KR20140065377A

KR20140065377A - Led 램프, led 램프를 포함한 조명 장치, 및 led 램프의 전류 제어 방법

Info

Publication number: KR20140065377A
Application number: KR1020137026518A
Authority: KR
Inventors: 사부로 미야미치
Original assignee: 가부시키 가이샤 엠.시스템 키켄
Priority date: 2012-10-25
Filing date: 2012-10-25
Publication date: 2014-05-29
Anticipated expiration: 2032-10-25
Also published as: EP2793276A4; JP5266594B1; CN103907209A; CN103907209B; JPWO2014064813A1; SG11201404002XA; KR101418579B1; IN2014DN06161A; EP2793276A1; WO2014064813A1; TW201404242A; EP2793276B1; US20140117853A1; HK1196704A1; US8779679B2; TWI432082B

Abstract

본 발명의 일실시형태에 관한 LED 램프(20)는, 한 쌍의 입력 단자부(20a, 20c)와, 정류 회로부(22)와, LED 발광부(24)를 포함하고, 한 쌍의 입력 단자부(20a, 20c) 중 어느 한쪽의 입력 단자부로부터 정류 회로부(22)를 통과하여 다른 쪽 입력 단자부로 흐르는 교류 전류를 흐르게 하기 위한 가변 인덕턴스부(L50, L60)와, LED 발광부(24)에 흐르는 직류 전류의 크기를 검출하는 전류 검출부(31)와, 전류 검출부(31)에 의해 검출된 직류 전류의 크기에 따라 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 인덕턴스치를 가변하기 위한 인덕턴스 가변 제어부(32)를 가진다.

Description

LED 램프, LED 램프를 포함한 조명 장치, 및 LED 램프의 전류 제어 방법{LED lamp, illumination device including the LED lamp and current control method of the LED lamp}

본 발명은, 시장에 유통되고 있는 정전력 제어형의 인버터식 점등 장치의 형광 램프 대신에 장착해도 LED 발광부에 흐르는 전류의 크기를 소정 범위로 안정화시킬 수 있는 LED 램프, 그 LED 램프를 포함한 조명 장치 및 LED 램프의 전류 제어 방법에 관한 것이다.

종래에 일반적으로 사용되고 있는 형광 램프(통상 형광등이라고 칭함)의 대표적인 점등 장치로서, 자기식 안정기라고 불리는 글로우 스타터식, 래피드 스타트(rapid start)식, 또는 전자(電子)식 안정기라고 불리는 인버터식 등 각종 형광 램프의 점등 장치가 존재한다.

최근에 특히 급속히 보급이 진행되고 있는 상기 인버터식 형광 램프 점등 장치는, 교류 전류를 직류 전류로 변환한 후 트랜지스터, 콘덴서, 초크 코일 등으로 구성되는 인버터 회로에 의해 공진 주파수 부근의 높은 주파수(20kHz∼100kHz)의 고전압을 발생시키는 장치이다.

그 고전압에 의해 형광 램프가 점등되고, 점등 후에는 형광 램프 내에 흐르는 전류에 의해 저전압으로 안정적으로 형광 램프를 점등시킨다는 것이다.

이것은, 초크 코일을 이용한 종래의 글로우 스타터식이나 래피드 스타트식 등 자기식 안정기에 비해 전력절감, 고효율, 50Hz/60Hz 겸용, 저소음, 깜박임이 느껴지지 않는 등 뛰어난 특징을 지니고 있다.

이하에 도면을 참조하여 설명하기로 한다.

도 15(a)는, 글로우 스타터식 안정기의 일례를 도시한 도면이며, 도 15(b)는, 래피드 스타트식 안정기의 일례를 도시한 도면이며, 도 15(c)는, 인버터식 안정기의 일례를 도시한 도면이다.

도 15(a)에 도시한 글로우 스타터식 안정기는, 점등관(글로우 스타터(G))을 이용한 시동 장치에 의해 형광 램프의 전극(필라멘트라고도 칭함, 이하 동일함)을 예열하여 스위치를 켠 지 몇 초 만에 점등할 수 있는 방식으로, 가장 널리 보급되어 있는 타입이다.

또 도 15(b)에 도시한 래피드 스타트식 안정기는, 래피드 스타트형 램프와 조합하여 사용하는 안정기로서, 스위치를 켜면 예열과 동시에 즉시 점등하는 타입이다.

한편 도 15(c)에 도시한 인버터식 점등 장치의 안정기는, AC 입력 전압 85∼450V 내의 교류 전류를 직류 전류로 변환한 후 집적 회로에 의해 LED램프를 상기와 같은 높은 주파수로 구동하여 점등시키는 것이다(예를 들면, 특허문헌 1의 제4 페이지 및 도 2 참조).

이 경우, LED 램프에 흐르게 하는 전류를 평활화시키기 위해 LED 램프와 직렬로 초크 코일(L)이 삽입되어 있는데, 통상은 LED 램프와 병렬로 전해 콘덴서(미도시)가 삽입된다.

또 도 16은, 직렬 래피드식 안정기에 대해 2개의 형광 램프를 직렬로 접속한 일례를 도시한 도면이다.

2개의 형광 램프를 직렬로 접속하여 1개의 안정기로 점등하는 것으로서, 하나의 등(燈)용 안정기를 2개 사용한 것이나 플리커리스(flickerless) 안정기보다 구성이 간소하여 경제적이다.

전원이 입력되면, 형광 램프(A)와 형광 램프(B) 각각의 전극이 예열됨과 동시에 시동용 콘덴서가 고(高)임피던스이므로 2차측 전압이 정상 방전으로는 이행되지 않아 미방전 상태가 된다. 이 미방전 전류에 의한 시동 콘덴서 양단의 강하 전압이 형광 램프(B)에 추가되어 형광 램프(B)의 방전을 개시한다.

양자 모두의 형광 램프에 방전이 생기면 고임피던스의 시동용 콘덴서는 실질적으로 부동작(不動作) 상태가 되고 양자 모두의 형광 램프에 정상적인 방전이 일어나 점등 상태가 유지된다.

이와 같이 직렬 접속이면서 하나의 등씩 방전시키기 때문에 2 등(2 燈) 직렬의 형광 램프를 비교적 낮은 2차측 전압으로 점등시킬 수 있는데, 절전을 위해 한쪽 형광 램프를 빼거나 한쪽 형광 램프가 끊어졌을 때에는 양쪽 모두 점등되지 않는다는 결점도 있다.

그런데 상술한 인버터식 점등 장치의 안정기(이하, 인버터식 안정기 또는 전자식 안정기라고도 칭함)로서는, LED 램프뿐만 아니라 종래의 형광 램프에도 응용되어 형광 램프에 흐르는 전류의 크기가 일정해지도록 제어하는 정전류 제어형이나, 형광 램프에 공급되는 전력의 크기가 일정해지도록 제어하는 정전력 제어형의 것이 널리 알려져 있다(예를 들면, 특허문헌 2 및 3 참조).

특허문헌 1: 일본특허공개 특개2010-34012호 공보 특허문헌 2: 일본특허공개 특개2010-218961호 공보 특허문헌 3: 일본특허공개 특개2002-15886호 공보

최근에 전력 절감 대응이나 램프의 장기 수명화 등의 이유로 종래의 형광 램프 대신에 LED 램프를 전술한 각종 방식의 안정기에 장착하여 사용하는 케이스도 많이 보이고 있다.

그 경우, LED 램프의 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 교류 전류의 피크치나 주파수가, 장착되는 점등 장치의 안정기의 방식에 따라 크게 다르기 때문에 각각의 안정기에 대응한 LED 램프를 사용할 필요가 있었다.

예를 들면, 형광 램프의 점등 장치가 글로우 스타터식이나 래피드 스타트식이면, 전원측 입력의 AC100V∼240V(50Hz/60Hz)에 대응하여 안정기의 출력(2차측 출력)은 약 AC200V로 제어되지만, 주파수를 고주파수화하는 제어는 이루어지지 않기 때문에 그 주파수는 전원 측 입력의 주파수와 동일했다.

이 때문에, LED 램프 내에서는, 전원측 입력의 주파수와 일치하는 교류 전류를 사용할 수 있도록 내부의 정류 회로에서 직류 전류로 정류한 후 원하는 조도를 얻을 수 있도록 LED 램프의 LED 발광부의 회로 구성(복수의 LED가 접속되는 회로의 구성, 이하 동일함)을 고정시켜 각 LED에 흐르는 전류의 크기가 소정 범위 내에 들어가도록 하였다.

따라서 종래에는 형광 램프의 점등 장치의 안정기가 글로우 스타터식, 래피드 스타트식인 경우에는 형광 램프용의 램프 소켓에 적합한 전용 LED 램프를 이용하면 내장된 각 LED를 점등시킬 수 있었다.

한편 전술한 것처럼, 형광 램프의 점등 장치가 인버터식이면, 전원측 입력이 AC100V∼240V(50Hz/60Hz)이여도 안정기의 출력(2차 측 출력)은 약 AC280V(무부하시)의 정전압으로 제어되고 주파수도 20kHz∼100kHz의 범위에 들어가도록 정전류 제어 또는 정전력 제어되기 때문에 원하는 조도를 얻을 수 있도록 LED 램프의 LED 발광부의 회로 구성을 고정시켜 각 LED에 흐르는 전류의 크기가 소정 범위 내에 들어가도록 하였다.

이 때문에 상기 형광 램프의 점등 장치의 안정기가 인버터식인 경우에는, 그 인버터식 안정기를 통하지 않고(구동 동작시키지 않고) LED 램프에 내장되는 AC/DC 컨버터(정류 회로)에 전원 측 전력을 직접적으로 공급할 수 있도록 점등 장치측 회로 변경 공사를 수반하거나 직결(直結)에 필요한 변환 어댑터를 적용하는 등 점등 장치측이나 LED 램프 측에서 상응하는 조치가 필요했다.

또 LED 램프를 인버터식으로 점등시킬 경우에는, 인버터식 안정기를 내장하는 점등 장치와 그 전용 LED램프를 세트로 교체할 필요가 있었다.

이상과 같이, 점등 장치의 방식에 따라 LED 램프를 취사 선택(적합성 확인)해야 하는 점, 또는 점등 장치 측에서의 회로 공사나 직결 작업 등의 부가 작업이 필요한 점 등 사용자 측면에서 보면 도입(導入) 공사를 위한 현상 파악 조사, 공사기간 조정 등의 번잡함이나 그에 따른 도입 비용 증가를 일으키는 원인으로도 되고 있었다.

다시 말하면, 그것들이 가정이나 직장에서의 종래의 형광 램프 점등 장치에 LED 램프를 채용할 때 장해가 되었다.

그 결과, 종전의 형광 램프가 그대로 계속 사용되기 때문에 전력 절감이나 램프의 장기 수명화에 크게 공헌할 수 있는 LED 램프가 시장에 보급되는 것을 저해하는 큰 요인이 되었다.

또 정전력 제어형의 인버터식 안정기에 LED 램프를 장착한 경우, 예를 들면 LED 램프의 LED 발광부에 흐르는 전류치를 제한하는 부하 임피던스의 값이 형광 램프의 그것과 비교하여 작은 것에 기인하여 인버터식 안정기의 출력 전압이 작아지고 출력 전류가 커진다. 그 결과, LED 램프에 흐르는 전류의 크기가 소정 범위보다 커져 적절한 광량을 얻을 수 없는 경우가 있었다.

또 다양한 정격전력의 형광 램프를 구동하기 위해 다양한 출력 전력 설정의 인버터식 안정기가 존재하고, 이들 인버터식 안정기의 종류에 의해 LED 램프에 흐르는 전류의 크기가 소정 범위 내에 안정되지 않아 적절한 광량을 얻을 수 없는 경우가 있었다. 상세히 설명하면, LED 램프의 부하 임피던스의 크기에 대략 비례하도록 인버터식 안정기의 출력 전압이 고정되는 한편, 출력 전류는 그 출력 전압의 크기에 따라 변동된다. 그 결과, LED 램프에 흐르는 전류의 크기가 소정 범위를 초과하여 변동하여 적절한 광량을 얻을 수 없는 경우가 있었다.

그래서 본 발명은, 형광 램프용 점등 장치의 안정기가 정전력 제어형의 인버터식이더라도 종전에 장착되어 있던 형광 램프(LED 램프이여도 좋음)와 교환하면 LED발광부에 흐르는 전류의 크기를 소정 범위로 안정화시킬 수 있는 LED 램프, 그 LED램프를 포함한 조명 장치 및 LED 램프의 전류 제어 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명의 LED 램프는, 한 쌍의 입력 단자부와, 외부로부터 그 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 교류 전류를 직류 전류로 정류하는 정류 회로부와, 정류 회로부로부터 출력되는 직류 전류의 통전(通電)에 의해 발광하는 LED 발광부를 포함한 LED 램프로서, 한 쌍의 입력 단자부와 정류 회로부 사이의 회로에서 한 쌍의 입력 단자부 중 어느 한 입력 단자부로부터 정류 회로부를 통과하여 다른 쪽 입력 단자부로 흐르는 교류 전류를 흐르게 하기 위한 가변 인덕턴스부와, 정류 회로부와 LED 발광부 사이의 회로에서 LED 발광부에 흐르는 직류 전류의 크기를 검출하는 전류 검출부와, 전류 검출부에 의해 검출된 직류 전류의 크기에 따라 가변 인덕턴스부의 인덕턴스치를 가변하기 위한 인덕턴스 가변 제어부를 갖는 것을 특징으로 한다.

이 LED 램프에 의하면, 형광 램프용 점등 장치의 안정기가 정전력 제어형의 인버터식 안정기이여도, 종전에 장착되어 있던 형광 램프(LED 램프이여도 좋음)와 교환하면, 인덕턴스 가변 제어부에 의해, 전류 검출부에 의해 검출된 전류의 크기에 따라 가변 인덕턴스부의 인덕턴스치가 가변되고 그 값에 따라 출력 전압이 대략 비례하도록 고정된다. 그 결과, LED 발광부에 흐르는 전류의 크기를 소정 범위로 안정화시킬 수 있다.

예를 들면, LED 발광부를 흐르는 전류의 크기가 소정 범위보다 작은 경우에는, 가변 인덕턴스부의 인덕턴스치를 작게 함으로써 정전력 제어형의 인버터식 안정기의 출력 전압이 작아지고 출력 전류가 커지는 것을 이용하여 LED 발광부를 흐르는 전류의 크기를 소정 범위로 안정화시킬 수 있다. 한편 LED 발광부를 흐르는 전류의 크기가 소정 범위보다 큰 경우에는, 가변 인덕턴스부의 인덕턴스치를 크게 함으로써 정전력 제어형의 인버터식 안정기의 출력 전압이 커지고 출력 전류가 작아지는 것을 이용하여 LED 발광부를 흐르는 전류의 크기를 소정 범위로 안정화시킬 수 있다. 다시 말하면, 정전력 제어형의 인버터식 안정기에서의 LED 램프 측에 정전력을 공급하고자 하는 제어 방식의 특성을 이용하여 원하는 효과를 얻을 수 있는 것이다.

또 상기 LED 램프는, 상기 구성에 추가하여 한 쌍의 입력 단자부와 정류 회로부 사이의 회로에서, 한 쌍의 입력 단자부 중 어느 한 입력 단자부로부터 정류 회로부를 통과하여 다른 쪽 입력 단자부로 흐르는 교류 전류를 흐르게 하기 위한 문턱값 소자가 설치되고, 그 문턱값 소자는 한 쌍의 입력 단자부에 외부로부터 소정의 문턱값을 초과하는 교류 전류가 입력되고 나서 소정 시간이 경과한 후에 그 양단이 단락되고, 인덕턴스 가변 제어부는, 문턱값 소자의 양단이 단락된 후에 검출된 직류 전류의 크기에 따라 가변 인덕턴스부의 인덕턴스치를 가변시켜도 좋다.

예를 들면, 정전력 제어형의 인버터식 안정기의 종류에 따라서는 출력 개시시에 형광 램프 상태 파악(예를 들면, 부하 측에 형광 램프가 장착되어 있는지 여부를 체크함)을 위해 미리 출력 전압을 정격치보다 낮게 설정하여 적절한 광량을 얻을 수 없는 소량의 전류를 흐르게 하여 그때의 출력 전류의 크기를 감시한 후 출력 전압을 소정 범위까지 올리고 나서 정전력 제어를 실시하는 것이 있다.

그러나 이 구성에 의하면, 한 쌍의 입력 단자부에 외부로부터 소정의 문턱값을 초과하는 교류 전류가 입력되고 나서 소정 시간 경과 후에 문턱값 소자의 양단이 단락되고 문턱값 소자의 양단 단락 후의 LED 발광부에 흐르는 직류 전류의 크기에 따라 가변 인덕턴스부의 인덕턴스치가 가변되므로, 이런 종류의 인버터식 안정기이여도 검출해야 할 LED 발광부를 흐르는 전류(통상의 점등 상태에서의 전류)만을 검출하여 잘못된 제어를 하는 경우가 없다.

또 상기 LED 램프는, 상기 구성에 추가하여 한 쌍의 입력 단자부와 정류 회로부 사이의 회로에서 한 쌍의 입력 단자부 중 어느 한 입력 단자부로부터 정류 회로부를 통과하여 다른 쪽 입력 단자부로 흐르는 교류 전류를 차단할 수 있는 회로 차단부가 설치되고, 그 회로 차단부는 전류 검출부에 의해 검출된 직류 전류의 크기가 소정의 상한치를 웃돈 경우 또는 소정의 하한치를 밑돈 경우에 교류 전류를 차단해도 좋다.

이 구성에 의하면, 예를 들면 안정기 측에서 경년 변화(經年變化; aging)나 어떠한 이상이 생겨 LED램프에 과전류가 흘러도, 안전 면에서 외부로부터 한 쌍의 입력 단자부에 입력된 교류 전류가 정류 회로부에 흐르는 것을 차단할 수 있다. 또 반대로 LED 램프의 안정기에 대한 장착 상태나 전기적인 접속 불량 등의 이상에 의해 검출된 직류 전류의 크기가 매우 작은 경우에도, 안전 면에서 외부로부터 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 교류 전류가 정류 회로부에 흐르는 것을 차단할 수 있다.

또 상기 LED 램프는, 상기 구성에 추가하여 정류 회로부와 상기 LED 발광부 사이의 회로에서, LED 발광부에 흐르게 하는 전류를 듀티비(duty ratio)에 기초하여 PWM 제어 가능한 PWM 제어부가 설치되고, 그 PWM 제어부는 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 외부의 교류 전류의 주파수에 따라 LED 발광부에 흐르는 전류의 PWM 제어를 실시하는 경우와, LED 발광부에 흐르는 전류의 PWM 제어를 실시하지 않는 경우로 전환되어, PWM 제어부가 PWM 제어를 실시하지 않는 경우에 전류 검출부는 LED 발광부에 흐르는 직류 전류의 크기를 검출하고 그 직류 전류의 크기에 따라 인덕턴스 가변 제어부는 가변 인덕턴스부의 인덕턴스치를 가변시켜도 좋다.

이 구성에 의하면, 형광 램프용 점등 장치의 안정기가 글로우 스타터식, 래피드 스타트식 또는 인버터식 중 어느 점등 방식이더라도 종전에 장착되어 있던 형광 램프(LED 램프이여도 좋음)와 교환하면 펄스 구동에 의한 PWM 제어에 의해 점등 가능한 조명용으로서 점등시킬 수 있다. 또 인버터식 안정기에 장착된 경우, 즉, PWM 제어부가 PWM 제어를 실시하지 않는 경우에는 이 구성에 의해 LED 발광부를 흐르는 전류의 크기를 소정 범위로 안정화시킬 수 있다.

즉, 형광 램프용 점등 장치의 안정기가 글로우 스타터식 또는 래피드 스타트식과 같이 한 쌍의 입력 단자부로부터 입력되는 교류 전류의 주파수가 상용 주파수 50Hz/60Hz와 같이 낮은 경우라면, LED 램프가 갖는 PWM 제어부가 LED 발광부에 흐르는 전류의 안정화에 작용하고 있다. 한편 동일 안정기가 인버터식과 같이 한 쌍의 입력 단자부로부터 입력되는 교류 전류의 주파수가 20kHz∼100kHz와 같이 높은 경우에는, LED 발광부에 흐르는 직류 전류의 크기에 따라 가변 인덕턴스부의 인덕턴스치가 가변되어 LED 발광부에 흐르는 전류의 안정화에 작용하고 있다.

또 상기 LED 램프에 의하면, 상기 구성에 추가하여 PWM 제어부는, 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 외부의 교류 전류의 주파수가 소정의 주파수보다 낮은 경우에는 소정의 주파수보다 높은 주파수의 펄스 구동에 의해 LED 발광부에 흐르는 전류의 PWM 제어를 실시하고, 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 외부의 교류 전류의 주파수가 소정의 주파수보다 높은 경우에는 LED 발광부에 흐르는 전류의 PWM 제어를 실시하지 않는 형태이여도 좋다.

이 구성에 의해, 형광 램프용 점등 장치의 안정기가 글로우 스타터식, 래피드 스타트식 또는 인버터식 중 어느 점등 방식이든 종전에 장착되어 있던 형광 램프(LED 램프이여도 좋음)와 교환하면 소정의 주파수보다 높은 주파수로 펄스 구동하여 점등 가능한 조명용으로서 점등시킬 수 있다.

이 때문에 점등 장치의 방식에 따라 LED 램프를 취사 선택(적합성 확인)해야 하는 점, 또는 점등 장치 측에서의 회로 공사나 직결 작업 등의 부가 작업이 필요한 점 등 사용자 측면에서 보면 도입 공사를 위한 현상 파악 조사, 공사기간 조정 등의 번잡함이나 그에 따라 도입 비용을 발생시키는 등의 사정이 용이하게 해소된다.

그 결과, LED 램프를 가정이나 직장에서의 종래의 형광 램프 점등 장치(LED 점등 장치이여도 좋음)에 LED 램프를 채용하는 것에 대한 장해가 없어진다.

그리고 전력 절감이나 램프의 장기 수명화에 크게 공헌할 수 있는 LED 램프를 시장에 보급시킬 수 있다.

예를 들면, 형광 램프용 점등 장치의 안정기가 글로우 스타터식 또는 래피드 스타트식인 경우이면, 한 쌍의 입력 단자부로부터 입력되는 교류 전류의 주파수는, 상용 주파수의 50Hz/60Hz이다.

따라서 PWM 제어부는, LED 발광부를 흐르는 전류를 적어도 소정의 주파수(예를 들면, 5kHz)보다 높은 주파수의 구동 펄스에 의해 PWM 제어하기 때문에 LED 발광부를 흐르는 전류를 고속으로 온/오프를 반복하여 깜박임을 일으키지 않는 안정적인 실효치(RMS치)를 얻을 수 있다.

한편 형광 램프용 점등 장치의 안정기가 인버터식인 경우라면, 한 쌍의 입력 단자부로부터 입력되는 교류 전류는 높은 주파수의 20kHz∼100kHz이므로, PWM 제어부는 PWM 제어를 실시하지 않고 정류 회로부에 의해 정류된 그대로의 주파수(전파 정류인 경우라면, 직류에 중첩되는 리플(ripple) 전압 파형분은 2배의 주파수임)가 이용되기 때문에 LED 발광부를 흐르는 전류는 외부의 인버터식 안정기의 제어(예를 들면, PWM 제어)에 의해 깜박임을 일으키지 않는 안정적인 실효치(RMS치)를 얻을 수 있다.

따라서 외부와 LED 램프의 내부에서 동종의 제어 방식이 중첩되는 것이 확실히 방지되어 LED 발광부를 흐르는 전류의 크기가 안정되지 않는 등 부조(不調)가 발생하는 원인이 해소된다.

또 상기 LED 램프에 의하면, 상기 구성에 추가하여 LED 발광부의 캐소드 측 단자와 정류 회로부의 그라운드(ground) 측 출력 단자 사이에 바이패스 회로부가 설치되고, 바이패스 회로부는, 스위칭 소자와 그 스위칭 소자의 구동 전압을 출력하는 하이 패스 필터 회로를 포함하고, 스위칭 소자는, 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 교류 전류가 소정의 주파수보다 낮은 주파수인 경우에는 LED 발광부의 캐소드 측 단자로부터 정류 회로부의 그라운드 측 출력 단자에 전류를 흐르게 하지 않고, 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 교류 전류가 소정의 주파수보다 높은 주파수인 경우에는 LED 발광부의 캐소드 측 단자로부터 정류 회로부의 그라운드 측 출력 단자에 전류를 흐르게 하는 형태이여도 좋다.

이 구성에 의해 바이패스 회로부가, 정류 회로부의 입력 단자로부터 입력되는 교류 전류가 소정의 주파수보다 높은 경우에 LED 발광부를 흐르는 전류를 PWM 제어하기 위한 PWM 제어부의 스위칭 소자를 바이패스(우회)시킴으로써 LED 램프 내장의 PWM 제어부가 PWM 제어하지 않도록 할 수 있다.

또 상기 LED 램프에 의하면, 상기 구성에 추가하여 바이패스 회로부의 스위칭 소자는, 게이트 단자에 입력되는 게이트 전압에 따라 드레인 단자와 소스 단자 사이의 전류의 흐름을 제어하는 N채널 MOS형 FET로서, 드레인 단자는 LED 발광부의 캐소드 측 단자에 접속되고, 소스 단자는 정류 회로부의 그라운드 측 출력 단자에 접속되고, 게이트 단자는 하이 패스 필터 회로를 통해 정류 회로부의 입력 단자 중 어느 한쪽에 접속되고, 하이 패스 필터 회로는 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 교류 전류가 소정의 주파수보다 높은 경우에는 드레인 단자에서 소스 단자에 전류를 흐르게 하도록 구동시키는 게이트 전압을 게이트 단자에 출력하고, 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 교류 전류가 소정의 주파수보다 낮은 경우에는 드레인 단자에서 소스 단자로 전류를 흐르게 하지 않도록 구동시키는 게이트 전압을 게이트 단자에 출력하는 형태이여도 좋다.

이 구성에 의해, N채널 MOS형 FET가 바이패스 회로의 스위칭 소자로서 기능하므로, 충분한 여유를 가지고 LED 발광부에 전류를 흐르게 할 수 있게 되어 PWM 제어부에 전류가 흘러드는 것을 저지할 수 있다.

다시 말하면, 정류 회로부의 입력 단자로부터 입력되는 교류 전류가 소정의 주파수보다 높은 경우에 PWM 제어부가 바이패스(우회)되므로 LED 발광부를 흐르는 전류는 PWM 제어부에 흘러들지 않아 PWM 제어부는 PWM 제어를 실시하지 않도록 할 수 있다.

또 상기 LED 램프에 의하면, 상기 구성에 추가하여 하이 패스 필터 회로는, 제1 콘덴서와, 한 단자가 제1 콘덴서의 한 단자에 접속되어 제1 콘덴서에 직렬로 접속되는 제1 저항과, 제1 저항의 다른 한 단자에서 게이트 단자에 순방향으로 접속되는 제1 다이오드와, 소스 단자와 게이트 단자 사이에 접속되는 제2 콘덴서와, 소스 단자와 게이트 단자 사이에 접속되는 제2 저항과, 소스 단자에서 게이트 단자에 순방향으로 접속되는 제너 다이오드와, 소스 단자에서 제1 저항의 다른 한 단자에 순방향으로 접속되는 제2 다이오드를 포함하고, 제1 콘덴서의 타단자는 정류 회로부의 입력 단자 중 어느 한쪽에 접속되는 형태이여도 좋다.

이 구성에 의해, 소정의 주파수보다 높은 주파수의 전류만을 다음 단에 통과시킬 수 있는 필터 기능이 작용하여 주파수에 따라 바이패스 회로의 스위칭 소자를 확실히 ON/OFF 동작시킬 수 있다.

그 결과, 정류 회로부의 입력 단자로부터 입력되는 교류 전류가 소정의 주파수보다 높은 경우에만 다음 단에 전류가 흐르기 때문에 확실히 스위칭 소자인 N채널 MOS형 FET를 ON 상태로 할 수 있어 LED 발광부를 흐르는 전류를 PWM 제어하지 않도록 할 수 있다.

또 상기 LED 램프에 의하면, 상기 구성에 추가하여 소정의 주파수는 65Hz보다 크고 20kHz보다 작은 주파수이여도 좋다.

이 구성에 의해, 전원 주파수의 정밀도를 포함한 편차를 고려해도 안정기의 방식이 글로우 스타터식 또는 래피드 스타트식인 경우의 주파수(60 ± 1 Hz)와, 시장에 유통되는 인버터식인 경우의 주파수(20∼100kHz)를 명확하게 준별(峻別)할 수 있기 때문에, 그 준별 결과에 따라 펄스 구동에 의한 PWM 제어를 하는 경우와 하지 않는 경우를 전환하고 높은 주파수로 펄스 구동하여 점등 가능한 조명용으로서 점등시킬 수 있다.

특히 준별하는 소정의 주파수를 20kHz보다 작은 가청 영역(사람이 소리로서 느낄 수 있는 주파수대)의 범위에 속하는 주파수로 함으로써 그보다 높은 주파수 대역에서의 주파수의 펄스 구동에 의해 PWM 제어를 하기 때문에 귀에 거슬리는 소음으로서 느끼는 경우도 줄어든다.

또 본 발명의 조명 장치는, 상기 어느 한 구성을 가진 LED 램프를 포함하는 것을 특징으로 한다.

이 조명 장치에 의하면, 상기 LED 램프를 포함하기 때문에 형광 램프용 점등 장치의 안정기가 정전력 제어형의 인버터식 안정기이여도, 종전에 장착되어 있던 형광 램프(LED 램프이여도 좋음)와 교환하는 것만으로도 LED 발광부에 흐르는 전류의 크기를 소정 범위로 안정화시킬 수 있다.

또 조명 장치 측에 새롭게 LED 발광부를 조광(調光; dimming)하기 위한 안정기를 마련할 필요가 없고 외부의 교류 전류를 한 쌍의 입력 단자부에 공급하는 것만으로도 조명으로서의 점등이 가능해진다.

또 조명 장치 자체에 안정기가 탑재되어 있지 않기 때문에 조명 장치의 구성이 간소화되어 점등 장치의 방식에 따라 LED 램프를 취사 선택(적합성 확인)해야 하는 점, 또는 점등 장치 측에서의 회로 공사나 직결 작업 등의 부가 작업이 필요한 점 등 사용자 측면에서 보면 도입 공사를 위한 현상 파악 조사, 공사기간 조정 등의 번잡함이나 그에 따라 도입 비용을 발생시키는 등의 사정이 용이하게 해소된다.

또 본 발명의 LED 램프의 전류 제어 방법은, 한 쌍의 입력 단자부와, 외부로부터 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 교류 전류를 직류 전류로 정류하는 정류 회로부와, 정류 회로부로부터 출력되는 직류 전류의 통전에 의해 발광하는 LED 발광부를 포함한 LED 램프의 전류 제어 방법으로서, 한 쌍의 입력 단자부와 정류 회로부 사이의 회로에서, 한 쌍의 입력 단자부 중 어느 한 입력 단자부로부터 가변 인덕턴스부를 통해 정류 회로부를 통과시켜 다른 쪽 입력 단자부로 교류 전류를 흐르게 하는 단계와, 정류 회로부와 LED 발광부 사이의 회로에서 LED 발광부에 흐르는 직류 전류의 크기를 검출하는 단계와, 검출된 직류 전류의 크기에 따라 가변 인덕턴스부의 인덕턴스치를 가변하는 단계를 포함하고, LED 발광부에 흐르는 직류 전류의 크기를 소정 범위 내가 되도록 제어하는 것을 특징으로 한다.

이 LED 램프의 전류 제어 방법에 의하면, 형광 램프용 점등 장치의 안정기가 정전력 제어형의 인버터식 안정기이여도, 종전에 장착되어 있던 형광 램프(LED 램프여도 좋음)와 교환하면 전류 검출부에 의해 검출된 전류의 크기에 따라 가변 인덕턴스부의 인덕턴스치가 가변되고 그 값에 따라 출력 전압이 대략 비례하도록 고정된다. 그 결과, LED 발광부에 흐르는 전류의 크기를 소정 범위로 안정화시킬 수 있다.

본 발명의 LED 램프, 그 LED 램프를 포함한 조명 장치 및 LED 램프의 전류 제어 방법에 의하면, 형광 램프용 점등 장치의 안정기가 정전력 제어형의 인버터식이더라도 종전에 장착되어 있던 형광 램프(LED 램프이여도 좋음)와 교환하면 LED 발광부에 흐르는 전류의 크기를 소정 범위로 안정화시킬 수 있다.

도 1은, 본 발명의 실시형태에서의 조명 장치의 회로 전체를 도시한 블럭도이다.
도 2는, 본 발명의 실시형태에서의 LED 램프의 회로도이다.
도 3은, 집적 회로(IC1)의 내부를 도시한 블럭도이다.
도 4는, 가변 인덕턴스부를 도시한 회로도이다.
도 5는, 가변 인덕턴스부의 가변 제어 패턴을 도시한 도면이다.
도 6은, 검출 전류에 대한 인덕턴스치의 가변 영역과 회로 차단 영역을 도시한 도면이다.
도 7은, 본 발명의 실시형태에서의 LED 램프의 전류 제어 방법을 도시한 흐름도이다.
도 8(a) 및 (b)는 각각, 정전력 제어형 인버터식 안정기로 점등시킨 경우의 LED 램프의 인덕턴스치 100μH시의 입력 전압 파형과 LED 발광부를 흐르는 전류 파형이며, 도 8(c) 및 (d)는 각각, 정전력 제어형 인버터식 안정기로 점등시킨 경우의 LED 램프의 인덕턴스치 400μH시의 입력 전압 파형과 LED 발광부를 흐르는 전류 파형이다.
도 9(a) 및 (b)는 각각, 정전력 제어형 인버터식 안정기로 점등시킨 경우의 LED 램프의 인덕턴스치 100μH시의 입력 전압 파형과 LED 발광부를 흐르는 전류 파형이며, 도 9(c) 및 (d)는 각각, 정전력 제어형 인버터식 안정기로 점등시킨 경우의 LED 램프의 인덕턴스치 400μH시의 입력 전압 파형과 LED 발광부를 흐르는 전류 파형이다.
도 10(a)는, 입력 전압(Vin)의 파형이며, 도 10(b)는, 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자의 전압(Vg1)의 파형이며, 도 10(c)는, 집적 회로(IC1)의 전류 센서 단자 전압(Vcs)의 파형이며, 도 10(d)는, 스위칭 소자(Q2)의 게이트 단자의 전압(Vg2)의 파형이며, 도 10(e)는, LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 파형이다.
도 11(a)는, 입력 전압(Vin)의 파형이며, 도 11(b)는, 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자의 전압(Vg1)의 파형이며, 도 11(c)는, 집적 회로(IC1)의 전류 센서 단자의 전압(Vcs)의 파형이며, 도 11(d)는, 스위칭 소자(Q2)의 게이트 단자의 전압(Vg2)의 파형이며, 도 11(e)는, LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 파형이다.
도 12(a)는, 입력 전압(Vin)의 파형이며, 도 12(b)는, 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자의 전압(Vg1)의 파형이며, 도 12(c)는, 집적 회로(IC1)의 전류 센서 단자의 전압(Vcs)의 파형이며, 도 12(d)는, 스위칭 소자(Q2)의 게이트 단자의 전압(Vg2)의 파형이며, 도 12(e)는, LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 파형이다.
도 13은, 본 발명의 변형예에서의 조명 장치의 회로 전체를 도시한 블럭도이다.
도 14(a)는, 임계 전압을 고전압(HV)의 크기에 따라 가변시키는 회로의 일부를 도시한 도면이며, 도 14(b)는, 직렬 래피드식 안정기에 대해 본 실시형태에서의 LED 램프를 직렬로 접속한 전체 구성도이다.
도 15(a)는, 글로우 스타터식 안정기의 일례를 도시한 도면이며, 도 15(b)는, 래피드 스타트식 안정기의 일례를 도시한 도면이며, 도 15(c)는, 인버터식 안정기의 일례를 도시한 도면이다.
도 16은, 직렬 래피드식 안정기의 일례를 도시한 도면이다.

이하, 본 발명을 실시하기 위한 형태에 대해 도면을 참조하여 설명하기로 한다.

(실시형태)

도 1은, 본 발명의 실시형태에서의 조명 장치의 회로 전체를 도시한 블럭도이며, 도 2는, 본 발명의 실시형태에서의 LED 램프의 회로도이며, 도 3은, 집적 회로(IC1)의 내부를 도시한 블럭도이며, 도 4는, 가변 인덕턴스부를 도시한 회로도이며, 도 5는, 가변 인덕턴스부의 가변 제어 패턴을 도시한 도면이며, 도 6은, 검출 전류에 대한 인덕턴스치의 가변 영역과 회로 차단 영역을 도시한 도면이며, 도 7은, 본 발명의 실시형태에서의 LED 램프의 전류 제어 방법을 도시한 흐름도이며, 도 8(a)∼(d) 및 도 9(a)∼(d)는, 본 발명의 실시형태에서의 LED 램프를 정전력 제어형 인버터식 안정기로 점등했을 때의 LED 램프의 입력 전압 파형과 LED 발광부를 흐르는 전류 파형이며, 도 10(a)∼(e)는, 본 발명의 실시형태에서의 조명 장치의 안정기로서 글로우 스타터식을 사용한 경우의 각 측정점에서의 전압 파형도이며, 도 11(a)∼(e)는, 본 발명의 실시형태에서의 조명 장치의 안정기로서 래피드 스타트식을 사용한 경우의 각 측정점에서의 전압 파형도이며, 도 12(a)∼(e)는, 본 발명의 실시형태에서의 조명 장치의 안정기로서 인버터식을 사용한 경우의 각 측정점에서의 전압 파형도이며, 도 13은, 본 발명의 변형예에서의 조명 장치의 회로 전체를 도시한 블럭도이며, 도 14(a)는, 임계 전압을 고전압(HV)의 크기에 따라 가변시키는 회로의 일부를 도시한 도면이며, 도 14(b)는, 직렬 래피드식 안정기에 대해 본 실시형태에서의 LED 램프를 직렬로 접속한 전체 구성도이다.

우선, 도 1에 도시한 것처럼, 본 발명의 실시형태에 관한 조명 장치(10)는, 예를 들면 가정용 AC전압 100∼240V(50Hz/60Hz)의 외부 전원으로부터 전력 공급을 위해 접속되는 플러그(11)와, 플러그(11)로부터 입력되는 전력을 형광 램프의 점등을 위해 제어하는 안정기(12)와, 안정기(12)의 방식에 따라 한 쌍의 입력 단자부간(입력 단자부(20a)와 입력 단자부(20c) 사이)에 소정의 전압이 입력되는 LED 램프(20)를 구비하고 있다.

여기서 안정기(12)는, 기존의 형광 램프를 점등하기 위한 공지의 글로우 스타터식, 래피드 스타트식 또는 인버터식 중 어느 것이어도 좋다.

또 플러그(11)에 접속되는 외부 전원은 AC전압 100∼240V(50Hz/60Hz)라면 LED 램프(20)는 정상적으로 동작하기 때문에 안정기(12)를 통하지 않고 LED 램프(20)에 그 외부 전력을 직접 입력하는 구성이어도 무방하다.

여기서 안정기(12)로부터 교류 전류를 출력하는 선은, 한 쌍의 입력 단자부간(입력 단자부(20a)와 입력 단자부(20c) 사이), 또는 한 쌍의 입력 단자부간(입력 단자부(20b)와 입력 단자부(20d) 사이) 중 어느 한쪽 또는 그 양쪽 모두에 입력할 수 있도록 접속되어 있다.

한편 LED 램프(20)의 입력 단자부(20a)와 단자(T1) 사이에서 저항(R9)과 콘덴서(C9)의 RC 병렬 회로로 구성되는 입력 회로부(Z9)가 접속되어 있다(도 2 참조).

마찬가지로 LED 램프(20)의 입력 단자부(20b)와 단자(T1) 사이에 저항(R10)과 콘덴서(C10)의 RC병렬 회로로 구성되는 입력 회로부(Z10)가 접속되어 있다(도 2 참조).

마찬가지로 LED 램프(20)의 입력 단자부(20c)와 단자(T2) 사이에 저항(R11)과 콘덴서(C11)의 RC 병렬 회로로 구성되는 입력 회로부(Z11)가 접속되어 있다(도 2 참조).

마찬가지로 LED 램프(20)의 입력 단자부(20d)와 단자(T2) 사이에 저항(R12)과 콘덴서(C12)의 RC 병렬 회로로 구성되는 입력 회로부(Z12)가 접속되어 있다(도 2 참조).

이로써 입력 단자부(20a)와 입력 단자부(20b) 사이의 저항(R9)과 저항(R10)의 저항값은, 형광 램프의 필라멘트의 저항 성분에 상당하도록 각각 약 수Ω∼약 100Ω이 선택되어 있다.

마찬가지로 입력 단자부(20c)와 입력 단자부(20d) 사이의 저항(R11)과 저항(R12)의 저항값은, 형광 램프의 필라멘트의 저항 성분에 상당하도록 각각 약 수Ω∼약 100Ω이 선택되어 있다.

상기와 같이 저항(R9)∼(R12)의 저항값을 선택하면, 가령 안정기(12)가 인버터식으로 부하측에 형광 램프가 장착되어 있는지의 여부(필라멘트 저항에 의한 도통 유무)를 자동 검지하여 형광 램프가 장착되지 않은 경우(필라멘트 저항에 의한 도통이 없는 경우)에는 전력을 출력하지 않는 타입이더라도 이들 저항(R9)∼(R12)이 더미(dummy) 저항으로서 작용하기 때문에 LED램프(20)에 정상적으로 전력이 공급된다.

또 단자(T1)와 단자(T11) 사이에는 회로 차단부(33)가 접속되어 있으며, 마찬가지로 단자(T2)와 단자(T12) 사이에도 회로 차단부(33)가 접속되어 있다. 회로 차단부(33)는, 예를 들면 B 접점 타입의 릴레이를 포함하고 LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)의 크기가 비정상인 경우에 한 쌍의 입력 단자부로부터의 교류 전류를 차단할 수 있다. 회로 차단부(33)의 상세한 것은 후술하기로 한다.

또 단자(T11)와 단자(T12) 사이에는 보호 회로부(21)(도 2 참조)가 삽입되어 있다.

보호 회로부(21)는, 네온이나 아르곤 등의 불활성 가스가 봉입된 2극 방전관(SA1)과 배리스터(SA2)가 직렬로 접속된 것이다.

2극 방전관(SA1)의 방전 개시 전압이나 배리스터(SA2)의 제한 전압을 적절히 설정함으로써 단자(T1)와 단자(T2) 사이에 전원 측으로부터 침입하는 서지 전압을 예를 들면 약 400V의 피크치 이하로 억제할 수 있다. 또 2극 방전관(SA1)과 배리스터(SA2)를 직렬로 조합함으로써 서지 전압 종식 후에 2극 방전관(SA1)이 계속 방전함에 따른 속류(follow current)를 배리스터(SA2)에 의해 유효하게 방지할 수 있다.

이로써 가령 외부의 입력 전원 측으로부터 예를 들면 번개 서지나 유도 번개 서지가 침입한 경우라 해도 서지 전류를 흡수하여 정류 회로부(22) 측에 서지 전류가 파고드는 것을 저지하고 있다.

따라서 정류 회로부(22)나 LED 발광부(24)를 구성하는 다이오드나 콘덴서 등의 전자 부품의 보호가 가능해진다.

또 단자(T12) 측에는, 문턱값 소자(34)가 직렬로 접속되어 있다. 문턱값 소자(34)는, 예를 들면 서로 역방향(쌍방향)으로 직렬로 접속된 2개의 제너 다이오드(D34a, D34b)와, 이들 제너 다이오드에 병렬로 접속된 릴레이(RY34)를 포함한다(도 2 참조). 릴레이(RY34)는, LED 발광부(24)에 전류가 흐르고 소정 시간 경과한 후에 소정의 전압을 출력하는 지연 회로(미도시)로부터의 출력 전압에 의해 구동되어 2개의 제너 다이오드(D34a, D34b)의 양단을 단락한다. 이 지연 회로는, 교류 전류가 문턱값 소자(34)의 소정의 문턱값을 초과하여 다음 단의 정류 회로부(22)에 흐르기 시작하고 나서 소정의 시간 경과 후에 소정의 전압을 출력하여 릴레이(RY34)를 구동하도록 설정되어 있다. 이로써 문턱값 소자(34)는, 한 쌍의 입력 단자부에 외부로부터 소정의 문턱값을 초과하는 교류 전류가 입력되고 나서 소정 시간이 경과한 후에 그 양단이 릴레이(RY34)에 의해 단락된다. 아울러 문턱값 소자란, 양 단자 사이에 소정의 문턱값 이상의 전압이 인가되면 소자의 내부에서 통전을 개시하는 소자라고 정의하고, 문턱값 소자(34)로서는, 제너 다이오드(D34a, D34b) 대신에 예를 들면 무(無)게이트 2단자형 사이리스터의 사이닥(등록상표), 2극 방전관 등이 적용 가능하다. 문턱값 소자(34)의 상세한 것은 후술하기로 한다.

또 단자(T11)와 정류 회로부(22)의 한쪽 입력측의 단자(T3) 사이에 가변 인덕턴스부(L50)가 삽입되고, 마찬가지로 단자(T12)와 정류 회로부(22)의 다른 쪽 입력측의 단자(T6) 사이에는, 문턱값 소자(34)와 직렬로 가변 인덕턴스부(L60)가 삽입되어 있다. 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 인덕턴스치(이하, L치라고도 칭함)는, 인덕턴스 가변 제어부(32)에 의해 제어된다. 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 인덕턴스 가변의 상세한 것은 후술하기로 한다.

이로써 가변 인덕턴스부(L50)와 가변 인덕턴스부(L60)가 높은 주파수의 펄스에 대해서는, 흐르는 전류를 제한하는 임피던스로서 작용한다.

이 때문에 예를 들면 안정기(12)가 글로우 스타터식 또는 래피드 스타트식의 경우라면, 스위칭 소자(Q1)가 온/오프 동작하기 때문에 그 스위칭 노이즈(높은 주파수의 노이즈 펄스)가 입력 단자부(20a∼20d) 중 어느 한쪽을 통해 외부의 교류 전류측(입력 전원)으로 유출되는 것을 저지할 수 있다.

또 안정기(12)가 인버터식인 경우라면, 높은 주파수의 20kHz∼100kHz의 교류 전류가 입력되기 때문에 가변 인덕턴스부(L50)와 가변 인덕턴스부(L60)가 유효한 전력 손실을 수반하지 않는(무효 전력 손실의) 부하로서 작용한다.

이로써 한 쌍의 입력 단자부간(입력 단자부(20a)와 입력 단자부(20c) 사이), 또는 한 쌍의 입력 단자부간(입력 단자부(20b)와 입력 단자부(20d) 사이) 중 어느 한쪽 또는 그 양쪽 모두에서 보아 LED 램프(20)의 부하 임피던스가 소정 범위내에 들어가도록 하면, 인버터식 안정기(12)로부터 안정적으로 전력이 출력되도록 한다.

또 정류 회로부(22)는, 4개의 다이오드(D4∼D7)로 이루어진 브릿지 다이오드와, 그 출력단에서의 전파 정류 파형을 평활화하기 위해 병렬로 접속된 전해 콘덴서(C4) 및 전해 콘덴서(C5)로 구성되어 있다(도 2 참조).

그리고 정류 회로부(22)의 출력 측 단자에서는, 고전압(HV) 측 출력 단자(T7)와 그라운드 측 출력 단자(T5) 사이에 직류 전압이 출력된다.

그리고 고전압(HV) 측 출력 단자(T7)는, 평활 회로부(23)를 통해 LED 발광부(24)의 애노드 측 단자(TA)에 접속되고, LED 발광부(24)의 캐소드 측 단자(TK)는, 평활 회로부(23)를 통해 PWM 제어부(25)에 접속되어 있다.

여기서 LED 발광부(24)는, 순방향 전압이 약 3V의 LED(발광 다이오드)가 30개 직렬 접속된 LED 군이 3회로 병렬로 접속된 회로로 구성되어 애노드 측 단자(TA)에서 캐소드 측 단자(TK)의 방향(화살표 방향)으로 전류(i)가 흐른다.

또한 PWM 제어부(25)의 GND 단자(TG)는, 정류 회로부(22) 출력 측의 그라운드 측 출력 단자(T5)에 접속되어 있다.

상기 회로 구성에 의해 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는, PWM 제어부(25)에 의해 소정의 주파수보다 높은 주파수의 펄스 구동에 의해 PWM 제어되고 소정의 전류치 범위로 제어되고 있다.

한편 LED 발광부(24)의 캐소드 측 단자(TK)와 정류 회로부(22)의 그라운드 측 출력 단자(T5) 사이에는 바이패스 회로부(26)가 접속되어 있다.

이로써 정류 회로부(22)의 한쪽 단자(T3)에 입력되는 교류 전류의 주파수가 소정의 주파수보다 높은 경우에는, 스위칭 소자(Q1)가 온 상태(드레인 단자에서 소스 단자에 전류가 흐르는 상태, 이하 동일함)이여도 저항(R3), 저항(R4) 및 저항(R5)이 단자(T9)와 단자(TG) 사이에 병렬 접속되어 있기 때문에 PWM 제어부(25)가 바이패스(우회)되고, LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는 캐소드 측 단자(TK)에서 PWM 제어부(25)의 GND단자(TG)를 통해 정류 회로부(22)의 그라운드 측 출력 단자(T5)로 직접 흐른다.

따라서 PWM 제어부(25)에는 전류(i)가 거의 흐르지 않기 때문에 전류(i)는 PWM 제어되지 않는다.

아울러 상기 및 이후의 설명에서 전류(i)를 듀티비에 기초하여 PWM 제어(PWM은 PULSE WIDTH MODULATION의 약칭임, 이하 동일함)를 실시한다는 것은, 구동 펄스의 주기는 일정하며 입력 신호의 크기(본 실시형태의 경우에는 전류 센서 단자인 ＃2핀으로 검지되는 전압의 크기)에 따라 구동 펄스의 듀티비(펄스 주기에 대한 펄스폭의 비율로 온 듀티와 같은 의미로 함, 이하 동일함)에 기초하여 전류(i)를 온/오프 제어하는 것,으로 정의하고, 그때의 듀티비는 0%보다 크고 100%보다 작은 것으로 한다.

이로써 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 크기를 안정화시킬 수 있다.

한편 전류(i)를 듀티비에 기초하여 PWM 제어를 실시하지 않는다는 것은, PWM 제어부는 전류(i)를 듀티비에 기초하여 온/오프 제어하지 않는 것이라고 정의하고, 전술한 바와 같이 PWM 제어부에 전류(i)가 거의 흐르지 않는 경우에 추가하여 구동 펄스의 듀티비가 0%이고 스위칭 소자(Q1)가 동작중에 항상 오프 상태인 경우와, 구동 펄스의 듀티비가 100%이고 스위칭 소자(Q1)가 동작중에 항상 온 상태인 경우를 포함하는 것으로 한다.

또 LED 발광부(24)의 캐소드 측 단자(TK)와 정류 회로부(22)의 그라운드 측 출력 단자(T5) 사이에서 바이패스 회로부(26)에 직렬로 전류 검출부(31)가 접속되어 있다. 전류 검출부(31)는, 바이패스 회로부(26)에 의해 LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)를 바이패스할 경우에(안정기가 인버터 방식인 경우에), 그 직류 전류의 크기를 검출하여 그 검출 신호(직류 전압)를 인덕턴스 가변 제어부(32)에 출력한다.

그리고 인덕턴스 가변 제어부(32)는, 전류 검출부(31)에 의해 검출된 전류의 크기에 따라 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 인덕턴스치를 제어한다. 인덕턴스 가변 제어부(32)의 상세한 것은 후술하기로 한다.

다음으로 도 2∼도 6을 참조하여 각 구성부에 대해 더 상세히 설명하기로 한다.

전술한 것처럼 입력 단자부(20a)와 단자(T1) 사이의 저항(R9)은 형광 램프의 필라멘트에 상당하는 더미 저항으로서 작용하는데, 콘덴서(C9)는 통상의 동작 상태(LED 발광부(24)의 점등 중)에서 교류 전류를 통과시킬 수 있다.

이로써 그 교류 전류의 주파수와 콘덴서(C9)의 용량으로 결정되는 용량 리액턴스와 저항(R9)의 저항값의 비에 반비례하는 형태로 분류시킬 수 있기 때문에 그만큼 저항(R9)의 발열을 억제하고 있다.

마찬가지로 입력 단자부(20c)와 단자(T2) 사이의 저항(R11)은 필라멘트에 상당하는 더미 저항으로서 작용하는데, 콘덴서(C11)는, 통상의 동작 상태에서 교류 전류를 통과시킬 수 있기 때문에 저항(R11)의 발열을 억제하고 있다.

또 퓨즈(F1)는 한 쌍의 입력 단자부 간(입력 단자부(20a)와 입력 단자부(20c) 사이), 또는 한 쌍의 입력 단자부 간(입력 단자부(20b)와 입력 단자부(20d) 사이) 중 어느 한쪽 또는 그 양쪽 모두에 입력되는 전원 전류의 과전류 보호용이다.

다음으로 정류 회로부(22)는, 이전 단에 애노드가 단자(T3)에 접속되고 캐소드가 고전압(HV) 측 출력 단자(T7)에 접속되는 다이오드(D4)와, 애노드가 단자(T6)에 접속되고 캐소드가 고전압(HV) 측 출력 단자(T7)에 접속되는 다이오드(D5)와, 애노드가 그라운드 측 출력 단자(T5)에 접속되고 캐소드가 단자(T3)와 동전위의 단자(T4)에 접속되는 다이오드(D6)와, 애노드가 그라운드 측 출력 단자(T5)에 접속되고 캐소드가 단자(T6)에 접속되는 다이오드(D7)로 구성되는 브릿지 다이오드를 지니고 있다.

또 상기 브릿지 다이오드의 다음 단에는, 전파 정류 파형을 평활화시키기 위해 고전압(HV) 측 출력 단자(T7)와 그라운드 측 출력 단자(T5) 사이에, 고전압(HV) 측 출력 단자(T7) 측을 플러스(＋), 그라운드 측 출력 단자(T5)측을 마이너스(-) 단자로 하여 전해 콘덴서(C4)와 전해 콘덴서(C5)를 병렬로 접속한다.

이로써 평활되어 직류화된 출력 전압이 고전압(HV) 측 출력 단자(T7)에 출력되고, 저전압 측이 그라운드 측 출력 단자(T5)에 출력되고 있다.

그리고 고전압(HV) 측 출력 단자(T7)에 출력된 고전압의 직류 전압은, 평활 회로부(23)에 의해 맥동 성분(리플 성분)이 제거되는데, 이것은 소위 초크 코일 입력형 평활 회로로 불리는 것으로서, LED 발광부(24)에 대해 초크 코일(L1∼L4)의 직렬 회로와 전해 콘덴서(C3)의 병렬 회로로 구성되어 있다.

또한 평활 회로부(23)를 통과함으로써 맥동 성분이 제거된 전류(i)는, LED 발광부(24)의 애노드 측 단자(TA)에서 캐소드 측 단자(TK)로 흘러 전술한 LED 발광부(24)를 구성하는 합계가 90개인 LED(발광 다이오드)를 발광시키도록 기능하고 있다.

또한 LED 발광부(24)로부터 평활 회로부(23)를 통과한 전류(i)는, PWM 제어부(25)를 구성하는 집적 회로(IC1)와 각 핀(＃1∼＃8)에 접속된 저항(R1∼R8), 콘덴서(C1), 콘덴서(C2), 제너 다이오드(D1), 다이오드(D2) 및 스위칭 소자(Q1)에 의해 소정의 발진 주기 t_OSC(μs)의 펄스 구동에 의해 PWM 제어되어 있다.

예를 들면, 집적 회로(IC1)로서 시판되고 있는 SUPERTEX INC.에 의해 제조된 형식 HV9910B(도 3 참조)를 이용한 경우라면, 발진 주기 t_OSC(μs)는 ＃8핀에 접속되는 저항(R1)의 저항값 R_T(kΩ)에 의해 다음의 수학식 1에 의해 얻어지는 시간으로 제어된다.

아울러 본 실시형태에서는, 예를 들면 저항(R1)을 약 499(kΩ)으로 설정하면, 발진 주기 t_OSC(μs)로서 상기 수학식 1에 의해 약 20.84(μs)가 구해진다.

따라서 만일 발진 주기를 계산치 그대로 약 20.84(μs)로 하면 약 48kHz의 높은 주파수의 펄스 구동이 가능해진다.

또 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 온/오프 제어를 실시하는 스위칭 소자(Q1)는, 게이트 단자의 입력 전압에 따라 드레인 단자와 소스 단자 사이의 전류의 흐름을 제어할 수 있는 N채널 MOS형 FET이다.

여기서 집적 회로(IC1)에서, 스위칭 소자(Q1)의 드레인 단자는 평활 회로부(23)의 일부를 구성하는 다이오드(D3)의 애노드 단자에 접속되고, 소스 단자는 집적 회로(IC1)의 전류 센서 단자인 ＃2핀에 저항(R6)을 통해 접속되는 단자(T9)에 접속되고, 게이트 단자에는, 집적 회로(IC1)의 ＃4핀으로부터 출력된 전압이 저항(R2)과 저항(R7)에 의해 분압된 전압으로서, 저항(R7)에 상당하는 만큼의 전압이 입력된다.

또 집적 회로(IC1)의 ＃1핀은, 저항(R8)과 제너 다이오드(D1)를 통해 고전압(HV) 측 출력 단자(T7)에 접속되므로, 이 ＃1핀에는 정류 회로부(22)로부터 출력되는 직류의 고전압이 공급된다.

이로써 ＃1핀으로부터 공급된 전압(약 DC8V∼약 DC450V)은, 내부의 레귤레이터에 의해 소정의 VDD 전압(약 DC12V)으로 강하·정류·안정화되어 집적 회로(IC1)의 내부 회로의 구동용 전원으로서 기능함과 동시에 ＃6핀에 그 VDD 전압이 출력된다(도 3 참조).

상기와 같은 접속에 의해, 집적 회로(IC1)의 펄스 구동에 의해 전류 센서 단자인 ＃2핀으로 검지되는 전압이 임계 전압의 약 DC250mV를 초과하지 않으면, 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자에 하이 레벨(약 DC7.5V)의 전압이 출력되어 온 상태가 되고, 전류 센서 단자인 ＃2핀으로 검지되는 전압이 임계 전압의 약 DC250mV에 도달하면, 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자에 로우 레벨(약 0V)의 전압이 출력되어 오프 상태(드레인 단자에서 소스 단자에 전류의 흐름이 없는 상태, 이하 동일함)가 된다.

이와 같이 하여 LED 발광부를 흐르는 전류(i)는, 집적 회로(IC1)의 동작에 의해 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자의 전압(Vg1)을 출력하는 구동 펄스의 주기는 일정하며, ＃2핀으로 검지되는 전압(전류 센서 단자 전압(Vcs))의 레벨에 따라 게이트 단자의 전압(Vg1)의 펄스폭의 듀티비가 가변되어 전류(i)가 제어되고 있다.

다시 말하면, 전류(i)는 PWM 제어부(25)의 높은 주파수의 펄스 구동에 의해 PWM 제어되므로 온/오프가 반복되는 스위칭 소자(Q1)에 따라 상기의 수학식 1에서 얻어지는 발진 주기 t_OSC(μs)로 펄스형(삼각파적)으로 증감을 반복한다.

본 실시형태에서는, ＃7핀은 ＃6핀과 접속되어 있기(공통임) 때문에 ＃7핀에는 상기 임계 전압(약 DC250mV)을 초과하는 전압 VDD(약 DC12V)가 입력된다.

아울러 본 실시형태에서는, 전류 센서 단자인 ＃2핀으로 검지되는 전압과 비교되는 상기의 임계 전압으로서는, 집적 회로(IC1)의 내부에서 발생하는 상기의 약 DC250mV가 설정되어 있다(도 3 참조).

한편 집적 회로(IC1)의 ＃7핀에 입력하는 전압으로서 약 DC250mV를 초과하지 않는 범위의 전압을 설정하면, 그 전압을 전류 센서 단자(＃2핀)에서 검출되는 전압과 비교되는 임계 전압으로 하여 문턱값을 설정할 수 있기 때문에, 듀티비를 낮추는 방향으로 더 가변할 수도 있게 된다.

이로써 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 실효치(RMS값)를 낮추어 조광(감광(減光))할 수도 있게 된다.

여기서 스위칭 소자(Q1)가 오프 상태가 되면, 초크 코일(L1∼L4)의 직렬 회로에서는 전류(i)를 흐르게 하려는 방향의 역기전력이 여기되는데, 그 역기전력에 의한 전류를 흡수하기 위한 다이오드(D3)가, 초크 코일(L1)의 종단의 단자(T8)에서 LED 발광부(24)의 애노드 측 단자(TA)를 향해 순방향이 되도록 접속되어 있다.

한편 전술한 바와 같이, LED 발광부(24)의 캐소드 측 단자(TK)와 정류 회로부(22)의 그라운드 측 출력 단자(T5) 사이에 바이패스 회로부(26) 및 전류 검출부(31)가 마련되어 있다.

바이패스 회로부(26)는, 스위칭 소자(Q2)와, 그 스위칭 소자(Q2)에 구동 전압(게이트 단자 전압)을 출력하는 하이 패스 필터 회로를 포함하고 있다.

여기서 바이패스 회로부(26)의 스위칭 소자(Q2)는, 게이트 단자에 입력되는 전압에 따라 드레인 단자와 소스 단자 사이의 전류의 흐름을 제어하는 N채널 MOS형 FET로서, 드레인 단자는 LED 발광부(24)의 캐소드 측 단자(TK)에 접속되고, 소스 단자는 정류 회로부(22)의 그라운드 측 출력 단자(T5)에 전류 검출부(31)를 통해 (전기적으로) 접속되고, 게이트 단자는 하이 패스 필터 회로를 통해 정류 회로부(22)의 단자(T4)에 접속되어 있다.

그 하이 패스 필터 회로는, 제1 콘덴서(C6)와, 한 단자가 제1 콘덴서(C6)의 한 단자에 접속되어 제1 콘덴서에 직렬로 접속되는 제1 저항(R13)과, 제1 저항(R13)의 다른 한 단자에서 스위칭 소자(Q2)의 게이트 단자로 순방향으로 접속되는 제1 다이오드(D9)와, 스위칭 소자(Q2)의 소스 단자와 게이트 단자 사이에 전기적으로 접속되는 제2 콘덴서(C7)와, 소스 단자와 게이트 단자 사이에 전기적으로 접속되는 제2 저항(R14)과, 소스 단자에서 게이트 단자에 순방향으로 전기적으로 접속되는 제너 다이오드(D10)와, 소스 단자에서 제1 저항(R13)의 다른 한 단자에 순방향으로 전기적으로 접속되는 제2 다이오드(D8)를 포함하고 있다.

그리고 제1 콘덴서(C6)의 다른 한 단자는, 정류 회로부(22)의 입력 단자(단자(T4)를 통해 단자(T3) 또는 단자(T6)) 중 어느 한쪽에 접속되어 있다.

이 하이 패스 필터 회로는, 단자(T3)에 입력되는 교류 전류가 소정의 주파수 이하인 경우의 것을 컷오프하도록 제1 콘덴서(C6), 제1 저항(R13) 및 제2 저항(R14)의 회로 정수를 선택하면, 콘덴서와 저항으로 이루어진 CR회로가 하이 패스 필터로서 작용하기 때문에 소정의 주파수를 초과하는 주파수의 교류 전류만을 다음 단으로 통과시킨다.

결국, 단자(T3)에 입력되는 소정의 주파수보다 높은 주파수를 가진 교류 전류에 의해 제2 콘덴서(C7)와 제2 저항(R14)과 제너 다이오드(D10)의 고전압 측에 직류 전압이 발생하여 스위칭 소자(Q2)를 온 상태로 할 수 있는 전압을 게이트 단자에 출력하고 있다.

이 게이트 단자의 전압은, 제1 저항(R13)과 제2 저항(R14)의 분압비와 게이트 단자에 입력되는 전압을 제한하는 제너 다이오드(D10)의 제너 전압에 따라 적절히 설정할 수 있는데, 스위칭 소자(Q2)를 온 상태로 할 수 있는 하이 레벨의 게이트 단자의 전압 범위로 설정하면 된다.

아울러 하이 패스 필터 회로는, 교류 전류의 주파수가 소정의 주파수보다 높은 경우에, 그 교류 전류를 통과시켜 스위칭 소자(Q2)의 게이트 단자를 하이 레벨(예를 들면, 약 DC14V)로 하기 위한 필터용 입력 회로이므로, 정류 회로부(22)의 그라운드 측 출력 단자(T5)에 대해서는 같은 교류 전류(위상이 180도 다를 뿐임)가 입력되는 단자(T6)에 접속되어도 좋다.

이상의 구성에 의해 하이 패스 필터 회로는, 정류 회로부(22)의 입력 단자에 입력되는 교류 전류가 소정의 주파수(본 실시형태에서는, 제1 콘덴서(C6)의 용량을 100pF, 제1 저항(R13)의 저항값을 51kΩ, 제2 저항(R14)의 저항값을 51kΩ으로 선정함으로써 컷오프 주파수를 실측으로 약 5kHz가 되도록 설정한 것임, 이하 동일함)보다 높은 경우에는, 드레인 단자에서 소스 단자에 전류를 흐르게 하는 소정의 게이트 전압을 출력하여 교류 전류가 소정의 주파수보다 낮은 경우에는 드레인 단자에서 소스 단자에 전류를 흐르게 하지 않는 게이트 전압을 출력한다.

결국, 스위칭 소자(Q2)는, 정류 회로부(22)의 입력 단자로부터 입력되는 교류 전류가 소정의 주파수(약 5kHz)보다 낮은 주파수인 경우에는, LED 발광부(24)의 캐소드 측 단자(TK)에서 PWM 제어부(25)의 GND 단자(TG)를 통해 정류 회로부(22)의 그라운드 측 출력 단자(T5)에 전류를 흐르게 하지 않고, 정류 회로부(22)의 입력 단자로부터 입력되는 교류 전류가 소정의 주파수(이하, 컷오프 주파수로 칭하며 약 5kHz로 함)보다 높은 주파수인 경우에는, LED 발광부(24)의 캐소드 측 단자(TK)에서 PWM 제어부(25)의 GND 단자(TG)를 통해 정류 회로부(22)의 그라운드 측 출력 단자(T5)에 전류를 흐르게 할 수 있도록 한다.

그 결과, 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 외부의 교류 전류의 주파수가 소정의 주파수보다 낮은 경우(예를 들면, 글로우 스타터식 또는 래피드 스타트식 안정기로부터 입력된 경우)에는, LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는, PWM 제어부(25)에 의해 소정의 주파수보다 높은 주파수의 펄스 구동으로 PWM 제어되어 펄스파(삼각파)가 된다.

한편 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 외부의 교류 전류의 주파수가 소정의 주파수보다 높은 경우(예를 들면, 인버터식 안정기로부터 입력된 경우)에는, PWM 제어부(25)는 바이패스 회로부(26)에 의해 바이패스(우회)되므로, LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는 PWM 제어부(25)에 의한 PWM 제어가 이루어지지 않고 정류 회로부(22)의 그라운드 측 출력 단자(T5)에 그대로 흐른다.

이 때문에 한 쌍의 입력 단자부에 입력된 높은 주파수의 교류 전류는, 정류 회로부(22), 평활 회로부(23) 및 LED 발광부(24)를 통과하는 것일 뿐이므로 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 교류 전류가 전파 정류에 의해 직류화된 파형이 된다(예를 들면, 도 12(e) 참조).

또 전류 검출부(31)는, 저항(R31)과 콘덴서(C31)의 RC 병렬 회로로 구성되어 있다. 전류 검출부(31)는, 바이패스 회로부(26)에서의 스위칭 소자(Q2)가 온 상태가 되는 경우에 스위칭 소자(Q2)의 드레인 단자에서 소스 단자에 흐르는 전류의 크기를 검출한다. 다시 말하면, 전류 검출부(31)는, 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 외부의 교류 전류의 주파수가 소정의 주파수보다 높아지는 경우, 예를 들면 안정기가 인버터식인 경우에 LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)를 검출한다. 본 실시형태에서는 전류 검출부(31)는, 자체에 흐르는 전류치에 대응한 검출 신호(직류 전압)를 인덕턴스 가변 제어부(32)에 출력한다.

또한 인덕턴스 가변 제어부(32)는 마이크로 프로세서를 포함하고 전류 검출부(31)에 의해 검출된 전류의 크기에 따라(다시 말하면, 전류 검출부(31)로부터의 직류 전압의 크기에 따라) 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 인덕턴스치를 제어한다.

예를 들면 도 4(a)에 도시한 바와 같이 가변 인덕턴스부(L50)는, 직렬로 접속된 인덕터(L51)와 인덕터(L52)와, 인덕터(L51, L52) 각각 병렬로 접속된 스위치 소자(32a, 32b)를 지니고 있다. 한편 도 4(b)에 도시한 바와 같이 가변 인덕턴스부(L60)는, 직렬로 접속된 인덕터(L51)와 인덕터(L52)와, 인덕터(L51, L52)의 직렬 회로의 양단에 병렬로 접속된 스위치 소자(32c)를 지니고 있다. 아울러 가변 인덕턴스부(L50, L60)에는, 예를 들면 접동식(摺動式) 인덕터, 마그앰프(magamp) 등이 적용되어도 좋다.

인덕턴스 가변 제어부(32)는, 스위치 소자(32a, 32b, 32c)를 온/오프 제어함으로써 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 총합 인덕턴스치를 가변할 수 있다. 예를 들면, 도 5 및 도 6에 도시한 바와 같이 인덕턴스 가변 제어부(32)는, LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)의 크기가 소정 범위(L치 비가변 영역) 내인 경우에는, 패턴 2와 같이 스위치 소자(32a)를 온 상태로 하고 스위치 소자(32b 및 32c)를 오프 상태로 함으로써 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 인덕턴스치를 인덕터(L52, L61, L62)의 총합 인덕턴스치로 설정한다.

한편 LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)의 크기가 소정 범위보다 작은 경우(L치 가변(강하) 영역 내에 있는 경우)에는, 패턴 3과 같이 스위치 소자(32a∼32c) 모두를 온 상태로 함으로써 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 총합 인덕턴스치를 작게 가변한다. 그러면 정전력 제어형의 인버터식 안정기의 출력 전압이 작아져 출력 전류가 커진다. 다시 말하면, LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)를 크게 할 수 있기 때문에 LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)의 크기를 소정 범위 내로 안정화시킬 수 있다.

또 LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)의 크기가 소정 범위보다 큰 경우(L치 가변(상승) 영역 내에 있는 경우)에는, 패턴 1과 같이 스위치 소자(32a∼32c) 모두를 오프 상태로 함으로써 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 총합 인덕턴스치를 크게 가변시킨다. 그러면 정전력 제어형의 인버터식 안정기의 출력 전압이 커져 출력 전류가 작아진다. 다시 말하면, LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)를 작게 할 수 있기 때문에 LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)의 크기를 소정 범위 내로 안정화시킬 수 있다.

한편 인덕턴스 가변 제어부(32)는, 전류 검출부(31)에 의해 검출된 전류의 크기가 소정의 상한치를 웃돈 경우(회로 차단 영역 내의 경우)에는 회로 차단부(33)를 제어하여 한 쌍의 입력 단자부에서 정류 회로부(22)에 흐르는 교류 전류를 차단시킨다(과전류 보호). 또 인덕턴스 가변 제어부(32)는, 전류 검출부(31)에 의해 검출된 전류의 크기가 소정의 하한치를 밑돈 경우(회로 차단 영역 내의 경우)에는 회로 차단부(33)를 제어하여 한 쌍의 입력 단자부에서 정류 회로부(22)에 흐르는 교류 전류를 차단시킨다(특정 전류 이상 보호).

아울러 본 실시형태에서는 전류 검출부(31)는, 문턱값 소자(34)의 양단이 단락된 후에 전류 검출을 실시한다. 예를 들면, 정전력 제어형의 인버터식 안정기의 종류에 따라서는, 출력 개시시에 형광 램프 상태 파악(예를 들면, 부하 측에 형광 램프가 장착되어 있는지 여부를 체크함)을 위해 미리 출력 전압을 정격치보다 낮게 설정하여 적절한 광량을 얻을 수 없는 약간의 전류를 흐르게 하고 그때의 출력 전류의 크기를 감시한 후에 출력 전압을 소정 범위까지 올리고 나서 정전력 제어를 실시하는 것이 있다. 그러나 본 실시형태에서는, 한 쌍의 입력 단자부에 외부로부터 소정의 문턱값을 초과하는 교류 전류가 입력되고 나서 소정 시간 경과 후에 문턱값 소자(34)의 양단이 단락되고, 문턱값 소자(34)의 양단 단락 후의 LED 발광부에 흐르는 직류 전류의 크기에 따라 가변 인덕턴스부의 인덕턴스치가 가변되므로 이런 종류의 인버터식 안정기이여도 검출해야 할 LED 발광부를 흐르는 전류(통상의 점등 상태에서의 전류)만을 검출하여 잘못된 제어를 방지할 수 있다.

다음으로 도 7을 참조하여 안정기가 정전력 제어형의 인버터식인 경우의 LED램프의 전류 제어 방법을 설명하기로 한다.

우선, 초기 설정으로서 인덕턴스 가변 제어부(32)에 의해 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 인덕턴스치를 패턴 2로 설정한다(스텝 S01).

다음으로 정전력 제어형의 인버터식 안정기로부터 한 쌍의 입력 단자부에 소정의 문턱값을 초과하는 교류 전류가 입력되어 소정의 시간을 경과하면, 문턱값 소자(34)의 양단이 단락되어 가변 인덕턴스부(L50, L60) 및 정류 회로부(22)에 통상의 점등이 가능한 교류 전류가 흐른다. 그러면 안정기가 인버터식으로서 교류 전류의 주파수가 소정의 주파수보다 높기 때문에 바이패스 회로부(26)에서의 스위칭 소자(Q2)가 온 상태가 되어 가변 인덕턴스부(L50, L60)를 통해 정류 회로부(22)에 흐르고 이 정류 회로부(22)에 의해 정류된 전류가 LED 발광부(24)에 공급된다(스텝 S02). 이때 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는 PWM 제어부(25)에 의해 PWM 제어되지 않고 또 평활 회로부(23)에 의해 평활화되지 않는다(바이패스된다).

다음으로 전류 검출부(31)에 의해 LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)의 크기를 검출한다(스텝 S03). 전류 검출부(31)에 의해 검출된 전류의 크기가 소정 범위(도 6에 도시한 L치 비가변 영역) 내에 있는 경우, 인덕턴스 가변 제어부(32)는 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 인덕턴스치를 패턴 2 그대로 불변으로 한다(스텝 S04).

그러나 전류 검출부(31)에 의해 검출된 전류의 크기가 소정 범위보다 작은 경우(도 6에 도시한 L치 가변(강하) 영역 내의 경우), 인덕턴스 가변 제어부(32)에 의해 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 인덕턴스치가 패턴 3으로 설정되어 총합 인덕턴스치가 작게 가변된다. 그러면 정전력 제어형의 인버터식 안정기의 출력 전압이 작아져 출력 전류가 커진다. 다시 말하면, LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)를 크게 할 수 있기 때문에 LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)의 크기가 소정 범위 내로 안정화된다(스텝 S04).

한편 전류 검출부(31)에 의해 검출된 전류의 크기가 소정 범위보다 큰 경우(도 6에 도시한 L치 가변(상승) 영역 내의 경우), 인덕턴스 가변 제어부(32)에 의해 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 인덕턴스치가 패턴 1로 설정되어 총합 인덕턴스치가 크게 가변된다. 그러면 정전력 제어형의 인버터식 안정기의 출력 전압이 커져 출력 전류가 작아진다. 다시 말하면, LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)를 작게 할 수 있기 때문에 LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)의 크기가 소정 범위 내로 안정화된다(스텝 S04).

아울러 전류 검출부(31)에 의해 검출된 전류의 크기가 소정의 상한치를 웃돈 경우(도 6에 도시한 회로 차단 영역 내의 경우)에는, 인덕턴스 가변 제어부(32)에 의해 회로 차단부(33)를 제어하여 한 쌍의 입력 단자부에서 정류 회로부(22)에 흐르는 교류 전류가 차단된다(과전류 보호). 또 전류 검출부(31)에 의해 검출된 전류의 크기가 소정의 하한치를 밑돈 경우(도 6에 도시한 회로 차단 영역 내의 경우)에는, 인덕턴스 가변 제어부(32)에 의해 회로 차단부(33)를 제어하여 한 쌍의 입력 단자부에서 정류 회로부(22)에 흐르는 교류 전류가 차단된다(특정 전류 이상 보호).

다음으로 도 8 및 도 9를 참조하여 안정기(12)가 정전력 제어형의 인버터식 안정기이며, 이 안정기(12)로 LED 램프(20)를 점등시켜 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 크기에 따라 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 인덕턴스치를 변화시켰을 때의 LED 램프(20)의 입력 전압(Vin)과 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 관측 파형을 설명하기로 한다.

아울러 도 8과 도 9에서는, 다른 종별(種別)의 정전력 제어형의 인버터식 안정기를 이용하여 같은 관측을 실시했다. 도 8(a) 및 도 9(a)는, 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 총합 인덕턴스치가 100μH일 때의 LED 램프(20)의 입력 전압(Vin)을 관측한 것으로서, 세로축은 50V/div에 상당한다. 또 도 8(b) 및 도 9(b)는, 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 총합 인덕턴스치가 100μH일 때의 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)를 관측한 것으로서, 세로축은 200mA/div에 상당한다. 한편 도 8(c) 및 도 9(c)는, 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 총합 인덕턴스치가 400μH일 때의 LED 램프(20)의 입력 전압(Vin)을 관측한 것으로서, 세로축은 50V/div에 상당한다. 또 도 8(d) 및 도 9(d)는, 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 총합 인덕턴스치가 400μH일 때의 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)를 관측한 것으로서, 세로축은 200mA/div에 상당한다.

아울러 전류 검출부(31)에서의 저항(R31)의 저항값은 1Ω이고 그 양단 전압이 390mV일 때, 다시 말하면, LED 발광부(24)에 흐르는 전류의 크기가 390mA일 때를 문턱값으로 하고, 그것을 초과할 경우에 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 총합 인덕턴스치가 100μH(패턴 2)로부터 400μH(패턴 1)로 전환되도록 설정했다.

도 8 및 도 9에 의하면, 가변 인덕턴스부(L50, L60)의 총합 인덕턴스치를 100μH로부터 400μH로 크게 변화시킴으로써 인버터식 안정기의 출력 전압이 커지고 출력 전류가 작게 제어되어 소정 범위(L치 비가변 영역) 내의 390mA 이하로 안정화된 것이 관측되었다.

다음으로 도 10∼도 12를 참조하여 안정기(12)의 각 방식에 따라 한 쌍의 입력 단자부(입력 단자부(20a)와 입력 단자부(20c) 사이)의 입력 전압(Vin), 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자의 전압(Vg1), 집적 회로(IC1)의 ＃2핀인 전류 센서 단자 전압(Vcs), 스위칭 소자(Q2)의 게이트 단자의 전압(Vg2) 및 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 각 관측 파형을 설명하기로 한다.

아울러 게이트 단자의 전압(Vg1, Vg2) 및 전류 센서 단자 전압(Vcs)은 모두 PWM 제어부(25)의 GND 단자(TG)를 기준(그라운드 레벨)으로 하여 계측한 것이다.

또 도 10(e), 도 11(e), 도 12(e)에 도시한 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는, LED 발광부(24)(합계가 90개인 LED)를 흐르는 합계 전류를 삽입 저항(1Ω)에 흐르게 하여 그 저항에 걸리는 전압 강하분을 관측한 것으로서, 도 10(e)와 도 11(e)의 세로축은 500mA/div에 상당하고, 도 12(e)의 세로축은 200mA/div에 상당한다.

우선 도 10(a)∼(e)는, 안정기(12)로서 글로우 스타터식(2차 전압 200V/2차 전류 0.42A)를 이용한 경우로서, 도 10(a)는 입력 전압(Vin)의 파형을 도시하고, 도 10(b)는 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자의 전압(Vg1)의 파형을 도시하고, 도 10(c)는 집적 회로(IC1)의 전류 센서 단자 전압(Vcs)의 파형을 도시하고, 도 10(d)는 스위칭 소자(Q2)의 게이트 단자의 전압(Vg2)의 파형을 도시하고, 도 10(e)는 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 파형을 도시한다.

우선, 도 10(a)에 도시한 것처럼 입력 전압(Vin)의 파형의 주파수로서는 상용 주파수인 60.1Hz가 관측되고 있다.

이 주파수는 약 5kHz로 설정한 컷오프 주파수보다 낮기 때문에 PWM 제어부(25)의 집적 회로(IC1)의 펄스 구동에 의해, 도 10(b)에 도시한 것처럼 실측으로는 발진 주기 t_OSC(μs)가 약 22.78(μs)인 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자의 전압(Vg1)이 출력되고 있다.

여기서 스위칭 소자(Q1)는, 게이트 단자에 하이 레벨(약 DC7.5V)과 로우 레벨(약 0V)의 전압이 약 33%의 듀티비로 번갈아 입력되어 주파수 약 43.9kHz로 펄스 구동되고 있다.

이것은, 도 10(c)에 도시한 것처럼 전류 센서 단자 전압(Vcs)이 약 DC250mV에 도달할 때까지는 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자에 하이 레벨(약 DC7.5V)의 전압을 출력하여 전류 센서 단자 전압(Vcs)이 약 DC250mV에 도달하면, 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자에 로우 레벨(약 0V)의 전압을 출력하는 집적 회로(IC1)의 PWM 제어의 동작에 의한 것이다.

여기서 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자에 하이 레벨(약 DC7.5V)의 전압이 입력되어 스위칭 소자(Q1)가 온 상태가 되면, 저항(R3∼R5)에 전류가 흐르기 때문에 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)가 리니어(linear)로 상승하는데, 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자에 로우 레벨(약 0V)의 전압이 입력되면 스위칭 소자(Q1)가 오프 상태가 되므로 전류 센서 단자 전압(Vcs)은 그라운드 레벨(0V)로 강하한다.

한편 입력 전압(Vin)의 파형의 주파수는 약 5kHz로 설정한 컷오프 주파수보다 낮기 때문에, 전술한 하이 패스 필터 회로에 의해 스위칭 소자(Q2)의 게이트 단자에는, 도 10(d)에 도시한 것처럼 약 DC50mV밖에 입력되지 않아 스위칭 소자(Q2)가 오프 상태가 되기 때문에 드레인 단자에서 소스 단자에 전류가 흐르지 않는다.

따라서 도 10(e)에 도시한 것처럼, LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자의 전압(Vg1)과 동기되어 흘러 스위칭 소자(Q1)가 온 상태로 상승하고 스위칭 소자(Q1)가 오프 상태로 하강을 시작한다(초크 코일(L1∼L4)에 의한 역기전력에 의해 전류(i)는 곧바로 0A로 낮아지지는 않는다).

다시 말하면, LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는, 도 10(b)에 도시한 것처럼 PWM 제어부(25)의 주파수 약 43.9kHz의 펄스 구동에 의해 PWM 제어된다.

그 결과, 도 10(e)에 도시한 것처럼 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는, 주파수 측정에서는 컷오프 주파수인 5kHz보다 높은 43.7kHz의 펄스형(삼각파)으로 출력되고, 실효치(RMS치) 측정에서는 약 192.2mA로 관측되었다.

다음으로 도 11(a)∼(e)는, 안정기(12)로서 래피드 스타트식(2차 전압 190V/2차 전류 0.42A)을 이용한 경우로서, 도 11(a)는 입력 전압(Vin)의 파형을 도시하고, 도 11(b)는 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자의 전압(Vg1)의 파형을 도시하고, 도 11(c)는 집적 회로(IC1)의 전류 센서 단자 전압(Vcs)의 파형을 도시하고, 도 11(d)는 스위칭 소자(Q2)의 게이트 단자의 전압(Vg2)의 파형을 도시하고, 도 11(e)는 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 파형을 도시한다.

우선 도 11(a)에 도시한 것처럼, 입력 전압(Vin)의 파형의 주파수로서는 60.1Hz가 관측되었다.

이 주파수는 약 5kHz로 설정한 컷오프 주파수보다 낮기 때문에 PWM 제어부(25)의 집적 회로(IC1)의 펄스 구동에 의해, 도 11(b)에 도시한 것처럼 실측으로는 발진 주기 t_OSC(μs)가 약 22.78(μs)인 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자의 전압(Vg1)이 출력되고 있다.

여기서 스위칭 소자(Q1)는, 게이트 단자에 하이 레벨(약 DC7.5V)과 로우 레벨(약 0V)의 전압이 약 43%의 듀티비로 번갈아 입력되어 주파수 약 43.9kHz로 펄스 구동되고 있다.

이것은, 도 11(c)에 도시한 것처럼 전류 센서 단자 전압(Vcs)가 약 DC250mV에 도달할 때까지는 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자에 하이 레벨(약 DC7.5V)의 전압을 출력하여 전류 센서 단자 전압(Vcs)이 약 DC250mV에 도달하면, 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자에 로우 레벨(약 0V)의 전압을 출력하는 집적 회로(IC1)의 PWM 제어의 동작에 의한 것이다.

여기서 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자에 하이 레벨(약 DC7.5V)의 전압이 입력되어 스위칭 소자(Q1)가 온 상태가 되면, 저항(R3∼R5)에 전류가 흐르기 때문에 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)가 리니어로 상승하는데, 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자에 로우 레벨(약 0V)의 전압이 입력되면 스위칭 소자(Q1)가 오프 상태가 되기 때문에 전류 센서 단자 전압(Vcs)은 그라운드 레벨(0V)로 강하한다.

한편 입력 전압(Vin)의 파형의 주파수는 약 5kHz로 설정한 컷오프 주파수보다 낮기 때문에 전술한 하이 패스 필터 회로에 의해 스위칭 소자(Q2)의 게이트 단자에는, 도 11(d)에 도시한 것처럼 약 DC50mV밖에 입력되지 않아 스위칭 소자(Q2)가 오프 상태가 되기 때문에 드레인 단자에서 소스 단자에 전류가 흐르지 않는다.

따라서 도 11(e)에 도시한 것처럼, LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자의 전압(Vg1)과 동기되어 흘러 스위칭 소자(Q1)가 온 상태로 상승하고 스위칭 소자(Q1)가 오프 상태로 하강을 시작한다(초크 코일(L1∼L4)에 의한 역기전력에 의해 전류(i)는 곧바로 0A로 낮아지지는 않는다).

다시 말하면, LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는, 도 11(b)에 도시한 것처럼 PWM 제어부(25)의 주파수 약 43.9kHz의 펄스 구동에 의해 PWM 제어된다.

그 결과, 도 11(e)에 도시한 것처럼 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는, 주파수 측정에서는 컷오프 주파수인 5kHz보다 높은 43.6kHz의 펄스형(삼각파)으로 출력되어 실효치(RMS치) 측정에서는 약 195.7mA로 관측되었다.

마지막으로 도 12(a)∼(e)는, 안정기(12)로서 인버터식(무부하시 2차 전압 280V/2차 전류 0.225A)을 이용한 경우로서, 도 12(a)는, 입력 전압(Vin)의 파형을 도시하고, 도 12(b)는 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자의 전압(Vg1)의 파형을 도시하고, 도 12(c)는 집적 회로(IC1)의 전류 센서 단자 전압(Vcs)의 파형을 도시하고, 도 12(d)는 스위칭 소자(Q2)의 게이트 단자의 전압(Vg2)의 파형을 도시하고, 도 12(e)는 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 파형을 도시한다.

우선 도 12(a)에 도시한 것처럼, 입력 전압(Vin)의 파형에서는 주기(t1)가 약 13.7(μs)이 되어 주파수로서 73.0kHz가 관측되고 있다.

이 주파수는 약 5kHz로 설정한 컷오프 주파수보다 높기 때문에 스위칭 소자(Q2)의 게이트 단자에는 도 12(d)에 도시한 것처럼 하이 레벨(약 DC14V)의 전압(Vg2)이 입력되므로 스위칭 소자(Q2)는 항상 온 상태가 된다.

그러나 LED 발광부(24)를 흐른 전류(i)는, 전술한 것처럼 저항(R3), 저항(R4) 및 저항(R5)가 단자(T9)와 단자(TG) 사이에 병렬 접속되어 있기 때문에 PWM 제어부(25)에는 거의 흐르지 않고, LED 발광부(24)의 캐소드측 단자(TK)에서 PWM 제어부(25)의 GND 단자(TG)를 통해 정류 회로부(22)의 그라운드 측 출력 단자(T5)에 직접 흐른다.

그 결과, 저항(R3∼R5)에는 전류(i)가 흐르지 않기 때문에 전류 센서 단자 전압(Vcs)이 도 12(c)에 도시한 것처럼 그라운드 레벨(0V)로 일정하므로, 도 12(b)에 도시한 것처럼 구동 펄스의 듀티비가 100%가 되어 PWM 제어부(25)에서의 스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자의 전압(Vg1)은 항상 하이 레벨(약 DC7.5V)이고 스위칭 소자(Q1)는 온 상태이다.

따라서 PWM 제어부(25)는, LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 PWM 제어를 실시하지 않는다.

그리고 도 12(e)에 도시한 것처럼, LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는 PWM 제어부(25)에 의해 PWM 제어되지 않고 입력 전압(Vin)이 전파 정류된 파형이 되어 실효치(RMS치) 측정에서는 약 199.3mA로 관측되었다.

또 PWM 제어부(25)의 펄스 구동에 의한 PWM 제어가 이루어지지 않기 때문에 직류에 중첩되는 리플 전압 파형분의 주기(t2)가 약 6.9(μs)가 되어 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 주파수는 입력 전압(Vin)의 주파수의 2배인 약 145.4kHz로 관측되었다.

따라서 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 리플 전압 파형분의 주파수는, 전파 정류에 의해 입력 전압(Vin)의 파형의 주파수의 약 2배의 주파수로 되어 있는 것을 확인할 수 있었다.

이상의 관측에 의해, 조명 장치(10)의 안정기(12)가 글로우 스타터식, 래피드 스타트식 또는 인버터식 중 어느 점등 방식이더라도, LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)의 실행치(RMS치)로서 190mA∼200mA가 실측정으로 얻어져 조명용으로서 점등시킬 수 있다는 것을 확인했다.

동시에 안정기(12)가 글로우 스타터식이나 래피드 스타트식인 경우라면, 입력 전압(Vin)의 주파수는 약 60Hz이므로 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는, PWM 제어부(25)에 의해 컷오프 주파수의 5kHz보다 높은 약 43.6∼43.7kHz의 주파수의 펄스 구동에 의해 PWM 제어된다는 것도 확인했다.

한편 안정기(12)가 인버터식인 경우라면, 입력 전압(Vin)의 주파수는 컷오프 주파수의 5kHz보다 높은 약 73.0kHz이므로 LED 발광부(24)를 흐르는 전류(i)는, 약 145.4kHz로 PWM 제어부(25)의 펄스 구동에 의한 PWM 제어는 이루어지지 않는다는 것을 확인했다.

아울러 본 발명의 기술적 범위는 상술한 어느 실시형태로 한정되지 않으며 청구항에 나타낸 범위에서 다양한 변형이 가능하고, 또한 다른 실시형태에 각각 개시된 기술적인 수단을 적절히 조합하여 얻을 수 있는 실시형태의 변형예에 대해서도 본 발명의 기술적 범위에 포함되는 것으로 한다.

예를 들면 본 실시형태에서는, 형광 램프용 점등 장치의 안정기가 글로우 스타터식, 래피드 스타트식 또는 인버터식 중 어느 점등 방식이든 종전에 장착되어 있던 형광 램프(LED 램프이여도 좋음)와 교환하면, 펄스 구동에 의한 PWM 제어에 의해 점등 가능한 조명용으로서 점등시킬 수 있도록 PWM 제어부(25), 평활 회로부(23) 및 바이패스 회로부(26)를 구비한 형태를 예시하였으나, 변형예 중 하나인 도 13에 도시한 바와 같이, LED 램프(200)는 도 1에 도시한 PWM 제어부(25), 평활 회로부(23) 및 바이패스 회로부(26)를 구비하지 않은 형태이여도 좋다. 아울러 도 13에서는, 도 1에 도시한 구성요소와 동일한 기능을 가진 요소에 대해 동일한 부호를 붙였다.

여기서 LED 램프(200)는, PWM 제어부(25), 평활 회로부(23) 및 바이패스 회로부(26)를 구비하지 않은 형태이므로, 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 교류 전류의 주파수에 따라 펄스 구동에 의한 PWM 제어를 실시할 수 없기 때문에 글로우 스타터식, 래피드 스타트식 안정기에 장착된 경우에는 높은 주파수의 펄스 구동에 의한 PWM 제어를 실시할 수 없는데, 인버터식 안정기에 장착된 경우에는 전술한 바와 같이 LED 발광부(24)에 흐르는 전류(i)를 소정 범위로 안정화시킬 수 있다.

또 한 쌍의 입력 단자부란, 적어도 한 쌍의 입력 단자부를 포함하는 것을 의미하며, 예를 들면 직관(直管; straight pipe)형 형광 램프의 양단부의 단자와 같이 합계가 4개(한쪽에 2개씩)인 입력 단자부가 있는 경우에는, 적어도 그 중 2개의 입력 단자부(한쪽의 2단자이여도 좋고, 양측 2단자 중 어느 하나이여도 좋음)에 외부의 교류 전류가 입력되는 것이면 된다.

또 본 실시형태의 설명에서는, 어느 2단자 사이에 다른 단자를 통해 단순히 배선으로 접속되어 있는 경우에 배선 저항 등을 무시하고 그 2단자 사이는 직접 접속되어 있는(동전위인) 것으로 간주하여 설명하고 있다.

또 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 교류 전류의 주파수를 준별하는 소정의 주파수는, 안정기가 글로우 스타터식이나 래피드 스타트식인 경우의 상용 주파수(50Hz/60Hz)와, 인버터식인 경우의 높은 주파수(약 20∼100kHz)를 준별할 수 있는 주파수(컷오프 주파수)로서 약 5kHz가 바람직한데, 65Hz보다 크고 20kHz보다 작은 주파수의 범위에서 하이 패스 필터 회로의 회로 정수를 변경함으로써 원하는 주파수가 되도록 적절히 설정하면 된다.

마찬가지로 PWM 제어부에 의한 펄스 구동의 주파수나 듀티비는, LED 발광부를 흐르는 전류(조도)나 PWM 제어부의 스위칭 소자의 발열 등을 고려하여 집적 회로(IC1)의 스펙(specification) 범위 내에서 각 핀에 접속된 저항이나 구동 전압 등을 적절히 설정함으로써 설정되면 된다.

특히 참조에 이용한 회로도에서의 회로 구성이나 회로 정수에 대해서는, 본 발명의 소기의 목적을 달성하고 또한 원하는 효과를 얻을 수 있다면, 상기 실시형태의 설명에 대해 명시되어 있지 않아도 본 발명의 기술적 범위에 포함되는 범위에서 적절히 선택하면 된다.

다음으로 도 14(a)와 (b)를 참조하여 LED 램프(20)와 같은 구성인 LED 램프(50)와 LED 램프(60)를 직렬 접속하여 직렬 래피드식 안정기에 장착하여 점등시킨 경우에 대해 설명하기로 한다.

우선 도 14(a)에 도시한 것처럼, 고전압(HV) 측 출력 단자(T7)와 그라운드 측 출력 단자(T5) 사이에서 복수의 저항(R20), 저항(R21), 제너 다이오드(D20) 및 저항(R22)을 직렬 접속하여 저항(R22)으로 분압된 직류 전압(약 DC250mV보다 작고 고전압(HV)의 크기와 비례하는 전압)을 집적 회로(IC1)의 ＃7핀에 입력하면, 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 전압의 크기에 따라 비례적으로 임계 전압을 가변시킬 수도 있다.

예를 들면, 저항(R20)의 저항값으로서 1MΩ, 저항(R21)의 저항값으로서 1MΩ, 제너 다이오드(D20)의 제너 전압으로서 51V, 저항(R22)의 저항값으로서 3.65kΩ, 콘덴서(C20)의 용량으로서 1μF를 선택하면, 고전압(HV) 측 출력 단자(T7)에 165V가 출력된 경우에 집적 회로(IC1)의 ＃7핀에는 실측으로 약 215mV가 입력된다.

이와 같이 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 전압과 PWM 제어되는 LED 발광부를 흐르는 전류가 비례적으로 증감하는 관계가 되기 때문에 한 쌍의 입력 단자부 측에서 본 LED 램프 전체의 입력 임피던스가 정성화(qualification)(입력 전압이 커짐에 따라 흐르는 전류도 비례적으로 증대하는 것)된다.

따라서 도 14(b)에 도시한 것처럼, 직렬 래피드식 안정기에서 본 실시형태에 의한 LED 램프(20)와 같은 구성인 LED 램프(50)와 LED 램프(60)를 직렬 접속한 경우이여도, 각각의 입력 임피던스에 따라 직렬 래피드식 안정기로부터 입력되는 전압이 비례 배분되기 때문에 양자에 같은 구동 전류를 흐르게 하는 것이 용이해져 본 실시형태에서의 LED 램프의 직렬 접속도 가능해진다.

<산업상 이용 가능성>

이상과 같이 본 발명의 LED 램프, 그 LED 램프를 포함한 조명 장치 및 LED 램프의 전류 제어 방법에 의하면, 형광 램프용 점등 장치의 안정기가 정전력 제어형의 인버터식이더라도 종전에 장착되어 있던 형광 램프(LED 램프이여도 좋음)와 교환하면 LED 발광부에 흐르는 전류의 크기를 소정 범위로 안정화 가능한 LED 램프, 그 LED를 포함한 조명 장치 및 LED램프의 전류 제어 방법으로서의 용도에 적용할 수 있다.

10, 100 조명 장치
11　플러그
12　안정기
20, 50, 60, 200　LED 램프
20a, 20b, 20c, 20d　입력 단자부
21　보호 회로부
22　정류 회로부
23　평활 회로부
24　LED 발광부
25　PWM 제어부
26　바이패스 회로부
31　전류 검출부
R31　저항
C31　콘덴서
32　인덕턴스 가변 제어부
33　회로 차단부
34　문턱값 소자
D34a, D34b　제너 다이오드
RY34　릴레이
L50, L60　가변 인덕턴스부
L51, L52, L61, L62　인덕터
32a, 32b, 32c　스위치 소자
C1, C2, C9, C10, C11, C12, C20　콘덴서
C3, C4, C5　전해 콘덴서
C6　제1 콘덴서
C7　제2 콘덴서
D2, D3, D4, D5, D6, D7　다이오드
D8　제2 다이오드
D9　제1 다이오드
D1, D10, D20　제너 다이오드
Z9, Z10, Z11, Z12　입력 회로부
HV　고전압
F1　퓨즈
IC1　집적 회로
L1, L2, L3, L4　초크 코일
Q1, Q2　스위칭 소자
R1, R2, R3, R4, R5, R6, R7, R8, R9, R10, R11, R12, R20, R21, R22　저항
R13　제1 저항
R14　제2 저항
R_T　저항값
SA1　2극 방전관
SA2　배리스터
S01, S02, S03, S04　스텝
T1, T2, T3, T4, T6, T8, T9, T11, T12　단자
T5　그라운드 측 출력 단자
T7　고전압(HV) 측 출력 단자
TA　애노드 측 단자
TK　캐소드 측 단자
TG　GND 단자
Vin　입력 전압
Vcs　전류 센서 단자 전압
Vg1　스위칭 소자(Q1)의 게이트 단자의 전압
Vg2　스위칭 소자(Q2)의 게이트 단자의 전압
i　LED 발광부를 흐르는 전류
t_OSC　발진 주기
t1, t2　주기

Claims

한 쌍의 입력 단자부와, 외부로부터 상기 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 교류 전류를 직류 전류로 정류하는 정류 회로부와, 상기 정류 회로부로부터 출력되는 직류 전류의 통전에 의해 발광하는 LED 발광부를 포함한 LED 램프로서,
상기 한 쌍의 입력 단자부와 상기 정류 회로부 사이의 회로에서, 상기 한 쌍의 입력 단자부 중 어느 한 입력 단자부로부터 상기 정류 회로부를 통과하여 다른 쪽 입력 단자부로 흐르는 교류 전류를 흐르게 하기 위한 가변 인덕턴스부,
상기 정류 회로부와 상기 LED 발광부 사이의 회로에서, 상기 LED 발광부에 흐르는 직류 전류의 크기를 검출하는 전류 검출부,
상기 전류 검출부에 의해 검출된 직류 전류의 크기에 따라 상기 가변 인덕턴스부의 인덕턴스치를 가변하기 위한 인덕턴스 가변 제어부,
를 가지고,
상기 정류 회로부와 상기 LED 발광부 사이의 회로에서, 상기 LED 발광부에 흐르게 하는 전류를 듀티비에 기초하여 PWM 제어 가능한 PWM 제어부가 설치되고,
상기 PWM 제어부는 상기 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 외부의 교류 전류의 주파수에 따라 상기 LED 발광부에 흐르는 전류의 상기 PWM 제어를 실시하는 경우와, 상기 LED 발광부에 흐르는 전류의 상기 PWM 제어를 실시하지 않는 경우로 전환되고,
상기 PWM 제어부가 상기 PWM 제어를 실시하지 않는 경우에 상기 전류 검출부는 상기 LED 발광부에 흐르는 직류 전류의 크기를 검출하고 그 직류 전류의 크기에 따라 상기 인덕턴스 가변 제어부는 상기 가변 인덕턴스부의 인덕턴스치를 가변시키는 것을 특징으로 하는 LED 램프.
청구항 1에 있어서, 상기 한 쌍의 입력 단자부와 상기 정류 회로부 사이의 회로에서, 상기 한 쌍의 입력 단자부 중 어느 한 입력 단자부로부터 상기 정류 회로부를 통과하여 다른 쪽 입력 단자부로 흐르는 교류 전류를 흐르게 하기 위한 문턱값 소자가 설치되고,
그 문턱값 소자는 상기 한 쌍의 입력 단자부에 외부로부터 소정의 문턱값을 초과하는 교류 전류가 입력되고 나서 소정 시간이 경과한 후에 그 양단이 단락되고,
상기 인덕턴스 가변 제어부는, 상기 문턱값 소자의 양단이 단락된 후에 검출된 직류 전류의 크기에 따라 상기 가변 인덕턴스부의 인덕턴스치를 가변시키는 것을 특징으로 하는 LED 램프.
청구항 1 또는 2에 있어서, 상기 한 쌍의 입력 단자부와 상기 정류 회로부 사이의 회로에서, 상기 한 쌍의 입력 단자부 중 어느 한 입력 단자부로부터 상기 정류 회로부를 통과하여 다른 쪽 입력 단자부로 흐르는 교류 전류를 차단할 수 있는 회로 차단부가 설치되고,
상기 회로 차단부는 상기 전류 검출부에 의해 검출된 직류 전류의 크기가 소정의 상한치를 웃돈 경우 또는 소정의 하한치를 밑돈 경우에 상기 교류 전류를 차단하는 것을 특징으로 하는 LED 램프.
청구항 1 내지 3 중 어느 한 항에 기재된 LED 램프를 포함하는 것을 특징으로 하는 조명 장치.
한 쌍의 입력 단자부와, 외부로부터 상기 한 쌍의 입력 단자부에 입력되는 교류 전류를 직류 전류로 정류하는 정류 회로부와, 상기 정류 회로부로부터 출력되는 직류 전류의 통전에 의해 발광하는 LED 발광부를 포함한 LED 램프의 전류 제어 방법으로서,
상기 한 쌍의 입력 단자부와 상기 정류 회로부 사이의 회로에서, 상기 한 쌍의 입력 단자부 중 어느 한 입력 단자부로부터 가변 인덕턴스부를 통해 상기 정류 회로부를 통과시켜 다른 쪽 입력 단자부로 교류 전류를 흐르게 하는 단계,
상기 정류 회로부와 상기 LED발광부 사이의 회로에서, 상기 LED발광부에 흐르게 하는 전류를 듀티비에 기초하여 PWM 제어 가능한 PWM 제어부가, 상기 1쌍의 입력 단자부에 입력되는 외부의 교류 전류의 주파수에 따라 상기 LED발광부에 흐르는 전류의 상기 PWM 제어를 실시하는 경우와, 상기 LED발광부에 흐르는 전류의 상기 PWM 제어를 실시하지 않는 경우로 전환되는 단계,
상기 PWM 제어부가 PWM 제어를 실시하지 않는 경우에, 상기 정류 회로부와 상기 LED 발광부 사이의 회로에서, 상기 LED 발광부에 흐르는 직류 전류의 크기를 검출하는 단계,
상기 PWM 제어부가 PWM 제어를 실시하지 않는 경우에, 상기 검출된 직류 전류의 크기에 따라 상기 가변 인덕턴스부의 인덕턴스치를 가변하는 단계,를 포함하고,
상기 LED 발광부에 흐르는 직류 전류의 크기를 소정 범위 내가 되도록 제어하는 것을 특징으로 하는 LED 램프의 전류 제어 방법.