KR102731744B1 - Wireless power transmission system using secondary sensorless type - Google Patents
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Abstract
본 발명은 수신단에 전압 및 전류 센서를 이용하지 않고 송신측 전압, 전류의 위상차를 기반으로 변위 변화와 부하 변화에 따른 공진 주파수 변화에도 출력전압을 제어할 수 있는 수신단 센서리스 방식을 이용한 무선 전력 전송 시스템을 제공한다.
본 발명에 따른 수신단 센서리스 방식을 이용한 무선 전력 전송 시스템은, 인가되는 직류 전압을 소정의 공진 주파수를 가진 교류 전압으로 변환하는 공진형 컨버터; 상기 공진형 컨버터와 송신 코일 사이에 직렬로 연결되어 역률을 보상하는 송신단 직렬 보상 캐패시터; 수신 코일과 병렬로 연결되어 역률을 보상하는 수신단 병렬 보상 캐패시터; 상기 수신 코일로부터 출력되는 수신단 유도 전압을 직류 전압으로 정류하는 정류부; 상기 공진형 컨버터로부터 출력되는 송신단 전류와 전압을 검출하는 검출부; 상기 검출부로부터 출력되는 송신단 검출 전압 및 송신단 검출 전류와, 상기 송신 코일의 송신 인덕턴스, 상기 수신 코일의 수신 인덕턴스, 및 외부로부터 인가되는 출력 기준 전압을 이용하여 PWM 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함한다.The present invention provides a wireless power transmission system using a sensorless method of a receiving end, which can control the output voltage even when the resonant frequency changes due to displacement changes and load changes based on the phase difference of the voltage and current of the transmitting end without using voltage and current sensors at the receiving end.
The wireless power transmission system using a receiver sensorless method according to the present invention comprises: a resonant converter which converts an applied DC voltage into an AC voltage having a predetermined resonant frequency; a transmitter series compensation capacitor which is connected in series between the resonant converter and a transmitter coil to compensate for a power factor; a receiver parallel compensation capacitor which is connected in parallel with a receiver coil to compensate for a power factor; a rectifier which rectifies a receiver induced voltage output from the receiver coil into a DC voltage; a detector which detects a transmitter current and voltage output from the resonant converter; and a controller which generates a PWM signal by using the transmitter detection voltage and transmitter detection current output from the detector, the transmission inductance of the transmitter coil, the reception inductance of the receiver coil, and an output reference voltage applied from the outside.
Description
본 발명은 무선 전력 전송 출력 전압 제어 기술에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 수신단에 전압 및 전류 센서를 이용하지 않는 무선 전력 전송 시스템에 관한 것이다.The present invention relates to a wireless power transmission output voltage control technology, and more specifically, to a wireless power transmission system that does not use voltage and current sensors at a receiving end.
무선전력전송 시스템의 발전에 따라 기존에 무선전력전송 시스템이 적용되었던 전기자동차 및 스마트 웨어러블 분야를 벗어나 신체 이식 의료장치나 디스플레이와 같은 다양한 분야에 적용되고 있다. As wireless power transmission systems develop, they are being applied to a variety of fields, such as implantable medical devices and displays, beyond the electric vehicles and smart wearables to which they were previously applied.
이러한 인체 이식 장치나 디스플레이 등의 저전력 무선전력전송 시스템은 효율 및 전력밀도를 극대화하기 위하여 수신부의 통신회로, 제어회로 및 센싱 회로를 제거하고 시스템 모델링을 활용한 송신측 제어기법이 연구되고 있으며 특히 제어되는 출력전압의 정확도를 높이기 위하여 다양한 조건을 고려한 모델링에 대하여 연구되고 있다. In order to maximize efficiency and power density in low-power wireless power transmission systems such as human implantable devices or displays, research is being conducted on a transmitter-side control technique utilizing system modeling by removing the communication circuit, control circuit, and sensing circuit of the receiver, and in particular, modeling that considers various conditions is being studied to increase the accuracy of the controlled output voltage.
기존의 송신측 제어기법에 관한 연구는 유도 링크를 적용하여 수신 측의 피드백회로 및 통신회로를 제거하였으나 추가적인 유도 회로의 손실로 효율이 낮아지는 단점이 존재한다. 이 밖에 다른 연구들도 제어의 단순함을 위해 고정된 수신패드를 대상으로 한 연구만 진행되었다. 무선전력전송의 어플리케이션에 따라 송수신패드의 변위는 매우 중요한 요소이다. 그러나 송수신패드의 변위의 변화에 따라 공진 주파수를 벗어났을 때에도 정상적인 출력전압을 추정하기 위한 연구는 부족한 상황이다.The existing studies on the control technique of the transmitter side have applied an inductive link to remove the feedback circuit and communication circuit of the receiver side, but there is a disadvantage that the efficiency is lowered due to the loss of the additional inductive circuit. In addition, other studies have only been conducted on fixed receiving pads for the sake of control simplicity. Depending on the application of wireless power transmission, the displacement of the transmitting and receiving pads is a very important factor. However, there is a lack of research on estimating the normal output voltage even when the resonant frequency is out of the range due to the change in the displacement of the transmitting and receiving pads.
본 발명은 수신단에 전압 및 전류 센서를 이용하지 않고 송신측 전압, 전류의 위상차를 기반으로 변위 변화와 부하 변화에 따른 공진 주파수 변화에도 출력전압을 제어할 수 있는 가상 2상 방식을 사용한 무선 전력 전송 시스템을 제공함에 목적이 있다.The purpose of the present invention is to provide a wireless power transmission system using a virtual two-phase method capable of controlling the output voltage even when the resonant frequency changes due to displacement changes and load changes based on the phase difference of the voltage and current of the transmitting side without using voltage and current sensors at the receiving end.
본 발명의 해결과제는 이상에서 언급한 것들에 한정되지 않으며, 언급되지 아니한 다른 해결과제들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.The solutions to the problems of the present invention are not limited to those mentioned above, and other solutions not mentioned will be clearly understood by those skilled in the art from the description below.
본 발명에 따른 수신단 센서리스 방식을 이용한 무선 전력 전송 시스템은, 인가되는 직류 전압을 소정의 공진 주파수를 가진 교류 전압으로 변환하는 공진형 컨버터; 상기 공진형 컨버터와 송신 코일 사이에 직렬로 연결되어 역률을 보상하는 송신단 직렬 보상 캐패시터; 수신 코일과 병렬로 연결되어 역률을 보상하는 수신단 병렬 보상 캐패시터; 상기 수신 코일로부터 출력되는 수신단 유도 전압을 직류 전압으로 정류하는 정류부; 상기 공진형 컨버터로부터 출력되는 송신단 전류와 전압을 검출하는 검출부; 상기 검출부로부터 출력되는 송신단 검출 전압 및 송신단 검출 전류와, 상기 송신 코일의 송신 인덕턴스, 상기 수신 코일의 수신 인덕턴스, 및 외부로부터 인가되는 출력 기준 전압을 이용하여 PWM 신호를 생성하는 컨트롤러를 포함한다.The wireless power transmission system using a receiver sensorless method according to the present invention comprises: a resonant converter which converts an applied DC voltage into an AC voltage having a predetermined resonant frequency; a transmitter series compensation capacitor which is connected in series between the resonant converter and a transmitter coil to compensate for a power factor; a receiver parallel compensation capacitor which is connected in parallel with a receiver coil to compensate for a power factor; a rectifier which rectifies a receiver induced voltage output from the receiver coil into a DC voltage; a detector which detects a transmitter current and voltage output from the resonant converter; and a controller which generates a PWM signal by using the transmitter detection voltage and transmitter detection current output from the detector, the transmission inductance of the transmitter coil, the reception inductance of the receiver coil, and an output reference voltage applied from the outside.
바람직하게는, 상기 컨트롤러는, 상기 송신단 검출 전압, 송신단 검출 전류, 송신 인덕턴스, 수신 인덕턴스와, 송신단 저항, 그리고 수신단 저항을 이용하여 출력 추정 전압을 출력하는 출력 전압 추정기; 상기 출력 기준 전압과 상기 출력 추정 전압의 오차인 차전압을 출력하는 제1 감산기; 상기 제1 감산기로부터 출력되는 차전압을 비례적분하여 비례적분 차전압을 출력하는 제1 PI 제어기; 상기 제1 PI 제어기로부터 출력되는 비례적분된 차전압에 대하여 소정의 상한치와 하한치 범위 내로 제한하여 제한된 비례적분 차전압을 출력하는 제1 리미터; 상기 송신단 검출 전압과 송신단 검출 전류를 입력받아 전역 통과 필터를 사용하여 전압 위상과 전류 위상을 출력하는 가상 2상 블록; 상기 전압 위상과 전류 위상을 이용하여 삼각파 형태의 추정 스위칭 주파수를 출력하는 스위칭 주파수 추정기; 및 상기 제한된 비례적분 차전압과 추정 스위칭 주파수를 비교하여 PWM 신호를 출력하는 비교기를 포함한다.Preferably, the controller includes: an output voltage estimator which outputs an output estimated voltage by using the transmitter detection voltage, the transmitter detection current, the transmitter inductance, the receiver inductance, the transmitter resistance, and the receiver resistance; a first subtractor which outputs a differential voltage which is an error between the output reference voltage and the output estimated voltage; a first PI controller which proportionally integrates the differential voltage output from the first subtractor and outputs a proportional-integrated differential voltage; a first limiter which limits the proportionally-integrated differential voltage output from the first PI controller to a range of predetermined upper and lower limits and outputs a limited proportional-integrated differential voltage; a virtual two-phase block which receives the transmitter detection voltage and the transmitter detection current and outputs a voltage phase and a current phase by using an all-pass filter; a switching frequency estimator which outputs an estimated switching frequency in the form of a triangle wave by using the voltage phase and the current phase; and a comparator which compares the limited proportional-integrated differential voltage with the estimated switching frequency and outputs a PWM signal.
바람직하게는, 상기 가상 2상 블록 내 전류 위상 검출 블록은, 상기 송신단 검출 전류를 d축 정지좌표계 검출 전류(Ids)와 q축 정지좌표계 검출 전류(Iqs)로 변환하여 출력하는 제1 전역 통과 필터; 상기 d축 정지좌표계 검출 전류(Ids)와 q축 정지좌표계 검출 전류(Iqs)를 d축 동기좌표계 검출 전류(Ide)와 q축 동기좌표계 검출 전류(Iqe)로 변환하는 전류 정지/동기 좌표계 변환부; 외부에서 인가되는 d축 동기좌표계 기준 전류(Idref)와 d축 동기좌표계 검출 전류(Ide)의 오차를 계산하여 차전류를 출력하는 제2 감산기; 상기 차전류를 비례적분하여 전류 각속도 변화량을 출력하는 제2 PI제어기; 상기 전류 각속도 변화량과 송신단 전류의 각속도를 가산하여 전류 가산 각속도를 출력하는 제1 가산기; 및 상기 전류 가산 각속도를 적분하여 전류 위상을 출력하는 제1 적분기를 포함한다.Preferably, the current phase detection block in the virtual two-phase block comprises: a first all-pass filter which converts the transmitter detection current into a d-axis stationary coordinate system detection current (Ids) and a q-axis stationary coordinate system detection current (Iqs) and outputs them; a current stationary/synchronous coordinate system conversion unit which converts the d-axis stationary coordinate system detection current (Ids) and the q-axis stationary coordinate system detection current (Iqs) into a d-axis synchronous coordinate system detection current (Ide) and a q-axis synchronous coordinate system detection current (Iqe); a second subtractor which calculates an error between an externally applied d-axis synchronous coordinate system reference current (Idref) and the d-axis synchronous coordinate system detection current (Ide) and outputs a difference current; a second PI controller which proportionally integrates the difference current and outputs a current angular velocity change amount; a first adder which adds the current angular velocity change amount and the angular velocity of the transmitter current and outputs a current addition angular velocity; And it includes a first integrator that integrates the current addition angular velocity and outputs a current phase.
바람직하게는, 상기 가상 2상 블록 내 전압 위상 검출 블록은, 상기 송신단 검출 전압(Vp)을 d축 정지좌표계 검출 전압(Vds)과 q축 정지좌표계 검출 전압(Vqs)으로 변환하여 출력하는 제2 전역 통과 필터; 상기 d축 정지좌표계 검출 전압(Vds)와 q축 정지좌표계 검출 전압(Vqs)를 d축 동기좌표계 검출 전압(Vde)과 q축 동기좌표계 검출 전압(Vqe)으로 변환하는 전압 정지/동기 좌표계 변환부; 외부에서 인가되는 d축 동기좌표계 기준 전압(Vdref)과 상기 d축 동기좌표계 검출 전압(Vde)의 오차를 계산하여 차전압을 출력하는 제3 감산기; 상기 차전압을 비례적분하여 전압 각속도 변화량을 출력하는 제3 PI제어기; 상기 전압 각속도 변화량과 전압의 각속도를 가산하여 전압 가산 각속도를 출력하는 송신단 제2 가산기; 및 상기 전압 가산 각속도를 적분하여 전압 위상을 출력하는 제2 적분기를 포함한다.Preferably, the voltage phase detection block in the virtual two-phase block comprises: a second all-pass filter which converts the transmitter detection voltage (Vp) into a d-axis stationary coordinate system detection voltage (Vds) and a q-axis stationary coordinate system detection voltage (Vqs) and outputs them; a voltage stationary/synchronous coordinate system conversion unit which converts the d-axis stationary coordinate system detection voltage (Vds) and the q-axis stationary coordinate system detection voltage (Vqs) into a d-axis synchronous coordinate system detection voltage (Vde) and a q-axis synchronous coordinate system detection voltage (Vqe); a third subtracter which calculates an error between a d-axis synchronous coordinate system reference voltage (Vdref) applied externally and the d-axis synchronous coordinate system detection voltage (Vde) and outputs a differential voltage; a third PI controller which proportionally integrates the differential voltage and outputs a voltage angular velocity change amount; a transmitter second adder which adds the voltage angular velocity change amount and the voltage angular velocity and outputs a voltage added angular velocity; And it includes a second integrator that integrates the voltage addition angular velocity and outputs a voltage phase.
바람직하게는, 상기 스위칭 주파수 추정기는, 상기 가상 2상 블록으로부터 출력되는 전압 위상과 전류 위상의 오차를 계산하여 위상 오차()를 출력하는 제4 감산기; 상기 위상 오차()를 비례적분하여 비례적분된 위상 오차를 출력하는 제4 PI제어기; 및 상기 비례적분된 위상 오차에 대하여 소정의 상한치와 하한치 범위 내로 제한하여 제한된 추정 스위칭 주파수(Fsw)를 출력하는 제2 리미터를 포함한다.Preferably, the switching frequency estimator calculates the error between the voltage phase and the current phase output from the virtual two-phase block to calculate the phase error ( ) outputting the fourth subtractor; the phase error ( ) and outputs a proportionally integrated phase error; and a second limiter outputs a limited estimated switching frequency (Fsw) by limiting the proportionally integrated phase error within a predetermined upper and lower limit range.
바람직하게는, 상기 송신단 저항은, 직류 저항성분, 표피효과에 의한 손실 저항성분, 자계의 근접효과에 의한 저항성분, 및 와전류 손실 저항성분을 포함하는 것을 특징으로 한다.Preferably, the transmitter resistance is characterized by including a DC resistance component, a loss resistance component due to the skin effect, a resistance component due to the proximity effect of a magnetic field, and an eddy current loss resistance component.
본 발명의 수신단 센서리스 방식을 이용한 무선 전력 전송 시스템에 따르면, 수신단에 전압 및 전류 센서를 이용하지 않고 송신측 전압, 전류의 위상차를 기반으로 변위 변화와 부하 변화에 따른 공진 주파수 변화에도 출력전압을 제어할 수 있다.According to the wireless power transmission system using the sensorless method of the receiver of the present invention, the output voltage can be controlled based on the phase difference of the voltage and current of the transmitter side without using voltage and current sensors at the receiver, even for changes in the resonant frequency due to changes in displacement and load.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 전송 시스템 구성도,
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 전송 시스템 내 컨트롤러의 세부 블록도,
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 가상 2상 블록 내 전류 위상 검출 블록도,
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 가상 2상 블록 내 전압 위상 검출 블록도,
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 스위칭 주파수 추정기의 구체 블록도,
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 부하 변화에 따른 부하 저항 추정치 그래프,
도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 부하 변화에 따른 출력 전압 추정치 그래프,
도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 기준 전압 변화시 출력 전압 제어 그래프,
도 9는 본 발명의 일실시예에 따른 원통형 리츠 와이어 단면도,
도 10은 본 발명의 일실시예에 따른 원형 코일 정면도, 및
도 11은 본 발명의 일실시예에 따른 송수신 패드 모식도이다.Figure 1 is a configuration diagram of a wireless power transmission system according to one embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a detailed block diagram of a controller in a wireless power transmission system according to an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram of current phase detection in a virtual two-phase block according to one embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram of a voltage phase detection within a virtual two-phase block according to one embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a specific block diagram of a switching frequency estimator according to an embodiment of the present invention.
Figure 6 is a graph of load resistance estimation values according to load change according to one embodiment of the present invention.
Figure 7 is a graph of output voltage estimation values according to load changes according to one embodiment of the present invention.
Figure 8 is a graph of output voltage control when the reference voltage changes according to one embodiment of the present invention.
Figure 9 is a cross-sectional view of a cylindrical Litz wire according to one embodiment of the present invention.
Figure 10 is a front view of a circular coil according to one embodiment of the present invention, and
Figure 11 is a schematic diagram of a transmission/reception pad according to one embodiment of the present invention.
본 발명의 추가적인 목적들, 특징들 및 장점들은 다음의 상세한 설명 및 첨부도면으로부터 보다 명료하게 이해될 수 있다. Additional objects, features and advantages of the present invention will become more apparent from the following detailed description and accompanying drawings.
본 발명의 상세한 설명에 앞서, 본 발명은 다양한 변경을 도모할 수 있고, 여러 가지 실시 예를 가질 수 있는바, 아래에서 설명되고 도면에 도시된 예시들은 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.Before going into the detailed description of the present invention, it should be understood that the present invention can attempt various modifications and can have various embodiments, and the examples described below and illustrated in the drawings are not intended to limit the present invention to specific embodiments, but include all modifications, equivalents, and substitutes included in the spirit and technical scope of the present invention.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.When it is said that a component is "connected" or "connected" to another component, it should be understood that it may be directly connected or connected to that other component, but that there may be other components in between. On the other hand, when it is said that a component is "directly connected" or "directly connected" to another component, it should be understood that there are no other components in between.
본 명세서에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도는 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 명세서에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.The terminology used herein is only used to describe particular embodiments and is not intended to be limiting of the present invention. The singular expression includes the plural expression unless the context clearly indicates otherwise. As used herein, the terms "comprises" or "has" and the like are intended to specify the presence of a feature, number, step, operation, component, part or combination thereof described in the specification, but should be understood to not exclude in advance the possibility of the presence or addition of one or more other features, numbers, steps, operations, components, parts or combinations thereof.
또한, 명세서에 기재된 "...부", "...유닛", "...모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.Additionally, terms such as “... section,” “... unit,” and “... module” described in the specification mean a unit that processes at least one function or operation, which may be implemented by hardware, software, or a combination of hardware and software.
또한, 첨부 도면을 참조하여 설명함에 있어, 도면 부호에 관계없이 동일한 구성 요소는 동일한 참조부호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다. 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.In addition, when describing with reference to the attached drawings, the same components will be given the same reference numerals regardless of the drawing numbers, and redundant descriptions thereof will be omitted. When describing the present invention, if it is determined that a detailed description of a related known technology may unnecessarily obscure the gist of the present invention, the detailed description thereof will be omitted.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 전송 시스템 구성도이다.Figure 1 is a configuration diagram of a wireless power transmission system according to one embodiment of the present invention.
본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 전송 시스템은 직류 전원(110), 공진형 컨버터(120), 송신단 직렬 보상 캐패시터(130), 송신 패드 내 송신 코일(140), 수신 패드 내 수신 코일(150), 수신단 병렬 보상 캐패시터(160), 정류부(170), 부하(180), 및 컨트롤러(190)를 포함한다.A wireless power transmission system according to one embodiment of the present invention includes a DC power source (110), a resonant converter (120), a series compensation capacitor (130) in a transmitting end, a transmitting coil (140) in a transmitting pad, a receiving coil (150) in a receiving pad, a parallel compensation capacitor (160) in a receiving end, a rectifier (170), a load (180), and a controller (190).
직류 전원(110)는 소정 전위의 직류 전압을 출력한다.The DC power supply (110) outputs a DC voltage of a predetermined potential.
공진형 컨버터(120)는 브릿지 형태로 구성된 4개의 스위칭 소자(S1 ~ S4)를 이용하여 인가되는 직류 전압을 소정의 공진 주파수를 가진 교류 전압으로 변환한다.The resonant converter (120) converts an applied DC voltage into an AC voltage with a predetermined resonant frequency by using four switching elements (S1 to S4) configured in a bridge shape.
송신단 직렬 보상 캐패시터(130)는 공진형 컨버터(120)와 송신 코일(140) 사이에 직렬로 연결되어 송신단 및 수신단 전압과 전류 간의 역률을 보상한다.The transmitter series compensation capacitor (130) is connected in series between the resonant converter (120) and the transmitter coil (140) to compensate for the power factor between the voltage and current of the transmitter and receiver.
수신단 병렬 보상 캐패시터(160)는 수신 코일(150)과 정류부(170) 사이에 병렬로 연결되어 수신단 전압과 전류 간의 역률을 보상한다.The receiving terminal parallel compensation capacitor (160) is connected in parallel between the receiving coil (150) and the rectifier (170) to compensate for the power factor between the receiving terminal voltage and current.
정류부(170)는 브릿지 형태로 구성된 4개의 스위칭 소자(S5 ~ S8)를 이용하여 수신 코일(150)로부터 출력되는 수신단 유도 전압을 직류 전압으로 정류한다.The rectifier (170) rectifies the receiving end induced voltage output from the receiving coil (150) into a DC voltage using four switching elements (S5 to S8) configured in a bridge shape.
컨트롤러(190)는 송신단 검출 전압(Vp), 송신단 검출 전류(Ip), 송신 코일(140)의 송신 인덕턴스(Lp), 수신 코일(150)의 수신 인덕턴스(Ls), 및 출력 기준 전압(Vo_ref)을 이용하여 PWM 신호를 생성한다. 여기서, 송신단 검출 전압(Vp)은 PT를 이용하여 검출되는 공진형 컨버터(120)의 출력 전압이고, 송신단 검출 전류(Ip)는 CT를 이용하여 검출되는 공진형 컨버터(120)의 출력 전류이다. The controller (190) generates a PWM signal using a transmitter detection voltage (Vp), a transmitter detection current (Ip), a transmitter inductance (Lp) of a transmitter coil (140), a receiver inductance (Ls) of a receiver coil (150), and an output reference voltage (Vo_ref). Here, the transmitter detection voltage (Vp) is an output voltage of the resonant converter (120) detected using a PT, and the transmitter detection current (Ip) is an output current of the resonant converter (120) detected using a CT.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 전송 시스템 내 컨트롤러의 세부 블록도이다.FIG. 2 is a detailed block diagram of a controller in a wireless power transfer system according to an embodiment of the present invention.
본 발명의 일실시예에 따른 무선 전력 전송 시스템 내 컨트롤러는 출력 전압 추정기(210), 제1 감산기(220), 제1 PI 제어기(230), 제1 리미터(240), 가상 2상 블록(250), 스위칭 주파수 추정기(260), 및 비교기(270)를 포함한다.A controller in a wireless power transfer system according to one embodiment of the present invention includes an output voltage estimator (210), a first subtracter (220), a first PI controller (230), a first limiter (240), a virtual two-phase block (250), a switching frequency estimator (260), and a comparator (270).
출력 전압 추정기(210)는 송신단 검출 전압(Vp), 송신단 검출 전류(Ip), 송신 코일(140)의 송신 인덕턴스(Lp), 수신 코일(150)의 수신 인덕턴스(Ls), 송신단 저항(Rp), 및 수신단 저항(Rs)을 이용하여 출력 추정 전압(Vo_est)을 출력한다.The output voltage estimator (210) outputs an output estimated voltage (Vo_est) using the transmitter detection voltage (Vp), the transmitter detection current (Ip), the transmitter inductance (Lp) of the transmitter coil (140), the receiver inductance (Ls) of the receiver coil (150), the transmitter resistance (Rp), and the receiver resistance (Rs).
여기서, 출력 추정 전압(Vo_est)은 수학식 1과 같다.Here, the output estimated voltage (Vo_est) is as shown in
그리고, 수학식 1의 A는 수학식 2와 같다.And, A in
여기서, 본 발명에 따르면, 자기 유도 방식의 무선 전력 전송 시스템은 수십 내지 수백 kHz의 고주파 대역에서 동작하기 때문에 권선의 표피효과와 권선간 근접효과의 영향을 최소화하기 위하여 리츠 와이어로 송신 패드와 수신 패드를 구성할 수 있고, a는 송신 패드의 반지름, b는 수신 패드의 반지름, N1는 송신 패드의 코일 턴 수, N2는 수신 패드의 코일 턴 수이다(도 11 참조).Here, according to the present invention, since the wireless power transmission system of the magnetic induction type operates in a high-frequency band of tens to hundreds of kHz, the transmitting pad and the receiving pad can be formed of Litz wires in order to minimize the influence of the skin effect of the windings and the proximity effect between the windings, and a is the radius of the transmitting pad, b is the radius of the receiving pad, N1 is the number of coil turns of the transmitting pad, and N2 is the number of coil turns of the receiving pad (see FIG. 11).
또한, 수학식 1에서의 송신단 저항(Rp)은 직류 저항성분(RDC,p), 교류 저항성분(RAC,p), 및 와전류 손실 저항성분(Reddy,p)의 합으로 표현되고, 교류 저항성분(RAC,p)은 다시 표피효과에 의한 손실 저항성분(Rskin,p)과 자계에 의한 근접효과에 의한 저항성분(Rprox,p)의 합으로 나타나는바, 수학식 3과 같다.In addition, the transmitter resistance (Rp) in
직류 저항성분(RDC,p)은 수학식 4와 같다.The DC resistance component (R DC,p ) is as shown in mathematical formula 4.
여기서, σ는 도체의 도전율을 나타내며, A는 리츠 와이어의 단면적(), dstr은 리츠 와이어 내부 권선의 직경, n은 리츠 와이어를 구성하는 총 가닥수를 의미한다. 수학식 4에 전체 권선의 길이 l을 곱하면 전체 직류 저항성분(RDC)을 도출할 수 있다.(도 9(본 발명의 일실시예에 따른 원통형 리츠 와이어 단면도), 및 도 10(본 발명의 일실시예에 따른 원형 코일 정면도) 참조).Here, σ represents the conductivity of the conductor, and A is the cross-sectional area of the Litz wire ( ), d str is the diameter of the inner winding of the Litz wire, and n represents the total number of strands constituting the Litz wire. By multiplying the length l of the entire winding in mathematical expression 4, the total DC resistance component (R DC ) can be derived. (See FIG. 9 (cross-sectional view of a cylindrical Litz wire according to an embodiment of the present invention) and FIG. 10 (front view of a circular coil according to an embodiment of the present invention)).
교류 저항성분(RAC,p) 중 표피효과에 의한 손실 저항성분(Rskin,p)은 수학식 5와 같다.Among the AC resistance components (R AC,p ), the loss resistance component (Rskin,p) due to the skin effect is as shown in mathematical formula 5.
그리고 원통형 리츠 와이어의 단위 길이당 표피효과에 의한 손실전력(Pskin,p)은 수학식 6과 같다.And the power loss due to the skin effect per unit length of the cylindrical Litz wire (Pskin,p) is as shown in mathematical expression 6.
여기서, FR(f)는 직류 저항성분(RDC) 대비 표피효과로 인한 코일 저항의 증가 비율에 대한 주파수의 함수이고(수학식 7 참조), f는 정현파 코일 전류의 주파수, Imax는 코일 전류의 첨두값을 나타낸다.Here, F R (f) is a function of frequency for the increase ratio of coil resistance due to the skin effect compared to the direct current resistance component (R DC) (see Equation 7), f is the frequency of the sinusoidal coil current, and Imax represents the peak value of the coil current.
ber 및 bei는 베셀 켈빈 함수로서 다음의 수학식8 및 수학식9로 기술된다.ber and bei are Bessel Kelvin functions, which are described by the following mathematical equations 8 and 9.
또한, 교류 저항성분(RAC,p) 자계에 의한 근접효과에 의한 저항성분(Rprox,p)은 수학식 10과 같다.In addition, the resistance component (Rprox,p) due to the proximity effect by the magnetic field of the AC resistance component (R AC,p ) is as shown in mathematical expression 10.
그리고, 자기유도방식의 무선전력전송 시스템에서는 송수신패드간의 결합계수 증대를 통한 전력전달용량을 증가시키기 위하여 페라이트와 같은 자성체를 사용하는데, 패드에 흐르는 높은 주파수의 전류에 의한 자계가 자성체로 쇄교하며 자성체에서 수학식 11과 같은 와전류 손실(Peddy,p)이 발생하게 된다.And, in a wireless power transmission system using magnetic induction, a magnetic material such as ferrite is used to increase the power transmission capacity by increasing the coupling coefficient between the transmitting and receiving pads. The magnetic field caused by the high-frequency current flowing in the pad is linked to the magnetic material, and an eddy current loss (P eddy,p ) as expressed in Equation 11 occurs in the magnetic material.
따라서 와전류 손실 저항성분(Reddy,p)은 수학식 12와 같다.Therefore, the eddy current loss resistance component (Reddy,p) is as shown in mathematical expression 12.
수학식 1에서의 수신단 저항(Rs)은 직류 저항성분(RDC,s), 교류 저항성분(RAC,s), 및 와전류 손실 저항성분(Reddy,s)의 합으로 표현되고, 교류 저항성분(RAC,s)은 다시 표피효과에 의한 손실 저항성분(Rskin,s)과 자계에 의한 근접효과에 의한 저항성분(Rprox,s)의 합으로 나타나며, 수학식 3 내지 수학식 12에 대하여 동일하게 적용되므로 반복적인 설명은 생략하기로 한다.The receiver resistance (Rs) in
제1 감산기(220)는 출력 기준 전압(Vo_ref)과 출력 추정 전압(Vo_est)의 오차인 차전압을 출력한다. The first subtractor (220) outputs a differential voltage, which is the error between the output reference voltage (Vo_ref) and the output estimated voltage (Vo_est).
제1 PI 제어기(230)는 제1 감산기(220)로부터 출력되는 차전압을 비례적분하여 비례적분 차전압을 출력한다.The first PI controller (230) proportionally integrates the differential voltage output from the first subtracter (220) and outputs a proportional integral differential voltage.
제1 리미터(240)는 제1 PI 제어기(230)로부터 출력되는 비례적분된 차전압에 대하여 소정의 상한치와 하한치 범위 내로 제한하여 제한된 비례적분 차전압을 출력한다.The first limiter (240) outputs a limited proportional integral differential voltage by limiting the proportional integral differential voltage output from the first PI controller (230) to within a predetermined upper and lower limit range.
가상 2상 블록(250)은 송신단 검출 전압(Vp)과 송신단 검출 전류(Ip)를 입력받아 전역 통과 필터를 사용하여 전압 위상()과 전류 위상()을 출력한다(도 3 및 도 4 참조).The virtual two-phase block (250) receives the transmitter detection voltage (Vp) and the transmitter detection current (Ip) and uses an all-pass filter to determine the voltage phase ( ) and current phase ( ) is output (see Figs. 3 and 4).
스위칭 주파수 추정기(260)는 가상 2상 블록(250)으로부터 출력되는 전압 위상()과 전류 위상()을 이용하여 삼각파 형태의 추정 스위칭 주파수(Fsw)를 출력한다.The switching frequency estimator (260) estimates the voltage phase (output from the virtual two-phase block (250)) ) and current phase ( ) is used to output the estimated switching frequency (Fsw) in the form of a triangle wave.
비교기(270)는 제한된 비례적분 차전압과 추정 스위칭 주파수(Fsw)를 비교하여 PWM 신호를 출력한다.A comparator (270) compares the limited proportional integral differential voltage with the estimated switching frequency (Fsw) and outputs a PWM signal.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 가상 2상 블록 내 전류 위상 검출 블록도이다.FIG. 3 is a block diagram of current phase detection in a virtual two-phase block according to one embodiment of the present invention.
본 발명의 일실시예에 따른 가상 2상 블록 내 전류 위상 검출 블록은 제1 전역 통과 필터(310), 전류 정지/동기 좌표계 변환부(320), 제2 감산기(330), 제2 PI제어기(340), 제1 가산기(350), 및 제1 적분기(360)를 포함한다.A current phase detection block in a virtual two-phase block according to one embodiment of the present invention includes a first all-pass filter (310), a current stop/synchronous coordinate system transformation unit (320), a second subtracter (330), a second PI controller (340), a first adder (350), and a first integrator (360).
제1 전역 통과 필터(310)는 입력되는 송신단 검출 전류(Ip)를 d축 정지좌표계 검출 전류(Ids)와 q축 정지좌표계 검출 전류(Iqs)로 변환하여 출력한다. 여기서, d축 정지좌표계 검출 전류(Ids)의 크기 및 위상은 송신단 검출 전류(Ip)의 크기 및 위상과 같고, q축 정지좌표계 검출 전류(Iqs)의 크기 및 위상은 송신단 검출 전류(Ip)의 크기는 같으나, 위상은 90도 뒤진다.The first global pass filter (310) converts the input transmitter detection current (Ip) into a d-axis stationary coordinate system detection current (Ids) and a q-axis stationary coordinate system detection current (Iqs) and outputs them. Here, the size and phase of the d-axis stationary coordinate system detection current (Ids) are the same as those of the transmitter detection current (Ip), and the size and phase of the q-axis stationary coordinate system detection current (Iqs) are the same as those of the transmitter detection current (Ip), but the phase is 90 degrees behind.
전류 정지/동기 좌표계 변환부(320)는 d축 정지좌표계 검출 전류(Ids)와 q축 정지좌표계 검출 전류(Iqs)를 d축 동기좌표계 검출 전류(Ide)와 q축 동기좌표계 검출 전류(Iqe)로 변환한다.The current stop/synchronous coordinate system conversion unit (320) converts the d-axis stop coordinate system detection current (Ids) and the q-axis stop coordinate system detection current (Iqs) into the d-axis synchronous coordinate system detection current (Ide) and the q-axis synchronous coordinate system detection current (Iqe).
제2 감산기(330)는 외부에서 인가되는 d축 동기좌표계 기준 전류(Idref)와 d축 동기좌표계 검출 전류(Ide)의 오차를 계산하여 차전류를 출력한다.The second subtractor (330) calculates the error between the externally applied d-axis synchronous coordinate system reference current (Idref) and the d-axis synchronous coordinate system detection current (Ide) and outputs a differential current.
제2 PI제어기(340)는 제2 감산기(330)로부터 출력되는 차전류를 비례적분하여 전류 각속도 변화량()을 출력한다.The second PI controller (340) proportionally integrates the differential current output from the second subtractor (330) to obtain the current angular velocity change amount ( ) is printed.
제1 가산기(350)는 제2 PI제어기(340)로부터 출력되는 전류 각속도 변화량()과 송신단 전류의 각속도()를 가산하여 전류 가산 각속도를 출력한다.The first adder (350) changes the current angular velocity output from the second PI controller (340). ) and the angular velocity of the transmitter current ( ) is added to output the current addition angular velocity.
제1 적분기(360)는 제1 가산기(350)로부터 출력되는 전류 가산 각속도를 적분하여 전류 위상()을 출력한다.The first integrator (360) integrates the current addition angular velocity output from the first adder (350) to calculate the current phase ( ) is printed.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 가상 2상 블록 내 전압 위상 검출 블록도이다.FIG. 4 is a block diagram of voltage phase detection in a virtual two-phase block according to one embodiment of the present invention.
본 발명의 일실시예에 따른 가상 2상 블록 내 전압 위상 검출 블록은 제2 전역 통과 필터(410), 전압 정지/동기 좌표계 변환부(420), 제3 감산기(430), 제3 PI제어기(440), 제2 가산기(450), 및 제2 적분기(460)를 포함한다.A voltage phase detection block in a virtual two-phase block according to one embodiment of the present invention includes a second all-pass filter (410), a voltage stop/synchronous coordinate system transformation unit (420), a third subtracter (430), a third PI controller (440), a second adder (450), and a second integrator (460).
제2 전역 통과 필터(410)는 입력되는 송신단 검출 전압(Vp)을 d축 정지좌표계 검출 전압(Vds)과 q축 정지좌표계 검출 전압(Vqs)으로 변환하여 출력한다. 여기서, d축 정지좌표계 검출 전압(Vds)의 크기 및 위상은 송신단 검출 전압(Vp)의 크기 및 위상과 같고, q축 정지좌표계 검출 전압(Vqs)의 크기 및 위상은 송신단 검출 전d아압(Vp)의 크기는 같으나, 위상은 90도 뒤진다.The second global pass filter (410) converts the input transmitter detection voltage (Vp) into a d-axis stationary coordinate system detection voltage (Vds) and a q-axis stationary coordinate system detection voltage (Vqs) and outputs them. Here, the magnitude and phase of the d-axis stationary coordinate system detection voltage (Vds) are the same as those of the transmitter detection voltage (Vp), and the magnitude and phase of the q-axis stationary coordinate system detection voltage (Vqs) are the same as those of the transmitter detection voltage (Vp), but the phase is 90 degrees behind.
전압 정지/동기 좌표계 변환부(420)는 d축 정지좌표계 검출 전압(Vds)와 q축 정지좌표계 검출 전압(Vqs)를 d축 동기좌표계 검출 전압(Vde)과 q축 동기좌표계 검출 전압(Vqe)으로 변환한다.The voltage stop/synchronous coordinate system conversion unit (420) converts the d-axis stop coordinate system detection voltage (Vds) and the q-axis stop coordinate system detection voltage (Vqs) into the d-axis synchronous coordinate system detection voltage (Vde) and the q-axis synchronous coordinate system detection voltage (Vqe).
제3 감산기(430)는 외부에서 인가되는 d축 동기좌표계 기준 전압(Vdref)과 d축 동기좌표계 검출 전압(Vde)의 오차를 계산하여 차전압을 출력한다.The third subtractor (430) calculates the error between the externally applied d-axis synchronous coordinate system reference voltage (Vdref) and the d-axis synchronous coordinate system detection voltage (Vde) and outputs a differential voltage.
제3 PI제어기(440)는 제3 감산기(430)로부터 출력되는 차전압을 비례적분하여 전압 각속도 변화량()을 출력한다.The third PI controller (440) proportionally integrates the differential voltage output from the third subtractor (430) to obtain the voltage angular velocity change amount ( ) is printed.
제2 가산기(450)는 제3 PI제어기(440)로부터 출력되는 전압 각속도 변화량()과 송신단 전압의 각속도()를 가산하여 전압 가산 각속도를 출력한다.The second adder (450) changes the voltage angular velocity output from the third PI controller (440). ) and the angular velocity of the transmitter voltage ( ) is added to output the voltage addition angular velocity.
제2 적분기(460)는 제2 가산기(450)로부터 출력되는 전압 가산 각속도를 적분하여 전압 위상()을 출력한다.The second integrator (460) integrates the voltage addition angular velocity output from the second adder (450) to obtain the voltage phase ( ) is printed.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 스위칭 주파수 추정기의 구체 블록도이다.FIG. 5 is a specific block diagram of a switching frequency estimator according to an embodiment of the present invention.
본 발명의 일실시예에 따른 스위칭 주파수 추정기는 제4 감산기(510), 제4 PI제어기(520), 및 제2 리미터(530)를 포함한다.A switching frequency estimator according to one embodiment of the present invention includes a fourth subtracter (510), a fourth PI controller (520), and a second limiter (530).
제4 감산기(510)는 가상 2상 블록(250)으로부터 출력되는 전압 위상()과 전류 위상()의 오차를 계산하여 위상 오차()를 출력한다. The fourth subtractor (510) outputs the voltage phase () from the virtual two-phase block (250). ) and current phase ( ) to calculate the phase error ( ) is printed.
제4 PI제어기(520)는 제4 감산기(510)로부터 출력되는 위상 오차()를 비례적분하여 출력한다.The fourth PI controller (520) outputs the phase error ( ) is proportionally integrated and output.
제2 리미터(530)는 비례적분된 위상 오차()에 대하여 소정의 상한치와 하한치 범위 내로 제한하여 제한된 추정 스위칭 주파수(Fsw)를 출력한다.The second limiter (530) is a proportional integrated phase error ( ) outputs a limited estimated switching frequency (Fsw) within a predetermined upper and lower limit range.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 부하 변화에 따른 부하 저항 추정치 그래프이다. 부하를 10 내지 100%까지 변화시키는 경우에 추정된 부하 저항이 결합계수에 상관없이 일정하게 나타나는 것을 확인할 수 있다. 또한, 평균 5% 수준의 오차를 나타내지만 경부하시 오차가 더 크게 발생하는 것을 확인할 수 있다.Figure 6 is a graph of estimated load resistance according to load change according to an embodiment of the present invention. It can be confirmed that the estimated load resistance is constant regardless of the coupling coefficient when the load is changed from 10 to 100%. In addition, it can be confirmed that the average error is 5%, but the error occurs more significantly under light load.
도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 부하 변화에 따른 출력 전압 추정치 그래프이다. 부하 변화시 출력 전압 추정치는 결합계수에 따라 추정 오차가 다르게 나타나는 것을 확인할 수 있다. 출력 전압 오차는 전체 부하 범위에서 5% 미만이다.Fig. 7 is a graph of output voltage estimation values according to load changes according to an embodiment of the present invention. It can be confirmed that the output voltage estimation values have different estimation errors depending on the coupling coefficient when the load changes. The output voltage error is less than 5% over the entire load range.
도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 기준 전압 변화시 출력 전압 제어 그래프로서, 본 발명에 따른 제어 기법을 적용하여 지령치를 변경하는 경우에 출력 전압이 정상적으로 제어되는 것을 알 수 있다.FIG. 8 is a graph of output voltage control when a reference voltage changes according to an embodiment of the present invention. It can be seen that the output voltage is normally controlled when a command value is changed by applying a control technique according to the present invention.
본 명세서에서 설명되는 실시 예와 첨부된 도면은 본 발명에 포함되는 기술적 사상의 일부를 예시적으로 설명하는 것에 불과하다. 따라서, 본 명세서에 개시된 실시 예는 본 발명의 기술적 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이므로, 이러한 실시 예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아님은 자명하다. 본 발명의 명세서 및 도면에 포함된 기술적 사상의 범위 내에서 당업자가 용이하게 유추할 수 있는 변형 예와 구체적인 실시 예는 모두 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.The embodiments described in this specification and the attached drawings are merely illustrative of some of the technical ideas included in the present invention. Therefore, the embodiments disclosed in this specification are not intended to limit the technical ideas of the present invention but to explain them, so it is obvious that the scope of the technical ideas of the present invention is not limited by these embodiments. It should be construed that all modified examples and specific embodiments that can be easily inferred by a person skilled in the art within the scope of the technical ideas included in the specification and drawings of the present invention are included in the scope of the rights of the present invention.
110: 직류 전원
120: 공진형 컨버터
130: 송신단 직렬 보상 캐패시터
140: 송신 패드 내 송신 코일
150: 수신 패드 내 수신 코일
160: 수신단 병렬 보상 캐패시터
170: 정류부
180: 부하
190: 컨트롤러110: DC power
120: Resonant converter
130: Transmitter series compensation capacitor
140: Transmitting coil within the transmitting pad
150: Receiver coil in the receiver pad
160: Receiver parallel compensation capacitor
170: Stop
180: Subordinate
190: Controller
Claims (6)
상기 공진형 컨버터와 송신 코일 사이에 직렬로 연결되어 역률을 보상하는 송신단 직렬 보상 캐패시터;
수신 코일과 병렬로 연결되어 역률을 보상하는 수신단 병렬 보상 캐패시터;
상기 수신 코일로부터 출력되는 수신단 유도 전압을 직류 전압으로 정류하는 정류부;
상기 공진형 컨버터로부터 출력되는 송신단 전류와 전압을 검출하는 검출부;
상기 검출부로부터 출력되는 송신단 검출 전압 및 송신단 검출 전류와, 상기 송신 코일의 송신 인덕턴스, 상기 수신 코일의 수신 인덕턴스, 및 외부로부터 인가되는 출력 기준 전압 - 상기 출력 기준 전압은 상기 정류부로부터 부하로 출력되는 출력 전압의 기준이 되는 전압임 - 을 이용하여 상기 공진형 컨버터 내 스위칭 소자의 스위칭에 사용하는 PWM 신호를 생성하는 컨트롤러
를 포함하는 수신단 센서리스 방식을 이용한 무선 전력 전송 시스템.
A resonant converter that converts an applied direct current voltage into an alternating current voltage having a predetermined resonant frequency;
A transmitter series compensation capacitor connected in series between the above resonant converter and the transmitter coil to compensate for the power factor;
A receiving stage parallel compensation capacitor connected in parallel with the receiving coil to compensate for the power factor;
A rectifier that rectifies the receiving terminal induced voltage output from the receiving coil into a DC voltage;
A detection unit for detecting the transmitter current and voltage output from the above resonant converter;
A controller that generates a PWM signal used for switching a switching element in the resonant converter by using a transmitter detection voltage and a transmitter detection current output from the detection unit, a transmission inductance of the transmitter coil, a reception inductance of the receiver coil, and an output reference voltage applied from the outside, the output reference voltage being a voltage that serves as a reference for an output voltage output from the rectifier to a load.
A wireless power transmission system using a sensorless method including a receiver.
상기 송신단 검출 전압, 송신단 검출 전류, 송신 인덕턴스, 수신 인덕턴스와, 송신단 저항, 그리고 수신단 저항을 이용하여 출력 추정 전압 - 상기 출력 추정 전압은 상기 정류부로부터 부하로 출력되는 출력 전압을 추정하는 전압임 - 을 출력하는 출력 전압 추정기;
상기 출력 기준 전압과 상기 출력 추정 전압의 오차인 차전압을 출력하는 제1 감산기;
상기 제1 감산기로부터 출력되는 차전압을 비례적분하여 비례적분 차전압을 출력하는 제1 PI 제어기;
상기 제1 PI 제어기로부터 출력되는 비례적분된 차전압에 대하여 소정의 상한치와 하한치 범위 내로 제한하여 제한된 비례적분 차전압을 출력하는 제1 리미터;
상기 송신단 검출 전압과 송신단 검출 전류를 입력받아 전역 통과 필터를 사용하여 전압 위상과 전류 위상을 출력하는 가상 2상 블록;
상기 전압 위상과 전류 위상을 이용하여 삼각파 형태의 추정 스위칭 주파수를 출력하는 스위칭 주파수 추정기; 및
상기 제한된 비례적분 차전압과 추정 스위칭 주파수를 비교하여 PWM 신호를 출력하는 비교기
를 포함하는 수신단 센서리스 방식을 이용한 무선 전력 전송 시스템.
In claim 1, the controller,
An output voltage estimator that uses the above transmitter detection voltage, transmitter detection current, transmitter inductance, receiver inductance, transmitter resistance, and receiver resistance to output an output estimated voltage, wherein the output estimated voltage is a voltage that estimates an output voltage output from the rectifier to a load;
A first subtractor that outputs a differential voltage, which is an error between the output reference voltage and the output estimated voltage;
A first PI controller that proportionally integrates the differential voltage output from the first subtracter and outputs a proportional integral differential voltage;
A first limiter that outputs a limited proportional integral differential voltage by limiting the proportional integral differential voltage output from the first PI controller within a predetermined upper and lower limit range;
A virtual two-phase block that receives the above transmitter detection voltage and transmitter detection current and outputs the voltage phase and current phase using an all-pass filter;
A switching frequency estimator that outputs an estimated switching frequency in the form of a triangle wave using the voltage phase and current phase; and
A comparator that outputs a PWM signal by comparing the above limited proportional integral difference voltage and the estimated switching frequency.
A wireless power transmission system using a sensorless method including a receiver.
상기 송신단 검출 전류를 d축 정지좌표계 검출 전류(Ids)와 q축 정지좌표계 검출 전류(Iqs)로 변환하여 출력하는 제1 전역 통과 필터;
상기 d축 정지좌표계 검출 전류(Ids)와 q축 정지좌표계 검출 전류(Iqs)를 d축 동기좌표계 검출 전류(Ide)와 q축 동기좌표계 검출 전류(Iqe)로 변환하는 전류 정지/동기 좌표계 변환부;
외부에서 인가되는 d축 동기좌표계 기준 전류(Idref)와 d축 동기좌표계 검출 전류(Ide)의 오차를 계산하여 차전류를 출력하는 제2 감산기;
상기 차전류를 비례적분하여 전류 각속도 변화량을 출력하는 제2 PI제어기;
상기 전류 각속도 변화량과 송신단 전류의 각속도를 가산하여 전류 가산 각속도를 출력하는 제1 가산기; 및
상기 전류 가산 각속도를 적분하여 전류 위상을 출력하는 제1 적분기
를 포함하는 수신단 센서리스 방식을 이용한 무선 전력 전송 시스템.
In claim 2, the current phase detection block within the virtual two-phase block,
A first global pass filter that converts the above transmitter detection current into a d-axis stationary coordinate system detection current (Ids) and a q-axis stationary coordinate system detection current (Iqs) and outputs them;
A current stationary/synchronous coordinate system conversion unit that converts the above d-axis stationary coordinate system detection current (Ids) and q-axis stationary coordinate system detection current (Iqs) into d-axis synchronous coordinate system detection current (Ide) and q-axis synchronous coordinate system detection current (Iqe);
A second subtractor that calculates the error between the externally applied d-axis synchronous coordinate system reference current (Idref) and the d-axis synchronous coordinate system detection current (Ide) and outputs a differential current;
A second PI controller that proportionally integrates the above-mentioned secondary current and outputs the current angular velocity change amount;
A first adder that adds the current angular velocity change amount and the angular velocity of the transmitter current and outputs the current addition angular velocity; and
A first integrator that integrates the above current addition angular velocity and outputs the current phase.
A wireless power transmission system using a sensorless method including a receiver.
상기 송신단 검출 전압(Vp)을 d축 정지좌표계 검출 전압(Vds)과 q축 정지좌표계 검출 전압(Vqs)으로 변환하여 출력하는 제2 전역 통과 필터;
상기 d축 정지좌표계 검출 전압(Vds)와 q축 정지좌표계 검출 전압(Vqs)를 d축 동기좌표계 검출 전압(Vde)과 q축 동기좌표계 검출 전압(Vqe)으로 변환하는 전압 정지/동기 좌표계 변환부;
외부에서 인가되는 d축 동기좌표계 기준 전압(Vdref)과 상기 d축 동기좌표계 검출 전압(Vde)의 오차를 계산하여 차전압을 출력하는 제3 감산기;
상기 차전압을 비례적분하여 전압 각속도 변화량을 출력하는 제3 PI제어기;
상기 전압 각속도 변화량과 전압의 각속도를 가산하여 전압 가산 각속도를 출력하는 송신단 제2 가산기; 및
상기 전압 가산 각속도를 적분하여 전압 위상을 출력하는 제2 적분기
를 포함하는 수신단 센서리스 방식을 이용한 무선 전력 전송 시스템.
In claim 2, the voltage phase detection block within the virtual two-phase block,
A second global pass filter that converts the above transmitter detection voltage (Vp) into a d-axis stationary coordinate system detection voltage (Vds) and a q-axis stationary coordinate system detection voltage (Vqs) and outputs them;
A voltage stationary/synchronous coordinate system conversion unit that converts the above d-axis stationary coordinate system detection voltage (Vds) and q-axis stationary coordinate system detection voltage (Vqs) into d-axis synchronous coordinate system detection voltage (Vde) and q-axis synchronous coordinate system detection voltage (Vqe);
A third subtractor that calculates the error between the externally applied d-axis synchronous coordinate system reference voltage (Vdref) and the d-axis synchronous coordinate system detection voltage (Vde) and outputs a differential voltage;
A third PI controller that proportionally integrates the above-mentioned differential voltage and outputs the voltage angular velocity change amount;
A second adder of the transmitter that adds the voltage angular velocity change amount and the voltage angular velocity and outputs the voltage addition angular velocity; and
A second integrator that integrates the above voltage addition angular velocity and outputs the voltage phase.
A wireless power transmission system using a sensorless method including a receiver.
상기 가상 2상 블록으로부터 출력되는 전압 위상과 전류 위상의 오차를 계산하여 위상 오차()를 출력하는 제4 감산기;
상기 위상 오차()를 비례적분하여 비례적분된 위상 오차를 출력하는 제4 PI제어기; 및
상기 비례적분된 위상 오차에 대하여 소정의 상한치와 하한치 범위 내로 제한하여 제한된 추정 스위칭 주파수(Fsw)를 출력하는 제2 리미터
를 포함하는 수신단 센서리스 방식을 이용한 무선 전력 전송 시스템.
In claim 2, the switching frequency estimator,
The phase error is calculated by calculating the error between the voltage phase and current phase output from the above virtual two-phase block ( ) for outputting the fourth subtractor;
The above phase error ( ) and outputs the proportionally integrated phase error; and
A second limiter outputs a limited estimated switching frequency (Fsw) by limiting the proportionally integrated phase error within a predetermined upper and lower limit range.
A wireless power transmission system using a sensorless method including a receiver.
상기 송신단 저항은, 직류 저항성분, 표피효과에 의한 손실 저항성분, 자계의 근접효과에 의한 저항성분, 및 와전류 손실 저항성분을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신단 센서리스 방식을 이용한 무선 전력 전송 시스템.In claim 3,
A wireless power transmission system using a sensorless receiving method, characterized in that the above-mentioned transmitter resistance includes a DC resistance component, a loss resistance component due to the skin effect, a resistance component due to the proximity effect of a magnetic field, and an eddy current loss resistance component.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020230015132A KR102731744B1 (en) | 2023-02-03 | Wireless power transmission system using secondary sensorless type |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020230015132A KR102731744B1 (en) | 2023-02-03 | Wireless power transmission system using secondary sensorless type |
Publications (2)
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---|---|
KR20240122224A KR20240122224A (en) | 2024-08-12 |
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