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KR19990036012A - 적응 역확산기 - Google Patents

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KR19990036012A
KR19990036012A KR1019980700676A KR19980700676A KR19990036012A KR 19990036012 A KR19990036012 A KR 19990036012A KR 1019980700676 A KR1019980700676 A KR 1019980700676A KR 19980700676 A KR19980700676 A KR 19980700676A KR 19990036012 A KR19990036012 A KR 19990036012A
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KR
South Korea
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symbol
prediction
sequence
format
despreading
Prior art date
Application number
KR1019980700676A
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Inventor
아더 로스
Original Assignee
밀러 럿셀 비
퀄컴 인코포레이티드
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Filing date
Publication date
Application filed by 밀러 럿셀 비, 퀄컴 인코포레이티드 filed Critical 밀러 럿셀 비
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Abstract

직접 시퀀스 확산 스펙트럼 신호를 적응적으로 역확산하는 방법 및 장치. 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 신호는 횡단 필터 (101) 에 공급된다. 필터 (101) 의 출력은 역확산기 (120) 에 의해 역확산되어 심볼 예측기 (122) 에 의해 결정된 소프트 심볼을 제공한다. 소프트 심볼은, 하드 심볼이라 불리우는 소프트 심볼 데이터의 에러 보정 버전을 발생하는 결정 회로 (124) 에 공급된다. 하드 심볼의 값은 감산기 (126) 에 의해 소프트 심볼로부터 감산되어 에러 심볼을 발생한다, 에러 심볼은 탭 적응기 (103) 에 의해 사용되는 LMS 알고리즘에 의해 횡단 필터의 탭 값을 계산하도록 사용된다.

Description

적응 역확산기
소오스 위치로부터 물리적으로 떨어진 사용자 목적지로 정보를 전송하기 위하여 통신 시스템이 발전되어 왔다. 소오스 및 사용자 위치를 연결하는 통신 채널을 통해 이러한 정보 신호가 전송되도록 아날로그 및 디지털 방법이 사용되어 왔다. 디지털 방법은 아날로그 기술보다 이로운 몇가지 이점, 예를 들어, 채널 노이즈 및 간섭에 대한 개선된 면역, 증가된 용량, 및 암호화의 사용을 통한 개선된 통신의 보안을 제공한다.
통신 채널을 통해 소오스 위치로부터 정보 신호를 전송하는데 있어서, 정보 신호는 먼저 채널을 통한 효과적인 전송에 적합한 형태로 변환된다. 정보 신호의 변환 또는 변조는 그 결과의 변조된 반송파의 스펙트럼이 채널 대역폭내에 제한되도록 정보 신호에 기초하여 반송파의 파라미터를 변화시키는 것을 포함한다. 사용자 위치에서, 본래의 메시지 신호는 채널을 통한 전파에 이어 수신된 변조된 반송파의 버전으로부터 복사된다. 이러한 복사는 일반적으로 소오스 전송기에 의해 사용된 변조 처리의 반전을 사용하여 성취된다.
변조는 또한 다중 액세스, 즉, 공통 채널을 통한 몇 개의 신호의 동시 전송을 이용한다. 다중 액세스 통신 시스템은 통신 채널에 연속적인 액세스보다 비교적 짧은 기간의 간헐적인 서비스를 필요로 하는 복수의 원격 가입자 장치를 포함한다. 짧은 기간동안 한셋트의 가입자 장치와 통신을 가능하기 하기 위해 설계된 시스템을 다중 액세스 통신 시스템이라 한다.
특정 형태의 다중 액세스 통신 시스템이 확산 스펙트럼 시스템으로서 공지된다. 확산 스펙트럼 시스템에서, 사용되는 변조 기술은 통신 채널내의 넓은 주파수 대역을 통해 전송된 신호를 확산시킨다. 다중 액세스 확산 스펙트럼 시스템의 하나의 형태는 코드 분할 다중 액세스 (CDMA) 변조 시스템이다. 시분할 다중 액세스 (TDMA), 주파수 분할 다중 액세스 (FDMA) 등의 다른 다중 액세스 통신 시스템 기술 및 진폭 압신 단일 측파대 등의 AM 변조 기술이 공지되어 있다.
그러나, CDMA 는 다중 액세스 통신 시스템을 위한 이러한 변조 기술보다 많은 이점을 갖는다. 다중 액세스 통신 시스템의 CDMA 기술의 사용은 발명의 명칭이 "위성 또는 지상 중계기를 이용한 확산 스펙트럼 다중 액세스 통신 시스템" 인 미국 특허 제 4,901,307 호와 발명의 명칭이 "CDMA 셀룰라 전화 시스템의 신호 파형을 발생시키기 위한 시스템 및 방법" 인 미국 특허 제 5,103,459" 에 개시되어 있으며, 이들은 본 발명의 양수인에게 양도되었으며, 참고로 여기에 기재하였다.
CDMA 셀룰라 전화 시스템에서, 동일한 주파수 대역이 모든 셀의 통신에 사용된다. 처리 이득을 제공하는 CDMA 파형 특성은 또한 동일한 주파수 대역을 차지하는 신호를 식별하는데 사용된다. 더욱이, 경로차가 PN 칩 존속 기간 또는 대역폭분의 1을 초과하면, 고속 의사 잡음 잡음 (PN) 변조는 상이한 많은 전파 경로를 분리하도록 한다. 1㎒의 PN 칩 속도가 사용되면, 다중 경로 복조는 소망의 경로로부터의 경로 지연이 1 마이크로초이상 다른 경로에 대하여 사용될 수 있다. 1 마이크로초 경로 지연차는 1,000 피트의 경로 거리차에 대응한다. 도외지역 환경은 1 마이크로초를 초과하는 경로 지연차를 제공하고, 몇몇의 영역에서는 10-20 마이크로초까지 제공할 수 있다.
종래의 셀룰라 전화 시스템에 의해 사용되는 아날로그 FM 변조 등의 협대역 변조 시스템에서, 다중 경로의 존재는 심각한 페이딩 특성을 초래할 수 있다. 그러나, 광대역 CDMA 변조에 의해, 상이한 경로가 복조 처리에서 식별될 수 있다. 이 식별은 다중 경로 페이딩의 심각성을 크게 감소시킨다. 다중 경로 페이딩은 CDMA 식별 기술에 의해 전체적으로 제거되는 것은 아니다. 이것은 특정 시스템을 위한 최소 경로 지연보다 작은 지연차를 갖는 경로가 존재하기 때문이다. 이 순서상에 경로 지연을 갖는 신호는 복조기에 대하여 식별될 수 없다. 그러므로, 페이딩의 효과를 더 감소시키기 위하여 시스템이 사용되도록 하는 몇가지 형태의 다이버시티가 존재하는 것이 바람직하다.
페이딩의 해로운 효과는 CDMA 시스템의 전송기 전력을 제어함으로써 다소 제어될 수 있다. 셀 사이트 및 이동 장치 전력 제어를 위한 시스템이 발명의 명칭이 "CDMA 셀룰라 이동 전화 시스템의 송신 전력을 제어하는 방법 및 장치" 인 미국 특허제 5,056,109 호에 개시되어 있으며, 이것은 본 발명의 양수인에게 양도된 것이며, 참고로 여기에 기재한다. 더욱이, 핸드오프 처리동안 이동 장치가 셀 사이트와 통신하는 이동 장치와 함께 셀 사이트 서비스 영역 사이를 전이하면, 다중 경로의 효과는 핸드오프 (hand-off) 모드에서 감소할 수 있다. 핸드오프 기술은 발명의 명칭이 "CDMA 셀룰라 전화 시스템의 소프트 핸드오프" 인 미국 특허 제 5,101,501 호에 개시되어 있으며, 이것은 본 발명의 양수인에게 양도되었으며,참고로 여기에 기재하였다.
다중 경로의 존재는 광대역 CDMA 시스템에 경로 다이버시티를 제공할 수 있다. 2 개이상의 경로가 1 마이크로초보다 큰 경로 지연차를 사용하면, 2개 이상의 수신기가 신호를 개별적으로 수신하도록 사용될 수 있다. 이들 신호가 다중 경로 페이딩의 독립성 (즉, 함께 페이딩되지 않음) 을 나타내므로, 2 개의 수신기의 출력은 결합 다이버시티일 수 있다. 이 분류의 결합 수신기를 수행하기 위한 방법 및 장치는 발명의 명칭이 "CDMA 셀룰라 전화 시스템의 다이버시티 수신기" 인 미국 특허 제 5,109,390 호에 서술되어 있으며, 이것은 본 발명의 양수인에게 양도된 것으로, 참고로 여기에 기재하였다.
발명의 개요
본 발명은 해결되지 않은 다중 경로 페이딩이 존재하는 상태에서 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 수신기의 성능을 강화하는 신규하고 개선된 방법 및 장치에 관한 것이다. 본 발명은 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 수신기를 위한 상술한 미국 특허 제 5,101,501 호에 서술된 다이버시티 수신기 구조의 다른 방법이다. 본 발명은 다이버시티 수신기와 기능에 있어서 유사하지만, 해결되지 않은 다중 경로가 존재하는 상태에서 간략성과 개선된 성능을 갖는 이점이 있다. 또한, 내부 응용에 바람직할 수 있는 높은 데이터 속도 시스템에 더 적절하다. 신규성은 종래의 적응 등화기내의 역확산 및 재확산 동작의 결합에 놓여 있다.
800 내지 2000 ㎒ 범위의 내부 환경에서 탐색된 다중 경로 전파 채널은 더 짧은 지연 확산을 갖는다. 확산은 빌딩의 크기, 자연, 벽의 설계, 및 다른 요인에 의존하여 대략 20 ns 내지 300 ns 의 범위일 수 있다. 다중 경로 성분 사이의 지연이 확산 시퀀스 칩에 비교하여 크면, 셀룰라 외부 환경의 직접 시퀀스 수신에 사용되는 다이버시티 수신기가 가장 효과적이다. 표준 CDMA 설계에 있어서, 상술한 미국 특허 제 4,901,307 호 및 제 5,103,459 호에 상술한 바와 같이, 칩 존속 기간은 대략 800 ns 이상이다. 지연 확산에 대한 긴 칩 존속 기간은 다이버시티 수신기의 복조된 하나의 신호만이 유용하다는 것을 의미한다. 더욱이, 해결되지 않은 다중 경로는 다이버시티 수신기의 복조된 하나의 신호로부터 출력의 평탄한 레일리 (Rayleigh) 페이딩을 유도한다. 그러므로, 더 긴 지연을 가질 수 있는 다이버시티 수신기 이득은 성취되지 않는다.
짧은 지연 확산은 다중 경로 신호를 조절하는 신규한 방법이 필요하다는 것을 제안한다. 본 발명은 이 목표를 성취하기 위하여 등화기 유사 구조를 사용한다. 본 발명의 목적은 다중 경로 전파로부터 발생되는 심볼간의 간섭을 감소시키는 것이다. 최소 평균 제곱 (LMS) 알고리즘을 사용한 등화기는 일반적으로 각각의 심볼 결정에 기초하여 횡단 필터의 갱신 탭 가중치로 피드백하는데 사용된다. LMS 알고리즘은 탭 가중치에 대하여 에러 기능의 반전 그래디언트 (gradient) 를 예측하고, 예측된 그래디언트에 대향하는 방향으로 탭 가중치를 조절한다. 채널 통계와 이득의 합당한 조건하에서, 필터는 심볼간 간섭을 이동하는데 효과적인 상태로 수렴된다. LMS 알고리즘은 간략성, 계산의 용이성, 및 데이터의 반복을 필요로 하지 않으므로 널리 사용된다. 그러나, 본 발명에서는, 직접 시퀀스 확산 때문에 LMS 알고리즘을 직접 적용하지 않는다.
CDMA 셀룰라 및 PCS 시스템에서, 다중 경로 확산은 심볼 시간 (수십 마이크로초) 보다 칩 시간 (수십 내지 수백 나노초)에서 심볼간 간섭을 유도한다. 그러므로, 본 발명의 적응 등화기는 칩당 에러의 피드백으로 기능한다. 이것을 수행하기 위하여, 데이터 변조는 역확산 신호, 예측된 에러, 및 탭 가중치 보정으로서 피드백되기전의 본래의 의사 잡음 시퀀스에 의해 재확산된 소프트 및 하드 결정간의 차로부터 예측되어야 한다.
본 발명의 예시적인 수행은 파일럿 채널을 복조하는데 사용된다. 파일럿 채널은 기본 타이밍 동기 정보를 제공하는데 사용되는 채널이며 데이터를 반송하지 않는다. 파일럿 채널의 사용과 수행은 상술한 미국 특허 제 5,103,459 호에 상세히 설명되어 있다. 본 발명은 변형하여 다른 정보 채널을 복조하는데 사용될 수 있다.
본 발명은 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 해결되지 않은 다중 경로 페이딩이 존재하는 상태에서 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 수신기의 성능을 강화하는 신규하고 개선된 방법과 장치에 관한 것이다.
본 발명의 특징, 목적, 및 이점은 도면을 참조하여 설명한 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다. 여기서 동일 부재는 동일 참조 번호를 사용하였다.
도 1 은 본 발명에 의한 블록도이다.
도 1 은 광대역 채널의 등화를 허용하는 신규한 적응 역확산기 구조를 나타낸다. 도 1 에 도시하지는 않았지만, 공지된 바와 같이, 주파수에 있어서 확산 스펙트럼 신호를 다운 컨버팅하고 디지털 베이스밴드 신호로 변환하는 수신기가 있다. 적응 역확산기 (100) 은 횡단 필터 (101), 최소 평균 제곱 (LMS) 탭 갱신 회로 (103) 및 심볼 예측, 역확산 및 재확산 회로 (121)를 구비한다. 적응 역확산기 (100) 는 개별적인 소자로 구성된다. 예시적인 실시예에 있어서, 적응 역확산기 (100) 는 서술된 기능을 수행하기 위하여 프로그램된 마이크로프로세서 또는 마이크로 제어기에서 수행된다. 별도의 타이밍 블록은 도 1 에 도시하지 않았지만, 그러한 클록 타이밍은 마이크로프로세서 또는 마이크로 제어기내에 제공되거나 독립 타이밍 소오스에 의해 제공된다.
횡단 필터 (101) 는 확산 스펙트럼 신호의 베이스밴드 버전 (version) 을 나타내는 디지털 신호 (R)을 수신하는 유한 임펄스 응답 (FIR) 필터이다. 횡단 필터 (101) 는 가장 최근에 수신된 샘플 (R(n)) 및 이전에 수신된 샘플 (R(n), R(n-1), R(n-2), R(n-3), R(n-4)) 에 기초하여 필터링된 신호를 발생한다. 도 1 에 나타낸 구조는 5 개의 탭을 갖는다. 그것이 필터링된 값이며, S(n) 은 수신된 값 (R(n)), 및 합산 소자 (146) 에 제공된 이전에 수신된 샘플 (R(n), R(n-1), R(n-2), R(n-3), R(n-4)) 에 기초한다. 예시적인 실시예에 있어서, 도시한 구조는 5 개의 탭 FIR 필터이지만, 임의의 수의 탭이 수행 조건과 부합되도록 사용될 수 있다.
수신된 신호는 일련의 지연 소자 (102, 104, 106, 108) 에 공급된다. 확산 스펙트럼 통신 시스템에 있어서, 전송된 정보의 가장 작은 부분을 칩이라 한다. 각각의 칩은 소정의 칩 주기를 갖는다. 각각의 지연 소자 (102, 104, 106, 108) 는 신호의 샘플링 주기와 동일한 값만큼 수신된 칩을 지연시킨다. 예시적인 실시예에서, 입력 샘플링 속도는 칩 속도의 작은 정수배이다. 예를 들어, 칩 속도가 1.25㎒ 이면, 정수배가 4로 되어 대응하는 샘플링 속도가 5 ㎒ 로 된다. 지연 소자 (102, 104, 106, 108) 는 공지된 래치 또는 다른 메모리 소자를 사용하여 수행될 수 있다.
현재의 샘플 (R(n)) 과 지연 소자 (102, 104, 106, 108) 각각의 출력은 각각 승산기 (110, 112, 114, 116, 118) 에 공급된다. 승산기 (110, 112, 114, 116, 118)에서, 샘플 값은 각각 후술하는 LMS 탭 갱신 회로 (103) 에 의해 계산된 가중 탭 값 (w1, w2, w3, w4, w5) 만큼 가중된다. 가중된 샘플 값의 각각은 합산기 (Σ) (146) 에 공급된다. 합산기 (146) 는 가중된 샘플 값의 각각을 합산하여 출력값 (Sn)을 발생한다. 합산기 (146) 는 칩 주기당 1 인 칩속도에서 필터링된 값 (Sn)을 출력한다.
횡단 필터 (101) 로부터의 출력 칩 (Sn) 은 심볼 예측, 역확산 및 재확산 회로 (121) 에 공급된다. 출력 칩 (Sn) 은 승산기 (120) 에 공급된다. 승산기 (120) 에서, 필터링된 입력 칩 (Sn) 은 칩속도에서 의사 랜덤 시퀀스 (PRS) 발생기 (132) 에 의해 공급된 의사 랜덤 시퀀스의 2진수와 승산된다. 승산기 (120) 의 곱은 심볼 예측기 (122) 에 공급된다. 심볼 예측기 (122) 는 역확산 심볼을 발생하기 위하여 칩 주기보다 큰 심볼 주기동안 승산기 (120) 으로부터의 출력의 결과를 적분한다. 심볼 예측기 (122) 는 공지의 디지털 적분기로 형성될 수 있다. 심볼 예측기 (122) 는 또한 심볼 맵핑 (mapping) 을 제공할 수 있고, 적분된 칩 값은 소정의 맵핑에 의해 소프트 심볼로 맵핑된 제 1 심볼 예측을 제공한다. 일반적인 맵핑은 하다마르 (Hadamard) 변환 맵핑이 있다.
확산이 바이폴라 페이즈 시프트 키 (BPSK) 이면, 역확산 시퀀스는 전송기에서 사용된 확산 시퀀스와 동일한 바이폴라 (±1) 값이어야 한다. 확산이 직각 위상 시프트 키 (QPSK) 이면, 일반적으로 그 I 와 Q 성분은 바이폴라 값이 되고, 역확산 시퀀스는 전송기에 의해 사용되는 확산 시퀀스의 켤레 복소수이다. 예시적인 실시예에 있어서, PRS 발생기 (132) 는 시프트 레지스터를 사용하여 공지의 설계 및 수행을 행한다.
역확산 동작은 본래의 전송된 관련 신호에 존재하는 데이터 변조에 대응하는 저역 신호 성분을 산출한다. 다른 기지국으로부터의 간섭은 의사 잡음 승산에 의해 억압되지 않고 미국 특허 제 4,901,307 호 및 제 5,103,459 호에 상술한 바와 같이 광대역 파형이 잔존한다.
심볼 예측기 (122) 는 합산기 (146) 의 출력을 동작시킨다. 심볼 예측기 (122) 는 횡단 필터 (101) 로부터 샘플을 필터링하거나 처리하고, 각각의 심볼 주기동안 전송된 변조 심볼의 예측을 발생한다. 정상적으로 많은 수의 칩이 각각의 심볼에 영향을 주고, 데이터 속도에 대한 확산 대역폭의 큰 비율에 반영된다. 이 심볼 예측기의 출력은 도 1 의 '소프트 심볼'이라 한다.
소프트 심볼은 또한 결정 회로 (124) 에 의해 처리된다. 결정 회로 (124) 의 출력은 본래 전송된 변조 심볼의 재구성인 복소수값이다. 파일럿 신호를 복조하는 경우, 그 심볼은 1+0j 등의 단일 복소수에 의해 표현된다. 파일럿 신호를 복조하는 경우, 결정 회로 (124) 는 심볼 예측기 (122) 에 의해 제공된 적분 칩값이 상수와 비교되는 비교기이다. 결정 회로 (124) 의 이러한 수행은 복조되지 않은 파일럿 예측을 발생하는데 유용하다. 반면에, 결정 회로 (124) 는 그 최종 결정의 결과로서 재부호화된 채널 심볼을 공급하는 비타비 (Viterbi) 디코더 등의 복합 회로일 수 있다.
에러 파형은 심볼 예측기 (122) 에 의해 제공된 소프트 결정 심볼 및 결정 회로 (124) 에 의해 제공된 하드 결정 심볼 사이의 차로서 산출된다. 이 복합 에러 (e(n)) 는 지연 소자 (130) 에 의해 지연된 PRS 발생기 (132) 에 의해 제공된 의사 랜덤 시퀀스에 의해 승산기 (128)에서 재확산된다. 지연 소자 (130) 는 공지의 래치 또는 메모리 소자로 구성될 수 있다.
탭 가중치 갱신은 LMS 탭 갱신 회로 (103) 의 LMS 알고리즘에 따라 계산된다. 변조 심볼이 아니고 본래의 확산 신호 샘플이 사용되어야 한다. 이것은 신호가 심볼 결정을 위한 역확산 및 탭 갱신을 위한 재확산인 점에서 일반적인 LMS 적응 등화기와 다르다.
결정 회로 (124) 의 구조는 그 응용에 따라 상이한 수행을 갖는다. 예시적인 실시예에 있어서, 순방향 링크 전력의 실질적인 부분이 변조되지 않은 파일럿 이외의 확산에 기여하고, 전송된 심볼은 상수로 된다. 결정 회로 (124) 의 출력은 수신 신호에 의존하지 않고, 1+j0 등의 상수이다. 그러므로, 소프트 심볼은 역확산기 출력의 단기 평균이고, 심볼 에러는 이들 단기 평균과 일정 타겟 사이의 차이다.
심볼 결정은 많은 칩의 값에 기초한다. 그러므로, 그들이 구성된 마지막 칩후에 소정 시간까지 사용될 수 없다. 이 지연 때문에, 수신 신호 (R(n)) 는 LMS 탭 갱신 회로 (103) 에 제공되기 전에 지연되어야 하며, 의사 랜덤 시퀀스는 승산기 (128) 에 제공되기 전에 지연되어야 한다. 지연 소자 (130) 는 의사 랜덤 시퀀스를 지연하고 지연 소자 (176) 는 수신 신호 (R(n)) 에 지연을 제공한다. 이들 지연은 길이에 있어서 하나이상의 데이터 심볼이다. 비타비 디코더 측 정보가 사용되면, 최종 심볼 결정 래그 (lag) 가 디코더의 절단 길이 이상 만큼 수신되므로, 지연은 몇 개의 심볼이다.
도 1 의 지연은 채널 샘플과 정렬된 시간으로 결정 에러를 피드백시킨다. 그러므로, 그들은 존속기간동안 대략 하나의 심볼이다. 전형적인 심볼 주기는 순방향 링크상에서 52.1 ㎲ 이고 역방향 링크에서 208.3 ㎲ 이다. 확산 코드 지연은 칩당 2 비트, 또는 128 및 512 비트만을 기억할 필요가 있다. 그러므로, 8X 과도샘플링에서의 신호 샘플 및 I 및 Q를 위한 4 비트는 각각 8192 및 32768 비트를 필요로 한다.
코드 속도 (ρ), m-진 변조, 데이터 속도 (R)를 갖는 시스템에서, 심볼 주기는 다음과 같이 주어진다:
샘플에 대한 지연은 다음과 같이 계산된다:
여기서, S 는 신호에 대한 과도샘플링비이다.
하나는 다중 경로 신호의 총 지연 범위에 대하여 횡단 필터 (101) 에 필요한 탭의 수를 계산할 수 있다. 그러므로, 지연 범위가 200 나노초로 설정되면, 20 ㎒ 의 샘플링 속도에서, 탭의 수가 다음과 같이 계산된다:
200ns⋅20MHz+1≥5taps
이것은 핸드셋트의 이동에 의해 분명한 다중 경로의 단기 변화를 따르기에 충분한 다중 경로의 적응 속도에 의존한다. 휴대용 장치에 있어서, 1800 ㎒ 와 3m/s (6.7 mph) 에서의 변화 속도는 약 2fv/c=36nulls/sec 또는 널 (null) 사이의 약 28 ms 로 예측될 수 있다. 이것은 적응 시간이 성공할 계획을 위한 수백 마이크로초 이하이어야 하는 것을 제안한다. 차량 속도에서, 시간은 약 10 의 인자 또는 약 28 ms 만큼 감소된다.
고정 이득은 LMS 탭 갱신 회로 (103) 에 공급되기 전에 승산기 (134) 내의 에러 신호를 승산한 것을 나타낸다. 이 이득은 너무 작으면 늦은 수렴을 발생하고 너무 크면 불안정하므로 적절히 선택되어야 한다.
LMS 탭 갱신 회로 (103) 는 승산기 (134) 로부터의 가중된 에러 신호와 지연 소자 (176) 로부터의 지연 샘플을 수신한다. 지연 소자 (176) 으로부터의 지연 샘플은 일련의 지연 소자 (168, 170, 172, 174) 에 공급된다. 지연 소자 (168, 170, 172, 174) 는 각각 지연 소자 (102, 104, 106, 108) 과 관련하여 설명한 바와 같이 추가의 샘플 주기 만큼 수신 샘플을 지연한다.
지연 소자 (176, 168, 170, 172,174) 로부터의 출력은 각각 승산기 (158, 160, 162, 164, 166) 로 공급된다. 승산기 (158, 160, 162, 164, 166) 의 출력은 각각 합산기 (148, 150, 152, 154, 156) 의 제 1 입력에 공급된다. 합산기 (148, 150, 152, 154, 156) 로부터의 출력은 지연 소자 (136, 138, 140, 142, 144) 에 공급된다. 합산기 (148, 150, 152, 154, 156) 로의 제 2 입력은 각각의 합산기 (136, 138, 140, 142, 144) 의 각각의 단일 샘플 지연 출력이다. 지연 소자 (136, 138, 140, 142, 144) 는 단일 샘플링 주기에 의해 입력 샘플을 지연한다. 지연 소자 (136, 138, 140, 142, 144) 로부터의 출력은 탭 값으로서 각각 승산기 (110, 112, 114, 116, 118) 에 공급된 바와 같이 횡단 필터 (101) 로 공급된다.
이 구조는 다이버시티 수신기보다 간단하다. 다이버시티 수신기의 다수개의 복조기와 대조적으로, 오직 하나만의 복조기만이 필요하다. 또한 탭 위치가 규칙적인 간격으로 고정되어 있으므로, 다중 경로 신호를 위해 탐색하고 복조 소자를 할당할 필요가 없다. 다이나믹 할당이 없으므로, 할당 에러에 의한 손실이 없다. 하나의 소프트 결정 출력만 있으므로, 디스큐 (de-skew) 가 필요없다. 복잡성의 비교 레벨에서, 더 많은 탭을 사용할 수 있고, 더 좋은 다이버시티 이득을 발생할 수 있다.
상술한 바람직한 실시예의 설명은 본 기술에 숙련된 자가 본 발명을 제조하고 사용할 수 있다. 이들 실시예에 대한 다양한 변형은 본 기술에 숙련된 자에게는 자명한 것이며, 여기에 정의된 일반 원리는 진보적인 기능을 사용하지 않고 다른 실시예에 적용가능하다. 그러므로, 본 발명은 실시예에 제한되는 것은 아니며 여기에 개시된 원리 및 신규한 특징을 포함하는 가장 넓은 범위를 허용한다.

Claims (23)

  1. 입력 샘플을 수신하고 한셋트의 적응 필터 탭 값에 따라 상기 입력 샘플을 필터링하여 필터링된 칩 값을 제공하는 횡단 필터 수단으로서, 상기 적응 탭 값은 재확산 에러 신호에 따라 갱신되는, 횡단 필터 수단,
    상기 필터링된 칩 값을 수신하고 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 포맷에 따라 상기 필터링된 칩 값을 역확산하여 제 1 예측 심볼을 제공하고 소정의 결정 포맷에 따라 제 2 예측 심볼을 발생하는 역확산 수단,
    상기 제 1 예측 신호와 상기 제 2 예측 신호를 수신하고 상기 제 1 예측 신호와 상기 제 2 예측 신호에 따라 에러 신호를 발생하는 에러 산출 수단, 및
    상기 에러 신호를 수신하고 소정의 확산 스펙트럼 포맷에 따라 상기 에러 신호를 스펙트럼 확산하여 상기 재확산 에러 신호를 제공하는 확산 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 적응 역확산기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 횡단 필터 수단은 유한 임펄스 응답 (FIR) 필터인 것을 특징으로 하는 적응 역확산기.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 역확산 수단은,
    상기 필터링된 칩 값에 따라 제 1 심볼 예측을 발생하는 심볼 예측기 수단, 및
    소정의 하드 결정 포맷에 따라 상기 제 1 심볼 예측에 따라 하드 결정 예측을 발생하는 하드 결정 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 적응 역확산기.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 하드 결정 수단은 비교 회로를 구비하는 것을 특징으로 하는 적응 역확산기.
  5. 제 3 항에 있어서, 상기 하드 결정 수단은 비타비 (Viterbi) 디코더인 것을 특징으로 하는 적응 역확산기.
  6. 제 3 항에 있어서, 상기 역확산 수단은,
    의사 랜덤 시퀀스를 발생하는 의사 램덤 시퀀스 발생기 수단, 및
    상기 필터링된 칩 값을 수신 및 승산하고 상기 의사 랜덤 시퀀스를 수신하여 상기 필터링된 칩 값을 상기 의사 랜덤 시퀀스와 승산하여 곱 시퀀스를 제공하는 승산기 수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 적응 역확산기.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 횡단 필터 수단은 최소 평균 제곱 (LMS) 탭 적응 포맷에 따라 상기 탭 값을 갱신하는 것을 특징으로 하는 적응 역확산기.
  8. 제 6 항에 있어서, 상기 심볼 예측기는 상기 곱 시퀀스를 적분하여 역확산 시퀀스를 제공하는 것을 특징으로 하는 적응 역확산기.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 심볼 예측기 수단은 또한 소정의 맵핑 포맷에 따라 제 2 시퀀스에 상기 역확산 시퀀스를 맵핑하는 것을 특징으로 하는 적응 역확산기.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 맵핑 포맷은 하다마르 (Hadamard) 변환인 것을 특징으로 하는 적응 역확산기.
  11. 입력 샘플을 수신하는 단계,
    한셋트의 적응 필터 탭 값에 따라 상기 입력 샘플을 필터링하여 필터링된 칩 값을 제공하는 단계로서, 상기 적응 탭 값은 재확산 에러 신호에 따라 갱신되는, 필터링 단계,
    직접 시퀀스 확산 스펙트럼 포맷에 따라 상기 필터링된 칩 값을 역확산하여 제 1 예측 심볼을 제공하는 역확산 단계,
    소정의 결정 포맷에 따라 제 2 예측 심볼을 발생하는 단계,
    상기 제 1 예측 신호 및 상기 제 2 예측 신호에 따라 에러 신호를 발생하는 단계, 및
    소정의 확산 스펙트럼 포맷에 따라 상기 에러 신호를 확산하여 상기 재확산 에러 신호를 제공하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호를 적응적으로 역확산하는 방법.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 필터링 단계는 상기 입력 샘플을 유한 임펄스 응답 (FIR) 필터링하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제 11 항에 있어서, 상기 필터링된 칩 값의 역확산 단계는,
    상기 필터링된 칩 값에 따라 제 1 심볼 예측을 발생하는 단계, 및
    소정의 하드 결정 포맷에 따라 상기 제 1 심볼 예측에 따라 하드 심볼 예측을 발생하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 하드 심볼 예측을 발생하는 단계는 한셋트의 드레쉬홀드 값과 상기 제 1 심볼 예측을 비교하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제 13 항에 있어서, 상기 하드 심볼 예측을 발생하는 단계는 상기 제 1 심볼 예측을 비타비 디코딩하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제 13 항에 있어서, 상기 역확산 단계는,
    의사 랜덤 시퀀스를 발생하는 단계, 및
    상기 필터링된 칩 값과 상기 의사 랜덤 시퀀스를 승산하여 곱 시퀀스를 제공하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제 11 항에 있어서, 최소 평균 제곱 (LMS) 탭 적응 포맷에 따라 상기 탭 값을 갱신하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제 16 항에 있어서, 상기 역확산 단계는 상기 곱 시퀀스를 적분하여 역확산 시퀀스를 제공하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제 18 항에 있어서, 상기 역확산 단계는 소정의 맵핑 포맷에 따라 제 2 시퀀스에 상기 역확산 시퀀스를 맵핑하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제 19 항에 있어서, 상기 맵핑 포맷은 하다마르 변환인 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 입력 샘플을 수신하기 위한 제 1 입력, 탭 갱신 값을 수신하기 위한 제 2 입력 및 출력을 갖는 횡단 필터,
    상기 횡단 필터 출력에 결합된 입력 및 확산 스펙트럼 산출 에러 신호를 제공하는 출력을 갖는 에러 산출기, 및
    상기 에러 산출기 출력에 결합된 제 1 입력과 상기 제 2 횡단 필터 입력에 결합된 출력을 갖는 탭 갱신 산출기를 구비하는 것을 특징으로 하는 적응 역확산기.
  22. 제 21 항에 있어서, 상기 에러 산출기는,
    입력 및 출력을 갖는 심볼 예측기,
    상기 심볼 예측기 출력에 결합된 입력을 갖는 결정 회로,
    상기 심볼 예측기 출력에 결합된 제 1 입력, 상기 결정 회로 출력에 결합된 제 2 입력 및 출력을 갖는 감산기를 구비하는 것을 특징으로 하는 적응 역확산기.
  23. 제 22 항에 있어서, 상기 에러 산출기는 상기 심볼 예측기 입력에 결합된 상기 횡단 필터 출력에 결합된 입력을 갖는 역확산기를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 적응 역확산기.
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