KR20010022578A

KR20010022578A - Ｆ 클래스의 다중 캐리어 전송 시스템에서 데이타 블록 및 캐리어 주파수 쉬프트의 시작에 대한 조합 측정 방법 및장치

Info

Publication number: KR20010022578A
Application number: KR1020007001169A
Authority: KR
Inventors: 브라니미르 슈탄트헤프
Original assignee: 인피니언 테크놀로지스 아게
Priority date: 1997-08-05
Filing date: 1998-08-03
Publication date: 2001-03-26
Also published as: DE19733825A1; EP1002405A1; WO1999008427A1; EP1002405B1; CN1151642C; JP2001513599A; DE59813334D1; US6438173B1; CN1266578A; JP3583366B2

Abstract

본 발명은 데이타 블록의 단일 전송을 위한 다중 캐리어 신호를 수신하는 방법으로서, 주기적인 시간 구조를 가진 다중 캐리어 테스트 신호가 데이타 블록과 함께 전송되고, 디지털 수신기에서 하기의 단계에 따라 순서대로 실행된 후에, 상기 데이타 블록의 제 1 데이타 심볼의 시작과 송신기와 수신기 사이의 임의의 캐리어-주파수 쉬프트의 조합 측정에 사용되는 방법에 있어서,

a) 어떤 FFT도 처리시 계산하지 않고 다중 캐리어 테스트 신호를 평가함에 의해 데이타 블록의 시작을 대략적으로 측정하는 단계.

b) 어떤 FFT도 처리시 계산하지 않고 상기 주기적인 다중 캐리어 테스트 신호의 일부를 분리하고 평가함에 의해 송신기와 수신기 사이에 존재할 수 있는 미세한 캐리어-주파수 쉬프트를 결정하는 단계.

c) 상기 주기적인 다중 캐리어 테스트 신호로부터 N_FFT샘플을 분리하고 디지털 주파수 보정하며, 이 값들로부터 길이(N_FFT)의 FFT를 계산하는 단계.

d) 상기 계산된 FFT 값들로부터 길이(M＜N_FFT)의 테스트 벡터(d₁)를 분리하고 위상 보정하는 단계.

e) 상기 위상 보정된 테스트 벡터(d₁)를 차동 디코딩하여 길이(M-1)의 테스트 벡터(z₁)를 계산하는 단계.

f) 상기 z₁으로부터 적어도 (L+2θ)값을 분리하고, 기본적이면서 알려진 길이 L의 트레이닝(training) 시퀀스(Q_K)를 사용하여 (2θ+1) 상관을 수행함에 의해, 송신기와 수신기 사이에 존재할 수 있는 서브캐리어 간격의 최대값이 θ 인 임의의 정수 캐리어-주파수 쉬프트를 측정하는 단계.

g) 적어도 서브 시퀀스로서 Q_K를 포함하는 기본적이면서 알려진 최대 길이(M-1)의 트레이닝 시퀀스를 가진 테스트 벡터(z₁)를 상관함에 의해 데이타 블록의 시작을 미세하게 측정하는 단계.

h) 방정식 (22)에 따라, 상기 a)와 g)로부터의 결과를 조합하여 데이타 블록의 제 1 데이타 심볼의 시작을 정확하게 결정하는 단계.

i) 방정식 (23)에 따라, 상기 b)와 f)로부터의 측정값을 조합하여 송신기와 수신기 사이의 총 캐리어-주파수 쉬프트를 정확하게 결정하는 단계를 포함한다.

Description

Ｆ 클래스의 다중 캐리어 전송 시스템에서 데이타 블록 및 캐리어 주파수 쉬프트의 시작에 대한 조합 측정 방법 및 장치 {METHOD AND DEVICE FOR COMBINED MEASUREMENT OF THE BEGINNING OF A DATA BLOCK AND CARRIER FREQUENCY SHIFT IN A MULTICARRIER TRANSMISSION SYSTEM IN F CLASSES}

본 발명은 불규칙하게 전송되는 개별 데이타 블록의 전송용 OFDM(직교 주파수 분할 멀티플렉싱)신호를 처리하는 무선 또는 전선-기반 수신기의 포워드-액팅 디지털 동기에 적합하다. 본 발명은 선형 또는 후행 동기 시도에 관계없이 각각의 개별 데이타 블록에 대해 실행될 수 있는 싱글-샷(single-shot) 동기의 일반적인 경우에 관한 것이다. 이 정확도는 고율 OFDM 신호에 적합하며, 높은 대역폭 효율에 대한 하이-레벨 변조에 사용될 수 있다(예를 들면, 8-DPSK 또는 16-QAM). 현재, OFDM은 향후 광대역 멀티미디어 이동 무선 시스템과 광대역 무선 네트워크에 적합한 변조 기술로 인식된다.

OFDM 신호의 동기는 특히 유럽 특허: 발명자 Andreas Muller, 출원 번호 92113788.1, F 클래스:"Systemkomponenten fur eine terrestrische digitale mobile Breitbandubertragung" [System components for a terrestrial digital mobile broadband transmission], RWTH Aachen, Shaker Verlag, Aachen 1996의 학술논문과 협회 간행물:에서 다뤄진다.

·M. Schmidl, D. Cox:"Low-overhead, low-comlexity[burst] synchronization for OFDM", 통신에 관한 IEEE 국제 회의, 협회 회보, 페이지 1301-1306

·M. Sandell, J. Beek, P. Borjesson, "Timing and frequency synchronization in OFDM systems using the cyclic prefix", Essen, Germany, December 1995, 동기에 관한 국제 심포지움, 협회 회보, 페이지 16,19

OFDM 수신기의 동기에 관련된 다수의 이전 연구는 주기 시간에서의 특정 길이의 테스트 신호의 전송을 제안하며 그 주기성은 수신기에 의해 평가되며 데이타 블록의 시작과 송신기 및 수신기 사이의 임의의 캐리어-주파수 쉬프트의 시작을 결정하는데 사용된다. 이 평가 방법은 OFDM 신호의 변조에 사용된 고속 푸리에 변환(FFT)의 계산 전과 후에서 지정된다.

공지된 방법 및 장치의 단점은 다음의 특성중 적어도 하나에 의해 각각 특징이 나타난다.

·수신기의 총 동기의 단지 일부분만 다루어진다. 이 경우, 나머지 동기 작업은 이상적으로 완성된다고 추정되며, 일 예로서 이상 심볼-클록 동기를 추정하는 캐리어-주파수 쉬프트의 추정 방법이 기술된다.

·수신기 동기에 대한 테스트 신호의 규칙적인 반복은 다수의 동기 시퀀스에 대해 약정되어 있고/또는 평균치이며, 테스트 신호는 적당한 동기 정확도를 요구한다. 반면, 이 접근 방법은 방송 무선 기술에 유리하며, 고도의 복잡성만으로도 두 전송 방향의 데이타 블록의 불규칙 전송이 불가능하거나 실행될 수 있다.

·동기 시퀀스당 실행되는 계산 동작은 최소의 하드웨어 처리 복잡도를 목표로 하는 것은 아니다.

OFDM은 다중 캐리어 변조 방법이다. 베이스 밴드의 전송된 OFDM 신호(s(t))는 지속 시간(T_S)의 개별 OFDM 심볼 신호(g_i(t))의 시간 시퀀스를 포함한다.

(1)

덧셈 인덱스(i)는 심볼 클록을 나타내며, k는 주파수(kFΔ)의 서브 캐리어를 나타낸다. OFDM 심볼 신호(g_i(t))는 복소 데이타 심볼(S_i,k)에 의해 서로 독립적으로 변조되는 M(예를 들면 M=49) 서브 캐리어()의 중첩을 포함한다. 고정된 심볼 클록값(i)에 대한 모든 심볼(S_i,k)의 벡터는 심볼 블록(Si)으로 참조된다. 중첩, 소위 변조는 길이(N_FFT)의 역 빠른 푸리에 변화(IFFT)에 의해 디지털적으로 실행된다. N_FFT＞M 여기에서 IFFT 의 M 입력값은 Si,k와 동일하며, 나머지(N_FFT-M) 입력값은 제로로 세팅된다. OFDM 신호의 복조는 길이(N_FFT)의 FFT에 의해 실행된다.

파라미터는 다음과 같이 지정된다.

T - 사용된 심볼 지속 시간

T_G- 최대 채널 에코와 적어도 같은 길이인 보호 간격.

F_Δ- 서브 캐리어 분리

관계식(T_S= T + T_G, F_Δ= I/T)가 적용된다. 실제적으로는 T_G＜0.25T_S

데이타 블록은 적어도 하나의 OFDM 심볼(g_i(t))의 시퀀스를 포함한다. 여기에는 테스트 신호가 제공되며 데이타 블록의 앞 또는 중간에 위치한다. 이전 경우에서, 테스트 신호는 전제부로서 참조되며 두번째 경우에서는 중간부로 참조된다. 다중 캐리어 전송 시스템의 실제 실행은 다음과 같은 상태에서 설명된다.

·전송 채널의 시간 특성은 테스트 신호(2T_S)의 지속 시간에 대해 대략적으로 동일하다.

·전송 채널의 주파수 특성은 적어도 2F_Δ의 주파수 간격에 대해 대략적으로 동일하다.

본 발명은 데이타 블록을 형성하는 일련의 데이타 심볼을 포함하는 다중 신호가 수신될 때, 수신단에서 캐리어-주파수 쉬프트와 제 1 심볼의 시작을 결정하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 심볼 시작의 결정은 개별 심볼의 복조에 대한 심볼 클록을 제어한다. 캐리어-주파수의 추정값은 수신과 데이타 신호의 연속적인 전송이 이루어지는 동안 수신기의 주파수 보정을 조작하는 변수로 사용된다. 이 경우, 테스트 신호는 데이타 블록과 함께 불확실한 시간에 전송단으로부터 전송되고 수신단에서의 장치에 의해 검색되고 평가된다. 테스트 신호의 설계 법칙이 지정되어 있고, 이에 따라 제 1 데이타 심볼과 송신기와 수신기 사이의 캐리어-주파수 쉬프트의 시작의 조합 추정이 가능하다.

도 1은 동기에 대한 본 발명에 따른 전체 처리 시퀀스를 도시한다.

도 2는 다중 캐리어 전송 시스템에 의해 단일-캐리어 테스트 신호의 생성 법칙을 도시한다.

도 3은 다중 캐리어 테스트 신호의 시간 배치를 도시한다.

도 4는 FFT 입력 벡터의 분리와 미세한 캐리어-주파수 쉬프트의 디지털 주파수 보정에 관한 처리 시퀀스를 도시한다.

도 5는 FFT 값으로부터의 테스트 벡터의 위상 보정과 분리에 대한 처리 시퀀스를 도시한다.

도 6은 송신기와 수신기 사이의 정수 캐리어-주파수 쉬프트를 결정하는 처리 시퀀스를 도시한다.

도 7은 본 발명에 따른 전체 처리 시퀀스를 실행하는 회로 구조를 도시한다.

본 발명의 목적은 일단 전송된 테스트 신호에 의해 제어되며 최소 처리 복잡도를 고려하는 방법을 설명하는 것이며, 제 1 데이타 심볼과 이 테스트 신호가 제공된 데이타 블록의 송신기와 수신기 사이의 캐리어-주파수 쉬프트의 정확한 시작을 조합 방법으로 정의하는 것이다.

본 발명에 따라, 상기 목적은 수신 신호를 모니터링하여 수신기에서 달성되며 하기의 내용을 위해 청구항 1 항에 청구된 방법 단계의 전체의 시퀀스에 의해 달성된다.

·개별 서브 캐리어 심볼의 복조용 OFDM 심볼 클록을 지정하기 위해

·디지털 주파수 보정을 유도하기 위해

·수신기의 무선-주파수 섹션의 주파수 동기를 보정하기 위해

본 발명에 따른 전체 처리 시퀀스는 도 1 에 도시되어 있다. 게다가, 이 목적은 도 7에 도시되고 청구항 10 항에 청구된 바와 같은 장치에 의해 달성된다. 솔루션의 기본적인 특징은 도 3 에 도시된 주기 시간을 가진 다중 캐리어 테스트 신호가 데이타 블록과 함께 전송되는 것이다. 다중 캐리어 테스트 신호는 청구항 1 항의 a) 내지 i)의 단계에 의해 평가된다. 데이타 블록의 시작을 결정하는 상기 단일-캐리어 테스트 신호를 사용하기 위해, 다중 캐리어 테스트 신호이전에, 추가적으로 처리가 거의 복잡하지 않게 청구항 2 항 및 3 항에 청구된 단일 캐리어 테스트 신호를 전송하는 것은 유리하다. 도 2에 다중 캐리어 전송 시스템에 의한 상기 단일-캐리어 테스트 신호의 생성 법칙이 도시되어 있다. 도 4 내지 6 에 도시된 개별 처리 단계는 일 실시예에서 설명된다.

솔루션의 기본 특징은 도 1의 모든 방법 단계와 관련있는 최적 시퀀스이다. 여기에서, 아직 알려져 있지 않은 파라미터는 각 단계의 파라미터(시간 또는 주파수)의 추정을 방해하지 않는다. 테스트 신호와 테스트 벡터의 적당한 분리에 의해 심볼간 간섭(ISI)과 파라미터 추정 처리시 서브캐리어 간섭에 의해 어떤 노이즈도 발생하지 않는다.

본 발명의 주요 이점은 단일 동기 시퀀스에 의한 심볼 스타트 및 주파수 쉬프트의 조합 추정이다. 동기 시퀀스의 소수의 계산 동작은 특히 단일 FFT 만이 동기에 필요하다는 사실에 유리하다.

본 발명의 다른 이점은 시간 영역의 각 개별 서브캐리어의 차동 변조의 경우, 각각의 쓸수있는 서브 캐리어에 대한 연속적인 위상 보정에 의해, 동기에 필요한 FFT가 데이타 블록의 제 1 OFDM 기준 심볼을 계산하는데 사용될 수 있다. 게다가, 상기 위상 보정 다음에, 코히어런트 복조 또는 주파수 영역의 서브 캐리어 심볼의 등화(equalization)에 대한 채널 추정은 주파수 영역에서 사용될 수 있다.

제 6 항에 지정된 방법 단계에 따른 정수 캐리어-주파수 쉬프트는 특히 확고한 방법으로 결정될 수 있다. 제 7 항의 방법 단계의 데이타 블록의 시작의 미세한 추정은 정확하고 처리 복잡도가 거의 없도록 계산될 수 있다. 이 낮은 전송 채널에 종속된 부정확함은 청구항 8에 청구된 측정으로 보상된다.

무선 기술에 대한 본 발명의 주요한 이점은 단일 캐리어 테스트 신호의 진송에 대해 동시에 단일 OFDM 서브캐리어를 사용하는 것이다. 적당한 방법과 단일-캐리어 동작에 의한 상기 테스트 신호로부터의 협대역 필터링에 의해, 수신기는 심볼 클록과 데이타 블록의 시작을 결정할 수 있는 반면 전력을 절약하고 시간당 계산 동작을 줄일 수 있다. 이 단계는 선택적이며, 특히 시간이 중요할 때 이동 터미널에 대한 시작 동기(start synchronization)에 유리하다. 이 경우, OFDM 모듈은 단일-캐리어 동작 모두에 대해 적당히 스케일될 수 있다.

본 발명은 도면을 참조로 이하에서 상세히 설명된다.

본 발명에 다른 방법의 개별 단계와 상호 관계는 도 1의 실시예에서 자세히 설명될 것이다. 방정식 (1)에 정의된 S_i,k, k ∈ I_M심볼을 포함하는 IFFT 인덱스의 I_M세트가 정의되어 있다.

I_M={N_FFT-(M-int(M/2)-1), ..., N_FFT-(M-int(M/2)), ..., N_FFT-2, N_FFT-1, 0, 1, 2, ..., int(M/2))-1, int(M/2)} (2)

여기에서 int(·)는 ·이하인 최대 정수이다. I_M의 제 1 엘리멘트는 전송된 OFDM 신호(s(t)) 스펙트럼의 최저 주파수에 해당된다.

제 1 방법 단계에서, 데이타 블록의 시작에서의 선택적이고 대략적인 측정 방법은 단일 캐리어 테스트 신호에 의해 실행된다.

단일-캐리어 테스트 신호는 매우 효율적인 자기 상관으로 변조된 길이(L_e)의 복소수 심볼 시퀀스(C_e,i, i=0,...,L_e-1)를 포함한다. 인접한 OFDM 서브 캐리어 그룹은 적어도 L_eOFDM 심볼의 지속 시간에 대한 단일-캐리어 테스트 신호를 형성하는데 사용된다. 이 그룹의 적어도 하나의 서브 캐리어는 이 경우에 심볼 시퀀스(C_e,i)의 변조를 위해 사용된다. OFDM 신호의 나머지로부터 주파수 영역의 보호 주파수대를 형성하기 위해, 이 그룹의 나머지 서브 캐리어들은 각각 제로로 세팅된다. 도 2에 기본 그룹 구조가 도시되어 있다. 일 실시예에 128-IFFT의 IFFT 인덱스(14, 15, 16, 17, 18, 19)를 가진 여섯개의 인접한 서브 캐리어 그룹이 고려된다. 서브 캐리어(16,17)의 키잉(keying)은 2-FSK 변조에 해당한다. 이 서브 캐리어중 하나 또는 단 하나는 각각의 OFDM 신호에서 제로로 세팅되며, 나머지는 복소수 심볼(C_e,i)중 하나로 세팅된다. 서브 캐리어(14, 15, 16, 17, 18, 19)는 각각 영으로 세팅된다. 본 발명은 수신기(receiver)에서 알려져 있으며 단일 캐리어 테스트 신호의 가능한 전송과 다중 캐리어 테스트 신호의 다음의 전송 사이에 위치한 시간(t_Δ＞0)을 정의한다.

수신기는 시퀀스(C_e,i)의 전송에 사용된 수신된 OFDM 서브캐리어 또는 서브캐리어들의 연속 협대역을 평가하여 OFDM 신호의 심볼 클록을 측정하기 위해 단일-캐리어 테스트 신호를 우선적으로 사용한다. 이는 공지된 방법 예를 들면 2-FSK의 경우에 있어서 이른-늦은(early-late) 동기 방법을 사용하여 실행된다. 다음으로 연속 상관에 의해 심볼 시퀀스(C_e,i)의 도착 시간(P_e)에 대한 측정이 이루어진다. 시간(P_e)에서의 이 시퀀스의 동일함(identification)은 다중 캐리어 테스트 신호가 시간(P_e+t_Δ)에 도착했다는 것을 나타낸다. 다중 캐리어 테스트 신호의 측정 및 평가는 대략 이 시간에 시간 윈도우(time window)에서 실행된다. 본 발명에 따른 상기 접근법은, 수신기가 시간 기준에 대한 어떠한 이전 정보가 없을때, 데이타 블록의 시작을 결정하는 다중 캐리어 테스트 신호에 의해 동기 시퀀스의 계산 복잡도를 줄일수 있다.

데이타 블록의 시작에 대한 대략적인 측정은 제 2 방법 단계의 다중 캐리어 테스트 신호(OFDM 테스트 신호)에 의해 실행된다.

베이스 밴드의 OFDM 테스트 신호(a(t), 0≤t≤2T_S)는 지속 시간(2T_G)의 공통 보호 간격(common grard interval)에 선행되는 두개의 코우히시브(cohesive) 이상 신호 형태(c(t), 0≤t≤T)를 포함한다. 이 이중 보호 간격은 0＜T-2T_G≤t＜T의 조건에서 신호 섹션(c(t))과 동일하다. OFDM 테스트 신호의 시간 구조는 도 3에 도시되어 있다. 이 신호(c(t))는 다음과 같으며,

(3)

심볼 블록(c₁=(c_k│k∈I_M))의 IFFT에 의해 디지털적으로 계산된다. c₁은 주기적으로 확장되며, 차동(differentially) 코딩된 복소수 시퀀스를 포함한다. 즉,

(4)

로서 일정한 진폭과 매우 효율적인 주기적인 자기 상관(cyclic autocorrelation) 특성을 가진다. 이는 상호 쉬프트된 시퀀스에 대한 주기적인 자기 상관이 L(예를 들면 1)과 비교하여 낮은 값을 가지는 한정된 길이(L)의 원하는 시퀀스이다. 수신기의 단순한 신호 처리시 바이너리 시퀀스(Q_K)를 사용하는 것이 유리하다.

시퀀스(Q_K)는 θ심볼에 의해 양 측면에서 주기적으로 확장되며, θ는 F_Δ의 정수배로서 캐리어-주파수 쉬프트의 최대 진폭의 측정 범위를 정의한다. 이 결과는 시퀀스로 나타난다.

(5)

신호(c(t))의 상대적으로 적은 진폭 변동을 얻기위해, L+2θ가 L보다 크게 크지 않으며 (M-1)보다 크게 적지 않는 것이 유리하다. L+2θ=(M-1)을 선택할 수 도 있다. 만일 L+2θ＜(M-1)이 선택된다면, IM의 나머지 (M-1-L-2θ) 서브캐리어를 동일 진폭의 임의의 원하는 복소수 심볼로 세팅하는 것이 유리하며, 이에 따라 c(t)의 진폭 변동은 작아진다. 이것은 전송 경로의 네거티브 비선형 효과를 피하는데 유리하다. 다음의 복소수 심볼 시퀀스(X_K)는 요구되는 바와 같이 정의 되고 수신기에 알려져 있으며, 그 최소 길이는 상기 목적을 위해 정의된다.

X_K, K=0, ..., M_r-1, 여기에서 Mr-1(M-L-2θ)(6)

게다가, 심볼 시퀀스(Z_K, K=0, ..., M-2)는 다음과 같다.

(7)

2nd case: (M-1)=L+2θ

Z_K=Q_K ^(Z), K=0, ..., M-2 (8)

라운드(round;·)는 ·이상의 최소 정수를 나타낸다.

심볼 시퀀스(D_K, K=0, ..., M-1)는 Z_K의 차동 코딩(differential coding)에 의해 형성된다.

(9)

심볼(D_K, K=0, ..., M-1)은 서브캐리어 심볼(C_K, K∈I_M)상으로 맵핑된다. 이 맵핑은 이 관계를 이용하여 실행된다.

(10)

이 경우의 [·]는 위치·에서의 I_M의 엘리멘트를 나타낸다.

서브캐리어수(M=49)에 대한 길이(L=35)와 θ=4의 크기를 가진 정수 캐리어-주파수 쉬프트의 바이너리 시퀀스(Q_K)가 이 실시예에서 사용된다. 차동 코딩전의 가능한 심볼 시퀀스(Z_K)는 방정식((5)와(7))을 기초로 다음의 테이블에 도시되어 있다.

* 는 M_r=6에서 해당 시퀀스(Q_K)의 극한을 나타낸다. 심볼(XK, K=0, ..., 5)는 예를 들면 컴퓨터 시뮬레이션에 의해 OFDM 테스트 신호의 크기의 시간 변동을 최소화하기위해 최적화된다.

다중 케리어 테스트 신호에 의해 데이타 블록의 시작을 대략적으로 결정하는 것은 만일 다중 캐리어 테스트 신호가 시간 0 에서 수신된다면, 이 수신된 신호(a₁(t))는 0≤t≤T_G에 대한 ISI 엘리멘트와 T_G≤t≤2T_s에 대한 ISI-프리 엘리멘트를 포함하는 사실에 기초한다. 여기서부터, T_G가 G로 표현되고 T가 디지털 수신기의 N 샘플로서 표현된다.

상관 메트릭은 임의의 갭(gap)이 없이 수신된 두 신호 섹션과 총 지속 시간(2N)의 두 신호 섹션 사이의 N 복소수 샘플에 대한 크로스-상관으로 얻어진다. 실질적으로 일정한 메트릭값은 적어도 G 샘플에 대한 시간 간격에 대해 얻어진다. 만일 상관 메트릭이 연속적으로 계산된다면, 데이타 블록의 시작은 이 G 샘플내에서 대략적으로 결정된다. 이 경우의 위치(P_g)는 상관 메트릭이 공지된 지속 시간의 탐색 윈도우내의 모든 계산된 메트릭값의 최대 또는 최소값이 되는 샘플의 출력이다. 이 값(P_g)은 수신기의 다중 캐리어 테스트 신호의 시간에 대한 대략적인 추정값으로 사용된다. 이 테스트 신호는 길이가 알려져 있기 때문에, P_g는 또한 데이타 블록의 제 1 심볼의 대략적인 시작을 결정한다. 데이타 블록의 시작 결정은 방법 단계(7)에 정의되어 있다.

일 실시예에서, 상술한 소스중 하나로부터 알려진 러닝 메트릭(running metric)은 시간 윈도우([n₁,n₂])의 각각의 샘플 시간(n)에 대한 수신 신호(r(1))의 저장된 복소수 샘플로부터 계산된다.

값(Pg)는 다음식으로 얻어진다.

이때, 수신 신호가 실제로 제공된것으로 가정한다(어떠한 전송 중단도 없음). P_e는 예를 들면 메모리 어드레스를 나타낸다. 선택적으로, 계산시 매우 효율적으로 실행될 수 있지만, 준최적화 메트릭(suboptium metric)이 본 발명에 따라 사용될 수 있다.

(11)

수신기(GC)의 이득 제어와 함께, 이 메트릭은 탐색 윈도우에서의 전송 중단에 매우 적당하다.

테스트 신호의 차단과 미세한 캐리어-주파수 쉬프트의 추정, 즉, 크기가 서브캐리어 분리의 반보다 작은 캐리어-주파수 쉬프트는 제 3 방법 단계에서 실행된다.

일단 값(P_g)이 유효해지면, 다음 신호 엘리멘트는 인식되고, 수신된 디지털 다중 캐리어 테스트 신호(a₁(n))로부터 분리된다.

(12)

δ는 정수이며 추가적으로 벡터(b(n))의 위치를 정의하고 제로값으로 세팅될 수 있다. 이 처리 시퀀스는 도 4에 단순하게 도시되어 있다. b(n)의 본 발명에 따른 분리는 b(n)이 ISI 엘리멘트를 가진 임의의 샘플을 포함하지 않을 것이라는 매우 높은 가능성이 존재함으로서 유리하다. 또한, 심지어 b(n)의 몇몇 샘플이 ISI 노이즈를 포함하더라도 미세한 주파수 쉬프트에 대한 매우 정확한 추정값을 결정함으로서 유리하다.

미세한 캐리어-주파수 쉬프트의 추정값(α)은 신호(b(n))의 2K≤2N 샘플에 대한 계산으로 얻을 수 있다. 상술한 소스로부터 알려진 이 목적의 방법은 다음과 같다.

(13)

Re - 실수부, Im - 허수부

관계식 α= F_v/F_Δ에서, F_v는 절대 캐리어-주파수 쉬프트로서 Hz이다. 캐리어-주파수 쉬프트는 결과적으로 서브캐리어 분리로 계산되고 표준화된다. 그 합은 유리하게 계산자(numerator) 및 제 2 방법의 방정식(13)의 분모에 제공된다.

미세한 캐리어-주파수 쉬프트의 디지털 주파수 보정과 FFT의 계산은 제 4 방법 단계에서 실행된다.

이 경우의 추정값(α)은 신호(, n=0, ..., N_FFT-1)를 생성하는 디지털 오실레이터를 제어한다. N_FFT는 OFDM 신호의 복조를 위한 FFT의 길이이다. N=rN_FFT에서 r은 포지티브 정수이며, 수신기의 오버샘플링 요소를 나타낸다.

다음으로 신호는 신호 엘리멘트(b(n))로부터 분리된다.

c(n) = b(rn+γ), n=0, ..., N_FFT-1, 여기에서 γ는 원하는 임의의 수이며 G＜γ＜N이다.

이 처리 시퀀스는 도 4에 도시되어 있다. γ=N/2를 사용하는 것은 유리하다. 시간 쉬프트(γ) 때문에, 신호(c(n))는 ISI 엘리멘트 없이 a₁(n)으로부터 단지 샘플들만 포함한다.

신호(c(n))는 디지털 오실레이터에 의해 만들어진 신호로 곱해지며 FFT 빌딩 블록(building block)에 인가된다. 다음으로 N_FFT-FFT가 계산된다. 이 처리 시퀀스는 도 4에 단순한 형태로 도시되어 있다. FFT는 값(C¹ _K)를 공급한다. 본 발명의 이점은 디지털 오실레이터를 사용하는 주파수 상관 때문에 FFT 값(C¹ _K)은 서브캐리어 간섭에 의한 임의의 노이즈를 포함하지 않는 이점을 가지며 특히 동기 시퀀스에 대해 유리하다.

FFT 값으로부터 테스트 벡터의 분리 및 위상 보정은 제 5 방법 단계에서 실행된다.

값(C¹ _K)는 FFT 값과 다르며 FET 값은 (φ_K+2πγK/N_FFT)를 통하여 위상 쉬프트에 의한 바로 그 시간의 OFDM 테스트 신호의 제 1 수신 OFDM 네트 심볼(도3)로부터 계산되고 φ_K는 추정 P_g의 부정확에 따른 위상 에러이다. 단지 M 값(C¹ _K)이 필요하며, 즉, I_M의 인덱스를 가진 값이 필요하다. 이 M FFT 값은 엘리멘트(D¹ _K)를 가진 벡터(d₁)를 얻기 위해 분리된다.

(15)

이 처리 시퀀스는 도 5에 도시되어 있다. 다음의 동기화 시퀀스를 위해, 심볼(C¹ _K)의 위상 에러(2πγK/N_FFT)를 제거하는 것은 유리하다. 그러므로 이 심볼들의 각각은로 곱해진다. 이는 엘리멘트(D¹ _K)를 가진 위상-보정 벡터(d₂)로 나타난다.

(16)

이 처리 시퀀스가 또한 도 5에 도시되어 있다. 만일 γ=N/2 가 본 발명에 따라 선택된다면, 이는 유리하게 단순한 곱셈으로 나타난다.

테스트 벡터의 분리와 정수 캐리어-주파수 쉬프트의 추정, 즉, 서브캐리어 분리의 크기의 배수인 캐리어-주파수 쉬프트는 제 6 방법 단계에서 실행된다.

복소수 심볼 시퀀스(z¹ _K)를 포함하는 추정 벡터(z₁)는 이 경우 (D² _K)의 차동 디코딩으로 형성된다.

(17)

여기에서 conj(·)는 ·의 공액 복소수값을 나타낸다.

트레이닝 시퀀스(Q_K)의 위치는 정수 캐리어-주파수 쉬프트를 추정하기 위해 추정 벡터에서 발견된다. 임의의 정수 주파수 쉬프트없이 그 시작(K₀)은 다음에서 발생한다.

(18)

본 발명에 따른 솔루션은 다음의 방법을 사용한 (2θ+1) 상관(M_i, i = -θ, -θ+1, ..., θ-1)을 계산하여 송신기와 수신기 사이의 정수 캐리어-주파수 쉬프트를 결정한다.

(19)

정수 주파수 쉬프트(m)는 값(i)와 동일하게 세팅되며, 이는 최대 상관 크기(│M_i│)에 대응된다.

(20)

이 처리 시퀀스는 도 6에 도시되어 있다.

테스트 벡터의 분리와 데이타 블록의 정확한 시작에 대한 나머지 시간 쉬프트의 추정, 즉, OFDM 데이타 블록의 시작의 미세한 추정은 제 7 방법 단계에서 실행된다.

본 발명에 따른 제 1 데이타 심볼의 심볼 시작의 미세한 추정은 다음 방법을 사용하여 m 을 인식하는 것을 기초로 실행된다.

(21)

여기에서, Z¹ _K=0, k＞0 이고 k＞(M-2) 인 경우

본 처리 시퀀스에 대한 접근 방법은 도 6에 도시되어 있다. 추정 P_f는 덜 부정확(λ＞0)하며, 이는 채널에 의존하고, 전송 단부에서의 보호 간격(T_G)의 적당한 연장에 의해 보상된다.

제 1 OFDM 데이타 심볼의 시작은 제 8 방법 단계의 단계(2,7)의 결과로부터 계산된다.

수신된 데이타 블록의 제 1 OFDM 심볼의 정확한 시작(Δ)은 P_g와 P_f를 정확하게 추가함으로써 본 발명에 따라 얻어진다.

(22)

여기에서 int(Δ)는 수신 신호의 복소수 샘플에 대한 메로리의 어드레스로 사용되며 데이타 블록의 제 1 데이타 심볼의 제 1 샘플의 정확한 위치를 지정한다. 이 값(Δ)은 또한 수신기의 아날로그/디지털 컨버터의 샘플링 클록을 제어하는 제어 변수로 사용될 수 있다.

송신기와 수신기 사이의 캐리어-주파수 쉬프트는 제 9 방법 단계의 단계(3,6)의 결과를 사용하여 계산된다.

전체 캐리어-주파수 쉬프트(ε)는 송신기와 수신기 사이에서 서브캐리어 분리에 따라 표준화되고 m 과 α를 추가하여 본 발명에 따라 획득된다.

(23)

이 추정값은 수신기의 주파수 합성의 디지털 주파수 보정 또는 팔로우-업(follow-up) 제어에 사용된다.

본 발명에 따른 전체 제어 시퀀스는 ,개별 방법 단계의 시퀀스와 함께, 도 1에 도시되어 있다. 해당 구조는 도 7에 도시되어 있다.

Claims

데이타 블록의 단일 전송을 위한 다중 캐리어 신호를 수신하는 방법으로서, 주기적인 시간 구조를 가진 다중 캐리어 테스트 신호가 데이타 블록과 함께 전송되고, 디지털 수신기에서 하기의 단계에 따라 순서대로 실행된 후에, 상기 데이타 블록의 제 1 데이타 심볼의 시작과 송신기와 수신기 사이의 임의의 캐리어-주파수 쉬프트의 조합 측정에 사용되는 방법에 있어서,

a) 어떤 FFT도 처리시 계산하지 않고 다중 캐리어 테스트 신호를 평가함에 의해 데이타 블록의 시작을 대략적으로 측정하는 단계.

b) 어떤 FFT도 처리시 계산하지 않고 상기 주기적인 다중 캐리어 테스트 신호의 일부를 분리하고 평가함에 의해 송신기와 수신기 사이에 존재할 수 있는 미세한 캐리어-주파수 쉬프트를 결정하는 단계.

c) 상기 주기적인 다중 캐리어 테스트 신호로부터 N_FFT샘플을 분리하고 디지털 주파수 보정하며, 이 값들로부터 길이(N_FFT)의 FFT를 계산하는 단계.

d) 상기 계산된 FFT 값들로부터 길이(M＜N_FFT)의 테스트 벡터(d₁)를 분리하고 위상 보정하는 단계.

e) 상기 위상 보정된 테스트 벡터(d₁)를 차동 디코딩하여 길이(M-1)의 테스트 벡터(z₁)를 계산하는 단계.

f) 상기 z₁으로부터 적어도 (L+2θ)값을 분리하고, 기본적이면서 알려진 길이 L의 트레이닝(training) 시퀀스(Q_K)를 사용하여 (2θ+1) 상관을 수행함에 의해, 송신기와 수신기 사이에 존재할 수 있는 서브캐리어 간격의 최대값이 θ 인 임의의 정수 캐리어-주파수 쉬프트를 측정하는 단계.

g) 적어도 서브 시퀀스로서 Q_K를 포함하는 기본적이면서 알려진 최대 길이(M-1)의 트레이닝 시퀀스를 가진 테스트 벡터(z₁)를 상관함에 의해 데이타 블록의 시작을 미세하게 측정하는 단계.

h) 방정식 (22)에 따라, 상기 a)와 g)로부터의 결과를 조합하여 데이타 블록의 제 1 데이타 심볼의 시작을 정확하게 결정하는 단계.

i) 방정식 (23)에 따라, 상기 b)와 f)로부터의 측정값을 조합하여 송신기와 수신기 사이의 총 캐리어-주파수 쉬프트를 정확하게 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 데이타 블록의 시작을 대략적으로 측정하는 단계는 우선적으로 실행되며, 추가적으로 수신기에서 공지된 시간 간격(tΔ)으로 다중 캐리어 테스트 신호 이전에 전송되는 단일-캐리어 테스트 신호를 평가함에 의해 실행되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 2 항에 있어서, 상기 단일-캐리어 테스트 신호는 다중 캐리어 전송 시스템의 인접 서브 캐리어 그룹에 의해 생성되며, 상기 그룹의 적어도 하나의 서브 캐리어는 수신기에서 공지되고 유한 길이를 가진 복소수 심볼 시퀀스의 전송에 사용되며, 상기 다른 서브 캐리어는 주파수 분리를 위해 제로로 세팅되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 다중 케리어 테스트 신호는 차동 코딩된 심볼들을 가진 길이(M)의 심볼 블록(c₁)에 할당되는데,

a) 코우히시브(cohesive) 섹션에서, c₁은 양면에서 주기적으로 확장되고 길이(L)로서 일정한 크기를 가지며 매우 우수한 주기적 자기 상관이 이루어지는 트레이닝 시퀀스(Q_K)를 포함하며,

b) 상기 트레이닝 시퀀스의 양면의 주기적인 확장 길이는 송신기와 수신기 사이에서 최대 가능 크기를 가진 정수 캐리어-주파수 쉬프트(θ)와 적어도 동일하며,

c) c₁은 또한 동일하게 일정한 크기의 임의의 필수 심볼을 가진 제 2 트레이닝 시퀀스를 포함하며, 상기 심볼은 트레이닝 시퀀스(Q_K)을 주기적으로 확장함에 의해 양면에 인접해지는 것을 특징으로 하는 방법.
a) 상기 심볼 블록(c₁)은 IFFT 에 의해 처리되며,

b) IFFT 출력 벡터는 두배 길이까지 주기적인 반복에 의해 계속되며,

c) b)에서 얻은 주기 신호에는 프리픽스(prefix)로서, 상기 신호의 끝부분의 카피(copy)를 나타내며 다중 캐리어 전송 시스템의 각각의 데이타 심볼의 보호 간격(TG)의 두배인 보호 간격이 제공되는 것을 특징으로 하는 다중 캐리어 테스트 신호를 생성하는 제 4 항에 따른 방법.
제 1 항의 f) 및 제 4 항에 있어서, 상기 송신기와 수신기 사이의 정수 캐리어-주파수 쉬프트를 결정하는 방법은 FFT를 계산하고 난후,

a) 각각의 (2θ+1) 상관에 대해, 길이(L)의 벡터 섹션은 테스트 벡터(z₁)로부터 분리되고 공액 복소수 트레이닝 시퀀스(Q_K)에 의해 엘리멘트-바이-엘리멘트로 다중화되는 단계.

b) k₀이 다중 테스트 신호의 심볼 블록(c₁)의 Q_K의 제 1 심볼의 위치일 때, 제 1 상관의 벡터 섹션의 제 1 엘리멘트는 위치(k₀-θ)에 존재하는 단계.

c) 두개의 연속 상관의 분리된 벡터 섹션은 (L-1)엘리멘트에 의해 각각 오버랩되는 단계.

d) 계산된 (2θ+1) 상관 결과로부터, 최대 크기를 가진 상관 결과가 결정되는 단계.

e) 최대 크기를 가진 상관 결과를 제공하는 벡터 섹션의 초기 위치로부터의 k₀의 정수의 불일치는 정수 캐리어 주파수 오프셋을 결정하는데 사용되는 단계에 의해 실행되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 1 항의 g) 및 제 4 항과 제 6 항에 있어서, 상기 데이타 블록의 시작을 미세하게 결정하는 단계는 차동 코딩되고 다음으로 공액 복소수를 가지는 미세한 정수 쉬프트를 통해 쉬프트되는 심볼 블록(c₁)으로 테스트 벡터(z₁)를 상관하고 이 방법으로 얻어진 상관 결과의 각도를 계산함에 의해 FFT를 계산한 후에 실행되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 7 항에 있어서, 상기 다중 캐리어 전송 시스템의 각각의 심볼 신호에 필요한 상기 보호 간격은 적어도 상기 데이타 블록의 시작을 미세하게 결정하는 부정확도에 의해 전송 단부에서 연장되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 1 항의 a) 및 제 2 항과 제 5 항에 있어서, 매트릭이 한정된 샘플수내에서 수신 신호의 각각의 샘플에 대해 방정식(11)에 따라 계산되며, 상기 모든 샘플을 수신한 후에, 모든 계산된 메트릭의 최대값은 데이타 블록의 시작을 대략적으로 결정하기 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
적어도 하나의 복소 벡터 곱셈기 및 적어도 하나의 복소 벡터 가산기 뿐 아니라, 각각 FFT 값과 처리 시퀀스의 결과에 대한 메모리, 복소수 곱셈기/가산기와 같은 FFT 를 계산하기 위한 적어도 하나의 장치, 각각 tan^-1, 루트 계산 및 디지털 주파수 합성을 계산하는 적어도 하나의 장치, 및 각각 분리, 차동 디코딩 및 각각의 테스트 시퀀스의 상관을 위한 적어도 하나의 장치를 포함하며,

10.1 제공된 다른 방법 단계의 하나의 동일한 빌딩 블록이 다중 사용되며,

10.2 수신 신호의 두개 복소 샘플(r(1), r(1-N))의 각각에 대한 곱셈기는 각각 적어도 하나의 FIFO(선입 선출) 메모리(F1)에 접속되며,

10.3 어큐뮬레이터(A1)는 적어도 입력과 FIFO 메모리(F1)의 부정 출력(negated output)에서 입력값을 수신하고 메모리(S1)에 계산된 결과를 기록하며,

10.4 크기를 제곱하거나 루트 계산하는 장치(V1)는 상기 어큐뮬레이터(A1)에 접속되며,

10.5 시간 동기를 위해 메트릭을 계산하는 계산 장치는 적어도 상기 장치(V1)로부터 입력값을 수신하며 메트릭 메모리(MS)에 계산된 메트릭값을 기록하며,

10.6 최대 또는 최소값을 검색하는 장치는 메모리(MS)에 접속되고, 메모리(S1)에 어드레스하며 tan^-1을 계산하는 적어도 하나의 장치를 제어하며, 테스트 신호로부터 메모리(S1) 뿐 아니라 아이솔레이터(I1;isolator)에 접속되며,

10.7 tan^-1을 계산하기 위한 장치로부터 공급되는 디지털 주파수 동기용 장치의 출력에 의해 아이솔레이터(I1)로부터 테스트 신호의 벡터를 곱하는 장치는 FFT 장치용 입력값을 공급하며,

10.8 FFT 값에 대한 메모리(S2)는 테스트 벡터로부터 아이솔레이터(I2)에 접속되며,

10.9 ROM(판독 전용 메모리)의 출력에 의해 아이솔레이터(I2)의 테스트 벡터의 벡터를 곱셈하는 장치는 차동 디코딩용 장치에 접속되며 그 결과는 메모리(S3)에 기록되며,

10.10 상기 메모리(S3)는 트레이닝 시퀀스(Q_K)로 상관하는 테스트 벡터를 제공하는 아이솔레이터(I3)에 접속되며, 아이솔레이터(I3)의 출력은 공액값(Q_K)을 포함하는 ROM 트레이닝 벡터에 의해 벡터를 곱셈하기 위한 장치에 접속되고, 계산된 값의 평균은 크기를 구성하기 위한 장치로부터 메모리(S4)로 기록되며,

10.11 최대값을 검색하는 장치는 메모리(S4)와 정확한 캐리어 주파수 쉬프트(ε)를 계산하기 위해 계산 유니트(R2)에 접속되며,

10.12 계산된 정수 캐리어 주파수 쉬프트에 의해 제어되는 벡터 곱셈을 위한 장치는 메모리(S3)로부터 테스트 벡터의 아이솔레이터(I4)에 접속되며 트레이닝 시퀀스 공액값(Z_K)에 대한 ROM에 접속되고, 계산된 벡터는 엘리멘트-바이-엘리멘트로 가산되며 tan^-1을 계산하기 위한 장치에 인가되고, 상기 장치의 출력부는 데이타 블록의 제 1 OFDM 심볼의 정확한 위치(Δ)를 계산하는 계산 유니트(R1)에 접속되며,

10.13 상기 계산 유니트(R1, R2)는 적어도 하나의 실수 가산기 뿐 아니라 상수에 의한 적어도 하나의 곱셈기를 포함하며, 그 결과를 동기화의 결과에 대한 메모리에 기록하는 상기 도 7에 도시된 회로 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 제 1 항 내지 제 5 항중 어느 한 항의 방법을 이용한 장치.