KR20170053076A - 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 papr을 저감하는 송수신 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 PAPR을 저감하는 송수신 방법 및 장치에 대한 것으로서, 본 발명의 실시 예에 따른 송신 방법은, 입력된 L 개의 데이터 심볼들에 대해 성상 회전을 수행하는 과정과, 상기 성상 회전된 L 개의 데이터 심볼들을 L-포인트 DFT 확산 및 K 개의 심볼들로 순환 확장(circular extension)하는 과정과, 상기 순환 확장된 K 개의 데이터 심볼들에 순환 필터 계수를 곱하는 주파수 영역 윈도잉(FD windowing) 처리를 수행하는 과정과, 상기 처리된 데이터 심볼들을 송신하는 과정을 포함한다.

Description

직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 PAPR을 저감하는 송수신 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS OF TRANSMITTING/RECEIVING FOR REDUCING PEAK TO AVERAGE POWER RATIO IN AN ORTHOGONAL FREQUENCY DIVISION MULTIPLEXING SYSTEM}

본 발명은 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식의 다중 반송파 통신 시스템에서 낮은 첨두 전력 대 평균 전력 비(Peak-to-Average Power Ratio, PAPR)로 데이터를 송수신하는 방법 및 장치에 대한 것이다.

OFDM 방식은 부반송파의 스펙트럼을 중첩시키면서도 부반송파 심볼 간 직교성을 유지할 수 있고, CP(Cyclic Prefix)와 같은 약간의 시간 오버 헤드를 사용하여 다중 경로 페이딩 무선 채널 환경에서도 주파수 영역에서 부반송파 별 다중 안테나 송수신 기법을 적용할 수 있는 전송 기술이다. 상기 OFDM 방식은 다른 다중 반송파 기술과 비교하였을 때, 낮은 복잡도로 주파수 효율을 증대시킬 수 있는 장점이 있어 4 세대 무선 통신 시스템인 LTE(Long Term Evolution) 시스템과 Wi-Fi 시스템 등에서 무선 표준 기술로 널리 활용되고 있다. 또한 상기 OFDM 방식은 다수의 부반송파들을 그룹핑하여 하나의 심볼 내에서 다수의 사용자들에게 낮은 간섭으로 자원을 할당할 수 있어서, OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)라는 다중 접속 방식으로도 활용된다.

다만 상기 OFDM 방식도 다중 반송파 기술에 속하기 때문에 시간 영역에서 서로 다른 위상을 갖는 다수의 부반송파 심볼들의 합으로 구성되어 높은 PAPR 또는 큐빅 메트릭(Cubic Metric : CM) 특성을 갖는다. 따라서 상기 OFDM 방식에서는 전력 증폭기를 효율적으로 사용하는 데 어려움이 있다. 특히 OFDM 기반 상향 링크 전송의 경우, 단말의 전력 증폭기 효율은 배터리 전력 소모에 큰 영향을 미칠 수 있어 3GPP(3rd Generation Partnership Project)의 LTE 시스템에서는 단일 반송파 주파수 분할 다중 접속(Single Carrier Frequency Division Multiple Access : SC-FDMA)이라는 명칭으로 더 잘 알려진 DFT(Discrete Fourier Transform) 기반 확산 전송 기법인, DFT-S-OFDM(DFT-spread OFDM)을 상향 링크 전송 기술로 채택하였다. 상기 DFT-S-OFDM은 OFDMA 방식과 비교하면, PAPR을 상대적으로 2~3dB 낮게 전송할 수 있어서 단말의 전력 증폭기 효율을 보다 높일 수 있다.

그러나 상기 DFT-S-OFDM도 확산기(Spreader)의 사이즈가 OFDM 방식에서 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 사이즈 보다 적은 경우로 상향 링크 자원이 할당되는 경우가 많고 다중 사용자 채널 추정 및 스케줄링 성능 등의 이유로 연속한 부반송파들의 부대역(subband) 단위로 하나의 단말의 신호가 전송된다. LTE 시스템의 상향 링크에서도 이러한 Localized DFT-S-OFDM 송신 구조를 사용하도록 되어 있다. 이 경우 상향 링크 채널 추정을 위한 프리앰블(예를 들면, LTE 시스템의 상향 링크 Demodulation Reference Signal, 이하 UL DM-RS)의 PAPR (2~4dB) 보다 데이터 심볼의 PAPR(6dB 이상)이 여전히 큰 단점이 있다.

한편 2005년 경, 상기 DFT-S-OFDM에 적용되는 sinc pulse 대신 RRC(Root Raised Cosine) 등과 같은 다른 펄스(pulse)를 적용하여 PAPR을 낮출 수 있는 "Frequency Domain Spectral Shaping" 기법이 제안되었다(NTT DoCoMo, NEC, and SHARP, "R1-050702: DFT-spread OFDM with Pulse Shaping Filter in Frequency Domain in Evolved UTRA Uplink," 3GPP TSG RAN WG1, meeting 42, London, UK, Aug. 2005). 본 명세서에서는 상기 "Frequency Domain Spectral Shaping" 기법을 기능적으로 더 명확히 표현하도록 순환 필터 확산 OFDM(Circular Filter Spreading OFDM, 이하 CFS-OFDM)으로 칭하기로 한다.

또한 최근 셀룰라 사물인터넷(Cellular Internet of Things, 이하 CIoT) 단말을 위한 OFDM 기반 무선 네트워크에 대한 연구가 활발히 이루어지고 있는데, 이 경우 저전송률(low data-rate) 단말을 위해 OFDM의 per-tone 레벨까지 상향 링크 자원 할당이 이루어질 수 있다. 이때 좀 더 높은 전송률 지원을 위해서는 멀티 톤(multi-tone) 전송을 해야 하는데, 이 경우 역시 PAPR이 증가되므로 PAPR 저감 전송 기법이 필요하다. 특히 multi-tone 전송으로 인해 증가되는 PAPR은 상당하다. 따라서 PAPR은 전력 증폭(Power Amplifier : PA) 설계 시 back-off 량을 정하는 데 결정적인 영향을 미치므로 이를 single-tone 전송 수준으로 크게 낮출 수 있다면 PA 실장 가격을 절감하거나 PA 효율을 높일 수 있어 배터리 소모 이슈가 큰 단말의 저전력 동작에 큰 도움을 줄 수 있다.

PAPR 은 단말의 구동 power를 결정하는 중요한 척도로 PAPR이 너무 크게 되면 배터리 소모를 빠르게 일으켜 사용자 경험을 낮추게 된다. 상기 CFS-OFDM은 전송률이 상대적으로 덜 중요한 사물 인터넷(IoT)와 같은 기술 분야에서 약간의 자원을 희생하여 PAPR 성능을 끌어 올릴 수 있다. 하지만 기존의 CFS-OFDM에 제안된 RRC 필터는 직교 조건은 만족하지만 PAPR 관점에서 디자인된 최적의 송신 파형은 제공하기는 어렵다.

본 발명은 OFDM 시스템에서 송신 파형을 최적화하여 PAPR을 저감하는 송수신 방법 및 장치를 제공한다.

또한 본 발명은 OFDM 시스템에서 최적화된 회전 성상을 이용하여 PAPR을 저감하는 송수신 방법 및 장치를 제공한다.

또한 본 발명은 OFDM 시스템에서 PAPR을 저감하기 위한 자원 할당 방법 및 장치를 제공한다.

본 발명의 실시 예에 따른 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 PAPR을 저감하는 송신 방법은, 입력된 L 개의 데이터 심볼들에 대해 성상 회전을 수행하는 과정과, 상기 성상 회전된 L 개의 데이터 심볼들을 L-포인트 DFT 확산 및 K 개의 심볼들로 순환 확장(circular extension)하는 과정과, 상기 순환 확장된 K 개의 데이터 심볼들에 순환 필터 계수를 곱하는 주파수 영역 윈도잉(FD windowing) 처리를 수행하는 과정과, 상기 처리된 데이터 심볼들을 송신하는 과정을 포함한다.

또한 본 발명의 실시 예에 따른 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 PAPR을 저감하는 송신 방법은, 입력된 L 개의 데이터 심볼들에 대해 성상 회전을 수행하고, 상기 성상 회전된 L 개의 데이터 심볼들을 L-포인트 DFT 확산 및 K 개의 심볼들로 순환 확장(circular extension)하며, 상기 순환 확장된 K 개의 데이터 심볼들에 순환 필터 계수를 곱하는 주파수 영역 윈도잉(FD windowing) 처리를 수행하는 송신 모듈을 포함한다.

도 1은 DFT-S-OFDM 방식의 송수신 구조를 나타낸 도면,
도 2는 OFDM 시스템의 상향 링크에서 CFS-OFDM, 일반적인 OFDM, DFT-S-OFDM을 각각 적용하였을 때 PAPR 특성을 나타낸 도면,
도 3은 DFS-S-OFDM의 확장 버전인 CFS-OFDM 송수신 구조를 나타낸 도면,
도 4는 CFS-OFDM 송신단에서 순환 필터 확산기 구조의 일 예를 나타낸 도면,
도 5는 CFS-OFDM 수신단에서 순환 필터 역확산기 구조의 일 예를 나타낸 도면,
도 6은 CFS-OFDM 수신단에서 순환 필터 역확산기 구조의 다른 예를 나타낸 도면,
도 7은 CFS-OFDM 송신단의 구조를 나타낸 도면,
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 성상 회전 CFS-OFDM의 송신단의 구조를 나타낸 도면,
도 9는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 성상 회전 CFS-OFDM의 송신단의 구조를 나타낸 도면,
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 성상 회전 CFS-OFDM에서 필터 값과 위상 값을 최적화하는 방법을 나타낸 순서도,
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 성상 회전 CFS-OFDM에서 자원 할당 방법의 일 예를 나타낸 도면,
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 성상 회전 CFS-OFDM에서 PAPR 특성을 나타낸 도면.
도 13 내지 도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 성상 회전 CFS-OFDM에서 PAPR 특성을 나타낸 도면들.

하기에서 본 개시의 실시 예들을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 개시의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다.

먼저 본 발명의 이해를 돕도록 DFT-S-OFDM 방식에서 송수신 구조와 CFS-OFDM 방식에서 송수신 구조를 설명한 후, 본 발명의 실시 예들을 설명하기로 한다.

도 1은 DFT-S-OFDM 방식의 송수신 구조를 나타낸 도면으로서, 도 1은 LTE 시스템의 상향 링크에서 사용되고 있는 SC-FDMA, 즉 DFT-S-OFDM 송수신 구조의 일 예를 나타낸 것이다.

도 1을 참조하면, LTE 시스템의 상향 링크에서 단말은 송신단(110)으로 동작하고, 기지국은 수신단(130)으로 동작한다. 기지국이 단말에게 L개의 연속된 부반송파 자원을 할당해주면, 송신단(110)은 L개의 QAM 데이터 심볼을 L-point DFT에 넣어 확산시킨 후 이를 할당해 준 연속된 부반송파에 대응되는 IFFT index 위치에 매핑하고 나머지 영역은 0을 채워 N-point IFFT를 수행한다. 이후 CP를 가하고 경우에 따라 펄스 성형(pulse shaping)을 가하는 동작 등은 기존 OFDM 전송 구조와 동일하다. 그리고 수신단(130)은 상기 송신단(110)과 역으로 동작한다.

도 2는 OFDM 시스템의 상향 링크에서 CFS-OFDM, 일반적인 OFDM, DFT-S-OFDM을 각각 적용하였을 때 PAPR 특성을 나타낸 도면이다. 도 2의 예는 N=128, 즉 128-IFFT를 사용하는 OFDM 시스템의 상향 링크에서 L=7, 즉 7개의 부반송파들에 7개의 QPSK 데이터 심볼을 전송할 때, CFS-OFDM, 일반적인 OFDM, DFT-S-OFDM의 PAPR 상보 누적 분포 함수(Complementary Cumulative Distribution Function, 이하 CCDF)를 각각 나타낸 것이다. 참조 번호 201은 CFS-OFDM의 CCDF, 203은 일반적인 OFDM의 CCDF, 그리고 205는 DFT-S-OFDM의 CCDF이다.

LTE 시스템에서 UL DM-RS와 같은 채널 추정용 프리앰블(랜덤성이 없는 known signal)의 PAPR은 2~4dB 수준으로 설계되어 있는데, 임의의 데이터 심볼을 송신할 DFT-S-OFDM 심볼의 PAPR은 도 2와 같이 6dB 이상이므로 PA의 동작점을 데이터 송신 쪽 DFT-S-OFDM 심볼의 PAPR에 맞추어 back-off를 크게 해야 한다. 물론 DFT-S-OFDM의 PAPR 특성이 순수 OFDM의 PAPR 특성보다 좋긴 하지만 RS 수준의 PAPR 특성에는 미치지 못한다. 또한 CIoT을 위한 OFDM 시스템은 가능한 적은 에너지를 사용하려 낮은 데이터 전송률을 지원할 수 있도록 해야 하므로 상향 링크의 경우 자원 할당이 부반송파 1개 단위로 이루어질 수 있다. 또한 좀 더 높은 데이터 전송률이 요구되는 CIoT 단말의 경우에는 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨을 올릴 수도 있으나 톤 당 채널 본딩(Per-tone Channel Bonding)을 하여 전송 대역을 증대시킬 필요가 있다. 이 경우도 역시 Multi-tone 전송에 해당되므로 도 2의 DFT-S-OFDM와 같이 높은 PAPR 문제를 야기시킨다. 따라서 OFDM 시스템에서 단말의 PA 효율을 증대시키려면 기존 DFT-S-OFDM보다 더 PAPR 특성이 좋은 OFDM 상향 링크 다중 접속 방식이 필요하다. 특히 CIoT 단말의 경우 배터리 수명을 몇 년 단위로 사용하려면 Low PAPR 특성이 더 강하게 요구된다.

도 3은 DFS-S-OFDM의 확장 버전인 CFS-OFDM 송수신 구조를 나타낸 도면이다.

도 1에서 L개의 심볼을 전송하기 위해 L-point DFT를 사용하는 DFT-S-OFDM 송신단(110)과 달리, 도 3의 CFS-OFDM 송신단(310)에서는 L개의 심볼을 전송하기 위해 확산기(spreader)로서 K-point 순환 필터(Circular Filter)를 사용한다. 여기서 K는 CFS-OFDM 확산 인자(spreading factor)이며, L보다 같거나 큰 자연수이다.(즉 K ≥ L) 상기 CFS-OFDM에서 사용되는 순환 필터 확산기(Circular Filter Spreader)는 다음 <수학식 1>과 같이 정의된다.

<수학식 1>

,

상기 <수학식 1>에서 d₀, d₁,..., d_{L -1}은 하나의 OFDM 심볼 내에서 전송하고자 하는 L개의 복소 데이터 심볼이며, S는 순환 필터 확산(circular filter spreading) 역할을 하는 KxL 사이즈의 행렬이다. p_m은 열 인덱스(column index) n에는 의존하지 않는 실수 또는 복소수이며, 순환 필터 계수라 부른다. 상기 순환 필터 계수를

로 제한을 두어 데이터 심볼 당 전송전력을 정규화할 수 있다. 상기 순환 필터 계수는 필터 값으로 칭해질 수 있다.

한편 상기 DFT-S-OFDM에서 사용되는 L-point DFT 확산기는 다음 <수학식 2>와 같이 정의된다.

<수학식 2>

상기 <수학식 2>에서 Wd는 확산을 위한 DFT 행렬이다. 상기 <수학식 1>과 <수학식 2>를 비교해보면, DFT-S-OFDM은 K=L이고 p_m이

로 일정한 CFS-OFDM의 특수한 경우라 할 수 있다. 또한 상기 CFS-OFDM은 도 4의 송신단 순환 필터 확산기 구조의 예와 같이, DFT-S-OFDM의 DFT 확산기를 재사용하고 순환 필터 계수(p₀, ..., p_k)의 곱셈을 추가한 확장 구조로 구현할 수 있다. K>L인 형태로 구현이 되어 있을 때의 CFS-OFDM에서 DFT-S-OFDM으로의 변환은 p_m =

, (m = 0, 1,..., L-1), p_m = 0 (m = L, L+1,..., K)로 순환 필터 계수의 세팅을 변경하면 된다.

도 3의 CFS-OFDM 수신단(330)은 CFS-OFDM 송신단(310)과 역으로 동작한다. 도 5는 CFS-OFDM 수신단(330)의 K-포인트 순환 필터, 즉 순환 필터 역확산기의 일 구성 예를 나타낸 것이다. CFS-OFDM 수신단(330)에서는 상기 순환 필터 역확산기를 통해 최종적인 복소 심볼 데이터 d₀, d₁,..., d_{L -1}을 출력하고, 이후 복조 과정이 수행된다. CFS-OFDM 송신단(310)에서와 같이, CFS-OFDM 수신단(330)에서도 순환 필터 계수의 세팅을 통해 CFS-OFDM에서 DFT-S-OFDM으로의 변환이 가능하다. 또한 CFS-OFDM 수신단(330)에서 순환 필터 계수 q_m (m = 0, 1,..., K)은 도 6의 예와 같이 CFS-OFDM 송신단(310)에서 순환 필터 행렬(p_m)의 에르미트 행렬(Hermitian matrix)(즉 complex conjugate matrix)가 되도록 설정될 수 있으나(즉 q_m = p_m ^*), 수신 알고리즘에 따라 다른 순환 필터 계수로 변경될 수도 있다.

상기한 도 3의 CFS-OFDM 송수신 구조는 기존 DFT Spreader/De-spreader를 순환 필터 Spreader/De-spreader로 대체하는 형태로 구성되며, CFS-OFDM 송수신 구조에서 이외 다른 구성 요소들은 기존 DFT-S-OFDM 구조의 것들을 그대로 재사용할 수 있다.

한편 OFDM 시스템에서 PAPR 저감을 위해, π/2-BPSK(Binary Phase Shift Keying)나 π/4-QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변조 방식과 CFS-OFDM의 pulse를 RRC 대신 Gaussian, Prolate, Kaiser 등 다른 pulse와 결합하여 전송하는 방식도 고려할 수 있을 것이다. 그러나 이러한 성상 회전(Rotated Constellation)과 CFS-OFDM의 펄스 성형(pulse shape)의 관계성을 정립하여 최적화된 펄스 패턴을 유도하거나 주파수 영역 펄스 샘플(frequency domain pulse sample)의 직교성을 고려한 기술은 아직 제시되어 있지 않다.

그리고 OFDM 시스템에서 단말의 PA 효율을 더 높이려면 임의성(Randomness)을 갖는 데이터 심볼의 PAPR이 상향링크 채널 추정용 Low PAPR 프리앰블(예컨대, LTE UL DM-RS)의 PAPR 수준으로 더 낮출 필요가 있다. 따라서 본 발명의 실시 예에서는 성상 회전(Rotated Constellation)과 CFS-OFDM의 펄스 성형(pulse shaping)을 최적화 하는 방법을 통해 임의성을 갖는 송신 데이터에 의존하지 않고도 해당 데이터를 전송하는 OFDM 송신 심볼의 PAPR을 DFT-S-OFDM보다 월등하게 더 낮출 수 있는 방안을 제안한다.

이를 위해 본 발명의 실시 예에서는 성상(constellation)을 반영하여 PAPR에 직접 연관이 있는 목적 함수를 이용한 최적의 송신 파형 설계 기술과 이를 위한 최적화된 파라미터 값들을 제안한다. 이하 설명될 본 발명의 실시 예에서는 기존 CFS-OFDM에서의 변조 심볼의 위상을 변형하여 추가적으로 PAPR을 감소하려는 변형된 CFS-OFDM 방식(이하 Rotated Constellation CFS-OFDM 방식이라 칭하기로 한다.)과, 상기 Rotated Constellation CFS-OFDM 방식에서 송신 파형 설계를 위한 최적화 방안, 그리고 성상 회전을 위한 최적화 방안을 제안한다. 이러한 최적화 방안을 통해 제공되는 최적화된 파라미터들은 성상 회전에서 locally optimum한 값이며 기존 CFS-OFDM에 비해 추가로 사용하는 자원 양에 비례하여 PAPR 성능이 향상되는 특성을 갖는다.

먼저 본 발명의 설명을 위한 후술할 수학식들에서 사용되는 변수들을 아래 <표 1>과 같이 정의한다. 하기 <표 1>에서 정의되지 않은 변수들은 각 수학식에서 기술된 정의를 따른다.

변수	설명
L	하나의 OFDM 심볼을 통해 송신될 데이터 심볼들의 개수
K	CFS-OFDM 확산 인자(spreading factor)
N	OFDM IDFT 사이즈
	L-point DFT 행렬
	N-point IDFT 행렬
	L by1의 데이터 심볼 벡터
	(S)i,j를 성분으로 갖는 K by L의 순환 필터 행렬(circular filter matrix) 여기서 i는 주파수 인덱스, j는 심볼 인덱스, pi는 순환 필터 벡터의 i 번째 성분
	송신 벡터(transmit vector)
	를 갖는 전체 펄스 성형 행렬(overall pulse shaping matrix)
	순환 필터 벡터(circular filter vector)
	l번째 심볼의 송신 파형 벡터(transmit waveform vector of lth symbol)

본 발명의 실시 예는 CFS-OFDM의 송신 파형을 설계 함에 있어서 데이터 간의 직교성을 유지하면서 PAPR을 낮추는 최적의 순환 필터를 나타내는 순환 필터 벡터

를 도출한다. PAPR을 최소화하는 상기 순환 필터 벡터

는 아래 <수학식 3>와 같이 나타낼 수 있다.

<수학식 3>

상기 <수학식 3>에서 "Pr( )"는 PAPR 저감을 위해 PAPR이 정해진 임계값(y) 보다 높은 확률을 의미한다.

PAPR 저감을 위해, 제약 조건으로 주어지는 데이터 간의 직교성을 유지하도록 하는 순환 필터의 필요 충분 조건은 아래 <수학식 4>와 같다.

<수학식 4>

또한 본 발명의 실시 예에서 K-L 값에 따른 조건은 일 예로 아래 <표 2>와 같이 나타낼 수 있다. 하기 <표 2>에서 p₁, p₂, ..., p_K는 순환 필터를 나타내는 순환 필터 벡터의 성분들이다.

상기 <수학식 4>를 통해, 모든 K와 L에 대해서 순환 필터의 직교 조건을 구할 수 있다. 본 발명의 실시 예에서 PAPR 저감을 위한 최적화 문제는 특별한 언급이 없더라도 직교성을 만족하는 필터들을 고려한 것이다.

도 7은 CFS-OFDM 송신단의 구조를 나타낸 것으로서, 아래 <수학식 5>는 도 7의 송신단을 수식으로 나타낸 것이다. 도 7에 도시된 각 변수의 의미는 상기 <표 1>의 정의와 같으며, Nc는 CP 부가에 따라 부가된 샘플들의 수이다. 그리고 도 7에서 순환 필터링 이후의 동작(subcarrier mapping, IDFT, CP 부가)은 OFDM 시스템에서 공지된 동작과 동일하므로 구체적인 설명은 생략한다.

<수학식 5>

상기 <수학식 5>는 최종 송신 신호의 송신 벡터

을 데이터 심볼 벡터

와 전체 펄스 성형 행렬(overall pulse shaping matrix)

로 나타낼 수 있다. 상기 <수학식 5>에서

은 N-K by L 사이즈의 "0" 행렬이고,

은 L by 1 사이즈의 DFT 행렬의 l 번째 열의 성분이며,

은 element wise 곱의 연산자이다.

이때 PAPR은 아래 <수학식 6>과 같이 나타낼 수 있으며, CFS-OFDM의 구조와 SC-FDMA의 유사성으로부터 그 PAPR은 <수학식 6>의 마지막 라인과 같이 간략히 나타낼 수 있다.

<수학식 6>

결국 PAPR을 결정하는 것은 송신 벡터

의 성분들의 peak 값이므로 다음 <수학식 7>과 같은 최적화 문제로 PAPR을 낮출 수 있다.

<수학식 7>

상기 <수학식 7>에서 상기 최적화 문제는 정확히 점근적인(asymptotic) PAPR, 즉 near 100% percentile PAPR을 최적화 시키는 조건이다. 상기 최적화 문제는 전체 펄스 성형 행렬

와 데이터 d_j를 이용하면 다음 <수학식 8>과 같이 표현 할 수 있다.

<수학식 8>

상기 <수학식 8>에서

는 순환 필터 를 적용한 전체 펄스 성형 행렬

의 (i,j) 성분이고,

는 데이터 심볼 벡터에서 j번째 데이터 심볼이다.

그리고 OFDM 시스템에서 사용하는 변조 방식, 즉 데이터 심볼이 전송되는 성상(constellation)에 따라 최적의 송신 파형은 달라지게 되는데 만약 uniform PSK를 사용하는 경우를 가정하면, 상기 최적화 문제는 아래 <수학식 9>와 같이 나타낼 수 있다.

<수학식 9>

상기 Uniform PSK의 경우 복소 평면(complex plain)의 단위 원(unit circle) 안에서 모든 위상을 데이터 심볼의 전송에 이용하므로 모든

의 위상이 정렬(align)되는 데이터 심볼 벡터가 존재한다. 따라서 그 peak 값은 모든 위상이 정렬된 경우에 모든

의 절대값의 합이 된다. 그리고 그 peak 값을 최소화하는 순환 필터가 최적 순환 필터가 된다. 또한 CFS-OFDM의 구조와 SC-FDMA의 유사성으로부터 최적화 문제를 전체길이 N이 아닌

로 간략화할 수 있다.

본 발명의 실시 예에 따라 성상(constellation)으로 BPSK를 사용하는 경우, 상기 최적화 문제(이하 PAPR 최적화 조건)은 아래 <수학식 10>과 같이 나타낼 수 있다.

<수학식 10>

상기 <수학식 10>에서 l₁, l₂는 BPSK에서 데이터 심볼의 심볼 인덱스이며,

와

의 위상 차이가 항상

이기 때문에 +1, -1의 BPSK 데이터 심볼과 결합하여

의 최대 값을

와 같이 계산할 수 있다. 상기 PAPR 최적화 조건은 BPSK 성상을 사용한 CFS-OFDM의 경우 near 100% percentile PAPR을 최소화하는 최적의 해법이 될 수 있다. 마찬가지로 상기 PAPR 최적화 조건을 IDFT의 전체 길이 N이 아닌

로 간략화할 수 있다.

본 발명의 실시 예에 따라 성상(constellation)으로 QPSK를 사용하는 경우, 상기 PAPR 최적화 조건은 아래 <수학식 10>과 같이 나타낼 수 있다.

<수학식 11>

상기 <수학식 11>에서

와

의 위상 차이는 항상

이므로, QPSK 데이터 심볼이

와 결합하여

의 최대 값을 아래 <수학식 12>, <수학식 13>과 같이 계산할 수 있다.

<수학식 12>

<수학식 13>

상기 PAPR 최적화 조건은 QPSK 성상을 사용한 CFS-OFDM의 경우 near 100% percentile PAPR을 최소화하는 최적의 해법이 될 수 있다. 마찬가지로 상기 PAPR 최적화 조건을 IDFT의 전체 길이 N이 아닌

로 간략화할 수 있다.

또한 당업자라면, 상기한 본 발명의 실시 예를 확장하여 다양한 성성(예를 들어, 16-QAM, 64-QAM 등)에 따라 최적의 순환 필터를 찾는 최적화 조건을 용이하게 도출할 수 있을 것이다.

도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 성상 회전 CFS-OFDM의 송신단의 구조를 나타낸 도면이다. 도 8의 성상 회전 CFS-OFDM의 송신단은 순환 필터(801), 부반송파 매핑기(803), IDFT 기(805), CP 부가기(807)를 포함한다. 상기 부반송파 매핑기(803), IDFT 기(805), CP 부가기(807)는 공지된 구성을 이용할 수 있다.

도 8에서 상기 순환 필터(801)는 입력된 L 개의 데이터 심볼에 대해 성상 회전을 수행하고, 상기 성상 회전된 L 개의 데이터 심볼들을 L-포인트 DFT 확산 및 K 개의 심볼들로 순환 확장(circular extension)하고, 상기 순환 확장된 K 개의 데이터 심볼들에 순환 필터 계수를 곱하는 주파수 영역 윈도잉(FD windowing)을 수행한다. 여기서 상기 K는 상기 L 보다 크거나 같은 자연수이다. 다른 실시 예로 상기 순환 필터(801)는 LTE 시스템에서와 같이 L-포인트 DFT 확산과 FD 윈도윙을 수행하지 않고, K by L 행렬을 이용한 확산 동작을 수행하는 확산기로 구현될 수 있다. 이 경우 상기 성상 회전된 L 개의 데이터 심볼들은 상기 K by L 행렬을 통해 확산되어 K 개의 데이터 심볼들로 출력된다. 여기서 상기 K는 상기 L 보다 크거나 같은 자연수이다. 또 다른 실시 예로 상기 순환 필터(801)가 입력된 L 개의 데이터 심볼에 대해 상기 성상 회전을 포함한 확산 동작을 수행하도록 K by L 행렬의 확산기로 구현될 수 있다. 상기 순환 필터(801)가 하나의 확산기로 구현된 경우, 하기 <수학식 14>와 같이 표현될 수 있다. 이 경우 상기 성상 회전의 효과는 쉬프트 인덱스(shiftindex)를 통해 제공될 수 있다.

그리고 도 8에서 상기 부반송파 매핑기(803)는 상기 K 개의 데이터 심볼들을 N 개의 부반송파들에 대응하는 IDFT 인덱스 위치에 맵핑하고, 상기 IDFT 기(805)는 상기 맵핑된 데이터 심볼들을 주파수 영역에서 시간 영역으로 변환하는 IDFT를 수행하고, 상기 CP 부가기(807)는 상기 IDFT 처리된 데이터 심볼들에 CP를 부가하여 OFDM 심볼로 출력한다.

한편 상기 순환 필터(801)에서 수행되는 성상 회전은, 다음 <수학식 14>와 같이 쉬프트 인덱스(shiftindex)를 이용하여 수행될 수 있다. 상기 성상 회전은 데이터 심볼들의 성상을 회전하는 효과를 줄 수 있다. <수학식 14>는 K by L의 순환 필터 행렬(circular filter matrix)에서 성분 (S)_i,j를 나타낸 것이다.

<수학식 14>

도 9는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 성상 회전 CFS-OFDM의 송신단의 구조를 나타낸 도면이다. 도 9의 성상 회전 CFS-OFDM의 송신단은 성상 회전기(901), 순환 필터(903), 부반송파 매핑기(905), IDFT 기(907), CP 부가기(909)를 포함한다. 상기 부반송파 매핑기(903), IDFT 기(907), CP 부가기(909)는 도 8의 실시 예와 같이 공지된 구성을 이용할 수 있다.

도 8의 실시 예에서는 순환 필터(801)가 성상 회전의 기능까지 수행하도록 구성된 것이며, 도 9의 실시 예는 성상 회전을 수행하는 성상 회전기(901)를 순환 필터(903)와 구분된 블록으로 구성한 것이다. 도 8의 실시 예와 도 9의 실시 예에서 송신단은 서도 다른 구성 예를 나타낸 것이지만, 이는 구현 상 차이일 뿐, 두 실시 예에 따른 송신단에서 출력은 동일하다. 상기 순환 필터(903)는 성상 회전된 L 개의 데이터 심볼들을 L-포인트 DFT 확산하고, K 개의 심볼들로 순환 확장(circular extension)한 후, 순환 확장된 K 개의 데이터 심볼들에 순환 필터 계수를 곱하는 주파수 영역 윈도잉(FD windowing)을 수행한다.

그리고 도 8 및 도 9의 송신단에 대응되는 수신단은 송신단의 역으로 동작하므로 구체적인 설명은 생략하기로 한다.

한편 도 7에서 설명한 CFS-OFDM의 송신 파형의 최적화 문제에서는 주어진 성상에 대하여 순환 필터

를 설계하였다면, 본 발명의 실시 예에 따른 성상 회전 CFS-OFDM에서는 주어진 성상에 대해 순환 필터

(즉 필터 값)와 성상 회전 값

(즉 위상 값)를 함께 최적화하는 문제를 고려한다. BPSK를 성상으로 사용하면서 성상 회전 CFS-OFDM을 사용하는 경우의 송신 파형의 최적화 문제는 아래 <수학식 15>와 같다.

<수학식 15>

상기 <수학식 15>는 상기 <수학식 3>과 거의 유사하지만

와

를 함께 최적화하는 문제를 고려한 것이다. 상기

와

를 함께 최적화하는 이중 최적화는 반복을 통해 최적의

와

값들을 찾도록 수행된다. BPSK를 성상으로 사용하는 경우, 상기 최적의

와

값들을 찾는 동작은 아래 <수학식 16> 및 도 10과 같이 수행될 수 있다.

<수학식 16>

상기 <수학식 16>은 간략히 한 번의 반복을 수행한 경우의 예를 나타낸 것이고, 상기 최적의

와

값들이 찾아질 때까지 도 10과 같이 반복 동작이 수행될 수 있다.

도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 성상 회전 CFS-OFDM에서 필터 값과 위상 값을 최적화하는 방법을 나타낸 순서도이다.

도 10을 참조하면, 1001 단계에서 위상 값의 초기 값이 θ₀라고 하면, 1003 단계에서 n 번째 반복에 의한 위상 값 θ_n를 이용하여 필터 값 P_{n + 1}을 최적화 한다. 상기 n 번째 반복에 의한 위상 값 θ_n는 초기 동작 시 상기 1001 단계에서 위상 값의 초기 값인 θ₀을 이용한다. 그리고 상기 필터 값 P_{n +1}의 최적화는 상기 <수학식 16>을 이용하여 수행된다. 이후 1005 단계에서는 상기 1003 단계에서 얻어진 필터 값 P_{n +1}을 이용하여 위상 값 θ_{n +1}을 최적화한다. 상기 위상 값 θ_{n +1}의 최적화는 마찬가지로 상기 <수학식 16>을 이용하여 수행된다. 상기 1003 단계 및 1005 단계에서 상기 필터 값과 상기 위상 값의 최적화 동작은 1007 단계에서 θ_n과 θ_{n +1} 간의 차가 정해진 임계 값 보다 작아질 때까지 수행된다. 상기 1007 단계에서 위상 값 θ_n과 θ_n+1 간의 차가 정해진 임계 값 보다 작아진 경우, P_{n +1}과 θ_{n +1}을 각각 최종 최적화된 필터 값과 위상 값으로 이용한다. 상기와 같이 최적화된 필터 값과 위상 값은 적어도 locally 최적 값으로 수렴한 값이다.

만약 BPSK 변조를 사용하고, 하나의 OFDM 심볼을 통해 송신될 데이터 심볼들의 개수 L이 짝수(even)인 경우, 위상 값은

와 같이 최적화되며, 상기 성상 회전은 도 8의 실시 예에서 설명한 것처럼 K by L의 순환 필터 행렬(circular filter matrix)에서 성분 (S)_i,j에 대해 <수학식 17>과 같이 BPSK에서 최적화된 쉬프트 인덱스(shiftindex)를 적용하여 수행될 수 있다.

<수학식 17>

또한 상기 도 9의 실시 예와 같이 순환 필터(903)의 전단에서 성상 회전을 수행하는 경우, 이를 위한 성상 회전기(901)는 상기 성상으로 BPSK를 사용하는 경우, L by1의 데이터 심볼 벡터

에 대해 <수학식 18>과 같이, 성상 회전을 적용한다. 여기서 위상 값(θ)는 BPSK에서 최적화된 위상 값

를 이용한다.

한편 다른 실시 예로 하기 <수학식 18>과 같이 표현된 성상 회전에서 벡터

를 대각 행렬(Diagonal Matrix)로 구성한 경우, 상기 대각 행렬은 도 8의 실시 예에서 상기 순환 필터(801)의 확산기를 구현하는 행렬과 결합되어 상기 <수학식 14>와 같이 표현될 수 있다.

<수학식 18>

만약 QPSK 변조를 사용하고, 하나의 OFDM 심볼을 통해 송신될 데이터 심볼들의 개수 L이 짝수(even)인 경우, 위상 값은

와 같이 최적화되며, 상기 성상 회전은 도 8의 실시 예에서 설명한 것처럼 K by L의 순환 필터 행렬(circular filter matrix)에서 성분 (S)_i,j에 대해 <수학식 19>와 같이 QPSK에서 최적화된 쉬프트 인덱스(shiftindex)를 적용하여 수행될 수 있다.

<수학식 19>

또한 상기 도 9의 실시 예와 같이 순환 필터(903)의 전단에서 성상 회전을 수행하는 경우, 이를 위한 성상 회전기(901)는 상기 성상으로 QPSK를 사용하는 경우, L by1의 데이터 심볼 벡터

에 대해 상기 <수학식 18>과 같이, 성상 회전을 적용한다. 여기서 위상 값(θ)는 QPSK에서 최적화된 위상 값

를 이용한다.

본 실시 예에서 상기와 같이 최적화된 위상 값은 K 값과, L 값에 따라 기존 CFS-OFDM 대비 rotated constellation CFS-OFDM의 PAPR 성능 이득이 달라진다. BPSK에서는

인 경우에 성능 이득이 작고, 그 차이가 클수록 성능 이득이 커진다. 예를 들어 K=32 인 경우 L이 20, 21 인 경우에 성능 이득이 작아진다. QPSK 에서는

인 경우에 성능 이득이 작고, 그 차이가 클수록 성능 이득이 커진다. 예를 들어 K=32 인 경우 L이 24,25 인 경우에 성능 이득이 작다.

한편 Shifted CFS-OFDM 에서 쉬프트 인덱스(shiftindex)를 추가하는 방법은 DFT-S OFDM에도 적용할 수 있으며 최적값은 L 값이 짝수일 때의 Rotated Constellation CFS-OFDM의 최적값과 같다. 따라서 이 경우에도 BPSK 에서는

, QPSK에서는

값을 최적의 위상 값으로 사용할 수 있다.

이하 DFS-S OFDM 신호 모델을 적용한 최적화 문제(즉 PAPR 최적화 조건)의 해법을 설명하기로 한다.

DFT-S OFDM의 신호 모델은 아래 <수학식 20>가 같이 나타낼 수 있다.

상기 DFT-S OFDM의 신호 모델에서 BPSK의 경우, 상기한 PAPR 최적화 조건은 아래 <수학식 21>과 같이 나타낼 수 있다.

<수학식 21>

그리고 상기 DFT-S OFDM의 신호 모델에서 QPSK 의 경우, 상기한 PAPR 최적화 조건은 아래 <수학식 22>와 같이 나타낼 수 있다.

<수학식 22>

CFS-OFDM 송신 파형 및 Rotated Constellation CFS-OFDM 송신 파형의 최적화 방법은 K, L, 성상 차수(constellation order)(즉 변조 차수)에 대해 적용 가능하며 활용 분야에 따라 적합한 PAPR 성능 수준을 갖는 송신 파형을 설계할 수 있다.

이하 본 발명의 실시 예에 따라 Rotated Constellation CFS-OFDM의 송신단과 수신단 사이의 정보 구성 및 정보 전달 방법에 대해 상향 링크의 예를 들어 설명하기로 한다.

단말의 Rotated Constellation CFS-OFDM 송신을 위해서는 기지국이 단말에게 자원 할당 관련 정보를 알려줄 필요가 있다. 여기에는 (K, L, {pm}, θ)의 조합 값이 포함된다. 즉, 할당될 부반송파 수 K와 한 CFS-OFDM 심볼을 구성할 데이터 심볼 개수 L, 그에 대응되는 순환 필터 계수, 최적화된 위상 값이다. K는 per-tone 접속을 허용하는 OFDMA에서 채널 본딩 인자(channel bonding factor)로 활용될 수 있다. 상기 (K, L, {pm}, θ)의 조합이라 함은 주어진 K에 서로 다른 L, {pm}, θ값이 할당될 수 있음을 의미한다. 예를 들어 K=12로 12개 부반송파 자원을 할당해주고 L=8 또는 L=10이 될 수 있으며, 이때 PAPR이 최적화되는 필터 계수와 위상 값은 서로 다를 수 있다는 뜻이다. 물론 단말의 정보 저장 공간(즉 메모리)을 고려한다면 PAPR이 최적화되는 필터 계수와 위상 값은 최적화된 값 하나로 대응시킬 수 있다. 또한 상기 (K, L, {pm}, θ) 값 자체를 기지국이 단말에게 알려줄 수 도 있겠지만 구현 복잡도를 고려하여 granularity를 주어 유한 개의 최적화된 (K, L, {pm}, θ) 세트를 기지국과 사용자 단말 사이에 약속해두고(즉 테이블 정보로 미리 구비하고) 해당 index 만 하향링크 제어 채널 등에 정보화하여 단말에게 알려줄 수 있다. 이러한 테이블 정보는 기존 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨과 통합되어 관리될 수 있다.

셀룰러 IoT의 경우, 커버리지에 따라 단말의 클래스를 구별하고 각 클래스별 MCS 레벨을 정의할 수 있는데, 이때 상기 (K, L, {p_m}, θ)값과 MCS 레벨이 통합되어 하나의 정보 전달 단위를 구성하고 이를 인덱스 정보로 맵핑하여 운용할 수 있다. 즉, 기지국이 단말에게 스케줄링할 때, 상기 인덱스 정보를 하향링크 제어 채널 등으로 전송하면, 단말이 상기 인덱스 정보를 읽고 Rotated Constellation CFS-OFDM 신호를 생성하여 전송하며, 기지국은 상기 인덱스 정보를 바탕으로 역 과정을 통해 수신한 신호를 복조 할 수 있다.

또한 상향 링크 자원 할당도 K와 L 값의 2가지 기준으로 할당될 수 있다. 즉, Intra-Cell 직교성을 유지하려 한다면 K(>L)값을 기준으로 할당할 수 있고, 직교성을 완화하여 L 값을 기준으로 할당하여 가용 자원을 늘리는 대신 기지국의 다중 사용자 수신 기법을 이용할 수 있다. 이 경우 기존에 DFT-S-OFDM에서도 필요했던 IFFT 자원 매핑 위치 정보도 필요하다. IFFT 자원 위치는 per-tone OFDMA의 경우에는 부반송파별로 부채널 번호를 부여하여 기준 번호와 K 값을 받게 되면 순환 필터를 통해 확산된 심볼을 매핑할 정확한 위치를 알 수 있다. 보통은 순환 필터 확산 후 첫 심볼을 매핑할 시작 부반송파의 부채널 번호가 될 것이지만 다른 번호를 기준 번호로도 설정할 수도 있다. LTE 상향 링크와 같이 연속된 복수 개(예를 들어 12개)의 부반송파들을 하나의 자원 블록(RB)으로 정의하고 RB의 인덱스로 IFFT 매핑 정보를 알려줄 수 있다. 이때 할당된 RB의 개수에 대응되는 CFS-OFDM의 인자는 K 또는 L이 될 수 있다.

일반적으로 직교성을 유지하는 다중 접속을 운용한다면 (할당된 RB의 개수) x (RB 당 부반송파 수) = K와 같다. 그러나 비직교 다중 접속을 허용한다면 (할당된 RB의 개수) x (RB 당 부반송파 수)= L이 될 수 있다. 즉 (K-L) 개의 부반송파 자원은 도 11과 같이 이웃한 자원을 할당 받은 단말들끼리 중첩될 수 있다. 이때 DM-RS와 같이 채널 추정용 프리앰블은 단말들 간 간섭이 없도록 K가 아닌 L로 세팅 후(즉, LTE 상향 링크와 동일) 전송하고, (K-L) 자원 영역, 즉 이웃한 단말들의 자원들이 중첩되는 영역의 채널 추정은 각 단말의 DM-RS로 채널 추정한 값을 외삽(extrapolation)하여 추정한 값을 사용하여 각 단말의 채널 등화에 적용할 수 있다.

도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 성상 회전 CFS-OFDM에서 자원 할당 방법의 일 예를 나타낸 도면으로서, 도 11의 예는 1 RB, K=14, L=12로 할당된 경우의 3 개의 단말들에 대한 자원 할당(여기서 L = RB Size)을 나타낸 것이다.

도 11의 자원 일부 중첩 허용을 per-tone OFDMA로 확장한다면, 어떤 단말이 Channel bonding factor K 만큼 자원을 할당 받았다 하더라도 채널 추정용 프리앰블을 싣는 위치는 부대역 내부 L개의 부반송파 영역으로 한정하여 전송할 수 있다. 예를 들어, K=5, L=3으로 자원을 할당 받은 단말은 채널 추정 프리앰블을 실어야 하는 OFDM 심볼에서는 5개의 연속된 부반송파 중 가운데 3개의 연속된 부반송파에만 프리앰블을 실어 전송할 수 있다. 이는 간섭을 일부 허용하더라도 스펙트럼 사용률을 높이기 위해 자원들은 5 개를 사용하되 채널 추정은 5 개의 자원들 중 가운데 3개의 자원들을 이용하여 수행한다라는 공격적 동작 모드 (aggressive operation mode) 또는 비직교 동작 모드 (non-orthogonal operation mode)라 할 수 있고, 반대로 5개의 부반송파 모두에 프리앰블을 싣고 단말간 자원 중첩을 허용하지 않는다면 이는 보수적 동작 모드(conservative operation mode) 또는 직교 동작 모드 (orthogonal operation mode)라 할 수 있을 것이다.

한편 기지국은 단말들에 대한 스케줄링 시, L에 비해 K값이 커지면 대역폭(access BW)이 늘어나 동일 전송 전력 대비 잡음(noise) 전력이 증가할 수 있으므로, 이를 고려하여 CFS-OFDM 수신 SINR을 환산한 후, (K, L, p_m, θ) 세트 선택 및 자원 할당 위치 선택 기준으로 활용할 수 있다. 또한 상기와 같이 특정 세팅으로 추가 자원 소모가 필요없는 DFT-S-OFDM 모드도 포함될 수 있으므로 DFT-S 전송인지, DFT-S가 아닌 CFS 전송인지의 선택도 포함된다. 이때에는 SINR 환산에 있어 CCDF를 활용한 PAPR 임계값, 가용 전송 전력, 채널 품질(CQI 또는 MCS level) 등이 고려될 수 있다.

순환 필터 확산을 위한 필터 설계에 있어 고려되어야 할 사항은 PAPR 허용치, 확산기(spreader)와 역확산기(de-spreader) 동작 후의 직교성 보장 정도, 신호 확산으로 인한 잡음 전력으로 인한 SNR 열화 등이다. 다만 K, L 값에 따라 최적화된 필터 계수가 독립적으로 생성된다면 이를 저장해 둘 메모리 용량 이슈가 발생할 수 있다. 따라서 구현 복잡도에 따라 (K, L, p_m, θ)에 granularity를 줄 수 있다.

한편 성상에 따라 최적의 송신 파형을 사용하는 CFS-OFDM의 경우 특정 구간들을 제외하고는 K 값과 L 값의 차가 커질수록 PAPR 성능이 증가하게 된다. 그리고 BSPK와 같은 낮은 차수의 성상에서 특히나 큰 PAPR 성능 향상을 보인다. 이를 활용하여 다양한 환경에서 PAPR 관점에서 적합한 파형을 고려할 수 있다.

따라서 상기한 실시 예와 같이, 성상에 따라 최적의 송신 파형 및 회전을 사용하는 Rotated Constellation CFS-OFDM의 경우에 PAPR 성능이 K 값과 L 값의 차가 커질수록 증가하게 된다. 따라서 자원과 PAPR의 trade-off가 존재함을 확인할 수 있다. 역시 BSPK와 같은 낮은 성상에서 특히나 큰 PAPR 성능 향상을 보이며 이를 활용하여 다양한 환경에서 PAPR 관점에서 적합한 파형을 고려할 수 있다. DFT-S OFDM에 Rotated Constellation CFS-OFDM와 같은 최적의 shiftindex, 즉 성상 회전을 적용할 경우 도 12의 시뮬레이션 결과와 같이 기존 conventional DFT-S OFDM에 비해 PAPR 성능이 증가한다. 도 12의 참조 번호 1201, 1203, 1205는 각각 Rotated Constellation CFS-OFDM (즉 shifted pulse shaped CFS),pulse shaped CFS, 기존 DFT-S에서 PAPR 특성을 나타낸 것이다. 본 발명의 실시 예에 따른 hifted pulse shaped CFS의 경우, 기존 DFT-S OFDM에 비해 PAPR 성능이 크게 증가함을 알 수 있다.

또한 아래 <표 3>은 BPSK를 사용하는 경우에 본 발명의 PAPR 성능을 기존 DFT-S OFDM와, 기존 RRC pulse를 이용한 경우와 비교한 것이고, 아래 <표 4>는 QPSK를 사용하는 경우에 본 발명의 PAPR 성능을 기존 DFT-S OFDM와, 기존 RRC pulse를 이용한 경우와 비교한 것이다.

상기 <표 3>, <표 4>이 나타내는 의미를 확인해보면 50%의 resource utility를 사용할 경우, 즉 K=32 L=16 인 경우 BPSK는 기존 DFT-S OFDM 대비 6.77 dB의 PAPR 성능 이득을 QPSK는 5.23dB의 PAPR 성능 이득을 얻을 수 있다. 만약 resource utility를 75% (K=32, L=24) BPSK는 기존 DFT-S OFDM 대비 6.53dB, QPSK는 4.61dB의 PAPR 성능 이득을 볼 수 있다. 따라서 본 발명을 적용하면, 기존 DFT-S OFDM 및 기존 RRC pulse를 사용하는 CFS-OFDM 대비 PAPR 성능이 증가함을 알 수 있다.

도 13 내지 도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 성상 회전 CFS-OFDM에서 PAPR 특성을 나타낸 도면들로서, 도 13 내지 도 16를 참조하면 CFS-OFDM 등 기존 방식에 비해 양호한 PAPR 성능을 보임을 알 수 있다. 도 13 내지 도 16에서 RC-CFS-OFDM는 본 발명의 성상 회전 CFS-OFDM를 나타낸 것이다. 도 13 내지 도 16의 시뮬레이션 결과는 하기 <표 5>의 조건에서 수행된 것이다.

	시뮬레이션 조건
도 13
도 14
도 15
도 16

Claims (10)

1. 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 PAPR을 저감하는 송신 방법에 있어서,
   입력된 L 개의 데이터 심볼들에 대해 성상 회전을 수행하는 과정;
   상기 성상 회전된 L 개의 데이터 심볼들을 L-포인트 DFT 확산 및 K 개의 심볼들로 순환 확장(circular extension)하는 과정;
   상기 순환 확장된 K 개의 데이터 심볼들에 순환 필터 계수를 곱하는 주파수 영역 윈도잉(FD windowing) 처리를 수행하는 과정; 및
   상기 처리된 데이터 심볼들을 송신하는 과정을 포함하는 송신 방법.
   
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 성상 회전을 위한 최적화된 위상 값은 성상으로 BPSK를 사용하는 경우, 아래 수식과 같이 결정되며,
   

   

   
   상기 수학식에서 L은 하나의 OFDM 심볼을 통해 송신될 데이터 심볼들의 개수, K는 CFS-OFDM 확산 인자(spreading factor)인 송신 방법.
   
3. 제 2 항에 있어서,
   상기 성상 회전은 K by L의 순환 필터 행렬(circular filter matrix)에서 성분 (S)_i,j에 대해 아래 수학식과 같이 상기 BPSK에서 최적화된 쉬프트 인덱스(shiftindex)를 적용하여 수행되는 송신 방법,
   

   

   
   여기서 i는 주파수 인덱스, j는 심볼 인덱스임.
   
4. 제 1 항에 있어서,
   상기 성상 회전을 위한 최적화된 위상 값은 성상으로 QPSK를 사용하는 경우, 아래 수식과 같이 결정되며,
   

   

   
   상기 수학식에서 L은 하나의 OFDM 심볼을 통해 송신될 데이터 심볼들의 개수, K는 CFS-OFDM 확산 인자(spreading factor)인 송신 방법.
   
5. 제 4 항에 있어서,
   상기 성상 회전은 K by L의 순환 필터 행렬(circular filter matrix)에서 성분 (S)_i,j에 대해 아래 수학식과 같이 상기 QPSK에서 최적화된 쉬프트 인덱스(shiftindex)를 적용하여 수행되는 송신 방법,
   

   

   
   여기서 i는 주파수 인덱스, j는 심볼 인덱스임.
   
6. 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서 송신 장치에 있어서,
   입력된 L 개의 데이터 심볼들에 대해 성상 회전을 수행하고, 상기 성상 회전된 L 개의 데이터 심볼들을 L-포인트 DFT 확산 및 K 개의 심볼들로 순환 확장(circular extension)하며, 상기 순환 확장된 K 개의 데이터 심볼들에 순환 필터 계수를 곱하는 주파수 영역 윈도잉(FD windowing) 처리를 수행하는 송신 모듈을 포함하는 송신 장치.
   상기 처리된 데이터 심볼들을 송신하는 과정을 포함하는 송신 장치.
   
7. 제 6 항에 있어서,
   상기 성상 회전을 위한 최적화된 위상 값은 성상으로 BPSK를 사용하는 경우, 아래 수식과 같이 결정되며,
   

   

   
   상기 수학식에서 L은 하나의 OFDM 심볼을 통해 송신될 데이터 심볼들의 개수, K는 CFS-OFDM 확산 인자(spreading factor)인 송신 장치.
   
8. 제 7 항에 있어서,
   상기 성상 회전은 K by L의 순환 필터 행렬(circular filter matrix)에서 성분 (S)_i,j에 대해 아래 수학식과 같이 상기 BPSK에서 최적화된 쉬프트 인덱스(shiftindex)를 적용하여 수행되는 송신 장치,
   

   

   
   여기서 i는 주파수 인덱스, j는 심볼 인덱스임.
   
9. 제 6 항에 있어서,
   상기 성상 회전을 위한 최적화된 위상 값은 성상으로 QPSK를 사용하는 경우, 아래 수식과 같이 결정되며,
   

   

   
   상기 수학식에서 L은 하나의 OFDM 심볼을 통해 송신될 데이터 심볼들의 개수, K는 CFS-OFDM 확산 인자(spreading factor)인 송신 장치.
   
10. 제 9 항에 있어서,
    상기 성상 회전은 K by L의 순환 필터 행렬(circular filter matrix)에서 성분 (S)_i,j에 대해 아래 수학식과 같이 상기 QPSK에서 최적화된 쉬프트 인덱스(shiftindex)를 적용하여 수행되는 송신 장치,
    

    

    
    여기서 i는 주파수 인덱스, j는 심볼 인덱스임.

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