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KR102615140B1 - 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치 및 방법, 혼선을 줄이기 위한 초음파 수신기 - Google Patents

혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치 및 방법, 혼선을 줄이기 위한 초음파 수신기 Download PDF

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KR102615140B1
KR102615140B1 KR1020210100351A KR20210100351A KR102615140B1 KR 102615140 B1 KR102615140 B1 KR 102615140B1 KR 1020210100351 A KR1020210100351 A KR 1020210100351A KR 20210100351 A KR20210100351 A KR 20210100351A KR 102615140 B1 KR102615140 B1 KR 102615140B1
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bit
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ultrasonic
spectrogram
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Abstract

본 발명은 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치 및 방법, 혼선을 줄이기 위한 초음파 수신기에 관한 것으로, 본 발명의 일면에 따른 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치는 미리 할당된 ID 코드에 포함된 각 비트의 비트값에 따라 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 변조신호를 생성하는 변조부와, 변조신호를 입력받아 외부로 초음파 신호를 송신하는 송신 트랜스듀서를 포함하는 초음파 송신기, 초음파 송신기에서 초음파 신호를 송신한 후 외부로부터 초음파 신호를 수신하고 전기적 에너지로 변환하여 수신신호를 생성하는 수신 트랜스듀서와, 시간영역의 수신신호를 스펙트로그램 상의 수신신호로 변환하는 스펙트로그램 변환부와, 스펙트로그램 상의 수신신호와 각 비트값에 대응되는 기준비트신호의 상호상관을 통해 스펙트로그램 상의 수신신호를 시간에 따라 각 비트값에 대응되는 판단값을 가지는 비트신호로 복조하는 비트신호 복조부를 포함하는 초음파 수신기, 비트신호와 ID 코드에 따라 기설정된 기준코드신호의 상호상관값을 산출하는 상호상관값 산출부, 상호상관값이 ID 코드의 길이와 대응되는지 판단하며 상호상관값이 ID 코드의 길이와 대응되는 시점을 수신시점으로 결정하는 수신시점 결정부 및 초음파 송신기에서 초음파 신호를 송신한 시점과 수신시점의 차이에 기초하여 거리를 산출하는 거리 산출부를 포함한다.

Description

혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치 및 방법, 혼선을 줄이기 위한 초음파 수신기{APPARATUS AND METHOD OF ULTRASONIC DISTANCE MEASUREMENT FOR REDUCING CROSSTALK, ULTRASONIC RECEIVER FOR REDUCING CROSSTALK}
본 발명은 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 기술에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 할당된 ID 코드에 따라 변조된 초음파 신호를 송신 및 수신하여 혼선을 줄일 수 있는 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 기술에 관한 것이다.
초음파를 이용한 거리 측정은 초음파를 송신하고 대상체에 의해 반사된 반사파가 수신되면 송신시점과 수신시점의 차이에 따른 비행시간(Time of Flight; ToF)을 이용해 거리를 산출하는 순으로 이뤄진다.
이러한 초음파를 이용한 거리 측정 기술은, 다수의 초음파 센서가 공존하는 환경에서 다른 초음파 센서에서 발생한 초음파 신호에 의해 혼선이 발생하고 그에 따라 측정 오차가 발생하는 문제가 있었다.
이러한 문제를 해결하기 위해 서로 다른 시간에 초음파를 송신하는 TDMA(Time Division Multiple Access) 방식, 서로 다른 주파수의 초음파를 송신하는 FDMA(Frequency Division Multiple Access) 방식, 초음파 센서별로 ID 코드를 부여하여 ID 코드에 따라 변조된 초음파를 송신하는 CDMA(Code Division Multiple Access) 방식이 개시되고 있다.
TDMA 방식은 측정 환경 내의 초음파 센서의 수가 많아지면 거리 측정 시간 간격이 길어지는 단점이 있으며 FDMA 방식은 일반적인 협대역 초음파 센서 대신 광대역 초음파 센서를 사용해야 하므로 제작 비용이 증가하는 문제가 있다. 이에, 초음파 센서의 혼선 방지를 위한 기술로 CDMA 방식이 널리 사용되고 있다.
그러나, 각 차량에 장착되는 초음파 센서의 개수가 증가하고 한 공간에 다수의 초음파 센서가 밀집되는 상황에서 종래의 CDMA 방식만으로 초음파 센서의 혼선을 방지하기엔 한계가 있다.
구체적으로, 도 6을 참조하면 종래의 CDMA 방식은 '1'과 '1'이 중첩으로 수신된 경우와 '1'과 '0'이 중첩으로 수신된 경우 모두 '1'로 이진화되는 것을 확인할 수 있다. 즉, 온오프 변조(on-off keying)를 이용한 종래의 CDMA 방식은 초음파 신호가 중첩으로 수신되는 경우 각 초음파 신호의 비트를 구분하기가 어려우며, 코드별 직교성(Orthogonality)이 보장되지 않는 문제점이 있다.
따라서, 종래의 CDMA 방식은 측정 환경 내의 초음파 센서의 수가 많아질수록 코드의 직교성을 보장하기 위해 ID 코드가 매우 길어져야 했다.
또한, 종래의 CDMA 방식은 초음파 수신시점을 알기 위해 스타트 비트(star bit)가 필요해서, ID 코드와 별개로 스타트 비트를 구비함에 따라 코드가 길어지며 측정 시간 간격이 늘어나는 문제가 있었다.
대한민국 특허출원번호 제10-2020-0011715호 대한민국 특허출원번호 제10-2016-0172549호
본 발명의 목적은 상기 문제점을 해결하기 위한 것으로, 코드의 비트값에 따라 다른 기울기로 주파수 스윕하며 변조한 초음파 신호를 송신하여 중첩으로 수신되는 초음파 신호의 구분이 가능한 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
본 발명은 수신된 초음파 신호를 스펙트로그램 상에서 처리하여 신호대 노이즈 비가 낮은 환경에서도 ID 코드의 복조가 용이한 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치 및 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 목적은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 목적들은 아래의 기재로부터 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
전술한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일면에 따른 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치는 미리 할당된 ID 코드에 포함된 각 비트의 비트값에 따라 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 변조신호를 생성하는 변조부와, 변조신호를 입력받아 외부로 초음파 신호를 송신하는 송신 트랜스듀서를 포함하는 초음파 송신기, 초음파 송신기에서 초음파 신호를 송신한 후 외부로부터 초음파 신호를 수신하고 전기적 에너지로 변환하여 수신신호를 생성하는 수신 트랜스듀서와, 시간영역의 수신신호를 스펙트로그램 상의 수신신호로 변환하는 스펙트로그램 변환부와, 스펙트로그램 상의 수신신호와 각 비트값에 대응되는 기준비트신호의 상호상관을 통해 스펙트로그램 상의 수신신호를 시간에 따라 각 비트값에 대응되는 판단값을 가지는 비트신호로 복조하는 비트신호 복조부를 포함하는 초음파 수신기, 비트신호와 ID 코드에 따라 기설정된 기준코드신호의 상호상관값을 산출하는 상호상관값 산출부, 상호상관값이 ID 코드의 길이와 대응되는지 판단하며 상호상관값이 ID 코드의 길이와 대응되는 시점을 수신시점으로 결정하는 수신시점 결정부 및 초음파 송신기에서 초음파 신호를 송신한 시점과 수신시점의 차이에 기초하여 거리를 산출하는 거리 산출부를 포함한다.
본 발명의 다른 면에 따른 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 방법은 미리 할당된 ID 코드에 포함된 각 비트의 비트값에 따라 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 변조신호를 생성하는 단계, 변조신호를 물리적 에너지로 변환하여 외부로 초음파 신호를 송신하는 단계, 외부로부터 초음파 신호를 수신하고 전기적 에너지로 변환하여 수신신호를 생성하는 단계, 시간영역의 수신신호를 스펙트로그램 상의 수신신호로 변환하는 단계, 스펙트로그램 상의 수신신호와 각 비트값에 대응되는 기준비트신호의 상호상관을 통해 스펙트로그램 상의 수신신호를 시간에 따라 각 비트값에 대응되는 판단값을 가지는 비트신호로 복조하는 단계, 비트신호와 ID 코드에 따라 기설정된 기준코드신호의 상호상관값을 산출하는 단계, 상호상관값이 ID 코드의 길이와 대응되는지 판단하는 단계, 상호상관값이 ID 코드의 길이와 대응되면, 상호상관값이 ID 코드의 길이와 대응된 시점을 수신시점으로 결정하는 단계 및 초음파 신호를 송신한 시점과 수신시점의 차이에 기초하여 거리를 산출하는 단계를 포함한다.
본 발명의 또 다른 면에 따른 혼선을 줄이기 위한 초음파 송신기는 미리 할당된 ID 코드에 포함된 각 비트의 비트값에 따라 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 변조신호를 생성하는 변조부 및 변조신호를 입력받아 외부로 초음파 신호를 송신하는 송신 트랜스듀서를 포함한다.
본 발명의 또 다른 면에 따른 혼선을 줄이기 위한 초음파 수신기는 초음파 송신기에서 ID 코드에 포함된 각 비트의 비트값에 따라 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 변조한 초음파 신호를 송신한 후 외부로부터 초음파 신호를 수신하고 전기적 에너지로 변환하여 수신신호를 생성하는 수신 트랜스듀서, 시간영역의 수신신호를 스펙트로그램 상의 수신신호로 변환하는 스펙트로그램 변환부 및 스펙트로그램 상의 수신신호와 각 비트값에 대응되는 기준비트신호의 상호상관을 통해 스펙트로그램 상의 수신신호를 시간에 따라 각 비트값에 대응되는 판단값을 가지는 비트신호로 복조하는 비트신호 복조부를 포함한다.
본 발명에 따르면 코드의 비트값에 따라 다른 기울기로 주파수 스윕하며 변조한 초음파 신호를 송신하여 중첩으로 수신되는 초음파 신호의 구분이 가능한 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치 및 방법을 제공하는 효과가 있다.
즉, 본 발명에 따르면 동시에 들어온 초음파 신호가 구분되어 코드별 직교성이 보장되는 효과를 가진다.
본 발명에 따르면 수신된 초음파 신호를 스펙트로그램 상에서 처리하여 신호대 노이즈 비가 낮은 환경에서도 ID 코드의 복조가 용이하다.
또한, ID 코드에 별도의 스타트 비트를 부여하지 않고도 수신시점 측정이 가능하다는 이점이 있다.
본 발명의 효과는 상기에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 효과들은 청구범위의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치의 블록도이다.
도 2는 본 발명의 다른 실시예에 따른 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 방법의 순서도이다.
도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 방법에 있어서 상호상관 마스크 생성 단계를 구체적으로 나타낸 순서도이다.
도 4a는 본 발명의 실시예들에 있어서 제1 비트값에 대해 기설정된 제1 기울기로 주파수 스윕하여 생성되는 신호를 스펙트로그램 상에서 나타낸 그래프이다.
도 4b는 본 발명의 실시예들에 있어서 제2 비트값에 대해 기설정된 제2 기울기로 주파수 스윕하여 생성되는 신호를 스펙트로그램 상에서 나타낸 그래프이다.
도 5a는 도 4a의 신호를 대역 제한하여 송신 트랜스듀서의 대역 제한 특성을 고려한 제1 비트값에 대한 기준비트신호를 스펙트로그램 상에서 나타낸 그래프이다.
도 5b는 도 4b의 신호를 대역 제한하여 송신 트랜스듀서의 대역 제한 특성을 고려한 제2 비트값에 대한 기준비트신호를 스펙트로그램 상에서 나타낸 그래프이다.
도 6a는 종래의 CDMA 방식에서 각각 비트 '1'과 '1'에 대응되는 서로 다른 두 초음파 신호가 중첩되어 수신될 때의 수신신호를 나타낸 그래프이다.
도 6b는 종래의 CDMA 방식에서 각각 비트 '1'과 '0'에 대응되는 서로 다른 두 초음파 신호가 중첩되어 수신될 때의 수신신호를 나타낸 그래프이다,
도 7a는 본 발명의 실시예들에 있어서 각각 비트 '1'과 '1'에 대응되는 서로 다른 두 초음파 신호가 중첩되어 수신될 때의 스펙트로그램 상의 수신신호를 나타낸 그래프이다.
도 7b는 본 발명의 실시예들에 있어서 각각 비트 '1'과 '0'에 대응되는 서로 다른 두 초음파 신호가 중첩되어 수신될 때의 스펙트로그램 상의 수신신호를 나타낸 그래프이다.
도 8a는 종래의 CDMA 방식에서 신호대 노이즈 비율이 5일때 수신되는 초음파 신호를 나타낸 그래프이다.
도 8b는 종래의 CDMA 방식에서 신호대 노이즈 비율이 0.5.일때 수신되는 초음파 신호를 나타낸 그래프이다.
도 9a는 본 발명의 실시예들에 있어서 신호대 노이즈 비율이 5일때 수신되는 초음파 신호를 스펙트로그램 상에 나타낸 그래프이다.
도 9b는 본 발명의 실시예들에 있어서 신호대 노이즈 비율이 0.5일때 수신되는 초음파 신호를 스펙트로그램 상에 나타낸 그래프이다.
도 10a는 본 발명의 실시예들에 있어서 제1 비트값에 대해 생성된 상호상관 마스크를 나타낸 그래프이다.
도 10b는 본 발명의 실시예들에 있어서 제2 비트값에 대해 생성된 상호상관 마스크를 나타낸 그래프이다.
도 11는 본 발명의 실시예들에 있어서 스펙트로그램 상의 수신신호를 나타낸 그래프이다.
도 12는 도 10a와 도 10b에 나타낸 각 상호상관 마스크와 도 11의 수신신호의 상호상관 계수를 나타낸 그래프이다.
도 13은 도 12에서 본 발명의 실시예들에 따른 비트신호 복조를 설명하기 위한 예시도이다.
도 14는 본 발명의 실시예들에 있어서 복조된 비트신호를 나타낸 그래프이다.
도 15는 본 발명의 실시예들에 있어서 ID 코드에 따라 기설정된 기준코드신호를 나타낸 그래프이다.
도 16은 종래 CDMA 기술과 본 발명의 실시예들에 따른 거리 측정 기술 각각에 있어서 SNR의 변화에 따른 ID 코드 검출률을 나타낸 결과 그래프이다.
도 17은 종래 CDMA 기술과 본 발명의 실시예들에 따른 거리 측정 기술 각각에 있어서 ID 코드의 길이 변화에 따른 ID 코드 검출률을 나타낸 결과 그래프이다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하 개시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 것이며, 단지 본 실시예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하며, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것으로서, 본 발명은 청구항의 기재에 의해 정의될 뿐이다. 한편, 본 명세서에서 사용된 용어는 실시예들을 설명하기 위한 것이며, 본 발명을 제한하고자 하는 것은 아니다. 본 명세서에서, 단수형은 문구에서 특별히 언급하지 않는 한 복수형도 포함한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치의 블록도이고, 도 2는 본 발명의 다른 실시예에 따른 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 방법의 순서도이며, 도 3은 본 발명의 다른 실시예에 따른 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 방법에 있어서 상호상관 마스크 생성 단계를 구체적으로 나타낸 순서도이다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 방법은 본 발명의 일 실시예에 따른 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치(10)에 의해 수행될 수 있다.
이하, 설명의 편의를 위하여 도 1 내지 3에 있어서 기능적으로 일치되는 내용 및 구성은 도면 부호를 일치시키고 중복하여 설명하지 않도록 한다.
혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치(10)는 코드 할당부(101), 초음파 송신기(110), 초음파 수신기(120), 상호상관값 산출부(130), 수신시점 결정부(140), 거리 산출부(150)를 포함하는 것일 수 있다.
코드 할당부(101)는 복수 개의 비트로 구성되며, 다른 초음파 송수신기와 구분을 위한 ID 코드를 할당하는 것일 수 있다.
이때, ID 코드는 자기상관의 최댓값과 상호상관의 최댓값의 차이가 클수록 바람직하다.
초음파 송신기(110)는 변조부(111)와 송신 트랜스듀서(113)를 포함하는 것일 수 있다.
변조부(111)는 코드 할당부(101)에서 미리 할당된 ID 코드에 포함된 각 비트의 비트값에 따라 기설정된 기울기로 주파수 스윕(frequency sweep)하며 변조신호를 생성한다(S10).
변조부(111)는 ID 코드에 포함된 각 비트가 제1 비트값(예를 들어 1)을 가지면 기설정된 제1 기울기(예를 들어 +1)로 기설정된 비트별 송신시간동안 주파수 스윕하고, 각 비트가 제1 비트값과 다른 제2 비트값(예를 들어 0)을 가지면 제1 기울기와 다른 기설정된 제2 기울기(예를 들어 -1)로 비트별 송신시간동안 주파수 스윕하며 변조신호를 생성하는 것일 수 있다(S10).
변조부(111)는 ID 코드에 포함된 복수 개의 비트에 대해 첫 번째 비트부터 순서대로 각 비트의 비트값에 따라, 제1 비트값을 가지는 경우 기설정된 스윕 중심 주파수를 기준으로 비트별 송신시간 동안 제1 기울기에 대응되는 비율로 주파수가 증가하는 사인파를 생성하고, 제2 비트값을 가지는 경우 기설정된 스윕 중심 주파수를 기준으로 비트별 송신시간 동안 제2 기울기에 대응되는 비율로 주파수가 감소하는 사인파를 생성하며, ID 코드에 포함된 각 비트의 비트값에 따라 주파수 스윕하여 변조신호를 생성하는 것일 수 있다(S10).
변조부(111)는 아래의 수학식에 기초하여 변조신호(
Figure 112021088193365-pat00001
)를 생성하는 것일 수 있다(S10).
Figure 112021088193365-pat00002
여기서
Figure 112021088193365-pat00003
는 미리 설정된 주파수 스윕 범위이고,
Figure 112021088193365-pat00004
는 미리 설정된 비트별 송신시간이며, k는 각 비트의 비트값에 대응하는 기울기(예를 들어 비트값이 1일때 +1, 비트값이 0일때 -1)이고,
Figure 112021088193365-pat00005
는 t를
Figure 112021088193365-pat00006
로 나눈 나머지이며,
Figure 112021088193365-pat00007
는 미리 설정된 스윕 중심 주파수이다.
여기서 스윕 중심 주파수는 각 초음파 센서의 중심 주파수와 동일하게 설정되는 것일 수 있다.
Figure 112021088193365-pat00008
여기서
Figure 112021088193365-pat00009
는 ID 코드에서 n번째 비트에 해당하는 신호를 의미한다.
Figure 112021088193365-pat00010
여기서,
Figure 112021088193365-pat00011
는 ID 코드의 길이, 즉 ID 코드에 포함된 비트의 개수를 의미한다.
즉, 변조부(111)는 ID 코드에 포함된 각 비트에 대해 각 비트의 비트값에 따라 스윕 중심 주파수를 기준으로 각 비트의 비트값에 대응되는 기울기로 주파수가 증가 또는 감소하는 사인파를 비트별 송신시간 동안 생성하며, 각 비트에 대응되는 시간에서 각 비트의 비트값 따라 주파수 증가 또는 감소하는 사인파로 이루어진 변조신호를 생성할 수 있다.
본 발명에 따르면 각 비트값에 대해 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 변조신호를 생성하므로, 스타트 비트로 첫 비트를 "1"로 설정하지 않아도 된다.
즉, 초음파를 식별하기 위한 ID 코드와 관계없는 별도의 스타트 비트가 필요하지 않으므로 코드의 길이를 줄일 수 있다.
송신 트랜스듀서(113)는 변조부(111)로부터 변조신호를 인가받아 물리적 에너지로 변환하여 외부로 초음파 신호를 송신한다(S20).
도 4를 참조하면, 본 발명의 실시예들에 있어서 ID 코드에 포함된 각 비트값에 따라 주파수 스윕하여 생성한 신호는 스펙트로그램 상에서 각 비트값에 대응되는 기울기로 기울어진 직사각형 형태를 가지는 것을 확인할 수 있다.
그러나, 각 비트값에 따라 주파수 스윕하여 생성된 신호는 실제로 송신 트랜스듀서의 특성에 의해 대역폭 제한되어 도 5에 도시된 바와 같이 스펙트로그램 상에서 중심 주파수(
Figure 112021088193365-pat00012
, 예를 들어 40kHz)에서 신호 강도가 가장 강하고 대역폭을 벗어나면 신호 강도가 작아지는 타원 형태를 가지게 된다.
각 비트값에 따라 변조되는 신호는 실제로 송신 트랜스듀서의 특성에 의해 대역폭이 제한되므로, 주파수 스윕 범위(
Figure 112021088193365-pat00013
)를 너무 넓게 설정하는 경우 한 비트에 대해 시간 대비 신호 크기가 작은 영역의 비율이 높아져 효율이 떨어질 수 있다.
따라서, 주파수 스윕 범위(
Figure 112021088193365-pat00014
)는 트랜스듀서로 적용된 제품의 대역폭 스펙에 따라 미리 설정되는 것일 수 있다.
초음파 수신기(120)는 수신 트랜스듀서(121), 스펙트로그램 변환부(123), 마스크 생성부(125), 비트신호 복조부(127)를 포함하는 것일 수 있다.
수신 트랜스듀서(121)는 송신 트랜스듀서(113)에서 초음파 신호를 송신한 이후 외부로부터 초음파 신호를 수신하고 전기적 에너지로 변환하여 수신신호를 생성하는 것일 수 있다(S30).
스펙트로그램 변환부(123)는 수신 트랜스듀서(121)에서 입력된 시간영역 상의 수신신호를 스펙트로그램 상의 수신신호로 변환한다(S40).
스펙트로그램 변환부(123)는 수신 트랜스듀서(121)에서 입력된 시간영역 상의 수신신호를 단시간 푸리에 변환(Short-Time Fourier Transform)하여 시간 및 주파수 영역의 수신신호로 변환하고 시간 및 주파수 영역의 수신신호의 크기를 제곱함에 따라 복수 개의 시점과 주파수 각각에 대응하는 픽셀값을 가지는 복수 개의 픽셀로 이루어진 스펙트로그램 상의 수신신호로 변환하는 것일 수 있다.
구체적으로, 스펙트로그램 변환부(123)는 아래의 수학식에 표시된 바와 같이 수신 트랜스듀서(121)에서 입력된 시간영역 상의 수신신호(
Figure 112021088193365-pat00015
)를 단시간 푸리에 변환하여 시간 및 주파수 영역의 수신신호(
Figure 112021088193365-pat00016
)로 변환할 수 있다.
Figure 112021088193365-pat00017
이후, 스펙트로그램 변환부(123)는 아래의 수학식과 같이 시간 및 주파수 영역의 수신신호(
Figure 112021088193365-pat00018
)의 크기를 제곱하며 스펙트로그램 상의 수신신호(
Figure 112021088193365-pat00019
)를 생성할 수 있다.
Figure 112021088193365-pat00020
상기한 구성에 따라, 스펙트로그램 변환부(123)는 송신 트랜스듀서(121)에서 입력된 시간영역의 수신신호를 시간 및 주파수 영역에서 각 시점 및 주파수에 대응하는 픽셀값을 가지는 스펙트로그램 상의 수신신호로 변환하는 것일 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
도 7은 본 발명의 실시예들에 있어서 서로 다른 두 초음파 신호가 중첩으로 수신되었을 때 스펙트로그램 상의 수신신호를 나타낸 그래프이다.
도 7을 참조하면, 각각 비트 '1'과 '1'에 대응되는 서로 다른 두 초음파 신호가 중첩되어 수신되었을 때와 각각 비트 '1'과 '0'에 대응되는 서로 다른 두 초음파 신호가 중첩되어 수신될 때의 수신신호가 스펙트로그램 상에서 구분되는 것을 확인할 수 있다.
즉, 본 발명에 따르면 비트값에 따라 다른 기울기로 주파수 스윕하며 변조하여 초음파 신호를 송신하고, 수신되는 초음파 신호를 스펙트로그램 상에서 처리함으로써, 중첩되어 수신되는 초음파 신호의 비트 구분이 가능하며 코드별 직교성이 보장되는 이점이 있다.
또한, 스펙트로그램 상에서 수신신호를 처리하여 신호대 노이즈 비율이 낮은 환경에서도 초음파 신호의 코드 복조가 가능하다.
도 8을 참조하면 종래의 CDMA 방식은 시간 영역의 수신신호를 이용하여 신호대 노이즈 비율(SNR)이 낮아지면 수신신호의 형태가 크게 변하는 것에 비해, 도 9를 참조하면 본 발명은 스펙트로그램 상의 수신신호를 이용하므로, 신호대 노이즈 비율이 낮아지더라도 스펙트로그램 상의 수신신호의 형태가 비교적 잘 유지되는 것을 확인할 수 있다.
즉, 종래의 CDMA 방식은 신호대 노이즈 비율에 따라 거리 측정 성능이 민감하게 바뀌는데 비해, 본 발명에 따르면 신호대 노이즈 비율이 낮은 환경에서도 안정적인 거리 측정 성능을 제공할 수 있다.
이하, 스펙트로그램 상의 수신신호를 복조하고 수신시점을 결정하여 거리를 측정하기 위한 방법 및 구성을 상세하게 설명하도록 한다.
마스크 생성부(125)는 각 비트값에 대해 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 생성된 기준비트신호를 스펙트로그램 상의 신호로 변환하며, 스펙트로그램 상의 수신신호와 각 비트값에 대한 기준비트신호의 상호상관 계수를 산출하기 위한 상호상관 마스크를 생성한다(S50).
마스크 생성부(125)는 각 비트값에 대해 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 생성된 신호를 대역폭 통과 필터에 통과시킴에 따라 기준비트신호를 생성하며(S51), 기준비트신호를 스펙트로그램 상의 신호로 변환하고(S53), 스펙트로그램 상의 기준비트신호에서 비트별 송신시간에 대응되는 시간범위와 기설정된 스윕 주파수 범위에 대응되는 관심 시간 및 주파수영역을 추출하여 각 비트값에 대한 상호상관 마스크를 생성하는 것일 수 있다(S55).
마스크 생성부(125)는 아래의 수학식을 통해 각 비트값에 대한 기준비트신호를 생성하는 것일 수 있다(S51).
Figure 112021088193365-pat00021
Figure 112021088193365-pat00022
여기서
Figure 112021088193365-pat00023
은 제1 비트값에 대한 기준비트신호이고,
Figure 112021088193365-pat00024
은 제2 비트값에 대한 기준비트 신호이며,
Figure 112021088193365-pat00025
은 제1 비트값에 대응되는 제1 기울기로 주파수 스윕함에 따라 생성되는 신호이고,
Figure 112021088193365-pat00026
는 제2 비트값에 대응되는 제2 기울기로 주파수 스윕함에 따라 생성되는 신호이며,
Figure 112021088193365-pat00027
는 high Q 대역필터(Bandpass Filter)의 전달함수(
Figure 112021088193365-pat00028
)에 라플라스 역변환을 수행한 시간 도메인 함수이다.
마스크 생성부(125)는 각 비트값에 대응되는 기설정된 기울기로 주파수 스윕하여 생성한 신호를 대역필터에 적용하여, 트랜스듀서의 대역 제한 특성을 고려한 각 비트값에 대응되는 기준비트신호를 생성할 수 있다.
이후, 마스크 생성부(125)는 제1 비트값에 대한 기준비트신호(
Figure 112021088193365-pat00029
)와 제2 비트값에 대한 기준비트신호(
Figure 112021088193365-pat00030
)를 각각 스펙트로그램 상의 신호(
Figure 112021088193365-pat00031
,
Figure 112021088193365-pat00032
)로 변환하고(S53), 제1 비트값에 대한 스펙트로그램 상의 기준비트신호(
Figure 112021088193365-pat00033
)와 제2 비트값에 대한 스펙트로그램 상의 기준비트신호(
Figure 112021088193365-pat00034
) 각각에서 비트별 송신시간에 대응되는 시간범위와 기설정된 스윕 주파수 범위에 대응되는 관심 시간 영역(0,
Figure 112021088193365-pat00035
)및 주파수 영역
Figure 112021088193365-pat00036
을 추출하여 제1 비트값에 대한 상호상관 마스크(
Figure 112021088193365-pat00037
)와 제2 비트값에 대한 상호상관 마스크(
Figure 112021088193365-pat00038
)를 생성하는 것일 수 있다(S55).
즉, 마스크 생성부(125)는 각 비트값에 대한 시간영역의 기준비트신호를 비트별 송신시간에 포함된 각 시점과 주파수 영역에 포함된 각 주파수에 대응하는 픽셀값을 가지는 픽셀로 이루어진 상호상관 마스크를 생성할 수 있다.
비트신호 복조부(127)는 스펙트로그램 상의 수신신호와 각 비트값에 대응되는 기울기로 주파수 스윕된 기준비트신호의 상호상관을 통해 스펙트로그램 상의 수신신호를 시간에 따라 각 비트값에 대응되는 판단값을 가지는 비트신호로 복조한다(S60).
비트신호 복조부는(127)는 마스크 생성부(125)에서 각 비트값에 대해 생성한 상호상관 마스크와 스펙트로그램 상의 수신신호의 상호상관 계수를 산출하고, 시간에 따른 상호상관 계수의 변화에 따라 상호상관 계수가 기설정된 임계값을(예를 들어 0.8) 초과하며 극대인 시점에 각 비트값에 대응되는 판단값(예를 들어, 비트값이 1인 경우 1, 비트값이 0인 경우 -1)을 가지고 상호상관 계수가 임계값 이하이거나 극대가 아닌 시점에서는 기설정된 초기값(예를 들어 0)을 가지는 비트신호를 생성하며 스펙트로그램 상의 수신신호를 복조하는 것일 수 있다(S60).
비트신호 복조부는(127)는 스펙트로그램 상의 수신신호에서 각 시점에 대응되는 복수 개의 픽셀과 각 비트값에 대한 상호상관 마스크에 포함된 복수 개의 픽셀의 상호상관 계수를 산출하며, 시간에 따른 상호상관 계수를 산출할 수 있다.
비트신호 복조부는(127)는 아래의 수학식을 이용하여 제1 비트값에 대한 상호상관 마스크(
Figure 112021088193365-pat00039
)와 스펙트로그램 상의 수신신호(
Figure 112021088193365-pat00040
)의 시간에 따른 상호상관 계수(
Figure 112021088193365-pat00041
)와, 제2 비트값에 대한 상호상관 마스크(
Figure 112021088193365-pat00042
)와 스펙트로그램 상의 수신신호(
Figure 112021088193365-pat00043
)의 시간에 따른 상호상관 계수(
Figure 112021088193365-pat00044
)를 산출할 수 있다.
Figure 112021088193365-pat00045
Figure 112021088193365-pat00046
여기서
Figure 112021088193365-pat00047
는 스펙트럼 상의 수신신호에 포함된 픽셀들 중 시점 t에 대응되는 픽셀들의 픽셀값 평균이며,
Figure 112021088193365-pat00048
은 제1 비트값에 대한 상호상관 마스크에 포함된 픽셀들의 픽셀값 평균이고,
Figure 112021088193365-pat00049
는 제2 비트값에 대한 상호상관 마스크에 포함된 픽셀들의 픽셀값 평균이다.
각 시점에서 스펙트럼 상의 수신신호에 포함된 픽셀들의 픽셀값 평균(
Figure 112021088193365-pat00050
)은 아래의 수학식으로 나타낼 수 있다.
Figure 112021088193365-pat00051
여기서, n은 상호상관 마스크에 포함된 원소의 개수이다.
제1 비트값에 대한 상호상관 마스크에 포함된 픽셀들의 픽셀값 평균(
Figure 112021088193365-pat00052
)은 아래의 수학식으로 나타낼 수 있다.
Figure 112021088193365-pat00053
제2 비트값에 대한 상호상관 마스크에 포함된 픽셀들의 픽셀값 평균(
Figure 112021088193365-pat00054
)은 아래의 수학식으로 나타낼 수 있다.
Figure 112021088193365-pat00055
도 11은 본 발명의 실시예들에 있어서 ID 코드가 "11001010"일때 송신된 초음파 신호에 대해 수신된 수신신호를 스펙트로그램 상에 나타낸 그래프이고, 도 12는 도 10a와 도 10b에 나타낸 각 비트값에 대한 상호상관 마스크와 도 11의 수신신호의 상호상관 계수를 나타낸 그래프이다.
도 12를 참조하면, 수신신호의 제1 비트값(예를 들어 1)에 대응되는 구간에서 제1 비트값에 대응되는 마스크와의 상호상관 계수(
Figure 112021088193365-pat00056
)가 임계값(예를 들어 0.8)을 초과하고 극대이며, 수신신호의 제2 비트값(예를 들어 0)에 대응되는 구간에서 제2 비트값에 대응되는 마스크와의 상호상관 계수(
Figure 112021088193365-pat00057
)가가 임계값(예를 들어 8)을 초과하고 극대인 것을 확인할 수 있다.
도 13, 도 14를 참조하면, 비트신호 복조부(127)는 시간에 따른 상호상관 계수의 변화에 따라 제1 비트값(예를 들어 1)에 대응되는 상호상관 마스크와의 상호상관 계수(
Figure 112021088193365-pat00058
)가 임계값(예를 들어, 0.8)을 초과하고 극대인 시점에 제1 비트값(예를 들어 1)에 대응되는 제1 판단값(예를 들어 +1), 제2 비트값(예를 들어 0)에 대응되는 상호상관 마스크와의 상호상관 계수(
Figure 112021088193365-pat00059
)가 임계값(예를 들어, 0.8)을 초과하고 극대인 시점에 제2 비트값(예를 들어 0)에 대응되는 제2 판단값(예를 들어 -1)을 가지며 그 외의 시점에서는 기설정된 초기값(예를 들어 0)을 가지는 비트신호를 생성하며 스펙트로그램 상의 수신신호를 비트신호로 복조하는 것일 수 있다.
상호상관값 산출부(130)는 비트신호 복조부(127)에서 복조한 비트신호와 ID 코드에 따라 기설정된 기준코드신호의 상호상관값을 산출한다(S80).
여기서, 기준코드 신호는 비트당 송신시간에 대응하는 시간 간격으로 ID 코드에 포함된 각 비트의 비트값에 대응되는 기설정된 판단값을 가지는 것일 수 있다.
예를 들어 ID코드가 "11001010"인 경우 기준코드 신호는, 도 15에 도시된 바와 같이 각 비트에 대응되는 시점에서 각 비트의 비트값에 따라 비트값이 "1"인 경우 판단값 "1"을 가지고, 비트값 "0"인 경우 판단값 "-1"을 가지는 것일 수 있다.
상호상관값 산출부(130)는 아래의 수학식을 이용하여 비트신호 복조부(127)에서 복조한 비트신호(
Figure 112021088193365-pat00060
)와 ID 코드에 따라 기설정된 기준코드신호(
Figure 112021088193365-pat00061
)의 시간에 따른 상호상관값(
Figure 112021088193365-pat00062
)을 산출하는 것일 수 있다(S80).
Figure 112021088193365-pat00063
이후, 수신시점 결정부(140)는 상호상관값 산출부(130)에서 산출한 상호상관값이 ID 코드의 길이와 대응되는지 판단하며 상호상관값이 ID 코드의 길이와 대응되는 시점을 수신시점으로 결정한다(S90).
예를 들어, 도 14에 도시된 비트신호와 도 15에 도시된 기준코드신호의 상호상관값을 산출하면, 비트신호와 기준코드신호가 일치되는 시점에서 상호상관값은 8로 ID코드 "11001010"의 길이에 따른 값 8과 대응되게 된다.
수신시점 결정부(140)는 상호상관값 산출부(130)에서 산출한 상호상관값이 ID 코드의 길이에 따른 값과 대응되는지 판단하고, 상호상관값 산출부(130)에서 산출한 상호상관값이 ID 코드의 길이에 따른 값과 대응되는 시점을 수신시점으로 결정할 수 있다.
거리 산출부(150)는 초음파 송신기(120)에서 초음파 신호를 송신한 시점과 수신시점 결정부(140)에서 결정한 수신시점의 차이인 비행시간에 기초하여 거리를 산출한다(S100).
거리 산출부(150)는 아래의 수학식과 같이 초음파 신호를 송신한 시점과 수신시점의 차이인 비행시간(
Figure 112021088193365-pat00064
)에 초음파의 전파속도(
Figure 112021088193365-pat00065
)를 곱함에 따라 거리(d)를 산출하는 것일 수 있다(S100).
Figure 112021088193365-pat00066
여기서 초음파의 전파속도(
Figure 112021088193365-pat00067
)는 아래의 수학식과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112021088193365-pat00068
여기서 T는 대기의 온도를 의미한다.
이하, 본 발명의 실시예들에 따른 주파수 스윕 변조와 복조를 이용하였을 때 종래의 CDMA 기술 대비 ID 코드 검출 성능이 향상되는지 확인하기 위해 실험을 수행하였다.
1. 신호대 노이즈 비율(SNR)의 변화에 따른 ID 코드 검출률 비교
종래 CDMA 기술과 본 발명의 실시예들에 따른 거리 측정 기술 각각을 이용해 SNR을 변경하며 코드 검출을 1000번 반복수행(Iteration)하였다.
실험 조건으로, 8bit로 구성된 ID 코드를 사용하며, 노드의 수(서로 다른 초음파 신호를 발생하는 장치의 수)를 3개로 하고, 도착 시간(Time of Arrival)이 균등분포(uniform distribution)되도록 설정하였다.
도 16을 참조하면, 종래의 CDMA 기술(OOK)은 SNR이 6이하일 때 검출률이 50% 이하로 급격하게 떨어지는데 비해, 본 발명의 실시예들에 따른 거리 측정 기술(Proposed)은 SNR이 1 이하일때 검출률이 50%이하로 줄어드는 것을 확인할 수 있다.
즉, 본 발명에 따르면 종래의 CDMA 기술 대비 높은 코드 검출률을 제공할 수 있으며, 특히 SNR이 낮은 환경에서도 비교적 높은 코드 검출률을 제공하는 것을 확인할 수 있었다.
2. ID 코드의 길이에 따른 ID 코드 검출률 비교
종래 CDMA 기술과 본 발명의 실시예들에 따른 거리 측정 기술 각각을 이용해 ID 코드의 길이를 변경하며 코드 검출을 1000번 반복수행하였다.
실험 조건으로, SNR은 10이 되도록 하며, 노드의 수(서로 다른 초음파 신호를 발생하는 장치의 수)를 3개로 하고, 도착 시간(Time of Arrival)이 균등분포(uniform distribution)되도록 설정하였다.
도 17을 참조하면 종래의 CDMA 기술(OOK)에서는 ID 코드의 길이가 8 이상이 되어야 코드 검출률이 50% 이상이 되고, 80% 이상의 코드 검출률을 위해선 ID 코드의 길이가 12 이상이 되어야 하는 것을 확인할 수 있다.
그에 비해, 본 발명의 실시예들에 따른 거리 측정 기술(Proposed)에서는 ID 코드의 길이가 4일 때 50% 이상의 코드 검출률을 가지고, ID 코드의 길이가 8이상이면 80% 이상의 검출률을 가지는 것을 확인할 수 있다.
즉, 본 발명에 따르면 종래의 CDMA 기술 대비 짧은 길이의 ID 코드로도 높은 검출률을 제공하는 것을 확인할 수 있었다.
전술한 바와 같이 본 발명에 따르면 중첩으로 수신되는 초음파 신호의 구분이 가능하여 코드별 직교성이 보장되고 별도의 스타트 비트가 필요하지 않아 종래 기술대비 짧은 길이의 ID 코드로도 높은 검출률을 제공할 수 있다.
즉, 본 발명에 따르면 ID 코드의 길이를 줄여 측정 시간 간격을 줄일 수 있는 이점이 있다.
또한, 본 발명은 수신된 초음파 신호를 스펙트로그램 상에서 처리함에 따라 SNR이 낮은 환경에서도 안정적인 코드 검출이 가능하다는 이점이 있다.
본 발명이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 본 발명의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구의 범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구의 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
10 : 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치
101 : 코드 할당부
110 : 초음파 송신기
111 : 변조부
113 : 송신 트랜스듀서
120 : 초음파 수신기
121 : 수신 트랜스듀서
123 : 스펙트로그램 변환부
125 : 마스크 생성부
127 : 비트신호 복조부
130 : 상호상관값 산출부
140 : 수신시점 결정부
150 : 거리 산출부

Claims (13)

  1. 미리 할당된 ID 코드에 포함된 각 비트의 비트값에 따라 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 변조신호를 생성하는 변조부와, 상기 변조신호를 입력받아 외부로 초음파 신호를 송신하는 송신 트랜스듀서를 포함하는 초음파 송신기;
    상기 초음파 송신기에서 초음파 신호를 송신한 후 외부로부터 초음파 신호를 수신하고 전기적 에너지로 변환하여 수신신호를 생성하는 수신 트랜스듀서와, 시간영역의 상기 수신신호를 스펙트로그램 상의 수신신호로 변환하는 스펙트로그램 변환부와, 상기 스펙트로그램 상의 수신신호와 각 비트값에 대응되는 기준비트신호의 상호상관을 통해 상기 스펙트로그램 상의 수신신호를 시간에 따라 각 비트값에 대응되는 판단값을 가지는 비트신호로 복조하는 비트신호 복조부를 포함하는 초음파 수신기;
    상기 비트신호와 상기 ID 코드에 따라 기설정된 기준코드신호의 상호상관값을 산출하는 상호상관값 산출부;
    상기 상호상관값이 상기 ID 코드의 길이와 대응되는지 판단하며 상기 상호상관값이 상기 ID 코드의 길이와 대응되는 시점을 수신시점으로 결정하는 수신시점 결정부; 및
    상기 초음파 송신기에서 초음파 신호를 송신한 시점과 상기 수신시점의 차이에 기초하여 거리를 산출하는 거리 산출부;를 포함하는 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 변조부는
    상기 ID 코드에 포함된 각 비트가 제1 비트값을 가지면 기설정된 제1 기울기로 기설정된 비트별 송신시간동안 주파수 스윕하고, 각 비트가 상기 제1 비트값과 다른 제2 비트값을 가지면 상기 제1 기울기와 다른 기설정된 제2 기울기로 상기 비트별 송신시간동안 주파수 스윕하며 변조신호를 생성하는 것
    인 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 수신기는
    각 비트값에 대해 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 생성된 기준비트신호를 스펙트로그램 상의 신호로 변환하며, 스펙트로그램 상의 수신신호와 각 비트값에 대한 기준비트신호의 상호상관 계수를 산출하기 위한 상호상관 마스크를 생성하는 마스크 생성부를 더 포함하는 것이고,
    상기 비트신호 복조부는
    상기 마스크 생성부에서 각 비트값에 대해 생성한 상호상관 마스크와 상기 스펙트로그램 상의 수신신호의 상호상관 계수를 산출하고, 시간에 따른 상호상관 계수의 변화에 따라 상호상관 계수가 기설정된 임계값을 초과하며 극대인 시점에 상기 각 비트값에 대응되는 판단값을 가지고 상호상관 계수가 상기 임계값 이하이거나 극대가 아닌 시점에서는 기설정된 초기값을 가지는 비트신호를 생성하며 상기 스펙트로그램 상의 수신신호를 복조하는 것
    인 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 마스크 생성부는
    각 비트값에 대해 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 생성된 신호를 대역폭 통과 필터에 통과시킴에 따라 기준비트신호를 생성하며, 상기 기준비트신호를 스펙트로그램 상의 신호로 변환하고, 스펙트로그램 상의 기준비트신호에서 상기 비트별 송신시간에 대응되는 시간범위와 기설정된 스윕 주파수 범위에 대응되는 관심 시간 및 주파수영역을 추출하여 각 비트값에 대한 상호상관 마스크를 생성하는 것
    인 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 장치.
  5. 미리 할당된 ID 코드에 포함된 각 비트의 비트값에 따라 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 변조신호를 생성하는 단계;
    상기 변조신호를 물리적 에너지로 변환하여 외부로 초음파 신호를 송신하는 단계;
    외부로부터 초음파 신호를 수신하고 전기적 에너지로 변환하여 수신신호를 생성하는 단계;
    시간영역의 상기 수신신호를 스펙트로그램 상의 수신신호로 변환하는 단계;
    상기 스펙트로그램 상의 수신신호와 각 비트값에 대응되는 기준비트신호의 상호상관을 통해 상기 스펙트로그램 상의 수신신호를 시간에 따라 각 비트값에 대응되는 판단값을 가지는 비트신호로 복조하는 단계;
    상기 비트신호와 상기 ID 코드에 따라 기설정된 기준코드신호의 상호상관값을 산출하는 단계;
    상기 상호상관값이 상기 ID 코드의 길이와 대응되는지 판단하는 단계;
    상기 상호상관값이 상기 ID 코드의 길이와 대응되면, 상기 상호상관값이 상기 ID 코드의 길이와 대응된 시점을 수신시점으로 결정하는 단계; 및
    상기 초음파 신호를 송신한 시점과 상기 수신시점의 차이에 기초하여 거리를 산출하는 단계;를 포함하는 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 변조신호를 생성하는 단계는
    상기 ID 코드에 포함된 각 비트가 제1 비트값을 가지면 기설정된 제1 기울기로 기설정된 비트별 송신시간동안 주파수 스윕하고, 각 비트가 상기 제1 비트값과 다른 제2 비트값을 가지면 상기 제1 기울기와 다른 기설정된 제2 기울기로 상기 비트별 송신시간동안 주파수 스윕하며 변조신호를 생성하는 것
    인 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 방법.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 스펙트로그램 상의 수신신호로 변환하는 단계 이후와 상기 비트신호로 복조하는 단계 이전에 있어서,
    각 비트값에 대해 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 생성된 기준비트신호를 스펙트로그램 상의 신호로 변환하며, 스펙트로그램 상의 수신신호와 각 비트값에 대한 기준비트신호의 상호상관 계수를 산출하기 위한 상호상관 마스크를 생성하는 단계;를 더 포함하고,
    상기 비트신호 복조하는 단계는
    상기 상호상관 마스크를 생성하는 단계에서 각 비트값에 대해 생성한 상호상관 마스크와 상기 스펙트로그램 상의 수신신호의 상호상관 계수를 산출하고, 시간에 따른 상호상관 계수의 변화에 따라 상호상관 계수가 기설정된 임계값을 초과하며 극대인 시점에 상기 각 비트값에 대응되는 판단값을 가지고 상호상관 계수가 상기 임계값 이하이거나 극대가 아닌 시점에서는 기설정된 초기값을 가지는 비트신호를 생성하며 상기 스펙트로그램 상의 수신신호를 복조하는 것
    인 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 상호상관 마스크를 생성하는 단계는
    각 비트값에 대해 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 생성된 신호를 대역폭 통과 필터에 통과시킴에 따라 기준비트신호를 생성하는 단계와,
    상기 기준비트신호를 스펙트로그램 상의 신호로 변환하는 단계와,
    상기 스펙트로그램 상의 기준비트신호에서 상기 비트별 송신시간에 대응되는 시간범위와 기설정된 스윕 주파수 범위에 대응되는 관심 시간 및 주파수영역을 추출하여 각 비트값에 대한 상호상관 마스크를 생성하는 단계를 포함하는 것
    인 혼선을 줄이기 위한 초음파 거리 측정 방법.
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 초음파 송신기에서 ID 코드에 포함된 각 비트의 비트값에 따라 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 변조한 초음파 신호를 송신한 후 외부로부터 초음파 신호를 수신하고 전기적 에너지로 변환하여 수신신호를 생성하는 수신 트랜스듀서;
    시간영역의 상기 수신신호를 스펙트로그램 상의 수신신호로 변환하는 스펙트로그램 변환부;
    각 비트값에 대해 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 생성된 기준비트신호를 스펙트로그램 상의 신호로 변환하며, 스펙트로그램 상의 수신신호와 각 비트값에 대한 기준비트신호의 상호상관 계수를 산출하기 위한 상호상관 마스크를 생성하는 마스크 생성부; 및
    상기 마스크 생성부에서 각 비트값에 대해 생성한 상호상관 마스크와 상기 스펙트로그램 변환부에서 변환한 스펙트로그램 상의 수신신호의 상호상관 계수를 산출하고, 시간에 따른 상호상관 계수의 변화에 따라 상호상관 계수가 기설정된 임계값을 초과하며 극대인 시점에 상기 각 비트값에 대응되는 판단값을 가지고 상호상관 계수가 상기 임계값 이하이거나 극대가 아닌 시점에서는 기설정된 초기값을 가지는 비트신호를 생성하며 상기 스펙트로그램 상의 수신신호를 복조하는 비트신호 복조부;를 포함하는 혼선을 줄이기 위한 초음파 수신기.
  12. 삭제
  13. 제11항에 있어서,
    상기 마스크 생성부는
    각 비트값에 대해 기설정된 기울기로 주파수 스윕하며 생성된 신호를 대역폭 통과 필터에 통과시킴에 따라 기준비트신호를 생성하며, 상기 기준비트신호를 스펙트로그램 상의 신호로 변환하고, 스펙트로그램 상의 기준비트신호에서 상기 비트별 송신시간에 대응되는 시간범위와 기설정된 스윕 주파수 범위에 대응되는 관심 시간 및 주파수영역을 추출하여 각 비트값에 대한 상호상관 마스크를 생성하는 것
    인 혼선을 줄이기 위한 초음파 수신기.
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