KR20160020170A

KR20160020170A - 초음파 신호 송수신 방법

Info

Publication number: KR20160020170A
Application number: KR1020140105178A
Authority: KR
Inventors: 박경원; 권기원; 전원기
Original assignee: 전자부품연구원
Priority date: 2014-08-13
Filing date: 2014-08-13
Publication date: 2016-02-23

Abstract

본 발명은 초음파 신호 송수신 방법에 대하여 개시한다. 본 발명의 일면에 따른 음성 출력 장치에 의한 초음파 신호 송신 방법은, C(=N/M)개의 데이터 심볼을 입력받고, 상기 C개의 데이터 심볼을 C 주기로 반복함에 따라 N개의 데이터 심볼을 생성하는 단계; 상기 N개의 데이터 심볼 각각에 기설정된 위상 회전을 수행하여 상기 N개의 데이터 심볼을 N개의 비가청대역의 부반송파에 실음에 따라, 상기 비가청대역의 N개의 부반송파 중에서 기설정된 M 간격으로 이격된 C개의 부반송파 그룹에 상기 C개의 데이터 심볼을 싣는 단계; 및 상기 C개의 데이터 심볼이 실린 초음파 신호와 가청대역의 오디오 신호를 합산한 신호를 아날로그 변환한 결과신호를 소리로 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

초음파 신호 송수신 방법{Method for Ultrasonic wave Signal Transmission and Reception}

본 발명은 정보 전송 기술에 관한 것으로서, 더 구체적으로는 스피커 및 마이크로폰을 송수신기로 활용한 오디오 주파수 대역을 통한 초음파 신호 송수신 방법에 관한 것이다.

초음파 신호 전송방식은 도 1과 같이, 일반인이 듣기 어려운 비가청주파수 대역(통상 18kHz ~ 22kHz의 대역)을 이용하여 정보 신호를 전송하는 방식이다. 통상, 초음파 신호 전송방식을 적용하는 시스템은 별도의 송수신 장치와 부가 회로/장치 없이, 스피커를 송신기로 사용하며, 마이크로폰을 수신기로 사용한다. 따라서, 초음파 신호 전송방식의 통신 시스템은 디지털 텔레비전이나, 스마트폰 등과 같이 스피커 또는 마이크로폰을 지닌 다양한 장치에서 간단히 구현될 수 있다.

그런데, 스피커 및 마이크 시스템은 가청주파수 대역의 오디오/사운드 신호를 재생 및 취득하기 위한 시스템이다. 따라서, 종래의 스피커 및 마이크 시스템에 초음파 신호 전송 방식을 적용하려면, 가청주파수 대역에 영향을 주지 않고 비가청주파수 대역에만 초음파 신호가 존재하도록 신호를 생성한 후, DAC(Digital Analog Convertor) 출력 전에 오디오 신호와 다중화시키는 과정이 필요하다.

종래의 비가청주파수 대역에서 신호를 생성하고 전송하는 방식은 크게 기저대역 전송(Baseband Transmission) 방식과 통과대역 전송(Passband Transmission) 방식이 있다.

전자의 기저대역 전송방식은 반송파를 사용하지 않고 DC(Direct Current)를 기준으로 신호를 전송하는 방식으로서, 반송파를 사용하지 않기 때문에 반송파 주파수 동기화에 대한 민감도가 낮은 장점이 있다. 그러나, 시간 동기화 및 DC 오프셋 등의 기본적인 동기화는 수행되어야 하며, 실제 사용하는 대역보다 넓은 대역을 처리해야하는 단점이 있다.

반면에, 후자의 통과대역 전송방식은 기저대역 전송방식보다 동기화에 대한 기준이 엄격한 단점이 있으나, 신호가 비가청주파수 대역에만 존재하도록 쉽게 제한할 수 있는 장점이 있다. 또한, 연산량이 큰 신호를 생성할 경우에는 오디오 샘플링 주파수 F_S보다 낮은 주파수에서 처리하고, 이후 업 컨버팅 및 다중화 이전에 업 샘플링을 할 수 있는 장점이 있다.

본 발명은 전술한 바와 같은 기술적 배경에서 안출된 것으로서, 오디오 주파수 대역 중에서 비가청 주파수 대역을 이용하여 데이터를 전송할 수 있는 초음파 신호 송수신 방법을 제공하는 것을 그 목적으로 한다.

본 발명의 목적은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 목적들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명의 일면에 따른 음성 출력 장치에 의한 초음파 신호 송신 방법은, C(=N/M)개의 데이터 심볼을 입력받고, 상기 C개의 데이터 심볼을 C 주기로 반복함에 따라 N개의 데이터 심볼을 생성하는 단계; 상기 N개의 데이터 심볼 각각에 기설정된 위상 회전을 수행하여 상기 N개의 데이터 심볼을 N개의 비가청대역의 부반송파에 실음에 따라, 상기 비가청대역의 N개의 부반송파 중에서 기설정된 M 간격으로 이격된 C개의 부반송파 그룹에 상기 C개의 데이터 심볼을 싣는 단계; 및 상기 C개의 데이터 심볼이 실린 초음파 신호와 가청대역의 오디오 신호를 합산한 신호를 아날로그 변환한 결과신호를 소리로 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 면에 따른 음성 감지 장치에 의한 초음파 신호 수신 방법은, 소리를 감지한 마이크의 출력 신호를 디지털 변환한 신호로부터 비가청대역의 신호를 검출하는 단계; 상기 비가청대역의 신호에 대해 NR크기의 고속푸리에변환(Fast Fourier Transform)을 수행하여 제1 신호를 생성하는 단계; 기설정된 반송파 오프셋이 있으면, 상기 부반송파의 오프셋을 이용하여 전송 정보가 실린 C개의 부반송파에 대해 C크기의 역이산푸리에변환(Inverse Discrete Fourier Transform)을 수행하는 단계; 및 상기 역이산푸리에변환된 신호로부터 상기 전송 정보를 검출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따르면, 오디오 주파수 대역 중에서 비가청 주파수 대역을 이용하여 데이터를 전송할 수 있다.

도 1은 오디오 전송 주파수 대역의 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 초음파 전송 시스템을 도시한 구성도.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 초음파 전송 시스템을 도시한 구성도.
도 4a는 본 발명의 다른 실시예에 따른 초음파 변조부의 기능을 도시한 구성도.
도 4b는 본 발명의 다른 실시예에 따른 초음파 변조부를 도시한 구성도.

본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 것이며, 단지 본 실시예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하며, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 한편, 본 명세서에서 사용된 용어는 실시예들을 설명하기 위한 것이며 본 발명을 제한하고자 하는 것은 아니다. 본 명세서에서, 단수형은 문구에서 특별히 언급하지 않는 한 복수형도 포함한다. 명세서에서 사용되는 "포함한다(comprises)" 및/또는 "포함하는(comprising)"은 언급된 구성소자, 단계, 동작 및/또는 소자는 하나 이상의 다른 구성소자, 단계, 동작 및/또는 소자의 존재 또는 추가를 배제하지 않는다.

이제 본 발명의 실시예에 대하여 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다. 도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 초음파 전송 시스템을 도시한 구성도이다.

도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 초음파 전송 시스템(20)은 제1 송신 장치(2100) 및 제1 수신 장치(2200)를 포함한다.

제1 송신 장치(2100)는 비가청주파수 대역 B_u를 N개의 작은 부대역으로 나누고, 각 부대역에 전송 데이터(전송할 정보)를 실어 전송한다. 여기서, 기저대역(디지털 영역)에서 부반송파 간 간격 Δf는 B_u/N일 수 있다. 전술한 바와 같이, 제1 송신 장치(2100)는 스피커 등을 통해 오디오 신호를 출력하는 장치일 수 있다.

제1 송신 장치(2100)는 초음파신호 변조부(2110), 보호구간 및 창함수 블록(2120), 업-샘플러(2130), 업-컨버터(2140), 합산부(2160), 오디오 디코더(2150), DAC(2170) 및 스피커(2180)를 포함한다. 이하, 제1 송신 장치(2100)의 각 블록에 대해서 설명한다.

초음파신호 변조부(2110)는 전송 데이터를 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 변조하여 비가청주파수 대역 B_u의 부반송파에 전송 데이터를 싣는다. 여기서, 전송 데이터는 주파수 영역에서 생성된 것일 수 있다.

이때, 비가청주파수 대역폭은 B_u는 F_s/2일 수 있다. 상세하게는, 음원의 오디오 샘플링 주파수 F_s는 통상 48kHz, 96kHz 등으로 사용되며, 실제 사용할 수 있는 가청주파수 대역폭은 양의 주파수 대역인 B=F_s/2이다. 그런데, 전송 데이터는 오디오 신호와 합쳐지므로, 초음파 신호의 대역폭(비가청주파수 대역폭 B_u)은 오디오 신호의 대역폭에 상응하는 F_s/2일 수 있다.

부반송파의 수가 N인 주파수 영역의 전송신호를 주파수 인덱스 k에 따라 X_l(k)로 정의하면, 초음파신호 변조부(2110)로부터 출력되는 IFFT된 시간영역의 l번째 초음파 신호는 하기의 수학식 1과 같이 표현될 수 있다. 여기서, 기저대역(디지털 영역)에서 부반송파 간격 Δf는 B_u/N일 수 있다.

이때, X_l(k)는 채널오류정정부호로 부호화된 신호일 수 있고, {0, 1}로 구성된 이진 신호일 수도 있다. X_l(k)가 이진 신호일 경우, 수신 장치에 의한 검파가 용이할 수 있다.

보호구간 및 창함수 블록(2120)은 시간영역의 초음파 신호 x_l(n)에 시간영역 창함수(window function)를 적용한다. 따라서, 시간영역의 초음파 신호 x_l(n)와 이전 시간영역의 초음파 신호 x_l _-1(n) 사이의 고주파 성분의 생성을 억제할 수 있다.

또한, 보호구간 및 창함수 블록(2120)은 시간영역 초음파 신호에 보호구간을 삽입하고, 그에 따라 이전 또는 이후에 송신된 시간영역 초음파 신호와의 간섭을 줄일 수 있다. 여기서, 보호구간 및 창함수 블록(2120)은 일정기간 동안 신호를 출력하지 않는 형태로 보호구간을 삽입할 수 있으며, CP(Cyclic Prefix)를 삽입할 수도 있다. 후자의 경우가 동기화 측면에서 유리할 수 있다. 이때, 보호구간 및 창함수 블록(2120)은 생략될 수 있다.

업-샘플러(2130)는 디지털 변조(DAC)에 앞서, 업-샘플링 요소(F_s/F_u)를 적용하여 초음파 신호의 샘플링 주파수(F_u)를 오디오 신호의 샘플링 주파수인 F_s에 맞추어 업샘플링(Up-sampling)하고, 그 결과 업샘플링된 초음파 신호

를 출력한다.

업-컨버터(2140)는 업-샘플링된 초음파 신호에 이득 요소(factor) g를 적용하여 주파수 상향 변환한다. 여기서, 이득 요소 g는 초음파 신호의 이득을 오디오 신호에 맞도록 상향 또는 하향 조절하는 상수 또는 변수일 수 있다.

합산부(2160)는 주파수 상향 변환된 초음파 신호와 오디오 신호를 합산한 결과인 합산 신호를 출력한다. 여기서, 오디오 신호는 오디오 디코더(2150)에 의해 부호화된 오디오 샘플일 수 있다.

DAC(2170)는 합산 신호를 디지털 아날로그 변환하여 수학식 2와 같은 전송 신호

를 출력한다.

여기서,

은 F_s로 샘플링된 신호의 시간영역 인덱스이며,

은 대역폭이 B_a인 가청주파수 대역의 오디오 신호이며, f_c는 초음파 신호의 중심주파수(즉, 반송파주파수)이며,

은 복소수의 실수부를 의미한다.

스피커(2180)는 오디오 신호 및 초음파 신호가 결합된 전송 신호를 소리로 출력하여 공기 중으로 전파한다. 그러면, 전송 신호는 마이크로폰(2210)을 통하여 제1 수신 장치(2200)에 입력된다.

제1 수신 장치(2200)는 마이크로폰(2210), ADC(2220), 고역통과필터(HPF:High Pass Filter)(2230), 샘플레이트 변환부(2240), 초음파신호 복조부(2250) 및 정보 검출부(2260)를 포함한다. 제1 수신 장치(2200)는 소리를 감지하는 마이크로폰을 구비한 장치일 수 있다. 이하, 제1 수신 장치(2200)의 각 블록에 대해서 설명한다.

마이크로폰(2210)에 의해 감지되어 수신되어, ADC(2220)를 통해 f_s로 샘플링된, 디지털영역의 결합 신호(오디오 신호와 초음파 신호의 결합 신호)는 하기의 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.

여기서,

는 스피커(2180)와 마이크로폰(2210) 사이의 p번째 다중경로 채널을 의미하며,

은 잡음전력이

이며 평균이 0인 가산성백색잡음(AWGN: Additive White Gaussian Noise)을 의미한다.

고역통과필터(2230)는 고주파 필터링을 통해서 디지털 영역의 결합 신호로부터 오디오 신호를 제거한다.

이후, 고주파 필터링된 초음파 신호는 주파수 하향 변환(Down Conversion)된 후, 그로부터 기저대역에서 전송 데이터를 검출할 수 있다. 그런데, 이러한 방식은 주파수 동기화에 민감할 수 있다. 이러한 문제를 방지하고자, 본 발명에서는 기저대역 직접수신 방식을 사용하여 신호를 검출할 수 있다. 이하의 명세서에서는 본 발명의 일 실시예에 따른 제1 수신 장치(2200)가 기저대역 직접수신 방식을 이용하는 경우를 예로 들어 설명한다.

기저대역 직접수신 방식을 적용할 경우에, 수신된 초음파 신호는 초음파신호 복조부(2250)에 의해 N_R 크기의 FFT(Fast Fourier Transform)되어, 주파수 영역 신호 Y(k)로 변환된다. 이하, 이 과정에 대해서 보다 구체적으로 설명한다.

샘플레이트 변환부(2240)는 수신된 초음파 신호에 대한 FFT 처리 전에,

로 샘플링 주파수를 변경한다. 이와 같이, 본 발명의 일 실시예는 샘플링 주파수를 FFT 크기에 대응하도록 변경하여 제1 송신 장치(2100)와 제1 수신 장치(2200) 사이에 부반송파 간격을 일정하게 유지할 수 있다.

초음파신호 복조부(2250)는 샘플링 주파수가 변경된 초음파 신호를 FFT 처리하여 하기의 수학식 4와 같이 정의되는 주파수 영역의 초음파 신호 Y(k)를 출력한다.

여기서, FFT 크기는 오디오 샘플링 주파수 F_s에 따라

로 계산되며,

는 x보다 크면서, 2의 지수 형태

로 표기될 수 있는 최소의 양의 정수일 수 있다.

정보 검출부(2260)는 주파수영역 신호로 변환된 수신신호의 비가청주파수의 대역폭인 B_u대역의 N개의 부반송파로부터 전송 데이터 X_l(k)를 검출한다.

이때, 송신신호 X_l(k)가 이진 신호이며, 반송파 주파수는

이므로, 비가청대역의 부반송파 인덱스는

로 계산될 수 있다.

예를 들어, 정보 검출부(2260)는 에너지 검출기(energy-detector)로 구성되어, 기설정된 비가청대역의 부반송파 인덱스를 갖는 부반송파의 에너지를 검출하여 하기의 수학식 5과 같이 송신신호를 검출할 수 있다. 여기서, 문턱값 T는 실험에 따라 전송 데이터를 실은 부반송파의 평균 잡음전력을 기반으로 결정될 수 있다.

이와 같이, 전술한 본 발명의 일 실시예에 따른 초음파 전송 시스템은 전송 데이터가 오디오 신호에 영향받는 것을 줄이기 위하여 주파수 영역에서 신호를 생성하고, IFFT를 통해 시간영역으로 변환하였다.

그런데, 효율적인 초음파 신호 송신을 위해서는, 제1 송신 장치(2100)가 전술한 수학식 1과 같이 일반 사람들은 들을 수 없는 비가청대역에서만 초음파 신호를 생성하하는 것이 좋다.

또한, 주파수 오프셋 등과 같은 동기화 문제를 줄이기 위해서 비가청대역의 부반송파 중에서도 원하는 부반송파에만 신호를 실어 IFFT 변조하는 기저대역 직접수신 방식을 사용하는 것이 효율적이다. 하지만, 기저대역 전송 방식을 사용할 경우, 비가청대역의 부반송파 중에서도 몇몇의 부반송파만을 이용하여 데이터를 전송하므로, 사용할 수 있는 부반송파 개수가 더 적어, 많은 데이터 전송에 무리가 있다.

이러한 문제를 극복하기 위해서는 비가청대역에 더 많은 개수의 부반송파를 지정하여 데이터 전송에 이용할 수도 있는데, 그러면 더 큰 크기의 IFFT가 요구되어, 곧 송신 장치의 연산량과 복잡도는 더욱 증가한다.

뿐만 아니라, 전술한 바와 같이 기저대역 직접수신 방식을 활용하는 경우에는 IFFT 변환 후 실수값을 얻기 위하여 더 큰 크기의 IFFT가 필요하다.

또한, 제1 수신 장치(2200)의 검출확률을 올리기 위해 비가청대역의 대역폭을 더 좁히는 경우에는 IFFT의 크기가 더욱 커진다.

이하, 도 3 내지 4b를 참조하여 전술한 방식에 비해서 연산량을 줄일 수 있는 본 발명의 다른 실시예에 따른 초음파 전송 시스템에 대해서 설명한다.

도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 초음파 전송 시스템을 도시한 구성도이고, 도 4a는 본 발명의 다른 실시예에 따른 초음파 변조부의 기능을 도시한 구성도이며, 도 4b는 본 발명의 다른 실시예에 따른 초음파 변조부를 도시한 구성도이다.

도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 초음파 전송 시스템(30)은 제2 송신 장치(3100) 및 제2 수신 장치(3200)를 포함한다.

제2 송신 장치(3100)는 초음파신호 변조부(3110), 창함수 블록(3120), 업-샘플러(3130), 업-컨버터(3140), 오디오 디코더(3150), 합산부(3160), DAC(3170) 및 스피커(3180)를 포함한다. 여기서, 창함수 블록(3120)은 도 2의 보호구간 및 창함수 블록(2120)에 대응되며, 업-샘플러(3130), 업-컨버터(3140), 오디오 디코더(3150), 합산부(3160), DAC(3170) 및 스피커(3180)는 본 발명의 일 실시예에 따른 초음파 전송 시스템(20)과 그 기능이 동일 또는 유사하므로, 그에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다. 이하, 본 발명의 다른 실시예에 대한 개념적 설명과 함께 그외 제2 송신 장치(3100)의 구성요소에 대해서 설명한다.

본 발명의 다른 실시예에서는 비가청대역의 N개의 부반송파 중에서, 각기 M(주파수) 간격으로 배치된 C(C=N/M)개의 부반송파에만 전송 데이터를 실어 전송한다. 이때, 데이터 전송에 이용되는 부반송파 인덱스 그룹은 하기의 수학식 6과 같이 산출될 수 있다.

여기서, q는 부반송파의 오프셋을 의미한다. 이때, 부반송파의 오프셋은 특정 수신기 그룹이나, 전송 데이터의 종류를 구별하는 코드로 활용될 수 있다.

후자의 예를 들면, 전송 데이터는 제어 정보, 사용자 정보 등과 같은 다양한 정보가 포함될 수 있다. 그러므로, 제2 송신 장치(3100)는 전송 데이터의 종류에 따라 각기 다른 q를 적용하여 송신할 수도 있다. 이 경우, 제2 송신 장치(3100)와 제2 수신 장치(3200)는 q를 정의함은 물론이다.

한편, 제2 수신 장치(3200)가 q 정보를 알지 못하면, q를 전송 데이터로 활용할 수 있고, 전송 데이터를 정확히 검출할 수 없으므로, 제2 수신 장치(3200)는 전송 데이터의 복조에 앞서, q 정보를 먼저 검출할 필요가 있다. 따라서, 본 발명의 다른 실시예에 따른 제2 송신 장치(3100)는 제2 수신 장치(3200)에서 q 정보를 알지 못하는 경우에는 C개의 부반송파에 전송 데이터를 실어 송신하는 과정과 별개로, q로 변조된 정보를 송신할 수 있다. 이때, 그 순서는 동시에 진행될 수도 있고, q 정보를 먼저 전송하고 이후에 전송 데이터를 전송할 수 있다.

도 4a를 참조하여 변조 과정을 설명하면, 먼저 크기가 C인 DFT(Discrete Fourier Transform)를 통하여 전송 데이터를 주파수 영역의 신호로 변환한 후 변환된 주파수 영역의 신호를 M 등간격으로 배치된 부반송파에 싣고 다시 N 크기의 역고속 푸리에변환(IFFT)한다.

도 4a에서 보면, 본 발명의 다른 실시예가 본 발명의 일 실시예와 비교할 때, 이산 푸리에변환을 추가로 수행하기 때문에 연산량이 증가하는 것처럼 보이지만, 이산푸리에변환과 역고속푸리에변환(DFT-IFFT)이 연속적으로 수행되면, 수식 면에서 서로 상쇄되는 부분이 존재하기 때문에, 결과적으로 연산량이 감소할 수 있다. 이하, 수학적으로 이를 증명해 보겠다.

데이터 전송에 사용되는 부반송파 인덱스 그룹의 원소 수(cardinality) C가

이고, l번째 전송 데이터가

이면, 크기 C인 DFT 변환된 C개의 데이터 심볼 x_l _,u(k)는 하기의 수학식 7과 같이 표현될 수 있다.

DFT된 C개의 데이터 심볼은 다시 N크기의 IFFT 주파수 인덱스에 맵핑되는데, 이때, q번째 주파수 인덱스 그룹에 의해 맵핑된 데이터 심볼은 하기의 수학식 8과 같다.

크기 N인 IFFT가 수행된 결과인 시간영역 신호는 하기의 수학식 9와 같이 표현될 수 있다.

여기서,

이다.

상기 수학식 9에서,

는 위상천이에 대응되며,

는 심볼 반복기의 기능에 대응될 수 있다.

전술한 수학식 9와 같이, 크기 C의 DFT와 크기 N의 IFFT의 연속적인 연산은 복잡한 연산이 많이 상쇄되며, 도 4b와 같이, 시간 영역에서 원 전송 심볼

을 C주기로 반복하고, q만큼 위상회전시킴에 따라 구현될 수 있다.

따라서, 본 발명의 다른 실시예에 따른 초음파신호 변조부(3110)는 도 4b와 같이, 심볼 반복기(3111) 및 위상 회전기(3112)를 포함한다. 만약, q는 0일 경우, 위상 회전도 필요 없으므로, 초음파신호 변조부(3110)는 심볼 반복기(3111)만을 포함할 수도 있다. 이하, 도 4b를 참조하여 초음파신호 변조부(3110)의 구성요소에 대해서 설명한다.

심볼 반복기(3111)는 C개의 전송 심볼을 C 주기로 반복적으로 출력하여 N개의 전송 심볼을 출력한다. 여기서, 전송 심볼은 전송 정보를 기설정된 비트 단위로 분할한 정보일 수 있다.

예를 들어 설명하면, 심볼 반복기(3111)는 그 값이 0, 1, 2인 3개의 데이터 심볼을 입력받아, 3 주기로 반복 출력함에 따라 N개의 데이터 심볼을 출력한다.

위상 회전기(3112)는 N개의 전송 심볼 각각에 기설정된 위상 회전을 수행하여 DFT 및 IFFT된 초음파 신호를 출력한다.

예를 들면, 위상 회전기(3112)는 0번째 전송 심볼에는 위상 회전을 수행하지 않고, 첫 번째 전송 심볼에는 부반송파 옵셋 q만큼 위상 회전을 수행하고, 두 번째 전송 심볼에는 2q만큼 위상 회전을 수행하고, N번째 전송 심볼에는 (N-1)q만큼 위상 회전을 수행할 수 있다.

다음으로, 제2 수신 장치(3200)는 마이크로폰(3210), ADC(3220), HPF(3230), M_R-FFT(3240), C-IDFT(3250) 및 정보 검출부(3260)를 포함한다. 마이크로폰(3210), ADC(3220) 및 HPF(3230)는 본 발명의 일실시예에 따른 각 구성요소와 그 기능이 동일 또는 유사하므로, 그에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다. 이하, 본 발명의 다른 실시예에 대한 개념적 설명과 함께 그외 제2 수신 장치(3200)의 구성요소에 대해서 설명한다.

제2 수신 장치(3200)는 수신된 초음파 신호가 있으면, 기설정된 q가 있는지를 확인하고, q가 정의되지 않았다면, FFT를 수행한 후 먼저 q를 검출하고 IDFT를 통해 복조한다. 여기서, q는 제2 송/수신 장치(3100, 3200) 사이의 약속에 의해 기설정될 수 있다.

예를 들어, 제2 수신 장치(3200)는 하기의 수학식 10과 같이 FFT된 초음파 신호의 에너지를 확인함에 따라

를 검출할 수 있다.

제2 수신 장치(3200)는 기설정(정의)된 q가 있으면, 초음파 신호를 FFT하고, FFT된 주파수 영역의 초음파 신호에 크기가 C인 IDFT(Inverse Discreet Fourier Transform)을 수행함에 따라 하기의 수학식 11과 같은 시간영역의 전송 데이터를 검출할 수 있다. 구체적으로, M_R-FFT(3240)는 시간 영역의 초음파 신호에 M_R 크기 FFT를 수행하여 주파수 영역의 초음파 신호로 변환한다. 또한, C-IDFT(3250)는 주파수 영역의 초음파 신호에 C 크기 IDFT를 수행함에 따라 하기의 수학식 11과 같은 시간영역의 전송 데이터를 검출할 수 있다.

정보 검출부(3260)는 전송 데이터가 이진 신호일 경우에는 하기의 수학식 12과 같이, 각 부반송파의 에너지를 검출함에 따라 전송 데이터를 복호화할 수 있다. 전송 데이터가 다른 신호일 경우에는 정보 검출부(3260)는 그에 대응하는 다른 형태일 수 있다.

만약, 제2 수신 장치(3200)가 기저대역 직접수신 방식을 사용하는 경우에는 부반송파 간격의 동일성을 유지하기 위해서 오디오 샘플링 주파수의 변경이 필요한 문제가 발생할 수 있다.

하지만, 본 발명의 다른 실시예에서는 하기의 조건을 만족하는 파라미터를 사용함에 따라 제2 송신 장치(3100) 및 제2 수신 장치(3200)의 샘플링 주파수 변경에 따른 연산량을 줄일 수 있다.

======= FFT-IFFT, DFT-IDFT 파라미터의 조건 ========================

① N_R은 2의 지수형태로 표현 가능해야 하며, N의 정수 배(즉, N_R=αN, α는 정수)여야 한다. 또한, N_R/2=N_a+N을 만족시킨다.

② N은 2의 지수형태로 표현 가능해야 한다.

③ 초음파신호와 오디오신호의 경계주파수 F_u는 오디오 대역폭 B_a보다 커야한다.

=======================================================================

오디오 샘플링 주파수 F_s와 최소 가청주파수 대역 B_a가 주어진 경우에, 상기의 조건을 만족시키는 파라미터는 하기의 수학식 13에 의해 통하여 산출될 수 있다.

여기서,

함수는 x를 넘지 않으면서 2의 지수형태로 표현될 수 있는 최소 양의 정수를 의미한다.

먼저, 제2 송신 장치(3100) 및 제2 수신 장치(3200)의 설계시에는 N_R을 결정하여 Δf를 계산하고, 계산된 부반송파 간격 Δf를 기준으로 상기 수학식 14와 같이, 최소가 되는 2의 지수형태로 표현될 수 있는 N을 산출한다.

본 발명의 다른 실시예에 따른 제2 수신 장치(3200)는 상기의 수학식 13과 같이 설계된 파라미터를 사용하므로, 샘플링 주파수를 변경하는 구성요소를 구비할 필요가 없다.

이와 같이, 본 발명의 다른 실시예에서는 연산량을 줄이기 위해서 정수 배의 업-샘플링 요소 g(

)를 사용할 수 있어, 종래의 소수배 업샘플링 요소를 사용하는 송수신 장치에 비해 샘플링 주파수 변경에 따른 연산량을 줄일 수 있다.

또한, 본 발명의 다른 실시예는 특히 휴대용 단말과 같이 송신부가 저전력으로 구현될 필요가 있는 응용분야에 적합할 수 있다. 구체적으로, 휴대용 단말의 수신부는 상향링크 전송방식과 동일할 필요는 없기 때문에, 그 수신부에 연산량이 적은 방식을 별도로 적용할 수 있다. 따라서, 본 발명의 다른 실시예는 휴대용 단말과 같이 송신기가 저전력으로 구현되어야 하는 응용분야에 더욱 적합할 수 있다.

뿐만 아니라, 본 발명의 다른 실시예는 비교적 복잡도가 낮은 송수신 방식 및 구조를 이용하여 가청대역의 오디오 신호와 비가청대역의 초음파 신호가 혼재하는 시스템에서 초음파 신호를 효율적으로 전송할 수 있다.

또한, 본 발명의 다른 실시예는 기준을 만족하는 전송 파라미터를 사용함에 따라 초음파 신호와 오디오 신호의 샘플링 주파수 불일치에 따른 샘플링 주파수 변환기의 연산량을 줄일 수 있다.

이상, 본 발명의 구성에 대하여 첨부 도면을 참조하여 상세히 설명하였으나, 이는 예시에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술분야에 통상의 지식을 가진자라면 본 발명의 기술적 사상의 범위 내에서 다양한 변형과 변경이 가능함은 물론이다. 따라서 본 발명의 보호 범위는 전술한 실시예에 국한되어서는 아니되며 이하의 특허청구범위의 기재에 의하여 정해져야 할 것이다.

Claims

음성 출력 장치에 의한 초음파 신호 송신 방법으로서,
C(=N/M)개의 데이터 심볼을 입력받고, 상기 C개의 데이터 심볼을 C 주기로 반복함에 따라 N개의 데이터 심볼을 생성하는 단계;
상기 N개의 데이터 심볼 각각에 기설정된 위상 회전을 수행하여 상기 N개의 데이터 심볼을 N개의 비가청대역의 부반송파에 실음에 따라, 상기 비가청대역의 N개의 부반송파 중에서 기설정된 M 간격으로 이격된 C개의 부반송파 그룹에 상기 C개의 데이터 심볼을 싣는 단계; 및
상기 C개의 데이터 심볼이 실린 초음파 신호와 가청대역의 오디오 신호를 합산한 신호를 아날로그 변환한 결과신호를 소리로 출력하는 단계
를 포함하는 초음파 신호 송신 방법.
제1항에 있어서, 상기 데이터 심볼을 생성하는 단계 및 상기 초음파 신호를 생성하는 단계는,
상기 C개의 데이터 심볼을 크기가 C인 이산푸리에변환(DFT; Discrete Fourier Transform)하여 C개의 제1 신호를 생성하는 단계; 및
상기 C개의 제1 신호에 N 크기 역고속푸리에 변환((Inverse Fast Fourier Transform)하되, 상기 역고속푸리에 변환의 주파수 인덱스가 상기 C개의 부반송파 그룹에 포함되면, 상기 C개의 제1 신호를 싣고, 상기 역고속푸리에 변환의 주파수 인덱스가 상기 C개의 부반송파 그룹에 포함되지 않으면, 상기 C개의 제1 신호를 실지 않는 단계에 대응되는 것인 초음파 신호 송신 방법.
제1항에 있어서, 상기 부반송파의 개수 N은,
상기 오디오 신호의 샘플링 주파수에서 상기 C개의 데이터 심볼을 실기 위해 필요한 상기 비가청대역의 대역폭 최소값을 뺀 결과를 제1 주파수값으로 제산한 결과를 넘지 않으면서 2의 지수형태로 표현될 수 있는 최소의 양의 정수이되, 상기 제1 주파수값은 상기 샘플링 주파수를, 상기 소리를 수신하여 상기 데이터 심볼을 복호하는, 수신 측의 고속푸리에변환의 크기로 제산한 값인 초음파 신호 송신 방법.
제1항에 있어서, 상기 비가청대역의 첫 번째 주파수 인덱스 Na는,
상기 소리를 수신하여 상기 데이터 심볼을 복호하는 수신 측의 고속푸리에변환의 크기를 2로 제산한 결과에서 상기 N을 뺀 값인 초음파 신호 송신 방법.
음성 감지 장치에 의한 초음파 신호 수신 방법으로서,
소리를 감지한 마이크의 출력 신호를 디지털 변환한 신호로부터 비가청대역의 신호를 검출하는 단계;
상기 비가청대역의 신호에 대해 NR크기의 고속푸리에변환(Fast Fourier Transform)을 수행하여 제1 신호를 생성하는 단계;
기설정된 반송파 오프셋이 있으면, 상기 부반송파의 오프셋을 이용하여 전송 정보가 실린 C개의 부반송파에 대해 C크기의 역이산푸리에변환(Inverse Discrete Fourier Transform)을 수행하는 단계; 및
상기 역이산푸리에변환된 신호로부터 상기 전송 정보를 검출하는 단계
를 포함하는 초음파 신호 수신 방법.
제5항에 있어서, 상기 수행하는 단계는,
상기 기설정된 반송파 오프셋이 없으면, 상기 제1 신호의 에너지를 이용하여 상기 부반송파 오프셋을 검출하는 단계
를 포함하는 것인 초음파 신호 수신 방법.