KR20010022192A - 무선 통신 시스템에서 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드조절 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

무선 통신 시스템에서 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)를 조절하는 방법이 제공된다. 이 방법은 수신기에서 상기 이동 통신 유닛으로부터 통신 신호를 수신하여 수신된 통신 신호를 형성하는 단계, 상기 수신된 통신 신호를 기초로 제1 신호 품질 지시자(193)를 생성하는 단계, 상기 수신된 통신 신호를 기초로 제2 신호 품질 지시자(194)를 생성하는 단계, 평가된 신호 대 노이즈 비율(98)을 생성하는 단계를 포함한다. 이 방법은 제2 신호 품질 지시자 기준(206) 주위에 센터링되는 선정된 기준 영역(605)을 세팅하는 단계 - 상기 제2 신호 품질 지시자 기준(206)은 상기 제1 신호 품질 지시자(193)와 연관됨 -, 및 상기 제2 신호 품질 지시자(194)와 상기 선정된 기준 영역(605) 간의 비교에 기초하여 상기 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)를 조절하는 단계를 더 포함한다.

Description

무선 통신 시스템에서 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드 조절 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR ADJUSTING A POWER CONTROL SETPOINT THRESHOLD IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

코드화된 통신 신호들을 사용하는 통신 시스템들은 당해 분야에 공지되어 있다. 그 한가지 시스템은 Telecommunications Industry Association Interim Standard 95A (TIA/EIA IS-95A) (이하, IS-95A)에 기재되어 있는 바와 같은 다이렉트 시퀀스 코드 분할 다중 액세스(DS-CDMA) 셀룰라 통신 시스템이다. IS-95A에 따르면, DS-CDMA 시스템에서 사용되는 코드화된 통신 신호들은 기지국들의 커버리지 영역들 내에서 통신하는 이동국이나 무선 전화들과 같은 통신 유닛들로부터 시스템 기지국들에 1.25㎒ 공통 대역의 스프레드-스펙트럼으로 전송되는 신호들을 포함한다.

코드화된 통신 신호들을 사용하는 통신 시스템들은 이동 통신 유닛들의 전송 에너지를 제어하는 채널 전력 제어 방법을 채택하는 것으로 알려져 있다. 역방향 링크 (이동 통신 유닛으로부터 기지국으로) 전력 제어는 이동 통신 유닛에 의해 전송되는 전력을 변화시켜, 각 이동 통신 유닛으로부터의 전력이 가능한한 최소한의 전력 레벨로 기지국에 도달하도록 보장한다. 이동 통신 유닛의 전송 전력이 너무 낮으면, 음질이 저하될 것이다. 이동 통신 유닛의 전력이 너무 높으면, 이동 통신 유닛은 높은 음질을 가질 수 있지만, 스프레드-스펙트럼 시스템의 각 이동 통신 유닛의 신호가 전형적으로 같은 주파수로 전송되기 때문에, 결과적으로 초래되는 과도한 간섭이 전체 시스템 용량을 저하시킬 것이다. 노이즈의 크기는 노이즈 밀도당 비트 에너지의 비율, 즉 정보 비트당 에너지 대 노이즈-스펙트럼 밀도로 정의되는 Eb/No에 역비례 하는데, 각기 다른 이동 통신 유닛의 전송들의 수신된 신호 전력에 직접 관련된다. 이에 따라, 이동 통신 유닛은 프레임 삭제 레이트(Frame Erasure Rate, FER)에 의해 특성화되는 신호의 완전성을 유지하면서 가장 낮은 전력 레벨로 전송하는 것이 바람직하다.

또한, 모든 이동 통신 유닛들의 전력들을, 그들의 전송들이 기지국에 의해 실질적으로 같은 전력 레벨로 수신되도록 동적으로 제어하는 것이 바람직하다. 이것을 달성하기 위해, 가장 가까운 전송기들의 전력을 가장 먼 전송기들의 전력에 비해 80dB만큼 감소시키는 것이 필요하다.

CDMA 통신 시스템에서 역 채널 전력을 제어하는 현재의 방법은 Cellular System Remote Unit Base Station Compatibility Standard of the Electronic Industry Association Interim Standard 95A (TIA/IS-95A)에 기재되어 있다. TIA/IS-95A에 기재되어 있는 바와 같이, 전력-제어 그룹은 이동 통신 유닛으로부터 전송되어 기지국에 의해 수신된다. 기지국은 전력-제어 그룹의 에너지를 세트포인트 쓰레숄드와 비교하고, 이에 따라 전력 조절 명령을 이동 통신 유닛에 전송하여 이동 통신 유닛이 전력을 올리거나 내리도록 지시한다. 공칭의 조건들에서, 이러한 폐쇄 루프 전력 제어 방법은 수신되는 신호의 Eb/No를 실질적으로 고정 레벨로 유지하는 세트포인트 쓰레숄드를 초래할 것이다. 그러나, 변화하는 조건들에서는, 예를 들어, 이동국이 가변 속도로 이동한다면, 주어진 FER에 대해 다른 Eb/No가 요구된다. 따라서, 고정된 Eb/No를 유지하는 것은 서로 다른 조건들에 있는 이동국들에 대해 서로 다른 FERs을 초래할 수 있다.

그러므로, 쓰레숄드 조절이 일어나는 시간 주기를 감소시면서 이동 통신 시스템에 필요한 전력 레벨들을 조절하는 무선 통신 시스템의 전력 제어 세트포인트 제어 방법 및 장치가 필요하다.

본 발명은 대략적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 더 구체적으로는, 무선 통신 시스템에서 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드를 조절하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

<관련 발명>

본 발명은 1996년 3월 15일자로 출원된 미국 특허 출원 번호 제08/616,542호의 "무선 통신 시스템에서의 전력 제어 방법 및 장치" (대리인 서류 번호 CE02994R)와, 1996년 6월 27일자로 출원된 미국 특허 출원 번호 제08/672,155호의 "통신 시스템에서의 레이트 결정 방법 및 장치" (대리인 서류 번호 CE03142R)와, 1996년 3월 15일자로 출원된 미국 특허 출원 번호 제08/616,797호의 "통신 시스템에서의 전력 제어 방법 및 장치" (대리인 서류 번호 CE02979R)와 관련된다.

도 1은 전형적인 무선 통신 시스템의 블록도.

도 2는 통신 신호 파형을 생성하는 종래 기술의 기지국 전송기의 블록도.

도 3은 도 2의 종래 기술의 전송기에 의해 생성된 디지탈로 엔코드되고 인터리브된 프레임의 블록도.

도 4는 도 2에 도시된 전송기에 의해 생성된 통신 신호 파형을 수신하는 수신기의 부분 블록도.

도 5는 도 4에 도시된 통신 신호를 수신하는 장치에 의해 생성된 종래 기술의 외부루프 세트포인트 쓰레숄드 패턴을 나타낸 도면.

도 6은 본 발명에 따른, 도 4에 도시된 바와 같은, 외부루프 세트포인트 제어기의 블록도.

도 7은 도 6의 외부루프 세트포인트 제어기에 의해 생성된 제2 신호 품질 지시 기준을 나타낸 도면.

도 8은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드 패턴과 도 5에 도시된 종래 기술의 외부루프 세트포인트 쓰레숄드 패턴간의 비교를 나타낸 도면.

무선 통신 시스템에서 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드를 제어하는 방법이 제공된다. 이 방법은 수신기에서 이동 통신 유닛으로부터의 통신 신호를 수신하여 수신된 통신 신호를 형성하는 단계; 수신된 통신 신호를 기초로 제2 신호 품질 지시자를 생성하는 단계; 평가된 신호대 노이즈 비를 생성하는 단계를 포함한다. 이 방법은 선정된 기준 영역을 제2 신호 품질 지시자 기준 주위에 센터링되도록 세팅하는 단계 - 여기서 제2 신호 품질 지시자 기준은 제1 신호 품질 지시자 기준과 관련됨 -; 및 제2 품질 지시자와 선정된 기준 영역 사이의 비교에 기초하여 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드를 조절하는 단계를 더 포함한다.

디코더에 응답하는 제어기가 제공된다. 대략적으로, 제어기는 디코드된 상기 수신된 통신 신호에 기초된 제1 신호 품질 지시자를 수신하는 수단; 및 디코드된 상기 수신된 통신 신호에 기초된 제2 신호 품질 지시자를 수신하는 수단을 포함한다. 제어기는 또한 제2 신호 품질 지시자 기준을 생성하는 수단; 선정된 기준 영역을 제2 신호 품질 지시자 기준 주위에 센터링되게 세팅하는 수단; 및 제2 신호 품질 지시자와 선정된 기준 영역 사이의 비교에 기초하여 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드를 조절하는 수단을 더 포함한다.

이제 도면들을 살펴보면, 유사한 도면 번호들은 유사한 구성 요소들을 나타내고, 도 1은 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 디지탈 무선 전화 시스템과 같은 무선 통신 시스템(100)을 나타낸다. 기지국들(810, 812, 814)은 기지국(812)에 의해 서비스되는 영역(820) 내에서 동작하는 이동국(816)과 통신한다. 영역들(822, 824)은 기지국들(814, 810)에 의해 각각 서비스된다. 기지국들(810, 812, 814)은 기지국 제어기(850)와 같은 중심 제어기에 커플링되는데, 기지국 제어기(850)는, 특히, 프로세서(862)와 메모리(864)를 포함하며, 이동국 스위칭 센터(860)에 커플링되고, 이동국 스위칭 센터(860)도 역시 프로세서(862)와 메모리(864)를 포함한다.

기지국들(810, 812, 814)과 이동국(816)간의 다중 액세스 무선 통신은 음성, 데이터, 및 비디오와 같은 디지탈 통신 신호들이 전송되는 물리적 경로들을 제공하는 무선 주파수(RF) 채널들을 통해 일어난다. 기지국-대-이동국 통신들은 포워드 링크 채널상에서 일어나는 반면, 이동국-대-기지국 통신들은 역링크 채널상에서 일어나는 것으로 일컬어진다. 또한, 이동 통신 유닛 채널 전력 제어는 역링크에서 이루어진다. CDMA 채널화를 사용하는 통신 시스템은 TIA Interim Standeard IS-95A, Mobile Station-Base Station Compatibility Standards for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular Systems, Telecommunications Industry Association, Washington, D.C. 1993년 7월[IS-95A], 및 "TIA Telecommunications Systems Bulletin: Support for 14.4kbps Data Rate and PCS Interaction for Wideband Spread Spectrum Cellular Systems" 1996년 2월 [회보]에 상세히 기재되어 있으며, IS-95A와 상기 회보는 본 명세서에서 모두 참조된다.

도 1에 도시된 바와 같이, 포워드 통신 신호(813)는 기지국(812)에 의해 패이징 채널이나 트래픽 채널과 같은 IS-95 포워드-링크 채널로 이동국(816)에 전송된다. 역방향 통신 신호(715)는 이동국(816)에 의해 액세스 채널이나 트래픽 채널로 기지국(812)에 전송된다.

포워드 통신 신호(813)는 데이터 및 음성에 부가하여, Rayleigh/Rician 페이딩, 간섭 레벨 변화 (예를 들면, 음성 활성도나 부하), 전송 안테나와 수신 안테나의 게인들간의 차, 및 다른 연관된 손실들에 응답하여, 피드백 알고리즘 (이하에서 논의됨)을 통해 이동국(816)의 전송 전력을 변경하는 전력 제어 비트(PCB)를 전달한다. 이동국(816)의 전송 전력은 기지국(812)과 같은 소오스 기지국에서 순방향 통신 신호(813)에 멀티플렉스되어 전송되는 PCB를 수신하면 변경된다.

도 2는 이동국 816과 같은 이동국에서 사용하기 위한 역방향 통신 신호(815)를 생성하기 위한 전송기(10)의 블록도이다. 음성, 비디오, 또는 다른 타입의 정보일 수 있는 데이터 비트 스트림(17)은 가변 레이트 코더(19)에 입력되고, 가변 레이트 코더(19)는 가변 전송 데이터 레이트들을 갖는 일련의 전송 채널 프레임들을 포함한 신호(21)를 생성한다. 각 프레임의 전송 데이터 레이트는 데이터 비트 스트림(17)의 특성에 따른다.

엔코더 블록(28)은 컨벌루션널 엔코더(30)와 인터리버(32)를 포함한다. 컨벌루셔널 엔코더(30)에서, 전송 채널 프레임은, 프레임의 후속 디코딩이 용이한, 컨벌루셔널 엔코딩 알고리즘들과 같은 널리 공지된 알고리즘들을 사용하는 레이트 1/3 엔코더에 의해 엔코드될 수 있다. 인터리버(32)는 블록 인터리빙 기술과 같은 널리 공지된 기술들을 사용하여 프레임들의 콘텐트들을 셔플링한다.

도 3에 도시된 바와 같이, 디지탈로 디코드되고 인터리브된 비트들의 각 프레임(34)은 코드화된 6비트의 96 그룹들, 즉 총 576비트들을 포함한다. 코드화된 6비트로된 각 그룹은 Walsh 코드들과 같은 64 심볼들중 하나에 대한 인덱스(35)를 나타낸다. Walsh 코드는 비트들의 2차원 정방 행렬인 64×64 Hadamard 매트릭스의 단일 컬럼이나 단일 로우에 해당한다. 전형적으로, Walsh 코드를 구성하는 비트들은 Walsh 칩들로 일컬어진다.

도 2를 다시 참조하면, 프레임(34) 내의 96개의 Walsh 코드 인덱스들(35) 각각은 M-직교 변조기(36)에 입력되는데, M-직교 변조기(36)는 바람직하게 64-직교 변조기이다. 각각의 입력 Walsh 코드 인덱스(35)에 대해, M-직교 변조기(36)는 출력(38)에서 대응하는 64 비트 Walsh 코드 W(39)를 생성한다. 이에 따라, 일련의 96개의 Walsh 코드들 W(39)가 M-직교 변조기(36)에 입력된 각 프레임(34)에 대해 생성된다.

스크램블러/스프레더 블록(40)은, 특히, 널리 공지된 스크램블링 기술들을 사용하여 수도랜덤 노이즈(PN) 시퀀스를 일련의 Walsh 코드 W(39)에 인가한다. 블록(42)에서, 스크램블링된 일련의 Walsh 코드들 W(39)은 옵셋 쿼터너리 페이즈-시프트 키잉 (OQPSK) 변조 프로세스나 다른 변조 프로세스를 사용하여 페이즈 변조되고, 업-컨버트되고, 안테나(46)에서부터 통신 신호 S(T)로서 전송된다.

도 4는 이동국(816)에 의해 통신 신호 S(T)(12)(도 2에 도시됨)로서 전송된 통신 신호 R(T)(18)을 수신하는, 기지국(812) (도 1에 도시됨)과 같은 기지국 내의 수신기(60)의 부분 블록도이다. 통신 신호 S(T)(12) (도 2에 도시됨)는 다중 패스 패이딩, 패스 손실, 섀도우잉을 받을 수 있어서, 그 결과 수신된 통신 신호 R(t)(18)에 영향을 끼칠 수 있다. 수신기(60)는, 비록 단지 단일의 핑거만이 도시되어 있지만, 바람직하게 다수의 핑거들을 갖는 RAKE 수신기이다. 수신기(60)는 코히어런트하거나, 코히어런트하지 않거나, 또는 준-코히어런트(quasi-coherent)할 수 있다.

안테나(62)는 통신 신호 R(T)(18)를 수신하는데, 이 통신 신호 R(T)(18)은 다수의 수신된 프레임들을 포함한다. 통신 신호 R(T)(18)의 필터링, 주파수 다운 컨버팅 및 페이즈 변조와 같은 프론트-엔드 프로세싱은 블록 64에서 널리 공지된 방법들 및 회로에 의해 수행된다.

블록(64)으로부터의 프로세스된 신호(65)는 디-스크램블러/디-스프레더 블록(66)에 입력된다. 디-스크램블러/디-스프레더 블록(66)은, 특히, 스크램블러 블록(44) (도 2에 도시됨)에 의해 일련의 Walsh 코드들 W(39)에 인가되었던 PN 코드를 제거한다. IS-95 역-링크 채널에서, 수신된 신호(18)의 수신된 프레임은 96개의 수신된 심볼들 또는 Walsh 코드들을 포함하는데, 여기서 심볼들 또는 코드들 각각은 64 비트 길이이다. 그러나, 수신된 Walsh 코드들은 전송 동안 여러가지 채널 파라메터들에 의해 변경되었고, 수신기(60)에는 단순히 신호 샘플들이 수신되는 것으로 보인다. 그럼에도 불구하고, 수신된 Walsh 코드들은 본 명세서에서 수신된 Walsh 코드들 RW(68)로 일컬어진다.

도 4를 참조하면, 수신된 각 Walsh 코드 RW(68)는, 디-스크램블러/디-스프레더(66)를 떠난 후에, Fast Hadanard Transform(FHT)와 같은 직교 변조기(70)에 입력된다. FHT(70)는 그 사이즈에 따라 가산기들의 어레이나 다중화된 가산기와 같은 상용의 하드웨어를 사용하여 구현될 수 있다. 대안적으로, FHT(70)는 Motorolar DSP, 부품 번호 56166이나 전용 집적 회로(ASIC)와 같은 통상의 디지탈 신호 프로세서(DSP)를 사용하여 구현될 수 있다.

수신 Walsh 코드 RW(68)를 수신하면, FHT(70)는 다수의 출력 신호들(72)을 생성한다. 64개의 출력 신호들(72)은 Walsh 코드 RW(68)마다 FHT(70)에 의해 생성된다. 각각의 출력 신호(72)는 M-직교 변조기(36) (도 2에 도시됨)에 의해 생성된 64개의 가능한 Walsh 코드들 W(39)중 하나를 가리키는 인덱스를 갖는다. 이에 따라, IS-95 역방향 링크 채널에서 수신된 Walsh 코드 그룹 RW(68)이 FHT(70)에 입력되면, 64개의 가능한 전송 Walsh 코드들(39)에 연관된 64개 출력 신호들(72)ㅇ이 생성된다. 각 출력 신호(72)는 인덱스를 갖는 것에 부가하여, 연관된 복소수 C(도시되지 않음)도 갖는 것을 알아야 한다. 그 실수부와 허수부에는, 비록 더 적거나 더 많은 비트들이 할당되는 것도 가능하지만, 바람직하게 각각 7비트들이 할당된다. 간략히 하기 위해, 인덱스와 복소수는 함께 출력 신호(72)로서 일컬어질 것이다.

각각의 출력 신호(72)는 연관된 에너지값 C2 (도시되지 않음)를 더 갖는데, C2는 출력 신호(72)와 연관된 복소수 C의 크기를 제곱하여 통상 계산된 Walsh 심볼 에너지값으로서 일컬어질 수 있다. Walsh 심볼 에너지값 C2는 일반적으로 신뢰성이나 이와 유사한 특성의 지표에 해당하는데, 출력 신호(72)가 FHT(70)에 입력된 수신 Walsh 코드들 RW(68)의 그룹에 대응하는 Walsh 코드 W(39)를 인덱스하는 신뢰도를 나타낸다. 가장 큰 Walsh 심볼 에너지값 출력 신호(72)의 인덱스는 윈닝 Walsh 심볼 에너지값(74)으로서 일컬어지는 연관 에너지값을 갖는 윈닝 Walsh 심볼 인덱스로서 일컬어질 수 있다. Walsh 심볼 에너지값(74)은 임의의 적합한 비트폭을 가지는데, 예를 들면 14 비트폭을 가질 수 있다.

디코더(76)는 출력 신호(72)에 작용하며, 디-인터리버(78)와 컨벌루셔널 디코더(80)를 포함하고, 수신된 신호 R(T)(18)을 복조하고, 전송된 통신 신호 S(T)(12)를 어림잡는다. 디코더(76)의 소자들은 당해 분야에 잘 알려져 있고, 다양한 방법들로 구현될 수 있다. 복조 프로세스 후, 리-엔코더(도시되지 않음)는, 도 2에 도시된 엔코더(28)와 실질적으로 유사할 수 있는데, 도 3에 나타낸 바와 같이, 전송된 디지탈로 코드화되고 인터리브된 비트들을 재생성하고, 당해 분야에 잘 알려진 방법들에 따른 추가의 프로세싱을 위해 이들을 BSC(850)에 보낼 수 있다.

도 1을 다시 참조하면, IS-95A는 공지된 폐쇄 루프 전력 제어 알고리즘들뿐만 아니라 개방 루프 전력 제어 알고리즘들을 사용하여, 신호 에너지 변화들을 검출하고 이동국(816)의 전송 전력을 조절함에 의해 이 변화들을 보상하는 서보 루프를 명시한다. 개방 루프 전력 제어는 이동국(816)에서 행해지는데, 경로 손실과 섀도우잉에 기인하여, 역방향 통신 신호(815)와 순방향 통신 신호(813)가 겪게 되는 공통의 또는 대칭적인 손실들을 해결하려고 시도한다. 폐쇄 루프 전력 제어는, 내부 루프와 외부 루프를 포함하고, 역방향 통신 신호(815)에 의해 겪게 되는 빠른 (Rayleigh/Rician) 패이딩, 및 순방향 통신 신호(813)와 역방향 통신 신호(815)간의 비대칭적인 손실들을 보상하도록 설계된다. 내부 루프는 이동국(816)과 기지국(812) 사이에 분포되고, 전력 제어 비트들(이하 논의됨)을 송신함에 의해 피드백 메카니즘을 제공한다. 전력 제어 비트들은 순방향 통신 신호(813)에 심볼들을 펑츄어링함에 의해 보내진다. 전력 제어 비트들은 이동국(816)의 전송 전력을 변화시켜 기지국(820)에서 최적의 신호 대 노이즈 레벨을 달성한다. 전력 제어 비트가 일 값이나 제로 값을 가져야 할지에 대한 결정은 내부 루프 비교기(이하에 논의됨)로부터의 출력에 기초하여 이루어진다.

도 4를 다시 참조하면, 6개의 윈닝 Walsh 심볼 에너지값은 1.25ms마다 하나의 전력 제어 그룹을 나타낸다. 6개의 윈닝 Walsh 심볼들의 축적은 어큐뮬레이터(75)에서 이루어지고, 평가된 Eb/No를 나타내는 전력 제어 그룹 메트릭(98)을 구한다.

전력 제어 그룹 메트릭(98)은 내부 루프 비교기(95)에 의해 외부 루프 세트포인트 제어기(300)로부터의 출력(93)과 비교된다. 외부 루프 세트포인트 제어기(300)는 현 방법들을 사용하여 디코더(76)로부터 통상 하드 프레임 품질 정보로서 일컬어지는, 예를 들면, 프레임 삭제(FE) 출력과 같은 프레임 품질 정보(92)를 수신한다. 외부 루프 세트포인트 제어기(300)로부터 출력된 외부루프 세트포인트 쓰레숄드(93)(이하 논의됨)는, 이동국(816)의 호출 품질을 일정하게 유지시키기 위해, 매 20ms마다 업데이트되어, 프레임 품질이 크게 변화하는 것을 방지한다.

도 5는 외부 루프 세트포인트 제어기(300)에서 구현된 시간에 걸친 외부 루프 세트포인트 쓰레숄드(93)의 조절에 의해 생성된 종래 기술의 톱니형 패턴(500)을 나타낸다. 최초의 세트포인트 쓰레숄드는 수신기(60)의 감도에 따른 기대된 공칭의 동작 포인트를 기초로 선택되고, 시간이 지남에 따라, 빠른 어택-느린 감쇠 주기로 특성화되도록 변화한다. 감쇠 속도는 FER의 필요 값에 의해 결정된다. 외부 루프 세트포인트 제어기(300)는 프레임 삭제가 일어날 때까지, 수신된 각각의 양호한 풀 레이트 프레임에 대해 실질적으로 작은 선정된 양만큼 외부 루프 세트포인트 쓰레숄드(93)를 감소시킨다. 프레임 삭제가 일어나면, 외부 루프 세트포인트 쓰레숄드(93)는 소정의 단차 크기만큼 증가된다. 이 단차 사이즈는 미리 정해지고, 그 삭제가 풀-레이트 프레임인지 서브-레이트 프레임인지에 따라 결정된다. 시간이 지남에 따라, 결과적인 외부 루프 세트포인트 쓰레숄드(93)는 크게 증가하고 여러번 작게 감소되는 형태로 동적으로 변화하여, 그 결과 도 5에 나타낸 바와 같이 톱니형 패턴(500)의 모양을 갖게 된다.

도 4에서, 외부 루프 세트포인트 쓰레숄드(93)는 당해 분야에서 널리 공지되어 있는 비교기인 내부 루프 비교기(95)에서 전력 제어 그룹 메트릭(98)과 비교된다. 내부 루프 비교기 출력(94)의 결과값이 네가티브라면, 내부 루프 비교기(95)는 전력 제어 비트 1을 멀티플렉서(105)에 보내는데, 전력 제어 비트 1이 이동국(816)에 수신되면 이동국(816)의 전송 전력을 1dB만큼 감소시킨다. 비교기 출력(94)의 결과값이 포지티브라면, 내부 루프 비교기(95)는 전력 제어 비트 0을 멀티플렉서(105)에 보내는데, 전력 제어 비트 0이 이동국(816)에 수신되면 이동국(816)의 전송 전력을 1dB만큼 증가시킨다. 이에 따라, 수신된 통신 신호 R(T)(18)의 PCR과 FER에 대해 측정된 윈닝 Walsh 심볼 에너지로 구성된 전력 제어 그룹 메트릭(98)에 응답하여, 수신기(60)에 의해 생성된 PCB에 대한 이동국(816)의 응답은 피드백 메카니즘을 제공하여 이동국(816)의 후속 전송 전력을 조절하게 된다.

이 종래 기술의 알고리즘은 쓰레숄드 레벨이 프레임 에러들이 지속되는 데에 기여하지 않도록 보장하지만, 예를 들면, 이동국(816)이 충분히 높은 전력 레벨로 전송되지 않거나, 매우 빠르게 변화하는 조건들에서 전송을 하는 경우에, 이동국(816)의 전송 전력 레벨은 긴 시간 주기들 동안 필요 이상으로 높게 유지되어, 불필요하게 시스템 노이즈를 증가시키게 된다.

도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 도 4에 도시된 외부 루프 세트포인트 제어기(300)의 블록도를 나타낸다. 디코더 블록(76)은 복조기(70)로부터 수신 신호(72)와 같은 통신 신호를 수신한다. 프레임 삭제 FE (도 4와 연계하여 논의되었음)와 같은 제1 신호 품질 지시자(193)를 생성하는 것에 부가하여, 디코더 블록(76)은 각 프레임에 대해, 제2 신호 품질 지시자(194) q를, 예를 들면, 통상 소프트 프레임 품질 지시자로 일컬어지는 심볼 에러 레이트 SER을 생성한다.

도 6을 참조하면, 제1 신호 품질 지시자(193) FE와 연관된 출력은 필터 블록 f₃(FE)(202)에서 선정된 개수의 프레임들에 걸쳐 평균 프레임 삭제 레이트(FER)를 계산하여, 평균 FER(204)을 얻는 데 사용된다. 평균 FER(204)은 제2 신호 품질 지시자 기준(206) q_r을 조절하는 데 사용된다. 이러한 조절은 필터 블록 f₃(FE)(202)을 통해 측정된 평균 FER(204)과 선정된 목표 FER(207)간의 차, 예를 들면 0.01에 기초한다.

변수 δ는 삭제들 사이의 평가된 평균 시간과, 삭제들간의 타겟 시간 사이의 차를 나타내고, δ=FER^-1-0.01^-1으로 표시될 수 있다.

δ<0이면, q_r은 α₁｜FER^-1-0.01^-1｜^β1만큼 감소된다.

δ>0이면, q_r은 α₂｜FER^-1-0.01^-1｜^β2만큼 증가되는데, 여기서 α들과 β들은 선정된 상수들이다. 이에 따라, 제2 신호 품질 지시자 기준(206) q_r의 값은 시간이 지남에 따라, 디코더(76)로부터 출력된 제1 신호 품질 지시자(193)로부터 평가된 FER에 따라 증가하고 감소한다.

제1 신호 품질 지시자(193)를 생성하는 것과 실질적으로 동시에, 디코더 블록(76)은 제2 신호 품질 지시자(194) q를 생성한다. 제2 신호 품질 지시자(194)는 필터 기능 블록(196) f₁(q)에 입력된다. 출력 f₁(q)(198)은 현재 및 이전 프레임들에 걸쳐 평균화된 제2 신호 품질 지시자(194)에 기초된 값을 나타내고, 필터 기능 블록(196)으로부터 출력되어 비교기(200)에 입력된다.

비교기(200)는 출력 f₁(q)(198)과 출력(208)에서의 값 q_r을 비교하여, 비교기 출력 △(210)를 구한다. 비교기 출력(210)은 다음과 같은 식으로 나타낼 수 있다.

△ = f₁(q) - q_r

비교기 출력 △(210)는 세트포인트 제어기 f₂(△)(212)에 입력되어, 세트포인트 제어기 f₂(△) 출력(214)을 얻는다. 비교기 출력 △(210)가 선정된 값(도 7과 연결해서 논의되었음) σ보다 작다면, 즉, ｜△｜<σ이라면, 세트포인트 제어기 f₂(△) 출력(214)=0이 되고, 이에 따라 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)를 변화시키지 않는다. 비교기 출력(210)이 선정된 값(604) σ보다 크다면, 즉 △>σ이라면, 세트포인트 제어기 f₂(△) 출력(214)은 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)가 f₂(△)=κ₁△만큼 증가되도록 유발하는데, 여기서, κ₁은 선정된 상수이고, 이에 따라 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)를 증가시킨다. 비교기 출력(210)이 선정된 값(604) σ보다 낮으면, 즉 △<-σ이라면, 세트포인트 제어기 f₂(△) 출력(214)은 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)가 f₂(△)=κ₂△만큼 감소되도록 유발하는데, 여기서, κ₂는 선정된 상수이고, 이에 따라 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)를 감소시킨다.

도 7에서, 선정된 값(604) σ는 제2 신호 품질 지시자 기준(206)의 위 아래로 등간격으로 도시되며, 선정된 기준 영역(605), 2σ를 형성한다. 도 6과 연관하여 논의된 바와 같이, 제2 신호 품질 지시자 기준(206)의 값 q_r은 시간적으로 필터 블록 f₃(FE)(202)에 의해 평가된 FER에 따라 가변되는데, 이로써 제2 신호 품질 지시자 기준(206) q_r을 위 아래로 조절한다. 평균화된 제2 신호 품질 지시자들(194)에 기초하는 값을 나타내는 출력 f₁(q)(198)가 또한 도시되어 있다.

이에 따라, 세트포인트 제어기 f₂(△) 출력(214)은 톱니형 패턴(500)과 비교해서 실질적으로 완만한 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)를 얻는다. 도 8은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(218)에 의해 발생된 생성 패턴의 일 례와 종래 기술의 방법들에 따라 발생된 톱니형 패턴(500)간의 비교를 나타낸다.

필터 블록 f₃(FE)(202), 필터 기능 블록 f₁(q)(196), 및 세트포인트 제어기 f₂(△)(212)는 디지탈 신호 프로세서(DSP)를 사용하여 구현될 수 있고, 전용 집적 회로(ASIC) 동작으로서 포함될 수 있다.

도 6을 다시 참조하면, 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드 출력(218)과, 적어도 하나의 수신된 윈닝 Walsh 심볼이나 PCG에 걸쳐 측정된 윈닝 Walsh 심볼 에너지의 평가된 신호 대 노이즈 비율을 나타내는 전력 제어 그룹 메트릭(98)은 후속적으로 PCB(230) 값이 0인지 1인지의 여부를 결정하는 전력 제어 명령(219)을 생성하는 데 사용된다. 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)와 전력 제어 그룹 메트릭(98)은 내부 루프 비교기(95)에서 비교되어, 전력 제어 명령(219)을 야기한다. 야기된 전력 제어 명령(219)의 값이 네가티브이면, 내부 루푸 비교기(95)는 전력 제어 비트(230) 값 1을 멀티플렉서(105)에 보내는데, 이것이 이동국(816)(도 1)에 의해 수신되면, 이동국(816)의 전송 전력을 1dB만큼 낮춘다. 만일 전력 제어 명령(219)의 결과 값이 포지티브라면, 내부 루프 비교기(95)는 전력 제어 비트(230) 값 0을 멀티플렉서(105)에 보내는데, 이것이 이동국(816)에 의해 수신되면, 이동국(816)의 전송 전력을 1dB만큼 올린다. 이에 따라, PCG에 걸쳐 측정된 윈닝 Walsh 심볼 에너지와 제1 신호 품질 지시자(193)로 이루어진 전력 제어 그룹 메트릭(98)과 수신된 통신 신호 R(T)(18)의 제2 신호 품질 지시자(194)에 응답하여, 수신기(60)에 의해 발생되는 PCB에 대한 이동국(816)의 응답은 피드백 메카니즘을 제공하여, 이동국(816)의 후속 전송 전력을 조절한다.

대안적인 실시예에 있어서, 제2 신호 품질 지시자(194)는 총 메트릭(TM)이나 다른 소프트 품질 지시자들로 선택될 수 있다. 프레임 삭제 FE (도 4와 연결하여 논의되었음)와 같은 제1 신호 품질 지시자(193)를 생성하는 것에 부가하여, 디코더 블록(76)은 각 프레임에 대해 제2 신호 품질 지시자(194) q, 예를 들어, 소프트 프레임 품질 지시자로서 일컬어지기도 하는 총 메트릭 TM을 생성한다.

도 6을 다시 참조하면, 제1 신호 품질 지시자(193)와 연관된 출력 FE는 필터 블록 f₃(FE)(202)에서 선정된 개수의 프레임들에 걸쳐 평균 FER을 계산하는 데 사용되어, 평균 프레임 삭제 레이트(FER)(204)를 구한다. 평균 FER(204)은 제2 신호 품질 지시자 기준(206) q_r을 조절하는 데 사용된다. 이 조절은 측정된 평균 FER(204)과 선정된 목표 FER(207) 간의 차, 예를 들면 0.01에 기초한다.

변수 δ는 삭제들 사이의 평가된 평균 시간과, 삭제들간의 타겟 시간 사이의 차를 나타내고, δ=FER^-1-0.01^-1으로 표시될 수 있다.

δ<0이면, q_r은 α₁｜FER^-1-0.01^-1｜^β1만큼 증가된다.

δ>0이면, q_r은 α₂｜FER^-1-0.01^-1｜^β2만큼 감소되는데, 여기서 α들과 β들은 선정된 상수들이다. 이에 따라, 제2 신호 품질 지시자 기준(206) q_r의 값은 시간이 지남에 따라, 디코더(76)로부터 출력된 제1 신호 품질 지시자(193)로부터 평가된 FER에 따라 증가하고 감소한다.

제1 신호 품질 지시자(193)를 생성하는 것과 실질적으로 동시에, 디코더 블록(76)은 제2 신호 품질 지시자(194) q를 생성한다. 제2 신호 품질 지시자(194)는 필터 기능 블록(196) f₁(q)에 입력된다. 출력 f₁(q)(198)은 현재 및 이전 프레임들에 걸쳐 평균화된 제2 신호 품질 지시자(194)에 기초된 값을 나타내고, 필터 기능 블록(196)으로부터 출력되어 비교기(200)에 입력된다.

비교기(200)는 출력 f₁(q)(198)과 출력(208)에서의 값 q_r을 비교하여, 비교기 출력 △(210)을 얻는다. 비교기 출력(210)은 다음과 같은 식으로 나타낼 수 있다.

△ = f₁(q) - q_r

비교기 출력 △(210)는 세트포인트 제어기 f₂(△)(212)에 입력되어, 세트포인트 제어기 f₂(△) 출력(214)을 얻는다. 비교기 출력 △(210)가 선정된 값(도 7과 연결해서 논의되었음) σ보다 작다면, 즉, ｜△｜<σ이라면, 세트포인트 제어기 f₂(△) 출력(214)=0이 되고, 이에 따라 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)를 변화시키지 않는다. 비교기 출력(210)이 선정된 값(604) σ보다 크다면, 즉 △>σ이라면, 세트포인트 제어기 f₂(△) 출력(214)은 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)가 f₂(△)=κ₁△만큼 감소되도록 유발하는데, 여기서, κ₁은 선정된 상수이고, 이에 따라 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)를 감소시킨다. 비교기 출력(210)이 선정된 값(604) σ보다 낮다면, 즉 △<-σ이라면, 세트포인트 제어기 f₂(△) 출력(214)은 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)가 f₂(△)=κ₂△만큼 증가되도록 유발하는데, 여기서, κ₂는 선정된 상수이고, 이에 따라 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)를 증가시킨다.

비록 외부 루프 세트포인트 제어기(300)는 기지국에 배치된 수신기(60)(도 4)와 함께 배치되어 있는 것으로 도시되었지만, 외부 루프 세트포인트 제어기(300)는 중심 제어기, 예를 들면 BSC(850)에 배치될 수도 있다. 그 결과, 디코더(76)로부터 출력된 제1 신호 지시자(193)와 제2 신호 지시자(194)는 BSC(850)에서 외부 루프 세트포인트 제어기(300)에 전송되고, 전력 제어 명령(219)을 구하도록 프로세스될 수 있다.

또한, 디코더(76)는 BSC(850)와 같은 중심 제어기에 배치될 수 있어서, 그 결과, 제1 신호 지시자(193)와 제2 신호 지시자(194)를 사용하여 계산된 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)는 기지국(812)에 전송될 수 있다. 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드(216)가 기지국(812)에 전송되는 것에 이어, 전력 제어 명령(219)이 도 6과 연결하여 설명된 방법들에 따라 발생될 수 있다.

상기 경우들중 임의의 경우에서도, 이동국(816)과 연관된 복수개의 수신된 통신 신호들 R(T)(18)은 디코더(76)와 같은 다중 디코더들에 기인하여 복수개의 복조된, 디코드된 신호들을 야기할 것이고, 후속하여 복수개의 제1 신호 품질 지시자들과 제2 품질 지시자들을 유발할 것이다. 외부 루프 세트포인트 제어기(300)는 복수개의 신호 품질 지시자들중 가장 높게 가중화된고 합산된 품질값들을 갖는 제1 신호 품질 지시자와 제2 신호 품질 지시자를 선택할 것이다.

IS-95 역방향 링크 채널이 본 명세서에 특정적으로 참조되었으나, 본 발명은 임의의 디지탈 채널에, 즉 포워드 IS-95A 채널만 더 포함하는 것으로 한정되지 않고, Group Special Mobile(GSM), European TDMA 시스템, Pacific Digital Cellular(PDC), 일본 TDMA 시스템, 및 Interim Standard 54(IS-54), U.S. TDMA 시스템과 같은 모든 TDMA 시스템들의 모든 순방향 및 역방향 링크 TDMA 채널들을 포함하는 임의의 디지탈 채널에 응용 가능하다.

본 발명의 원리들은 개인용 통신 시스템들, 트렁크식 시스템들, 위성 시스템들, 및 데이터 네트워크들을 포함하여, 셀룰라식 디지탈 통신 시스템들에 응용되나, 상기 시스템들에만 한정되지 않는다. 이와 같이, 모든 타입들의 디지탈 무선 주파수 채널들에 응용되는 본 발명의 원리들은 무선 주파수 신호 채널들,일렉트로닉 데이터 버스들, 배선 라인 채널들, 광섬유 링크들, 위성 링크들과 같은 다른 타입들의 통신 채널들에도 응용할 수 있다.

본 발명의 다른 형태들 및 상기에서 설명된 특정 실시예들과 다른 실시예들이 본원의 첨부된 클레임들 및 그 등가물들의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 만들어질 수 있다. 예를 들어, 소위 소프트 프레임 품질 지시자들을 사용하는 두가지 방법들이 본 명세서에서 설명되었다.

Claims (10)

1. 이동 통신 유닛을 포함하는 코드 분할 다중 액세스 무선 통신 시스템에서, 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드를 조절하는 방법에 있어서,

   상기 이동 통신 유닛으로부터 통신 신호를 수신하여 수신된 통신 신호를 형성하는 단계;

   상기 수신된 통신 신호를 기초로 제1 신호 품질 지시자를 생성하는 단계;

   상기 수신된 통신 신호를 기초로 제2 신호 품질 지시자를 생성하는 단계;

   평가된 신호 대 노이즈 비율을 생성하는 단계;

   제2 신호 품질 지시자 기준 주위에 센터링되는 선정된 기준 영역을 세팅하는 단계 - 상기 제2 신호 품질 지시자 기준은 상기 제1 신호 품질 지시자와 연관됨 -; 및

   상기 제2 신호 품질 지시자와 상기 선정된 기준 영역간의 비교에 기초하여 상기 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드를 조절하는 단계

   를 포함하는 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 제1 신호 품질 지시자는 프레임 삭제 정보를 포함하는 방법.
3. 제2항에 있어서, 상기 기준 영역이 주위에 센터링되어 있는 상기 제2 신호 품질 지시자 기준은 상기 프레임 삭제 정보의 특성을 기초로 가변되는 방법.
4. 제3항에 있어서, 상기 프레임 삭제 정보의 특성은 프레임 삭제 레이트를 더 포함하는 방법.
5. 제1항에 있어서, 상기 제2 신호 품질 지시자는 심볼 에러 레이트 지시자, 미터법에 의해 총 메트릭, 및 다른 품질 지시자들로 이루어진 군으로부터 선택되는 방법.
6. 제1항에 있어서, 상기 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드와 적어도 하나의 수신된 심볼의 상기 평가된 신호 대 노이즈 비율을 기초로 전력 제어 명령이 생성되는 방법.
7. 제1항에 있어서, 상기 전력 제어 세트포인트 쓰레숄드와 전력 제어 그룹 내의 심볼들의 상기 평가된 신호 대 노이즈 비율을 기초로 전력 제어 명령이 생성되는 방법.
8. 제1항에 있어서, 상기 평가된 신호 대 노이즈 비율은 복조기에 의해 생성되는 방법.
9. 제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2 신호 품질 지시자는 복수개의 복조된 통신 신호들로부터 구한 복수개의 신호 품질 지시자들중에서 선택되는 방법.
10. 제9항에 있어서, 상기 제1 및 제2 신호 품질 지시자는 최선적으로 조합되고 가중된 품질값을 기초로 선택되는 방법.