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KR20100054987A - Ｏｆｄｍ 시스템에서의 주파수 추정을 위한 장치 및 방법 - Google Patents

Ｏｆｄｍ 시스템에서의 주파수 추정을 위한 장치 및 방법 Download PDF

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Publication number
KR20100054987A
KR20100054987A KR1020080113863A KR20080113863A KR20100054987A KR 20100054987 A KR20100054987 A KR 20100054987A KR 1020080113863 A KR1020080113863 A KR 1020080113863A KR 20080113863 A KR20080113863 A KR 20080113863A KR 20100054987 A KR20100054987 A KR 20100054987A
Authority
KR
South Korea
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frequency offset
integer
period
division multiplexing
estimate
Prior art date
Application number
KR1020080113863A
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Inventor
안상호
윤석호
김상훈
정다해
이영윤
윤태웅
이영포
Original Assignee
성균관대학교산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
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Abstract

본 발명은 OFDM 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 방법 및 그 장치에 관한 것으로, 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 주파수 옵셋 추정 방법은, 수신한 시간 도메인 심볼에 포락선 균등 과정을 적용하는 단계; 포락선 균등 과정을 통과한 신호로부터 고속 푸리에 변환을 이용하여 주기 도표를 산출하는 단계; 연속하는 두 주기 도표 사이의 합이 최대값을 갖게 하는 정수 주파수 옵셋 추정값을 구하는 단계; 정수 주파수 옵셋 추정값에 해당하는 주기 도표 및 정수 주파수 옵셋 추정값보다 1이 큰 값에 해당하는 주기 도표의 비를 이용하여 채널 효과를 제거하는 단계; 연속하는 두 주기 도표의 위상차로부터 소수 주파수 옵셋을 구하는 단계; 및 추정한 정수 주파수 옵셋 및 소수 주파수 옵셋에 해당하는 주기 도표를 이용하여 나머지 주파수 옵셋을 구하는 단계를 특징적 구성으로 포함한다.
OFDM, 포락선 균등, 주파수, 옵셋, 추정값, 페일레이 페이딩, 소수 주파수 옵셋

Description

ＯＦＤＭ 시스템에서의 주파수 추정을 위한 장치 및 방법{Apparatus and Method for Estimating a Frequency Offset in OFDM}
본 발명은 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 주파수 옵셋 추정 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 레일레이 페이딩 채널 환경에서 신호의 주기 도표를 이용한 주파수 옵셋 추정 장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로 직교 주파수 분할 다중 방식(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기술은 디지털 오디오 방송(DAB: Digital Audio Broadcasting)과 디지털 텔레비전, 무선 근거리 통신망(WLAN: Wireless Local Area Network) 그리고 무선 비동기 전송 모드(WATM: Wireless Asynchronous Transfer Mode) 등의 디지털 전송기술에 광범위하게 사용되고 있다. 상기 직교 주파수 분할 다중 방식은 전송하려는 데이터를 다수 개의 부반송파(Sub-Carrier)를 가지고 여러 개의 데이터로 나누어 변조한 후 병렬로 전송하는 다중 반송파 기술이다.
그러나 OFDM 방식은 하드웨어(hardware)적인 복잡도(Complexity)로 인하여 널리 사용되지 못하다가 최근 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform) 기술과 역 고속 푸리에 변환(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform) 기술을 포함한 각종 디지털 신호 처리 기술이 발전함으로써 실현 가능해 졌다.
상기 OFDM 방식은 종래의 주파수 분할 다중 방식(Frequency Division Multiplexing: FDM)과 비슷하나 무엇보다도 다수개의 부반송파간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송함으로써 고속 데이터 전송시 최적의 전송 효율을 얻을 수 있는 특징을 갖는다.
OFDM 기술은 주파수 효율이 높고 다중경로 페이딩에 강인하기 때문에 무선 통신 표준 변조 방식으로 널리 사용되어 왔다.
그리고 최근에는 이러한 장점이 대두되어 무선 비동기 전송 모드와 같은 고속 데이터 전송시 상기 OFDM 방식을 이용한 OFDM 방식/시분할 다중 접속 방식(OFDM/TDMA) 시스템 및 OFDM 방식/코드 분할 다중 접속 방식(OFDM/CDMA) 시스템 등의 다양한 구현 기술이 제안되고 있다.
그러나, OFDM 방식은 주파수 옵셋에 매우 민감하여, 주파수 옵셋이 존재할 경우 부반송파간의 직교성을 파괴하여 간섭을 유발함으로써 심각한 성능 저하를 발 생시킨다.
따라서 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 주파수 옵셋 추정은 매우 중요한 문제 중 하나이며, 현재까지 직교 주파수 분할 다중화 시스템을 위해 많은 주파수 옵셋 추정 기술들이 연구되어왔다.
여러 연구 결과들 중, 대부분의 기술들은 시간 영역의 하나의 훈련 심볼 내에서 반복되는 부분 사이의 위상차를 이용하여 주파수 옵셋을 추정하였다. 이러한 기술들은 훈련 심볼의 반복되는 부분의 수를 증가시킴으로써 주파수 옵셋 추정 범위를 넓히지만, 추정 범위를 늘릴수록 기법의 성능이 저하되기 때문에 일정한 성능을 갖기 위해서는 주파수 옵셋 추정 범위가 제한되는 단점이 있었다.
최근에, 위의 기술들을 보완한 주파수 옵셋 추정 기술이 제안되었다. 이 기술은 하나의 훈련 심볼을 이용하여 주파수 옵셋 추정 성능의 저하 없이 신호의 대역폭 전 범위에 걸쳐서 주파수 옵셋을 추정할 수 있으며, 훈련 심볼 디자인에 관계없이 주파수 옵셋을 추정하였다.
대부분의 기법들이 일반적으로 정수 주파수 옵셋 추정, 소수 주파수 옵셋 (fractional frequency offset) 추정의 두 단계로 주파수 옵셋을 추정하는 것에 반해, 이 기술은 기존의 단계에 나머지 주파수 옵셋 (residual frequency offset) 추 정이라는 새로운 추정 단계를 추가하여 기존의 기술들보다 더 높은 주파수 옵셋 추정 정확도를 나타내었다.
하지만, 잡음이 존재하는 환경에서 실제 주파수 옵셋과 추정된 정수 주파수 옵셋의 차이가 이 기술의 소수 및 나머지 주파수 옵셋 추정 단계에서 추정할 수 있는 범위보다 큰 경우가 자주 존재하여, 성능이 저하되는 문제점이 있었다.
도 1을 참조하여 종래기술에 대해 간단히 설명하도록 한다.
도 1은 종래 기술의 주파수 옵셋 추정 구조 또는 과정을 도시한 도면이다. 도 1로부터 알 수 있듯이, 종래의 기술은 정수 주파수 옵셋 추정, 소수 주파수 옵셋 추정, 나머지 주파수 옵셋 추정의 3단계를 통해 주파수 옵셋을 추정한다. 일반적으로 주파수 옵셋 추정 단계는 정수 주파수 옵셋 추정, 소수 주파수 옵셋 추정의 2단계로 이루어져 있지만, 종래의 기술은 나머지 주파수 옵셋 추정 단계를 추가하여 좀 더 정확한 소수 주파수 옵셋을 추정하고 있다. 정수 주파수 옵셋, 소수 주파수 옵셋 그리고 나머지 주파수 옵셋의 추정값은 각각
Figure 112008079020505-PAT00001
으로 나타내며, 다음과 같이 구해진다.
Figure 112008079020505-PAT00002
식 1
Figure 112008079020505-PAT00003
식2
Figure 112008079020505-PAT00004
식3
Figure 112008079020505-PAT00005
식4
여기서
Figure 112008079020505-PAT00006
은
Figure 112008079020505-PAT00007
의 추정 값이며,
Figure 112008079020505-PAT00008
는
Figure 112008079020505-PAT00009
의 주기도표로서,
Figure 112008079020505-PAT00010
로 정의된다.
그리고 정수 주파수 옵셋 후보들의 집합인 fk는
Figure 112008079020505-PAT00011
으로 정의한다.
Figure 112008079020505-PAT00012
의 범위는0≤
Figure 112008079020505-PAT00013
≤1 이므로, 상기 식 2 및 식 3으로부터 소수 및 나머지 주파수 옵셋 추정 단계의 범위는 각각 ,
Figure 112008079020505-PAT00014
임을 알 수 있다. 여기서, 종래의 기술의 소수 주파수 옵셋 추정 단계는 실제 주파수 옵셋과 정수 주파수 옵셋 추정값의 차이가 소수 옵셋 단계의 추정 범위를 벗어난 경우, 무조건 0 또는 1을 추정하는 것이 아님을 식 5에 실제 값을 적용하여 확인할 수 있기 때문에, 소수 및 나머지 주파수 옵셋 추정 단계를 결합한 추정 범위는
Figure 112008079020505-PAT00015
이 아님을 알 수 있다.
결국, 실제 값을 식 5, 식 6에 적용하여 얻은 도 2를 통해서도, 주파수 옵셋과 정수 주파수 옵셋 추정값의 차이가 아래의 식 5에 나타낸 범위 내에 존재해야 소수 및 나머지 주파수 옵셋 추정 단계에서 그 차이를 정확하게 추정할 수 있음을 확인 할 수 있다.
Figure 112008079020505-PAT00016
식 5
하지만 잡음이 존재하는 환경에서 실제 주파수 옵셋과 정수 주파수 옵셋 추정값의 차이는 위의 보상 범위를 자주 벗어나며, 이러한 경우 종래의 기술은 둘의 차이를 전혀 보상할 수 없기 때문에, 주파수 옵셋 추정 성능이 저하되는 문제점이 발생하게 된다.
본 발명은 전술한 종래의 기술의 소수 주파수 옵셋 추정 단계에서의 보상 범위에 관한 문제점를 해결하기 위해, 주기도표를 이용하여 종래의 기술의 소수 주파수 옵셋 추정 단계보다 넓은 범위의 주파수 옵셋을 추정할 수 있는 새로운 주파수 옵셋 추정 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
전술한 목적을 달성하기 위해, 본 발명은, 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 주파수 옵셋 추정 방법에 있어서, 수신한 시간 도메인 심볼에 포락선 균등 과정을 적용하는 단계; 포락선 균등 과정을 통과한 신호로부터 고속 푸리에 변환을 이용하여 주기 도표를 산출하는 단계; 연속하는 두 주기 도표 사이의 합이 최대값을 갖게 하는 정수 주파수 옵셋 추정값을 구하는 단계; 정수 주파수 옵셋 추정값에 해당하는 주기 도표 및 정수 주파수 옵셋 추정값보다 1이 큰 값에 해당하는 주기 도표의 비를 이용하여 채널 효과를 제거하는 단계; 연속하는 두 주기 도표의 위상차로부터 소수 주파수 옵셋을 구하는 단계; 및 추정한 정수 주파수 옵셋 및 소수 주파수 옵셋에 해당하는 주기 도표를 이용하여 나머지 주파수 옵셋을 구하는 단계를 포함하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 주파수 옵셋 추정 방법을 제공한다.
본 발명의 바람직한 일양태에서, 수신한 시간 도메인 심볼에 포락선 균등 과정을 적용하는 단계는, 수신한 시간 도메인 심볼을 rn이라고 하면, 포락선 균등 과정이 적용된 신호 r'n은, 다음의 식:
Figure 112008079020505-PAT00017
으로 구해지며, 여기서 ρn은 포락선 균등 과정 성분이고, xn은 송신단에서 보내온 OFDM 심볼이며, hm은 채널 계수, L은 다중경로 개수, wn은 덧셈꼴 백색 정규 잡음,
Figure 112008079020505-PAT00018
인 것을 특징적 구성으로 포함한다.
또한, 본 발명의 일양태에서 포락선 균등 과정을 통과한 신호로부터 주기 도표를 산출하는 단계는,
Figure 112008079020505-PAT00019
을 포함한다.
또한, 본 발명의 일양태에서, 연속하는 주기 도표의 합이 최대 값을 갖게 하 는 정수 주파수 옵셋을 구하는 단계는,
Figure 112008079020505-PAT00020
을 포함하고, 여기서 fk는 정수 주파수 옵셋 후보들의 집합으로서
Figure 112008079020505-PAT00021
이며,
Figure 112008079020505-PAT00022
는 정수 주파수 옵셋 추정값인 것이 바람직하다.
또한, 본 발명의 일양태에서, 정수 주파수 옵셋 추정값에 해당하는 주기 도표 및 정수 주파수 옵셋 추정값보다 1이 큰 값에 해당하는 주기 도표의 비를 이용하여 채널 효과를 제거하는 단계는,
Figure 112008079020505-PAT00023
을 포함하고, 여기서 r'n의 잡음 성분을 제외한 성분인
Figure 112008079020505-PAT00024
의 주기도표는
Figure 112008079020505-PAT00025
로 정의된 것을 구성적 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 일양태에서, 연속하는 두 주기 도표의 위상차로부터 소수 주파수 옵셋을 구하는 단계는,
Figure 112008079020505-PAT00026
을 포함하고, 여기서
Figure 112008079020505-PAT00027
이며,
Figure 112008079020505-PAT00028
는 소수 주파수 옵셋 추정값인 것이 바람직하다.
본 발명에 따르면 종래의 기술의 소수 주파수 옵셋 추정 단계보다 넓은 범위의 주파수 옵셋을 추정할 수 있는 새로운 주파수 옵셋 추정 방법 및 장치를 제공할 수 있다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 대해 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 OFDM의 주파수 옵셋을 추정 동작을 이해하는데 필요한 부분에 대해서만 설명하고, 그 이외의 부분은 본 발명의 요지를 흐트리는 것을 방지하기 위해 상세한 설명은 생략하도록 한다.
도 3은 본 발명의 주파수 옵셋 추정을 개략적으로 도시한 도면이다. 통상적으로 OFDM의 수신 신호는 시간 동기화와 함께 주파수 동기화를 거쳐야만 한다. 통상적으로 시간 동기화가 이루어진 후, 주파수 동기화가 이루어지는데, 주파수 동기화에서의 주파수 옵셋은 부반송파간 간격을 기준으로 하여 제거하며, 주파수 옵셋 을 부반송파간 간격으로 나누어 정수부와 소수부로 표현가능하다.
여기서 정수부에 해당하는 주파수 옵셋을 제거하는 과정을 대략적 주파수 동기(Coarse Frequency Synchronization)으로 알려져 있고, 소수부에 해당하는 주파수 옵셋 과정은 대략적 주파수 동기 후에 남아 있는 잔류 주파수 옵셋을 제거하는 과정으로 미세 주파수 동기(Fine Frequency Synchronization)로 알려져 있다.
본 발명은 상기 도 3에서 빗금으로 나타낸 바와 같은 소수부 주파수 옵셋을 추정하는 기술에 관한 것으로, 정수부 주파수 동기화 처리는 공지된 기술에 해당하는 바, 본 발명에서는 정수부 주파수 옵셋에 대한 구체적인 설명은 생략하도록 한다.
도 6에 도시한 바와 같이, 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정 장치는 신호 수신부(100), 포락선 균등 과정 성분 발생 모듈(200), 정수 주파수 옵셋 추정 모듈(300), 소수 주파수 옵셋 추정 모듈(400), 및 나머지 주파수 옵셋 추정 모듈(500)을 포함한다. 도 6의 점선으로 표시된 소수 주파수 옵션 추정 모듈(400)에서 본 발명에서 제안하고자 하는 주파수 옵셋 추정 단계가 발생되며, 이에 대해서는 후술하도록 한다.
통상적으로, 신호 수신 모듈(100)에서, 시간 영역에서, 직교 주파수 분할 다 중화 심벌은 역 고속 푸리에 변환(inverse fast Fourier transform)에 의해 다음의 식 6과 같이 표현된다.
Figure 112008079020505-PAT00029
식 6
여기서 Ck는 k번째 부반송파의 위상 편이 변조(phase shift keying) 또는 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation) 심벌이며, N은 역 고속 푸리에 변환의 크기이다. 다중경로 채널 환경에서, 주파수 옵셋이 있을 때 수신된 신호 rn은 다음의 식 7로 표현된다.
Figure 112008079020505-PAT00030
식 7
여기서 ε은 부반송파 간격 1/N으로 정규화된 주파수 옵셋으로, 정수 주파수 옵셋 εI 및 소수 주파수 옵셋 εf로 구성되어있으며, ε=εI+εf를 만족한다. wn은 평균이 0, 분산이δ2wn인 복소 덧셈꼴 백색 정규 잡음이고(additive white Gaussian noise), hm은 채널 임펄스 응답, L은 다중 경로의 개수이다.
또한, 본 발명에서는 종래의 기술과 마찬가지로 훈련 심벌 구조에 독립적으로 주파수 옵셋을 추정하기 위하여 포락선 균등 과정(envelope equalized processing)으로 균등화된 신호 r'n을 사용한다. 포락선 균등 과정 성분 ρn은
Figure 112008079020505-PAT00031
으로 정의되며, 다음의 식 8과 같이 수신 신호에 곱해져서 r'n을 형성한다.
Figure 112008079020505-PAT00032
식8
여기서,ρn은 포락선 균등 과정 성분이고, xn은 송신단에서 보내온 OFDM 심볼이며, hm은 채널 계수, L은 다중경로 개수, wn은 덧셈꼴 백색 정규 잡음,
Figure 112008079020505-PAT00033
이다. 식 8로부터 알 수 있듯이, 수신된 신호 rn에 있는 신호 성분 xn이 포락선 균등 과정 성분 ρn에 의하여 제거되므로, 훈련 심볼 구조에 관계없이 주파수 옵셋을 추정할 수 있게 된다. 본 발명에서는 신호 성분 xn이 제거된 신호 r'n가 정수 주파수 옵션추정 모듈(300)에 입력된다.
도 4는 정수 주파수 옵셋 추정 모듈(300)을 보다 구체적으로 도시한 도면으로서, 정수 주파수 옵셋 추정 모듈(300)은 주기도표 산출부(또는 고속 푸리에 변환부로 호칭하기도 함)(310) 및 정수 주파수 옵셋 추정부(300)를 포함한다. 정수 주 파수 옵셋 추정 모듈(300)은 종래의 기술에서 이미 공지되어 있는 바와 동일하므로, 이에 대한 상세한 설명은 생략한다.
정수 주파수 옵셋 추정 모듈(300)에서 추정된 정수 주파수 옵셋
Figure 112008079020505-PAT00034
가 출력되고, 이어서 본 발명에 따른 소수 주파수 옵셋 추정 모듈(400)으로 입력된다. 정수 주파수 옵셋 추정 모듈(300)은, 상기 주기도표 산출부(310)에서 산출된 연속하는 주기 도표 사이의 합이 최대값을 갖게 하는 정수 주파수 옵셋 추정값이 구해지며, 출력되는
Figure 112008079020505-PAT00035
는 전술한 식1과 동일하다.
본 발명에 따른 소수 주파수 옵셋 추정 모듈(400)은, 첨부된 도 5에 도시한 바와 같이, 주기 도표 산출부(고속 푸리에 변환부)(410), 곱셈부(420), 위상 산출부(430), 소수 주파수 옵셋 추정부(440)를 포함한다.
먼저, 주기 도표 산출부(410)은 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112008079020505-PAT00036
와 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112008079020505-PAT00037
보다 1이 큰 값에 해당하는 주기 도표를 계산한다. 다음으로, 곱셈부(420)에서는 연속된 두 주기 도표의 값을 곱하고, 위상 산출부(430)에서는 연속된 주기 도표 사이의 위상차를 구하고, 소수 주파수 옵셋 추정부(440)에서는 위상차를 이용하여 주파수 옵셋을 산출해낸다.
구체적으로, 소수 주파수 옵셋 추정 모듈(400)에 포함된 주기 도표 산출부(고속 푸리에 변환부)(410)는 정수 주파수 옵셋 추정 장치에서 추정된 추정값에 해 당하는 주기 도표 및 정수 주파수 옵셋 추정값 보다 1이 더 큰 값에 해당하는 주기 도표 산출값
Figure 112008079020505-PAT00038
과
Figure 112008079020505-PAT00039
를 산출한다.
계산상 편의를 위하여 r'n의 잡음 성분을 제외한 성분인
Figure 112008079020505-PAT00040
의 주기 도표를
Figure 112008079020505-PAT00041
로 정의하고 주파수 옵셋 추정식을 유도한다. 시간 영역에서 하나의 직교 주파수 분할 다중화 심벌 구간 동안 채널 계수가 일정하다고 가정을 한다면, 곱셈부(420)에서는 다음의 식 9과 같이
Figure 112008079020505-PAT00042
와
Figure 112008079020505-PAT00043
의 비를 이용하여 채널 효과를 제거할 수 있다.
Figure 112008079020505-PAT00044
식 9
여기서,
Figure 112008079020505-PAT00045
는 종래 기술에서 추정된 정수 주파수 옵셋을 의미한다.
이어서, 위상 산출부(430)에서는 상기 연속하는 두 주기 도표 산출값으로부터 위상차를 구하고, 소수 주파수 옵셋 추정부(440)는 구해진 위상차를 이용하여 εf의 추정값인
Figure 112008079020505-PAT00046
를 구할 수 있다. 소수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112008079020505-PAT00047
는 상기 식 9를
Figure 112008079020505-PAT00048
에 관해 정리함으로써 하기의 식 10과 같이 구할 수 있다.
Figure 112008079020505-PAT00049
식 10
여기서,
Figure 112008079020505-PAT00050
이다. 상기 식 10에서 ∠의 범위는 [-π,π)이므로, 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정 범위는 다음의 식 11로 표현된다.
Figure 112008079020505-PAT00051
식 11
도 6은 나머지 주파수 옵셋 추정 모듈(500)을 구체적으로 도시한 도면으로, 나머지 주파수 옵셋 추정 모듈(500)은 복수개의 주기도표 산출부와 복수개의 덧셈부(520) 및 곱셈부(530), 나머지 주파수 옵셋 추정부(540)으로 이루어져 있으며, 이 역시 종래의 나머지 주파수 옵셋 추정 모듈과 동일하므로 이에 대한 상세한 설명은 생략한다.
나머지 주파수 옵셋 추정값
Figure 112008079020505-PAT00052
은 정수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112008079020505-PAT00053
와 소수 주파수 옵셋 추정값
Figure 112008079020505-PAT00054
를 이용하여 하기의 식 12와 같이 구해진다.
Figure 112008079020505-PAT00055
식 12
따라서, 최종 주파수 옵셋 추정값
Figure 112008079020505-PAT00056
는 하기의 식 13과 같이 구해질 수 있다.
Figure 112008079020505-PAT00057
식 13
도 7은 본 발명에 따른 주파수 옵셋 추정 방법에 따른 주파수 옵셋 추정 범위를 도시한 도면이다. 잡음이 없을 때, 종래의 기술의 소수 및 나머지 주파수 옵셋 추정 단계는 도 2에 도시한 바와 제한된 범위(-0.3~1.3)를 보상하는 것에 반해, 본 발명에 따르면 도 7에 도시한 바와 같이 신호의 전 대역폭 범위에 걸쳐 주파수 옵셋의 보상 범위를 가진다. 그러므로 본 발명은 종래의 기술의 소수 주파수 옵셋 추정 단계에서 보상하지 못한 실제 주파수 옵셋과 추정된 정수 주파수 옵셋의 차이를 보상 할 수 있다.
다음으로 모의실험을 통해 본 발명의 성능을 분석하였다. 모의실험은 덧셈꼴 백색 정규 잡음 환경 및 레일레이(Rayleigh) 페이딩 채널 환경에서 실행하였다. 채널의 다중 경로의 개수는 4개이고, 다중 경로를 통해 들어오는 신호들은 각각 0개, 2개, 4개, 6개의 표본 간격(직교 주파수 분할 다중화 심볼 주기에 의해 정규화 됨)으로 지연되어 들어온다. 각 경로를 통해 들어온 신호의 파워는 지수적으로 감소하며, 처음으로 수신된 신호의 파워와 마지막으로 수신된 신호의 파워와의 차이는 20 dB이다.
도플러 대역폭(Doppler bandwidth)은 BdT=0.0017이며, 이는 반송파 중심 주파수가 2.4 GHz이고 이동체의 속도가 120km/h인 환경으로부터 구할 수 있다. 모의실험에 사용된 직교 주파수 분할 다중화 시스템은 64개의 부반송파를 가지고, 8개의 보호 구간 표본을 갖는다. 마지막으로 모든 모의실험은 10000번의 시행을 거쳐 진행되었다.
도 9와 도 10은 덧셈꼴 백색 정규 잡음 채널 환경에서, 신호대잡음비가 (signal to noise ratio) 각각 5dB, 25dB 일 때, 종래의 기술과 본 발명의 실제 주파수 옵셋과 정수 주파수 옵셋 추정값의 차이에 따른 주파수 옵셋 획득 확률을 보여준다.
여기서 주파수 옵셋 획득 확률이란, 종래의 기술의 소수 주파수 옵셋 추정 기법 및 본 발명의 주파수 옵셋 추정 기법의 성능을 나타내기 위한 척도로서, 소수 주파수 옵셋 추정 단계를 거친 후의 주파수 옵셋 추정값과 실제 옵셋과의 차이가 나머지 주파수 옵셋 추정 단계에서 추정할 수 있는 범위인 [-0.5, 0.5) 사이에 들어갈 확률을 의미한다.
도 9를 참조하면, 종래의 기술은 실제 주파수 옵셋과 정수 주파수 옵셋 추정값 사이의 차이가 [-0.3, 1.3) 이외인 구간에서는 그 차이를 전혀 보상하지 못하는 반면, 본 발명은 종래의 기술보다 넓은 범위의 차이를 보상할 수 있음을 확인 할 수 있다.
그러나 잡음이 없을 때 본 발명의 보상 범위가 [-N/2, N/2)임을 고려한다면, 도 9로부터 본 발명의 보상 범위는 잡음이 없을 때의 보상 범위 보다 좁아진 것을 확인 할 수 있다.
도 8과 같이 주파수 옵셋을 추정하기 위해 이용되는 주기도표 함수의 모양은 sync 함수를 형성한다. 도 8로부터, 실제 주파수 옵셋과 정수 주파수 옵셋 추정값의 차이가 큰 경우, 주파수 옵셋 추정에 이용되는 부분은 주기 도표의 주변 첨두임을 알 수 있다. 결국, 주변 첨두 부분은 잡음의 영향을 많이 받기 때문에, 이 부분이 이용된 경우 주파수 옵셋 획득 확률이 낮아지며, 이러한 이유로 잡음이 없을 때의 보상 범위 보다 좁아지게 된다. 하지만 여전히 종래의 기술의 보상범위 보다 넓은 범위를 갖기 때문에 도 9에 도시한 바와 같이 본 발명이 더 좋은 성능을 보임을 확인 할 수 있다.
도 10을 참조하면, 신호대잡음비가 25dB일 때에도, 종래의 기술은 [-0.3, 1.3) 이외의 구간에서는 그 차이를 전혀 보상하지 못하는 반면, 본 발명은 종래의 기술보다 넓은 범위를 보상함을 알 수 있다. 또한, 신호대잡음비가 높을 때에는 신호대잡음비가 낮을 때와 비교하여, 주기 도표의 주변 첨두가 잡음의 영향을 덜 받기 때문에, 주변 첨두 부분이 이용되어도 정확한 주파수 옵셋을 추정할 수 있다. 그러므로 신호대잡음비가 낮을 때인 도 9와 비교하여, 도 10에서는 신호대잡음비가 낮을 때보다 넓은 범위의 차이를 보상함을 확인할 수 있다.
도 11과 도 12는 레일레이 페이딩 채널 환경에서, 신호대잡음비가 각각 5dB, 25dB 일 때, 종래의 기술과본 발명의 실제 주파수 옵셋과 정수 주파수 옵셋 추정값의 차이에 따른 주파수 옵셋 획득 확률을 보여준다. 덧셈꼴 백색 정규 잡음 채널 환경에서와 동일하게, 종래의 기술은 [-0.3, 1.3)를 벗어난 범위에서는 그 차이를 전혀 보상하지 못하는 반면, 본 발명은 종래의 기술보다 더 넓은 범위를 보상함을 확인할 수 있다. 다만, 덧셈꼴 백색 정규 잡음 채널 환경일 때와 비교하여 도 11과 도 12의 주파수 옵셋 획득 확률이 약간 낮아진 것을 관찰할 수 있다.
도 13과 도 14는 덧셈꼴 백색 정규 잡음 채널 환경과 레일레이 페이딩 채널 환경에서, 주파수 옵셋이 1.3 일 때, 종래의 기술과 본 발명의 신호대잡음비에 따른 주파수 옵셋 획득 확률을 보여준다. 도 13과 14로 부터 알 수 있듯이, 신호대잡음비가 높아질수록 두 기술간의 성능이 비슷해지지만, 낮은 신호대잡음비 구간에서는 본 발명이 종래의 기술보다 향상된 성능을 나타낸다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 갖는 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 게시된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이런 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한 정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
도 1은 종래 기술의 주파수 옵셋 추정 구조도를 개략적으로 도시한 도면.
도 2는 실제 주파수 옵셋과 정수 주파수 옵셋 추정치의 차이에 따른 종래 기술에서의 소수 및 나머지 주파수 옵셋 추정 단계에서의 주파수 옵셋 추정 범위를 나타낸 그래프.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 구조도를 개략적으로 도시한 도면.
도 4은 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 정수 주파수 옵셋 추정을 위한 장치 구성도를 나타낸 도면.
도 5는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 소수 주파수 옵셋 추정을 위한 장치 구성도를 나타낸 도면.
도 6은 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 나머지 주파수 옵셋 추정을 위한 장치 구성도를 나타낸 도면.
도 7은 실제 주파수 옵셋과 정수 주파수 옵셋 추정치 사이의 차이에 따른 본 발명의 주파수 옵셋 추정 범위를 나타낸 그래프.
도 8은 주파수 옵셋과 정수 주파수 옵셋 추정치의 차이에 따른 정규화 된 주기 도표 값을 나타낸 그래프.
도 9는 주파수 옵셋과 정수 주파수 옵셋 추정치의 차이에 따른 본 발명과 종래 기술의 주파수 옵셋 획득 확률을 나타낸 그래프(덧셈꼴 백색 정규 잡음 환경, 신호대잡음비: 5 dB, 정규화 된 주파수 옵셋: 1.3).
도 10은 주파수 옵셋과 정수 주파수 옵셋 추정치의 차이에 따른 본 발명과 종래 기술의 주파수 옵셋 획득 확률을 나타낸 그래프(덧셈꼴 백색 정규 잡음 환경, 신호대잡음비: 25 dB, 정규화 된 주파수 옵셋: 1.3).
도 11은 주파수 옵셋과 정수 주파수 옵셋 추정치의 차이에 따른 본 발명과 종래 기술의 주파수 옵셋 획득 확률을 나타낸 그래프(레일레이 페이딩 채널 환경, 신호대잡음비: 5 dB, 정규화 된 주파수 옵셋: 1.3).
도 12는 주파수 옵셋과 정수 주파수 옵셋 추정치의 차이에 따른 본 발명과 종래 기술의 주파수 옵셋 획득 확률을 나타낸 그래프(레일레이 페이딩 채널 환경, 신호대잡음비: 25 dB, 정규화 된 주파수 옵셋: 1.3).
도 13은 신호대 잡음비에 따른 본 발명과 종래 기술의 주파수 옵셋 획득 확률을 도시한 도면(덧셈꼴 백색 정규 잡음 환경, 정규화 된 주파수 옵셋: 1.3).
도 14는 신호대 잡음비에 따른 본 발명과 종래 기술의 주파수 옵셋 획득 확률을 도시한 도면(레일레이 페이딩 채널 환경, 정규화 된 주파수 옵셋: 1.3).
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
100: 신호수신모듈 200: 포락선 균등 과정 모듈
300: 정수 주파수 옵셋 추정 모듈 400: 소수주파수 옵셋 추정모듈
500: 나머지 주파수 옵셋 추정 모듈

Claims (14)

  1. 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 주파수 옵셋 추정 방법에 있어서,
    수신한 시간 도메인 심볼에 포락선 균등 과정을 적용하는 단계;
    포락선 균등 과정을 통과한 신호로부터 고속 푸리에 변환을 이용하여 주기 도표를 산출하는 단계;
    연속하는 두 주기 도표 사이의 합이 최대값을 갖게 하는 정수 주파수 옵셋 추정값을 구하는 단계;
    정수 주파수 옵셋 추정값에 해당하는 주기 도표 및 정수 주파수 옵셋 추정값보다 1이 큰 값에 해당하는 주기 도표의 비를 이용하여 채널 효과를 제거하는 단계;
    연속하는 두 주기 도표의 위상차로부터 소수 주파수 옵셋을 구하는 단계; 및
    추정한 정수 주파수 옵셋 및 소수 주파수 옵셋에 해당하는 주기 도표를 이용하여 나머지 주파수 옵셋을 구하는 단계를 포함하는
    직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 주파수 옵셋 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 수신한 시간 도메인 심볼에 포락선 균등 과정을 적용하는 단계는,
    상기 수신한 시간 도메인 심볼을 rn이라고 하면, 포락선 균등 과정이 적용된 신호 r'n은, 다음의 식:
    Figure 112008079020505-PAT00058
    으로 구해지며, 여기서 ρn은 포락선 균등 과정 성분이고, xn은 송신단에서 보내온 OFDM 심볼이며, hm은 채널 계수, L은 다중경로 개수, wn은 덧셈꼴 백색 정규 잡음,
    Figure 112008079020505-PAT00059
    인 것을 특징으로 하는
    직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 포락선 균등 과정을 통과한 신호로부터 주기 도표를 산출하는 단계는,
    Figure 112008079020505-PAT00060
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 연속하는 주기 도표의 합이 최대 값을 갖게 하는 정수 주파수 옵셋을 구하는 단계는,
    Figure 112008079020505-PAT00061
    을 포함하고, 여기서 fk는 정수 주파수 옵셋 후보들의 집합으로서
    Figure 112008079020505-PAT00062
    이며,
    Figure 112008079020505-PAT00063
    는 정수 주파수 옵셋 추정값인 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 정수 주파수 옵셋 추정값에 해당하는 주기 도표 및 정수 주파수 옵셋 추정값보다 1이 큰 값에 해당하는 주기 도표의 비를 이용하여 채널 효과를 제거하는 단계는,
    Figure 112008079020505-PAT00064
    을 포함하고, 여기서 r'n의 잡음 성분을 제외한 성분인
    Figure 112008079020505-PAT00065
    의 주기도표는
    Figure 112008079020505-PAT00066
    로 정의된 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 연속하는 두 주기 도표의 위상차로부터 소수 주파수 옵셋을 구하는 단계는,
    Figure 112008079020505-PAT00067
    을 포함하고, 여기서
    Figure 112008079020505-PAT00068
    이며,
    Figure 112008079020505-PAT00069
    는 소수 주파수 옵셋 추정값인 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 정수 주파수 옵셋 추정값, 소수 주파수 옵셋 추정값에 해당하는 주기 도표를 이용하여 나머지 주파수 옵셋 추정값을 구하는 단계는,
    Figure 112008079020505-PAT00070
    을 포함하고, 여기서
    Figure 112008079020505-PAT00071
    는 나머지 주파수 옵셋 추정값인 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 방법.
  8. 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 주파수 옵셋 추정 장치에 있어서,
    포락선 균등 과정 성분을 발생하는 포락선 균등 과정 성분 발생부;
    수신한 심볼에 포락선 균등 과정을 적용하는 곱셈기;
    포락선 균등 과정을 통과한 신호로부터 주기 도표를 산출하는 고속 푸리에 변환기;
    연속하는 주기 도표 사이의 합이 최대 값을 갖게하는 정수 주파수 옵셋 추정값을 구하는 정수 주파수 옵셋 추정기;
    정수 주파수 옵셋 추정값에 해당하는 주기 도표 및 정수 주파수 옵셋 추정값보다 1이 큰 값에 해당하는 주기 도표의 비를 이용하여 채널 효과를 제거하는 곱셈기;
    연속하는 두 주기 도표의 위상차로부터 소수 주파수 옵셋 추정값을 구하는 소수 주파수 옵셋 추정기;
    추정한 정수, 소수 주파수 옵셋에 해당하는 주기 도표를 이용하여 나머지 주 파수 옵셋을 구하는 나머지 주파수 옵셋 추정기;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 분할 다중화 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 포락선 균등 과정 성분을 발생시키기 위한 포락선 균등 과정 성분 발생부는,
    Figure 112008079020505-PAT00072
    으로 정의된 포락선 균등 과정 성분 ρn을 발생시키고, 여기서 ρn은 포락선 균등 과정 성분인 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 장치.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 수신한 심볼에 포락선 균등 과정을 적용하는 곱셈기는,
    Figure 112008079020505-PAT00073
    을 포함하고, 여기서 ρn은 포락선 균등 과정 성분이고, xn은 송신단에서 보내온 OFDM 심볼이며, hm은 채널 계수, L은 다중경로 개수, wn은 덧셈꼴 백색 정규 잡음,
    Figure 112008079020505-PAT00074
    인 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 장치.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 포락선 균등 과정을 통과한 신호로부터 주기 도표를 산출하는 고속 푸리에 변환기는,
    Figure 112008079020505-PAT00075
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 장치.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 연속하는 주기 도표 사이의 합이 최대 값을 갖게하는 정수 주파수 옵셋 추정값을 구하는 정수 주파수 옵셋 추정기는,
    Figure 112008079020505-PAT00076
    을 포함하고, 여기서 fk는 정수 주파수 옵셋 후보들의 집합으로서
    Figure 112008079020505-PAT00077
    이며,
    Figure 112008079020505-PAT00078
    는 정수 주파수 옵셋 추정값인 것을 특징으로 하는 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 장치.
  13. 제8항에 있어서,
    상기 정수 주파수 옵셋 추정값에 해당하는 주기 도표 및 정수 주파수 옵셋 추정값보다 1이 큰 값에 해당하는 주기 도표의 비를 이용하여 채널 효과를 제거하는 곱셈기는,
    Figure 112008079020505-PAT00079
    를 포함하고, 여기서 r'n의 잡음 성분을 제외한 성분인
    Figure 112008079020505-PAT00080
    의 주기도표는
    Figure 112008079020505-PAT00081
    로 정의된 것을 특징으로하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 장치.
  14. 제8항에 있어서,
    상기 연속하는 두 주기 도표의 위상차로부터 소수 주파수 옵셋 추정값을 구하는 소수 주파수 옵셋 추정기는,
    Figure 112008079020505-PAT00082
    을 포함하고, 여기서
    Figure 112008079020505-PAT00083
    이며,
    Figure 112008079020505-PAT00084
    는 소수 주파수 옵셋 추정값인 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 주파수 옵셋 추정 장치.
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