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KR20080104380A - 송신기, 전력 증폭기, 필터링 방법 및 송수신기 - Google Patents

송신기, 전력 증폭기, 필터링 방법 및 송수신기 Download PDF

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KR20080104380A
KR20080104380A KR1020087025359A KR20087025359A KR20080104380A KR 20080104380 A KR20080104380 A KR 20080104380A KR 1020087025359 A KR1020087025359 A KR 1020087025359A KR 20087025359 A KR20087025359 A KR 20087025359A KR 20080104380 A KR20080104380 A KR 20080104380A
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KR
South Korea
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frequency
power amplifier
impedance
transmitter
local oscillator
Prior art date
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Ceased
Application number
KR1020087025359A
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English (en)
Inventor
마르코 제이 알라넨
사미 빌로넨
아리 빌란더
자리 헤이키넨
Original Assignee
노키아 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 노키아 코포레이션 filed Critical 노키아 코포레이션
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Abstract

본 발명에 따르면 필터링 방법, 송수신기 및 송신기가 제공된다. 송신기는 RF 신호를 증폭시키고 복수의 단을 구비하는 전력 증폭기 및 로컬 오실레이터를 포함하며, 전력 증폭기는 자신이 구비한 적어도 두 개의 단 사이에, 로컬 오실레이터의 주파수와 관련된 주파수에서 임피던스를 형성하는 임피던스 회로 및 임피던스 회로 수단의 임피던스를 RF 주파수로 스위칭하는 스위치를 포함한다.

Description

송신기, 전력 증폭기, 필터링 방법 및 송수신기{TRANSMITTER, POWER AMPLIFIER AND FILTERING METHOD}
본 발명은 송수신기 내의 송신기 및 전력 증폭기에서의 필터링에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 RF 송신기 및 RF 전력 증폭기에 관한 것이다.
서로 다른 무선 시스템들의 개수가 꾸준히 증가하고 있는 다중무선통신(multiradio) 컨셉에서, 서로 다른 무선 시스템들의 정보 처리 상호 운용 가능성(interoperability)이 개발되고 있다. 서로 다른 주파수 대역에서 동작하는 서로 다른 무선 시스템들은 그들이 동시에 동작되더라도 서로를 방해하지 않고 적절하게 동작할 것이 요구된다. 이것은 특히 송수신기 내에서 송수신기의 수신기가 약한 신호를 수신하고 있을 때, 동시에 송수신기의 송신기가 높은 전력 레벨을 갖는 경우, 수신기와 송신기 체인 모두에 대해 엄격한 요구조건을 설정한다.
송신기에서, 전력 증폭기는 전송될 신호를 원하는 전력 레벨까지 증폭시키는 데에 사용된다. 그러나, 전력 증폭기는 일반적으로 넓은 대역폭을 갖는다. 따라서, 전력 증폭기는 전송될 신호를 원하는 송신기 대역 상에서 뿐만 아니라 원하는 대역 밖에서도 증폭시킨다. 이러한 경우, 원치 않는 수신기 대역이 동일한 이득을 가지고 증폭될 수 있다. 전력 증폭기 다음에는 안테나로부터 전력을 전송하기 전에 이러한 원치 않는 수신기 대역 신호를 필터링하는 타이트 필터가 존재해야 한다. 이러한 필터의 요구조건이 엄격하여 송신기 경로에 대한 손실을 발생시킨다. 이러한 손실은 전력 증폭기로부터의 증가된 출력 전력을 사용하여 보상되어야만 한다. 이것은 총 송신기 효율을 감소시키고 휴대폰과 같은 휴대용 송신기에 있어서 전력 소비의 증가 및 온도 상승을 발생시킨다.
또한, 전력 증폭기 이전의 송신기 경로에 대한 노이즈 요구조건은 전력 증폭기 이전의 노이즈 레벨이 너무 높지 않을 것을 보장하도록 매우 엄격하다. 이것은 전력 증폭기 후의 필터가 수신기 대역 노이즈 레벨이 충분히 낮도록 감소시킬 수 있음을 보장하기 위해 요구된다. 만약 전력 증폭기 이전에 필터링이 수행되지 않는다면, 전력 증폭기 후의 필터의 성능은 전력 증폭기의 최대 이득을 제한하도록 설정되어 전력 증폭기 이전의 송수신기 블록의 필요한 출력 전력을 증가시킬 수 있다.
통상적으로, 원치 않는 노이즈 필터링의 대부분은 스위치와 필터로 이루어지는 송수신기의 프론트엔드 모듈(front-end module) 내의 전력 증폭기 다음에서 수행된다. 전력 증폭기의 이득이 송신기 및 수신기 대역 모두에서 일정하기 때문에, 수신기 대역 내의 신호 레벨을 감소시키도록 전력 증폭기 다음의 필터에 대해 엄격한 요구조건이 설정된다.
도 1은 송신기의 전형적인 프론트엔드의 일부분을 도시한다. 프론트엔드는 전력 증폭기(100)와 전력 증폭기의 출력에 접속된 대역 통과 필터(102)를 포함한다. 전력 증폭기는 다중 증폭기 단(multiple amplifier stages)(104, 106)과 단 다음의 매칭 회로(108)를 포함한다. 도 2a는 전력 증폭기의 입력에서의 RF 신호 및 노이즈 세기를 도시한다. 주파수는 X축에 도시되었고 신호 세기는 Y축에 도시되었다. TX-화살표(200)는 원하는 송신 주파수 상에서의 신호 세기를 표시한다. 또한, 노이즈 레벨(202)이 도시되었다. RX는 수신기 대역을 표시한다. 도 2b는 전력 증폭기의 출력에서의 RF 신호 세기를 도시한다. 전력 증폭기가 광대역 증폭기이기 때문에, RF 신호는 모든 주파수 대역 상에서 증폭된다. 원하는 전송(202) 및 노이즈 신호(202)가 모두가 증폭된다. 도 2c는 대역 통과 필터(102)의 출력에서의 RF 신호 세기를 도시한다. RX 대역 상의 노이즈 신호 세기(202)는 다소간 감소된다.
본 발명의 목적은 송신기 및 전력 증폭기 내의 필터링에 대한 향상된 솔루션을 제공하는 것이다. 본 발명의 측면에 따르면, RF 신호를 증폭시키고 복수의 단(stages)을 구비하는 전력 증폭기 및 로컬 오실레이터를 포함하는 송신기가 제공되며, 전력 증폭기는 자신이 구비한 적어도 두 개의 단 사이에, 로컬 오실레이터의 주파수와 관련된 주파수에서 임피던스를 형성하는 임피던스 회로 및 임피던스 회로의 임피던스를 RF 주파수로 스위칭하는 스위치를 포함한다.
본 발명의 다른 측면에 따르면, 로컬 오실레이터를 포함하는 송신기 내의 전력 증폭기가 제공되며, 전력 증폭기는 RF 신호를 증폭시키고 복수의 단을 구비하며, 자신이 구비한 적어도 두 개의 단 사이에, 로컬 오실레이터의 주파수와 관련된 주파수에서 임피던스를 형성하는 전력 증폭기 임피던스 회로 수단 및 임피던스 회로 수단의 임피던스를 RF 주파수로 스위칭하는 스위칭 수단을 포함한다.
본 발명의 다른 측면에 따르면, 필터링 방법이 제공되며, 이 필터링 방법은 RF 신호를 전력 증폭기의 복수의 증폭 단에서 증폭시키는 단계와, 적어도 두 개의 단 사이의 임피던스 내에서 수신기의 로컬 오실레이터의 주파수와 관련된 주파수에서의 임피던스를 형성하는 단계 및 형성된 임피던스를 RF 주파수로 스위칭하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 측면에 따르면, 송신기에서의 필터링 방법이 제공되며, 이 방법은 송신기의 전력 증폭기의 복수의 증폭 단에서 RF 신호를 증폭시키는 단계와, 적어도 두 개의 단 사이의 임피던스 회로 내에서 수신기의 로컬 오실레이터의 주파수와 관련된 주파수에서의 임피던스를 형성하는 단계 및 형성된 임피던스를 스위치 장치를 사용하여 RF 주파수로 스위칭하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 측면에 따르면, RF 신호를 증폭시키고 복수의 단을 구비하는 전력 증폭기 및 로컬 오실레이터를 갖는 송신기를 포함하는 송수신기가 제공되며, 이때 전력 증폭기는 자신의 적어도 두 개의 단 사이에, 로컬 오실레이터의 주파수와 관련된 주파수에서 임피던스를 형성하는 임피던스 회로 수단 및 임피던스 회로 수단의 임피던스를 RF 주파수로 스위칭하는 스위칭 수단을 포함한다.
본 발명의 실시예는 몇몇 장점을 제공한다. 전력 증폭기 다음의 필터링 조건이 완화될 수 있다. 송수신기에서, 듀플렉스 필터의 수신기-대역 필터링 요구조건이 완화될 수 있다. 이렇게 감쇠에 대해 완화된 요구조건은 듀플렉스 필터 내의 송신기 대역 손실을 감소시키고 그에 따라 총 송신기 체인 효율을 증가시킨다. 만약 전력 증폭기 다음의 송신기 체인에서의 손실이 0.1dB 감소한다면, 전력 증폭기 효율에 있어서 대략 1%의 증가에 도달할 수 있다. 따라서, 손실이 0.5dB의 감소하면 전력 증폭기 효율을 5% 유닛 증가시킬 수 있다. 이것은 전력 증폭기가 발생시키는 열을 감소시키며, 따라서 전력 증폭기의 신뢰도가 증가된다. 또한, 전력 증폭기의 이득이 전력 증폭기의 입력단에 추가의 필터를 추가하지 않고도 증가될 수 있다. 이것은 무선 주파수 집적 회로(RFIC)로부터 요구되는 출력 전력이 감소될 수 있음을 의미한다.
제안된 필터링 장치의 설계는 단순하며 최소한의 변화만으로 서로 다른 주파수 대역에서 사용될 수 있도록 구성될 수 있다. 사용되는 주파수 대역의 변화는 소프트웨어에 의해 수행될 수 있다.
도 1은 종래 기술의 송신기의 프론트엔드의 예시를 도시한 도면,
도 2a 내지 2c는 종래 기술의 송신기의 서로 다른 부분들 상에서의 신호 세기의 예시를 도시한 도면,
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 전기 통신 시스템의 예시를 도시한 도면,
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 송수신기의 프론트엔드의 예시를 도시한 도면,
도 5는 본 발명의 실시예의 송신기의 프론트엔드의 예시를 도시한 도면,
도 6a 내지 6c는 본 발명의 실시예의 송신기의 서로 다른 부분들 상에서의 신호 세기의 예시를 도시한 도면,
도 7은 본 발명의 실시예의 튜닝가능한 대역 통과 필터의 예시를 도시한 도면,
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 송신기의 프론트엔드의 전력 증폭기의 다른 예시를 도시한 도면,
도 9a 내지 9c는 대역 통과 필터의 다른 예시를 도시한 도면,
도 10은 대역 통과 필터의 다른 예시를 도시한 도면,
도 11은 본 발명의 실시예의 튜닝가능한 대역 통과 필터의 다른 예시를 도시한 도면,
도 12는 도 11의 필터의 시뮬레이션된 전달 함수를 도시한 도면,
도 13은 튜닝가능한 대역 통과 필터의 또 다른 예시를 도시한 도면.
아래에서, 본 발명이 실시예와 첨부된 도면을 참조로 하여 보다 상세하게 기술될 것이다.
도 3을 참조하여, 본 발명의 실시예가 적용될 수 있는 전기 통신 시스템의 예시를 검토하겠다. 도 3은 단말 장치(302, 304, 306, 308)와 접속된 기저국(300)을 도시한다. 단말 장치(302, 308)는 다른 기저국(310)과도 접촉될 수 있다. 기저 국(300) 및 단말 장치(302, 304, 306, 308)는 RF 송수신기를 포함한다. 본 발명의 실시예는 기저국과 단말 장치 모두에서 적용될 수 있다.
서로 다른 다중 액세스 방법들이 본 발명의 실시예가 적용될 수 있는 전기 통신 시스템에서 사용될 수 있다. 시스템은 CDMA(Code Division Multiple Access), WCDMA(Wide CDMA) 또는 TDMA(Time Division Multiple Access)를 사용할 수 있다. 사용되는 액세스 방법은 본 발명의 실시예와는 무관하다.
본 발명의 실시예는 전기 통신 시스템의 송신기, 송수신기 또는 송신기의 전력 증폭기로 제한되는 것은 아니며, 임의의 송신기, 송수신기 및 송신기의 전력 증폭기에 적용될 수 있고, 특히 RF 송수신기, RF 송신기 및 RF 전력 증폭기에 적용될 수 있다.
도 4는 본 발명의 실시예가 적용될 수 있는 송수신기의 프론트엔드의 예시를 도시한다. 송수신기는 송신기(402) 및 수신기(404)에 접속된 안테나(400)를 포함한다. 송신기(402)의 프론트엔드는 전력 증폭기(406)와 안테나 및 증폭기 사이의 외부 필터(408)를 포함한다. 필터는 수신기(404)에 의해 수신된 신호가 송신기(402)의 전력 증폭기(406)로 도달하는 것을 차단하고 전력 증폭기에 의해 증폭된 신호를 필터링하는 SAW 또는 BAW 필터일 수 있다. 또한 다른 필터 장치들이 사용될 수도 있다. 수신기(404)의 프론트엔드는 직렬 배치된 대역 통과 필터(410) 및 저 노이즈 증폭기(414)를 포함한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 송신기의 프론트엔드의 일부분을 도시한다. 프론트엔드는 전력 증폭기(500)와 전력 증폭기의 출력에 접속된 대역 통과 필 터(502)를 포함한다. 또한 송신기의 컨트롤러 유닛(514)이 도 5에 도시되었다. 전력 증폭기(500)는 다중 증폭기 단(504, 506)과 마지막 단의 출력에 접속된 매칭 회로(508)를 포함한다. 전력 증폭기는 전력 증폭기(500)의 적어도 두 개의 증폭 단 사이의 대역 통과 필터(510)를 더 포함한다. 이 실시예에서, 전력 증폭기 다음 필터의 필터링 요구조건이 감소될 수 있도록 전력 증폭기 단에서 필터링이 수행된다. 또한, 전력 증폭기 이전의 송신기 경로의 출력 전력 및 노이즈 요구조건이 감소된다.
대역 통과 필터(510)는 GSM1800, GSM1900, WCDMA1900 및 WCDMA2100과 같은 서로 다른 대역 및 모드에 대해 동일한 전력 증폭기가 사용될 수 있도록 튜닝가능할 수 있다. 필터(510)는 주파수 및 대역폭이 튜닝가능할 수 있다. 필터는 예로서 송신기의 컨트롤러 유닛(514)으로부터 발생한 제어 신호(512)에 의해 제어될 수 있다.
도 6a는 전력 증폭기(500)의 입력에서의 RF 신호 세기 및 노이즈 세기를 도시한다. 주파수는 X축에 도시되었고 신호 세기는 Y축에 도시되었다. TX-화살표(600)는 원하는 전송 주파수 상의 신호 세기를 표시한다. 또한, 노이즈 레벨(602)이 도시되었다. RX는 수신기 대역을 표시한다. 도 6b는 전력 증폭기(500)의 출력에서의 RF 신호의 세기를 도시한다. 전력 증폭기가 광대역 증폭기이기 때문에, RF 신호는 모든 주파수 대역에서 증폭된다. 그러나, 대역 통과 필터(510)로 인하여, RF 수신기 대역 주파수에서의 노이즈 신호(602)는 도 2b에 도시된 종래 기술의 솔루션과 비교하여 뚜렷하게 감쇠되었다. 도 6c는 대역 통과 필터(502)의 출력에서 의 RF 신호 세기를 도시한다. RX 대역에서의 노이즈 신호(602) 세기는 더욱 감소되었고 도 2c에 도시된 종래 기술의 솔루션과 비교하여 감쇠는 더욱 우수하다.
도 7은 대역 통과 필터(510)의 예시를 도시한다. 필터는 저항 R을 갖는 저항기(700)와 네 개의 병렬 배치된 커패시터(702, 704, 706, 708)를 포함한다. 커패시터들은 각각 C1, C2, C3 및 C4의 커패시턴스를 갖는다. 각 커패시터는 스위치(710, 712, 714, 716) 뒤에 배치된다. 스위치들은 각각이 시간 주기의 25%를 차지하도록, 네 개의 병렬 커패시터들을 교대로 스위칭하도록 제어된다. 커패시터 스위치(710, 712, 714, 716)의 스위칭 주파수는 로컬 오실레이터 주파수와 관련된다. 만약 입력 RF 주파수가 커패시터 스위치(710, 712, 714, 716)의 스위칭 주파수와 다르다면, 커패시터들은 주파수 차만큼 충전되어 코너 주파수
Figure 112008072165711-PCT00001
에 응답하는 대역 통과 필터를 생성할 것이고, 이때 C = C1+C2+C3+C4 이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 송신기의 프론트엔드의 전력 증폭기(800)를 도시한다. 여기에서, 도 7의 대역 통과 필터가 사용되었다. 전력 증폭기는 다중 증폭기 단(504, 506)과 마지막 단의 출력에 접속된 매칭 회로(508)를 포함한다. 전력 증폭기는 전력 증폭기의 적어도 두 개의 증폭 단(504, 506) 사이에 접속된 대역 통과 필터(802)를 더 포함한다. 필터는 도 7과 관련하여 기술된 바와 같이 커패시터 및 스위치를 포함한다. 전력 증폭기는 대역 통과 필터(802)의 앞과 뒤에 매칭 회로(804, 806)를 더 포함한다.
필터(802)는 스위치를 제어하는 신호(808)의 주파수를 조정함으로써 서로 다른 주파수 대역으로 튜닝될 수 있다. 주파수는 송신기의 로컬 오실레이터(810)로부터 발생될 수 있으며 이것은 예로서 송신기의 컨트롤러 유닛(514)에 의해 제어될 수 있다.
전력 증폭기의 적어도 두 개의 증폭 단 사이의 대역 통과 필터(510)의 동작은 필터(510)의 단순화된 개략도의 예시인 도 9a, 9b 및 9c에서 추가로 기술되었다. 도 9a, 9b 및 9c의 실시예는 스위치로서 MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)을 사용한다.
도 9a에 도시된 본 발명의 실시예에서, 필터는 MOSFET 스위치(900)를 포함하며, 이것은 온 상태와 오프 상태 사이의 신호(904, 906)를 사용하여 스위칭된다. 신호(904, 906)의 주파수는 LO(로컬 오실레이터) 신호와 관련된다. 필터는 스위치(900)에 접속된 커패시터(C)(902)를 더 포함한다. MOSFET(900)이 온 상태와 오프 상태 사이에서 스위칭됨에 따라, 커패시터들은 MOSFET에 대한 입력으로서의 작용을 하는 RF-P와 RF-M 포트 사이에서 스위칭된다. 도 8을 참조하면, 포트 RF-P 및 RF-M은 저항 R을 갖는 매칭 회로(804)로부터 신호를 수신한다. 저항은 Z=a+bjΩ의 형태의 일반적인 임피던스일 수 있음을 인지해야 한다.
본 발명의 실시예에서, 신호(904, 906)의 주파수는 로컬 오실레이터 신호의 주파수와 정확하게 갖지 않으며 그로부터 파생되는 것이다.
만약 포트 RF-P 및 RF-M 내의 인커밍 RF 신호의 주파수가 신호(904, 906)의 주파수와 다르다면, 커패시터(C)(902)는 RF와 신호(904, 906)의 차와 같은 주파수 를 갖는 신호를 사용하여 충전될 것이다. 구동 임피던스는 매칭 회로(804)의 임피던스 R이다. 따라서 그 결과는 주파수 FLO+FRC에서의 임피던스 필터링이며, 이때 FLO는 LO-신호 주파수이고 FRC는 저항 R과 커패시터(C)(902)의 코너 주파수이다(즉, 1/2πRC).
이것은 필터(510)가 각각 FLO+FRC 및 FLO-FRC인 통과 대역 코너 주파수들(-3dB 주파수들 또는 1/2 전력 주파수들)을 갖는 대역 통과 필터임을 의미한다.
RC 상수의 함수가 저 주파수에 상응함에 따라 감쇠가 증가하기 때문에, 필터(510)의 형태는 매우 가파르다. 하나의 예시를 검토해보자. 만약 LO 주파수가 2GHz이고 RC 시간 상수는 2MHz와 같다면, 주파수 2.002GHz의 신호는 3dB 감쇠한다. 만약 이 주파수에서 표준 RC -3dB을 가졌다면, 약 20.002GHz(즉, 1 디케이드 멀어진)의 주파수에서 20dB 감쇠에 도달할 것이다. 전달된-임피던스 필터(510)에서는, 2.020GHz(즉 RC 주파수 2MHz로부터 1 디케이드 멀어짐)에서 20dB 감쇠에 도달할 것이다. 따라서 (RC 상수에 의해 정의되는) 저 주파수는 RF 주파수로 전달된다. 이것은 가능한 종래 기술의 솔루션에 대한 뚜렷한 향상이다.
따라서, 본 발명의 실시예에서, 필터는 로컬 오실레이터의 주파수로부터 파생된 주파수에서 임피던스를 형성하는 수단과 RF 주파수에 대해 임피던스를 스위칭하는 스위치를 포함한다.
본 발명에 기술된 방법론을 사용하여 다른 임피던스들이 보다 높은 주파수 필터링으로 전달될 수 있다. 도 9a의 실시예에서, 커패시터(902)는 필터(510) 내의 임피던스로서 사용된다. 그러나, 임의의 임피던스(Z)는 커패시터를 대체할 수 있다. 도 9a의 커패시터(902)는 예로서 LC-공진기 또는 커패시터와 증폭기의 조합으로 대체될 수 있다. 도 9b 및 9c는 LC 공진기 옵션을 나타낸다.
도 9b의 실시예에서, (도 9a에 비교하여) 인덕터(L)(908)는 커패시터(C)(902)에 직렬로 추가되고 필터의 중심 주파수는 FLO+FLC 또는 FLO-FLC로 주어지며, 이때 FLO는 필터(510)에 제공된 로컬 오실레이터 주파수(904, 906)이고 FLC는
Figure 112008072165711-PCT00002
로 주어지는 LC 공진 주파수이다. FLC는 예로서 900kHz만큼 낮게 생성될 수 있다. 이러한 경우, 결과적인 필터의 중심 주파수는 FLO-900kHz 또는 FLO +900kHz이다.
또한, 도 9c에 도시된 실시예에 따르면, 인덕터(L)(910)는
Figure 112008072165711-PCT00003
로 주어지는 LC 공진 주파수 FLC를 갖는 커패시터(C)(902)에 병렬로 추가된다(도 4a와 비교). 중심 주파수 FLO+FLC 및 FLO-FLC 를 갖는 공진 곡선에 있어서, 통과 대역의 코너 주파수(-3dB 주파수)는 인덕터(L)(910)에 의존한다(저항 R과 커패시터(C)(902)의 함수에 추가하여). 따라서, 만약 인덕터(L)(910)와 커패시터(C)(902)가 병렬 배치된다면, FLO+FLC 및 FLO-FLC에서의 공진 주파수 부근에 좁은 통과 대역이 존재할 것이고 이때
Figure 112008072165711-PCT00004
이다.
인덕터(908, 910)는 예로서 (인덕터를 모방하는) 동작 증폭기를 갖는 커패시터로부터 또는 2차 필터 응답이 저 영역의 높은 성능 필터 시스템을 제공함에 따라 크기 저하를 갖는 임피던스를 발생시킴으로써 2차 (또는 더 높은 차수의) 필터를 제조하여 생성될 수 있다.
필터(510)의 전술된 구조에는 다수의 변화가 존재한다. 도 9a, 9b 및 9c의 예시에서 사용되는 NMOS 스위치는 다른 유형일 수도 있다.
또한, 본 발명에서 설명된 기술은, 본 발명에 따라 넓은 범위의 LC 공진 주파수와 필터링된 무선 주파수로 전달되는 임피던스를 제공할 수 있다. 또한, 전술된 도면에서의 예시는 서로 다른 (즉, 포지티브 및 네가티브) 신호들을 사용하지만 본 발명의 방법은 오직 하나의 신호 라인을 갖는 싱글-엔디드 시스템에서도 사용될 수 있다.
신호(904, 906)의 주파수는 LO(로컬 오실레이터) 신호와 관련된다. 주파수는 로컬 오실레이터 신호의 주파수로부터 파생될 수 있으며 또는 로컬 오실레이터 신호의 주파수로 고정될 수도 있다. 신호는 로컬 오실레이터 또는 별도의 오실레이터 내에서 발생될 수 있다.
도 10은 대역 통과 필터(510)의 보다 완전한 예시를 도시한다. 도 10의 예시에서, 필터는 개별적인 I- 및 Q- 브랜치(1000, 1002)를 포함한다. 도 9a의 예시에서와 같이 입력으로서 신호 RF-P 및 RF-M가 존재한다. 이 실시예에서, 로컬 오실레이터 신호로부터 파생된 네 개의 신호들이 존재한다. 필터의 I-브랜치(1000) 상에는 FLO-IP(904A) 및 FLO-IM(906A)가 존재한다. 필터의 Q-브랜치(1002) 상에는 FLO-QP(904B) 및 FLO-QM(906B)가 존재한다. FLO-IP와 FLO-QP의 위상차는 90도이고, FLO-IM와 FLO- QM의 위상차도 90도이다. FLO-IP와 FLO-IM의 위상차는 180도이고 FLO-QP와 FLO-QM의 위상차도 180도이다.
도 11은 직렬 LC 회로가 사용되는 대역 통과 필터(510)의 다른 예시를 도시한다. 이러한 실시예에서, 필터는 스위치(1110, 1112, 1114, 1116) 및 네 개의 커패시터(1102, 1104, 1106, 1108)와 직렬 접속되는 인덕턴스 장치(1100)를 포함한다. 커패시터는 각각 C1, C2, C3 및 C4의 커패시턴스를 갖는다. 커패시터 스위치(1110, 11102, 1114, 1116)의 스위칭 주파수는 로컬 오실레이터 주파수와 관련된다. 인덕턴스 장치(1100)는 하나 이상의 인덕턴스를 사용하여 구현된다. Zin 및 Zout은 매칭된 입력 및 출력 임피던스를 나타낸다.
이 실시예에서, 인덕턴스(L1)를 갖는 인덕턴스 장치(1100)는 RF 주파수에 있고 커패시터(1102, 1104, 1106, 1108)는 로컬 오실레이터 주파수에 있으며 네 개의 스위치를 사용하여 RF 주파수로 전달된다. 인덕턴스 장치(1100)가 RF 주파수에 있기 때문에 값(L1)이 작고 집적 회로에서 구현하기 쉽다.
도 12는 도 11의 회로의 시뮬레이션된 전달 함수를 도시한다. 이 예시에서, 사용된 값은 L1=2.1nH, Cn=330pF, n=1...4, Zin=Zout=50W 및 스위치의 저항 RSW=2W이다. 스위치는 로컬 오실레이터 신호를 사용하여 온 상태와 오프 상태 사이에서 스위칭되고, 이 예에서 로컬 오실레이터 주파수는 900㎒이다. 이 예에서, 원치 않는 신호의 감쇠는 캐리어 주파수로부터 10㎒ 떨어진 곳에서 가장 크지만 캐리어 주파수로부터 더 멀어지면서 감쇠는 감소한다. 도 7의 회로와 같이, 이러한 구현은 로 컬 오실레이터 신호의 다른 측면으로 미러 응답을 생성하여, 노치(notches)를 갖는 대역-통과 응답을 발생시킨다.
노치의 거리는 개별적인 값을 갖는 개별적인 커패시터 대신 가변 커패시터를 사용하여 추가로 튜닝될 수 있다. 이것은 특히 듀플렉스 거리가 일정하지 않지만 가변가능한 시스템에서 유용하다(예로서, WCDMA 또는 3.9G 시스템이 가변 듀플렉스 거리를 사용할 수 있다).
도 13은 튜닝가능한 대역 통과 필터의 또 다른 예시를 도시한다. 주파수(㎒)는 x-축 상에 도시되었고 전송된 신호의 전력과 관련된 전력(dBc)은 y-축 상에 도시되었다. 이 예에서, 필터는 인덕터 장치(1100)와 스위치(1110, 1112, 1114, 1116) 및 네 개의 커패시터(1102, 1104, 1106, 1108) 사이에 접속된 제 2 스위치 장치(1300, 1302)를 포함한다. 스위치(1300, 1302)는 로컬 오실레이터 신호를 사용하여 스위칭되는 반면 스위치(1110, 1112, 1114, 1116)는 더블 주파수를 사용하여 스위칭된다.
송수신기 내에서 도 11 및 13의 실시예를 사용할 때, 송수신기의 듀플렉서로부터의 RX-대역 필터링 요구조건이 완화될 수 있다. 감쇠에 대한 완화된 요구조건은 듀플렉서 내에서의 TX-대역 손실을 감소시키고 총 송신기 체인 효율을 증가시킨다. 만약 전력 증폭기 다음의 TX 체인에서의 손실이 0.1dB 감소하면, 전력 증폭기 효율에 있어서 대략 1%의 증가에 도달할 수 있다. 따라서, 손실에 있어서의 0.5dB 감소는 전력 증폭기가 발생시키는 열을 감소시킴으로써 전력 증폭기 효율을 5% 유닛 증가시킬 수 있고 그에 따라 전력 증폭기의 신뢰도를 증가시킨다. 또한, 전력 증폭기의 입력에서 추가 필터를 추가하지 않고도 전력 증폭기의 이득이 증가될 수 있다. 이것은 보다 적은 출력 전력이 무선 주파수 집적 회로(RFIC)로부터 요구됨을 의미한다.
또한, 인덕터 장치의 인덕턴스로 인해 스위치(1110, 1112, 1114, 1116)에 대한 임피던스 레벨이 증가된다. 따라서, 스위치의 크기가 감소될 수 있고 이들 스위치에 대한 드라이버는 구동하는 데에 높은 전류를 필요로 하지 않음으로써 전력 소비를 감소시킨다.
도 11 및 13의 실시예는 전력 증폭기뿐 아니라 다양한 장치에서 활용될 수 있으며 본 명세서에서는 단지 설명을 위한 예시로서 사용된 것이다.
실시예에서, 본 발명은 몇몇 주파수 대역을 지원하는 다중대역 송수신기에 적용되었다. 송수신기는 하나 이상의 로컬 오실레이터를 포함할 수 있다. 송수신기가 주어진 주파수 대역 상에서 송신 및 수신을 할 때, 주어진 대역의 로컬 오실레이터가 사용되고 필터(510)로 스위칭된다. 스위칭은 컨트롤러 유닛(514)의 제어 하에서 수행될 수 있다.
본 발명이 첨부된 도면에 따른 예시를 참조로 하여 전술되었지만, 본 발명이 이것으로 한정되는 것은 아니며, 첨부된 특허청구범위의 범주 내에서 다양한 방식으로 변경될 수 있다.

Claims (19)

  1. RF 신호를 증폭시키고 복수의 단(stages)을 구비하는 전력 증폭기 및 로컬 오실레이터를 포함하는 송신기로서,
    상기 전력 증폭기는 자신이 구비한 적어도 두 개의 단 사이에,
    상기 로컬 오실레이터의 주파수와 관련된 주파수에서 임피던스를 형성하는 임피던스 회로와,
    상기 임피던스 회로의 상기 임피던스를 RF 주파수로 스위칭하는 스위치를 포함하는
    송신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치를 제어하는 적어도 하나의 제어 신호를 포함하되,
    상기 신호는 상기 로컬 오실레이터의 상기 주파수와 관련된 주파수를 갖는
    송신기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 로컬 오실레이터의 주파수와 관련된 상기 주파수를 제어하는 제어 수단 을 포함하는
    송신기.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 임피던스 회로는 커패시터와 함께 구현되는
    송신기.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 송신기의 상기 RF 부분은 집적 회로 상에 집적되고, 상기 스위치 및 상기 임피던스 회로는 동일한 칩에 집적되는
    송신기.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치와 상기 임피던스 회로의 앞에 직렬 접속되는 인덕터 장치를 더 포함하는
    송신기.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 인덕터 장치와, 상기 스위치 및 상기 임피던스 회로 사이에 접속된 제 2 스위치를 더 포함하는
    송신기.
  8. 로컬 오실레이터를 포함하는 송신기 내의 전력 증폭기로서,
    상기 전력 증폭기는 RF 신호를 증폭시키고 복수의 단을 구비하며,
    상기 전력 증폭기는 자신이 구비한 적어도 두 개의 단 사이에,
    상기 로컬 오실레이터의 주파수와 관련된 주파수에서 임피던스를 형성하는 임피던스 회로 수단과,
    상기 임피던스 회로 수단의 상기 임피던스를 상기 RF 주파수로 스위칭하는 스위칭 수단을 포함하는
    전력 증폭기.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 스위칭 수단을 제어하는 적어도 하나의 제어 신호를 포함하되,
    상기 신호는 상기 로컬 오실레이터의 상기 주파수와 관련된 주파수를 갖는
    전력 증폭기.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 스위칭 수단과 상기 임피던스 회로 수단 앞에 직렬 접속된 인덕터 장치를 더 포함하는
    전력 증폭기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 인덕터 장치와, 상기 스위칭 수단 및 상기 임피던스 회로 수단 사이에 접속된 제 2 스위칭 수단을 더 포함하는
    전력 증폭기.
  12. 필터링 방법으로서,
    전력 증폭기의 복수의 증폭 단에서 RF 신호를 증폭시키는 단계와,
    적어도 두 개의 단 사이의 임피던스 회로 내에서, 상기 수신기의 상기 로컬 오실레이터의 주파수와 관련된 주파수에서의 임피던스를 형성하는 단계와,
    상기 형성된 임피던스를 상기 RF 주파수로 스위칭하는 단계를 포함하는
    필터링 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 스위칭은 상기 수신기의 상기 로컬 오실레이터의 주파수와 관련된 주파수를 갖는 적어도 하나의 제어 신호에 의해 제어되는
    필터링 방법.
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 수신기의 상기 로컬 오실레이터의 주파수와 관련된 주파수를 조정함으로써, 상기 필터의 상기 통과 대역의 상기 중심 주파수를 제어하는 단계를 더 포함하는
    필터링 방법.
  15. 제 12 항에 있어서,
    상기 로컬 오실레이터의 주파수와 관련된 상기 주파수는 상기 로컬 오실레이터의 주파수로부터 파생되는(derived)
    필터링 방법.
  16. 제 12 항에 있어서,
    상기 로컬 오시레이터의 주파수와 관련된 상기 주파수는 상기 로컬 오실레이터의 주파수로 고정되는(locked)
    필터링 방법.
  17. 제 12 항에 있어서,
    상기 임피던스 회로의 앞에 직렬 접속된 인덕터 장치 내의 RF 주파수에서 추가의 임피던스를 형성하는 단계를 더 포함하는
    필터링 방법.
  18. 송신기 내의 필터링 방법으로서,
    상기 송신기의 전력 증폭기의 복수의 증폭 단에서 RF 신호를 증폭시키는 단계와,
    적어도 두 개의 단 사이의 임피던스 회로 내에서, 상기 수신기의 상기 로컬 오실레이터의 주파수와 관련된 주파수에서의 임피던스를 형성하는 단계와,
    상기 형성된 임피던스를 스위치 장치를 사용하여 상기 RF 주파수로 스위칭하는 단계를 포함하는
    송신기 내의 필터링 방법.
  19. RF 신호를 증폭시키고 복수의 단을 구비하는 전력 증폭기 및 로컬 오실레이터를 구비하는 송신기를 포함하는 송수신기로서,
    상기 전력 증폭기는 자신이 구비한 적어도 두 개의 단 사이에,
    상기 로컬 오실레이터의 주파수와 관련된 주파수에서 임피던스를 형성하는 임피던스 회로 수단과,
    상기 임피던스 회로 수단의 상기 임피던스를 상기 RF 주파수로 스위칭하는 스위칭 수단을 포함하는
    송수신기.
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