KR20050056154A

KR20050056154A - 광수신 장치 및 이를 구비하는 데이터 통신 장치

Info

Publication number: KR20050056154A
Application number: KR1020040103396A
Authority: KR
Inventors: 우에다이라요시츠구; 후지노준지
Original assignee: 로무 가부시키가이샤
Priority date: 2003-12-09
Filing date: 2004-12-09
Publication date: 2005-06-14
Also published as: US7509059B2; TW200520418A; US20050123307A1; JP2005175725A; CN1627669A; JP3881336B2

Abstract

광범위한 조도의 광신호를 변환한 전기 신호의 펄스폭의 변동을 억제할 수 있는 광수신 장치를 제공한다. 이 광수신 장치(1)는 광신호를 수신하여 전류 I_PD 로 변환하는 수광 소자(12)와, 수광 소자(12)의 전류의 일부 I₁를 흘리는 바이패스 소자(15)와, 수광 소자(12)의 전류의 잔부 I₂를 검출하여 전압 신호로 변환하는 임피던스 소자(10)와, 임피던스 소자(10)와 수광 소자(12)와의 사이에 끼워 장착(介裝)되고 양측의 전압을 분리하는 전압 분리 소자(14)와, 임피던스 소자(10)로부터의 전압 신호를 입력하고, 그 전압 신호에 따라 바이패스 소자(15)로 흐르는 전류를 제어하는 자동 이득 제어(AGC) 회로(16)를 구비한다.

Description

광수신 장치 및 이를 구비하는 데이터 통신 장치 {OPTICAL RECEIVER AND DATA COMMUNICATION APPARATUS COMPRISING SAME}

본 발명은 광범위한 조도의 광신호를 수신하여 전기 신호로 변환하는 광수신 장치 및 이를 구비하는 데이터 통신 장치에 관한 것이다.

컴퓨터 상호간 또는 컴퓨터와 그 주변기기와의 사이를 적외선의 광신호를 이용하여 데이터 통신을 행하는 데이터 통신 장치는 IrDA(Infrared Data Associat ion) 규격에 준거하도록 되어 있다. 이러한 데이터 통신 장치(예를 들면, 특개 2001-230726호 공보)는 광신호를 수신하여 전기 신호로 변환하는 광수신 장치를 이용하며, 그 종래예가 도 4에 도시되어 있다. 이 광수신 장치(101)는 광신호를 수신하여 전류 I_PD로 변환하는 포토 다이오드(112)와, 그 전류 I_PD를 검출하여 전압 신호로 변환하는, 예를 들면 저항으로 이루어지는 임피던스 소자(110)와, 그 전압 신호를 클램프(clamp)하는 (진폭을 제한하는) 클램프 소자(111)와, 임피던스 소자(110)가 변환된 전압 신호의 DC 전압을 제거하는 콘덴서(121)와, DC 전압이 제거된 전압 신호를 반전 증폭하는 반전 증폭기(122)와, 반전 증폭기(122)의 출력 신호를 출력용 기준 전원(128)의 출력용 기준 전압과 비교한 결과의 신호(전기 신호)를 출력 단자 0UT로부터 출력하는 비교기(127)로 구성된다. 이 출력 단자 0UT에는 수신한 광신호에 대응하는 전기 신호를 처리하는 신호 처리 장치(도시하지 않음)가 접속된다.

여기서, IrDA 규격에서는 데이터 통신이 행해지는 각종 환경에 대응하도록 광수신 장치가 수신해야 할 광신호의 조도는 광범위(예를 들면, 10㎼/㎠ 내지 500mW/㎠)한 것으로 되어 있다. 도 5는 다른 조도의 광신호의 펄스를 수신했을 때 포토 다이오드(112)에 흐르는 전류(포토 다이오드(112)가 변환한 전류) I_PD와, 임피던스 소자(110)로부터의 전압 신호, 즉 도 4에 있어서의 절점 A의 전압 신호 V_A와, 출력 단자 0UT의 신호를 나타낸 것이다. 도 5에 있어서의 (1)은 광신호가 IrDA 규격의 조도 범위에 포함되지만 조도가 낮은 경우이며, (2)는 조도가 비교적 높고 클램프 소자(111)가 작동하기 시작한 경우이며, (3)은 더욱 조도가 높고 클램프 소자(111)가 완전하게 작동하고 있는 경우이다. 이와 같이, 광수신 장치(101)는 조도가 높은 경우는 클램프 소자(111)를 이용하여 전압을 제한함으로써 광범위한 조도의 광신호에 대응하도록 되어 있다. 또, 도 5에 있어서, I_CLAMP는 클램프 소자(111)가 작동하는 전류치이다. 또, 전압 Vth_A는 비교기(127)에 입력되는 출력용 기준 전압을 환산한 것이다. 절점 A의 전압 신호 V_A가 Vth_A보다 낮으면 출력 단자 0UT에 하이 레벨이 출력되고, 높으면 출력 단자 0UT에 로 레벨이 출력된다.

이와 같이, 광수신 장치(101)는 광범위한 조도의 광신호에 대응하여 출력 단자 0UT로부터 논리 신호인 펄스 형상의 전기 신호를 출력할 수 있다. 그러나, 광신호의 조도가 높으면 포토 다이오드(112)는 포화 상태가 되기 때문에, 광신호의 펄스의 마지막에서부터 포토 다이오드(112)에 축적된 전자 정공쌍(electron positive hole pairs)를 배제하여 원 상태로 되돌리기까지 여분의 시간을 필요로 하게 되며, 이 동안에 전류 I_PD가 계속 흐른다. 따라서, 도 5의 (1), (2), (3)에 도시된 바와 같이, 광신호의 조도가 높아짐에 따라, 출력 단자 0UT의 펄스폭(t_PW1, t_PW2, t_PW3)은 확대된다.

한편, IrDA 규격의 데이터 통신에는 통신 속도가 4Mbps의 고속 데이터 통신이 포함되므로, 그에 따르는 기기도 제품화되고 있다. 이 고속 데이터 통신에 있어서 펄스폭이 변동하면, 출력 단자 0UT로부터 그 펄스를 입력하여 처리하는 신호 처리 장치의 부담이 크고, 극단적인 경우에는 신호 처리의 오동작의 발생이 염려된다. 또, 보다 고속인 16Mbps의 데이터 통신의 규격도 제정되어 있으며, 이 경우에는 신호 처리 장치의 부담이 더욱 커져서 오동작의 발생도 증가되는 것으로 상정된다.

본 발명은 상기 사유에 감안하여 이룬 것으로, 그 목적으로 하는 바는 광범위한 조도의 광신호에 대해 안정된 전기 신호를 출력할 수 있으며, 보다 상세하게는 이 전기 신호의 펄스폭의 변동을 억제할 수 있는 광수신 장치를 제공하고, 이를 이용하여서 안정된 데이터 통신을 행할 수 있는 데이터 통신 장치를 제공하는 것에 있다.

상기와 같은 과제를 해결하기 위해서, 본 발명에 따른 광수신 장치는 광신호를 수신하여 전류로 변환하는 수광 소자와, 수광 소자의 전류의 일부를 흘리는 바이패스 소자와, 수광 소자의 전류의 잔부를 전압 신호로 변환하는 임피던스 소자와, 임피던스 소자와 수광 소자와의 사이에 끼워 장착되고 양측의 전압을 분리하는 전압 분리 소자와, 임피던스 소자로부터의 전압 신호에 따라 바이패스 소자에 흐르는 전류를 제어하는 자동 이득 제어 회로를 구비한다.

이 광수신 장치는 광신호의 조도가 커진 경우에, 자동 이득 제어 회로가 바이패스 소자의 전류를 제어함으로써, 임피던스 소자에 흐르는 전류를 적게 하여 안정화시키므로, 광범위한 조도의 광신호에 대해 전기 신호의 펄스폭의 변동을 억제할 수 있으며 안정된 전기 신호를 출력할 수 있게 된다.

본 발명에 따른 데이터 통신 장치는 상술한 광수신 장치를 구비하는 데이터 통신 장치로서, 상기 광신호는 적외선이다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시형태를 도면을 참조하여 설명한다. 도 1은 본 발명의 실시형태인 광수신 장치(1)의 회로도이다. 이 광수신 장치(1)는 광신호를 수신하여 전류 I_PD로 변환하는, 예를 들어 바람직하게는 포토 다이오드인 수광 소자(12)와, 수광 소자(12)의 전류 I_PD의 일부 I₁을 흘리는, 예를 들어 바람직하게는 N형 M0S 트랜지스터인 바이패스 소자(15)와, 수광 소자(12)의 전류 I_PD의 잔부 I₂를 검출하여 전압 신호로 변환하는, 예를 들어 바람직하게는 저항인 임피던스 소자(10)와, 임피던스 소자(10)와 수광 소자(12)와의 사이에 끼워 장착되고 양측의 전압을 분리하는, 예를 들어 바람직하게는 NPN형 바이폴라 트랜지스터인 전압 분리 소자(14)와, 임피던스 소자(10)로부터의 전압 신호를 입력하고, 그 전압 신호에 따라 바이패스 소자(15)에 흐르는 전류를 제어하는 자동 이득 제어(AGC) 회로(16)를 주된 구성 요소로 한다.

구체적으로, 수광 소자(12)는 양극이 접지되고, 음극은 절점 B에서 전압 분리 소자(14)의 이미터와 바이패스 소자(15)의 소스에 접속된다. 이 수광 소자(12)와 병렬로, 바이어스 전류 I_BIAS를 흘리는 정전류원(13)이 설정된다. 전압 분리 소자(14)는 콜렉터가 임피던스 소자(10)의 한 단과 NPN형 바이폴라 트랜지스터(17)의 베이스에, 베이스가 전압 분리용 기준 전원(20)에 각각 접속된다. 이 NPN형 바이폴라 트랜지스터(17)는 후술하는 정전류원(18)은 이미터 팔로워 회로를 구성하고 있다. 임피던스 소자(10)의 다른 단은 검출용 기준 전원(19)에 접속된다. NPN형 바이폴라 트랜지스터(17)는 콜렉터가 전원 Vcc에, 이미터가 절점 A에 있어서 다른 단을 접지한 정전류원(18)의 한 단과 콘덴서(21)의 한 단에 접속되는 동시에, 후에 상술하는 자동 이득 제어 회로(16)의(도 2에 나타냄) 입력단 AGCin에 접속된다. 바이패스 소자(15)는 드레인이 전원 Vcc에, 게이트가 자동 이득 제어 회로(16)의 출력단 AGCout에 각각 접속한다.

콘덴서(21)의 다른 단은 저항(23)의 한 단에 접속되고, 저항(23) 다른 단은 저항(24)의 한 단과 오퍼레이팅(operating) 증폭기(25)의 반전 입력 단자에 접속된다. 저항(23, 24)과 오퍼레이팅 증폭기(25)는 반전 증폭기(22)를 구성하는 것이며, 오퍼레이팅 증폭기(25)의 비반전 입력 단자에는 증폭용 기준 전원(26)의 증폭용 기준 전압이 입력된다. 비교기(27)는 비반전 입력 단자에 오퍼레이팅 증폭기(25)의 출력 단자가 접속되며, 반전 입력 단자에 증폭용 기준 전압보다 높은 출력용 기준 전원(28)의 출력용 기준 전압이 입력되고, 출력 단자는 광수신 장치(1)의 출력 단자 0UT에 접속된다.

자동 이득 제어 회로(16)는 구체적으로 도 2에 나타내는 구성으로 되어 있다. 자동 이득 제어 회로(16)의 입력단 AGCin는 NPN형 바이폴라 트랜지스터(31)의 이미터에 접속되고, 상기 이 NPN형 바이폴라 트랜지스터(31)는 베이스에 자동 이득 제어용 기준 전원(36)의 자동 이득 제어용 기준 전압이 입력되고, 콜렉터는 PNP형 바이폴라 트랜지스터(32)의 베이스와 콜렉터에 접속되는 동시에, PNP형 바이폴라 트랜지스터(33)의 베이스에 접속된다. 그리고, PNP형 바이폴라 트랜지스터(32 및 33)의 이미터는 함께 전원 Vcc에 접속된다. 따라서, PNP형 바이폴라 트랜지스터(32 및 33)는 커런트 미러 회로를 구성한다. PNP형 바이폴라 트랜지스터(33)의 콜렉터는 다른 단이 모두 접지되는 콘덴서(34)의 한 단과 정전류원(35)의 한 단에 접속되는 동시에, 자동 이득 제어 회로(16)의 출력단 AGCout에 접속된다. 따라서, 자동 이득 제어 회로(16)는 임피던스 소자(10)가 변환한 전압 신호에 따르는 절점 A에 있어서의 전압 신호 V_A가 자동 이득 제어용 기준 전압과의 관계에 있어서 소정치로 되면 바이패스 소자(15)에 제어 신호(콘덴서(34)의 전압)의 출력을 개시한다. 그리고, 전압 신호 V_A의 진폭의 증대에 따라 바이패스 소자(15)에의 제어 신호(콘덴서(34)의 전압)는 커진다. 이에 의해 자동 이득 제어 회로(16)는 임피던스 소자(10)에 흐르는 전류를 안정화하도록 바이패스 소자(15)에 흐르는 전류를 제어한다.

다음에, 광수신 장치(1)의 동작을 설명한다. 먼저, 광신호를 수신하지 않는 경우, 정전류원(13)의 바이어스 전류 I_BIAS가 전압 분리 소자(14)를 통해 임피던스 소자(10)에 흐르고 있으므로, 임피던스 소자(10)에는 소정의 DC 전압이 생긴다. 그리고, 절점 A는 임피던스 소자(10)의 DC 전압에서 NPN형 바이폴라 트랜지스터(17)의 베이스·이미터간 순바이어스 전압 Vf만 낮아진 DC 전압으로 되어 있다. 자동 이득 제어 회로(16)가 이 DC 전압에서는 작동하지 않도록, 즉 절점 A에 있어서 전압 신호 V_A가 상술한 소정치에 도달하지 않도록, 자동 이득 제어용 기준 전원(36)의 자동 이득 제어용 기준 전압이 설정되어 있다. 따라서, NPN형 바이폴라 트랜지스터(31), PNP형 바이폴라 트랜지스터(32 및 33)에 전류는 흐르지 않고, 콘덴서(34)의 전압은 정전류원(35)에 의해 방전되어 접지 전위로 된다. 이로 인해, 바이패스 소자(15)에는 전류는 흐르지 않는다. 절점 B의 전압은 전압 분리용 기준 전원(20)의 전압 분리용 기준 전압에서 전압 분리 소자(14)의 베이스·이미터간 순바이어스 전압 Vf만 낮아진 DC 전압으로 되어 있다. 또, 콘덴서(21)는 DC 전압의 전달을 저지하므로, 반전 증폭기(22)의 출력은 증폭용 기준 전원(26)의 증폭용 기준 전압과 동일하게 되며, 출력 단자 0UT에는 로 레벨이 출력된다.

수광 소자(12)가 광신호를 수신한 경우를 도 3에 근거하여 설명한다. 수광 소자(12)가 광신호를 수신하면 그 조도에 따라 전류 I_PD가 흐른다. 광신호의 조도가 IrDA 규격의 조도 범위(예를 들면, 10㎼/㎠ 내지 500mW/㎠)에 포함되지만, 조도가 낮은 경우(도 3에 있어서의 (1)의 경우)에, 절점 A에 있어서 전압 신호 V_A는 소정치에 도달하지 않으므로, 자동 이득 제어 회로(16)는 작동하지 않는다. 그 결과, 바이패스 소자(15)에는 전류가 흐르지 않는다. 전류 I_PD는 그대로 전압 분리 소자(14)를 통해 임피던스 소자(10)에 흐르고, 임피던스 소자(10)에는 소전압 신호가 부(負)방향으로 생긴다. 이 소전압 신호는 절점 A에 전달되어서 전압 신호 V_A가 되고, 콘덴서(21)를 통과하여 반전 증폭기(22)에서 반전 증폭되어서 정(正)방향의 소전압 신호로 된다. 반전 증폭기(22)로부터 출력되는 소전압 신호가 비교기(27)에 대해 출력용 기준 전압과 비교되고 출력 단자 0UT에는 하이 레벨(정의 펄스)이 출력된다.

광신호의 조도가 소정의 조도(예를 들면 1mW/㎠)를 초과하고 있는 경우(도 3에 있어서의 (2) 및 (3)의 경우), 자동 이득 제어 회로(16)가 작동하여 바이패스 소자(15)에 수광 소자(12)의 전류 I_PD의 일부 I₁가 흐른다. 수광 소자(12)의 전류 I_PD의 잔부 I₂는 전압 분리 소자(14)를 통해 임피던스 소자(10)에 흐르고, 그 전류 I₂에 따른 소전압 신호가 부방향으로 생긴다. 이 소전압 신호는 절점 A에 전달되어서 전압 신호 V_A로 된다. (1)의 경우와 같게, 전압 신호 V_A는 콘덴서(21), 반전 증폭기(22), 비교기(27)에 의해 변환되고, 출력 단자 0UT에는 하이 레벨(정의 펄스)이 출력된다. 또, 전압 신호 V_A는 자동 이득 제어 회로(16)에도 입력된다. 자동 이득 제어 회로(16)는 절점 A의 전압 신호 V_A의 진폭이 소정치를 넘으면, NPN형 바이폴라 트랜지스터(31), PNP형 바이폴라 트랜지스터(32 및 33)에 전류가 흐른다. 그리고, PNP형 바이폴라 트랜지스터(33)의 전류가 정전류원(35)의 전류보다 많으면, 콘덴서(34)의 전압은 상승하여 바이패스 소자(15)에 전류 I₁를 흘린다.

여기서, 광신호의 조도가 소정의 조도(예를 들면 1mW/㎠)를 넘으면, 조도가 변화해도 임피던스 소자(10)에 흐르는 전류 I₂는 변화하지 않으며, 임피던스 소자(10)의 소전압 신호(즉 절점 A의 전압 신호 V_A)의 파형은 변화하지 않는다. 즉, 광신호의 조도가 증가하면 수광 소자(12)의 전류 I_PD는 증가하지만, 전류 I_PD의 증가분은 바이패스 소자(15)에 흐르는 전류 I₁의 증가분으로 된다. 만일, 임피던스 소자(10)에 흐르는 전류 I₂가 증가하면, 절점 A(즉 자동 이득 제어 회로(16)의 입력단 AGCin)의 전압 신호 V_A의 진폭이 증가하여 자동 이득 제어 회로(16)의 출력단 AGCout의 전압이 상승하고, 바이패스 소자(15)의 전류 I₁가 증가한다. 그 결과, 임피던스 소자(10)에 흐르는 전류 I₂는 감소된다. 이에 따라, 임피던스 소자(10)에 흐르는 전류 I₂는 안정화된다. 이와 같이 부귀환이 작동함으로써, 임피던스 소자(10)의 소전압 신호(즉 절점 A의 전압 신호 V_A)의 파형은 유지된다. 따라서, 도 3의 (1), (2), (3)에 도시된 바와 같이 광신호의 조도가 높아져도, 출력 단자 0UT의 펄스폭(t_PW1, t_PW2, t_PW3)은 거의 변화하지 않는다. 그러므로, 출력 단자 0UT의 펄스폭(t_PW1, t_PW2, t_PW3)은 광신호의 조도의 모든 레벨에 있어서 실질적으로 동일하게 된다.

이와 같이, 본 발명의 실시형태인 광수신 장치(1)는 광범위한 조도의 광신호를 변환함으로써 얻은 전기 신호의 펄스폭의 변동을 억제할 수 있게 된다.

또, 일반적으로 임피던스 소자(10)의 소전압 신호(S)는 저항값에 비례하여 열잡음(N)은 저항값의 평방근에 비례하기 때문에, S/N 비는 저항값을 크게 하면 개선된다. 그러나, 도 4에 도시된 상술한 종래의 광수신 장치(101)에서는 임피던스 소자(110)의 저항값을 크게 하면 출력하는 펄스폭도 더욱 확대되기 때문에, 저항값을 크게 할 수 없다. 이에 대해 본 발명에 따른 광수신 장치(1)는 바이패스 소자(15)의 전류 I₁를 제어함으로써, 임피던스 소자(10)에 흐르는 전류 I₂를 자동적으로 안정화시킨다. 따라서, 임피던스 소자(10)의 저항값은 자유롭게 크게 할 수 있으며, S/N 비를 개선할 수 있게 된다.

그리고, 이 광수신 장지(1)를 이용하여 IrDA 규격의 데이터 통신 장치를 구성하면, 통신 속도가 4Mbps 등의 적외선의 광신호에 의한 고속 데이터 통신을 안정적으로 행할 수 있게 된다.

또, 본 발명은 상술한 실시형태에 한정되는 일 없이, 특허 청구에 기재한 사항의 범위내에서의 다양한 설계 변경이 가능하다.

도 1은 본 발명의 실시형태에 따른 광수신 장치의 회로도.

도 2는 상동에 따른 자동 이득 제어(AGC) 회로의 회로도.

도 3은 상동에 따른 동작 파형도.

도 4는 종래 기술의 광수신 장치의 회로도.

도 5는 상동에 따른 동작 파형도.

Claims

광신호를 수신하여 전류로 변환하는 수광 소자와,

상기 수광 소자의 전류의 일부를 흘리는 바이패스 소자와,

상기 수광 소자의 전류의 잔부를 전압 신호로 변환하는 임피던스 소자와,

상기 임피던스 소자와 수광 소자와의 사이에 끼워 장착(介裝)되고, 양측의 전압을 분리하는 전압 분리 소자와,

임피던스 소자로부터의 전압 신호에 따라 바이패스 소자에 흐르는 전류를 제어하는 자동 이득 제어 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 광수신 장치.
제1항에 있어서,

상기 바이패스 소자와 상기 전압 분리 소자와 상기 자동 이득 제어 회로와는 광수신 장치의 출력 단자의 펄스폭이 광신호의 조도의 모든 레벨에 있어서 실질적으로 동일하게 되도록 작동하는 것을 특징으로 하는 광수신 장치.
제1항에 있어서,

상기 바이패스 소자와 상기 전압 분리 소자와 상기 자동 이득 제어 회로와는 광신호의 조도의 레벨이 낮을 때 자동 이득 제어 회로는 작동하지 않고, 수광 소자의 전류는 바이패스 소자에 흐르지 않고, 광신호의 조도의 레벨이 높을 때 자동 이득 제어 회로는 작동하고, 수광 소자의 전류의 일부는 바이패스 소자에 흐르고, 수광 소자의 전류의 잔부는 전압 분리 소자를 통해 임피던스 소자에 흘리는 것을 특징으로 하는 광수신 장치.
제1항에 기재된 광수신 장치를 구비하는 데이터 통신 장치로서,

상기 광신호는 적외선인 것을 특징으로 하는 데이터 통신 장치.
제4항에 있어서,

상기 데이터 통신 장치는 IrDA 규격의 데이터 통신 장치인 것을 특징으로 하는 데이터 통신 장치.