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KR20090010097A - 직교 믹서를 위한 ｌｏ 신호 생성 시스템 및 방법 - Google Patents

직교 믹서를 위한 ｌｏ 신호 생성 시스템 및 방법 Download PDF

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KR20090010097A
KR20090010097A KR1020087029723A KR20087029723A KR20090010097A KR 20090010097 A KR20090010097 A KR 20090010097A KR 1020087029723 A KR1020087029723 A KR 1020087029723A KR 20087029723 A KR20087029723 A KR 20087029723A KR 20090010097 A KR20090010097 A KR 20090010097A
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South Korea
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signals
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mixer
summing circuit
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라자세카르 폴레라
티대드 소우라티
드미트리 로젠브리트
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스카이워크스 솔루션즈, 인코포레이티드
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Publication date
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Abstract

직교 믹서를 위해 LO(local oscillator) 신호를 생성하기 위한 시스템은 기준 주파수 신호를 공급하도록 구성된 발진기, 기준 주파수 신호를 세 오프셋 위상 신호로 분할하도록 구성된 적어도 하나의 주파수 분주기, 세 오프셋 위상 신호로부터 두 공칭 90도 오프셋 위상 신호를 생성하도록 구성된 제1 합산 회로, 그리고 적어도 두 진폭보정된 90도 오프셋-위상 직교 신호를 생성하도록 구성된 제2 합산 회로를 포함한다.
직교 믹서, 송수신기, LO 신호, 저조파, 고조파, 변조

Description

직교 믹서를 위한 ＬＯ 신호 생성 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING LOCAL OSCILLATOR (LO) SIGNALS FOR A QUADRATURE MIXER}
RF(radio frequency) 송신기는 휴대용 통신장치(셀룰러 전화), PDA(personal digital assistants) 및 다른 통신장치와 같은 다수의 단방향 및 양방향 통신장치에서 볼 수 있다. RF 송신기는 특정 통신 시스템에 의해 지시되며 그 내에서 동작중인 통신 방법론이 무엇이든지 간에 이를 사용하여 송신해야 한다. 예를 들면 통신 방법론은 전형적으로 진폭 변조, 주파수 변조, 위상 변조 또는 이들의 조합을 포함한다. 협대역 TDMA 기술을 사용하는 전형적인 GSM(Global system for mobile communications) 이동통신 시스템에서, GMSK(Gaussian minimum shift keying) 변조방안은 발진기로부터 직접 비선형 전력 증폭기로 클린 PM(phase-modulated) 송신 신호를 송신한다.
이러한 배치에서, 고성능 비선형 전력 증폭기를 사용하여 위상변조 신호의 효율적인 전송을 허용하고 전력 소비를 최소화할 수 있다. 변조 신호는 발진기로부터 직접 공급되므로, 전력 증폭기 이전 또는 이후에 필터링할 필요성이 최소로 줄어든다. 그러나 IS-136에 사용되는 바와 같은 다른 전송 표준은 전송된 신호가 PM 및 AM(amplitude modulated)의 모두인 변조 방안을 사용한다. 이들과 같은 표준은 전송된 신호의 대역폭을 증가시키지 않고 데이터율을 증가시킨다. 불행히도, 기존 GSM 송신기 하드웨어는 PM 성분 및 AM 성분의 모두를 포함한 신호를 송신하도록 쉽게 적용될 수 없다. 이것이 어려운 한가지 이유는 PM 성분 및 AM 성분을 포함한 신호를 전송하기 위해서는 보다 선형적인 전력 증폭기가 필요하다는 것이다. 불행히도, 보다 선형적인 전력 증폭기는 상당히 비효율적이므로, 비선형 전력 증폭기보다 상당히 더 많은 전력을 소비하고, 배터리 또는 다른 전력원의 수명을 극적으로 감소시킨다.
이 조건은 GSM 통신 시스템에 전형적으로 사용되는 송신기가 버스트(bursts)로 송신하고 넓은 전력 범위에 걸쳐 출력 전력 레벨에 대한 고수준의 제어를 가질뿐만 아니라 송신 전력의 램프업(ramp-up)을 제어할 수 있어야 하므로 더 복잡하다. GSM에서, 이 전력 제어는 전형적으로, 전력 증폭기로부터의 신호 출력 부분을 기준 신호와 비교하고 결과적인 오류 신호가 전력 증폭기의 제어 포트로 피드백되는 폐쇄 피드백 루프를 사용하여 수행된다.
EDGE 통신 시스템은 송신 신호에 진폭 변조(AM) 성분을 포함함으로써 GSM 통신 시스템의 데이터 전송 능력을 증가시키려고 한다. 그러나 GSM형 변조 시스템에 AM 성분을 추가하려고 할 때, 전력 제어 루프는 일정한 출력 전력을 유지하려고 시도시에 신호에 제공된 진폭 변동을 감소시킬 것이다. 이러한 배치에서, 전력 제어 루프는 신호의 AM 부분을 삭제(cancel)하려는 경향이 있다.
또한 PM 신호 및 AM 신호의 모두가 전력 증폭기로 송신되는 이들 전송 표준에서, 전력 증폭기가 상당히 선형적이지 아닌 한은 바람직하지 않은 AM-PM 변환을 일으킴으로써 결합된 송신 신호를 왜곡할 수 있다. 이 변환은 송신 신호에 해로우 며, 비용이 많이 들고 비효율적인 선형 전력 증폭기의 사용을 필요로 할 수 있다.
과거에, 이러한 통신 시스템을 위한 송수신기 구성소자는 전형적으로, "칩(chips)"으로도 불리는 다수 장치를 사용하여 구현되었다. 그러나 비용, 구현 복잡도 및 전력 소비의 절감, 그리고 배터리 수명 연장에 대한 산업적인 압박으로 산업이 단일 칩 구조를 시도하도록 이끌고 있다. 불행히도, GSM/EDGE 송수신기를 위한 단일 칩 구현은 특히 폐쇄 전력 제어 루프가 송신기의 출력 전력을 제어하는 데 사용되는 시스템에 다수의 설계 도전을 주고 있다. 예를 들면 폐쇄 루프 전력 제어 시스템이 송수신기 구성소자와 동일 칩상에 구현될 때, 구성소자들간의 RF 온칩 분리 요건은 송수신기 성능에 영향을 주는 주 인자가 된다.
휴대용 통신 기술에서 한가지 발전은 낮은 IF(intermediate frequency) 수신기와 DCR(direct conversion receiver)의 구현을 향한 움직임이다. 낮은 IF 수신기는 RF 신호를, 콘벤션 수신기의 IF보다 낮은 중간 주파수로 변환한다. DCR은 RF 신호를 IF로 먼저 변환하지 않고 RF 수신 신호를 기저대(baseband)(DC)로 직접 하향변환한다(downconvert). DCR의 한가지 이점은 중간 주파수 변환을 사용하는 시스템에 사용되는 비용이 많이 드는 필터 구성소자를 제거한다는 것이다.
낮은 IF 또는 DCR로 인하여, 필터 구성소자는 다수의 수신기 구성소자와 동일 장치(즉 "온칩")상에 위치될 수 있는 전자 회로를 사용하여 구현될 수 있다. DCR 구현시에, 고차(예를 들면 5차 이상) 능동 필터를 사용하여 수신신호를 RF로부터의 DC로 변환한다. 불행히도, 필터는 수신기 구성소자와 동일한 칩상에 전자 회로를 사용하여 구현되므로, 필터는 수신 신호에 상당한 노이즈를 추가한다. 추가 된 노이즈는 수신기의 감도를 떨어뜨리고, 이로써 이러한 능동 필터 구현에 도전하게 만든다.
수신 RF 신호를 중간 주파수 신호 또는 기저대 신호로 직접 변환시에, 하나 이상의 믹서(mixer)를 사용하여 수신 RF 신호를 하향변환한다. 믹서는 로컬 발진기(local oscillator)" 또는 "LO" 신호로서 언급되는 기준 신호와 수신 RF 신호를 결합한다. 결과적인 신호는 상이하고 전형적으로 낮은 주파수의 수신 신호이다.
직교 믹서(quadrature mixer)에서, 동상 신호 성분과 직교위상 신호 성분이 믹서로 제공된다. 수신 신호의 RF 주파수에서, 동상 신호 성분과 직교위상 신호 성분은 공칭 90도 만큼 위상에서 오프셋(offset)된다. 복합 직교 신호를 하향변환하기 위해 믹서를 구현시에, RF 경로 또는 LO 경로는 바람직한 하향변환 특성을 얻기 위하여 위상 편이(phase-shift)되어야 한다. 다수의 이유로, LO 신호를 위상 편이시키는 것이 바람직하다. 예를 들면 LO 신호를 위상 편이시키게 되면 RF 경로에서 비용이 많이 들고 비효율적인 소위 "다상(polyphase)" 필터가 필요없게 된다. 전형적으로 LO 신호는 수신 신호의 RF 주파수(정규 믹서) 또는 RF 신호의 극히 일부(저조파 믹서(subharmonic mixer))에 있다. 저조파 믹서에서, 동상 신호 성분과 직교위상 신호 성분간의 90도 위상 오프셋은 LO 신호의 주파수가 RF 신호 주파수의 1/2일 때에 RF 신호의 LO 신호들간의 45도 위상 오프셋과 같게 된다.
믹서 토폴로지와 상관없이, 직교 믹서를 위한 LO 신호를 효율적으로 생성하는 것이 바람직하다.
본 발명의 실시예는 직교 믹서를 위해 LO 신호를 생성하기 위한 시스템을 포함하고, 시스템은 기준 주파수 신호를 제공하도록 구성된 발진기, 기준 주파수 신호를 세 오프셋 위상 신호로 분할하도록 구성된 적어도 하나의 주파수 분주기, 세 오프셋 위상 신호로부터 두 공칭 90도 오프셋 위상 신호를 생성하도록 구성된 제1 합산 회로, 그리고 적어도 두 진폭보정된 90도 오프셋 위상 직교 신호를 생성하도록 구성된 제2 합산 회로를 포함한다.
또한 다른 실시예를 제공한다. 당업자는 후속되는 도면 및 상세한 설명을 검토하여 본 발명의 다른 시스템, 방법, 특징 및 이점을 명백히 알 거나 또는 알게될 것이다. 모든 이러한 추가 시스템, 방법, 특징 및 이점이 본 설명내, 본 발명의 범주내에 포함되고, 그리고 첨부된 특허청구범위에 의해 보호받게 하려 한다.
도 1은 간략화된 휴대용 송수신기를 도시하는 블록도.
도 2는 도 1의 수신기를 도시하는 개략도.
도 3은 도 1의 합성기를 도시하는 개략도.
도 4는 도 3의 합산 소자의 실시예를 도시하는 개략적인 도면.
도 5는 직교 믹서를 위해 LO 신호를 생성하기 위한 방법 및 시스템의 실시예의 동작을 도시하는 흐름도.
도 6은 저조파 직교 믹서를 위해 LO 신호를 생성하기 위한 방법 및 시스템의 실시예의 동작을 도시하는 흐름도.
본 발명은 첨부 도면을 참조하여 보다 잘 이해될 수 있다. 도면내 구성소자는 반드시 크기를 고려한 것은 아니며 본 발명의 원리를 분명하게 설명하기 위하여 강조한 것이다. 또한 도면에서, 동일 참조번호는 상이한 도면에 걸쳐 대응한 부분들을 나타낸다.
GSM 통신 시스템에서 동작하는 휴대용 송수신기(portable transceiver)를 특히 참조하여 기술할 지라도, 직교 믹서를 위해 LO 신호를 생성하기 위한 방법 및 시스템은 RF 신호를 하향변환하기 위해 믹서를 구현하는 임의 수신기에 구현될 수 있다. 또한 후술되는 일부 설명은 저조파 믹서를 위한 LO 신호의 생성으로, 직교 믹서를 위한 LO 신호를 생성하기 위한 방법 및 시스템을 기술할 것이다. 그러나 통상적 및 저조파 믹서 LO 신호의 모두를 생성할 수 있다.
직교 믹서를 위해 LO 신호를 생성하기 위한 방법 및 시스템은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 하드웨어로 구현시에, 직교 믹서를 위해 LO 신호를 발생하기 위한 방법 및 시스템은 특용 하드웨어 소자 및 논리부를 사용하여 구현될 수 있다. 직교 믹서를 위해 LO 신호를 발생하기 위한 방법 및 시스템이 소프트웨어로 일부 구현될 때, 소프트웨어 부분은 수신기에서 다양한 구성소자를 정밀하게 제어하는데 사용될 수 있다. 소프트웨어는 메모리에 저장될 수 있고, 적당한 인스트럭션 실행 시스템(마이크로프로세서)에 의해 실행될 수 있다. 직교 믹서를 위해 LO 신호를 생성하기 위한 방법 및 시스템의 하드웨어 구현은 본 기술분야에 잘 알려진 다음의 임의 기술 또는 이 기술들의 조합을 포함할 수 있다: 개별 전자 구성소자, 데이터 신호에 대한 논리 기능을 구 현하기 위한 논리 게이트를 가진 개별 논리회로(들), 적절한 논리 게이트를 가진 ASIC(application specific integrated circuit), PGA(programmable gate array(s)), FPGA(field PGA) 등.
직교 믹서를 위해 LO 신호를 생성하기 위한 방법 및 시스템을 위한 소프트웨어는 논리 기능을 구현하기 위한 실행가능 인스트럭션의 순서화된 리스트를 포함하고, 그리고 컴퓨터기반 시스템, 프로세서포함 시스템, 또는 인스트럭션 실행시스템, 장치 또는 디바이스로부터 인스트럭션을 인출(fetch)하여 이 인스트럭션을 실행할 수 있는 다른 시스템과 같은, 인스트럭션 실행시스템, 장치 또는 디바이스에 의해, 또는 이와 결합하여 사용하기 위한 임의 컴퓨터 판독가능 매체에 구현될 수 있다.
본 문서의 내용에서, "컴퓨터 판독가능 매체"는 인스트럭션 실행 시스템, 장치 또는 디바이스에 의해, 또는 이와 결합하여 사용하기 위한 프로그램을 포함, 저장, 통신, 전달 또는 운송할 수 있는 임의 수단일 수 있다. 컴퓨터 판독가능 매체는 예를 들면 전자, 자기, 광학, 전자기, 적외선 또는 반도체 시스템, 장치, 디바이스, 또는 전달매체일 수 있지만, 이로 제한되지는 않는다. 컴퓨터 판독가능 매체의 더 많은 특정 예(불완전 리스트)는 하나 이상의 배선을 가진 전기접속(전자), 휴대용 컴퓨터 디스켓(자기), RAM(random access memory), ROM(read-only memory), EPROM(erasable programmable ROM) 또는 플래시 메모리(자기), 광섬유(광학), 그리고 휴대용 CDROM(compact disc ROM)(광학)을 포함한다. 프로그램은 예를 들면 종이 또는 다른 매체의 광스캐닝을 통해 전자적으로 캡처되고, 그 후 컴파일, 번역, 또는 이와달리 필요한 경우에 적당한 방식으로 처리되고, 그 후에 컴퓨터 메모리에 저장되므로, 컴퓨터 판독가능 매체는 프로그램이 인쇄되는 종이 또는 다른 적당한 매체일 수 있다는 점에 주목한다.
도 1은 간단한 휴대용 송수신기(100)를 도시하는 블록도이다. 휴대용 송수신기(100)는 기저대 부시스템(110)에 모두 연결된 스피커(102), 디스플레이(104), 키보드(106), 그리고 마이크로폰(108)을 포함한다. 특정 실시예에서, 휴대용 송수신기(100)는 예를 들면 모바일 셀룰러형 전화와 같은 휴대용 원격통신 핸드셋일 수 있지만, 이로 제한되지는 않는다. 스피커(102) 및 디스플레이(104)는 당업자에게 알려진 바와 같은 연결부(112, 114)를 각각 통해 기저대 부시스템(110)으로부터 신호를 수신한다. 유사하게, 키보드(106) 및 마이크포폰(108)은 연결부(116, 118)를 각각 통해 기저대 부시스템(110)으로 신호를 공급한다. 기저대 부시스템(110)은 버스(128)를 통해 통신하는 마이크로프로세서(μP)(120), 메모리(122), 아날로그회로(124), 그리고 DSP(digital signal processor)(126)를 포함한다. 버스(128)는 단일 연결부로 도시되었지만 기저대 부시스템(110)내 부시스템들간에 필요한 대로 접속된 다수의 버스를 사용하여 구현될 수 있다. 마이크로프로세서(120) 및 메모리(122)는 휴대용 송수신기(100)에 신호 타이밍, 처리 및 저장 기능을 제공한다. 직교 믹서를 위해 LO 신호를 생성하기 위한 시스템 및 방법의 일부가 소프트웨어로 구현된다면, 메모리(122)는 또한 마이크로프로세서(120), DSP(126) 또는 다른 프로세서에 의해 실행될 수 있는 직교 LO 소프트웨어(155)를 포함한다.
아날로그 회로(124)는 기저대 부시스템(110)내 신호에 아날로그 처리 기능을 제공한다. 기저대 부시스템(110)은 버스(128)를 통해 RF/MSD(mixed signal device) 부시스템(130)과 통신한다.
RF/MSD 부시스템(130)은 아날로그 및 디지털 구성요소의 모두를 포함한다. 통상, RF/MSD 부시스템(130)은 수신기(200), 합성기(300) 및 송신기(400)를 포함한다. 이 예에서, RF/MSD 부시스템(130)은 아날로그-디지털 변환기(134)를 포함하고, 송신기(400)는 하나 이상의 디지털-아날로그 변환기(DAC)(142, 144)를 포함한다.
일 실시예에서, 기저대 부시스템(110)은 (아날로그 전압신호로서 공급되고 VAPC라고 불리는) 자동 전력 제어신호를 RF/MSD 부시스템(130)으로 공급한다. 단일 연결부(132)로서 도시되었지만, 제어 신호는 마이크로프로세서(120)로부터, DSP(126)로부터 또는 다른 소자로부터 올 수 있고, DAC(142)에 의해 RF/MSD 부시스템(130)내 다양한 지점으로 공급된다. 단순성을 위하여, 휴대용 송수신기(100)의 단지 기본 구성소자를 도시하였음을 주목해야 한다.
ADC(134), DAC(142) 및 DAC(144)는 또한 버스(128)를 통해 마이크로프로세서(120), 메모리(122), 아날로그 회로(124) 및 DSP(126)와 통신한다. DAC(144)는 연결부(140)를 통해 송신기(400)에 의한 송신을 위해 기저대 부시스템(110) 내 디지털 통신 정보를 아날로그 신호로 변환한다. 연결부(140)는 양 방향 화살표로 도시되었지만 디지털 영역으로부터 아날로그 영역으로의 변환 후에 RF/MSD 부시스템(130)에 의해 송신될 정보를 포함한다.
DAC(144)는 정보 신호의 기저대 동상(in-phase, I) 및 직교위상(Q) 성분, 또는 위상 및 진폭 성분 상에서 동작할 수 있다. I 및 Q 신호의 경우, 변조기(146)는 본 기술분야에 알려진 I/Q 변조기이지만, 위상 및 진폭 성분의 경우에는 단지 위상 성분을 활용하는 위상 변조기로서 동작하고 변하지 않는 진폭 성분을 전력 제어 소자(145)로 통과시킨다. DAC(142)는 연결부(132)를 통해 RF/MSD 부시스템(130)내 다양한 구성소자로 다양한 다른 제어 신호를 공급한다.
변조기(146)는 DAC(144)로부터 수신한 I 및 Q 정보 신호, 또는 위상 정보 신호를, 연결부(156)를 통해 합성기(300)에 의해 공급되는 "로컬 발진기" 또는 "LO" 신호로서 언급되는 주파수 기준 신호로 변조한다. 이 예에서, 변조기(146)는 업컨버터(upconverter)(154)의 일부이지만 반드시 그럴 필요는 없다.
또한 변조기(146)는 입력을 위하여 연결부(138)상의 바람직한 진폭변조(AM) 신호성분만을 포함한 중간 IF 신호를 연결부(138)를 통해 전력 제어 소자(145)로 공급한다. 변조기에 의해 연결부(138)를 통해 공급되는 AM 신호는 먼저, RF/MSD 부시스템(130)과 관련된 기준 가변 이득 소자로 공급된다. 변조기(146)에 의해 공급되는 AM 신호는 기준 신호로서 후술되는 기준 가변 이득 소자로 공급되는 일정한(평균) 전력 레벨을 가진 중간 주파수(IF) AM 신호이다.
후술될 합성기(300)는 업컨버터(154)가 변조 신호를 변환할 적절한 주파수를 결정한다. 이 실시예에서, 합성기는 이 예에서 약 2.5 내지 3.0 기가헤르쯔(GHz)의 중심 주파수에서 동작하는 단일 VCO(voltage controlled oscillator), 그리고 송신기(400) 및 수신기(200)로 바람직한 LO 신호를 공급하기 위해 주파수 분주기만 을 사용한다.
업컨버터(154)는 연결부(158)를 통해 적절한 송신 주파수에서 위상 변조 신호를 전력 증폭기(160)로 공급한다. 전력 증폭기(160)는 연결부(162)를 통해 안테나(164)로의 전송을 위해 연결부(158)상의 위상변조 신호를 적절한 전력 레벨로 증폭시킨다. 설명하면, 스위치(166)는 연결부(162)상의 증폭 신호를 안테나(164)로 전달할 것인지, 또는 안테나(164)로부터 수신한 신호를 필터(168)로 공급할 것인지의 여부를 제어한다. 스위치(166)의 동작은 연결부(132)를 통한 기저대 부시스템(110)으로부터의 제어 신호에 의해 제어된다.
일 실시예에서, 연결부(162)상의 증폭된 송신 신호 전력의 일부가 연결부(170)를 통해 전력 제어 소자(145)로 공급될 수 있다. 이 실시예에서, 전력 제어 소자(145)는 연속된 폐쇄 전력제어 피드백루프를 형성하고, 연결부(158)상의 신호를 증폭시켜야 하는 전력에 관해 전력 증폭기(160)에게 지시하는 연결부(172)상의 정보 신호를 공급한다. 또한 전력 제어 소자(145)는 연결부(198)를 통해 합성기(300)로부터 LO 신호를 수신한다. 이 실시예에서, 단일 VCO를 가진 합성기(300)는 필요한 모든 LO 신호를 수신기(200) 및 송신기(400)로 공급한다.
안테나(164)에 수신된 신호는 기저대 부시스템(110)에 의해 결정된 적절한 때에 스위치(166)를 통해 수신 필터(168)로 향할 수 있다. 수신 필터(168)는 수신 신호를 필터링하고, 연결부(174)상의 연결부(174)상의 필터링된 신호를 LNA(low noise amplifier)(176)로 공급한다. 도 1에는 단일 LNA(176)가 도시되었지만, 휴대용 송수신기(100)가 동작하는 주파수(들)에 따라 전형적으로 다수의 LNA를 사용 한다는 것을 알 것이다. 수신 필터(168)는 휴대용 송수신기(100)가 동작하는 특정 셀룰러 시스템의 모든 채널을 통과시키는 대역통과 필터일 수 있다. 예를 들면 900 MHz GSM 시스템의 경우, 수신 필터(168)는 각 200 KHz의 175 근접 채널의 모두를 커버하는 925.1 MHz로부터 959.9 MHz의 모든 주파수를 통과시킨다. 수신 필터(168)의 목적은 바람직한 영역 외부의 모두 주파수를 거부하는 것이다. LNA(176) 증폭기는 연결부(174)상의 상당히 약한 신호를, 다운컨버터(178)가 송신된 주파수로부터의 신호를 기저대 주파수로 다시 변환할 수 있는 레벨까지 증폭시킨다. 이 대신에, LNA(176) 및 다운컨버터(178)의 기능성은 예를 들면 LNB(low noise block) 다운컨버터와 같은 다른 소자를 사용하여 성취될 수 있지만, 이로 제한되지는 않는다. 이 예에서, 수신기(200)는 수신한 RF 신호를 기저대 신호로 직접 하향변환하는 DCR로서 동작한다. 일 실시예에서, LNA(176)는 완전히 차동형(differential)이며, 인덕턴스(inductance) 및 밸룬(baluns)없이, LNA(176)로 입력에서 큰 전기장을 제거하도록 전압 이득을 사용하지 않고 동작한다.
다운컨버터(178)는 연결부(180)를 통해 합성기(300)로부터 하나 이상의 LO 신호를 수신한다. 저조파 믹서가 구현되는 실시예에서, LO 신호는 수신 신호 경로에 다상 필터 또는 큰 인덕턴스를 사용하지 않고 동상 및 직교위상 수신 신호의 주파수 변환을 제공하기 위해 약 45도 만큼 위상 편이된다. 그러나 직교 믹서를 위해 LO 신호를 생성하기 위한 시스템 및 방법은 저조파 믹서로 제한되지 않는다. 믹서 구조는 본 발명의 실시예에 따라 생성된 LO 신호를 사용할 수 있다.
합성기(300)는 연결부(182)를 통해 LNA(176)로부터 수신한 신호를 하향변환 할 주파수를 결정한다. DCR의 경우, 수신 신호는 기저대로 직접 변환(DC) 또는 기저대 부근으로 직접 변환된다. 다운컨버터(178)는 하향변환된 신호를 연결부(184)를 통해 소위 "IF 필터"로 불리는 채널 필터(186)로 송신한다. 채널 필터(186)는 하나의 바람직한 채널을 선택하고, 모든 다른 채널들을 거부한다. 예로서 GSM 시스템을 사용하면, 175 연속 채널중의 하나만이 실제로 수신될 것이다. 모든 채널이 수신 필터(168)를 통과하여 다운컨버터(178)에 의해 주파수 하향변환된 후에, 단지 하나의 바람직한 채널이 채널 필터(186)의 중심 주파수에서 정확하게 나타날 것이다. 합성기(300)는 다운컨버터(178)로의 연결부(180)상에 공급된 로컬 발진 주파수를 제어함으로써 선택 채널을 결정한다. 복조기(194)는 전송된 아날로그 정보를 복원하고, 연결부(196)를 통해 이 정보를 나타내는 신호를 ADC(134)로 공급한다. ADC(134)는 이들 아날로그 신호를 기저대 주파수에서 디지탈 신호로 변환하고, 후속 처리를 위하여 이를 버스(128)를 통해 DSP(126)로 전달한다.
도 2는 도 1의 수신기(200)를 도시하는 개략도이다. 도 2의 수신기(200)의 묘사는 수신기(200)에 관련된 GSM/EDGE 송수신기 구조의 예를 주로 설명하기 위하여 단순화된다. 본 발명의 실시예들에 따라서 생성된 LO 신호를 사용하는 다른 수신 구조를 사용할 수 있다. 수신기(200)는 LNA 섹션(176), 믹서(250)를 사용하는 것으로 도시된 다운컨버터 섹션, 그리고 동상 및 직교위상 이득 및 필터 소자(274, 276)의 모두를 포함한다. 이 실시예에서, LNA 섹션(176)은 특정 송신 주파수 대역에서 신호를 수신하도록 각각 설계된 LNA(212, 214, 216, 218)을 구비한다. LNA(212, 214, 216, 218) 및 후술될 수신기의 모든 소자는 완전히 차동형이고, 이 로써 단일 종단형-차동형 변환회로(single ended to differential conversion circuitry)가 필요없다. 이 예에서, LNA(212, 214)는 GSM 통신 대역에서 동작하고, LNA(216, 218)는 PCS 통신 대역에서 동작한다. LNA(212)는 연결부(202)를 통해 차동 850 MHz 수신 신호를 수신하도록 설계되고, LNA(214)는 연결부(204)를 통해 차동 900 MHz 수신 신호를 수신하도록 설계된다. LNA(216)는 연결부(206)를 통해 차동 1800 MHz 수신 신호를 수신하도록 설계되고, LNA(218)는 연결부(208)를 통해 차동 1900 MHz 수신 신호를 수신하도록 설계된다. LNA(212, 214, 216, 218)의 출력은 연결부(182)를 통해 믹서(250)로 직접 공급된다. 이 실시예에서, 완전한 차동 LNA(212, 214, 216, 218)가 설계됨으로써, 단일 종단형-차동형 변환을 수행하는 큰 수동 밸룬이 필요없다. 이 설계는 RF 주파수에서 I/Q 직교 신호를 생성하기 위해 이전에 사용되었던 다상 네트워크를 제거한다. 대신에, 수신 신호의 직교 위상은 후술되는 바와 같이 LO 신호를 위상 편이함으로써 생성된다. 이런 식으로, LNA(212, 214, 216, 218)의 입력에서 수신 신호는 최소의 손실을 겪고, 이 수신기(200)를 통한 추가 증폭이 거의 또는 아예 필요하지 않다.
동상 및 직교 위상 하향변환을 제공하기 위해, 이 실시예에서 믹서(250)는 저조파 주파수를 사용하여, 위상 편이된 RF 신호 대신에 위상 편이된 LO 신호를 동작시키도록 설계된 저조파 믹서이다. 위상 편이된 LO 신호를 사용하면, 후술되는 생성으로 인하여 수신기(200)는 비용이 들고 전력 소비를 하는 소위 "다상" 필터 네트워크가 필요없다. 과거에, 수신 RF 신호의 위상은 동상 및 직교 위상 하향변환을 성취하기 위해 하나 이상의 다상 필터 네트워크에 의해 편이되었다. 여기에 기술된 GSM/EDGE 송수신기 구조에서, 믹서(250)는 하향변환을 수행하는 LO 신호를 생성하기 위해 광대역 위상 생성회로를 사용함으로써, 다상 필터의 필요성을 제거한다. LO 신호를 생성하기 위해 광대역 위상 생성기법을 사용하게 되면 LNA(212, 214, 216, 218)의 출력을 결합하여 단일 믹서(250)로 공급할 수 있게 된다. 이것은 다이(die) 크기의 감소 및 간단한 수신 설계를 가져온다. 이 실시예에서, LNA 섹션(176)의 입력으로부터 믹서(250)의 출력으로의 단일 경로는 완전히 차동형이며, 따라서 DC 오프셋, 수신기 셀프믹싱(self-mixing), 동상과 직교 위상 채널간의 주파수 변동을 감소시키고, 신호 대 노이즈 비(s/n)의 하락 및 수신 경로를 통한 송신 신호의 누설을 최소화시킨다.
또한 수신기(200)에 사용되는 추가 증폭이 없으므로, 수신기(200)의 전력 소비가 최소화된다.
믹서(250)는 동상 믹서 소자(252)와 직교위상 믹서 소자(254)를 구비한다. 동상 믹서 소자(252)는 믹서 코어(256, 258)를 포함한다. 직교위상 믹서 소자(254)는 믹서 코어(262, 264)를 포함한다. 수신 RF 신호는 연결부(182)를 통해 믹서 코어(256, 258, 262, 264)로 연결된다. 믹서 코어(256, 258, 262, 264)는 합성기(300)로부터 위상 편이된 LO 신호를 수신하는데, 이는 후술될 것이다. 위상 편이된 LO 신호를 사용함으로써, 믹서로 공급되는 RF 입력신호는 그대로 유지되고, 따라서 RF 경로에서 (하나 이상의 다상 필터와 같은) 위상 편이 네트워크가 필요없다. 또한 완전한 차동 LNA 섹션(176)과 단일 믹서(250)의 사용으로, 수신기의 IP2(the second intercept point) 성능이, IP2 교정이 필요없는 지점까지 사실상 개선된다.
단일 믹서(250)를 사용하는 능력으로 인하여 수신기(200)에 의해 소비되는 다이 영역을 최소화시키고 수신기(200)가 제조되는 집적회로의 배치를 단순화시킬 수 있게 된다. 또한 집적회로의 배치를 단순화시키게 되면 기생 정전용량을 최소화시키고, 둘 이상의 믹서를 사용한 경우보다 더 대칭적인 수신기 설계를 만들 수 있으며, 상이한 수신 대역을 위한 이득 수신 교정을 단순화 및 최소화시킨다. 또한 믹서(250)에 앞서 RF 신호 전압을 최소화시키게 되면 큰 RF 전압이 믹서(250)의 LO 포트로 연결 또는 방사되는 경우에 발생될 수 있는 RF 셀프믹싱을 최소화시킬 수 있다. 또한 다운컨버터의 입력으로부터 그의 출력으로의(즉, LNA 섹션(176)에 대한 입력으로부터 동상 및 직교위상 이득 및 필터소자(274, 276)의 출력으로의) 완전한 차동 경로는 입력신호의 포지티브 및 네거티브 반파형의 비대칭 아날로그 처리와 관련된 또 다른 IP2 메카니즘을 최소화시킬 수 있다.
이 실시예에서, 0도 및 180도 LO 신호가 믹서 코어(256)로 공급되고, 90도 및 270도 LO 신호는 믹서 코어(258)로 공급되고, 45도 및 225도 LO 신호는 믹서 코어(262)로 공급되고, 135도 및 315도 LO 신호는 믹서 코어(264)로 공급된다. 동상 믹서 소자(252)의 차동 출력은 연결부(270)를 통해 동상 이득 및 필터 소자(274)로 공급되고, 직교위상 믹서 소자(254)의 차동 출력은 연결부(272)를 통해 직교위상 이득 및 필터 소자(276)로 공급된다. 기저대 이득 및 필터링 소자(274, 276)로서 도시된 수신기(200)의 기저대 섹션은 이득, 수신기(200)로 하여금 GSM 표준을 만족시킬 수 있게 하는 채널 선택 필터링, 그리고 DCOC(DC offset compensation)를 제 공한다. 본 기술분야에 알려진 바와 같이, 필터링에 이은 이득의 다양한 스테이지를 사용한다.
동상 이득 및 필터 소자(274)의 차동 출력과, 직교위상 이득 및 필터 소자(276)의 차동 출력은 디지털 영역으로의 변환과 기저대 부시스템(110)의 후속 처리를 위하여 연결부(196)를 통하여 ADC(134)(도 1)로 공급된다.
도 3은 도 1의 합성기(300)의 개략도이다. 합성기(300)는 약 2.5-3.0 GHz 주파수 범위에서 동작하도록 설계된 VCO(volotage controlled oscillator(302)를 포함하고, 일 실시예에서 약 2.8 GHz의 중심 주파수 및 약 +/- 250 MHz의 튜닝 범위를 가진다. VCO(302)의 출력은 연결부(304)를 통해 주파수 분주기(306)로 공급된다. 이 실시예에서, PCS1800/1900 주파수 대역에서 고대역 동작을 위해 사용될 때, 주파수 분주기(306)는 연결부(304)상의 입력 주파수를 1로 제산한다. GSM850/900 주파수 대역에서 저대역 동작을 위해 사용될 때, 주파수 분주기(306)는 연결부(304)상의 입력 주파수를 2로 제산한다.
수신기(200)로 신호를 공급하는 데 사용될 때, 주파수 분주기(306)의 출력은 연결부(314)를 통해 또 다른 주파수 분주기(320)로 송신된다. 주파수 분주기(320)는 연결부(314)상의 신호 주파수를 3으로 제산하고, 연결부(322, 324, 326)상의 출력을 제1 위상 합산 소자(330)로 공급한다. 주파수 분주기(320)의 출력은 연결부(322, 324, 326)상의 각 0도, 60도 및 120도 신호를 포함한다. 연결부(322, 324, 326)상의 각 0도, 60도 및 120도 신호는 구형파 신호로서, 제1 위상 합산 소자(330) 및 제2 위상 합산 소자(335)에 의해 적절한 신호 위상을 가진 사인파 신호 로 변환될 것이다.
약 2.8 GHz에서 동작하는 VCO(302) 및 주파수 분주기(306, 320)를 사용하면 합성기(300)에 주파수 체배기가 필요없다. 주파수 체배기와 비교하면, 주파수 분주기는 집적회로칩상에 적은 다이 영역을 차지하고, 적은 노이즈를 발생하며 저전력을 소비한다. 분주기(306, 320)는 통상적으로, 입력신호의 위상 정확도를 유지하면서 광범위한 동작을 제공하고, 일정한 고조파 내용을 제공한다.
주파수 분주기(306)의 /2 저대역 출력은 연결부(316)를 통해 PLL(phase locked loop)(308)로 공급된다. 이 실시예에서, PLL(308)은 델타-시그마 분수 N PLL(delta-sigma fractional N PLL)이다. PLL(308)의 출력은 연결부(318)를 통해 VCO(302)로 피드백된다.
제1 위상 합산소자(330)는 연결부(322, 324, 326)상의 0도 60도 및 120도 신호를 다음의 수학식에 따라서 (서로에 대해) 0도 및 90도 사인파 신호로 변환한다. 벡터 A0, A60, A120은 각 연결부(322, 324, 326)상에서 3에 의한 제산 소자(320)의 구형파 출력이다. 이들 구형파의 기본 고조파 성분 A0, A60, 및 A0, A120은 각각 60도 및 120도 만큼 서로 오프셋된다. 기본 주파수의 다양한 위상을 알기 위하여 기본 성분을 서로 가산 또는 감산할 수 있다. 그러나 합산 소자(330, 335)로의 구형파 입력에서 제3, 제5, 제7 및 보다 높은 고조파 존재는 믹서(도 2) 이전의 하나 이상의 제한 버퍼(limiting buffers)(도시되지 않음)에 위상 합산 소자(330 또는 335)의 출력이 적용될 때 LO 위상들에서 오류를 생성한다. 아래에 도시된 합산 위상 방법은 제3 고조파를 제거하면서 기본 주파수에서 필요 위상을 알아낸다. 제5 이상 차수의 고조파는 위상 합산(도 4)을 위해 사용되는 비이상적(제한된 대역폭) 회로 성분의 고유한 저역 필터링 효과에 의해 제거된다. 상당히 높은 차수의 고조파 없이 기본 주파수에서 사인곡선 신호인 위상 합산 소자(330, 335)의 출력은 믹서(도 2)를 구동하는 제한 버퍼(도시되지 않음)로 공급된다.
Figure 112008083765753-PCT00001
;
Figure 112008083765753-PCT00002
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Figure 112008083765753-PCT00003
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이 예에서, 저역 필터링에 의해 충분히 감소될 5차 이상의 고조파는 무시된다.
Figure 112008083765753-PCT00004
Figure 112008083765753-PCT00005
Figure 112008083765753-PCT00006
Figure 112008083765753-PCT00007
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Figure 112008083765753-PCT00009
Figure 112008083765753-PCT00010
Figure 112008083765753-PCT00011
제2 위상 합산 소자(335)는 다음의 수학식에 따라서 마지막 직교위상 LO 신호를 생성한다. 또한 다음의 수학식은 저조파 믹서에 적합한 LO 신호의 생성을 보여준다. 그러나 통상적 믹서에서, 공칭 LO 신호는 여기에 기술된 저조파 믹서 구현에 사용되는 바와 같은 주파수의 두 배이고, 45 및 -45도 신호만이 구현된다.
C0=√2B0(I 채널을 위한 LO)
C45=B0+B90(Q 채널을 위한 LO)
C90=√2B90(I 채널을 위한 LO)
C-45=B0-B90(Q 채널을 위한 LO)
0, 45, 90 및 -45도 신호로부터 0, 45, 90, 135, 180, 225, 270 및 315도 LO 신호를 생성할 수 있다.
C45=B0+B90 및 C-45=B0-B90에서와 같이 두 직교 벡터를 가산 및 감산하여 직교 신호를 생성할 때, 시작 직교 벡터 B0, B90에서 임의 직교 오류 또는 진폭 오류는 일차에 대한 최종 벡터 C45 또는 C-45의 직교 관계에 영향을 주지 않는다는 이론은 알려져 있다. 환언하면, C45 또는 C-45가 I 및 Q LO 신호로서 각각 정규 믹서 구성에 사용되었다면, 전술한 일차 보정으로 인하여 상당히 정확한 직교 위상을 얻을 수 있다. 또한 전술한 방안을 저조파 믹서에 사용시에 LO 신호를 위한 유효 I 및 Q 직교위상에서 일차와 유사한 보정을 얻는다는 것을 알 수 있다. 합산 회로에서 미스매칭이 없다고 가정시에, 직교 위상을 생성하는 전술한 방법은 일차 왜곡에 사실상 안전하고, 초기 직교 벡터 B0, B90에서 위상 및 진폭 미스매칭에 사실상 안전하다는 것을 이론으로 알 수 있고 시뮬레이션에 의해 확인할 수 있다.
도 4는 도 3의 합산 소자의 실시예를 도시하는 개략도이다. 합산 회로(400)는 "GM 스테이지"로 불리는 증폭 스테이지(410)와 수동 합산 스테이지(420)를 포함한다.
증폭 스테이지(410)는 트랜지스터(402, 404, 406, 408, 412, 414, 416, 418, 422, 424)를 포함한다. 트랜지스터는 BJT(bipolar junction transistor) 장치로서 도시되지만, 다른 트랜지스터 기술이 구현될 수 있다. 트랜지스터(402, 404)는 차동 증폭 구성으로 배치된다. 유사하게, 트랜지스터(406, 408), 트랜지스터(412, 414), 트랜지스터(416, 418) 및 트랜지스터(422, 424)는 또한 차동 증폭 구성으로 배치된다.
트랜지스터(402)의 베이스 단자 및 트랜지스터(412)의 베이스 단자로의 입력은 도 3의 분주기(320)의 0도 출력이다. 트랜지스터(404) 및 트랜지스터(414)의 베이스 단자로의 입력은 도 3의 분주기(320)의 (0도 출력의 반대 위상인) 180도 출력이다.
트랜지스터(406)의 베이스 단자 및 트랜지스터(416)의 베이스 단자로의 입력은 도 3의 분주기(320)의 60도 출력이다. 트랜지스터(408) 및 트랜지스터(418)의 베이스 단자로의 입력은 도 3의 분주기의 (60도 출력의 반대 위상인) 240도 출력이 다.
트랜지스터(422)의 베이스 단자로의 입력은 도 3의 분주기(320)의 120도 출력이다. 트랜지스터(424)의 베이스 단자로의 입력은 도 3의 분주기(320)의 (120도 출력의 반대 위상인) 300도 출력이다.
트랜지스터(432)의 콜렉터 단자는 트랜지스터(402, 404)의 이미터(emitter) 단자로 연결되고, 전류 미러 트랜지스터로서 동작한다. 트랜지스터(432)의 베이스 단자는 전류 미러 바이어스 신호로 연결된다. 트랜지스터(432)의 이미터 단자는 레지스터(resistor)(439)를 통해, 이러한 특정 구현시에 접지인 네거티브 전원 VSS로 연결된다. 트랜지스터(432) 및 레지스터(439)는 전류원을 형성한다. 다른 구현에는 임의 다른 유형의 전류원을 사용할 수 있다. 유사하게, 트랜지스터(434)의 콜렉터 단자는 트랜지스터(406, 408)의 이미터 단자로 연결되고, 전류 미러 트랜지스터로서 동작한다. 트랜지스터(434)의 베이스 단자는 전류 미러 바이어스 신호로 연결된다. 트랜지스터(434)의 이미터 단자는 레지스터(442)를 통해 네거티브 전원 VSS로 연결된다.
트랜지스터(436)의 콜렉터 단자는 트랜지스터(412, 414)의 이미터 단자로 연결되고, 전류 미러 트랜지스터로서 동작한다. 트랜지스터(436)의 베이스 단자는 전류 미러 바이어스 신호로 연결된다. 트랜지스터(436)의 이미터 단자는 레지스터(444)를 통해 네거티브 전원 VSS로 연결된다.
트랜지스터(437)의 콜렉터 단자는 트랜지스터(416, 418)의 이미터 단자로 연 결되고, 전류 미러 트랜지스터로서 동작한다. 트랜지스터(437)의 베이스 단자는 전류 미러 바이어스 신호로 연결된다. 트랜지스터(437)의 이미터 단자는 레지스터(446)를 통해 네거티브 전원 VSS로 연결된다.
트랜지스터(438)의 콜렉터 단자는 트랜지스터(422, 424)의 이미터 단자로 연결되고, 전류 미러 트랜지스터로서 동작한다. 트랜지스터(438)의 베이스 단자는 전류 미러 바이어스 신호로 연결된다. 트랜지스터(438)의 이미터 단자는 레지스터(447)를 통해 네거티브 전원 VSS로 연결된다.
트랜지스터(402, 406)의 콜렉터 단자는 연결부(448) 및 레지스터(471)를 통해 VCC로 연결된다. 트랜지스터(404, 408)의 콜렉터 단자는 연결부(449) 및 레지스터(486)를 통해 VCC로 연결된다. 트랜지스터(412, 418, 424)의 콜렉터 단자는 연결부(452) 및 레지스터(492)를 통해 VCC로 연결된다. 트랜지스터(414, 416, 422)의 콜렉터 단자는 연결부(451) 및 레지스터(478)를 통해 VCC로 연결된다.
커패시터(472, 474)는 연결부(476)상에 수동 합산 스테이지(420)의 0도 출력을 생성한다. 커패시터(457, 458)는 연결부(467)상의 수동 합산 스테이지(420)의 45도 출력을 생성한다. 커패시터(479, 481)는 연결부(482)상에 수동 합산 스테이지(420)의 90도 출력을 생성한다. 커패시터(459, 462)는 연결부(468)상에 수동 합산 스테이지(420)의 135도 출력을 생성한다.
커패시터(487, 488)는 연결부(489)상에 수동 합산 스테이지(420)의 180도 출 력을 생성한다. 커패시터(464, 466)는 연결부(469)상에 수동 합산 스테이지(420)의 225도 출력을 생성한다. 커패시터(494, 496)는 연결부(497)상에 수동 합산 스테이지(420)의 270도 출력을 생성한다. 커패시터(454, 460)는 연결부(456)상에 수동 합산 스테이지(420)의 315도 출력을 생성한다. 이런 식으로, 단지 수동 구성요소만을 사용하여 공칭 45도 위상 오프셋 LO 신호를 생성한다.
0, 45, 90, 135, 180, 225, 270 및 315도 출력신호는 공칭 LO 주파수의 절반에서 공칭 45도 위상 편이 신호를 사용하는 저조파 믹서의 경우에 생성된다. 통상적 믹서의 경우, 공칭 LO 주파수에서 단지 0, 90, 180 및 270도 위상 편이 신호를 생성한다.
도 5는 직교 믹서를 위해 LO 신호를 생성하기 위한 시스템 및 방법의 실시예의 동작을 도시하는 흐름도(500)이다. 흐름도에서 블록은 전술한 소자에 의해 수행될 수 있거나, 혹은 다른 소자에 의해 수행될 수 있다. 블록(502)에서, VCO(302)(도 3)가 기준 주파수 신호를 생성한다. 블록(504)에서, 분주기(320)(도 3)가 세 오프셋 위상 신호를 생성한다. 블록(506)에서, 세 오프셋 위상 신호를 수동으로 결합하여 공칭 90도 오프셋 위상 신호를 생성한다. 블록(508)에서, 90도 오프셋 위상 신호를 수동으로 결합하여 진폭 보정된 90도 오프셋 위상 직교 LO 신호를 생성한다. 블록(510)에서, 90도 오프셋 위상 신호를 수동으로 결합하여 진폭 보정된 +45 및 +135도 오프셋 위상 직교 LO 신호를 생성한다. 블록(512)에서, 90도 오프셋 위상 직교 LO 신호를 믹서로 공급하여 무선 주파수 신호를 하향변환한다.
도 6은 저조파 직교 믹서를 위해 LO 신호를 생성하기 위한 시스템 및 방법의 실시예 동작을 도시하는 흐름도(600)이다. 흐름도에서 블록은 전술한 소자에 의해 수행되거나, 혹은 다른 소자에 의해 수행될 수 있다. 블록(602)에서, VCO(302)(도 3)가 공칭 LO 주파수의 1/2에서 기준 주파수 신호를 생성한다. 블록(604)에서, 분주기(320)(도 3)가 세 오프셋 위상 신호를 생성한다. 블록(606)에서, 세 오프셋 위상 신호를 수동으로 결합하여 공칭 90도 오프셋 위상 신호를 생성한다. 블록(608)에서, 90도 오프셋 위상 신호를 수동으로 결합하여 진폭 보정된 90도 오프셋 위상 직교 LO 신호를 생성한다. 블록(610)에서, 90도 오프셋 위상 신호를 수동으로 결합하여 진폭 보정된 45도 오프셋 위상 직교 LO 신호를 생성한다. 블록(612)에서, 45도 오프셋 위상 직교 LO 신호를 믹서로 공급하여 무선 주파수 신호를 하향변환한다.
본 발명의 다양한 실시예를 기술하였지만, 당업자는 본 발명의 범주내에서 다수의 많은 실시예 및 구현이 가능하다는 것은 명백히 알 것이다.

Claims (18)

  1. 직교 믹서(quadrature mixer)를 위해 LO(local oscillator) 신호를 생성하기 위한 시스템에 있어서,
    기준 주파수 신호를 공급하도록 구성된 발진기와,
    상기 기준 주파수 신호를 세 오프셋 위상 신호로 분할하도록 구성된 적어도 하나의 주파수 분주기와,
    상기 세 오프셋 위상 신호로부터 두 공칭(nominal) 90도 오프셋 위상 신호를 생성하도록 구성된 제1 합산 회로와,
    적어도 두 진폭보정된 90도 오프셋-위상 직교 신호를 생성하도록 구성된 제2 합산 회로
    를 포함하는 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 합산 회로와 상기 제2 합산 회로는 수동 회로를 포함하는 시스템.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제2 합산 회로는 저조파 믹서(subharmonic mixer)와 사용하기 위해 적어도 두 추가적 진폭보정된 90도 오프셋-위상 직교 신호를 더 생성하는 시스템.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 합산 회로는 상기 기준 주파수 신호로부터 짝수배 주파수 고조파(harmonics)를 제거함으로써, 주파수 독립적인 광대역 동작을 제공하는 시스템.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1 합산 회로는 상기 기준 주파수 신호의 제3 고조파를 삭제(calcel)하는 시스템.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 제1 합산 회로와 상기 제2 합산 회로는 저항성(R) 및 용량성(C) 소자들을 포함하는 시스템.
  7. 직교 믹서를 위해 LO 신호를 생성하기 위한 시스템을 구비한 휴대용 송수신기(portable transceiver)에 있어서,
    수신기에 동작적으로 연결된 송신기와,
    기준 주파수 신호를 공급하도록 구성된 발진기와,
    상기 기준 주파수 신호를 세 오프셋 위상 신호로 분할하도록 구성된 적어도 하나의 주파수 분주기와,
    상기 세 오프셋 위상 신호로부터 두 공칭 90도 오프셋 위상 신호를 생성하도록 구성된 제1 합산 회로와,
    적어도 두 진폭보정된 90도 오프셋-위상 직교 신호를 생성하도록 구성된 제2 합산 회로
    를 포함하는 휴대용 송수신기.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1 합산 회로와 상기 제2 합산 회로는 수동 회로를 포함하는 휴대용 송수신기.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 제2 합산 회로는 저조파 믹서와 사용하기 위해 적어도 두 추가적 진폭보정된 90도 오프셋 위상 직교 신호를 더 생성하는 휴대용 송수신기.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 제1 합산 회로는 상기 기준 주파수 신호로부터 짝수배 주파수 고조파를 제거함으로써, 주파수 독립적인 광대역 동작을 제공하는 휴대용 송수신기.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제1 합산 회로는 상기 기준 주파수 신호의 제3 고조파를 삭제하는 휴대용 송수신기.
  12. 제8항에 있어서,
    상기 제1 합산 회로와 상기 제2 합산 회로는 저항성(R) 및 용량성(C) 소자들을 포함하는 휴대용 송수신기.
  13. 직교 믹서를 위해 LO 신호를 생성하기 위한 방법에 있어서,
    기준 주파수 신호를 공급하는 단계와,
    상기 기준 주파수 신호를 세 오프셋 위상 신호로 분할하는 단계와,
    상기 세 오프셋 위상 신호로부터 두 공칭 90도 오프셋 위상 신호를 생성하는 단계와,
    적어도 두 진폭보정된 90도 오프셋-위상 직교 신호를 생성하는 단계
    를 포함하는 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 생성하는 단계들은 수동 결합을 포함하는 방법.
  15. 제13항에 있어서,
    저조파 믹서와 사용하기 위해 적어도 두 추가적 진폭보정된 90도 오프셋-위상 직교 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는 방법.
  16. 제13항에 있어서,
    상기 생성하는 단계는 상기 기준 주파수 신호로부터 짝수배 주파수 고조파를 제거함으로써, 주파수 독립적인 광대역 동작을 제공하는 방법.
  17. 제13항에 있어서,
    상기 생성하는 단계는 상기 기준 주파수 신호의 제3 고조파를 삭제하는 방법.
  18. 제13항에 있어서,
    상기 생성하는 단계는 수동 저항성(R) 및 용량성(C) 소자들에 의해 수행되는 방법.
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