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KR20110104525A - 파워 제어를 갖는 에너지 변환 시스템 - Google Patents

파워 제어를 갖는 에너지 변환 시스템 Download PDF

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Publication number
KR20110104525A
KR20110104525A KR1020117016567A KR20117016567A KR20110104525A KR 20110104525 A KR20110104525 A KR 20110104525A KR 1020117016567 A KR1020117016567 A KR 1020117016567A KR 20117016567 A KR20117016567 A KR 20117016567A KR 20110104525 A KR20110104525 A KR 20110104525A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
power
converter
control
voltage
stage
Prior art date
Application number
KR1020117016567A
Other languages
English (en)
Inventor
로버트 디. 바텐
트리트 투 리
빈센조 디톰마소
라벤다나츠 나이키나와레
테리 슈리브 피이츠
Original Assignee
애즈레이 테크놀로지즈, 아이엔씨.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from US12/340,715 external-priority patent/US9263895B2/en
Priority claimed from US12/368,990 external-priority patent/US8796884B2/en
Priority claimed from US12/368,987 external-priority patent/US20100157632A1/en
Application filed by 애즈레이 테크놀로지즈, 아이엔씨. filed Critical 애즈레이 테크놀로지즈, 아이엔씨.
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Abstract

일 실시예에서, 파워 컨버젼 시스템은 에너지 저장 장치로의 파워, 또는 에너지 저장 장치로부터의 파워를 제어하기 위해 파워 스테이지를 유도하는 컨버터를 포함한다. 다른 실시예에서, 파워 컨버젼 시스템은 푸시-풀 스테이지 및 상기 푸시-풀 스테이지를 추종하는 에너지 저장 장치를 포함한다. 다른 실시예에서, 집적 회로는 파워 컨버터에 파워 제어를 제공하는 파워 제어 회로, 및 상기 파워 컨버터를 작동하기 위해 상기 파워 제어 회로에 결합되는 파워 스위치를 포함한다. 다른 실시예에서, 파워 컨버젼 시스템은 파워 제어를 갖는 둘 이상의 파워 컨버터를 포함한다.

Description

파워 제어를 갖는 에너지 변환 시스템{ENERGY CONVERSION SYSTEMS WITH POWER CONTROL}
본 출원은, 참조로서 통합된, 2008년 12월 20일에 제출된 미국 특허 출원 제12/340,715호의 부분 계속 출원이다. 본 출원은, 참조로서 포함된, 2009년 2월 2일 제출된 미국 특허 가출원 제61/149,305호로부터 우선권을 주장한다.
파워 컨버터는 파워를 하나의 형태에서 다른 형태로 변환하는데 이용되는 것으로서, 예컨대, 직류(DC) 파워를 교류(AC) 파워로 변환시킨다. 파워 컨버터에 있어서 하나의 중요한 응용은, 태양 전지판, 배터리, 연료 전지 등과 같은 에너지 소스로부터, 지방 및 지역 파워 그리드(power grids)와 같은 파워 분산 시스템으로 파워를 전송하는 데에 있다. 대부분의 파워 그리드는, 초당 50 내지 60 주기(헤르츠 혹은 Hz)의 라인(또는 메인) 주파수로 AC 전류상에서 동작한다. AC 그리드에서 파워는, 두 배의 라인 주파수, 즉, 100 Hz 혹은 120Hz에서 발생하는 파워 피크를 가지면서 맥동하는 방식으로 흐른다. 반대로, 많은 에너지 소스는 고정된 방식으로 DC 파워를 공급한다. 따라서, DC 소스로부터 AC 그리드로 파워를 전송하는 파워 컨버터 시스템은, 고정된 입력 파워를 맥동하는 출력 파워와 조율하기 위해 에너지 축적의 몇 가지 형태를 전형적으로 포함한다.
이것은 도 1을 참조하면 보다 잘 이해될 수 있는데, 도 1은 DC 파워 소스와 60 Hz AC 로드 사이에서의 불일치를 나타낸다. DC 소스로부터 이용 가능한 최대 파워량은 일정한 값으로서 표시된다. 반대로, AC 로드로 이송되어야 하는 파워량은 0에서 최대치로 유동하고, 8.33 밀리세컨드(ms) 마다 한번 최소치로 떨어진다. T1 동안, DC 소스로부터 이용 가능한 파워는 AC 로드에 의해 요구되는 순간 파워를 초과한다. 하지만, T2 동안, DC 소스로부터 이용 가능한 최대 파워는 상기 로드에 의해 요구된 것보다 적다. 따라서, 소스로부터 로드로, 파워를 효과적으로 이동하기 위해서, 파워 컨버터 시스템은 T1 동안(빗금 영역 S로 도시됨) 파워 소스로부터의 초과 에너지를 저장하고, 상기 저장된 에너지를 T2 동안(빗금 영역 D로 도시됨) 상기 로드에 방출 해야 한다.
파워 컨버터 용 에너지 저장 장치는 비싸고, 부피가 크며, 신뢰도가 떨어지고, 비효율적인 경향이 있다. 이러한 요소들은, DC 파워의 형태로 전기를 발생시키는 태양 및 연료 셀과 같은 대체 에너지 소스의 대규모 채용에 장벽이 되고 있다. 또한, 그들은 컴퓨터, 주택, 학교, 비즈니스 등을 위한 백업 파워 시스템의 대규모 채용에 장벽이 되고 있다.
태양 에너지 시스템에 있어서, 비용 및 신뢰도 요소들은 특히 중요하다. 태양 전지판 제조사들은 20년 보증이 일반적이라는 점에서, 그들 제품의 신뢰도를 증가시켜 왔다. 그러나, 파워 컨버터의 제조사들은, 태양 전지판에 상당하는 보증 기간을 제공할 수 있다는 점에 도달하지 못 하였다.
도 1은 파워 컨버터에서 DC 파워 소스와 60 Hz AC 로드 사이에서의 불일치를 나타낸다.
도 2는, 태양광(PV) 패널로부터의 DC 파워를 AC 파워로 변환하는 종래의 시스템을 나타낸다.
도 3은 PV 패널에서 리플 전압 대비 파워 손실을 나타낸다.
도 4는 캐패시터에 대한 캐패시턴스 대비 비용을 나타낸다.
도 5는 PV 파워 컨버터 시스템의 동작을 나타낸다.
도 6은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따라 정 파워 제어하는 파워 컨버터 시스템의 동작을 나타낸다.
도 7은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따라 정 파워 제어하는 파워 컨버터 시스템의 실시예를 나타낸다.
도 8은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 파워 컨버터 시스템의 다른 실시예를 나타낸다.
도 9는 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따라 정 파워 제어하는 파워 컨버터 시스템의 다른 실시예를 나타낸다.
도 10은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따라 정 파워 제어를 실행하기 위한 컨트롤러의 실시예를 나타낸다.
도 11은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 파워 컨버터 시스템의 실시예를 나타낸다.
도 12는 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 도 11의 인버터 시스템을 실행하는데 적절한 메인 파워 패스의 실시형태에 대한 개략도이다.
도 13-16은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 PV 패널의 실시예를 나타낸다.
도 17은 고정된 전압에서 유지되는 DC 링크 캐패시터로부터 이용 가능한 전압과 비교하여, H-브릿지 타입 DC/AC 인버터로부터의 전압에 대한 즉각적인 수요를 도시한다.
도 18은, 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 정 파워 제어 특징으로 인해, 큰 AC 전압 스윙을 갖는 DC 링크 캐패시터로부터 이용 가능한 전압과 비교하여, H-브릿지 타입 DC/AC 인버터로부터의 전압에 대한 즉각적인 수요를 도시한다.
도 19는 본 특허 개시물의 몇몇 발명 원리들에 따른, 고조파 왜곡 완화를 갖는 파워 컨버터 시스템의 실시예를 나타낸다.
도 20은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 왜곡 완화 시스템의 실시예를 나타낸다.
도 21은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 몇몇 예시적인 실시의 상세들을 보여주는 왜곡 완화 시스템의 또 다른 실시형태를 도시한다.
도 22는 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 고조파 왜곡 완화를 갖는 컨트롤러의 또 다른 실시형태를 도시한다.
도 23은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 그리드 전류 제어를 실시형태를 도시한다.
도 24는 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 컨트롤러의 실시형태를 도시한다.
도 25는 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 전치 왜곡을 갖는 컨트롤러의 실시형태를 도시한다.
도 26-29는 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 전치 왜곡 요소의 실시형태를 도시한다.
도 30은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 임피던스 변환의 실시형태를 도시한다.
도 31은 임피던스 변환이 없는 파워 컨버젼 시스템의 작동을 도시한다.
도 32는 전형적인 PV 패널의 전압-전류 커브 및 파워 커브를 도시한다.
도 33은, 하나 이상의 로컬 최대 파워 포인트를 갖는 파워 소스를 위한 V-I 및 파워 커브를 도시한다.
도 34는 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 정 파워 제어 및 입력 스위핑 특성을 갖는 파워 컨버젼 시스템의 실시형태를 도시한다.
도 35는 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 정 파워 제어가 불가능한 도 20에서의 파워 컨버젼 시스템의 실시형태를 도시한다.
도 36은 몇몇 조건 하에서, 도 20과 도 21의 실시예가 어떻게 작동하는지를 도시한다.
도 37은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 멀티 파워 소스를 갖는 시스템의 실시형태를 도시한다.
도 37은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 다수의 DC/DC 컨버터가 정 파워 제어 기능을 포함하는 파워 컨버젼 시스템의 실시형태를 도시한다.
도 38은 본 특허 개시물의 몇몇 발명에 원리에 따른 다수의 DC/DC 컨버터가 정 파워 제어 기능을 포함하는 파워 컨버젼 시스템의 실시형태를 도시한다.
도 39-42는 본 특허 개시물의 몇몇 발명에 원리에 따른 파워 소스와 중앙 인버터를 갖는 다수의 컨버터를 포함하는 파워 컨버젼 시스템의 실시형태를 도시한다.
도 43-51은 본 특허 개시물의 몇몇 발명에 원리에 따른 왜곡 완화를 포함하는 실시형태를 도시한다.
도 52는 본 특허 개시물의 몇몇 발명에 원리에 따른 EMI 완화를 포함하는 파워 컨버젼 시스템의 실시형태를 도시한다.
도 53은 본 특허 개시물의 몇몇 발명에 원리에 따른 파워 컨버젼 시스템의 실시형태를 도시한다.
도 2는 태양광(PV) 패널로부터의 DC 파워를 AC 파워로 변환하는 종래의 시스템을 도시한다. PV 패널(10)은 대략 20볼트의 전형적인 전압 VPV 에서 DC 출력 전류 IPV를 발생시키지만, 다른 출력 전압을 갖는 패널이 사용될 수 있다. DC/DC 컨버터(12)는 VPV를 수백 볼트의 링크 전압 VDC로 증가시킨다. DC/AC 인버터(14)는 DC 링크 전압을 AC 출력 전압 VGRID로 변환한다. 본 예시에서, 출력은, 로컬 전압 그리드로의 커넥션을 촉진시키기 위해, 60 Hz에서 120 VAC로 가정되지만, 다른 전압 및 주파수가 이용될 수 있다.
도 2의 시스템은 또한, DC 링크 캐패시터 CDC 및 디커플링 캐패시터 C1를 포함한다. 이들 캐패시터 중 하나 또는 모두는, PV 패널로부터의 명목상 정상 파워 흐름을 그리드의 변동 파워 요건들과 조화시키기 위해 에너지 저장 기능을 수행할 수 있다. 시스템 내의 파워 펄스는 DC/AC 인버터(14)에서 비롯되는데, 반드시 120Hz 펄스에서 그리드에 파워를 전달해야 만 한다. 실질적인 에너지 저장 장치가 없는 경우, 이들 전류 펄스는, 패널 전압 VPV 및/또는 전류 IPV에서 변동(혹은 '리플(ripple)')으로서 나타내는 PV 패널로 계속해서 전달된다. 따라서, DC 링크 캐패시터 CDC 혹은 이보다는 적게, 디커플링 캐패시터 C1는, PV 패널에서의 리플을 수용 가능한 수준으로 저감하여, 싸이클 단위에 기초하여 충분한 에너지를 저장하는데 이용된다.
그러나, 종래 시스템에서, 에너지 저장 캐패시터는 몇몇 이유들로 인해, 문제가 있는 구성요소인 경향이 있다. 첫째로, 다른 대형 캐패시터들은 보통 엄청나게 비싸기 때문에, 적정 에너지 저장을 제공하는데 충분히 큰 캐패시터는 일반적으로 전해형(electrolytic type)이어야 한다. 이것은, PV 패널로부터의 입력 전압인 210 와트를, 60 Hz에서 120VAC로 변환하도록 고안되는 시스템 예의 맥락에서 더 잘 이해될 수 있다. 싸이클 단위에 기초하여 파워 균형을 맞추는데 요구되는 에너지 저장 ΔE는 수학식 1로서 주어진다:
Figure pct00001
여기서, P는 와트(W)에서의 파워이고, ω는 sec-1 단위를 갖는 AC 사인파의 각 주파수이며, 에너지 저장 ΔE는 주울(J) 단위를 갖는다. 60 Hz, ω= 120π에서, 이에 따라,
Figure pct00002
이다.
캐패시터에 저장된 에너지량은 수학식 3으로 주어진다.
Figure pct00003
여기서, C는 패럿(Farads)에서의 캐패시턴스(capacitance)이다.
에너지 저장 기능이 DC 링크 캐패시터 CDC에서 수행되고 DC 링크 전압이 495볼트 DC 레벨의 최상부에서 5볼트 피크-투-피크 스윙을 갖게 된다고 가정하면, 캐패시턴스에 대한 해답은 다음 결과를 제공한다:
Figure pct00004
충분히 높은 등급의 전압에서 120 마이크로패럿 캐패시터는, 보통 이런 크기의 세라믹 캐패시터는 엄청나게 비싸기 때문에, 전형적으로 전해형 캐패시터로 되어야 한다.
에너지 저장에 디커플링 캐패시터 C1을 이용하면 전형적으로 더 나빠진다. 입력 전압 VPV에서부터 링크 전압 VDC까지의 전압 곱셈은 약 25 내지 1이므로, DC 링크에 대한 5 볼트 피크-투-피크 리플은 디커플링 캐패시터에 대하여 0.2 볼트 리플과 동일해진다. 캐패시턴스에 대하여 다시 풀면 다음 식으로 산출된다:
Figure pct00005
75mF(75,000 마이크로패럿) 캐패시터는 거의 확실히 전해형 타입일 필요가 있어진다.
그러나, 전해형 캐패시터는 수명에 한계가 있고, 높은 실패율을 갖는 경향이 있다. 추가의 문제로서, 전해형 캐패시터의 캐패시턴스는 전해질이 소멸되거나 및/또는 악화됨에 따라 전체 수명에 걸쳐 계속 감소하기 때문에, 효율성을 저감하고 전체 시스템의 역동성을 변화시킨다. 아울러, 전해형 캐패시터는 부피가 크고, 무겁고 깨지기 쉬운 경향이 있고, 큰 등가직렬저항(ESR)을 갖는다.
상기한 식들을 별도로 하고라도, 캐패시터에서 요구되는 크기를 일반적으로 저감하기 때문에, 디커플링 캐패시터 보다 DC 링크 캐패시터에서 에너지 저장 기능을 수행하는 것이 유익하다. 일반적으로, 더 큰 캐패시터에서 더 낮은 전압 보다는 더 작은 캐패시터에서 더 높은 전압의 형태로 에너지를 저장하는 것이 보다 경제적이다. 그러나, DC 링크에서 에너지를 저장하는 종래 시스템에 있어서 심지어, 캐패시터는 비싸고, 부피가 크고, 파워 컨버터 시스템에서 종종 가장 약한 링크를 형성하는 신뢰할 수 없는 구성요소 이였다.
더욱이, 종래 시스템에서 에너지 저장용 캐패시터의 크기를 결정하는 것은 다소 어려운 상충관계들을 나타낸다. 예를 들어, 심지어 대형 캐패시터를 갖는다 해도, 특정량의 리플이 PV 전류 및/또는 전압에 여전히 남는다. 도 3에 도시한 바와 같이, 심지어 작은 양의 리플도 시스템의 효율성을 저감하는데 충분한 파워 손실을 유발한다. 리플은 더 큰 캐패시터를 이용함으로써 저감될 수 있지만, 도 4에 도시한 바와 같이, 캐패시터의 크기를 증가시키면 비용을 극적으로 증가시킨다.
파워 제어
본 특허 게시물의 몇몇 발명의 원리들은, 파워 컨버터 및 파워 소스 사이에서 인터페이스의 역동성을 근본적으로 변화시키는 파워 제어 기법에 관한 것이다. 이러한 몇몇 원리들은 파워 컨버터를 고려하여 제어된 임피던스를 유지하는 것과 관련한다. 도 5를 참조하면, PV 패널은 전압 소스 VPV와 직렬 저항 RPV으로서 고안될 수 있다. 시스템은, PV 패널로부터 파워 컨버터로 전송되는 전류 I1에 상관없이 파워 컨버터를 고려하여 임피던스 Z1N이 항시 유지되도록 제어되는 가변 저항 R1을 포함한다. 일 실시형태에서, 가변 저항 R1은, 도 6에 도시된 바와 같이, 입력 전압 V1과 참조 전압 VREF 사이의 차이를 무효(mulling)로 함에 의해 제어될 수 있다.
몇몇 발명의 원리들은 파워 컨버터에서 임피던스 제어와 에너지 저장 기능 사이의 관계를 포함한다. 예를 들어, 도 7의 실시형태에서, 제1 파워 컨버터 스테이지(18)를 고려하여 임피던스 ZIN은 제어된 값으로 유지된다. 하나 이상의 에너지 저장 장치(20)는, 파워 소스(16)로부터의 순간 입력 파워를, 하나 이상의 다음의 파워 스테이지에 걸쳐 흐를 수 있는, 순간 출력 전압과 균형을 이룬다. 파워 소스(16)는 PV 패널, 연료 셀, 배터리, 풍력 터빈 등을 포함할 수 있다. 제1 스테이지(18)는 하나 이상의 DC/DC 컨버터, DC/AC 인버터, 렉티파이어 등을 포함할 수 있다. 에너지 저장 장치는 하나 이상의 캐패시터, 인덕터 등을 포함할 수 있다. 다음 스테이지들은 하나 이상의 DC/DC 컨버터, DC/AC 인버터, 렉티파이어 등을 포함할 수 있다.
하나의 예시적인 실시형태에서, 파워 소스(16)는 PV 패널을 포함하고, 제1 스테이지(18)는 DC/DC 컨버터를 포함하고, 에너지 저장 장치는 링크 캐패시터를 포함한다. 제1 파워 컨버터 스테이지를 고려하는 임피던스 ZIN는 일정한 값을 유지하는 반면, 링크 캐패시터 상의 전압은 다음의 스테이지의 맥동하는 파워 수요에 응답하여 변동되는 것이 허용된다. 입력 임피던스 제어는 PV 패널을 링크 캐패시터로부터 고립시키기 때문에, 링크 캐패시터 상의 전압 스윙은 임피던스 제어가 없는 시스템에서 보다 훨씬 클 수 있다. 캐패시터에 저장된 에너지 량이 캐패시터에 걸쳐 전압 스윙에 직접 연관되기 때문에, 이에 따라 링크 캐패시터의 크기를 저감시킬 수 있다. 또한, 입력에서 디커플링 캐패시터의 크기를 제거하거나 저감할 수 있다.
도 8은 본 특허 개시물의 몇몇 발명 원리들에 따른 파워 컨버터 시스템의 다른 실시예를 나타낸다. 도 8의 시스템은 PV 패널(22)에서 광전지로부터 파워를 받는다. 시스템은 DC/DC 컨버터(24), 링크 캐패시터 CDC, DC/AC 인버터(26) 및 컨트롤러(28)를 포함한다. DC/DC 컨버터는, 프리-레귤레이터, 메인 스테이지 등과 같이 배열된, 벅 컨버터(buck converters), 부스트 컨버터(boost converters), 푸시-풀 스테이지(push-pull stages), 렉티파이어(rectifier) 등과 같은 하나 이상의 스테이지를 포함할 수 있다. 도시를 목적으로, 본 예시에서 DC/DC 컨버터는 메인 스테이지(24b)에 의해 다음으로 프리-레귤레이터 스테이지(24a)를 갖는다고 가정되지만, 발명의 원리는 그러한 배열에 제한되지 않는다. DC/AC 인버터(26)는 H-브릿지, 공진형 인버터 등과 같은 임의의 적절한 인버터 토폴로지를 포함할 수 있다. 전압 및 전류 센서(30 및 32)는, 각각 컨트롤러(28)에, PV 패널 출력 전압 VPV 및 전류 IPV를 지시하는 신호를 제공한다. 컨트롤러는 프리-레귤레이터를 제어하기 위해 구동 신호 Dl을 출력한다.
컨트롤러(28)는, 입력 리플을 제거하거나 저감하는 실질적으로 일정한 값으로 PV 패널 출력 전압 VPV 또는 전류 IPV를 유지하는 식으로, DC/DC 컨버터에서 프리-레귤레이터 스테이지(24a)를 제어함으로써, 정 파워 제어 루프(화살표 34로 개념적으로 도시됨)를 실현한다. 이는 PV 패널로 하여금 본질적으로 일정한 로드를 참조하도록 하여, 그 결과, 일정한 파워 전송을 하는 원인이다. 본질적으로, 정 파워 제어 루프는 프리-레귤레이터(24a) 이후에 임의의 단계로부터 PV 패널을 고립시키고, 이에 따라 에너지 저장 장치 또는 장치들은 정 파워 제어 루프의 어느 다운스트림(downstream)에서든 배열될 수 있다. 도 8의 예시에서, 링크 캐패시터는 AC 출력 주파수에서 싸이클 단위 파워 밸런스를 제공하기 위해, 에너지 저장에 이용된다. 그러나, 다른 실시형태에서, 에너지 저장은 프리-레귤레이터와 메인 스테이지 사이에, 혹은 정 파워 제어 루프의 임의의 다른 추가의 스테이지 다운스트림에 위치될 수 있다.
정 파워 제어 루프는 파워 소스를 다운스트림 에너지 저장 장치로부터 격리시키기 때문에, 에너지 저장 장치는 달리 수용될 수 있는 것보다 더 폭넓게 변동하면서 작동하도록 허용될 수 있다. 예컨대, 캐패시터는 더 큰 전압 변동과 함께 작동할 수 있고, 인디케이터는 더 큰 전류 변동과 함께 작동할 수 있다. 결국 이것은, 보다 작은 에너지 저장 장치의 이용을 가능하게 할 수 있다.
정 파워 제어는, 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 최대파워 포인트 추적(MPPT, maximum power point tracking)과 구별되지만, 이것과 함께 사용될 수 있다. MPPT는 특정 작동 조건하에서 파워 소스로부터 이용 가능한 파워를 극대화하는 작동 포인트를 결정하도록 할 수 있지만, 정 파워 제어는 로드의 변동에도 불구하고 시스템으로 하여금 작동 포인트를 유지하도록 할 수 있다. 예를 들어, 몇몇 실시형태에서, 정 파워 제어 기법은 도 22를 참조하여 이하에 보다 상세히 설명되는 바와 같이, 작동 포인트를 유지하는데 이용될 수 있는 데 반하여, MTTP 기법은 시스템에 대하여 작동 포인트를 찾는데 이용될 수 있다.
일정한 DC 입력 전압이나 전류를 규제하는 것은 몇몇 장점을 제공할 수 있다. 첫째로, 입력 파형에서 리플을 저감하는 것은, 리플과 관련된 저항 손실을 겪고 있는 PV 패널과 같은 몇몇 DC 파워 소스의 효율성을 개선시킨다. 둘째로, DC 링크 캐패시터로의 에너지 저장을 이동하는 것은, 고가이고, 부피가 크며 단기 수명으로 신뢰성이 떨어지는 구성요소인 입력 전해형 캐패시터에 대한 필요를 제거할 수 있다. 그 대신, 덜 비싸고, 보다 신뢰도가 높으며 수명이 길고 공간을 덜 차지하는 DC 링크 캐패시터에 대하여 보다 높은 전압 형태로 에너지가 저장될 수 있다. 또한, DC 링크 캐패시터 자체의 크기 또한 저감될 수 있다.
도 8에 대해 상기한 바와 같은 예시적인 실시형태에서, 컨트롤러는 하나의 센스 입력(VPV 또는 IPV)과 DC/DC 컨버터에서 프리-레귤레이터를 제어하는 하나의 출력(Dl)을 갖는다. 즉, 정 파워 제어 루프는, 파워 컨버터 시스템의 전체적인 입력에서 감지된 파라미터에 대응하여 파워 패스에서의 제1 스테이지를 제어함으로써 실현된다.
본 특허 개시물의 몇몇 다른 발명의 원리들은, 시스템 어디에서든 감지된 파라미터에 대응하여 제1 스테이지 이외의 하나 이상의 파워 스테이지를 제어하거나(1); 및/또는 전체 입력 이외에서 시스템 어느 곳에서든 감지된 하나 이상의 파라미터에 대응하여 임의의 파워 스테이지 또는 스테이지들을 제어(2) 함으로써, 정 파워 제어의 실현을 가능하게 한다.
예를 들어, 이러한 몇몇 다른 발명의 원리들에 따르면, 도 8의 실시형태는, DC/AC 인버터(26)의 출력에서 감지된 파라미터에 대응하여 프리-레귤레이터(24a)를 제어함으로써 컨트롤러(28)가 정 파워 제어 루프를 실현하도록 수정 될 수 있다. 또 다른 예시로서, 도 8의 시스템은, 입력 전압 Vpv에 응답하여 DC/AC 인버터(26)를 제어 함으로써 컨트롤러(28)가 정 파워 제어 루프를 실현하도록 수정 될 수 있다.
도 9는 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 정 파워 제어를 갖는 파워 컨버터 시스템의 또 다른 실시예를 나타낸다. 파워 패스(36)는 N 파워 스테이지(38)을 포함하고, 여기서 N=1 이다. 파워 패스는 파워 소스(40)로부터 파워를 수신하여, 로드(42)로 파워를 출력한다. 컨트롤러(44)는 파워 패스로부터 하나 이상의 감지 신호(S1, S2 … SL)을 수신하여, 파워 패스로 하나 이상의 구동 신호(D1, D2 … DM)를 출력한다. 파워 스테이지(38)는, 파워 소스(40)에 의해 제공된 형태로부터 로드(42)로 전달되는 형태로 변환되는 바와 같이 파워를 처리하기 위한, 하나 이상의 DC/DC 컨버터, DC/AC 인버터, 렉티파이어, 에너지 저장 장치를 포함할 수 있다. 하나 이상의 감지 신호(S1, S2 … SL)는, 임의의 파워 스테이지의 입력 및/또는 출력, 파워 스테이지 내의 포인트, 및/또는 파워 스테이지들 간의 포인트로부터 취해질 수 있다. 하나 이상의 구동 신호(D1, D2 … DM)는, 하나, 임의의 혹은 모든 파워 스테이지들, 또는 파워 스테이지의 부분들을 제어하도록 배열될 수 있다. 구동 신호는 하나의 드라이브 스테이지 또는 하나 이상의 드라이브 스테이지의 부분들을 일제히 제어하도록 배열될 수 있다.
컨트롤러(44)는 전체적인 입력 이외의 일 포인트로부터 파워 패스로의 적어도 하나의 감지 신호, 및/또는 제1 스테이지 이외의 적어도 하나의 파워 스테이지에서 구동하는 적어도 하나의 구동 신호를 이용하여 정 파워 제어 루프를 실현한다.
몇몇 예에서, 정 파워 제어를 제공하는 것은, 일정한 값으로 파라미터를 유지하는 것을 포함할 수 있는데, 예컨대 전체적인 입력 전압을 파워 컨버터 시스템에서 일정한 값으로 유지할 수 있다. 다른 예에서, 정 파워 제어는 동적 특성을 갖는 파라미터를 제어하는 것을 포함할 수 있는데, 예컨대 링크 캐패시터 상에서 AC 전압 스윙으로 하여금 사인 파형을 갖도록 제어할 수 있다. 몇몇 실시형태에서, 몇몇 스테이지는, 예컨대 통제 안 함, 개방 루프, 고정된 펄스 폭 PWM 등과 같이, 자유롭게 구동되도록 남겨질 수 있고, 반면, 다른 실시형태에서, 몇몇 형태의 폐쇄형 루프 제어는 모든 스테이지에 적용될 수 있다.
몇몇 실시형태에서, 정 파워 제어는 하나 이상의 감지된 파라미터의 값을 규제하는 것을 포함할 수 있는데, 예컨대 시스템의 입력에서 감지된 입력 전압의 값을 규제할 수 있다. 몇몇 실시형태에서, 컨트롤러는 피드백 신호로서 하나 이상의 추가로 감지된 파라미터를, 단독 혹은 다른 감지된 파라미터와 조합하여 이용할 수 있다. 다른 실시형태에서, 하나 이상의 추가로 감지된 파라미터는 피드 포워드(feed forward) 신호로서, 단독으로 혹은 다른 감지된 파라미터와 조합하여 이용될 수 있다.
도 9에서, 파워 패스에서의 파워 스테이지들은 일반적으로 일렬로 도시되지만, 스테이지들은 직렬로 될 필요는 없다. 적어도 하나의 제1 스테이지는 파워 패스의 전체적인 입력에 결합(coupled)되지만, 몇몇 스테이지들은, 발명의 원리에 따라 병렬로, 직렬-병렬 조합, 혹은 임의의 다른 적절한 형상으로 배열될 수 있다.
또한, 리플을 무효화시키도록 입력을 직접 규제하는 것 보다, 시스템 이외의 다른 곳의 에너지 저장 장치에서의 리플은 입력에서 동일한 효과를 발생하도록 제어될 수 있다.
도 10은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 정 파워 제어를 실현하기 위한 컨트롤러의 실시예를 나타낸다. 컨트롤러는, 단순한 저항 접속, 전류 분류기(current shunts), 홀-효과 센서, 브릿지 회로, 트랜스포머 등이 될 수 있는, 하나 이상의 센스 회로로부터 하나 이상의 감지 신호(S1, S2 … SL)을 수신한다. 하나 이상의 증폭기/버터 회로(46)는, 각각 H1(S), H2(s) … HL(s) 함수를 실현하는 하나 이상의 제어 블록(48)에 적용되기 전에 감지 신호를 조절하기 위해 이용될 수 있다.
제어 블록으로부터의 출력은, 출력 구동 신호(D1, D2 … DM)를 발생시키도록 하나 이상의 제어 알고리즘을 실현하는 제어 알고리즘 섹션(50)에 적용된다. 하나 이상의 제어 블록(48) 및/또는 제어 알고리즘 섹션(50)은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어 등이나, 혹은 그들의 임의의 조합으로 실현될 수 있다. 하드웨어는 아날로그 전기 회로망, 디지털 전기 회로망이나 그들의 임의의 조합으로 실현될 수 있다.
도 11은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 파워 컨버터 시스템의 실시형태를 도시한다. DC 파워는 터미널(292 및 294)에서 시스템에 적용된다. 도 11의 실시형태는 태양 전지판(290)의 맥락에서 도시되지만, 연료 전지, 배터리, 캐패시터 등과 같은 다른 DC 파워 소스에 이용될 수 있다. 본 예시에서, 메인 파워 패스는 DC-DC 컨버터(306)을 형성하는 구성 요소의 모음들까지 이어진다. DC-DC 컨버터는, 결정질 셀을 갖는 PV 패널 및 몇몇 다른 DC 파워 소스의 특징인 비교적 낮은 전압과 높은 전류로부터, 지역 사용자에게 쉽게 분배되거나 및/또는 파워 그리드 등을 통해 원격 사용자에게 전송되는 형태로 AC 파워를 변환하는데 적합한 비교적 높은 전압 및 낮은 전류로, DC 파워를 변화시킨다. 다른 실시형태에서, 예를 들면, 박막 PV 셀에 기초한 시스템에서, DC 파워는 보다 높은 전압에서 발생되고, 이에 따라 전압 상승, 사전 규제 등의 필요나 유용성을 제거하거나 저감할 수 있다. 이러한 실시형태에서, DC-DC 컨버터는 두 가지 스테이지, 즉 부스트 타입 프리-레귤레이터와 푸시-풀 타입 메인 스테이지,로 보여진다. 그러나, 다른 실시형태에서, DC-DC컨버터는 단일 혹은 다수 스테이지의 임의의 적절한 배열로 실현될 수 있다.
다시 도 11을 참조하면, 제로-리플 입력 필터(296), 예를 들어 수동 필터는 효율성 향상을 위해 고주파(HF) 리플을 저감하는데 이용될 수 있다. 구현에 따라, 제로 리플 필터의 이익은 추가 비용의 가치가 있을 수 없다.
프리-레귤레이터(298)는, 다른 제조사로부터 PV 패널을 수용하도록, 시스템으로 하여금 입력 전압의 폭넓은 범위로부터 작동하도록 한다. 또한, 프리-레귤레이터는 진보된 제어 루프의 구현을 촉진하여, 아래에 논의하는 바와 같은 입력 리플을 저감할 수 있다. 예를 들어, 프리-레귤레이터는 높은 효율성을 위한 소프트 스위칭 및 컴팩트 사이즈를 갖는 고주파(HF) 부스트 스테이지로서 구현될 수 있다. 이러한 예시에서, 프리-레귤레이터는 다음 스테이지에 공급하기 위해 적은 양의 초기 전압 부스트를 제공한다. 그러나, 벅 컨버터, 벅-부스트 컨버터, 푸시-풀 컨버터 등과 같은 다른 프리-레귤레이터 스테이지들이 프리-레귤레이터 스테이지로서 이용될 수 있다.
푸시-풀 스테이지(300)는, 트랜스포머(302) 및 렉티파이어(304)와 함께 대다수의 전압 부스트를 제공한다. 양쪽의 파워 스위치들에 대한 드라이버들이 동일한 공통 전압으로 될 수 있으므로, 푸시-풀 스테이지의 이용은 단일 집적 회로를 갖는 전체 시스템의 구현을 조장할 수 있다. 렉티파이어 스테이지(304)로부터의 출력은, DC-AC 인버터 스테이지(312)를 피드하는 고전압 DC 버스를 제공하는 DC 링크 캐패시터(CDC)에 적용된다.
인버터 스테이지(312)는 고전압 출력 브릿지(308)를 포함하는데, 본 실시형태에서, 이것은 싱글-페이즈 AC 파워를 제공하기 위해 단순한 H-브릿지로서 구현되지만, 멀티-페이즈 실시형태들 또한 구현될 수 있다. 수동 출력 필터(310)는, 그것이 중립 및 라인 출력 터미널(L 및 N)에서 로드나 그리드에 적용되기 전에 AC 출력의 파형을 고르게 한다.
제1 (입력)PWM 컨트롤러(314)는 다양한 센스 입력에 대응하여 프리-레귤레이터(296)를 제어한다. 도 11의 실시형태에서, 전압 센서(316 및 32) 및 전류 센서(318)는, 각각 전체적인 입력 전압 및 전류와 프리-레귤레이터의 출력 전압의 측정을 제공한다. 그러나, 제1 PWM 컨트롤러는 보다 적거나 많은 센스 입력에 대응하여 작동할 수 있다. 예를 들어, 이들 중 임의의 센스 입력이 생략될 수 있고 및/또는 다른 센스 입력, 예컨대 DC 링크 캐패시터 CDC에 대한 전압 또는 파워 패스를 따라 임의의 다른 지점에서 측정된 전류가 포함될 수 있다.
상기한 바와 같이, 바람직하게, 파워는 DC소스로부터 일정한 비율로 도출되지만, 순간 AC 파워 출력은 0과 몇몇 최대값 사이에서 AC 라인 주파수의 두 배로 변동한다. 이러한 AC 파워 변동이 DC 파워 소스로 반영되는 것을 방지하기 위해, 에너지 저장 캐패시터는, AC 라인 싸이클에서 골(trough)(혹은 밸리)에 있는 동안 에너지를 저장하여 AC 라인 싸이클에서 피크에 있는 동안 에너지를 방출하는데 이용된다. 종래에는, 작은 양의 리플을 갖는 비교적 일정한 값으로 유지되는, DC 링크 캐패시터 CDC용 대형 전해형 캐패시터의 사용을 통해 이것을 실현하였다.
몇몇 실시형태에서, 제1 PWM 컨트롤러(314)는, 입력 단자(292 및 294)에서 일정한 전압을 유지하도록 프리-레귤레이터(296)를 제어함으로써, 상기한 바와 같이(그리고 화살표(315)로 도시되는 바와 같이) 내부의 정 파워 제어 루프를 실현한다. PV 패널로부터 이용 가능한 파워가 일정하다면, 일정한 패널 전압을 유지하는 것은, 물론 패널로부터 일정한 출력 전류를 야기한다. 선택적으로, 컨트롤러는 전압 보다는 전류를 조절할 수 있다. 정 파워 제어 루프는 DC 링크 캐패시터에 대한 리플이 입력으로 되돌아가는 것을 방지한다. 따라서, DC 링크 캐패시터에 대한 전압 스윙은 증가될 수 있고, 캐패시터의 크기는 저감될 수 있으므로, 보다 신뢰할 수 있고, 보다 작고, 덜 비싼 등의 캐패시터의 사용을 가능하게 한다.
최대 파워 포인트 추적(MPPT) 회로(344)는 외부 제어 루프를 형성하여, 본 예시에서 PV 패널인 DC 파워 소스로부터 이용 가능한 출력 파워를 극대화하기 위한 최적 지점에서 각각 전압 및 전류 센서(316 및 318)에 의해 감지된, 평균 입력 전압 및 전류를 유지시킨다. 제2 (푸시-풀)PWM 컨트롤러(324)는, 본 실시형태에서 고정된 듀티 싸이클에서 작동하는 푸시-풀 스테이지를 제어한다. 서밍 노드(329)는 센서(326)로부터의 DC 링크 전압을 링크 참조 전압 LINK REF과 비교하고 링크 전압 제어 회로(322)에 출력을 적용한다. 선택적으로, 서밍 노드(329)의 출력은 제3 (출력)PWM 컨트롤러(330)에 적용되어 출력부로 하여금 링크 전압을 제어하도록 할 수 있다.
DC 링크 전압 컨트롤러(322)는 다른 모드에서 작동할 수 있다. 하나의 모드에서, 그것은 단순히 서밍 노드(329)로부터의 출력으로 하여금 PWM 회로에 적용되도록 하여, DC 링크 전압이 일정한 값으로 조절되도록 할 수 있다. 그러나, 상기에서 논의된 입력 리플 저감 루프와 함께 사용된다면, DC 링크 전압 컨트롤러(322)는, 제3 PWM 루프 만이 DC 링크 전압의 장기간 DC 값(예컨대 RMS 값)을 조절하도록 AC 리플을 걸러낼 수 있다. 즉, DC 링크 캐패시터에 대한 AC 리플은, DC 링크 전압 컨트롤러에 대응하여 업-다운으로 슬라이드 하여 움직이는 DC 패데스탈(DC pedestal)을 라이드(rides)한다. 이것은, 예컨대, 아래에서 논의하는 바와 같은 AC 출력 전압에서 왜곡을 제어하는데 유용할 수 있다.
제3 (출력)PWM 컨트롤러(330)는 사인형 AC 출력 파형을 제공하도록 H-브릿지(308)에서 4개의 스위치를 제어한다. 비-DQ(non-DQ), 비-코르딕(non-cordic) 폴라 형태의 DPLL(digital phase locked loop)(332)는 출력 PWM을 AC 파워 라인에 동기화하도록 돕는다. 전체적인 AC 출력은, MPPT 회로로부터의 출력, DC 링크 전압 컨트롤러, DPLL, 및 출력 전압 및/또는 전류에 응답하여 제3 PWM 컨트롤러(30)을 조정하는 그리드 전류 제어 루프(336)에 의해 모니터되고 제어된다. 고조파 왜곡 완화 회로(338)는 또한, 서밍 회로(334)를 통해 출력 PWM을 조정하여, 각각의 전압 및 전류 센서(340 및 342)에 의해 감지된 출력 전압 및 전류 파형에 응답하여 왜곡을 제거하거나 저감한다. 고조파 왜곡 완화 회로로부터의 출력은 추가로, 그리드 전류 제어 루프(336)에 적용될 수 있다.
고조파 왜곡 완화 회로(338)로부터의 출력 신호는 또한 DC-링크 전압의 최적화를 위해 DC-링크 전압 컨트롤러에 적용될 수 있다. 일반적으로, 전체적인 효율성을 증가시키도록 DC-링크 전압을 최소화하는 것이 바람직하다.
그러나, DC-링크 캐패시터 상에서 전압 일탈(voltage excursions)의 골이 너무 낮게 떨어지면, AC 출력에서 과잉의 왜곡을 야기할 수 있다. 따라서, DC-링크 전압 컨트롤러는, 고조파 왜곡 완화 회로에 의해 표시된 바와 같은 수용 가능한 수준으로 왜곡을 유지하면서, AC 골의 바닥을 가능한 최저점으로 유지시키도록, DC-링크 캐패시터 상에서 DC 페데스탈을 위아래로 슬라이드 할 수 있다.
몇몇 다른 실시형태에서, DC-링크 전압 컨트롤러(322)는 참조 신호와 비교되고 제2 PWM 컨트롤러(324)에 적용되는 피드백 신호를 제공할 수 있는데, 이것은 PWM을 푸시-풀 스테이지로 조정함으로써 DC 링크 전압을 제어할 수 있다.
도 12는 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 도 11의 인버터 시스템을 실현하는데 적절한 메인 파워 패스의 실시형태에 대한 개략도이다. DC 파워 소스(346)로부터의 파워는, 대형 에너지 저장 캐패시터로 될 수 있거나, 또는 만약 입력 리플 저감 제어 루프가 사용되는 경우, HF 스위칭 트랜션트(transients)로 하여금 DC 파워 소스로 피드 백 하는 것을 방지하는 소형 필터 캐패시터로 될 수 있는 캐패시터 C1에서 시스템에 적용될 수 있다. 인덕터 L1, 트랜지스터 Q1 및 다이오드 D1은 입력 PWM 컨트롤러에 의해 제어되는 프리-레귤레이션 부스트 컨버터를 형성한다.
부스트 컨버터로부터의 출력은, 구현에 따라 HF 필터링 및/또는 에너지 저장을 제공할 수 있는 캐패시터 C2에 걸쳐 나타난다. 푸시-풀 스테이지는, 푸시-풀 PWM 컨트롤러에 대응하여 트랜스포머를 선택적으로 구동하는 트랜지스터 Q2 및 Q3를 포함한다. 트랜스포머는 도 11에 도시된 바와 같이, 스플릿 코어형(T1, T2), 단일 코어형, 또는 임의의 다른 적절한 구성일 수 있다. 트랜스포머는 DC-링크 캐패시터 CDC에 걸쳐 고전압 DC 버스를 발생시켜 출력 브릿지를 적절히 피드하도록 적절한 권선비를 갖는다. 구현에 따라, 트랜스포머는 또한 인버터 시스템의 입력 및 출력 사이에서 갈바닉 절연(galvanic isolation)을 제공할 수 있다. 렉티파이어는 도 12에 도시된 바와 같이, 패시브 다이오드 D2-D5, 활성 동기화 렉티파이어, 또는 임의의 다른 적절한 배열을 포함할 수 있다.
HV 출력 브릿지에서 트랜지스터 Q4-Q7은 로드나 파워 그리드에 적용되기 전에 그리드 필터(348)에 의해 여과되는 AC 출력을 발생시키기 위해, 출력 PWM 컨트롤러에 의해 제어된다.
도 12의 실시형태의 이점은, 그것이 예컨대 싱글 집적 회로(IC)를 갖는 집적형 파워 컨버터로서 쉽게 채용될 수 있다는 것이다. 다수의 파워 스위치들은 공통의 파워 공급 커넥션에 참조되기 때문에, 격리된 드라이브들은 이들 스위치에 요구되지 않는다. 일정한 파워 제어 특징과 푸시-풀 스테이지 및 다운스트림 에너지 저장 장치와의 조합은, 구성요소들 간의 상호 상승작용으로 인해, 특히 유익할 수 있다. 또한, 이러한 이점은 개별 구현에까지 확장될 수 있다.
전체 구조에 대한 모놀리식 구현에 있어서, 출력 H-브릿지에서의 하이측 스위치들과 이와 대응하는 로우측 스위치들 사이에서 전기적 절연이 있을 수 있다. 또한, 시스템의 다른 부분들 사이에서도 절연이 있을 수 있다. 예를 들어, 하나의 섹션에 위치된 센스 회로는, 제1 섹션으로부터 수신된 정보에 대응하여, 제어 및/또는 상호통신 및/또는 다른 기능들을 수행하는 또 다른 섹션에서의 프로세싱 회로로 정보를 전송할 수 있다. 특정 응용 및 파워 핸들링 요구 사항에 따라, 파워 일렉트로닉스, 패시브 컴포넌트 및 제어회로(지능형)를 포함하는 모든 구성 요소들은 IC 칩 상에 직접 제조될 수 있다. 다른 실시형태에서, 칩 밖에 위치된 인덕터, 트랜스포머 및 캐패시터와 같은 대형 패시브 컴포넌트들을 갖는 것이 바람직할 수 있다. 또 다른 실시형태에서, 도 12의 시스템은 멀티-칩 솔루션으로서 구현될 수 있다.
본 특허 개시물의 몇몇 추가의 발명 원리들은 정 파워 제어 기능을 파워 소스 및/또는 파워 컨버터 시스템에 통합시키는 것에 관한 것이다. 몇몇 실시형태에서, 정 파워 제어 장치는 셀 레벨, 스트링 레벨과 같은 보다 낮은 레벨에서 파워 소스에 통합될 수 있다. 예를 들어, 도 13에 도시된 바와 같은 PV 패널(350)에서, 하나 이상의 정 파워 제어 루프(350)는 패널 상에서 각각의 셀(354)에 통합될 수 있다. 도 14에 도시된 바와 같은 또 다른 실시형태에서, 하나 이상의 정 파워 제어 루프(356)는 각각 일련의 셀(360)을 갖는 패널(358)에 통합될 수 있다. 도 15에 도시된 바와 같은 또 다른 실시형태에서, 싱글 정 파워 제어 루프(362)는 패널(364) 상에서 모든 셀로부터 조합된 출력을 위해 사용될 수 있다. 싱글 루프(362)는 셀(366) 중 하나와 통합되거나 혹은 임의의 셀로부터 분리될 수 있다. 도 16에 도시된 바와 같은 또 다른 실시형태에서, 다수의 정 파워 제어 루프(368)는, 패널(370)과 통합적으로 혹은 패널로부터 개별적으로 연관될 수 있다. 다른 예시에서, 정 파워 제어 루프는, 각 셀과 연관된 하나 또는 다수의 개별 구성 요소로서 각 셀과 통합되거나, 혹은 각 셀에 사용된 동일 기판상에 부분적으로 혹은 완전히 통합될 수 있다. 이러한 타입의 집적 솔루션들은 직렬, 병렬, 직렬-병렬 조합 등으로 조합될 수 있는 다수의 정 파워 제어 루프로부터 출력을 포함할 수 있다.
본 특허 개시물의 몇몇 추가의 발명 원리들은 파워 컨버터 시스템에서 일정하기 보다는 변동하는 값으로 파워를 제어하는 것에 관한 것이다. 예를 들어, 몇몇 실시형태에서, 파워는, 임의의 함수 또는 특정 시스템에 맞춰지는 특정 함수로 제어될 수 있다. 다른 실시형태에서, 파워는, 로드의 파워 수요에서의 변동, 소스에 의해 공급된 파워에서의 변동, 그 둘의 조합 등에 따라 동기화될 수 있다.
왜곡 완화
본 특허 개시물의 몇몇 추가의 발명 원리들은 파워 컨버터 시스템에서 고조파 왜곡과 같은 왜곡을 경감하는 기법에 관한 것이다. 왜곡 완화에 관련되는 몇몇 원리들이 정 파워 제어를 또한 포함하는 실시형태의 맥락에서 도시된다하더라도, 왜곡 완화에 관련되는 발명의 원리들은 정 파워 제어 및 여기에 개시된 다른 발명의 원리들에 독립적으로 적용될 수 있다.
도 17은 고정된 전압에서 유지되는 DC 링크 캐패시터로부터 이용 가능한 전압과 비교하여, H-브릿지 타입 DC/AC 인버터로부터의 전압에 대한 즉각적인 수요를 도시한다. DC 링크 전압이 인버터로부터의 피크 전압 수요(헤드룸(headroom)을 위한 여분의 양을 더함) 이상으로 유지되는 한, 인버터는 출력 전압 및 전류 파형에서 고조파 왜곡(HD)가 거의 없는 AC 출력을 생산할 수 있다.
도 18은, 여기에 기재된 바와 같은 정 파워 제어 특징으로 인해 큰 AC 전압 스윙을 갖는 DC 링크 캐패시터로부터 이용 가능한 전압과 비교하여, H-브릿지 타입 DC/AC 인버터로부터의 전압에 대한 즉각적인 수요를 도시한다. 일반적으로, DC 링크 전압상의 변동은 AC 출력에서 왜곡을 유발할 수 있다. 또한, 라인 싸이클에서의 특정 포인트에서, 링크 캐패시터로부터 이용 가능한 전압에서의 최소값은 인버터로부터의 전압 수요에서의 피크와 부합한다. 이들 포인트에서, 인버터로부터의 AC 출력 전압 및/또는 전류는, 인버터에 대한 적절한 전압 및 헤드룸의 부족으로 인해 지나치게 왜곡될 수 있다. 즉, 몇몇 실시형태에서, 정 파워 특성의 포함됨으로 인하여, DC 링크 캐패시터에 허용된 AC 리플의 양에 따라, 출력 전류에서 특정 량의 왜곡이 유발될 수 있다. 고조파 왜곡은 그리드 타이(tie) 응용 또는 레귤레이션 및/또는 사양들이 AC 출력에서 왜곡의 양을 제한하는 임의의 다른 응용에 대해서 특히 문제다.
도 19는 본 특허 개시물의 몇몇 발명 원리들에 따른, 고조파 왜곡 완화를 갖는 파워 컨버터 시스템의 실시예를 나타낸다. 본 실시형태는, 파워 소스(52)와, 제1 파워 스테이지(54), 에너지 저장 요소(56) 및 제2 파워 스테이지(58)를 갖는 파워 패스를 포함한다. 컨트롤러(60)는, 시스템에서 임의의 적절한 포인트로부터 얻어진 하나 이상의 센스 입력 및 시스템에서 임의의 적절한 포인트에 적용된 하나 이상의 드라이브 출력을 이용하여 시스템에 대해 정 파워 제어를 부과한다. 고조파 왜곡 완화(HDM) 장치(62)는 시스템에서 임의의 적절한 포인트로부터 얻어진 하나 이상의 센스 입력 및 시스템에서 임의의 적절한 포인트에 적용된 하나 이상의 드라이브 출력을 이용할 수 있다.
고조파 왜곡 완화 블록은, 본 특허 개시물의 몇몇 발명 원리들에 따라, 하나 이상의 많은 다른 경감 파워를 구현할 수 있다. 하나의 예시가 도 11의 실시형태에 도시된다. 또 다른 예시로서, HDM 블록은 제2 파워 스테이지(58)의 입력 및 출력으로부터 하나 이상의 센스 입력을 취하여, 도 11의 실시형태에 도시된 HDM 특성과 유사한 식으로, 제1 스테이지(54) 및/또는 제2 스테이지(58)을 제어한다. HDM 기능은 정 전압 제어 기능과 조화되거나, 또는 정 전압 제어와 독립적으로 작동할 수 있다.
도 20은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 왜곡 완화 시스템의 실시예를 나타낸다. 도 20의 실시형태는, 에너지 저장 요소(200), 파워 스테이지(202) 및 로드(204)를 갖는 파워 패스를 포함한다. 컨트롤러(206)는 파워 흐름에서 로드에 왜곡에 대한 정보를 제공하는 하나 이상의 로드 신호(SL)를 수신한다. 하나 이상의 제어 신호, 예컨대, 하나 이상의 변조 신호(SM)는, 컨트롤러로 하여금 파워 스테이지의 왜곡을 경감하는 식으로 제어할 수 있도록 한다. 에너지 저장 요소로부터 하나 이상의 센스 신호(SES)는, 에너지 저장 요소의 하나 이상의 파라미터를 제어하는데 이용될 수 있는 정보를 제공한다. 도 20에서 특정 포인트에 그리고 특정 포인트로부터 결합된 것이 도시되었다하여도, 신호는 임의의 다른 적절한 포인트에 또는 그들로부터 결합될 수 있다. 예를 들어, 하나 이상의 로드 신호(SL)는 파워 스테이지와 로드 사이에서 비롯된 것으로 도시되지만, 그들은 파워 스테이지, 로드 또는 임의의 다른 적절한 위치로부터 직접 취해질 수 있다.
컨트롤러(206)는 파워 스테이지(202)를 제어하기 위한 모듈레이터(210)와 같은 제어 함수, 모듈레이터를 로드에 동기화 하기 위한 동기화 함수(212), 파워 흐름에서 왜곡을 로드에 경감시키기 위한 왜곡 완화 함수(208)을 포함한다. 컨트롤러 함수들은, 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어 또는 임의의 그들 조합에서 구현될 수 있다. 하드웨어는 아날로그 회로, 디지털 회로 또는 임의의 그들 조합으로 실현될 수 있다. 함수의 구현은 단일 장치에 집중되거나 다수의 장치 등을 통해 분산될 수 있다.
에너지 저장 요소(200)는 하나 이상의 캐패시터, 인덕터, 또는 임의의 다른 에너지 저장 요소들을 포함할 수 있다. 파워 스테이지(202)는 하나 이상의 DC/DC 컨버터, DC/AC 인버터, 렉티파이어 등을 포함할 수 있다. 로드는 AC 로드, DC 로드 또는 임의의 그들 조합일 수 있다. 제어 함수는 펄스 폭 변조(PWM), 펄스 주파수 변조(PFM)와 같은 임의의 적절한 타입의 변조 함수, 또는 임의의 다른 적절한 타입의 제어 또는 변조 함수를 포함할 수 있다. 동기화 함수(212)는, 파워 스테이지의 제어를 로드와 동기화하기 위해, 위상 고정 루프(PLL) 함수, 지연 고정 루프(DLL) 함수, 또는 임의의 다른 적절한 함수를 포함할 수 있다. 왜곡 경감 함수(209)는 고조파 왜곡 완화 또는 제거, 혹은 임의의 다른 타입의 왜곡 완화를 포함할 수 있다.
도 21은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 몇몇 예시적인 실시의 상세들을 보여주는 왜곡 완화 시스템의 또 다른 실시형태를 도시한다. 도 21의 실시형태에서, 에너지 저장 요소는, 예컨대 정 파워 제어에 기인한 가변 전압을 갖는 캐패시터 CDC를 포함한다. 파워 스테이지(214)는, 본 실시예에서, H-브릿지를 포함하는 DC/AC 인버터를 포함한다. 로드(216)는 임의의 타입의 AC 로드를 포함할 수 있지만, 본 실시예에서는, 종래 사인형 AC 파형으로 작동하는 파워 분포 그리드를 포함하는 것으로 가정된다. 그리드 필터(218)는 H-브릿지와 그리드 사이에 포함될 수 있다.
본 실시예에서, 컨트롤러(207)는 전압 센서 또는 커넥션(224)에 의해 캐패시터 CDC로부터 얻어진 링크 전압 VDC를 수신한다. PWM 변조 신호 ma2는 컨트롤러(207)로부터 H-브릿지에 제공된다. 로드 신호는 전류 센서 또는 커넥션(222)으로부터 얻어진 그리드 전류 IG와, 전압 센서 또는 커넥션(220)으로부터 얻어진 그리드 전압 VG를 포함한다.
도 21의 컨트롤러는, H-브릿지로 하여금 사인형 AC 출력을 생산해내도록 하는 펄스폭 변조 신호 Ma2를 발생시키기 위한 사인 PWM 요소(226)를 포함한다. 본 실시형태는 사인 파형에 대해 설명했지만, 다른 타입의 AC 파형이 다른 실시형태에서 이용될 수 있다. 동기화 함수는, 그리드 전압 VG에 대응하여 위상 신호(θ)를 발생시키는 디지털 위상-폐쇄 루프(228)에 의해 수행된다. 왜곡 완화 함수는 그리드 전류 IG에 응답하여 매그니튜드 신호 Ma를 발생시키는 고조파 왜곡 제거(HDC) 요소(230)에 의해 수행된다. HDC 요소는, 링크 전압 VG에 응답하여 작동하는 링크 전압 제어 기능을 선택적으로 포함할 수 있다. HDC 요소 및 DPLL로부터의 출력은 H-브릿지 제어를 위한 변조 신호 Ma2를 발생시키는 사인형 PWM 요소(226)에 적용된다. HDC 요소 및 DPLL로부터의 출력은 사인 PWM 요소(226)에 직접 또는 다른 요소들의 조합을 통해 적용될 수 있다. 예를 들어, 다른 실시형태에서, 신호 Ma는 사인 PWM 요소(226)에 직접 적용되지 않고, 대신에, 가산기(adder)로 사인 PWM 요소의 출력과 결합될 수 있다.
컨트롤러(207) 내에서 함수의 선택 및 배열은, 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따라, 다양하게 변화될 수 있다. 몇몇 실시예들은, 아래의 예시에 의해 기재된다.
도 22는 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 고조파 왜곡 완화를 갖는 컨트롤러의 또 다른 실시형태를 도시한다. 도 21의 실시형태에서, HDC 요소(230)는, DPLL로부터의 위상 신호(θ)에 응답하여 사인 신호 sin(θ)를 발생시키는 정현파 발생기(234)를 포함한다. 신호 sin(θ)는 멀티플라이어(236)에 의해 참조 신호 IREF와 결합되어, 에러 신호 IERR를 발생시키도록 가산기(또는 비교기)(238)에 의해 그리드 전류 IG에 비교되는 배율된 신호 IREFsin(θ)를 발생시킨다. 에러 신호는 에러 매그니튜드 신호 MAG를 발생시키도록 펑션 블록(240)에 의해 전송 함수 H(s)에 적용되기 쉽다.
도 22의 실시형태는, 그리드 전류가 배율된 사인커브 신호 IREFsin(θ)에 비교되는 파워 스테이지를 제어하는 직접적인 방법을 실현한다. 사인 PWM(226)로부터의 결과로서 얻어진 출력 Ma2는 Ma2 = MAG * sin(θ)의 형태를 가진다. 작동에 있어서 MAG 부분은, 제어 루프가 링크 전압 상에 리플이 있음에도 불구하고 단순히 사인커브형 출력을 유지하도록 노력할 때, 시간의 함수로서 왜곡을 나타낼 수 있다. 고조파 왜곡을 완화시키는 시스템의 능력은 비교기(238), 함수(240) 및 사인 PWM(226)을 포함하고 있는 경우, H-브릿지와 그리드 필터와 함께 루프를 형성하는, 패스의 밴드폭에 의존할 수 있다. 이러한 루프는 전형적으로, 루프의 밴드폭 이하의 주파수, 예컨대 보다 낮은 매그니튜드에서 고조파를 제거할 것이다. 따라서, 비교기, H(s) 및 사인 PWM을 포함하는 패스는 비교적 빠른 내부 루프를 형성하는 반면, DPLL(228) 및 사인 발생기(234)를 포함하는 패스는 보다 느린 외부 루프를 형성할 것이다.
참조 신호 IREF는 고정된 참조 신호 일 수 있다. 선택적으로, 도 22에 도시한 바와 같이, IREF는, 또 다른 제어 루프의 부분으로서 DC 링크 전압 제어 특성(242)에 의해 제공되어 DC 링크 전압을 제어할 수 있다. 링크 전압 VDC, 또는 VDC의 평균이나 RMS 버전은 IREF을 발생시키기 위한 참조 신호 VREF에 비교될 수 있다. DC 링크 전압 제어는 또 다른 비교적 느린 외부 제어 루프로서 실현될 수 있다.
본 특허 개시물의 몇몇 추가의 발명 원리들은 그리드 전류 제어에 관한 것이다. 도 23의 실시형태는, 그리드 전류 IG, 참조 신호 IREF2 뿐만 아니라 DPLL로부터의 위상 신호 θ에 대응하여 직접 신호 ID 및 직교 신호 IQ를 발생시키기 위한 그리드 전류 제어 요소(244)를 포함한다. 직접 신호 및 직교 신호는, 사인 발생기(234)에 적용되는 위상 신호 φ 및 사인 PWM(226)에 적용되는 매그니튜드 신호 MAG'를 발생시키는 인버스 DQ 변형 요소(246)에 적용된다. HDC 블록(230) 및 사인 PWM(226)로부터의 출력(MAG 및 MAG")은 각각, 가산기(248)에 의해 결합되어, 최종 변조 신호 Ma2를 제공한다.
그리드 전류 제어를 제공 함으로써, 도 23의 실시형태는 그리드 전압 VG 및 그리드 전류 IG로 하여금, 보다 가까운 위상 관계가 되도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 도 22의 이전 실시형태는 순수하게 혹은 대부분 저항 그리드 로드를 갖는 시스템에서 적절한 작동을 제공할 수 있다. 무효분이 있는 그리드 로드를 갖는 시스템에서, 도 23의 실시형태의 그리드 전류 제어 특성은 그리드 전압 및 전류로 하여금 위상이 되도록 하여, 리엑티브 그리드에 개선된 고조파 왜곡 제거를 제공할 수 있다.
도 23에서 HDC 특성(230)와 함께 도시되었지만, 여기에 개시된 그리드 전류 제어 기법은, 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따라, 이것 또는 임의의 다른 HDC 특성으로부터 별도로 실행될 수 있다.
도 23의 맥락에서 도시된 그리드 전류 제어 기법은 또한, 링크 전압 제어의 다양한 형태로 결합될 수 있다. 예를 들어, 참조 신호 IREF1 및 IREF2 중 어느 하나 또는 둘은 도 22에 도시된 요소(242)와 같은 하나 이상의 링크 전압 제어 요소들에 의해 제공될 수 있다.
본 특허 개시물의 몇몇 추가의 원리들은 왜곡 완화를 위한 전치 왜곡 기법의 사용에 관한 것이다. 도 24는 파워 스테이지를 제어하기 위한 하나 이상의 제어 신호 SM을 발생시키는 변조기(210)와 같은 제어 기능을 갖는 컨트롤러(250)와, 하나 이상의 로드 신호 SL에 응답하여 파워 스테이지의 출력을 로드와 함께 동기화시키는 동기화 함수(212)의 실시형태를 도시한다. 전치 왜곡 요소(252)는 에너지 저장 요소로부터 센스 신호 SES와 같은 임의의 적절한 신호에 응답하여 전치 왜곡의 몇몇 형태를 제공한다. 전치 신호는 하나 이상의 제어 신호 SM 또는 임의의 다른 신호 또는 요소에 적용되어 왜곡 완화를 제공할 수 있다. 컨트롤러 함수는 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어 등 또는 임의의 그들 조합에서 실사될 수 있다. 하드웨어는 아날로그 회로, 디지털 회로 또는 임의의 그들 조합으로 실현될 수 있다. 그러한 함수들의 실현은 단일 장치로 통합되거나 또는 다수의 장치들을 통해 분산될 수 있다.
도 25는 본 특허 개시물의 몇몇 발명 원리에 따른, 전치 왜곡을 갖는 컨트롤러의 실시형태를 도시한다. 변조 신호 Ma는 임의의 적절한 소스, 예컨대 상기한 실시형태에서 임의의 Ma2 신호에 의해 제공될 수 있다. 본 실시예에서, 변조 신호 Ma는, 그리드 전압 VG에 응답하여 DPLL(260)에 의해 제어되는 단순 사인 PWM 요소(258)에 의해 제공된다. 전치 왜곡 요소(254)는, 가산기(256)에 의해 변조 신호 Ma와 결합되는 전치 왜곡 신호 Ma'를 발생시켜서 최종 변조 신호 Ma"를 발생시킨다. 최종 변조 신호 Ma"는 임의의 적절한 파워 스테이지에 적용될 수 있다. 본 실시예에서, 파워 스테이지는 도 21에 도시한 바와 같은 H-브릿지 일 수 있다.
본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 전치 왜곡 방법은 여기에 개시된 여러 타입의 왜곡 완화 원리들을 개별적으로 또는 통합하여 실현될 수 있다. 전치 왜곡 요소(254)는 파워 흐름에 있어서 파워 스테이지로부터 로드까지 왜곡을 완화 또는 제거하기 위한 임의의 타입의 전치 왜곡을 실현할 수 있다. 예를 들어, 도 21의 시스템에 적용되는 경우, 전치 왜곡(254)은, 링크 전압 VDC 상의 리플에 기인한 왜곡을 예측하여 보상하는 전치 왜곡 신호 Ma'를 발생시킬 수 있다.
도 26은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른, 전치 왜곡 요소의 실시형태를 도시한다. 도 26의 실시형태는 순간 링크 전압 VDC 및 링크 전압의 평균치 VDC( AVERAGE )에 응답하여 전치 왜곡 신호 Ma'를 제공하기 위한 룩업 테이블(262)을 포함한다.
도 27은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 전치 왜곡 요소의 또 다른 실시형태를 도시한다. 도 27의 실시형태는, 링크 전압의 평균치 VDC( AVERAGE )를 순간 값 VDC으로 나눔으로써 전치 왜곡 신호 Ma'를 발생시킨다. 그 결과는 전치 왜곡 신호로서 직접 이용되거나 또는 추가의 프로세싱에 적용될 수 있다. 예를 들어, 그 결과는, 도 27에 도시한 바와 같이, 함수 f(s)에 의해 변환한 후에 변조 신호 Ma와 곱해질 수 있다.
도 28은 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 전치 왜곡 요소의 또 다른 실시형태를 도시한다. 도 28의 실시형태는, 순간 링크 전압 VDC, 링크 전압의 평균치 VDC( AVERAGE ), 순간 그리드 전압 VG 및 그리드 전압의 RMS값 VG ( RMS )에 응답하여 전치 왜곡 신호 Ma'를 제공하는 룩업 테이블(264)을 포함한다.
도 29는 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따른 전치 왜곡 요소의 또 다른 실시형태를 도시한다. 도 29의 실시형태는 순간 링크 전압 VDC, 링크 전압의 평균치 VDC( AVERAGE ), 순간 그리드 전압 VG 및 그리드 전압의 RMS값 VG ( RMS )에 응답하여, 임의의 적절한 전달 함수 H(s)에 따라, 전치 왜곡 신호 Ma'를 계산한다.
몇몇 응용에서, 도 26 및 도 27에 도시된 실시형태들은, 그리드 로드가 순수하게 혹은 거의 사인커브의 파형을 갖는 경우에 있어서, 적절한 왜곡 완화를 제공할 수 있다. 다른 응용에 있어서, 도 29 및 도 29에 도시된 실시형태들은, 그리드 로드 파형이 상당한 양의 왜곡을 포함하는 경우에 있어서, 더 나은 왜곡 완화를 제공할 수 있다.
전치 왜곡과 관련된 본 발명의 원리들은 사인커브형 AC 로드를 갖는 시스템에 제한되지 않는다. 전치 왜곡 신호 Ma'는 삼각파, 톱니파, 직사각형파 등과 같은 파형을 갖는 로드에 있어서의 왜곡을 보상하도록 발생될 수 있다. 룩업 테이블을 갖는 실시형태에서, 룩업 테이블은 정적(static)이거나, 혹은 예컨대, 라인 전압, 주파수, 링크 전압 또는 임의의 다른 작동 파라미터와 같은 다양한 입력에 응답하여, 시간에 걸쳐 변화할 수 있다. 또한, 본 발명의 원리에 따른 왜곡 완화 기법은, 직접 적용되거나 혹은 발명의 원리들과 함께 적용될 수 있는, 오디오 산업으로부터의 몇몇 알고리즘을 포함하는 임의의 적절한 알고리즘을 이용하여, 실현될 수 있다.
왜곡 완화에 관련되는 다양한 발명의 원리들은 모두 개별적으로 이용되거나, 또는 다른 발명의 원리들과 조합하여 이용될 수 있다. 예를 들어, 몇몇 실시형태에서, 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따라, 컨트롤러는 전치 왜곡을 링크 전압 제어와 함께 결합할 수 있는 반면, 다른 실시형태에서, 컨트롤러는, 그리드 전류 제어, 전치 왜곡 및 링크 전압 제어와 함께 직접 고조파 왜곡 제거를 결합할 수 있다.
임피던스 변환
본 특허 개시물의 몇몇 추가의 발명의 원리들은, 임피던스 변환을 제공하고, 최대 파워 포인트 또는 다른 작동 포인트를 결정하거나, 및/또는 다른 목적을 위한 정 파워 제어 루프를 조작하는 기법에 관한 것이다.
도 30을 참조하면, PV 패널은 전압 소스 VINTERNAL 및 직렬 저항 RINTERNAL으로서 모델화 된다. 정 파워 제어 루프는, PV 패널로 하여금 ZIN = VPV/IPV 의 정 입력 임피던스에서 정 로드 IPV를 참조하도록 한다. 임피던스 변환으로 인하여, 로드 IPV에 가해진 정 파워는 DC 링크에 전달된 정 파워로 변환된다. 파워 P는 일정하고 VPV * IPV 와 같다. 파워는 일정하고 H-브릿지에 의해 유도된 전류는 라인 주파수의 두 배로 변화하기 때문에, 전류 및 전압의 생산물은 일정하게 되어야 하므로 링크 전압 VDCLINK는 또한 라인 주파수의 두 배로 변화해야 한다. 따라서, DC 링크에 전달된 전류는 P/VDCLINK = VPV * IPV / VDCLINK 와 같이 변화한다.
PV 패널로부터 컨버터 시스템으로의 파워 전송은, 패널의 직렬 저항 RINTERNAL이 로드 IPV로 표현되는 임피던스에 부합할 때, 즉 ZIN = RINTERNAL = VPV/IPV 일 때, 최대화 된다.
몇몇 실시형태에 있어서, 상기한 바와 같은 정 파워 제어를 실현하는 시스템은, DC/DC 컨버터 또는 다른 파워 스테이지를 로우 AC 임피던스 패스로부터 하이 AC 임피던스 패스로 변형시킬 수 있다. 이것은, AC 로드가, 맥동 전류 IAC를 뽑아내는 전류 소스(100)로서 도시되는 도 31을 참조하면 더 잘 이해될 수 있다. 종래의 DC/DC 컨버터는 로우 임피던스 패스(102)로서 도시된다. 캐패시터 C1 또는 CDC 중 하나가 큰 값이면, 공통 노드에 대하여 로우 임피던스 패스를 형성하므로, 맥동 전류 IAC가 PV 패널로 되돌아가는 것이 차단된다. 그러나, 캐패시터 C1 또는 CDC 가 제거되거나 혹은 크기가 축소되면, DC/DC 컨버터는 로드(100)와 PV 패널 사이에서 로우 임피던스 AC 패스를 형성한다. 따라서, 맥동 전류 IAC가 PV 패널의 출력에서, 전압 및/또는 전류 변동으로서 나타난다.
그러나, DC/DC 컨버터에서 정 파워 제어 루프를 실현하는 것은 컨버터로 하여금 하이 AC 임피던스를 갖는 패스로서 나타나도록 할 수 있다. 따라서, 맥동 AC 전류 IAC는 DC/DC 컨버터를 통해 흐르는 것이 방지될 수 있다. 그 결과, 모든 또는 대부분의 AC 전류는 링크 캐패시터 CDC를 통해 흘러야만 하는데, 링크 캐패시터의 낮은 캐패시턴스로 인하여, CDC에 걸쳐 큰 전압 스윙을 유발시킨다.
정 파워 제어의 임피던스 변환 성질이 하드웨어에 내장된 구성 요소들보다는 제어 작동의 결과로 되기 때문에, 신속히 및/또는 제어된 방식으로 변화될 수 있다. 예를 들어, DC/DC 컨버터의 플로우 스루(flow-through) 임피던스는 컨트롤러에 의해 순간적으로 변화될 수 있다. 그러한 성질은 몇몇 이로운 결과들을 제공하도록 이용될 수 있다.
작동 포인트 스위프( Operating Point Sweep )
본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리들에 따르면, 하나의 그러한 응용은, 파워 컨버터에 결합된 파워 소스를 위한 최대 파워 포인트 또는 다른 작동 포인트를 결정하는 것에 관한 것이다. 도 32를 참조하면, 커브(104)는 특정 작동 조건하에서 전형적인 PV 패널의 전압-전류 특성(V-I 커브)을 나타내는 반면, 커브(106)는 동일한 조건하에서 동일한 패널에 대한 상응하는 파워 특성(파워 커브)을 나타낸다. V-I 커브는, 출력 터미널들이 함께 쇼트되는 경우, 패널에 의해 발생되는 쇼트-회로 전류인 ISC의 값에서 제로 볼트이다. 출력 전압이 증가함에 따라, V-I 커브는, 그것이 무릎점(knee point)에 도달할 때까지 꽤 일정한 수준의 전류에서 유지되고, 무릎점에서, 패널의 개방-회로 출력 전압인 VOC 로 제로 전류를 향해 빠르게 하강한다.
파워 커브는 V-I 커브를 따라 각 점에서 단순히 '전류 곱하기 전압'한 것이다. 파워 커브는 특정 전압 레벨 및 특정 전류 레벨에 상응하는 최대값을 갖는다. 이것은 최대 파워 포인트 혹은 MPP로 알려져 있다. 대부분의 PV 파워 시스템은 최대 파워 포인트에서 작동하도록 시도한다. 그러나, 최대 파워 포인트는 일루미네이션 레벨, 온도, 패널의 연령 등과 같은 작동 조건의 변화에 따라 변화되는 경향이 있다. 따라서, 알고리즘은 시간에 따라 변화하는 MPP를 추적하도록 고안되어 왔다.
최대 파워 포인트 추적(MPPT)에 대한 현존하는 알고리즘은 AC 라인 싸이클 기간에 비해 비교적 장기간 프레임에 걸쳐 수행되는 일반적으로 슬로우 프로세스들이다. 또한, 현존하는 알고리즘은, 파워 커브에서 단 하나의 MPP가 존재한다고 가정한다. 그러나, 몇몇 PV 패널 및 다른 파워 소스에 대한 파워 커브는 다수의 로컬 파워 포인트를 갖는다. 하나 이상의 로컬 MPP를 갖는 파워 소스에 대한 V-I 및 파워 커브를 나타내는 도 33에, 하나의 실시예가 도시된다. 종래의 MPPT 알고리즘은 좌측으로부터 로컬 최대 MPP1에 접근하고, 파워 커브가 우측으로 이동함에 따라, 아래로 향하는 것이 결정되면 정지한다. 이 경우, 알고리즘은, 진짜 최대 파워 포인트인 MMP2 보다는 MMP1가 최대 파워점이라고 잘못 결정한다. 현존하는 알고리즘은 나머지 전압 범위들을 통해 계속해서 검색하도록 하는 방식으로 변경될 수 있지만, 현재의 기술로는 장시간이 걸리는 프로세스로 된다.
정 파워 제어를 갖는 파워 컨버젼 시스템에 있어서, 본 특허 개시물의 몇몇 추가의 발명의 원리들에 따른 제어 기법은 최대 파워 포인트 추적 또는 다른 기법들을 제공하도록 다루어질 수 있다. 상기한 바와 같이, 정 파워 제어 루프는 파워 펄스로 하여금 파워 소스로 되돌아가는 것을 방지할 수 있다. 이것은, 파워 스테이지(108)가, AC 로드(112)로부터의 파워 펄스로 하여금 파워 소스(114)에 도달하는 것을 방지하는, 정 파워 제어 루프(110)에 의해 제어되는 도 34에 도시된다.
정 파워 제어 루프를 선택적으로 불능화하거나 변경함으로써, 몇몇 혹은 모든 파워 맥동은, 작동 포인트를 결정하려는 목적이나 다른 유용한 정보를 위해 관찰될 수 있는 식으로, 파워 소스로 되돌아갈 수 있다. 예를 들어, 도 35에서, 제어 루프(110)는 SW1에 의해 불능화 된다. 이것은 파워 스테이지로 하여금 몇몇 다른 모드, 예컨대, 고정된 듀티 싸이클에서 작동하도록 함으로써, AC 로드로부터의 전류 맥동이 파워 소스에 도달하도록 한다. 추적 회로(116)는 파워 소스(114)로부터의 출력에서 결과로서 생기는 전압 및/또는 전류 변동을 측정하고, 그 정보를 MMPT 알고리즘 또는 다른 프로세스를 실시하는데 이용한다. 작은 캐패시터와 같은 비교적 작은 에너지 저장 장치의 사용은 AC 로드로부터의 파워 맥동이 파워 소스에 도달하는 것을 가능하게 할 수 있다. 예를 들어, 보다 큰 캐패시터가 이용되면, 펄스가 소스로 돌아가는 것이 차단될 수 있다.
도 36은 몇몇 조건하에서 도 34 및 도 35의 실시형태가 어떻게 작동하는가를 보여준다. 시스템은 초기에 정 파워 제어 루프가 이용 가능한 포인트 B에서 작동하는 것으로 가정된다. 그 다음, 파워 스테이지(108)가 고정된 듀티 싸이클에서 개방 루프를 작동하도록, 제어 루프는 불능화된다. AC 로드로부터의 파워 맥동은 파워 소스로 되돌아감으로써, 작동 포인트로 하여금, 파워 소스로부터의 출력 전압 및 전류가 상응하는 범위(VSWEEP 및 ISWEEP)를 통해 스위프 할 때, 포인트 A 및 포인트 C 사이에서 파워 커브를 따라 전후로 라이드하도록 하는 원인이 된다. 추적 회로(116)는 출력 전압 및 전류를 모니터하여 A와 C 사이의 모든 포인트에서 파워를 계산할 수 있다. 스위프 된 범위는 로컬 최대 포인트 MPP1과 MPP2 모두를 포함하기 때문에, 추적 회로는 그들을 비교하여 진짜 MPP를 결정할 수 있다.
본 실시예에서, 진짜 MPP는 포인트 B'에 있는 것으로 발견된다. MPP가 결정되면, 정 파워 루프는, AC 로드에서의 변동에 무관하게, 시스템으로 하여금 B'에서 유지되도록 다시 사용 가능해 질 수 있다. 정 파워 제어 루프가 없는 경우, AC 로드에서의 변동은 작동 포인트로 하여금 도 36에서 화살표로 도시된 바와 같이, 포인트 B' 주위에서 변동하도록 한다.
상기한 추적 작동은, AC 로드의 라인 싸이클 이하의 몇몇 경우에, MPPT 루틴에서 전형적으로 이용된 것 보다 작은 시간 범위에 큰 작동 범위를 스위프 할 수 있기 때문에, MPP 또는 다른 작동 포인트를 결정하는데 있어서 빠르고 확고한 기술을 제공할 수 있다. 예를 들어, 사인커브형 출력을 갖는 시스템에서, 제1 페이즈에서의 정보는 제2 페이즈와 같다. 따라서, 60 Hz 사인커브형 출력을 갖는 시스템에서, 120 Hz 파워 리플의 절반 싸이클 만이 모든 정보를 얻는데 요구된다. 따라서, 60 Hz 라인 싸이클의 1/4 또는 ~4 ms에서 스위프가 수행될 수 있다.
정 파워 제어 루프는 제어 알고리즘에서 쉽게 이용화, 불능화 또는 변경될 수 있기 때문에, 구현은 빠르고 간단하다. 스위핑 프로세스 동안, AC 로드에 의한 퍼터베이션(perturbation)이 제공되어, 퍼터베이션을 생성하기 위한 추가 회로에 대한 요구를 저감 또는 제거할 수 있다.
또한, 프로세스는 매우 융통성이 있어서 수많은 파라미터들에서 수많은 변화에 채용 가능하다. 예를 들어, 파워 스테이지는 스위핑 작동 중, 임의의 적절한 고정 듀티 싸이클이나 다른 작동 모드로 설정될 수 있다. 선택적으로, 듀티 싸이클은, AC 로드에 대한 다수 싸이클의 코스에 걸쳐 스위프 범위를 확장시키도록 다른 값을 통해 단계화 될 수 있다. 시스템이 파워 소스의 전체 작동 범위를 스위프 하도록 구성될 수 있거나, 혹은 고정되거나 유연한 경계가 스위프 범위에 배치될 수 있다. 예를 들어, 몇몇 실시형태에서, 스위프 작동은, 어떤 범위가 제공되든지, 특정 AC 로드에 의해 파워 스테이지에서 특정 고정된 듀티 싸이클을 이용하여 단순히 스위프 하도록 될 수 있다. 다른 실시형태에서, 파워 소스로부터의 출력 전압 및/또는 전류에서 리미트가 설정될 수 있다. 예를 들면, 하이 리미트 또는 로우 리미트에 도달하면, 정 파워 제어 루프는, 원래의 작동 포인트(B)나 몇몇 수정된 작동 포인트, 예컨대 리미트 그 자체에서 사용 가능하게 될 수 있다. 따라서, 전체 다이나믹 범위가 표본화 될 필요가 없으면, 제어 루프 그 자체는 V-I 커브 및 파워 커브를 통해 스윙을 제한하는데 이용될 수 있다.
발명의 몇몇 원리에 따른 스위프 작동은 다양한 사건에 대응하여 초기화 될 수 있다. 몇몇 실시형태에서, 스위프 작동은 주기적인 시간 간격에서, 예컨대, 매초 또는 몇 초 마다 한번, 매분 또는 몇 분 마다 한번 등으로 초기화 될 수 있다. 다른 실시형태에서, 시스템이 작동할 것이 정상적으로 예측되는 곳에서 시스템이 작동하고 있지 않다는 것을 모니터링 작동이 결정하는 경우, 스위프 작동은 실행될 수 있다. 대안적으로, 스위피 작동은 외부 자극에 의해 초기화될 수 있다.
도 34 및 도 35의 예시적인 실시형태에서, AC 로드 자체가 파워 소스에서 변동을 만들도록 이용되지만, 다른 장치 또한 보정된 변동을 만들어내도록 이용될 수 있다. 예를 들어, 제어 가능한 로드는, 제어된 속도로, 제어된 경계 내에서 변동을 제공하도록 정상적인 AC 로드를 대체할 수 있다. 선택적으로, 제어 가능한 로드는 한 범위 내에서 모든 포인트를 통해 스위핑 하는 것 보다는, 하나 이상의 개별 로드 포인트를 제공할 수 있다. 제어 가능한 로드는 독립적으로, 혹은 추적 작업에 이용된 동일한 제어 회로에 의해 제어될 수 있다.
임의의 혹은 모든 이러한 특징들은 전용 컨트롤러 또는 로직, 혹은 파워 컨버젼 시스템의 다른 특징들을 실현할 수 있는 컨트롤러 또는 로직에서 실현될 수 있다.
개별 파워 제어를 갖는 다수의 파워 소스
본 특허 개시물의 몇몇 추가의 발명 원리들은 다수의 파워 소스를 갖는 시스템에서의 파워 제어의 이용에 관한 것이다. 도 37은, N개의 다수 파워 소스들(118)이 N개의 파워 컨버터들(120) 중 대응하는 하나에 각각 결합된 시스템의 실시형태를 도시한다. 파워 컨버터의 출력은 결합기(122)에 의해 결합되어, 적어도 하나의 에너지 저장 장치(124)에 적용된다. 파워 컨버터의 출력은 직렬, 병렬, 직렬-병렬 조합, 또는 임의의 다른 적절한 배열로 결합될 수 있다. 파워 소스는 광전자 장치, 연료 전지, 배터리, 풍력 터빈 또는 임의의 다른 파워 소스 또는 그들의 조합을 포함한다. 파워 컨버터는, DC/DC 컨버터, DC/AC 인버터, 렉티파이어 등의 하나 이상의 파워 소스 또는 임의의 그들 조합을 포함할 수 있다. 하나 이상의 파워 컨버터는 정 파워 제어 기능(126)을 포함한다.
본 특허 개시물의 몇몇 발명에 원리에 따른 도 38은, 다수의 DC/DC 컨버터가 정 파워 제어 기능을 포함하는 파워 컨버젼 시스템의 실시형태를 도시한다. 도 38의 실시형태에서, 파워 소스는 PV 패널들(128)로서 실현되는데, 각각의 PV 패널은 상응하는 DC/DC 컨버터(130)에 파워를 제공한다. DC/DC 컨버터의 출력은, 링크 캐패시터 CDC에 적용되는 DC 링크 전압 Vd를 발생시키기 위해 직렬로 배열된다. DC/AC 인버터(132)는 링크 전압을 AC 전압 VGRID으로 변환한다.
DC/DC 컨버터(130) 각각은 이들이 연관된 PV 패널로부터 일정한 파워 전송을 유지하기 위해 일정한 파워 제어 루프(134)를 구현한다. DC/DC 컨버터(130) 각각은 비교적 빠른 내부 정 파워 제어 루프의 주위를 느린 외부 제어 루프로서 작동하는 최대 파워 포인트 추적 기능(MPPT)를 구현할 수 있다. 각각의 DC/DC 컨버터는 개별 파워 소스 각각에 의해 제공되는 입력 파워에 상당하는 일정한 파워를 출력한다. 링크 캐패시터 CDC는 DC/DC 컨버터의 모든 조합 에너지 저장 요소로서 작동하고 있습니다. 링크 전압 Vd는 DC 구성 요소의 탑(top) 상에 AC 리플 구성 요소를 포함하고, 상기 AC 리플의 양은 아래에서 논의할 링크 캐패시터의 크기에 따른다. 각각의 DC/DC 컨버터로부터의 출력 전압 및 전류는 플로트를 허용하여, 전체 파워 시스템의 상기 전압 및 전류의 제약을 균형 있게 하는 값으로 정착할 수 있다. 컨버터(130)가 본 예시에서 직렬로 배열되고 있기 때문에, 출력 전압의 합이 DC 링크 전압 Vd와 동일해야 만, 각 DC/DC 컨버터를 통한 상기 출력 전류가 동일할 수 있다. 기타 실시형태에서는 다른 제약을 위해 배열될 수 있다. 예를 들어, DC/DC 컨버터가 병렬로 연결되는 실시형태에서, 각 컨버터는 전류의 다른 양을 제공할 수 있다.
또한, 도 38의 시스템은, DC/AC 인버터의 최적한 작동을 제공하는 레벨에서 링크 전압의 평균 또는 RMS 값을 유지하기 위해, 및/또는 출력에서 고조파 왜곡을 억제 또는 저감하기 위해, DC/AC 인버터로부터의 수요를 조절하는 링크 전압 제어 기능을 포함할 수 있다.
DC/DC 컨버터(130) 각각은 개별적인 일정한 파워 제어 루프를 구현하고 있기 때문에, 각 컨버터에서의 입력 리플은 각 PV 패널에 대해 최적하게 최소화 할 수 있다. 각 컨버터에 MPPT 기능을 추가 함으로써, 각 PV 패널로부터의 파워 출력은, 예를 들어, 조명 조건, 온도, 연령 등의 각 패널에 대한 작동 조건에서의 차이에 관계없이 최적화 할 수 있다.
게다가, 링크 캐패시터 CDC의 크기는 구현 상세에 따라 줄일 수 있다. 예를 들어, 고조파 왜곡 완화 특성이 있는 DC/AC 인버터(132)를 갖는 실시형태는, 링크 캐패시터의 크기를 줄일 수도 있다. 링크 캐패시터 상에서 큰 전압 변동의 결과로 보다 캐패시터가 사용 되더라도, 고조파 왜곡 완화 특성의 존재는 허용 가능한 레벨로 AC 출력에서의 왜곡을 줄일 수 있다. 하지만, 고조파 왜곡 완화가 없는 종래의 DC/AC 인버터를 갖는 실시형태에서는, AC 출력에서 왜곡의 허용될 수 없는 레벨을 유발하는 링크 캐패시터 상의 큰 리플 전압으로 인해, 비교적 큰 링크 캐패시터를 사용할 필요가 여전히 있다.
본 특허 개시물의 몇몇 추가적인 발명의 원리는, 단독 또는 다양한 조합을 포함하는 다른 발명의 원리의 일부 또는 전부를 이용하여 실현된 파워 컨버젼 시스템 구조물과 관련한다. 이러한 구조물의 일부는 이하의 도면을 참조하면서 설명한다.
도 39는, 정 파워 제어(402)를 일부 또는 전체로 포함하는, 다수 모듈(400)이, 종래의 중앙 인버터(404)에 적용되는 DC 링크 VLINK를 생성하기 위해 직렬로 배열되는 실시형태를 도시한다. 종래의 중앙 인버터(404)가 사용됨으로 인해, 비교적 큰 링크 캐패시터 CLINK는 AC 리플을 제한하고, AC 출력에서 과도한 왜곡을 방지하는 제약된 DC 링크를 제공하는 데에 유용하다.
도 40은 정 파워 제어(402)를 일부 또는 전체로 포함하는, 다수 모듈(400)이 병렬로 배열되는 실시형태를 도시한다.
도 41은 다수 모듈(400)이 병렬 유닛에서 최초로 배열된, 병렬-직렬 실시형태를 도시한다. 상기 병렬 유닛은 이후 DC 링크 VLINK를 제공하기 위해 직렬로 배열된다.
도 42는 다수 모듈(400)이 직렬 유닛 또는 스트링(strings)에서 최초로 배열된, 직렬-병렬 실시형태를 도시한다. 상기 개별 스트링은 이후 DC 링크 VLINK를 생성하기 위해 병렬 조합하여 배열된다.
도 39-42의 각 실시형태에서, 모듈은, 예컨대 몇몇 실시형태에서 각 모듈(400)이 소스에 집적된 정 파워 제어(402)를 갖는 하나 이상의 태양 전지판, 연료 셀 또는 다른 파워 소스일 수 있는, 다양한 선택적인 구조로 구현될 수 있다. 다른 실시형태에서, 모듈은, 정 파워 제어(402)가 DC/DC 컨버터의 일부가 되는 DC/DC 컨버터를 추가적으로 연관하는 하나 이상의 파워 소스를 포함할 수 있다. 다른 모듈 구성은 이들을 개시하는 조합물을 포함할 수 있다.
또한, 도 39-42의 각 실시형태에서, 종래의 중앙 인버터(404)가 사용됨으로 인해, 비교적 큰 링크 캐패시터 CLINK는 AC 리플을 제한하고, AC 출력에서 과도한 왜곡을 방지하는 제약된 DC 링크를 제공하는 데에 유용하다.
몇몇 추가적인 발명의 원리는, 정 파워 제어를 갖는 하나 이상의 파워 소스를 조합하는 중앙 인버터 또는 다른 파워 스테이지에서의, 고조파 왜곡 완화의 이용과 관련한다.
도 43은 중앙 인버터가, 본 개시물의 발명의 원리에 따른 고조파 왜곡 완화(408)를 포함하는 인버터 브릿지(406)에 기초하는 실시형태를 도시한다. 이 실시형태에서, DC 링크 VLINK는 정 파워 제어를 일부 또는 전체로 포함하는, 하나 이상의 파워 소스에 의해 생성될 수 있다. 예를 들어, 도 39-42에서 지시된 파워 소스 배열 중 어느 하나는 VLINK를 생성하는 데에 사용될 수 있다. 하지만, H-브릿지(406)가 고주파 왜곡 완화(408)을 포함하고 있기 때문에, VLINK 상의 리플 제한은 완화될 수 있고, 따라서 보다 작은 링크 캐패시터가 사용될 수 있다. 즉, 큰 전압 변동은 고조파 왜곡 완화(408)의 작동으로 인해 AC 출력에서 과도한 왜곡을 유발하지 않고 VLINK에서 허용될 수 있다. 따라서, 정 파워 제어를 갖는 하나 이상의 파워 소스는, 보다 작은 캐패시터 상에서 완화된 DC 링크를 생성하게 허용될 수 있다.
도 44는, 완화된 DC 링크로 작동할 수 있는 중앙 인버터의 또 다른 실시형태를 도시한다. 이 실시형태에서, 인버터는 아이솔레이션을 제공하기 위해 트랜스포머(412)에 의해 추종하는 푸시-풀 스테이지(410), 렉티파이어(414), 및 인버터 브릿지(406)를 포함한다. 인버터 브릿지(406)는 고조파 왜곡 완화(408)을 포함한다. 본 실시예에서, 에너지 저장은 렉티파이어와 인버터 브릿지 사이에 배열되어 비교적 작은 DC 링크 캐패시터 CLINK에 의해 제공될 수 있다. 다른 실시형태에서, 링크 캐패시터는 도 45에서 도시한 바와 같은 푸시-풀 스테이지의 앞에 배열된다. 또 다른 실시형태에서, 에너지 저장은 다수 위치 사이에 분배될 수 있다. 또한, 이들 실시형태 중에서 어느 하나는 프리레큘레이터(preregulators) 등과 같이 다른 파워 스테이지를 포함할 수 있다. 마찬가지로, MPPT는 임의의 적절한 포인트, 예컨대 푸시-풀 스테이지 또는 인버터 브릿지의 입력에, 포함될 수 있다.
도 46은 완화된 DC 링크로 작동할 수 있는 중앙 인버터의 다른 실시형태를 도시한다. 이 실시형태에서, 완화된 DC 링크 입력은, 역시 정 파워 제어(418)을 포함하는, DC/DC 컨버터(416)에 적용된다. DC/DC 컨버터 스테이지의 출력은 왜곡 완화(408)를 갖는 인버터 브릿지(406)에 적용된다. 비교적 작은 DC 링크 캐패시터 CLINK는 DC/DC 컨버터와 인버터 브릿지 사이에 배열된다.
도 47은 완화된 DC 링크로 작동할 수 있는 중앙 인버터의 다른 실시형태를 도시한다. 이 실시형태에서, 완화된 DC 링크 입력 VLINK는 왜곡 완화(409)를 갖는 라인-주파수 인버터 브릿지(407)에 적용된다. 인버터 브릿지로부터의 출력은 파워 그리드 또는 AC 로드에 인버터를 결합한 라인-주파수 프랜스포머(441)에 적용된다.
몇몇 추가적인 발명의 원리는, 정 파워 제어와, 중앙 인버터 또는 다른 파워 스테이지 또는 하나 이상의 종래의 파워 소스를 갖는 조합의 스테이지에서 고조파 왜곡 완화의 사용과 관련된다.
도 48은 PV 패널, 연료 셀 등과 같은 하나 이상의 파워 소소로부터의 직접적인 입력을 가지며 작동할 수 있는 중앙 인버터의 실시형태를 도시한다. 하나 이상의 파워 소소는 정 파워 제어(422)를 갖는 DC/DC 컨버터(420)에 입력하는 DC 버스 VBUS를 생성한다. DC/DC 컨버터는 푸시-풀 스테이지(410), 트랜스포머(412), 렉티파이어(414) 및 왜곡 완화(408)을 갖는 인버터 브릿지(406)에 의해 추종된다.
캐패시터 상의 리플이 하나 이상의 파워 소스로 반사되어 되돌아가는 것을 방지하는 정 파워 루프로 인해, 비교적 작은 캐패시터가 링크 캐패시터 CLINK로 사용될 수 있고, 반면 왜곡 완화는 DC 링크 상의 리플에 의해 유발되는 AC 출력에서 왜곡을 억제 또는 저감할 수 있다. 따라서, 완화된 DC 링크가 사용될 수 있다.
도 48의 실시형태에서, 링크 캐패시터 CLINK는 렉티파이어와 인버터 브릿지 사이에 배열되어 있지만, 다른 실시형태에서, 링크 캐패시터는 DC/DC 컨버터(420)와 도 49에 도시한 바와 같은 푸시-풀 스테이지(410) 또는 인버터의 임의 적절한 위치 사이에서 배열할 수 있다.
도 48, 49의 실시형태에서, MPPT 기능은 또한 인버터 브릿지에서의 DC/DC 컨버터에서, 또는 다른 경우에, 정 파워 제어를 위한 작동 포인트를 세트하기 위한 인버터에서 구현될 수 있고, 이로 인해 파워 소스 또는 DC 버스 상의 소스로부터의 파워 전송을 극대화한다.
도 44-49의 실시형태에 관해 기술된 상기 발명의 원리들은, 중앙 인버터, 분산 인버터, 이들의 조합 등에 적용될 수 있다
몇몇 추가적인 발명의 원리는, 마이크로 인버터 또는 나노 인버터로 일컫는, 분산 인버터를 갖는 왜곡 완화의 사용과 관련된다.
도 50은 다중 분산 인버터(424)가 다중 파워 소스(430)로부터 직접적으로 파워를 수신하는 시스템의 실시형태를 도시한다. 인버터의 일부 또는 전부는 정 파워 제어(426)와 왜곡 완화(428)를 포함한다. 분산 인버터로부터의 출력은 그리드 또는 다른 AC 로드에 AC 출력을 제공하기 위해 조합된다.
도 51은 다중 분산 인버터(432)가 다중 파워 소스(436)로부터 파워를 수신하는 시스템의 실시형태를 도시한다. 파워 소스의 일부 또는 전부는 인버터에 완화된 DC 링크를 제공하는 정 파워 제어(438)을 포함하고, 인버터의 일부 또는 전부는 완화된 DC 링크 상의 리플이 AC 출력에서 허용될 수 없는 왜곡이 유발하는 것을 방지하는 왜곡 완화(434)를 포함한다. 분산 인버터로부터의 출력은 그리드 또는 다른 AC 로드에 AC 출력을 제공하기 위해 조합된다.
도 50 및 51의 실시형태에서, MPPT 기능은 또한 분산 인버터에서, 또는 정 파워 제어를 위한 작동 포인트를 세트하기 위한 임의의 파워 소스에서 구현될 수 있고, 이로 인해 파워 소스 또는 소스로부터의 파워 전송을 극대화한다.
응용
비록 본 특허 개시물의 몇몇 발명의 원리가 DC-to-AC 인버터 시스템과 관련된 몇몇 구체적인 실시 형태의 맥락에서 설명되고 있지만, 발명의 원리는 시스템이 동적 로드 및/또는 동적 파워 소스를 인지하는 파워 컨버젼 시스템의 넓은 범위에서 광범위한 응용력을 가지고, 이에 따라 소스로부터 로드로의 파워의 흐름을 균형있게 하는 에너지 저장 장치를 필요하다. 상기 발명의 원리는 신뢰성이 중요하고 에너지 저장 장치가 통상적으로 신뢰할 수 없는 곳에서 특히 유리할 수 있다. 적절한 응용의 몇 가지 예는 다음과 같다. 전기 및 하이브리드 자동차, 지게차, 여객 수단, 궤도 전차, 메트로 시스템; 공기 냉각 시스템; 인버터/컨버터 박스를 포함하는 태양 및 풍력 에너지 시스템; 에너지 저장(배터리) 디커플링; 모든 종류의 파워 서플라이; 모든 종류의 모터 드라이브; 배터리 충전기 및 충전 컨트롤러와 같은 에너지 컨버젼 시스템; 유도 가열; 고전압 어플리케이션을 포함한 EMI 저감 필터 등.
아울러, 몇몇 발명의 원리는 비교적 안정된 파워 소스와 변동하는 로드를 갖는 실시 형태의 맥락에서 기술된 정 파워 제어와 관련되지만, 정 파워 제어는 물론 변동하는 파워 소스와 비교적 안정된 로드를 갖는 시스템에 적용될 수 있다. 이는 소스와 로드 사이에 비교적 안정된 파워 링크를 갖는 변동하는 파워와 변동하는 로드 모두를 갖는 시스템에도 적용될 수 있다. 일반적으로 정 파워 제어는 변동하는 파워를 갖는 하나 이상의 영역으로부터 비교적 안정된 파워를 갖는 하나 이상의 영역을 분리하기 위해 적용될 수 있다.
예를 들어, 정 파워 제어에 관한 발명의 원리는 에너지 변환에 적용할 수 있다.: (a)태양으로부터 그리드로, 연료셀로부터 그리드로,와 같은 DC로부터 AC로; (b)그리드로부터 배터리로,와 같은 AC로부터 DC로; (c)AC로부터 생산 라인 상의 모든 종류의 모터 등으로,와 같은 AC로부터 가변 기계식 로드(variable mechanical load)로; (d)배터리로부터 전기 자동차(EVs) 내 전기 모터로,와 같은 DC로부터 가변 기계식 로드로; (e)풍력 터빈으로부터 그리드로,와 같은 가변 기계식 제너레이터로부터 AC 로드로; (f)풍력 터빈으로부터 배터리로,와 같은 가변 기계식 제너레이터로부터 DC 로드로; 등. 몇몇 실시 형태에서, 기계식 로드는, 유도 가열에서 예를 들어, 히트 로드일 수 있다.
발명의 원리의 응용과 관련되는 다른 설명의 예시는 그리드 또는 다른 AC 로드를 피드하는 풍력 터빈에 정 파워 제어와 관계된다. 만약, 바람의 흐름이 안정한 경우, 즉 난류(turbulent flow) 대 층류(laminar flow)의 유형일 경우, 취득된 파워는 균일하다. 이는 PV 패널 상에 일정하게 조사되는 것으로 유추된다. 따라서, 균일한 파워 흐름은 AC 그리드로 전송하기 위한 싸이클 별로 기준하여 저장되어야 한다. 이는 PV 패널로부터 AC 로드로 DC 파워를 전송하는 싸이클 별 파워 저장으로 유추된다.
반면에 바람의 흐름이 불안정한 경우, 취득된 파워는, PV 패널 상의 새도잉 효과(shadowing effect)로 유추할 수 있게 동적이나, 보다 빠르고 보다 가변적일 수 있다. 이 상황에서, 본 발명의 원리는 유익한 효과를 활용할 수 있는 싸이클 별 에너지 저장을 갖는 빠른 MPPT를 조합하는 것과 관계된다. 즉, 빠른 MPPT는 빈번한 간격에서 최선의 작동 포인트를 결정하는 데 사용될 수 있고, 반면 정 파워 제어 루프는 가장 최근에 결정된 작동 포인트에서 시스템을 유지하기 위해 활용될 수 있다.
도 53은 본 특허 개시물의 발명의 원리들에 따른 파워 컨버터 시스템의 다른 실시 형태를 나타낸다. 파워 패스(148)는 파워 소스(154)로부터 로드(156)로 파워를 전송한다. 파워 패스는 에너지 저장 장치(150) 및 파워 스테이지(152)를 포함한다. 컨트롤러(158)은 에너지 저장 장치로, 또는 에너지 저장 장치로부터의 파워를 제어하는 파워 스테이지를 유발한다. 상기 파워는 일정한 값, 변동하는 값 등으로 제어될 수 있다. 상기 파워 소스로부터의 상기 파워는 일정한 값, 변동하는 값 등을 갖는다. 상기 로드 파워는 일정한 값, 변동하는 값 등을 갖는다.
본 특허 개시물의 몇몇 추가적인 발명의 원리들은 EMI(electromagnetic interference)의 완화와 관련된다.
도 52는 본 특허 개시물의 발명의 원리들에 따른 EMI 완화를 갖는 파워 컨버젼 시스템의 실시 형태를 나타낸다. 파워 패스(140)는 파워 소스(138)로부터 로드(142)로 파워를 전송하는 하나 이상의 파워 스테이지를 갖는다. 정 파워 제어(144)는 상기 파워 소스에 정 입력 임피던스를 존재시키기 위해 상기 파워 패스를 유발한다. EMI 완화 요소(146)는 파워 패스에서 발생하는 EMI를 저감 또는 제거하기 위해 파워 패스 상에서 작동한다.
본 특허 개시물의 발명의 원리들은 몇몇 구체적인 실시 형태의 참고로서 위에서 설명하였지만, 이들 실시 형태는 발명의 개념으로부터 이탈하지 않는 배열 또는 상세에서 조정을 할 수 있다. 예를 들어, 몇몇 실시 형태는 AC 그리드에 파워를 전달하는 맥락에서 설명되고 있지만, 상기 발명의 원리들은 물론 로드의 다른 형태에 적용된다. 다른 예시에서, 몇몇 실시 형태는 에너지 저장 장치로서의 캐패시터를 설명하고, DC 링크 전압이 변동하고 있지만, 상기 발명의 원리들은 에너지 저장 장치의 다른 형태, 예를 들어 전압 대신에 AC 리플 전류를 갖는 DC 링크 전류를 제공할 수 있는 인덕턱스에 적용된다. 또 다른 예시에서, 지금까지 설명된 정 파워 제어 기술 중 어느 하나는, 물론 변동 파워 제어, 또는 파워 제어의 임의의 다른 유형으로 구현될 수 있다. 이러한 변경 및 조정은 이하의 특허청구범위의 이내에 속하는 것으로 간주된다.

Claims (39)

  1. 파워 소스로부터 로드로 파워를 전송하는 컨버터 -상기 컨버터는 파워 스테이지와 에너지 저장 장치를 가짐-;
    상기 에너지 저장 장치로의 파워, 또는 상기 에너지 저장 장치로부터의 파워를 제어하기 위해 상기 파워 스테이지를 유도하는 컨버터
    를 포함하는 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 파워는, 실질적으로 일정한 값으로 제어되는 시스템.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 파워는, 변동하는 값으로 제어되는 시스템.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 파워 소스 또는 로드는 실질적으로 일정한 파워를 갖는 시스템.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 파워 소스 또는 로드는 변동하는 파워를 갖는 시스템.
  6. 파워 소스와 변동 파워 수요를 갖는 로드 사이에 파워를 전송하는 컨버터; 및
    파워 제어를 제공하는 컨버터
    를 포함하고,
    상기 컨버터는 푸시-풀 스테이지 및 상기 푸시-풀 스테이지를 추종하는 에너지 저장 장치를 포함하는 시스템.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 파워 제어는 일정한 파워 제어 또는 변동 파워 제어를 실질적으로 포함하는 시스템.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 상기 에너지 저장 장치의 파라미터를 제어하도록 배열되는 시스템.
  9. 파워 컨버터에 파워 제어를 제공하는 파워 제어 회로; 및
    상기 파워 컨버터를 작동하기 위해 상기 파워 제어 회로에 결합되는 파워 스위치
    를 포함하는 집적 회로.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 파워 컨버터를 작동하기 위해 상기 파워 제어 회로에 결합되는 제2 파워 스위치
    를 더 포함하는 집적 회로.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 파워 스위치는 상기 파워 컨버터에서 푸시-풀 스테이지를 작동하도록 구성되는 집적 회로.
  12. 제9항에 있어서,
    왜곡 완화 회로를 더 포함하는 집적 회로.
  13. 제9항에 있어서,
    상기 파워 컨버터에서 에너지 저장 장치의 파라미터를 제어하는 회로를 더 포함하는 집적 회로.
  14. 제9항에 있어서,
    상기 파워 컨버터의 입력에서 작동 포인트를 스위프(sweep)하는 회로를 더 포함하는 집적 회로.
  15. 제9항에 있어서,
    EMI 완화 회로를 더 포함하는 집적 회로.
  16. 둘 이상의 소스로부터 변동 파워 수요를 갖는 하나 이상의 로드로 파워를 변환하는 둘 이상의 파워 컨버터
    를 포함하고,
    상기 둘 이상의 파워 컨버터는 파워 제어를 갖는 시스템.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 둘 이상의 파워 컨버터는, 직렬, 병렬, 직렬-병렬, 또는 병렬 직렬로 결합된 출력을 갖는 시스템.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 둘 이상의 파워 컨버터는, 동일한 로드로 파워를 제공하기 위해 조합된 출력을 갖는 시스템.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 컨버터의 조합된 출력에 결합되는 에너지 저장 장치를 더 포함하는 시스템.
  20. 제18항에 있어서,
    각 컨버터로부터의 상기 출력은, 플로트(float)를 허용하는 시스템.
  21. 파워 소스와 변동 파워 수요를 갖는 로드 사이에 파워를 전송하는 컨버터;
    파워 제어를 제공하는 컨버터; 및
    왜곡 완화 회로
    를 포함하는 시스템.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 컨버터는 에너지 저장 장치를 포함하고,
    상기 왜곡 완화 회로는 상기 에너지 저장 장치의 파라미터를 제어하는 시스템.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 왜곡 완화 회로는, 파라미터의 AC 영역이 과도해져, 허용되지 않는 왜곡을 유발하는 것을 방지하기 위해, 파라미터의 DC 영역을 경사하는 시스템.
  24. 제21항에 있어서,
    상기 왜곡 완화 회로는 사인 발생기를 포함하는 시스템.
  25. 제21항에 있어서,
    상기 왜곡 완화 회로는 전치 왜곡 회로를 포함하는 시스템.
  26. 제21항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 그리드 전류 제어를 포함하는 시스템.
  27. 파워 소스와 변동 파워 수요를 갖는 로드 사이에 파워를 전송하는 컨버터; 및
    파워 제어를 제공하는 컨트롤러
    를 포함하고,
    상기 컨트롤러는 상기 파워 제어를 선택적으로 비활성화하는 시스템.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 파워 제어는 파워 변동이 상기 파워 소스에 도달하는 것을 방지하고, 및
    상기 파워 소스에 도달하기 위해 파워 변동할 수 있는 파워 제어를 비활성화하는 시스템.
  29. 제27항에 있어서,
    상기 파워 소스를 모니터하는 추적 회로를 더 포함하는 시스템.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 추적 회로는 상기 파워 제어가 비활성화될 때의 작동 포인트를 결정하는 시스템.
  31. 제30항에 있어서,
    상기 작동 포인트는 최대 파워 포인트를 포함하는 시스템.
  32. 제29항에 있어서,
    상기 파워 제어는 주기적으로, 또는 상기 컨버터의 작동 파라미터가 기대된 값으로부터 벗어날 때에 비활성화되는 시스템.
  33. 제32항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 상기 컨버터의 작동 파라미터가 제한을 초과할 때에 상기 파워 제어를 재활성화하는 시스템.
  34. 파워 패스의 입력에 결합된 제1 파워 스테이지를 갖는 파워 패스; 및
    상기 파워 패스로부터의 감지 신호에 응답하여 파워 제어를 제공하기 위해 구동 신호를 생성하는 컨버터를 포함하고,
    상기 감지 신호는 상기 파워 패스의 상기 입력과 다른 곳으로부터 취하고, 상기 구동 신호는 상기 제1 파워 스테이지와 다른 상기 파워 패스에 적용되는 시스템.
  35. 제34항에 있어서,
    상기 감지 신호는 상기 파워 패스의 출력으로부터 취하는 시스템.
  36. 제34항에 있어서,
    파워는, 일정한 값으로 상기 파워 패스의 파라미터가 제어되는 것에 의해 제어되는 시스템.
  37. 제34항에 있어서,
    파워는, 변동하는 값으로 상기 파워 패스의 파라미터가 제어되는 것에 의해 제어되는 시스템.
  38. 제34항에 있어서,
    상기 파워 패스는,
    상기 제1 파워 스테이지를 추종하는 에너지 저장 장치; 및
    상기 에너지 저장 장치와 결합된 입력을 갖는 제2 파워 스테이지
    를 포함하는 시스템.
  39. 제38항에 있어서,
    상기 구동 신호는 상기 제2 파워 스테이지에 적용되는 시스템.
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