, 각 차량으로 전달되는 전력은 각 차량의 필요에 맞게 변화될 수 있다.
따라서, 일 측면에서 본 발명은 전기 차량 유도 전력 시스템을 제공한다. 상기 시스템은 차량 면과 관련된 1차 전도성 경로(primary conductive path)와; 상기 1차 전도성 경로와 유도적으로 결합된, 상기 차량 면 내부 또는 상부의, 다수의 전력 송신 모듈들을 포함하되, 상기 또는 각 전력 송신 모듈은, 상기 차량이 상기 전력 전송 모듈의 영역 내의 상기 차량 면 위에 있을 때, 하나 이상의 전기 차량에 전력을 유도적으로 공급할 수 있다.
상기 차량 면은 도로를 포함할 수 있다.
일 실시예에서 상기 1차 전도성 경로는 제 1 주파수에서 전력을 공급받고, 상기 전력 송신 모듈은 제 2 주파수에서 전력을 공급받는다. 상기 제 2 주파수는 상기 제 1 주파수보다 클 수 있다.
각 전력 송신 모듈에, 상기 차량이 전력을 수신하기 위해 상기 모듈에 충분히 근접했을 때, 선택적으로 각 모듈이 차량들에 가용(available) 유도 전력을 생성하도록 제어하는 컨트롤러가 제공될 수 있다. 일 실시예에서 상기 컨트롤러는 상기 차량에 가용 전력의 양을 제어할 수 있다.
상기 가용 전력은, 전력이 공급될 차량의 전력 수요 카테고리에 기초하여, 또는 전력이 공급될 차량의 타입(type)에 기초하여, 또는 차량 면 구역(section) 위의 차량 수에 의해 결정될 수 있다.
바람직하게는, 차량으로 유도 전력을 전송하기 위한 자기 필드(magnetic field)를 제공하기 위해, 각 전력 송신 모듈 내에 하나 이상의 코일이 제공될 수 있다.
일 실시예에서, 상기 전력 송신 모듈들은, 각 모듈에 인접한 상기 1차 전도성 경로의 구역이 실질적으로 보상된 리액턴스(compensated reactance)를 갖도록 튜닝(tuning)될 수 있다.
상기 1차 전도성 경로는 상기 차량 면 내에 또는 인접하여 매설될 수 있다.
다른 측면에서 본 발명은 전기 차량 유도 전력 시스템을 제공한다. 상기 시스템은 차량 면 내부 또는 상부의, 다수의 전력 송신 모듈들과,각 전력 송신 모듈은, 상기 차량이 상기 전력 전송 모듈의 영역 내의 상기 차량 면 위에 있을 때, 하나 이상의 전기 차량에 전력을 유도적으로 공급할 수 있고, 상기 차량이 전력을 수신하기 위해 상기 모듈에 충분히 근접했을 때, 선택적으로 각 모듈이 차량들에 가용 유도 전력을 생성하도록 제어하고, 인접 모듈들에 같은 위상으로 전력을 공급하는 컨트롤러를 포함한다.
또 다른 측면에서 본 발명은 전기 차량 유도 전력 시스템을 제공한다. 상기 시스템은 차량 면 내부 또는 상부의, 다수의 전력 송신 모듈들 - 각 전력 송신 모듈은 상기 차량이 상기 전력 전송 모듈의 영역 내의 상기 차량 면 위에 있을 때, 하나 이상의 전기 차량에 전력을 유도적으로 공급할 수 있다 - 과; 그리고 상기 차량이 전력을 수신하기 위해 상기 모듈에 충분히 근접했을 때, 각 모듈이 차량들에 가용하도록 생성된 유도 전력의 양을 변화시키도록 제어하는 컨트롤러를 포함한다.
또 다른 측면에서 본 발명은 자기 필드를 공급하기 위한 위상 관계(phase relationship)에서 전력을 공급받도록 구성된 다수의 코일들을 포함하는 전기 차량 유도 전력 시스템을 위한 전력 송신 모듈을 제공한다.
또 다른 측면에서 본 발명은 전기 차량 유도 전력 시스템을 위한 도로 유닛을 제공한다. 상기 유닛은 상면(upper surface)과; 전기적 전도성(conductive) 물질로 이루어지고, 사용 중에 상기 상면 위로 신장되는 자기 필드를 공급하도록 구성된 하나 이상의 코일과; 상기 코일에 전력을 공급하기 위해 전력을 수신하는 연결 수단을 포함한다.
일 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량 시스템을 제공한다. 상기 시스템은 도로 위의 차량에 대한 다수의 차량 카테고리 중 하나의 지시를 수신하고, 차량의 위치, 차량 카테고리에 따른 자기 필드의 존재 또는 세기와 관련된 도로상의 위치에서 선택적으로 자기 필드를 공급하는 도로 컨트롤러를 포함한다.
일 실시예에서, 상기 차량 카테고리는 상기 컨트롤러가 차량을 위한 자기 필드를 공급하지 않는 비-전기 차량을 포함할 수 있다.
몇몇 실시예에서, 차량들은 내부적인 전기 전력 수요에 따라 카테고리화될 수 있다. 따라서, 비-전기 차량은 0의 전력 수요를 갖고, 소형 전기 차량은 낮은 전력 수요를 갖고, 대형 전기 차량은 높은 전력 수요를 갖는다.
일 실시예에서, 상기 차량 카테고리를 검출하기 위해 도로 내부 또는 도로와 인접하여 센서가 제공된다. 상기 센서는, 상기 컨트롤러가 상기 센서를 이용하여 상기 차량의 위치를 검출하고 그에 따라 상기 차량 위치에서 가용 전력을 생성하기 위해 미리 정의된 위치에 제공될 수 있다.상기 센서는 전력 송신 모듈을 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 센서는 FRID 수신기와 같은 수신기를 포함할 수 있다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량을 제공한다. 상기 전기 차량은 도로의 표면 위로 공급되는 자기 필드로부터 전력을 수신할 수 있는 유도 전력 수신기 모듈을 포함한다.
차량 카테고리 식별자는 차량의 전력 수요 카테고리의 지시를 상기 도로와 관련된 전력 공급기에 제공할 수 있다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량 시스템을 제공한다. 상기 시스템은,
다수의 유도 전력 송신 모듈들을 구비하는 도로를 포함하고,
각 모듈은 적어도 도로 폭의 일 부분을 가로질러 확장되는 모듈 폭 및 도로의 방향으로 확장되는 모듈 길이를 갖고, 상기 폭은 상기 길이 보다 크거나 같다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량 시스템을 제공한다. 상기 시스템은,
다수의 유도 전력 송신 모듈들을 구비하는 도로를 포함하고,
각 모듈은 적어도 두 개의 실직적으로 평면인 코일들을 포함하고,
상기 코일들은 나란히 배열되고, 상기 도로의 맞은편을 향해 서로 멀어지는 방향으로 신장된다.
일 실시예에서 상기 코일들은 또한 상기 도로를 따라 세로로 신장된다.
일 실시예에서 상기 코일들은 실질적으로 상기 도로의 폭을 가로질러(즉, 횡방향으로) 신장될 수 있다. 상기 코일들은 가로방향에 비해 세로방향으로 더 신장될 수 있다. 또는 상기 코일들은 가로 방향 신장보다 작거나 같은 정도로 세로 방향으로 신장될 수 있다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량을 제공한다. 상기 차량은,
상기 도로의 표면 위로 공급되는 자기 필드로부터 전력을 수신할 수 있는 유도 전력 수신기 모듈을 포함한다. 상기 수신기 모듈은 적어도 상기 차량 폭의 일 부분을 가로질러 확장되는 모듈 폭 및 상기 차량의 세로 치수의 방향으로 확장되는 모듈 길이를 갖고, 상기 모듈 폭은 상기 모듈 길이보다 크거나 같다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량을 제공한다. 상기 차량은,
상기 도로의 표면 위로 공급되는 자기 필드로부터 전력을 수신할 수 있는 유도 전력 수신기 모듈을 포함한다. 상기 수신기 모듈은 적어도 두 개의 실직적으로 평면인 코일들을 포함하고,
상기 코일들은 나란히 배열되고, 상기 차량의 맞은편을 향해 서로 멀어지는 방향으로 신장된다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량 시스템을 제공한다. 상기 시스템은,
다수의 유도 전력 송신 모듈들을 구비하는 도로를 포함하고,
각 모듈은 적어도 도로 폭의 일 부분을 가로질러 확장되는 모듈 폭 및 도로의 방향으로 확장되는 모듈 길이를 갖고, 상기 폭은 상기 길이 보다 작거나 같다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량 시스템을 제공한다. 상기 시스템은,
다수의 유도 전력 송신 모듈들을 구비하는 도로를 포함하고,
각 모듈은 적어도 두 개의 실직적으로 평면인 코일들을 포함하고,
상기 코일들은 나란히 배열되고, 상기 도로를 따라 세로로 서로 멀어지는 방향으로 신장된다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량을 제공한다. 상기 차량은,
상기 도로의 표면 위로 공급되는 자기 필드로부터 전력을 수신할 수 있는 유도 전력 수신기 모듈을 포함한다. 상기 수신기 모듈은 적어도 상기 차량 폭의 일 부분을 가로질러 확장되는 모듈 폭 및 상기 차량의 세로 치수의 방향으로 확장되는 모듈 길이를 갖고, 상기 모듈 폭은 상기 모듈 길이보다 작거나 같다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량을 제공한다. 상기 차량은,
상기 도로의 표면 위로 공급되는 자기 필드로부터 전력을 수신할 수 있는 유도 전력 수신기 모듈을 포함한다. 상기 수신기 모듈은 적어도 두 개의 실직적으로 평면인 코일들을 포함하고,
상기 코일들은 나란히 배열되고, 상기 차량의 맞은편을 향해 서로 멀어지는 방향으로 신장된다.
일 실시예에서 상기 코일들은 상기 차량 끝의 맞은편을 향해 신장된다.
일 실시예에서 상기 코일들은 실질적으로 상기 차량의 폭을 가로질러(즉, 횡방향으로) 신장될 수 있다. 상기 코일들은 가로방향에 비해 세로방향으로 더 신장될 수 있다. 또는 상기 코일들은 가로 방향 신장보다 작거나 같은 정도로 세로 방향으로 신장될 수 있다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량을 제공한다. 상기 차량은,
상기 도로의 표면 위로 공급되는 자기 필드로부터 전력을 수신할 수 있는 유도 전력 수신기 모듈을 포함한다. 상기 수신기 모듈은 나란히 배열된 적어도 두 개의 실직적으로 평면인 코일들 및 상기 다른 코일들과 중첩되는 제 3 코일을 포함한다.
일 실시예에서 상기 제 3 코일은 상기 다른 코일들과 직각(quadrature)으로 연결된다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량을 제공한다. 상기 차량은,
상기 도로의 표면 위로 공급되는 자기 필드로부터 전력을 수신할 수 있는 유도 전력 수신기 모듈을 포함한다. 상기 수신기 모듈은 병렬로 및 반대 위상으로 연결된 두 개의 코일 및 직각 코일을 포함한다.
또 다른 측면에서 본 발명은 전기 차량 유도 전력 시스템을 위한 전력 송신 모듈을 제공한다. 상기 모듈은,
자기 필드를 생성하기 위해 배열된 전기적 전도성 물질의 코일 및
상기 코일의 전류를 제어하여 그 결과 상기 자기 필드를 제어하는 컨트롤러를 포함한다.
일 실시예에서, 상기 모듈은 다른 자기 필드로부터 전력을 수신하기 위한 수신기 코일을 포함한다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량 시스템을 제공한다. 상기 시스템은,
도로와 관련된 신장된 1차 전도 루프; 및
상기 도로에서 상기 1차 전도 경로와 유도적으로 결합되는 다수의 전력 송신 모듈들을 포함하고,
상기 또는 각 전력 송신 모듈은, 하나 이상의 차량이 상기 전력 전송 모듈의 영역 내의 상기 도로 위에 있을 때, 하나 이상의 전기 차량에 전력을 유도적으로 공급할 수 있다.
일 실시예에서, 각 전력 송신 모듈에, 상기 차량이 전력을 수신하기 위해 상기 모듈에 충분히 근접했을 때, 선택적으로 각 모듈이 차량들에 가용 유도 전력을 생성하도록 제어하는 컨트롤러가 제공된다.
일 실시예에서, 상기 컨트롤러는 상기 차량에 가용 전력의 양을 제어한다. 상기 가용 전력은, 전력이 공급될 차량의 전력 수요 카테고리에 기초하여, 또는 전력이 공급될 차량의 타입에 기초하여 결정될 수 있다.
일 실시예에서, 상기 컨트롤러는 상기 차량에 가용 전력의 양을, 도로 구역 위의 차량 수에 따라, 또는 조합에 따라, 또는 차량 전력 수요 카테고리 및 도로 구역 위의 차량수에 따라 제어한다.
일 실시예에서, 차량으로 유도 전력을 전송하기 위한 자기 필드를 제공하기 위해, 각 전력 송신 모듈 내에 하나 이상의 코일들이 제공된다.
일 실시예에서, 상기 전력 송신 모듈들은, 각 모듈에 인접한 상기 1차 전도성 경로의 구역이 실질적으로 보상된 리액턴스(compensated reactance)를 갖도록 튜닝된다.
다른 측면에서 본 발명은 전기 차량 유도 전력 시스템을 위한 도로 유닛을 제공한다. 상기 유닛은,
상면(upper surface)과; 상기 상면 아래에 있으며, 전기적 전도성 물질로 이루어지고, 사용 중에 상기 상면 위로 신장되는 자기 필드를 공급하도록 구성된 하나 이상의 코일과; 도로 트렌치의 측벽에 인접하게 위치하도록 구성된 측벽과; 및 다른 유닛의 끝벽과 관련하여 인접하게 위치하도록 구성된 끝벽을 포함한다.
일 실시예에서, 상기 유닛은 나란히 배치된 적어도 두 개의 실질적 평면 코일들을 포함한다.
일 실시예에서, 상기 유닛은 전력 공급기에 연결된다.
일 실시예에서, 상기 유닛은 다른 자기 필드로부터 전력을 수신하기 위해 수신기 코일을 포함한다. 상기 수신기 코일은 비대칭 코어 위에 제공될 수 있다. 대안적으로, 상기 수신기 코일은 대칭 코어 위에 제공될 수도 있다. 일 실시예에서, 상기 유닛은 두 개의 개구(aperture)를 포함할 수 있다. 거기에서 각 개구는 신장된 1차 전도 루프를 수신하도록 구성된다. 그리고 상기 수신기 코일 및 코어는 상기 수신기 코일이 상기 1차 전도 루프로부터 전력을 유도적으로 수신하도록 상기 유닛 내에 배치된다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량 시스템을 제공한다. 상기 시스템은,
도로 내부 또는 도로와 인접하여 매설된 신장된 1차 전도 루프;
상기 1차 전도 루프에 전기 전력을 공급하는 전력 공급기를 포함한다.
상기 도로는, 상기 도로 면 아래에 있으며, 전기적 전도성 물질로 이루어지고, 상기 도로 면 위로 자기 필드를 공급하기 위한 다수의 코일을 갖고,
상기 코일들은 유도적으로 상기 1차 전도 루프에 결합된다.
일 실시예에서, 상기 전도성 경로는 상기 코일들 아래에 제공된다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량 시스템을 제공한다. 상기 시스템은,
상기 도로 위를 지나는 임의의 순간 도로 구동 전기 차량이 다수의 송신 모듈로부터 전력을 수신하도록 배치된 다수의 유도 전력 송신 모듈을 갖는 도로를 포함한다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량을 제공한다. 상기 차량은,
상기 도로의 표면 위로 공급되는 자기 필드로부터 전력을 수신할 수 있는 다수의 유도 전력 수신기 코일을 포함한다.
일 실시예에서, 상기 코일들은 상기 모듈 내에 제공된 2개 이상의 코일들과 함께 수신기 모듈 내에 배치된다. 일 실시예에서, 다수의 수신기 모듈들이 제공된다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량 시스템을 제공한다. 상기 시스템은,
다수의 전력 송신 모듈들과,
상기 또는 각 전력 송신 모듈은, 하나 이상의 차량이 상기 전력 전송 모듈의 영역 내의 상기 도로 위에 있을 때, 하나 이상의 전기 차량에 전력을 유도적으로 공급할 수 있고,
상기 차량에 가용 전력의 양을, 도로 구역 위의 차량 수에 따라, 또는 조합에 따라, 또는 차량 전력 수요 카테고리 및 도로 구역 위의 차량수에 따라 제어하는, 도로 컨트롤러를 포함한다.
일 실시예에서, 상기 도로 컨트롤러는, 상기 차량이 전력을 수신하기 위해 상기 모듈에 충분히 근접했을 때, 선택적으로 각 모듈이 차량들에 가용 유도 전력을 생성하도록 제어하기 위하여, 각 전력 송신 모듈과 관련된 송신 컨트롤러를 포함한다.
일 실시예에서, 상기 송신 컨트롤러는 상기 차량에 가용 전력의 양을 제어한다. 상기 가용 전력은, 전력이 공급될 차량의 전력 수요 카테고리, 또는 전력이 공급될 차량의 타입에 기초하여 결정될 수 있다.
일 실시예에서, 상기 송신 컨트롤러는 상기 또는 각 전력 송신 모듈의 영역 내에서 차량의 존재를 검출했을 때, 상기 또는 각 전력 송신 모듈로부터 가용 전력을 생성한다.
일 실시예에서, 상기 송신 컨트롤러는 상기 또는 각 전력 송신 모듈의 영역 내에서 차량의 존재를 검출한 후, 기 정의된 최대 기간 동안, 상기 또는 각 전력 송신 모듈로부터 가용 전력을 생성한다.
일 실시예에서, 상기 송신 컨트롤러는 상기 또는 각 전력 송신 모듈의 영역 내에서 차량의 부재(absence)를 검출했을 때, 상기 또는 각 전력 송신 모듈로부터 가용 전력 생성을 중단한다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량 시스템을 제공한다. 상기 시스템은,
다수의 전력 송신 모듈들을 갖는 도로와, 거기에서 상기 또는 각 전력 송신 모듈은, 차량이 상기 전력 전송 모듈의 영역 내의 상기 도로 위에 있을 때, 상기 전기 차량에 전력을 유도적으로 공급할 수 있고;
하나 이상의 도로 구동 전기 차량과, 상기 또는 각 차량은, 상기 또는 각 차량이 상기 전력 전송 모듈의 영역 내의 상기 도로 위에 있을 때, 상기 전력 송신 모듈로부터 유도적으로 전력을 수신하기 위한 적어도 하나의 전력 수신 모듈을 갖고; 및
상기 또는 각 차량에 가용 전력, 상기 또는 각 차량의 순간적인 전력 요구 및 상기 또는 각 차량에 관련된 배터리의 충전 상태에 따라 상기 차량에 가용 전력의 양을 제어하는, 차량 전력 컨트롤러를 포함한다.
일 실시예에서, 상기 차량 전력 컨트롤러는 상기 차량에 의해 수신되는 전력을 제한한다. 일 실시예에서, 상기 차량에 의해 수신되는 전력의 제한은 상기 차량의 타입 또는 전력 요구 카테고리에 따른다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량 시스템을 제공한다. 상기 시스템은,
다수의 다위상 전력 송신 모듈들을 갖는 도로 및
각 다위상 전력 송신 모듈이 상기 도로 위로 시변 회전 자기 필드를 생성하도록, 하나 이상의 상기 다위상 전력 송신 모듈들에 전력을 공급하기 위한 전력 공급기를 포함한다.
일 실시예에서, 상기 또는 각 다위상 전력 송신 모듈은 2개 이상의 실질적인 평면 코일들을 포함하고, 각 코일들은 다른 코일들과 위상이 다른 전류를 갖는다. 상기 코일들은 상기 도로 위로 시변 회전 자기 필드를 공급하도록 배치된다.
일 실시예에서, 상기 또는 각 다위상 전력 송신 모듈은 2개 이상의 실질적인 평면 코일들을 포함하고, 상기 코일들은 0, 90, 180 및 270 전기 각에 이격된 전도 경로를 공급하기 위해 중첩된다.
일 실시예에서, 상기 전도 경로는 실질적으로 상기 도로를 가로지르는 방향으로 확장된다. 다른 실시예에서, 상기 전도 경로는 실질적으로 상기 도로를 따라 세로 방향으로 확장된다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량 시스템을 제공한다. 상기 시스템은,
다수의 유도 전력 송신 모듈들을 갖는 도로 및 표유(stray) 자기 필드를 감소시키기 위해 상기 도로의 내부 또는 상부에 제공되는 자기 차폐부를 포함한다.
다른 측면에서 본 발명은 도로 구동 전기 차량 시스템을 제공한다. 상기 시스템은,
하나 이상의 도로 구동 전기 차량들, 상기 또는 각 차량은 상기 도로로부터전력을 유도적으로 수신하기 위해 적어도 하나의 전력 수신 모듈을 갖고; 및
표유 자기 필드를 감소시키기 위해 상기 도로의 내부 또는 상부에 제공되는 자기 차폐를 포함한다.
다른 측면에서 본 발명은 자속(magnetic flux)의 생성 또는 수신을 위한 자속 패드(magnetic flux pad)를 제공한다. 상기 패드는 자기 투과성 코어(magnetically permeable core)와; 자기적으로 상기 코어와 관련된 2 개의 편평한 중첩 코일(flat overlapping coil)들을 포함하되, 상기 코일들 간에 실질적으로 상호 커플링(mutual coupling)이 없다.
다른 측면에서 본 발명은 유도 전력 전송 시스템을 위한 전원 공급 장치를 제공한다. 상기 전원 공급 장치는 자기 투과성 코어 및 자기적으로 상기 코어와 관련된 두 개의 편평한 중첩 코일들을 포함하는, 자속의 생성 또는 수신을 위한 자속 패드와; 한 코일에 다른 코일의 전류와 다른 위상을 갖는 전류를 공급하도록 구성된 전원 공급부를 포함한다.
또다른 측면에서 본 발명은 코일들 사이에 상호 자기 커플링(mutual magnetic coupling)이 없는 다수의 코일들을 갖는 IPT 자속 패드를 제공하는 방법을 제안한다. 상기 방법은 상기 코일들을 중첩시키는 단계와; 상기 코일들 사이의 상호 커플링이 없는 중첩 위치가 얻어지도록 상기 코일들 사이의 상기 중첩을 변화시키는 단계를 포함한다.
바람직하게는 상기 상호 커플링의 부재(absence)는, 상기 코일들 중 하나의 전원 공급이 최소화됨으로써 다른 코일에 개방 회로 전압이 유도될 때를 감지함으로써 감지된다.
본 발명의 기타 측면들은 이하의 설명으로부터 분명해질 것이다.
본 발명의 실시예들의 예는 다음의 참조 도면과 함께 설명된다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예에 따른 도로 구동 전기 차량 시스템의 개략적인 블록도이다.
도 1b는 본 발명의 일 실시예에 따른 수 개의 유도 전력 송신 모듈을 포함하는 도로의 개략적인 블록도이다.
도 2a는 본 발명의 일 실시예에 따라 LCL로서 정합된 리액턴스를 사용하는 제어 토폴로지의 회로도이다.
도 2b는 본 발명의 일 실시예에 따라 0(영) 출력 리액턴스와 함께 튜닝 LC를 사용하는 더 나은 제어 토폴로지의 회로도이다.
도 3은 기존의 전력 시스템의 개략도이다.
도 4는 IPT 시스템에 새롭게 적용되는 도 3의 개략도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 IPT 픽업에 대한 회로도이다.
도 6은 도 5에 따른 회로에서 시간에 대해 그려진 전압의 개략도이다.
도 7은 시뮬레이션된 파형을 나타낸다.
도 8은 θ의 범위의 및 정규화된 부하 저항에 대한 관찰가능한 Q를 나타낸다.
도 9는 각 θ 및 θ'를 포함하는, 도 5의 회로에서의 전압과 전류의 관계의 예를 나타낸다.
도 10은 (θ'-90)도에 대해 그려진 θ의 개략도이다.
도 11은 도 5에 도시된 것과 같은 회로에서 서로 다른 튜닝 캐패시터들에 대한 위상 지연에 대해 그려진 출력 전력의 개략도이다.
도 12는 DC 출력을 제공하기 위해 DC 정류기를 더 포함하는, 도 5의 회로의 실제적인 구현에 대한 회로도의 예이다.
도 13은 AC 및 DC 출력 모두를 제공하도록 적합하게 된 도 5의 회로의 실제적인 구현에 대한 회로도의 예이다.
도 14는 전력 송신 모듈을 나타내는 도로를 관통하는 단면의 개략적인 단면도이다.
도 15는 패드 형태의 새로운 유도 전력 전송(IPT) 전력 송신 또는 수신 모듈의 일 실시 예에 따른 평면도 및 단면도이다.
도 16은 권선 배치의 일 예를 보여주는 도 15의 패드의 개략도이다.
도 17은 도 15의 패드의 단면의 개략적인 단면도이고, 자속선을 나타낸다.
도 18은 도 15의 패드의 설계에 기초한 새로운 패드의 다른 실시 예의 평면도이다.
도 19는 도 17과 같은 패드의 고도 변위에 대한 인덕턴스 측정 및 쇄교 자속 효율의 그래프이다.
도 20은 원형 패드 및 도 17의 패드(극성 패드로 호칭됨)를 위한 고도 변위에 대한 인덕턴스 측정 및 쇄교 자속 효율의 그래프이다.
도 21은 전력 전송 시스템에서 두 분리된 페라이트 코어의 성능을 시뮬레이트하기 위해 사용되는 배치를 보여주는 두 분리된 페라이트 코어의 등각도이다.
도 22는 페라이트 코어에 관하여 제공되는 권선에서 23A 전류를 가진 도 21에 도시된 바와 같은 패드에서 컴퓨터로 생성된 자속 플롯이다.
도 23은 페라이트 코어의 두께(Z 축)를 통과하는 XY 평면의 중간 선을 통해 나타나는 도 22에서 참조된 패드의 페라이트 코어에서의 자속 밀도를 보여주는 컴퓨터로 생성된 플롯이다.
도 24는 어셈블리의 페라이트 코어의 너비(Y축)를 관통하는 중간선에서 XZ 축을 통하는 단면의 위치를 나타내는 도 21의 배치의 평면도이다.
도 25는 패드들 사이에 100mm 간격이 있는 도 24의 단면상의 컴퓨터로 생성된 자속 플롯이다.
도 26은 패드들 사이에 200mm 간격이 있는 도 24의 단면 상의 컴퓨터로 생성된 자속 플롯이다.
도 28은 패드들 사이에 200mm 간격이 있는 도 24의 단면에서의 자속 밀도를 보여주는 컴퓨터로 생성된 플롯이다.
도 29a는 모듈 형태로 제공될 수 있는 유도 전력 전송 장치의 다른 일 실시 예의 평면도이다.
도 29b는 도 29a의 장치의 측면도이다.
도 29c는 도 28b에 자속 선을 더 보여주는 도면이다.
도 30은 센터, 또는 직각 코일을 포함하는 유도 전력 전송 장치의 다른 일 실시 예를 나타내는 개략도이다.
도 31은 도 30의 장치를 위한 코일 권선 배치를 나타내는 전기 배선도이다.
도 32a는 자속 송신기 및 자속 수신기의 위에서 바라본(자속 송신기의 위로 지향하는) 등각도이다.
도 32b는 도 32a의 배치를 아래에서 바라본 등각도이다.
도 33a는 송신기와 수신기가 송신기와 수신기 사이에 200mm 간격으로 정렬될 때 도 32a 및 32b의 배치의 시뮬레이션에 기초한 자속 선을 나타낸다.
도 33b는 송신기와 수신기가 X 축 방향에서 오정렬될 때 도 32a 및 32b의 배치의 시뮬레이션에 기초한 자속 선을 나타낸다.
도 34는 도 32a 및 32b의 배치에서 X축 방향의 변위 대 전력을 나타내는 도면이다.
도 35는 도 32a 및 32b의 배치에서 Y축 방향의 변위 대 전력을 나타내는 도면이다.
도 36은 본 발명의 일 실시 예에 따른 다위상 시스템을 나타내는 도면이다.
도 37은 본 발명의 일 실시 예에 따라 도로 상에서 사용중인 도로 구동 전기 차량을 보여주는 도면이다.
도 38a는 본 발명의 일 실시 예에 따른 도로 구동 전기 차량을 위한 유도 전력 수신 및 제어 회로를 나타내는 도면이다.
도 38b는 본 발명의 일 실시 예에 따른 도로 구동 전기 차량을 위한 다위상 유도 전력 수신 및 제어 회로도이다.
도 39a는 평면 코일의 비보상 전력 출력(파란색 선), 직각 코일의 출력(녹색 선), 결합된 출력(검은 색) 대 정렬을 나타내는 도면이다.
도 39b는 오정렬된 조건에서 본 발명의 일 실시 예에 따른 도로 구동 전기 차량에 대한 전력 전달을 보여주는 도면이다.
도 40은 1차 전력 공급기와 도로에 공급되는 전력 사이에 주파수 변화가 존재하는 전력 제어 시스템의 대안적인 실시 예를 보여주는 회로도이다.
도 41은 각각 자속 패드의 측면도 및 평면도이다.
도 42는 직각 코일을 포함하는 도 41의 패드의 측면도 및 평면도이다.
도 43은 자속 패드의 대안적인 형상의 측면도 및 평면도이다.
도 44는 도 43에서의 패드의 타 코일이 전력을 공급받는 때에 상기 타 코일과의 중첩 함수로서 일 코일에 결합되는 개방 회로 전압의 일련의 그래프들을 나타낸다.
도 45는 150mm 및 250mm의 수직 간격에 대한 옵셋 대 비보상 전력의 그래프를 각각 나타낸다.
도 46은 200mm 수직 이격에서 x 또는 y 방향으로 수신기 패드 옵셋을 가진 3개의 다른 자속 패드 구조(도 43에 따른)에 대한 비보상 전력의 그래프이다.
도 47은 1차 공진 전류의 전 사이클상의 여러 시각에서 도 43 및 도 41의 패드 구조에 대한 필드 플롯을 도시한다.
도 48은 코어에 (위에서 아래 방향으로 증가하는 개수의) 페라이트를 가진 도 43의 패드 구조에 대한 필드 플롯을 나타낸다.
도 49는 도 42에 도시된 예에 따른 수신기 패드를 가진, 도 43에 도시된 구조를 따른 패드의 전력 전송 프로파일 그래프를 나타낸다.
이하에 설명되는 자기 및 전자 기술은 4개의 일반적 부분- 전력 공급기, 유도 전력 전송 또는 전송기 모듈, 유도 전력 수신 또는 수신기 모듈 및 컨트롤러들로 이루어진다. 이들 전체적인 부분들은 또한 설명된다. 명확성이 필요한 경우에서는 제목들이 사용된다. 이하의 설명들이 주로 도로 및 전기 차량 응용에 대해 언급함에도 불구하고, 본 발명과 관련된 분야의 당업자는, 본 발명 주제는 IPT 시스템에 일반적으로 적용되고, 예컨대 소재 처리와 같은 분야에 적용이 가능함을 알 수 있을 것이다.
전력 공급기 - 시간 변화 필드(time varying field)를 생성하는 단위상 중심 선 구조(single phase centre line construction)
(도 1a 및 1b에 도시된) 일 실시예에서, 도로와 같은 차량 면의 끝단에 두 개씩의 전원 공급기들이 순차적으로 제공되고, 약 200m 간격으로 놓인다. 각 전력 공급기(101)는 50/60 Hz, 선간 전압400/480 V에서 3상 상용 공급기에 연결되고, 도로의 100m 구간에 전력을 공급한다. 본 명세서에서 ‘도로’라는 용어는 1차적으로 ‘차도’의 의미로 사용됨에도 불구하고, 차고 바닥, 주차장, 버스 정류장 등과 같이 차량이 정지할 수 있는 곳에서의 차량 면을 포함한, 일반적인 차량 면을 포함하는 의미할 수도 있다. 도 1a 및 1b에 도시된 실시예에서, 각 전력 공급기(101)는 100 kW급 이지만 실제로는 손상되지 않은 신장 1차 전도 루프(primary conductive loop)(102)에 20kHz 주파수에서 125A 공칭 전류를 공급하는 단위상 출력을 생성한다. 이 전류는 적용하기에 따라 약 100A부터 250A 사이에서 변화한다. 도 1a 및 1b에 도시된 바와 같이, 도로의 한 100m 구간을 따라 신장될 수 있도록 각 루프(102)는 약 100m 정도의 길이이다.
각 전력 공급기(101)는 상기 도로에 연속된 전력 전송 모듈들(111)을 유도 결합으로 구동한다. 상기 유도 결합은 (도 1a, 1b 및 도 2a, 2b에 도시한 바와 같이), 전력 모듈이 필요한 곳에 위치한 픽업 코일(103)을 가진 전력 공급기(101)로부터의 125A 피드(feed)를 위한 2선 전송 시스템를 이용하여 이루어진다. 상기 픽업 코일(103)은 다양한 형태를 가질 수 있다. 본 실시예에서 픽업(103)의 형태는 국제 특허 공개 WO2006/118474에 기술된 바와 같은 것이다. 상기 특허의 내용은 전체로서 본 명세서에 포함된다. 상기 픽업의 형상은 비대칭 코어를 포함하고 본 명세서에서는 설명의 편의를 위해 S-픽업으로 호칭된다. 그러나, 다른 형태의 유도 전력 픽업이 사용될 수도 있다. 예를 들어, 대칭 “E”형 코어 또는 “H” 코어를 갖는 픽업, 또는 알려진 다른 형상 또는 배열이 사용될 수 있다.
픽업(103)의 출력은, 상기 코일(109의 전력 모듈 인덕턴스를 구동하는데 필요한)로부터 정확한 단락 회로 전류를 보장하기 위해 직렬 커패시터(104)를 사용하여 부분적으로 직렬 조정(tune)된다. 본 실시예에서 103과 104의 결합은 동작 주파수 20kHz에서 커패시터(105)를 사용하여 병렬 조정된다. 1차 공급 트랙(102)을 바로 뒤에 둔 상기 조정된 LC 결합의 반사 임피던스는, (상기 픽업(103)과 결합된) 도로에서의 125A 피드 구간 리액턴스(reactance)가 실질적으로 단락 회로에서 보상되는 만큼이다. 통상의 동작 조건(나중에 기술됨)에서 단지 전력 전송 모듈의 20% 정도만 특정 시간에 전력을 공급하기 때문에, 이러한 특성이 선택된다. 나머지들은 비활성화 되고 단락 회로상에 존재한다. 그 결과, 루프(102)의 리액턴스는, 정확한 길이에 독립적인 정규값으로 설계되거나 제어될 수 있고, 50-200m 길이로 피딩(feeding)하는 산업적 응용에서의 경우에서처럼, 공급 전압을 제한하기 위한 추가적인 직렬 보상 커패시터와 분리될 필요가 없다. 상기 루프의 상기 비단절 특성은, 용량성) 보정을 더하기 위해 주 도로 피드에 존재하는 추가적인 그리고 문제 많은 종단(termination)들을 가져야 하는 문제를 제거한다. 이러한 종단은 (공동 종단(joint termination) 및 기타 추가된 커패시턴스에서의 손실 양쪽으로부터의)손실을 증가시키고, 에이징(aging) 커패시턴스로부터의 고장 위험, 지반 이동 또는 부실 공사 및 에이징에 기인한 공동 종단의 고장 위험을 늘린다. 또한 종단은, 열 사이클(thermal cycling) 하에서 케이블과 보호 피복 사이에서 용량성 보정의 영역으로 전달되는 수분을 막기 어려운 점에서 기인하는 문제를 더한다. 이는 존재시에 고장을 유발한다.
병렬 LC 픽업(103, 104,105)은 도 2b에 도시된 일 실시예에서 (도 2의 108 및 109를 포함하는) 전적으로 직렬 보상된, 상기 도로에 임베디드된 전력 모듈을 구동하기 위해 사용된다. 상기 실시예에서 소자들의 결합(108 및 109)을 바라보는 방향의 리액턴스는 본질적으로 0이다. 따라서 소자들, 예컨대 스위치들에 최소한의 가능한 전압 스트레스가 존재한다.
(공급기의 공진 주파수에서 조정된 LCL 토폴로지를 생성하는) 20kHz에서, 모듈(109)의 리액턴스가 직렬 보상(113, 114)과 결합하여 커패시턴스(105) 및 103과 104의 결합에 동일한 리액턴스를 제공하는 도 2a에 대안적 실시예가 도시된다.
도 2a 및 2b에 도시된 양 실시예에서 컨트롤러(107)는, 스위치(106)를 제어하고, 모듈(109)의 자기 필드 세기가 완전하게 사라지거나 나타나거나 또는 커패시터(108 또는 114)를 통하는 전류를 조절하는 데에 요구되는 바에 따라 변화할 수 있도록 상기 모듈 공진이 제어되도록 한다. 인접 모듈은, 인접한 모듈간에 원치 않은 전력 전송을 방지하기 위해, 시간 및 동기화된 위상에서 연속적으로 전력을 공급하도록 제어된다. 컨트롤러(117)의 동작은 이후에 기술된다. 대안적인 실시예에서, 모듈(109)은 전력 공급기에 직접 연결될 수 있다. 즉 전력 공급기에 유도 결합되지 않을 수 있다.
모터 차량, 버스, 트럭 등을 충전하는 데에 필요한 정확한 필드 세기는, 커패시터(108 또는 114) 내의 전류를, 상기 도로에 사용될 수 있는 차량의 여러 종류나 카테고리를 위한 전력 요구 또는 수요와 관련하여 미리 결정된 레벨로 제한함으로써, 간단히 결정될 수 있다. 일 실시예에서 상기 필드 세기는 3개 혹은 그 이상의 레벨로 제어될 수 있고, 각 레벨은 상기 도로를 따라 이동하는 차량의 전력 수요 카테고리와 관련된다. 예를 들어, 일 실시예에서 차량들은 고유한 전기 전력 수요에 따라 범주화 된다. 따라서, 비-전기 차량은 전력 수요가 없고, 승용차와 같은 작은 전기 차량은 낮은 전력 수요를 갖고, 트럭이나 버스와 같은 큰 전기 차량은 높은 전력 수요를 갖는다. 다른 실시예에서, 상기 카테고리는 차량 고유의 전력 요구보다는 차량 사용자의 수요에 기초할 수 있다.
일 실시예에서, 각 차량에 공급될 전력 레벨을 결정하기 위한 제어 정보는, 각 차량에 탑재된 전력 수신기와 관련된 RFID 태그에 임베디드될 수 있고, 컨트롤러(107)에 의해 감시되는 도로의 각 전력 송신 모듈의 앞이나 옆에 위치한 추가 센서를 사용하여 읽힐 수 있다. 다른 실시예에서, 제어 정보는 운전자가 지불할 준비가 된 충전 요금에 관해, 상기 운전자로부터의 응답에 기초하여 통신을 통해 상기 컨트롤러(107)로 보내질 수 있다. 또 다른 실시예에서, 차량이 각 모듈 위를 통과함에 따라 전력 전송 모듈 내의 코일들의 인덕턴스가 변함을 감지하는 센서를 사용하는 방식으로, 차량의 존재가 감지될 수 있다.
보호 목적으로 포화 가능한(saturable) 인덕터(112)가 105 양단의 전압을 제한하기 위해 사용되고, 그로 인하여 특히 큰 시작 또는 스위칭 천이(transient)중에 컨트롤러 스위치(106)를 과전압 고장으로부터 보호한다.
따라서 상기 컨트롤러(107)는 전력이 선택적 레벨에서 이용될 수 있도록 한다. 예를 들어, 차량들은 비-전기, 경-전기(약전기), 중-전기(강전기) 타입으로 카테고리화될 수 있다. 센서는 (추후에 기술하는 바와 같이) 상기 차량 카테고리를 감지할 수 있고, 상기 컨트롤러(107)는 상기 필드를 그 차량들이 이용할 수 있도록 제어할 수 있다. 만약 차량이 비-전기 차량이라면, 이용할 수 있는 필드는 없게 된다. 만약 차량이 전기 버스(즉, 중-전기 차량)라면, 높은 필드 세기가 공급된다.
AC-AC 전력 컨트롤러
일 실시예에서, 컨트롤러(107)는, 교류(AC) 공급기가 상기 전송 모듈(들)에 요구되는 정류(rectification) 단계 없이 직접 제공될 수 있도록 하기 위해서, 전력 제어가 신장 루프(102)부터 하나 이상의 전력 전송 모듈까지 유도적으로 전달되도록 한다. 상기 컨트롤러(107)와 같은 컨트롤러의 동작은 도 3 내지 13을 참조하여 설명된다.
도 3은 주지의 전력 시스템 다이어그램으로서, 어떻게 전력이 발전기로부터 다른 발전기 또는 부하로 전송되는 지를 설명하는 데에 이용된다. 제 1 발전기는 출력 전압(V1)을 가지며, 인덕터(L1)를 통해 제 2 전압(V2)에 연결된다. 만일 V1과 V2 간의 위상각(phase angle)이 α이면, 전달되는 전력은 다음의 식에 의해 주어진다.
Figure pat00001
여기서, X는 동작 주파수에서의 인덕터(L1)의 리액턴스 이다.
유도 전력 전송(IPT) 시스템에서, 이러한 동일한 다이어그램은 도 4의 회로에 나타낸 바와 같이 약간 다르게 해석될 수 있다. 이 경우, V1은 IPT 트랙(즉, 1차 코일 또는 루프)을 통해 흐르는 전류에 의해 픽업 코일(L1) 내에서 유도되는 전압이다. 따라서, V1=jwMI이며, 여기서 I는 트랙 전류(track current)이다. V2는 조정 캐패시터(tuning capacitor)(C) 양단의 전압이며, IPT 시스템에서의 공진 전압이다. 통상의 모든 환경에서, V1과 V2 사이의 각도인 위상각(α)은 당연히, 때때로 회로 내에서 얻어지는 부하 조건(부하 저항 R에 의해 표현됨)하에서 도 4의 회로의 동작에 의해 결정된다. 모든 회로 소자들이 선형이기 때문에 이러한 회로 분석이 가능하다.
하지만, 본 발명의 일 실시예에서는 2개의 새로운 회로 소자들, 즉 스위치들(S1 및 S2)이 회로에 부가되며, 도 5에 도시한 바와 같이 이러한 스위치들은 다이오드들(D1 및 D2)과 직렬로 연결된다. 위상 각이 자연적으로 발생하는 값과 다른 값이 되도록 강제하기 위해, 상기 스위치들은 회로의 작동을 중단시키도록 동작한다. 이를 달성하기 위한 기술은, 스위치들이 허용할 때까지 V2가 0을 통과하지 못하도록, V2를 고정(clamp)시키는 것이다. 스위치 S1은 조정 커패시터(C) 양단의 양전압에서의 상승을 막고, 스위치 S2는 상기 조정 커패시터 양단의 전압이 음으로 되는 것을 막는다. 도 6에 나타낸 바와 같이, 동작에 있어서, 이러한 스위치들은 180도에 대해 온 또는 오프로 스위칭되지만, 회로 내의 정상 전압(normal voltage)에 비해 위상이 지연된다. 정상 공진 전압(normal resonant voltage)과 스위칭 파형 간의 오버랩은 θ이다. 회로가 실제 부하를 가지며 동작할 때 정상적으로 공진하는 전압은 관찰 가능하지 않지만, 트랙 내의 전류는 동일한 위상을 가지며 관찰이 용이하다. 스위치 S1은 파형의 음의 반 사이클(half cycle)의 대부분에서 온(on)이고 (여기에서는 어떠한 효과도 갖지 않는다), 스위치가 오프로 전환될 때까지 어떠한 전압 상승도 막는 정상 양의 반 사이클의 일부분에서 온이다. 스위치 S2는 나머지 반 사이클에서 동작한다. 두 스위치들은 180도에 대해 온 이지만, 어떠한 오버랩도 없다. 실제 출력 전압은 작은 편평한 기간(flat period)들을 갖지만 하이 Q 상태 동안에만 그 기간들은 매우 작게 된다, 그러나, 파형은 여전히 변위되며, 이에 따라 전달되는 전력은 제어 가능한 방식으로 감소하게 된다.
일 실시예에서, 트랙 전류의 위상은 트랙 상에서 개별적인 센서에 의해 캡쳐된다. 그런 다음, 위상 고정 루프(phase locked loop)를 이용하여, 정확한 180도 전도(180 degree conduction)의 구형파 레퍼런스 전압이 발생된다. 이들 레퍼런스 전압들은 스위치들을 구동하는 데에 적절한 파형들을 제공하기 위해 마이크로프로세서에 의해 요구되는 만큼 지연될 수 있다. 스위치들 자체는 단방향성이며, 전력 MOSFET들은 낮은 비용의 선택을 제공한다. 이들은 특히, 180도 전도로 간단한 변압기 절연(transformer isolation)이 적절한 때 구동하기가 용이하다. 도 7은, 하이(high) Q에서 로우(low) Q까지에 해당하는 조건들의 범위에 대해, 관찰되는 파형 및 시뮬레이션된 파형들을 나타낸다. 주목할 사항으로서, 스위치들이 각 [θ]에 대해 명목상으로 온인 동안, 실제의 하이 Q 회로에서 실제 전도 시간은, 상기 회로의 공진 위상이 스위칭 파형에 부응하기 위해 변동되는 것에 비해 훨씬 작다. 그럼에도 불구하고, 공진 파형은 단위 역률(unity power factor)에 대해 정확하게 페이즈(phase)되지 않는데, 이는 전력 전달을 조정하기 위해 위상이 변경되었고, 따라서 회로는 트랙에 다시 반영되는 작은 선두 역률(leading power factor) 부하를 갖기 때문이다.
상기 회로의 분해적 분석(analytical analysis)은 다루기 어렵지만, 컴퓨터 시뮬레이션 및 실제 측정에 양호한 상관 관계(correlation)를 제공하는 공진 전압 V2에 대한 표현식은 다음과 같다.
Figure pat00002
상기 표현의 컴퓨터 시뮬레이션은 도 8은 도시되고, 이는 상기의 수학적인 표현과 비교될 수 있으며, 0.1<Q<10의 전체 동작 범위에서 상당히 정확하다. [주의
Figure pat00003
]
위에서 설명한 회로들은, 점호각(firing angle)이 결정될 수 있도록 상기 회로에 위상 정보를 제공하는 기준 전압의 사용을 참조하여 설명된다. 그러나, 상기 회로의 공진 전압의 부호(sign)가 바뀌는 각을 관찰함으로써 정확한 점호각(firing angle)이 결정될 수 있다는 것이 발견되었다. θ의 점호각에 대하여 도 9에 도시된 것처럼, 상기 회로의 Q 및 θ와 고유한 관계를 갖지만 픽업 코일 내에서 유도되는 전압에 대해 측정되는 각(θ')이 있다. 픽업 코일 내에 유도되는 전압은, 그 픽업 코일이 언로드(unload)될 때에만 관찰할 수 있다. 상기 각(θ, θ')들간의 차이를 보여주는 나타내는 다이어그램이 도 10에 주어진다. 상기 각은 쉽게 관찰할 수 있고, 요구되는 출력이 얻어지도록 상기 회로를 각 θ에서 쉽게 작동시킬 수 있다. 여기서, 40-50 kHz 주파수에서 θ와 (θ'-90) 사이의 차이가 매우 작을 수 있다는 점을 주의할 필요가 있다. 따라서 상기 각들은 조심스럽게 측정되어야 한다. 그러나, 이러한 작업은 마이크로프로세서를 포함한 최근의 전자 소자들을 사용하는 당업자에 비교적 간단하다. 위의 주의는 중요하다. 왜냐하면 만약 θ(상기 스위치들중 하나에 대한 스위칭 온 포인트)가 너무 빨리 발생하면, 상기 스위치는 회로를 단락시키고 공진 커패시터는 파괴될 수 있다.
본 발명 분야의 당업자는, 상기 회로의 공진 전압의 부호(sign)가 바뀌는 각이 여러 가지 방법으로 결정될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, 하나의 접근 방식은, 스위치들(도 5의 S1 및 S2)과 직렬로 연결된 다이오드들 각각의 전도을 이끄는 0.6V 내지 1.0V의 포워드 바이어스 전압을 검출하기 위해, 그라운드 레일(ground rail)에 대한 참조가 있는 비교기를 이용하는 것이다. 다른 가능한 방식은 (실제로 스위치들(S1 및 S2)을 구현하는 데에 이용되는) FET들 각각의 드레인 리드(drain lead) 상에서 변류기(current transformer)를 이용하여, 각 스위치 내의 전류의 개시(onset)를 검출하는 것이다.
설명된 회로의 동작에 있어서, 점호각(firing angle)이 변경됨에 따라 단락 전류(short-circuit current)와 유도 전압이 모두 영향을 받고, 회로는 픽업 코일 인덕턴스(L), 조정 커패시터(C), 트랙과 픽업 코일 간의 상호 인덕턴스 (M)가 모두 변경되는 것처럼 동작한다. M의 변동은 출력 전력을 변화시키고 제어하는 데에 이미 이용되어 왔다. 하지만, 도 11에 도시된 바와 같이, L 및 C에서의 분명한 변동이 회로의 조정(tune)에 이용될 수 있다. 여기서, 이러한 회로의 출력 전력은 점호각(θ)이 실질적인 0도부터 150도까지 변동될 때에 측정된다. 기대되는 바와 같이, 조정 커패시터가 정확하다면, 0의 점호각에서 최대 전력이 발생하게 된다. 하지만, 조정 커패시터가 너무 작으면, 증가된 점호각에서 최대 전력이 발생하며, 회로는 이러한 점호각을 변화시킴으로써 조정될 수 있다. 설계 값의 20% 미만의 커패시터 값들에 대해, 시스템은 완벽한 조정과 비교하여 약 1%의 전력 손실을 갖도록 조정될 수 있지만, 20%의 컴포넌트 에러를 갖는다. 너무 큰 커패시터들은 조정될 수 없는데, 그 이유는 사전에 점호(firing)를 하게 되면, 스위치들이 공진 커패시터를 단락시키기 때문이다.
다시 도 2b를 참조하면, 컨트롤러(107)는 AC 스위치들이 완전히 온(on) 또는 오프(off)일 때 완전히 디커플링(decoupling)하는 표준 병렬 조정 수신기처럼 동작하는 것을 알 수 있다. 이와 같이, 트랙(102)에 대한 반사된 VARS는 결정될 수 있고, 실질적으로 일정하다. 하지만, 컨트롤러(107)가 다양한 (전력 패드(109)내의 전류를 조정하기 위한) 클래프(clamp) 시간을 가지고 작동할 때, 이는 부하에 기대되는 변화에 더하여 상기 트랙(102)에 대한 반사된 VARS에도 변동을 가져온다. 만약 이러한 반사된 VARS가 보상되지 않는다면, 트랙(102)에 결합된 모든 활성 패드로부터 반사된 모든 VARS가 심각하게 전력 공급기(101)를 디튜닝(detuning)할 수 있다. 하지만 각 패드의 클램프 시간은 알 수 있고, 작동 중에 각 패드의 전류를 원하는 레벨에 근접하게 유지하기 위해, 각 패드의 컨트롤러(107)에 의해 바람직하게 고정된다. 이러한 정보는 각 패드 가까이에서 트랙(102)에 결합되는 변압기와 같은 추가 회로로 전해질 수 있다. 상기 추가 회로의 유일한 목적은, 컨트롤러(107)의 동작에 의해 유발된 작동 VAR 부하(operational VAR loading)를 근사적으로 상쇄시키기 위해서 반응 회로를 조정하는 것이다. 이는, 알려진 클램프 시간에 따라 가변 커패시터 또는 인덕터를 조정할 수 있는, 다수의 가변 또는 스위칭 튜닝(tuning) 회로를 이용하여 달성될 수 있다.
실제로 하나의 추가 가변 튜닝 회로를 공급기(101)의 출력에 추가할 필요가 있을 수 있다. VARS에, 누적되면 트랙 인덕턴스(102)에 기대치 이상의 변동을 유발할 수 있고, 공급기(101)에 비효율적 작동 또는 트립(trip)을 유발할 수 있는 작은 변동이 많이 있을 것이다. 이러한 누적된 VARS는 불완전한 보상, 불완전한 튜닝 또는 에이징(ageing) 및 온도에 기인한 시간적 튜닝에서의 변동 및 상이한 높이와 옵셋에서 여러 다른 수신기를 사용하여 도로를 따라 전력을 커플링하는 차량들로부터의 자기적 결합에서의 변동으로부터 발생할 것이다. 이상적 작동으로부터의 이러한 변동은, 전력 공급기(101) 내의 브릿지 전류의 측정을 이용하는 것과 같은 다양한 방식으로 감지될 수 있고, 이후에 이러한 정보는 공급기(101)의 안전하고 효율적인 작동 경계 내에서 효과적인 인덕턴스를 조정하는데 이용될 수 있다.
모듈들에 대한 대안적 고주파 전력 공급기
도 40을 참조하면, 하나 이상의 모듈들에 대한 신장 루프(elongate loop)(102)로부터의 전력 공급기를 위한 대안적 회로가 도시된다. 상기 회로는, 1차 전력 공급기(101)로부터의 2중 IPT 변환의 일부로서, 차량에 주파수 변경을 공급한다. 이하에서 상기 주파수 변경이 20kHz 부터 140kHz까지로 논의됨에도 불구하고. 당업자는 다른 주파수도 이용될 수 있음을 즉, 상기 주파수가 같거나 더 작아질 수도 있음을 이해할 것이다. 140kHz까지의 주파수 증가는 모듈에서의 필드가 ICNIRP 요구사항을 더 잘 만족시키고, 인버터부터 전송 모듈 또는 패드사이의 전송 거리가 짧을 때 높은 효율이 얻어질 수 있다는 장점이 있다. 첫 번째 변환에서, 전력 공급기(101)은 전력을 3상 유틸리티로부터 가져오고, 도로 아래에 매립된 도선에서 확장된 루프(102) 형태로 전파되는 125A의 출력 전류를 생성한다. 상기 도선은, 병렬 튜닝 커패시터(703)에 의해 700Vrms 이하의 공진 전압으로 조정된 픽업/변압기(702)와 1턴(turn)으로 결합(couple)된다. 상기 픽업 변압기(702)는 21A의 2차 단락 회로 전류를 공급하기 위한 6턴(turn)의 2차측을 갖는다. 상기 전류는 다이오드 정류기(diode rectifier)(704)를 통과하여 DC 인덕터(705)에 20A의 DC 전류를 공급한다. DC 인덕터(705)에서 전류는 4-스위칭 정류자(commutator)/인버터(706)에 의해 스위칭되어 약 19 Arms의 출력 AC 전류를 만든다. 출력 AC 전류는 CLC 필터(707)에 공급된다. 상기 필터는 36옴(ohm)의 특성 임피던스을 가진 임피던스 변환기이고, C2 양단에 140 kHz에 684 V의 AC 출력 전압을 만든다. 상기 전압은 보상 커패시터(C3 및 C4)와 함께 패드 또는 모듈(108 또는109)를 구동한다. 특수한 C4는 패드 또는 모듈 전압을 1000V까지 증가시킨다. 반면 C3는 패드가 그 정격 부하에서 단위 전력 역률을 나타내도록 조정한다. 본 명세서의 여러 곳에서 설명한대로, 패드 또는 모듈(108 또는109)은 도로 위에 있거나 또는 도로 아래에 매립되어, 상기 패드 또는 모듈 위에 있는 차량 밑의 유사한 패드와 유도적으로 결합된다. 이것이 상기 회로에 대한 두 번째 IPT 변환이다.
비정상 조건하에서, C2 양단의 개방 회로가 정류자(commutator)(706)에 단락 회로를 제시한다. 이는 다이오드 정류기(diode rectifier)(704)에 단락 회로를 제시하고 픽업 변압기(702) 및 커패시터 C3에 의해 형성된 공진 회로를 종료시킨다. 그에 따라 어떤 전력도 전력 공급기(101)로부터 견인되지 않는다. 반대로 C2 양단의 단락 회로가 정류자 (706)에 개방 회로를 제시하는 것은, 모든 스위치들을 온(on)으로 바꿈으로써 보호되어야 한다. 상기 스위치들은 통상적으로 장치들 위에 있다. 그래서 상기 회로는 보통 정상 조건에서 시작되고, 이러한 비정상 조건으로 쉽게 스위칭된다.
상기 회로는, 140 kHz IPT 시스템의 전력 패드 또는 모듈을 구동하기 위해서, 20 kHz에서 다이오드 브릿지(704)에 의해 DC로 정류되고 140 kHz에서 정류자(706)에 의해 AC로 다시 반전된 입력을 갖는다. 상기 주파수에서 미터(meter) 당 전압 강하는 매우 커서 도로를 따라 사용하는 것이 비현실적이다. 그러나 여기서 20 kHz는 도로를 따라 사용되고 140 kHz는 상기 임피던스 컨버터(706)부터 상기 패드(108/109)까지의 매우 짧은 연결이다. 이러한 최종단에서의 더 높은 주파수 사용은 효율을 커지는 장점을 가질 수 있다.
이러한 주파수 변경 회로의 더 나은 장점은, 상기 정류기가 무효(reactive) VAR 플로우를 효과적으로 차단하기 때문에, 20kHz에서 작동하는 트랙(102)이, 140 kHz에서 나타나는 어떤 VAR 변동도 보이지 않는다는 것이다. 그 결과로 트랙(102)는 이상적으로 조정될 수 있고, 필요한 곳에 능동 조정(tuning) 소자보다 정적(static) 소자를 사용하여 보상될 수 있다.
전력 전송 및 수신 모듈
도 1b에 도시된 것과 같은 일 실시예에서, 전력 전송 모듈들은 약 0.5m 길이이나, 2m 길이에 750mm 폭 및 40-150mm 두께만큼 커질 수 있다. 상기 모듈들은, 자속(magnetic flux)이 일정 패턴, 즉 차량 면에 대해 세로 또는 가로로 정렬될 수 있도록 사용상 배열될 수 있다. 각 전송 모듈은 구리선 코일 및 몇몇 페라이트(ferrite) 각편들(pieces)을 둘러싼다. 이는 상기 모듈이 도로 위에 위치되어 (도 14에 도시된) 전력 공급기로부터 구동되었을 때, 대부분 도로 위에 있고 모듈 아래에 최소한으로 존재하는 자기 필드를 발생시킬 수 있도록 하며, 도로 아래의 도선 파이프, 케이블 등이 그 안에서 유도된 전압이나 전류를 갖지 않도록 하기 위함이다. 따라서, 125A 피더(feeder) 및 상기 전력 전송 모듈은 서로 전혀 간섭하지 않는다. 도 14에서, 도로를 가로질러, 즉 한 쪽에서 다른 쪽으로 확장된 것처럼 보이는, 상기 모듈에 의해 공급된 자기 필드가 도시된다. 덜 양호한 다른 실시예에서, 전송 모듈에 의해 공급된 상기 필드는 도로를 따라 세로로 확장될 수 있다. 상기 전력 전송 모듈은, 예컨대 콘크리트와 같은 적절한 물질에 둘러싸여 도로 유닛(unit)에 제공될 수 있다. 일 실시예에서, 상기 유닛은 두 개의 개구(aperture)를 포함한다. 각 개구(apertures)는 상기 신장 1차 전도 루프(elongate primary conductive loop)의 일 측을 수신하도록 구성된다. 그리고 상기 수신기 코일 및 코어(103)은 상기 유닛 내에 배열되어 상기 수신기 코일이 전력을 상기 1차 전도 루프로부터 유도적으로 수신하도록 한다. 이러한 방법으로, 도로에서 트랜치(trench)의 측벽에 인접하여 위치하도록 구성된 측벽(side wall)과, 다른 유닛의 끝벽에 대응하여 인접하게 위치할 수 있도록 구성된 끝벽(end wall)을 포함하는 도로 유닛이 제공될 수 있다. 따라서 모듈식(modular) 솔루션이 제공된다.
하나 이상의 실시예에 따른 전력 송신 및 수신 모듈의 일반적 구조는 도 15A 내지 21을 참조하여 더 자세히 설명된다.
이하에 기술되는 전력 전송 모듈은 자속 발생 또는 쇄교(linkage)가 유도 전력 전송의 목적에 맞게 달성되도록 하고, 상기 전력 전송 모듈은 전기 차량 응용을 위한 특별한 장점을 갖는다. 기술된 모듈들은 공통적으로 (필수적이지는 않지만) 분리된 유닛 형태로 제공되어, 필요 시 운반 가능할 수 있다. 그리고 한 패드는 지면 위 또는 아래에 있고 다른 패드는 차량에 있는, 전기 차량 충전과 같은 응용에 사용될 수 있도록, 일반적으로 3차원보다는 2차원에서 더 큰 범위를 갖는다.
도 15의 배치를 참조하면, 더 향상된 성능을 내도록 3개의 누설 자속(leakage flux) 제어 기술이 결합된 모듈이 도시된다. 이에 관하여, 상기 모듈은, 두 개의 분리된 자속 송신기/수신기 영역(11 및 12)를 연결하기 위해 신규한 "자속 파이프(flux pipe)" (일반적으로 참조 기호 10)를 사용한다, 상기 자속 파이프는 자속이 빠져나가지 않는 고 자속이 집중된 신장 영역을 제공한다. 본 실시예에서, 상기 자속 파이프(10)는 자속이 코어 내에 머물도록 끌어들이는 페라이트 코어(14) 및 상기 코어에서 누설되는 자속을 밀어내는 알루미늄 백플레이트(back-plate)(15)를 포함한다; 상기 코어 위에 같은 작용을 하는 별도의 알루미늄 플레이트(16)이 있을 수 있다. 자속은 상기 페라이트에 유인되고, 상기 알루미늄에 의해 제거된다. 전기 회로들에서, 컨덕터들의 전도율(conductivity) -일반적으로 구리는 5.6 x 107 이고 공기는 10^-14- 사이에 큰 차이가 있다. 그러나 페라이트와 공기 간의 투자율(permeability) 차이가 단지 10,000 : 1 이나 그 이하인 자기 필드에서는 이런 상황은 적용되지 않는다. 따라서 공기 중에서 자기 회로 누설 자속은 항상 존재하고, 이는 최상의 결과를 얻기 위해 제어되어야 한다.
상기 코어(14)의 양 단은 송신기/수신기 영역(11 및 12)을 포함한다. 상단 플레이트(16)는 상기 영역(11 및 12)을 덮지 않는다. 그래서 자속은 일반적으로 상기 영역에서 위로 향한다.
플레이트(16)는 백플레이트(15)와 전기적으로 연결될 수 없거나 양자의 조합은 단락 회로를 구성한다. 전자기적으로 상기 코어와 관련된, 픽업과 전기적으로 연결되는 권선이 있다. 그리고 세 번째 자속 제어 기술은 이 권선에 관한 것이다. 환상(toroidal) 권선들은 그 외부에 작거나 매우 작은 누설 자속을 갖는 것으로 잘 알려져 있다. 여기에서 상기 자속 파이프의 총 길이를 커버하는 환상(toroidal) 권선은 너무 큰 인덕턴스를 가질 것이다. 그러나 상기 권선은, 도 16에 도시된 것처럼 자기적으로 직렬이나 전기적으로 병렬인 몇 개의 권선들(17)로 나눠질 수 있다. 실제적으로 자속 파이프의 각 끝단에 또는 끝단을 향해 함께 위치된, 자기적 직렬-전기적 병렬인 2개의 권선들은, 연속적인 권선으로의 좋은 접근이고 어떤 환경에서는 단일 권선보다 더 낳은 결과를 낸다.
실질적으로 상기 코어(14)의 전체 길이를 커버하는 권선 배열의 제공은 상기 코어에서 유출되는 자속이 거의 없음을 의미한다. 예를 들어, 2개의 권선이 전기적으로 병렬(자기적으로는 직렬)로 연결되는 실시예에서, 각 권선에서의 자속 누설은 같아야 하므로 본질적으로 어떤 자속도 코어에서 유출될 수 없다. 따라서, 플레이트(16)은 필수적이지 않다.
도 15의 모듈로부터의 자속 경로(flux path)들은 도 17에 자속 선(20)들로 도시된다. 앞서와 같이 자속 경로들은 근사적으로 반 타원형(semi-elliptical)이다. 그러나 그것들은 알려진 원형(circular) 모듈 배열의 페라이트보다 더 큰 베이스(base)로부터 나오고, 따라서 더 큰 이격을 넘어 작동할 수 있다. 상기 픽업의 중앙에서 상기 자속 경로들은 요구되는 만큼 수평이다. 실제적인 전력 전송 모듈의 실시예가 도 18에 도시되고, 상기 모듈에 대해 측정된 자기 인덕턴스(self inductance) 및 상호 인덕턴스가 도 19에 도시된다. 알려진 원형(circular) 모듈과 도 18의 새로운 모듈의 성능 비교가 도 20에 도시된다. 도 15 및 18의 모듈 설계는 상기 끝단(11 및 12)이 정렬되도록 극성화(polarize)된다. 그러나 그것은 비교적 쉽게 구현된다.
본 명세서에 개시된 새로운 모듈 설계의 유용한 특징은 1차 및 2차 코일의 권선 수(number of turns)가 몇몇 실시예에서 동일하게 유지된다는 점이다. 이 점이 통상적인 IPT 시스템 구조와 근본적으로 다르다. 통상적인 IPT 시스템 구조는 보통 1차측에 1 턴(turn)의 신장 루프를 갖고 2차측에 여러 턴(turn)의 권선을 갖는다. 상기 구조는 2가지 중요한 특징을 갖는다. 1) 1차측 및 2차측(즉 송신기 및 수신기) 모듈 모두의 자기적 구조가 동일하거나 유사하다. 즉 실질적으로 동일하다. 2) 주파수 변경과 관련하여 권선 수를 변화시킴으로써 2차측 출력(즉 수신기 모듈)의 유도 전압 및 비보상 전력이 동작 주파수에 독립적이다.
예를 들어 설명한 일 실시예에서, 상기 비보상 전력(SU) 및 IPT 수신기의 유도 전압(Voc)은 흔히 알려졌고 수학식 1 및 2로 표현된다. 여기서, I1은 1차측 트랙 전류이고, L1은 1차측 트랙 인덕턴스이고, N1 및 N2 는 각각 1차측 및 2차측(즉 송신기 모듈 및 수신기 모듈)의 권선 수이고, 상기 예에서 N1, N2,는 N이다.
이러한 조건에서 수신기 모듈에 대한 정격 비보상 전력(rated uncompensated powe) Su, 상호 결합 전압 VOC 및 송신기 모듈 상의 단자 전압(terminal voltage) V1 은 아래와 같이 주어진다.
Figure pat00004
Figure pat00005
Figure pat00006
Figure pat00007
Figure pat00008
Figure pat00009
Figure pat00010
단락 회로 전류는 M/L에 비례한다는 것과 권선 수에 독립적이라는 점을 유의한다.
Figure pat00011
여기서 k는 1차측 및 2차측(즉 송신기 및 수신기) 사이의 자기 결합 인자(magnetic coupling factor)이다. 앞에서 언급했듯이, 다른 동작 주파수에서도 상기 수신기 유도 전압과 비보상 전력은 동일해야 한다. 이는 또한 상기 단자 전압과 단락 회로 전류 역시 같아야 함을 의미한다. 수학식 1 및 2는 같은 비보상 전력 및 유도 전압과 다른 동작 주파수에 대해 수학식 5 및 6과 같이 각각 다시 쓰여질 수 있다. 여기서Na는 첫 번째 동작 주파수에 대한 권선 수이고, Nb는 두 번째 동작 주파수에 대한 권선 수이고, Ia 및 Ib는 각각의 전류이다.
Figure pat00012
Figure pat00013
수학식 5로부터:
Figure pat00014
수학식 6 및 7을 이용하여:
Figure pat00015
수학식 7 및 8을 이용하여:
Figure pat00016
수학식 5 내지 9는, 1차측 전류(즉 송신기 코일에서의 전류)가 동일하게 유지되고 권선 턴(turn)이 수학식 8에 따라 변화되는 반면, 다른 주파수에 대해서 픽업 비보상 전력 및 Voc 가 같을 것이라는 것을 지시한다. 예를 들어, 38.4 kHz에서 작동하도록 설계된 송신기와 수신기 모두에서 15 턴(turn)을 가진 두 모듈의 배열은, 수신기 VOC와 비보상 전력이 같도록 20 kHz에서 21로 증가된 권선 수를 갖는 것이 필요할 것이다. 다시 말해, 이러한 특징은 동일한 자기적 설계를 갖는 모듈들이 다른 주파수에서 사용될 수 있도록 한다. 그리고, 단지 권선 수의 스케일링(scaling)에 따라 수신기 모듈 출력 특성이 동일하게 유지될 수 있다. 하지만, 수학식 10에서 보이는 바와 같이, 상기 코어 자속은 권선 수 및 전류에 비례한다. 따라서 상기 전류를 일정하게 유지하고 상기 권선 수를 변화시키는 것이 코어 자속과 그에 따른 자속 밀도를 변동시킬 것이다. 수학식 8을 수학식 10으로 치환하면, 코어 내의 자속이 [루트fa/fb]에 비례하여 변하는 것을 볼 수 있는데, 이는 수학식 8과 등가이다. 따라서, 동작 주파수가 하향 스케일되면, 페라이트 포화를 막기위해 상기 페라이트 코어의 단면적이 증가될 필요가 있을 수 있다. 단면적의 증가는 바람직하게는 페라이트 코어의 두께를 중가시킴으로써 이루어질 수 있고, 상기 모듈의 자기 저항(magnetic reluctance) 경로가 거의 동일하게 유지된다.
Figure pat00017
Figure pat00018
여기서 Rm 은 자속 경로의 자기 저항(magnetic reluctance)이다.
상기 코어에 대한 맴돌이 전류(eddy current) 손실(Pe) 및 히스테리시스(hysteresis) 손실(Ph) 식이 수학식 11 및 12에 W/m3 단위로 주어진다. 페라이트 코어의 단면적이 동일하게 유지된다면, 두 다른 주파수에 대한 맴돌이 전류 손실 대 히스테리시스 손실 비율은 수학식 13 및 14에서 주어진다.
Figure pat00019
Figure pat00020
여기서n은 물질에 대한 스타인메츠 계수(Steinmetz coefficient)이고 일반적으로 1.6 ~ 2의 범위에 있다.
Figure pat00021
Figure pat00022
상기의 표현은 동일한 단면적 및 부피에 대한 상기 코어의 히스테리시스 손실은, 주파수와 무관하게 일정하게 고정되지만 상기 코어의 맴돌이 전류 손실은 동작 주파수의 감소에 비례하여 감소한다는 것을 시사한다. 페라이트 코어에서의 전체적인 전력 손실이 그 히스테리시스 손실에 의해 지배되기 때문에, 동작 주파수 스케일링 과정에서, 코어 자속 밀도 외에 충전기 패드의 대부분의 속성이 거의 동일하게 유지될 것이다.
하지만 이전에 논의했듯이, 낮은 주파수에서 동작의 트레이드 오프(trade off)는 [루트fa/fb]에 의한 코어 내 자속 밀도의 증가이다. 따라서, 더 높은 자속 밀도를 수용하기 위해, 상기 자속 밀도를 동일하게 유지하기 위해 상기 페라이트 단면적이 증가되어야 한다. 이러한 증가된 페라이트 부피와 자속 밀도의 유지로서, 페라이트 내의 전력 손실은 아래에 보여지듯이 낮아질 것으로 기대된다. 수학식 11 및 12는 맴돌이 전류 손실 및 히스테리시스 손실을 watt per m3 단위로 표현한다. 따라서, 총 맴돌이 전류 손실 대 히스테리시스 손실은, 각각 수학식 15 및 16에 나타낸 상기 페라이트 부피(A*L)를 고려해야 한다.
Figure pat00023
여기서 L은 충전기 패드 페라이트 코어의 길이이고 일정하게 유지된다.
Figure pat00024
앞서 설명한, 충전기 패드 동작 주파수가 38.4 kHz부터 20 kHz까지 스케일된 예를 참조하면, 페라이트 영역은, 상기 자속 밀도를 유지하기 위해 1.385 V(38.4 kHz/20 kHz)의 인자(factor)로 증가될 필요가 있을 것이다. 따라서 20 kHz에서 동작할 때 상기 충전기 패드의 상기 맴돌이 전류 및 히스테리시스 손실은, 같은 코어 자속 밀도에서 38.4 kHz에서 동작할 때와 비교하여 각각 37.59% 및 72.17% 감소될 것이다.
모듈 성능의 시뮬레이션 예
이제 도 21 내지 도 28을 참조하여, 본 발명에 따른 결합된 전력 전송 모듈들의 시뮬레이션이 가능한 실시예 및 그 용도의 예시를 제공하기 위하여 기술된다. 상기 예시에서 전력 전송 모듈들의 결합된 시스템은 수신기 권선 개방 회로와 함께 시뮬레이션된다. 도 21은 상기 페라이트 코어의 배열을 도시한다. 페라이트 코어는 기본적으로 매우 가까운 피팅(fitting)을 제공하기 위한 페라이트 그라운드의 93 x 28 x 16 mm 블록들이고, 서로 접착된다. 상기 페라이트는, 페라이트와 알루미늄 사이에 8 mm 공간을 가지고 알루미늄 벽으로 둘러싸이고, 알루미늄 백킹 플레이트(backing plate) 위로 5 mm 에 있다. 23A 전류를 가지고 자기적으로 직렬, 전기적으로 병렬로 구동되는 2 코일이 있는 상황에서 구동되는 패드(즉, 전력 공급기와 연결된 패드)에 대한 자속 플롯(flux plot)이 도 22에 도시된다. 상기 환경에서 페라이트 중간을 지나는 자속 밀도는 도 23에 도시된다. 도시되었듯이 상기 “자속 파이프”는 자속을 패드의 한 쪽 끝에서 다른 쪽 끝으로 운반하는 데에 매우 효과적이다. 특히, 도 25내지 26으로부터, 본질적으로 상기 패드들 사이의 영역 너머로 누설 자속이 없음을 볼 수 있다.
결합된 모듈들에 대한 단면이 도 24에 도시되고, 다른 그림들은 상기 시스템의 성능을 설명하기 위해 상기 단면을 따른 측정값들을 이용한다. 패드들 사이의 간격이 100 mm일 때 자속 선(flux line)들이 도 25에 도시되고, 간격이 200 mm 일 때는 도 26에 도시된다. 상기 페라이트 내의 자속 밀도는 도 28에 도시된다. 시뮬레이션들이 나타내듯이, 상기 자속 파이프는 자속을 패드의 한 쪽 끝에서 다른 쪽 끝으로 효율적으로 운반하고, 두 패드 사이의 양호한 자기적 커플링을 제공한다. 결합된 패드들에서의 자속 밀도는 도 28에 도시된다. 구동되는 패드에서의 최대 자속 밀도는 약 0.2 T 이고, 이는 상기 페라이트의 포화보다 문제없이 낮다. 픽업 패드에서의 자속 밀도는 더 낮지만, 픽업이 공진될 때, 대략 송신기 패드와 실질적으로 같아질 만큼 증가할 것이다.
다른 전력 전송 모듈 실시예
상기의 모듈 배열과 같이, 이 실시예에서의 모듈들도, 동일한 설계의 다른 배열을 사용한 원하는 자속 경로를 제공하기 위해서, 높은 투자율(permeability)의 코어를 사용한다. 상기 코어를 통해 자속이 운반된다. 실질적으로 평평한, 즉 평면(flat) 코일들이 상기 자속 코어의 위에 놓인다. 따라서, 상기 코일들을 통과하는 상기 코어를 통하는 직선 경로는 없다. 이상적으로, 2개의 코일이 서로 매우 근접하게 있어야 한다. 완전한 배열이 도 29a 내지 29c에 도시된다. 상기의 도면들을 참조하면, 이러한 배열에서 상기 2개의 코일들(17)은 기본적으로 중심 선(17A)를 따라 접촉한다. 그리고 약간 중첩될 수 있다. 상기 자속 파이프(10)는 코어(14)를 포함하고, 상기 코일들(17)의 끝까지 신장된다. 상기 코일들 또는 권선들(17)은 실질적으로 평평한 평면이다. 그리고 실질적으로 상기 코어(14)의 일 면 위의 같은 평면(즉, 동일 평면상)에 배열된다. 일 실시예에서, 상기 코어(14)는 상기 코일들(17)의 중심선을 따라 제공되고, 각 코일의 중앙에 구멍을 지나 적어도 A로 지시된 위치까지 신장되어야 한다. 상기 코어(14)는 상기 코일(17) 아래에서 B 위치 또는 더 멀리까지 신장될 수 있다. 코일들(17) 안에 구멍들은 폴 영역(pole area)들로 동작한다. 폴 영역(pole area)들은 1차 또는 픽업 모듈을 위한 수신기/송신기(11 및 12)이다. 일 실시예에서, 상기 코어(14)는 스트립(도 29a 내지 29c에 미도시)들 내의 페라이트 바(bar)들로 만들어진다. 그리고 제조를 단순화하기 위해 스트립들 사이의 에어-갭(air-gap)이 허용된다. 이상적인 자속 경로들(20)이 도 29c에 도시되고, 상기 코어(14)의 일 면에만 존재한다. ? 이상적인 상황. 이론상으로 상기 배열(즉, 코일들(17)이 탑재된 면과 마주보는 상기 코어(14)의 일 면)의 뒤쪽 바깥으로 어떤 자속도 없고 그에 따라 알루미늄 스크린(screen)이 필요하지 않다. 하지만, 상기 코어(14)를 포함하는 페라이트 바 내의 오류 및 불완전이 (방지되었어야 할) 작은 누설 자속을 발생시킬 수 있기 때문에, 실제적으로는 몇몇 실시예에서 가벼운 스크린이 사용될 수 있다.
누설 자속이 매우 작기 때문에, 바로 위에서 설명한 배열에 따른 유도 전력 전송 모듈들은 매우 쉽게 사용될 수 있다. 그것들은 성능에 손실 없이 금속 물체에 아주 가까이 놓여질 수 있다. 그리고 연결 도선 등에 의해 크게 영향받지 않는다.
추가적인 실시예에서, 차량에 수평으로 탑재된 수신기 또는 송신기 모듈 내의 상기 코일들의 배열은, 픽업(즉, 수신기)이, 자속 발생기(수평 지향된 송신기 모듈)에 대하여 세로로 지향된(즉, 코어(14)와 평행한 방향을 갖고, 참조 도면에서 X축 방향인) 상기 자속의 첫 번째 방향에 민감하게 만든다. 오정렬(misalignment)에 대한 수신기의 자기 커플링을 향상시키기 위해서, 고정된 송신기에 대하여 실질적으로 수직인 자속의 두 번째 성분에 민감한 “두 번째” 코일이 배치될 수 있다.
도30은, 중앙에 위치한, “수평” 자속에 민감한 코일(22) 및 수직 성분에 민감한 두 번째 코일을 만들기 위해 다른 위상으로 연결된 바깥쪽 2개 코일(17)을 갖는 수신기의 추가적인 실시예를 나타낸다. 이러한 전기적 연결은 도 30에 명확히 도시되지 않는다. 그러나 도 31에 명백하게 도시된다.
도 29a 내지 29c의 수신기를 위한 두 번째 평면 코일(flat coil)(22)이, 도 32a 및 32b에 도시된 상기 필드의 수직 성분에 민감한 적절한 배치로써, 상기 코어 위에 놓여질 수 있다. 본래의 픽업 구조에서와 같이, 이러한 추가적 코일은 상기 코어(14)의 일 면에만 존재하고, 그에 따라 송신기를 향해 지향된 수신기의 일 면 위의 자속 선(flux line) 모두를 이상적으로 유지시킨다.
도 32a 및 32b에 도시된 바와 같이, 수신기 만이 중앙의 직각 코일(quadrature coil)(22)로 변형된다. 이러한 두 번째 코일은 특히 X-방향 (즉, ㅅ수평 길이 방향)에서의 오정렬에 민감하나, Y-방향(코어(14)에 수직 인 수평 횡 방향)에 대해서는 그렇지 않다. 이는 Y-방향의 오정렬에는 민감하지만, 그 구조상 X-방향의 움직임에는 민감하지 않은 본래의 수신기를 보완한다. 두 수신기 코일의 결합된 출력은, 수신기의 민감도를 향상시키고, 수신기가 이상적인 위치에 놓여 필요한 전력을 커플링하도록 한다. 또한 도 32a 및 32b는 코어(14)를 포함하는 이격된 페라이트 로드(rod) 또는 바(bar)(24)의 배치를 나타낸다.
일 예로서, 어떤 형태의 보상없이 도 32a 및 32b에 도시된 바와 같이, 상기 모듈 설계를 사용한 자속 선들이 도 33b 및 33a에 오정렬과 함께 및 오정렬 없이 도시된다. 여기서 상기 송신기 및 수신기들은 수신기에 두 번째 “수직 자속” 코일(즉, 도 32a및 32b의 코일(22))이 추가되는 점 외에는 동일하다. 상기 송신기 및 수신기 모두는 길이 및 406mm 폭을 갖고, 수직으로 200mm 이격되어 있다. 송신 코일내의 전류는 20kHz에서 23 A이다. 특히 상기 자속의 대부분은 상기 송신기와 수신기 사이에 존재한다. 반면 매우 작은 누설 자속이 이 영역 바깥에 존재함이 보여진다. 도 33a에서 이러한 자속 선들은 첫 번째 수신기 코일에 커플링된다. 반면 도 33b에서 상기 자속 선들의 대부분은 두 번째 수신 코일에 커플링되어, 상기 수신기의 출력 전력 능력을 향상시킨다.
도 34 및 35에, 오정렬을 갖는 또는 오정렬을 갖지 않는 수신기 코일들의 출력으로부터 발생된 VA가 도시된다. 상기 수신기가 X 방향으로 (송신기 위의 중앙인, 그 이상적인 위치에 비해) 오정렬 되었을 때, 도 32a 및 32b에 도시된 모듈들의 자기적 시뮬레이션으로부터 수신기 코일들의 총 기여 및 부분 기여 VA가 도 34에 도시된다. 도 34에서 곡선 26은 코일()의 VA 기여를 나타내고, 곡선 28은 코일들(17)의 결합된 VA 기여를 나타내고, 나머지 곡선은 코일들(17 및 22)의 합산 형태를 나타낸다. 지적한 바와 같이, 0 X-옵셋에서 2kW 출력이 필요한 경우에, 필요한 전기적 튜닝이 VA 출력을 약 3.2까지 승압(boost)시킬수 있도록, 두 번째 코일(22)은 실질적으로 출력을 향상시킨다. 140mm X-옵셋에서 코일(22)없을 때 필요한 전기적 승압(boost) (Q)는 17 회 이상(이는 요구되는 튜닝의 민감도 때문에 실제적으로 어렵다)이다. 이에 반해 코일(22)이 있을 때는 약 4.8의 효과적인 승압이 요구되고, 이는 쉽게 달성된다.
코일(22)은 상기 수신기가 X 방향에 0 옵셋을 가지고 위치되었을 때, Y 방향에서 민감할 것이 기대되지 않는다. 이는. 상기 코일(22)로부터의 총 전력에 대한 기여가 없음을 나타내는 도 35에 도시된 자기 시뮬레이션에서 증명된다. 하지만, 코일들(17)의 결합된 출력이 당연히 이 방향으로 민감하기 때문에, 상기의 것들은 요구되지는 않는다. Y 방향의 140mm 옵셋에서, 약 5.5의 전기적 튜닝(Q)을 가지고 2kW 출력이 가능하다.
실제에서, 모듈의 단자에서의 전압이 불안전한 레벨까지 이르지 않을 것을 보장하는 것에 신중해야 한다. 그러므로 몇몇 실시예에서, 모듈 단자들에서 보이는 인덕턴스를 낮추고, 그에 따라 이 단자들에서의 전압을 적절한 한계 (약 300~400V)이내로 제어하기 위해 커패시턴스가 모듈내의 권선들에 직렬로 추가될 수 있다. 이것이 없으면 상기 단자 전압은 수 kV가 될 수 있고, 이는 원하지 않은 값이며 위험할 수도 있다. 상기 커패시턴스는 장치내의 편리한 위치에 상기 권선들과 직렬로 위치할 수 있다. 따라서 몇몇 실시예에서, 하나 이상의 커패시터가 상기 모듈 하우징(housing)내의 단자 점에서 상기 권선들과 직렬로 놓일 수 있다. 그리고, 다른 실시예에서 커패시터들은, 싱글 코일의 내부 전압이 너무 높은 경우에. 권선들을 직렬 커패시턴스르 가지고 적절한 구역으로 분리함으로써, 권선을 따라 분산될 수 있다.
또한, 사용중인 장치 주위에 있을 수 있는 표유(stray) 필드에 대한 실제적인 이슈가 있다. 그러므로, 몇몇 실시예에서, 표유 필드를 흡수하기 위해 강철 또는 다른 흡수재가 부가될 수 있다. 수신기로 전력을 전송하기 위해 바닥 위에 마련된 전력 전송 모듈의 예에서, 상기 바닥과 모듈 베이스의 알루미늄 사이에 강판이 제공될 수 있다. 이러한 방법에서 상기 강철(또는 다른 손실성(lossy) 금속 물질 또는 탄소 섬유)은 주변에 원치않는 자기 필드를 방지하기 위해서 표유 필드를 흡수하여, 상기 장치가 ICNIRP 기준(6.25uT) 내에 들도록 보장한다. 이것은 몇 와트를 흡수하지만 필드들이 설계된 영역 밖으로 방출되지 않도록 보장한다. 본질적으로 상기 알루미늄 플레이트의 크기와 상기 강철 또는 다른 손실성 물질의 치수는 적합하게 조정될 수 있다. 그리고, 여러 개의 모듈이 있는 영역에서는, 하나의 손실성 판이 사용되고, 모듈들은 필요에 따라 그 위에 놓일 수 있다. 유사하게, 유도적으로 전력을 수신하기 위해 차량의 아래에 탑재된 모듈은, 차량 몸체의 강철이 표유 필드를 흡수하기 위해 사용되거나, 또는 ICNIRP 기준을 만족시키기 위해 필요한 만큼 강철이 부가되는 방식으로, 탑재될 수 있다.
또한 자기 차폐가 도로의 안 또는 위에, 또는 차량의 안 또는 위에, 표유 자기 필드를 흡수하여 감소시키기 위해 제공될 수 있다. 또한 차폐는 송신 및/또는 수신 모듈의 주위에 제공될 수 있다. 적절한 차폐는 적절한 금속에 부가된 손실성 자기 페인트 또는 물질을 포함하고, 도로에는 철근을 포함할 수 있다.
도로 구동 전기 차량 시스템의 일 실시예에서, 하나 이상의 전력 송신 모듈들이, 차선 중앙의 슬롯에 놓여지고, 자기 필드의 통과는 허용하지만 그 위로 지나가는 트럭과 버스의 무게 및 충격을 견딜 수 있는 강한 커버로 덮인 도로 유닛에 공급된다. 상기 커버는 상기 유닛 또는 모듈의 주요한 부분일 수 있다는 것이 인정될 수 있다. 상기 커버 또는 유닛은 세라믹 물질 또는 콘크리트일 수 있다.
보통의 동작에서, 차량들은 이러한 전력 송신 모듈의 양 쪽에 걸친다. 그리고 전력은 각 도로 전력 모듈에서 발생된 자기 필드를 이용하여 상기 차량들의 적절한 수신기로 전달된다. 전력 공급기에서 전력 모듈로 가는 모든 전력은, 20 kHz, 125A의 완전 절연된 배전선에 의해 이송된다. 안전성 문제로, 3상 설비는 도로에 사용할 수 없다. 도로에 사용할 수 있는 상기 20 kHz 전력 출력은, 비교적 낮은 장애 전류(fault current)를 갖고, 사람에 대한 전기 충격이 불가능한 주파수에서 있다. 상기 시스템은, 시스템을 안전하게 하는, 수 개의 절연 레벨 및 3개의 격리(isolation) 레벨을 갖는다.
시간 변화 회전 필드(time varying rotating field)를 이용한, 넓은 가로(lateral) 허용오차를 위한 다위상(Multiphase) 구조
도로을 위한, 그리고 고속도로를 따라 운행할 때의 더 넓은 가로 방향 허용 오차(tolerance)를 주기 위한 대안적 실시예에서, 정격이 각각 70 내지100 kW 사이이고, 바람직하게는 정규 간격으로 200m 떨어진 2개 이상의 전력 공급기가 사용될 수 있다. 각 공급기는 상당 50/60 Hz 400/480 V인 3상 공급 설비에 연결되고, 약 100미터에 동력을 공급한다. 여기서 각 공급기는 연속적인 트랙 루프에서 20 kHz 주파수의 125 A 전류를 공급하도록 설계된다. 하지만 이러한 두 번째 실시예에서, 각 전력 공급기의 출력은 (각 정의된 위치에 있는 다른 공급기와) 동기화(synchronized)되고, 출력 전류의 위상이 미리 정의한 분리(separation)를 갖도록 제어된다. 일 실시예에서, 공급기/트랙 및 컨트롤러의 수를 최소화하기 위해 2-위상 시스템만이 요구된다. 그런 다음, 2-위상 시스템은 각 송신선의 전류가 90도 위상차가 갖도록 제어되기를 요구한다. 몇몇 실시예에서 3상 시스템이 바람직하다는 것이 발견된다면, 각 전류의 위상이 120도 분리되도록 제어되는 주파수 및 위상 모두에서 동기화된 출력 전류를 공급받는, 3개의 전력 공급기들 및 3개의 송신 선들이 제공될 것이다.
이전의 실시예에서와 같이, 전력 모듈들(411)은, 도 36에 도시된 것처럼, 각 송신 시스템(102)과 유도적으로 결합된다. 2-위상 시스템(여기서 더 선호되는)의 경우에, 상기 전력 모듈(411)의 상기 코일 및 페라이트 배열(401)은, 동일한 리츠 선(Litz wire)으로 만들어진 N 턴(turn)을 갖는 2 위상 권선 인덕턴스들(403)을 포함한다. 상기 인덕턴스들은 전기적으로 이격되고, 0, +90, +180 및 +270도에 위치된 4개의 도선(wire) 그룹들을 효과적으로 만드는 바이폴라(bipolar) 방식으로 중첩된다. 상기 실시예에서, 설명된 4개의 도선 그룹들은 도로를 가로질러, 즉 한 쪽에서 다른 쪽 방향으로, 가로로 정렬된다. 하지만 다른 실시예에서, 덜 선호되지만, 상기 도선 그룹들은 도로를 따라 세로로, 즉 도로를 따라 이동하는 방향과 평행하게 지향될수 있다. 끝 대 끝으로 놓인 페라이트의 각편(piece)들을 사용하여 만들어진 페라이트 스트립(Ferrite strip)들(402)은, 그 위에 코일들(403)이 놓이는 상기 전력 모듈의 뒷면을 가로질려 놓여진다. 상기 페라이트는, 위에서 도 15 내지 35와 관련하여, 그리고 도 2a 및 2b에 도시한 단위상(single phase) 전력 전송 모듈(109)에 대하여 설명한 것과 유사한 방식으로, 어떤 다른 잠재적 자속 경로를 도로에서 차단하는 반면 도로 위의 자속을 증가시키는 동작을 한다.
모듈 부품(401)내의 각 위상 권선(403)은 그 자신의 제어 회로로부터 구동된다. 상기 제어 회로는 위의 단위상 실시예에서 설명한 바와 같은 적절한 픽업(송신 도선 중 하나와 유도적으로 결합되어 구동되는), 튜닝 및 AC 컨트롤러를 포함한다. 몇몇 실시예에서 상기 모듈(411)은 단순히 별도로 공급된 제어 및 튜닝 요소, 부품(401)을 포함할 수 있다. 또한 대안적인 실시예에서, 부품(401)은 전력 공급기에 직접 연결될 수 있다. 즉 위상 분리된 전력 공급기에 유도적으로 결합되지 않을 수 있다.
도 36에 도시된 실시예의 동작에서, AC 컨트롤러는 동일하게 조정된(tuned) 전압을 각 회로의 병렬 조정된 커패시터(105)를 가로질러 공급한다. 일 실시예에서, 다위상(multiphase) 모듈은 명목상 0.75m 내지 1.5m의 폭 및 0.5m에서 2m 사이의 길이(어떤 응용에서는 5m 길이 구역 또는 더 큰 것이 적절할 수도 있지만)를 갖도록 구성될 수 있다. 또한 이러한 모듈의 깊이는 (단위상 실시예와 관련하여 위에서 설명한) 도로 유닛을 포함하는지 여부에 따라, 40-150mm로 기대된다. 이러한 도로 모듈 또는 유닛은 바람직하게는 도로 중앙을 따라 위치된다. 그러나 어떤 응용에서는 전체 차선을 가로질러 놓일 수 있다.
다위상 바이폴라(bipolar) 전력 패드 구조의 추가적인 실시예들이 도 41 내지 49를 참조하여 설명된다. 일반적인 패드 구조는 도 32a 및 32b에서 설명된 것과 유사함에도 불구하고, 설명의 명확성을 위해 다른 참조 번호가 사용된다.
도 41을 참조하면, 자속(magnetic flux) 패드(pad)의 구조가 도시된다. 편의상 이러한 일반적인 구조를 본 명세서에서는 DDP로 호칭한다. 그리고 도 41 내지 49와 적절하게 연결된 곳에서 일반적으로 DDP로 언급된다.
도 41에 도시된 상기 DDP 패드는, 코어(804)와 자기적으로 관련되고 코어(804)위에 위치한, 실질적으로 동일 평면상의 두 코일들(802, 803)을 일반적으로 포함한다. 도면에서 보이는 대로, 상기 코어(804)는 서로 떨어져 병렬로 배열된, 소정의 길이를 갖는 페라이트(ferrite) 스트립(strip) 또는 바(bar)(805)와 같은 투과성 물질들의 다수로 구성될 수 있다. 상기 패드 구조는 상기 코어 아래에 플레이트(806)를 포함할 수 있다. 그리고 상기 플레이트 아래에 스페이서(807)를 포함할 수 있다. 몇몇 실시예에서 상기 평면 코일(802,803)의 다른 면에 커버(808)가 제공될 수 있다. 상기 패드의 주변에 패딩(padding)(809)이 제공될 수 있다. 보이는 바와 같이 상기 코일들(802, 803)은 폴 영역들(pole area)(810, 811)을 각각 정의한다. 도 41에서 보이는 이러한 DDP 패드 구조는, 차량 충전과 같은 IPT 전력 전송 응용에 적합한 매우 양호한 특성을 보여준다. 상기 코일들(802, 803)은 다른 위상으로(out of phase) 연결되고, 양호하게 커플링된 전기 차량 전력 전송에 적절한 거리에서 수신기(예컨대 실질적으로 같게 자기적 설계된)와의 연결(couple)을 위한 정적 시변 자기장(stationary time varying magnetic field)을 생성하기 위해 싱글 인버터에 의해 구동될 수 있다.
도 42를 보면, 도 41에서의 DDP에 직각 코일(quadrature coil)(812)를 더 포함하는 구조가 도시된다. 이는 도 40 내지 49와 관련된 적절한 곳에서 DDPQ 패드로 호칭된다. 상기 직각 코일은, 적합한 인버터에 의해 동력이 공급되었을 때의 도 41의 DDP 패드와 같은 자속 발생기에 대하여, 도 42에 도시한 구조에 측면 움직임이 있을 때 전력 전송 프로파일을 확장한다. 상기 직각 코일은, 수신기 패드가 차단(intercept)하는 자기장의 “수직(vertical)” 성분으로부터 전력이 추출되도록 한다. 반면 다른 코일들(802, 803)은 상기 차단된 자속의 “수평(horizontal)” 성분으로부터 전력을 추출한다. 따라서, 도 42의 구조는 자속 수신기에 적합하다.
도 43을 보면, 본 명세서에서 바이폴라(bi-polar) 패드 또는 BPP 패드로 호칭되는 또 다른 구조가 도시된다. 상기 BPP 패드는 상기의 도 41 및 42에서 설명한 DDP 패드와 유사한 구조를 갖는다. 상기 BPP 패드는 전기 차량의 충전 및 구동에 적합한 거리에서 2차 수신기와 우수하게 커플링(coupling) 가능하도록 한다.
상기 BPP 패드는, 알루미늄 플레이트(aluminium plate)(807), 유전체 스페이서(dielectric spacer)(806), 4열의 페라이트 바(ferrite bar)(805)를 포함하는 코어(804), 실질적으로 동일 평면상에 있으나, 중첩(overlap)되고, (실제적으로는 리츠 선(Litz wire)을 권선하는 용이성 때문에 더 타원형이지만) 이론적으로 직사각형(rectangular) 형상인, 측면 방향으로 펼쳐진 2개의 평면 코일들(802, 803) 및 유전체 커버(808)로 구성된다. (본 명세서에서 페라이트 바는 페라이트로 호칭된다.) 도 43에 도시된 상기 BPP 및 표 1은 시뮬레이션에서 조사된, 프로토타입(prototype)을 위한 실제적 치수들을 정의한다.
상기 BPP의 자기 구조는 1차측에서 코일들(802, 803) 간에 실질적인 상호 커플링이 없도록 설계된다. 이는 상기 코일들이 어떤 크기(magnitude) 또는 위상(phase)에서도 (존재 시에 코일의 전력 출력에 대항(oppose)하게 되는) 커플링 전압없이 독립적으로 구동되도록 한다.
동작 모드 중 하나에서, BPP 내의 상기 2 코일들은, 알려진 전류 크기 및 위상 차로 동작하는, 분리되었지만 동기화된 2개의 인버터를 사용하여 구동될 수 있다. 상기 코일들이 이론적으로 완전히 자기적으로 디커플(decouple) 되었다면, 2차 수신기로의 전력 전송을 제한하는 1차 인버터들 사이의 전력 전송은 없을 것이다.
한 실시예에서, 상기 2개의 인버터는, 동일한 RMS 크기로 상기 코일들(802, 803) 각각에서 90도 위상차로 동작하는 전류를 생성하기 위하여, 동기화되어 동작한다. 정지 상태의 응용 예에서 이는, 희망하는 동작 주파수에서 공진하도록 조정된 LCL 구조를 가진 2개의 H 브릿지 인버터들일 수 있다. 각 경우의 마지막 L은 부분적으로 패드 인덕턴스를 사용하여 구성되고, 여기에서 1차 인버터는 메인으로부터의 입력 전자를 단순화하기 위하여 공통 DC 버스를 갖는 것이 바람직하다. 코일들(802, 803)에서의 전류 사이에 90도 위상 분리를 가짐으로써, 상기 DDP의 정적인 시변 자기장에 비해 공간 및 시간적으로 변화하는 자기장이 생성된다. 이는 도 47에 도시되며, 좌측 열은 DDP 패드를 나타내고 우측 열은 BPP 패드를 나타낸다. BPP의 필드에서 공간적 변화는, 상기 코일들(802, 803)의 극(pole) 사이에서 반대 방향으로의 슬라이딩(sliding) 움직임처럼 보인다.
만약 송신기의 한 방향에 대한 필드 방출을 줄이고, 동작 중에 연결된 수신기의 자연 옵셋에 기인한 누설(leakage)을 피할 필요가 있다면, 예컨대 ICNIRP 규제를 만족시키기 위하여, 코일내의 전류들 사이의 다른 관련된 위상 및/또는 크기 변화가 필드 성형을 위해 사용될 수 있다는 점이 지적되어야 한다. 따라서 상기 필드는, 예컨대 더 큰 필드 세기가 요구되는 곳 또는 필드 세기가 감소되어야 하는 곳을 탐지할 수 있는, 센서의 출력에 따라 지향되어야 한다. 또한 상기 필드 세기는 시간적으로 변하지만 패드를 가로질러 필드가 필요한 곳에 따라 공간적으로 고정될 수 있다.
더 나은 실시예에서, 상기 코일(802, 803)들이 (DDP 동작에서와 같이) 하나의 인버터에 간단히 연결될 수 있도록 180도 위상차로 동작하는 것이 가능하다. 이런 특별한 단위상(single phase) 동작 모드는, DDP에서 전자 제어 및 정적 시간 변화 필드(stationary time varying field)를 생성하는 전력 변환을 단순화하기 위한 동작의 두 번째로 가능한 모드이다.
비교의 수단으로, 슬라이딩 시변 자기장(sliding time varying magnetic field)을 가진 BPP의 전력 전송 프로파일이, 동일한 전류 및 주파수(수치들은 표 2에 정의됨)에서의 단위상(single phase) 1차 공급으로부터 구동된 DDP 자기(magnetic) 구조의 전력 전송 프로파일에 대응하여 평가된다. 두 시스템들은 동일한 높이와 옵셋(수치들은 표 3에 정의됨)에서 동일한 DDQP 수신기(즉, 자속 수신기로서 사용되는 도 42에서와 같은 직각 코일을 포함하는 DDP 패드)와 연결된 같은 조건 하에서 평가된다.
상기 BPP가 슬라이딩 시변 자기장(sliding time varying magnetic field)으로 명명될 수 있는 것을 생성함을 고려할 때, 코일(802, 803)이 그 위에 위치될 베이스에 사용되는 4개의 페라이트 스트립(805)의 적절한 길이를 결정하는 것이 바람직하다. 알려진 DDP에서, 전력 전송을 향상시키고, 2차 전력 수신기와 최적으로 결합되기 위한 뚜렷한 편면 자속 필드(single sided flux field)가 생성되는 것을 보장하기 위해, 반면 패드의 인덕턴스를 최소화하고 제한 중량을 유지하기 위한 최소한의 페라이트가 사용되도록, 이러한 페라이트 스트립들(805)이 사용된다. 이러한 슬라이딩 필드에서, 상기 필드가 수신기를 향하여 상향으로(upwards) 강제되지 않는 것이 아니라면, 상기 페라이트 스트립들은 권선 코일들 아래로 신장되어야 한다는 것이 보여진다.
이러한 평가에서, 상기 페라이트 스트립들(805)은 용이하게 이용할 수 있는 표준 길이인 93mm의 슬래브(slab)들을 사용하여 구성된다. 각 스트립들은 상기 길이의 배수로서 알맞게 선택된다. 6(558 mm), 8(744 mm) 및 10 (930 mm) 슬래브들로 이루어진 구조가 연구되었다. 공정한 비교가 가능하도록 (10 슬래브 페라이트 구조를 제외하고) 모든 설계에서 BPP의 패드 크기의 외부 치수는 DDP와 동일하다. 그러나 10 피스(piece) 페라이트 구조는 송신기 (또는 발생기) 패드의 전체 길이(x 방향에서)가 표준 길이보다 200 mm(DDP 구조를 포함하는 모든 다른 패드와 비교했을 때) 증가하도록 강제한다. 따라서 10 피스 페라이트 구조는 코일 치수 이상으로 페라이트를 확장한 효과를 고려하기 위해서만 평가에 포함된다. 표 1에서 지시된 것처럼, 1차 코일들 사이에서 발생하는 상호 커플링을 피하기 위해 코일들 사이의 중첩(overlap)이 형성됨에도 불구하고, 세 가지의 모든 BPP 구조에서 두 코일들의 양 끝 사이의 거리는 동일하다.
상기 BPP의 두 1차 코일들(802, 803)이 서로에 대해 임의의 중첩을 가지고 배치될 때, 상기 코일들 사이에 상호 커플링(mutual coupling)이 있을 것이다. 그러나 특정한 중첩(overlap) 대 코일 폭(width) 비율(r0)에서, 이러한 상호 커플링은 거의 0 이다. 각 1차 코일에 존재하는 상호 커플링이 없도록 보장하는 이상적인 필요 중첩(overlap)은 페리이트의 존재로 인해 간단하게 정해질 수 없다. 그러나 이는 한 코일을 고정하고 여기에 고정된 주파수에서 미리 결정된 전류를 인가하여 결정될 수 있다(적절한 3D 시뮬레이터를 통해 또는 적절한 실험적 설정을 통해). 그 후 두 번째 1차 코일에 유도된 개방회로 전압(open circuit voltage)이 측정될 수 있다. 만약 두 번째 코일이 중첩을 변경하기 위해 움직이면, 결합전압(coupled voltage) 에 변화가 있을 것이다. 이것이 최소화(이론적으로 0)될 때, 이상적인 구조가 설정될 수 있다. 도 44에 도시된 것처럼, 최적의 중첩은 코일 아래에 있는 페라이트 스트립의 길이에 의존한다. 6, 8 및 10 피스(piece) 페라이트 패드의 경우, 중첩 비율 r0는 각각 0.53, 0.34 및 0.25로 발견되었다.
유한 요소 솔버 (finite element solver) JMAG Studio™ 버전 10.0이 모든 제안된 자기 구조(magnetic structure)를 시뮬레이션하기 위하여 사용되었다. 상기 시뮬레이터 출력의 타당성은, 베이스에 6 페라이트 슬래브를 포함하는 페라이트 스트립을 사용하여 원형(prototype) BPP를 구성하고, 시뮬레이션과 비교함으로써 확인되었다. 이러한 축소 모형은 BPP에 대한 표 1의 외부 치수를 사용하고, 다만 구조를 단순화하기 위해 각각 10회만 권선된 간소화된 코일을 사용했다. 수신기는 표 3에 기술된 DDQP였다. 도 45에 도시된, 측정과 시뮬레이션 사이의 비교는 우수한 관련성을 보여준다.
여기서 주어진 전력 프로파일은 수신기 개방 회로 전압(VOC) 및 단락 회로 전류(ISC)의 개별 측정을 통해 결정된, 비보상의 총 VA 전력 출력이다. 상기 비보상 VA는 잘 알려진 패드의 전력 성능 측정으로, SU=VOC*ISC로 주어진다. 상기 DDQP 수신기는 2 세트의 코일, (직렬로 가정한) 상기 코일들(802, 803) 및 직각 코일(812)를 포함한다. 이 경우에, 코일 세트들에 대해 개별적으로 비보상 전력이 구해지며, 픽업으로부터 이용가능한 총 비보상 전력은 2개의 코일 세트로 부터의 전력의 합으로서 간단하게 계산되는 총 전력으로서 호칭된다. 이 총 전력은 전력 전송 프로파일 아래에 놓인다.
따라서 각 BPP설계의 전력 전송 프로파일은 3D 시뮬레이션을 사용하여 확실하게 결정될 수 있고, 이는 도 46에 도시된다. 여기서 상기 BPP는 23 Arms를 갖는 20kHz 전류로 여기(exicted)되고, 수신기는 DDQP 이다. 그것들의 상대적 위치를 통제하는 파라미터들은 Cartesian 좌표에서 옵셋 거리(offset distance), 즉 xos (가로), yos (세로) 및 z0S (수직)로 칭해진다. 유전체 커버(8)들이 접하고 서로의 상단에 놓인 두 패드의 배치가 (0,0,0)이다. 수직 옵셋 z0S는 200mm이다.
특히 상기 코일 아래의 상기 페라이트가 확장되었을 때 전력에 현저한 증가가 있고, 상기 페라이트가 적어도 전체 코일(802, 803)(8 페라이트 슬래브가 있는 BPP) 아래로 확장되어야 한다는 것이 명백하다. 페라이트가 그 베이스에 부가된 BPP로부터의 비보상 전력이 급격히 증가하는 이유는 그 자기장의 비-정적(non-stationary) 특성에 있다. 단위상(single phase) 특성에 기인하여 상하로 진동하는 DDP와는 달리, 상기 BPP 패드에 인접한 상기 필드는 표면을 가로지르는 슬라이딩 파(sliding wave)로 잘 설명될 수 있다. 이러한 슬라이딩 특성, 즉 상기 BPP와 상기 단위상 DPP 사이의 근본적인 차이는 자속 밀도가 반 주기 동안의 위상마다 비교되어 있는 도 47에서 명백히 보인다. 도 47에는 1차 공진 전류의 전 사이클(full cycle) 상의 여러 시점에서, DDQP수신기와 결합된 상기 BPP8 및 상기 DDP의 필드 플롯(field plot)이 도시된다. 위에서 아래로 0, 30, 60, 90, 120 및 150도(이때 바이폴라(bipolar)에서 다른 위상이 90도 위상 차로 동작한다.)를 나타낸다. 좌측 열의 플롯은 8 페라이트 슬래브가 있는 BPP 패드에 대한 것이다. 우측 열의 플롯은 DDP 패드에 대한 것이다. 단위상 DDP 패드로부터의 자속은 상하로 진동하고, 상기 패드 위의 중앙 위에 밀집된 강한 자속을 갖는다. 반면 BPP는 더 일정한 자속 패턴을 갖는다. 그러나 이 패턴은 위상 진행에 따라 슬라이딩 파와 같이 패드의 표면 위로 이동한다.
상기 BPP의 슬라이딩 파는 패드의 가장자리에 국지적인 고 자속(high flux)을 유발한다. 반면 DDP 패드는 패드의 중앙에 강한 자속을 유지한다. 6 피스 구조에는 코일의 끝 쪽 아래에 페라이트가 없고, 자속이 유전체 함유 물질(806)(목재)에 의해 충분히 억제되지 않는다. 따라서 그것은 위로 방출되지 않고 패드의 알루미늄 베이스 플레이트(807)에 맴돌이 전류(eddy current)를 유도한다. 도 48에서 같은 위상에 대하여 3개의 구조가 비교된다. 도 48은 0도에 수직 옵셋 DDQP 수신기가 존재하고, 베이스 내에 각 페라이트 스트립를 형성하는 슬래브를 6개, 8개 및 10개 가진 BPP 패드에 대한 필드 플롯을 보여준다. 자속 밀도는 8 및 10 페라이트 구조에 대해서 자속 밀도가 높은 우측 가장자리 주변에서 특히 질적으로 다르게 나타난다. 그러나 6 페라이트 구조에서는 그렇지 않다. 10 페라이트 구조에서, 자속은 더 양호하게 밀집된다. 여기서, 다시말해, 전력 전송을 감소시키는 요인인, 상기 필드의 더 적은 부분이 트랙 패드의 일 면을 감싼다. 상기 필드는 상기 픽업(즉, 수신기)를 향해 원하는 만큼 밀려나지 않을 것이기 때문이다.
도 49에서 각 페리이트 베이스 스트립에 8개의 페라이트 슬래브를 가진 BPP(BPP8)가 DDP와 비교된다. BPP8의 전력 전송 프로파일은 DDP의 프로파일과 비교했을 때, 형상과 최대값에서 매우 명백한 차이를 보인다. 도시된 바와 같이, 상기 BPP8은 DDP의 최대 전력의 약 70%를 산출하고 유사한 전력 프로파일 형상을 갖는다. 그러나 도시된 전력 레벨 및 달성된 커플링은 실제적인 적용에 요구되는 거리에서 예시한 전기 차량에 적절한 수준의 전력을 전달하는데 충분하다. 더 나아가 DDP 전력 프로파일에서 보이는 것처럼 피크 주위에서 전력 변동의 변화율이 두드러지게 나타나지 않는다. 측면 이동을 가진 심한 변동이 없을 경우에 고속도로 전력 응용을 고려할 때, 이러한 한정된 전력 변화율은 유리한 점이 된다.
BPP의 치수
공통 치수
권선 폭(Winding width) 80 mm
페라이트 간격(Ferrite spacing) 32 mm
페라이트 폭(Ferrite width) 28 mm
Y 코일 간격(Y coil spacing) 50 mm
Y 패딩(Y padding) 46 mm
커버 두께(Cover thickness) 6 mm
코일 높이(Coil height) 4 mm
페라이트 높이(Ferrite height) 16 mm
스페이서 두께(Spacer thickness) 6 mm
플레이트 두께(Plate thickness) 4 mm
페라이트의 수에 따른 변동
A: BBP6: 각 페라이트 스트립 형성을 위해 6개의 페라이트 슬래브 사용
(BPP6) 페라이트 길이(Ferrite length) 558 mm
(BBP6) 중첩(Overlap) 156 mm
X 코일 간격(X coil spacing) 10 mm
X 패딩(X padding) 10 mm
B: BBP8: 각 페라이트 스트립 형성을 위해 8개의 페라이트 슬래브 사용
페라이트 길이(Ferrite length) 774 mm
중첩(Overlap) 74 mm
X 코일 간격(X coil spacing) - 83 mm
( - 는 중첩을 나타냄)
X 패딩(X padding) 10 mm
C: BBP10: 각 페라이트 스트립 형성을 위해 10개의 페라이트 슬래브 사용
페라이트 길이(Ferrite length) 930 mm
중첩(Overlap) 39 mm
X 코일 간격(X coil spacing) -174 mm
( - 는 중첩을 나타냄)
X 패딩(X padding) 110 mm
(주의: 추가되는 페라이트를 설치하기 위해 패딩 전체에 걸쳐 200mm 부가)
DDP의 치수
권선 폭(Winding width) 80 mm
내부 권선 폭(Inner Winding width) 120mm
페라이트 간격(Ferrite spacing) 32 mm
페라이트 폭(Ferrite width) 28 mm
Y 코일 간격(Y coil spacing) 10 mm
Y 패딩(Y padding) 46 mm
커버 두께(Cover thickness) 6 mm
코일 높이(Coil height) 4 mm
페라이트 높이(Ferrite height) 16 mm
스페이서 두께(Spacer thickness) 6 mm
플레이트 두께(Plate thickness) 4 mm
페라이트 길이(Ferrite length) 558 mm
X 코일 간격(X coil spacing) 10 mm
X 패딩(X padding) 10 mm
DDQP의 치수
권선 폭(Winding width) 80 mm
내부 권선 폭(Inner Winding width) 120mm
페라이트 간격(Ferrite spacing) 32 mm
페라이트 폭(Ferrite width) 28 mm
Y 코일 간격(Y coil spacing) 10 mm
Y 패딩(Y padding) 46 mm
커버 두께(Cover thickness) 6 mm
코일 높이(Coil height) 4 mm
페라이트 높이(Ferrite height) 16 mm
스페이서 두께(Spacer thickness) 6 mm
플레이트 두께(Plate thickness) 4 mm
페라이트 길이(Ferrite length) 558 mm
X 코일 간격(X coil spacing) 10 mm
X 패딩(X padding) 10 mm
직각 코일 길이(Quadrature coil length) 534 mm
대안적인 그리고 양호한 실시예에서, 20kHz에서 동작하는 싱글 트랙(102)과 커플링된 하나 이상의 고주파 전력 공급기를 사용하는 바이폴라(bipolar) 패드(401) 또는 다른 유사한 다위상(multiphase) 구조가 더 높은 주파수에서 구동될 수 있다. 도 40a는 바이폴라 패드(401)에 대한 하나의 가능한 실시예를 나타낸다. 상기 바이폴라 패드(401)에서, 전력은, 수신기(103)을 사용하여 트랙(102)으로부터 20kHz에서 커플링되고, 커패시터(104 및 105)를 사용하여 조정된다. 이러한 병렬 공진 회로는 DC 인덕터(121) , 다이오드(123) 및 디커플링 스위치(decoupling switch)(122)를 사용하여 커패시터(124) 양단의 전압을 제어하는 정류기에 대한 입력이다. 상기 커패시터(124) 양단의 DC 전압는, 140kHz에서 동작하는 2개의 표준 공진 인버터들(125)을 사용하여 스위칭된다. 상기 인버터들은 각각 140kHz에서 공진하는 LCL 컨버터를 구동한다. 상기 컨버터는 상기 바이폴라 패드 내에 소자들(126, 127, 108) 및 인덕터(403)를 포함한다. 앞서 설명한 바대로, 필요하면 크기 및/또는 위상을 적절하게 변화시킬 수 있음에도 불구하고, 각 인버터들(125)은 바람직하게는, 분리된 바이폴라 패드 권선들 내에 90도 위상 천이를 갖는 전류를 공급하기 위해, 동기화된다만약 상기 바이폴라 패드의 권선들이 직렬로 연결된다면, 전력 커플링에 적합한 단위상(single phase) 시간 변화 필드(time varying field)를 생성하기 위해, 도 40에 도시된 형태의 하나의 인버터를 사용하여 상기처럼 동작할 수 있다. 당업자는, 도 40a에 도시된 토폴로지(topology)의 사용이, 다위상(multiphase) 자속 송신 패드 또는 모듈이, 도로를 따라 하나 이상의 1차 루프(102)를 하는 설치하는 (그리고 전원을 공급하는) 낭비없이 제공될 수 있도록 한다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 상기 토폴로지는 주파수 변동이 받아들여지지 않을 때 조차도 유익하다.
차량 측면
일 실시예에서, (도 37에 도시된 바와 같이) 차량에서 (도로에 걸친 주요 치수, 폭을 갖는) 하나 이상의 타원형 전력 모듈들(504)이 차량의 아래 면에 볼트로 고정되거나 다른 방법으로 부착되고, 단위상 전력 모듈들(111) 또는 다위상 전력 모듈들(411)에 의해 발생된 자기 필드로부터 전력을 유도적으로 픽업(pickup)한다. 상기 모듈(504)은 차량의 필수 부품으로 제공될 수 있다. 다른 실시예에서 상기 모듈(504)은, 차량의 이동 방향, 즉 도로에 세로로 정렬된 방향에서 그 주요 수치가 확장되도록 제공될 수 있다.
전력 수신 모듈(504)에 의해 수신된 전력은, 그 전력 수요가 마스터 전력 컨트롤러(506)에 의해 조절되는 탑재(on-board) 컨트롤러(505)에 의해 처리되고, 차량에 탑재된 배터리들(507)을 높은 충전 상태로 유지하는데 사용된다. 상기 차량의 하나 이상의 전기 모터들은, 차량을 운행하기 위해, 상기 배터리로부터 전력을 가져온다. 상기 차량이 전력 모듈들 위에 걸쳐 있을 때, 배터리(들)은 기본적으로 완전 충전 상태로 쉽게 유지된다. 그러나, 상기 차량은 느린 교통을 피하기 위해 다른 차선으로 갈 수 있다. 또는 유도 전력 도로를 벗어나, 배터리가 필요한 전력을 공급할 수 있는 한 완전히 배터리로만 구동해야 하는 작은 도로로 갈 수 있다. 몇몇 배터리 관리가 필요하지만, 본질적으로 만약 상기 차량이 전력 도로로 돌아올 수 있다면, 상기 차량은 필요한 만큼 그리고 그 배터리가 완전히 재충전될 수 있는 시간 동안 구동될 수 있다.
완전한 시스템의 동작에서, 상기 전력 모듈들은, 특정한 차량 또는 차량 카테고리에 적절한 필드 세기(전력 레벨)에서 차량이 전력 모듈 위에 있을 때에만 자기 필드를 생성하고, 그 외의 시간에서 (도 1 및 2의) 컨트롤러(107)에 의해 또는 그 전력 공급기(101)를 끔(turn off)으로써 정지된다. 그리고 자기 필드는 존재하지 않는다. 예를 들어, as a 차량이 전력 모듈 가까이로 접근함에 따라, 원하는 전력 레벨에서 도로의 모듈 컨트롤러에 켜지도록 알리기 위한, RFID 태그(502) 또는 다른 통신 수단이 이용될 수 있다. 필요한 정보를 수신하고 상기 컨트롤러에 알리기 위하여, 전력 모듈(111)내에 센서(501) 또는 통신 수신기가 추가될 수 있다. 상기 전력 모듈들은, 차량이 지나간 뒤에 또는 일정한 경과 시간 후에, 유사한 RFID 태그 또는 통신 장치(503)를 사용하여 꺼질 것이다.
상기 실시예에서, 각 차량은, 그 아래에 위치한 수신기 모듈의 수 및 각 수신기가 커플링되는 각 도로 전력 모듈로부터의 필드 세기에 비례하여 전력을 픽업한다. 만약, 예를 들어, 송신기 모듈로부터의 필드에 따라 4 내지8kW 사이를 수신할 수 있는 수신기 모듈이 차량 아래에 놓인다면, 2개의 이러한 수신기 모듈을 가진 소형 차량들은 주행 중에 8 내지16kW 사이의 전력을 수신할 수 있다. 그리고 4개의 전력 모듈을 가진 대형 차량들은 주행 중에 16 내지32kW 사이의 전력을 수신할 수 있다 매우 큰 버스들은 60 kW를 넘는 전력을 수신할 수 있다. 시속 55마일(88 km/h)의 속도에서, 일반적인 승합 차의 전력 수요는 약 220 WH/mile 이고, 배터리 충전을 유지하기 위해 12.1 kW의 전력이 필요하다. 이러한 환경에서 2개의 수신기 모듈을 구비한 차량은, 만약 각 도로 전력 모듈로부터 최대 전력이 요구되다면, 운행하고 3.9 kW로 충전할 수 있을 것이다. 결과적으로 차량 배터리의 충전이 도로를 따라 운행하는 것으로 대체될 수 있다. 더 작은 차량들은 평균적으로 더 적은 전력이 필요할 것이고, 그에 따라서 탑재된 배터리를 충전하는데 충분한 커플링을 유지하면서도 송신기 모듈로부터 더 낮은 전력율을 요구할 수 있다. 지적한 대로, 일 실시예에서, 상기 전력 모듈들은 (도로를 따른 방향으로) 약 500mm 길이이고, 4개의 전력 모듈들이 4m 길이 차량 아래에서 32 kW 출력까지 쉽게 맞춰질 수 있도록, 서로 비교적 가까이 위치될 수 있다. 따라서 본 발명은 높은 도로 전력 밀도를 제공할 수 있다. 상기 모듈들(송신 및/또는 수신 모듈) 내의 코일들은, 위에서 언급한 대로, 세로 방향에서 500mm 이상 (또는 그보다는 적게)의 거리로 확장될 수 있다. 상기 모듈들의 가로(폭 치수)는 일반적으로 (최소한 부분적으로) 도로를 이용하는 차량의 폭에 의해 결정된다. 세로 방향을 더 긴 코일들은 커플링을 증가시키는 경향이 있다. 그러나, 세로로 더 짧은 코일 치수는 차량(특히 다른 크기의 차량)에 대한 코일들의 여기(excitation) 면에서 더 유연성이 있음을 의미한다.
일 실시예에서, 차량이 도로를 따라 움직임에 따라, 차량이 가용할 수 있는 전력이 항상 있도록, 그러나 시스템 손실은 최소화 되도록 송신기 전력 모듈들은 그 움직임에 동기를 맞추어 온-오프 스위칭을 유지한다. 상기 설비로부터 배터리 단자로의 송신 효율은 75% 이상이 기대된다. 주의해야 한다. 일 실시예에서, 모든 시스템은 완전히 모듈식이다.- 송신 전력 모듈 및 수신기 전력 모듈 모두 동일하고, 더 큰 시스템은 단지 동일한 것을 더 많이 사용할 뿐이다. 실제로 차량 아래의 상기 수신기 전력 모듈은, 도로에서 다위상 또는 단위상 송신 전력 모듈 어레이(array)로 사용될 수 있다.
어느 시점에서, 특정 전력 공급기(101)는 다수의 운행중인 차량을 가질 수 있다. 정상 동작 하에서 차량들은 보통 충분한 간격(차량들 사이에 2초 간격으로 가정되는, 시속 55 마일(88km/hr)에서 약 50m)를 두고 운행할 것이다. 결과적으로 이러한 정상 동작 동안, 전력 송신 모듈들의 클러스터(cluster)는 각 차량 아래에서 활성화될 것이나, 도로의 100m 구간에 동시에 두 대 이상의 차량이 있지는 않을 것이다. 더 느린 속도에서 교통량의 정도는 더 증가해서, 심각한 교통 정체의 경우, 예컨대 차량이 꼬리를 물고 주차되어 있는 듯한 곳에는, 100m 도로 구간에, 보조 장치를 위한 충전 및 구동을 요청하지만 모터를 구동하기 위한 중요한 요구는 없는 20대 가량의 차량이 있을 수도 있다. 이러한 조건 하에서, 각 차량의 앞쪽에 있는 RFID 태그 또는 유사한 장치들이 단 하나의 전력 모듈만 활성화시킬 것이다. 그리고, 모든 다른 모듈들은 비활성화될 것이다. 왜냐하면 그것들은 차량 뒤에 있는 RFID 태그를 사용하여, 또는 일정한 경과 시간 후에 자동으로 꺼질 것이기 때문이다. 결과적으로 이러한 열악한 교통 정체 상황에서, (전력 모듈이 도로를 따라 0.5m당 1개가 설치된다고 가정했을 때) 도로 구역을 따라서 각 10번째 전력 송신 모듈만이 활성화될 것이고, 전력은 각 차량에 약5kW(탑재된 보조 장치를 구동하고 적절한 충전이 될 만큼 배터리에 의해 요구되는)씩 공급되도록 제어될 수 있다. 트럭/버스와 같은 더 긴 차량들에서, 더 높은 충전율에 필요한 만큼 2개 (또는 그 이상)의 모듈들을 활성화 시킬 수 있는, 하나 이상의 RFID 태그가 사용될 수 있다.
만약 각 공급기에 의해 전력을 공급받는 차량들의 수가 알려진다면, 이용가능한 100 kW의 전력을 가능한 최선의 방법으로 분배하기 위하여, 최적화 프로그램이 운용될 수 있다. 예를 들어, 만약 모두 50 kW를 요구하는 5대의 트럭이 100 m 위에 있다면, 그것들은 모두 충전될 수 없지만, 각 차량의 충전율을 20 kW로 줄이거나 또는 배터리가 적게 충전된 순으로 결정한 어느 두 차량을 완전히 충전함으로써, 부분적으로 충전될 수 있다. 이러한 최적화는 매우 정교하고, 가능한 최선의 방법으로 부하 충전을 혼합하여 IPT 손실이 최소화되도록 한다. 따라서, 일 실시예에서, 상기 컨트롤러(107)는 더 큰 제어 배열(미도시)의 일부분을 형성한다. 예를 들어, 컨트롤러는, 도로 구역상의 차량의 수, 각 차량의 카테고리와 같은 정보를 수신하여, 각 전력 공급기(즉, 각 100m 루프)와 관련될 수 있다. 이후에 상기 컨트롤러는, 컨트롤러들(107)이 가용 전력을 효과적으로 분배하는 방식으로 활성화되도록 지시하는 제어 계획을 구현할 수 있다. 당업자는 상기 컨트롤러 (및/또는 컨트롤러들(107))은 도로의 차량과 필요 전력에 관해 통신하거나, 또는 적어도 차량으로부터 그 정보를 수신할 수 있다는 것을 이해할 것이다. 예를 들어, 상기 컨트롤러는 매우 부족한 배터리 충전 조건을 알리는 차량, 또는 긴급 서비스 차량에 더 많은 전력을 공급할 수 있을 것이다.
차량 전력 제어
차량 측면에서 전력에서는 도 37에 도시된 것처럼 수행되고, AC 컨트롤러(505)를 사용한다. 이러한 컨트롤러의 형태는, 본 명세서에서 앞서 설명된 컨트롤러(107)와 실질적으로 같은 토폴로지(topology) 또는 동작 이론일 수 있다.
일 실시예에서, 수신기 모듈의 구조는 전력 전송 모듈과 관련하여 상기에서 설명한 바와 같다. 도 38A의 2개의 커플링된 권선들(110A 및 110B)은, 전력 공급기의 주파수와 공진된 하나 이상의 커패시터를 사용하여 보상된 출력을 만들기 위해, 바람직하게는 직렬로(그러나 대안적으로 병렬로 연결될 수도 있음) 부가된다. 차량 탑재 배터리를 충전하기 위해 필요한 전력을 공급하도록 제어될 수 있는 적절한 디커플링 컨트롤러가 사용된다. 이 컨트롤러는 미국특허 5,293,308에 기술되어 있고, 그 내용은 본 명세서에 참조로서 포함된다. 몇몇 응용에서 전력 제어를 위해 어떤 디커플링 컨트롤러가 사용되는 것도 가능하지만, 양호한 실시예로서, 회로가 동작 중에 최소한의 스위칭 손실을 갖고, 공진 튜닝 커패시터(602) 양단의 전압이 직접 제어될 수 있도록 하는 목적을 위해 AC 컨트롤러(604)가 사용된다. 컨트롤러(604)는 도 37에 대하여 참조되는 컨트롤러(505)와 등가이다. 따라서 배터리에 대한 전력 제어는 도로의 송신기 모듈과 차량의 수신기 모듈 사이의 상호 커플링(mutual coupling)의 변동에도 불구하고 정확하고 안전하게 조정될 수 있다. 상기 변동은 차선의 중심선에 대한 오정렬에서 초래된다. 상기 오정렬은 운행중의 움직임과, 탑재 무게의 변동, 차량의 높이, 도로 표면의 결함 등에 기인하는 도로 표면과 차량 아래 사이 이격의 변동 때문에 발생한다. 이러한 컨트롤러는 도 38A에 도시된다. 커패시터(601 및 602)는 상기 조정(tune)된 시스템의 출력 전류 및 전압을 설계하기 위해 코일(110A 및 110B)과 함께 사용된다. 스위치(603)는 602 양단의 전압을 변화시키기 위해 컨트롤러(604)에 의해 제어된다. 포화 인덕터(605)는 정상 동작 범위 이상의 과도 서지(transient surges)의 경우에 과전압 보호를 위해 사용된다. 제어된 AC 전압은 606을 사용하여 정류되고, 배터리로의 출력이 되기 전에인덕터(607)를 사용하여 여과(filter)된다. 앞서 설명한 바대로, 상기 배터리 관리 시스템은 배터리 단자에 대한 전류 및 전압에 변동을 요청하기 위해 상기 컨트롤러(604)와 CAN 버스(bus)와 같은 표준 프로토콜을 사용하여 통신할 수 있다. 따라서 상기 차량 전력 컨트롤러는, 차량이 이용할 수 있는 전력, 차량의 순간적인 전력 필요 및 차량에 관련된 배터리의 충전 상태에 따라 차량에 의해 수신된 전력의 양을 제어한다.
두 번째 실시예에서, 차량 모듈에 세 번째 코일이 다른 코일들과 직각(quadrature)으로 추가될 수 있고, 그 구조는 도 15 내지 36을 참조하여 위에서 설명되었다. 이 세 번째 코일의 목적은, 운행 중에 차량 움직임에 대한 추가적인 가로(lateral) 허용 오차를 제공하는 것 또는 알려진 충전 지점에서의 고정적인 정렬을 위한 것이다. 도 38B에 도시된 바와 같이, 상기 직각 코일(101 C)로부터의 전력 출력을 별도로 조절하기 위하여, 분리된 컨트롤러(604)가 사용될 수 있다. 두 회로의 결합은, 도 39A의 수평(horizontal) 필드 코일(101A 및 101B)(파란색) 및 수직(vertical) 필드 코일(101C)(녹색)의 비보상 전력 프로파일(uncompensated power profile)로부터 지시되는 바와 같이, 중심 선으로부터의 움직임에 대한 차량 모듈의 가로(lateral) 허용 오차를 상당히 향상시킨다.
동작 중에, 상기 직각 코일 위의 상기 컨트롤러(604)는 단락 회로(디커플링) 조건으로 유지되고 상기 단락 회로 전류가 전력을 공급할 수 있을 만큼 (미리 정의된 임계치 이상으로) 충분히 높아질때까지 비사용 상태로 남아있는다. 결과적으로, 튜닝된 AC 공진 회로내에서 순환하는 공진 전류 이외로부터 발생할 수 있는 어떤 손실도, 전력이 상기 회로로부터 인출될 수 있을 때까지 본질적으로 제거된다. 수평 코일들(101A 및 101B)이 전력에 아주 작은 기여를 하는 또는 전혀 기여하지 않는 영역에서, 상기 컨트롤러는 상기 회로로부터 디커플링될 수 있고 그에 따라 전력 제어의 효율이 높게 유지되도록 보장할 수 있다. 이러한 전력 제어는 도 39B에 개념적으로 도시된다.
도 38B를 다시 참조하면, 디커플링 스위치를 DC 인덕터(607)의 출력에서 동작시키고, 다이오드를 배터리에 대한 출력에 연결하는 것이 바람직하다. 이러한 동작에서, 만약 차량 패드의 커플 전력이 너무 낮아서 상기 코일로부터의 전력에 효율적으로 커플될 수 없다면, AC 스위치(603)는 수평 또는 수직 자속 수신기에 디커플될 것 만이 요구된다.
차량 측면에서 수신기 모듈의 선택은 도로 구성(configuration)의 선택을 제한하지 않는다. 위에서 설명된 옵션 중 하나가, 도 1에서 설명한 단위상 도로 모듈 또는 도 37에서 설명한 다위상 시스템과 함께 사용될 수 있다. 다위상 도로 모듈 시스템에 대해 수신 코일의 가로(lateral) 허용 오차는 도로 표면 위에 생성된 회전 시변 필드(rotating time varying field)에 의해 개선된다. 하지만, 또한 차량 모듈에 상기 직각 코일(quadrature coil)의 부가는 오정렬이 있을 때의 전력 프로파일을 개선시킬 수 있다. 여기서, 특히 상기 직각 코일 직경이 도로의 위상 코일의 직경과 유사하게 선택되고, 그 결과 이러한 시스템이 오정렬에 독립적인 두 출력이 연속적으로 동작하기에 바람직하게 선택된다면, 수평 및 직각 코일을 구비한 수신기의 결합된 전력 출력은 항상 수평 코일만 구비한 수신기의 출력보다 우수하다. 실제로 최상의 시스템 옵션은 가격, 효율, 복잡도, 중량 등을 포함하는 요인들에 기초하여 선택될 필요가 있을 것이다.
상기에 언급된 것처럼, 컨트롤러(107)를 참조하여 본 명세서에서 앞서 개시된 상기 AC 전력 전송 및 제어 방법은, 또한 DC 출력을 공급하기 위해 사용될 수 있다. 이러한 접근의 동작 및 장점은 이제 도 12 및 13을 참조하여 설명된다. 도 12에 도시된 바와 같이, AC 출력 회로와 같은 특성을 유지하며 DC 출력 전압을 제공하도록, 가장 단순한 브릿지 정류기(bridge rectifier) 및 DC 인덕터가 추가된다. 이러한 환경에서, 상기 브릿지 정류기를 위해 4개의 추가 다이오드들이 필요하다. 많은 응용에서, 이러한 회로는, DC 측에 디커플링 컨트롤러를 구비한 통상적인 IPT 회로에 비해 장점이 거의 없으나, 매우 유익한 하나의 특별한 응용이 있다. 큰 공간(air gap)을 가로지르는 전기 차량들의 충전에서, 설계 목표는 큰 에어 갭을 통해 2kW 이상의 출력 전력을 달성하는 것이 될 수 있다. 그런데, 만일 에어 갭이 상당히 감소되어, 결합 전압(coupled voltage)이 정상 조건들하에서 동작할 때 보다 훨씬 커지게 되면, 문제가 발생한다. 이러한 변화들은 예측되어야 한다. 예를 들어, 자동차는 펑크난 타이어(flat tyre)를 갖거나, 또는 배터리를 충전시키기 위해 플로어 패드(floor pad)(전력 공급기에 연결된 1차 코일 배열)의 위에 수신 패드(픽업 코일 배열)가 주차(park)된 상태로 수리를 받을 수 있다. 여기에서, 유도되는 개방 회로 전압은 정상값 보다 3-4배 더 클 수 있으며, 픽업 코일의 단락 전류 역시 마찬가지로 3-4배 더 클 수 있다. 개시되는 회로에 의해 결합되는 전력은, 전력 흐름을 그 시스템의 전력 공급기에 의해 유지될 수 있는 것으로 제어하기 위해, 각(θ)을 120도에 가까운 값으로 변화시킴으로써 튜닝될 수 있다. 픽업 코일 내의 전류, 튜닝 캐패시터들 양단의 전압, 정류기 및 DC 인덕터 내의 전류는 모두 본질적으로 이들의 정격값(rated value)으로 유지되며, 어떠한 손상(damage)도 야기되지 않는다. 하지만, (미국 특허 5,293,308호에 개시된 것과 같은) 통상의 제어기를 이용하게 되면, 단락 전류는 3-4배 커질 것이며, 이러한 전류는 정류기, DC 인덕터 및 스위치를 통해 흐르게 되어, 이러한 소자들에 상당한 스트레스(stress)를 가할 것이다. 전류를 증가시키기 위해, 이러한 디바이스들의 정격값을 4배로 하는 것은 실용적인 제안이 아닌데, 왜냐하면 회로 내의 DC 인덕터의 물리적인 크기가 크게 증가될 것이기 때문이다.
도 12의 회로는 또한 도 13에서와 같이 다시 그려질 수 있는데, 여기에서 정류기는 스위치들과 함께 작용하며, 다이오드 브리지 대신에, 단지 2개의 추가의 다이오드들 만이 필요하다. 이러한 회로는 MOSFET들에서 반대 방향의 병렬 다이오드들의 이용을 가능하게 하며, 이에 따라 다이오드 총수(diode count)가 최초의 AC 회로와 동일하게 감소될 수 있다. 주목할 사항으로서, MOSFET들 내의 다이오드들은 상당히 큰 공진 전류를 스위칭하는 반면, 나머지 다이오드들은 더 작은 DC 출력 전류를 스위칭하며, 이에 따라 2개의 추가의 다이오드들은 도 5의 개념 회로에서의 다이오드들 보다 훨씬 작다. 또한, 나타낸 바와 같이, 이러한 회로는 DC 출력과 AC 출력을 동시에 가질 수 있지만, 이들은 독립적으로 제어가능하지 않다. 하지만, 이들은 (나타낸 바와 같이) 접지(ground)될 수 있는 레퍼런스를 제공하며, 이에 따라 양 스위치들은 공통의 저전압 전력 공급기로부터 구동될 수 있다.
고정 충전
설명한 시스템은 차량이 도로를 따라 움직일 때에만 전력을 공급하도록 제한되지 않는다. 적절한 전력 모듈은 도로를 따라 놓인, 집이나 공장의 차고 또는 임의의 개방된 주차 위치와 같은, 주차 위치 놓일 수 있다. 이러한 응용에서, 전력 수요에 따라 단상 또는 3상 케이블(main)에 연결된 작은 공진 공급기로 구동되는 하나의 전력 모듈이 필요할 수 있다. 이러한 고정 충전 시스템에는, 도 1의 2중 커플 시스템(double coupled system)이 불필요할 수 있다. 대신에, 직접 전력을 공급하고 지면 위의 하나의 전력 모듈로부터의 필드를 제어하기 위해, 작은 전력 공급기가 사용될 수 있다.
가정용 충전 시스템들에서는 저가의 충전 시스템은 선호된다. 그리고, 도시 주위의 수 천대의 차량들에 대한 잠재적 구축과 함께 2 내지 5kW 사이의 충전 시스템이 에너지 공급자에 의해 선호되고, 설명한 도로 충전 시스템과 결합될 때, 많은 소비자들의 충전 수요를 충족할 것이다.
따라서, 실제로 많은 가정이 고정 차량에 약 2kW를 공급하기 위해 단상 충전 시스템을 활용할 것이고, 차량이 상기 모듈 위에 적합한 정렬로 주차되자마자 충전을 전달하기 위해 사용될 수 있다. 3상을 쓸 수 있는 지역에서는, 5kW 또는 그 이상의 충전소(charging station)가 만들어질 수 있다, 단지 이 정도의 전력 레벨을 공급하도록 설계된 더 큰 전력 공급기 및 지면 기반 전송기 모듈을 사용하여. 전자 장비들 및 수신기 모듈들은 다른 시스템과 호환될 수 있고, 필요보다 더 높은 전력을 가용할 수 있는 곳에서 가격 또는 수요에 기초하여 도로 고정 충전 시스템으로부터의 더 낮은 전력 레벨을 (적절한 통신 수단을 이용하여) 요청할 수 있다. 가용 전력에 독립적으로, 탑재된 전력 컨트롤러는, 배터리가 수용할 수 있는 전력만이 충전을 위해 공급되도록, 전달되는 전력을 조절할 것이다.
버스 정류장, 택시 정류장 및 신호등
도로 기반 시스템은 배터리로 전달되는 에너지를 증가시키기 위해 이상적으로 택시 또는 버스 정류장에 사용될 수 있고 체재 시간(dwell time)을 최소화하도록 보장 할 수 있다. 전력 모듈은 버스 정류장/택시 승차장 전체를 따라 놓일 수 있고 버스 또는 택시 전용 차선에 위치할 수 있다. 버스 및 택시 모두 (가용 정류 공간에 대기하여) 천천히 움직이는 동안 또는 상기의 전력 공급 차선을 따라 정지한 동안에 충전될 수 있다. 설명한 바와 같이, 단지 차량 바로 아래에 있는 도로 상의 전력 모듈만이 필요한 전력 수요에 적절한 전력 레벨로 활성화될 것이다.

Claims (21)

  1. 차량이 주행하는 차량 면(vehicle surface)과 관련된 1차 전도성 경로(primary conductive path); 및
    상기 1차 전도성 경로와 유도적으로 결합된, 상기 차량 면 내부 또는 상기 차량 면 상의 다수의 전력 송신 모듈들을 포함하며,
    상기 전력 송신 모듈들 각각은 상기 1차 전도성 경로로부터 전력을 유도적으로(inductively) 수신하기 위한 제 1 코일과, 그리고 하나 이상의 전기 차량(electric vehicle)이 상기 차량 면에서 상기 전력 송신 모듈로부터 전력을 수신하기에 충분히 상기 전력 송신 모듈에 근접했을 때 상기 하나 이상의 전기 차량에 전력을 유도적으로 공급하도록 된 제 2 코일을 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 차량 면은 도로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 주파수는 상기 제 1 주파수보다 큰 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  4. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 차량이 상기 전력 송신 모듈로부터 유도 전력을 수신하기에 충분히 상기 전력 송신 모듈에 근접했을 때, 상기 각각의 전력 송신 모듈로 하여금 상기 차량에 유도 전력이 선택적으로 가용(available)되게 하도록 하는 컨트롤러가 제공되는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 상기 차량에 가용 전력의 양을 제어하는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 가용 전력은, 전력이 공급될 차량의 전력 수요 카테고리에 기초하여 결정되는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 가용 전력은, 전력이 공급될 차량의 타입(type)에 기초하여 결정되는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  8. 제 5 항에 있어서,
    상기 컨트롤러는, 각 차량에 가용 전력의 양을 차량 면 구역(section) 상의 차량의 수에 따라 제어하는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  9. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 전력 송신 모듈들은, 각각의 전력 송신 모듈에 인접한 상기 1차 전도성 경로의 구역이 실질적으로 보상된 리액턴스(compensated reactance)를 갖도록 튜닝(tuning)되는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  10. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 1차 전도성 경로는 상기 차량 면 내에 또는 이에 인접하여 매설되는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  11. 차량이 주행하는 차량 면(vehicle surface)과 관련된 1차 전도성 경로(primary conductive path)와;
    상기 차량 면의 내부 또는 상기 차량 면 상의 다수의 전력 송신 모듈들과, 상기 전력 송신 모듈들 각각은 상기 1차 전도성 경로로부터 전력을 유도적으로 수신하기 위한 제 1 코일과, 그리고 하나 이상의 전기 차량(electric vehicle)이 상기 차량 면에서 상기 전력 송신 모듈로부터 전력을 수신하기에 충분히 상기 전력 송신 모듈의 영역 내에 근접했을 때 상기 하나 이상의 전기 차량에 전력을 유도적으로 공급하도록 된 제 2 코일을 포함하고; 그리고
    상기 전기 차량이 상기 전력 송신 모듈로부터 유도 전력을 수신하기에 충분히 상기 전력 송신 모듈에 근접했을 때, 상기 각각의 전력 송신 모듈로 하여금 상기 차량에 유도 전력이 선택적으로 가용(available)되게 하도록 하는 컨트롤러를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  12. 차량이 주행하는 차량 면(vehicle surface)과 관련된 1차 전도성 경로(primary conductive path)와;
    상기 차량 면 내부 또는 상기 차량 면 상의 다수의 전력 송신 모듈들과, 상기 전력 송신 모듈들 각각은 상기 1차 전도성 경로로부터 전력을 유도적으로 수신하기 위한 제 1 코일과, 그리고 하나 이상의 전기 차량(electric vehicle)이 상기 차량 면에서 상기 전력 송신 모듈의 영역 내에 있을 때 상기 하나 이상의 전기 차량에 전력을 유도적으로 공급하도록 된 제 2 코일을 포함하고; 그리고
    상기 전기 차량이 상기 전력 송신 모듈로부터 유도 전력을 수신하기에 충분히 상기 전력 송신 모듈에 근접했을 때, 상기 각각의 전력 송신 모듈로 하여금 상기 차량에 가용되는 유도 전력의 량을 변화시키도록 하는 컨트롤러를 포함하는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 컨트롤러는, 상기 차량 면 구역(section) 상의 차량 수에 따라 각 차량에 가용 전력의 양을 제어하는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  14. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서,
    상기 컨트롤러는, 차량 전력 요건에 따라 각 차량에 가용 전력의 양을 제어하는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  15. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서,
    상기 컨트롤러는, 각 차량에 가용 전력의 양을 상기 차량이 속한 차량 카테고리에 의해 제어하는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  16. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서,
    상기 컨트롤러는, 상기 각각의 전력 송신 모듈의 영역 내에서 차량의 존재를 검출했을 때, 상기 각각의 전력 송신 모듈로부터 전력이 가용되게 하는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  17. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서,
    상기 컨트롤러는, 상기 각각의 전력 송신 모듈의 영역 내에서 차량의 존재를 검출한 후, 기 정의된 최대 기간 동안, 상기 각각의 전력 송신 모듈로부터 전력이 가용되게 하는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  18. 제 12 항 또는 제 13 항에 있어서,
    상기 컨트롤러는, 상기 각각의 전력 송신 모듈의 영역 내에서 차량의 부재(absence)를 검출했을 때, 상기 각각의 전력 송신 모듈로부터 전력이 가용되게 하는 것을 중단하는 것을 특징으로 하는 전기 차량 유도 전력 시스템.
  19. 위상 관계를 갖는 전류에 의해 자기 필드를 제공하기 위해 전력을 공급받도록 된 다수의 코일들을 포함하는 것을 특징으로 하는, 제 1 항, 제 11항 또는 제 12 항에 기재된 전기 차량 유도 전력 시스템을 위한 전력 송신 모듈.
  20. 청구항 제 1항, 제11항 또는 제12항에 기재된 전기 차량 유도 전력 시스템을 위한 도로 유닛으로서,
    상면(upper surface);
    상기 상면 아래에 있으며, 전기적 전도성 물질로 이루어지고, 사용 중에 상기 상면 위로 신장되는 자기 필드를 공급하도록 구성된 하나 이상의 코일; 및
    상기 코일에 전력을 공급하기 위해 전력을 수신하는 연결 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 도로 유닛.
  21. 제 20 항에 있어서, 상기 연결 수단은 전력을 유도적으로 수신하는 것을 특징으로 하는 도로 유닛.
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